JP2894381B2 - Spread spectrum communication device - Google Patents

Spread spectrum communication device

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JP2894381B2
JP2894381B2 JP24767791A JP24767791A JP2894381B2 JP 2894381 B2 JP2894381 B2 JP 2894381B2 JP 24767791 A JP24767791 A JP 24767791A JP 24767791 A JP24767791 A JP 24767791A JP 2894381 B2 JP2894381 B2 JP 2894381B2
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英志 村井
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三菱電機株式会社
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【発明の詳細な説明】 DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION

【0001】 [0001]

【産業上の利用分野】この発明は干渉波に起因する誤り率特性の劣化が少ないスペクトル拡散通信装置に関するものである。 BACKGROUND OF THE INVENTION This invention relates to spread spectrum communication device with little deterioration of error rate characteristics caused by the interference waves.

【0002】 [0002]

【従来の技術】従来、この種の干渉波に起因する誤り率特性の劣化が少ないスペクトル拡散通信装置として、例えば特開昭58ー200649に示されるものがあった。 Conventionally, as a less deterioration spread spectrum communication apparatus of the error rate characteristic due to the interference wave of this kind, there is what is shown, for example, in JP 58 over 200,649. 図30は上記の文献に示されたスペクトル拡散通信装置の復調部のブロック構成図である。 Figure 30 is a block diagram of a demodulator of a spread spectrum communication apparatus shown in the above documents. 同図において、 In the figure,
1A,1Bは相関器、3はAGC増幅器、4A,4Bは帯域通過フィルタ、5は検波器、18は局部基準符号発生器、19は遅延線路、20は復調器21はスイッチ、 1A, 1B correlator, the AGC amplifier 3, 4A, 4B bandpass filter, 5 detector, 18 is a local reference code generator, 19 is a delay line, 20 is a demodulator 21 switches,
22は減算器である。 22 is a subtracter.

【0003】次に動作について説明する。 [0003] Next, the operation will be described. 受信信号Vi The received signal Vi
は、2つの相関器1A,1Bにおいて送信符号系列と同一の局部基準符号系列V C1 ,V C2 (例えば、系列長10 The two correlators 1A, the same local reference and transmission code sequence in 1B code sequence V C1, V C2 (e.g., the sequence length 10
23ビットのPN符号)と掛け合わされる。 23 bits of the PN code) to be multiplied. ここで、V Here, V
C2は、例えばV C1に対して系列長約510ビットに相当する時間だけ遅らせるように遅延線路19を構成してある。 C2 is have configured delay line 19 to delay by a time corresponding to a sequence length of about 510 bits for example V C1. 4A,4Bは情報信号の帯域とほぼ等しい通路帯域をもった帯域フィルタ、22は減算器、3はAGC増幅器、5は相関器出力信号V d1 ,V d2のいずれかを検波する検波器でその出力はAGC増幅器3にフィードバックされている。 4A, 4B is the band filter having a substantially equal path band as the band of the information signal, 22 is a subtracter, the 3 AGC amplifier, 5 is a detector for detecting one of the correlator output signal V d1, V d2 output is fed back to the AGC amplifier 3. 20は通常の復調器で、例えば同期検出および同期判定器、搬送波再生器、同期検波器、識別、再生器を有し、送信側から伝送される情報データ信号V I 20 is a typical demodulator, for example synchronous detection and synchronization determiner, a carrier regenerator, a synchronous detector, identification, have a regenerator, the information data signal V I transmitted from the transmitting side
を復調する。 It demodulates the.

【0004】次いで、図31を参照して図30のスペクトル拡散通信装置の干渉波抑圧の概要を説明する。 [0004] Next, an outline of the interference suppression of the spread spectrum communication apparatus of FIG. 30 with reference to FIG. 31. 図3 Figure 3
1(a)は送信側から伝送される送信データのスペクトルである。 1 (a) is a spectrum of the transmission data transmitted from the transmitting side. 図31(b)は受信信号Vi のスペクトルであり、干渉波として狭帯域妨害波が受信信号に混入している場合を示している。 Figure 31 (b) is a spectrum of the received signal Vi, narrow-band interference wave indicates a case where mixed in the received signal as an interference wave. 送信側の拡散符号系列と局部基準符号系列V C1のタイミングがあった場合には、相関器1Aの出力V d1は図31(c)のように、信号のスペクトルは圧縮され、妨害波のスペクトルは逆に拡げられる。 When a timing of the transmission side of the spreading code sequence and a local reference code sequence V C1 is the output V d1 of the correlator 1A is as shown in FIG. 31 (c), the spectrum of the signal is compressed, the spectrum of the interference wave It is spread on the reverse. この時、相関器1Bの出力V d2は相関が取れないから図31(d)のように入力信号が希望波であっても妨害波であっても、信号及び妨害波のスペクトルは拡げられる。 At this time, even if an input signal is interfering wave even desired wave as shown in FIG. 31 (d) since the output V d2 of the correlator 1B are not closely correlate, the spectrum of the signal and jammer is expanded. 逆に、送信側の拡散符号系列と局部基準符号系列V C2のタイミングが合った場合には、信号V d1 ,V d2のスペクトル分布は逆の状態になる。 Conversely, when a timing of the spreading code sequence and a local reference code sequence V C2 of the transmission side, the spectral distribution of the signal V d1, V d2 is reversed state. 上記の相関器出力V Said correlator output V
d1 ,V d2がそれぞれ狭帯域通過フィルタ4A,4Bを通過したあとのスペクトルを、夫々図31(e),(f) d1, V d2 each narrow band pass filter 4A, the spectrum after passing through the 4B, respectively FIG. 31 (e), (f)
に示す。 To show. そして、減算器22によりそれらの差分出力V And their difference output V by the subtracter 22
aを生ずる。 Resulting in a. Vaは図31(g)に示すようにほとんどが信号成分であり、極めて低電力密度の擬似雑音(相関器1Bによって逆拡散された希望波信号成分)が僅かに含まれている。 Va almost as shown in FIG. 31 (g) is a signal component, very low power density of the pseudo-noise (despread desired signal component by the correlator 1B) are included in slightly. このように妨害波が抑圧されたVaを得ることができる。 Thus interference waves can be obtained Va that has been suppressed. 狭帯域の希望波の代わりに他局からのスペクトル拡散信号が受信信号Vi 中に混入する場合にも同様に相関器1A,1Bによって逆拡散後、減算器2 Despread by Similarly the correlator 1A, 1B even when the spread spectrum signal is mixed in the received signal Vi from another station instead of the desired wave narrowband, subtractor 2
2で差し引かれて抑圧される。 Subtracted by 2 is suppressed.

【0005】ところが、以下の例に示すような干渉波に対しては、干渉波成分が依然として抑圧されずに残留するという課題がある。 [0005] However, with respect to the interference wave as shown in the following example, there is a problem that the interference wave component is still remaining without being suppressed. 図32は、図30のスペクトル拡散通信装置の復調部の干渉波抑圧の動作を説明するための図である。 Figure 32 is a diagram for explaining the operation of the interference suppression of the demodulating unit of the spread spectrum communication apparatus of FIG. 30. 図32(a)は図30の受信信号Vi に混入する狭帯域干渉波のベクトル軌跡を時間の推移と共に示したものである。 Figure 32 (a) shows a vector locus of narrowband interference wave mixed in the received signal Vi of Figure 30 with time transition. 同図において、I,Qはそれぞれ同相軸、直交軸を示している。 In the figure, I, Q are respectively in phase axis and quadrature axis. また、同図に各時点の干渉波のベクトルを直交成分で表示している。 Further, displaying the vector of the interference wave at each time point in the quadrature components in FIG. ここでは、信号成分は同相軸に存在し、干渉波は正弦波状で、干渉波電力は信号成分の搬送波電力の100倍(電圧比で10 Here, the signal component is present in phase axis, the interference wave is a sine wave, the interference wave power is 100 times the signal component carrier power (voltage ratio 10
倍)とし、また、干渉波と信号波の中心周波数差は、T Fold), and also, the center frequency difference between the interfering wave and the signal wave, T
sを送信データ間隔として{(π/4)/7}・Tsの例について説明する。 S as transmission data interval {(π / 4) / 7} · Ts example will be described.

【0006】干渉波と信号波の中心周波数に差が存在する場合、干渉波のベクトル軌跡は、図32(a)に示すように、時間と共に位相回転する。 [0006] If the difference in the center frequency of the interference wave and the signal wave is present, the vector locus of the interference wave, as shown in FIG. 32 (a), phase rotation over time. 図32(b)には、 FIG 32 (b),
干渉波を同相軸上に投影した干渉波の同相軸成分を示してあり、これが誤り率特性を劣化させる一要因となる。 The interference wave is shown an in-phase axis component of the interference wave projected onto the phase axis, which is one factor deteriorating the error rate characteristic.
図32(c),(d)には、それぞれ局部基準符号発生器18,19が発生する局部基準符号系列V C1 ,V C2を示している。 Figure 32 (c), shows a local reference code sequence V C1, V C2, the which each local reference code generator 18, 19 for generating (d). ここで、符号系列は系列長7のPN符号の例を示している。 Here, the code sequence represents an example of a PN code sequence length 7. 図30の相関器1A,1Bおよび帯域通過フィルタ4A,4Bにおいて、干渉波同相軸成分と、局部基準符号がV C1 ,V C2がそれぞれ乗積され平均化される。 Correlator 1A in FIG. 30, 1B and bandpass filters 4A, in 4B, the interference wave phase axis component, the local reference numerals V C1, V C2 is being multiplied respectively averaged. 図32(c),(d)に示す干渉波のベクトルは、受信信号Vi に混入する干渉波と局部基準符号系列を乗積した干渉波同相軸成分を示している。 Figure 32 (c), it shows a vector of the interference wave shown in (d) is interference-phase axis component obtained by multiplying an interference wave and the local reference code sequence to be mixed into the received signal Vi. そして、 And,
帯域通過フィルタにより、平均化されることにより上向きと下向きのものが打ち消され、データ復調時には干渉波同相軸成分が抑圧されるように作用する。 The bandpass filter, those upward and downward are canceled by being averaged, acts as interference wave phase axis component at the time of data demodulation is suppressed. その後に残るベクトル成分が残留干渉波成分である。 Thereafter remaining vector components are residual interference wave component. 図32(c) Figure 32 (c)
の場合、同相軸の残留干渉波成分は10であるが、図3 Cases, the residual interference wave components of the in-phase axis is a 10, 3
2(d)の場合には、次の値となる。 In the case of. 2 (d), the following value. 10−10×2 1/2即ち、干渉波と信号波の中心周波数に差が存在する場合に、局部基準符号V C1とV C2とで異なった干渉波成分が検出されることになり、Vaの出力には次の値の干渉波成分が依然として抑圧されずに残留する。 10-10 × 2 1/2 That is, when the difference between the center frequency of the interference wave and the signal wave is present, will be the interference wave component different between the local reference numerals V C1 and V C2 is detected, Va of the output remains without being suppressed interference wave component of the following values ​​is still. 10−(10−10×2 1/2 )=10×2 1/2これは、受信信号に混入する干渉波成分と局部基準符号V C1の相関特性と、上記の干渉波成分と遅延させた局部基準符号V C2との相関特性が必ずしも一致しないために生ずる現象である。 10- (10-10 × 2 1/2) = 10 × 2 1/2 This is because the correlation properties of the interference wave component and the local reference code V C1 to be mixed into the received signal, delayed and said interference wave component is a phenomenon that occurs because the correlation properties of the local reference code V C2 does not always match.

【0007】 [0007]

【発明が解決しようとする課題】従来の例のスペクトル拡散通信装置は以上のように構成されているので、受信信号に混入する干渉波と信号波の中心周波数に差がある場合を含み、スペクトル拡散符号系列と干渉波の相関特性と、時間遅延させたスペクトル拡散符号と干渉波の相関特性とが一致しないような場合、干渉波が効果的に抑圧されないという課題が残されていた。 Since the spread spectrum communication apparatus of the invention Problems to be Solved conventional example is constructed as described above, it includes a case where there is a difference in the center frequency of the interference wave and the signal wave to be mixed into the received signal, spectral If spreading code sequence and the correlation properties of the interference waves, which do not match the correlation properties of spread spectrum code and the interference wave obtained by time delay problem that the interference waves can not be effectively suppressed has been left.

【0008】この発明は上記のような課題を解決するためになされたものであり、干渉波と信号波の中心周波数に差がある場合を含み、スペクトル拡散符号と干渉波の相関特性と、遅延させたスペクトル拡散符号と干渉波の相関特性とが一致しないような場合でも、干渉波を有効に抑圧することのできるスペクトル拡散通信装置を得ることを目的とする。 [0008] This invention has been made to solve the above problems, including the case where there is a difference in the center frequency of the interference wave and the signal wave, a correlation characteristic of the spread spectrum code and the interference wave, the delay even if the spectrum spreading code correlation characteristic of interference waves obtained by the like do not match, an object is to obtain a spread spectrum communication apparatus that can effectively suppress interference waves.

【0009】 [0009]

【課題を解決するための手段】上記の目的を達成するために、請求項1に係わるスペクトル拡散通信装置では、 To achieve the above object, according to the solution to ## in a spread spectrum communication apparatus according to claim 1,
送信側から送信データをスペクトル拡散して送信し、受信側では検波信号に送信側と同一のスペクトル拡散符号系列を用いて相関検出を行い送信データを復調するスペクトル拡散通信装置において、以下の要素を有する変調部をM1、復調部をD1,D2として、M1及び、D1 The transmission data from the transmitting side and transmits the spread spectrum, the spread spectrum communication apparatus for demodulating transmission data performs correlation detection using the same spread spectrum code sequence and the transmission side to the detection signal at the reception side, the following elements modulation unit with M1, as the demodulator D1, D2, M1 and, D1
とD2の少なくとも一つを備えるようにしたものである。 When is obtained so as to comprise at least one D2. (a)以下の要素を有する変調部M1、(a1)スペクトル拡散符号系列を発生するスペクトル拡散符号発生器、(a2)送信データと上記のスペクトル拡散符号系列を乗積してスペクトル拡散信号を得る乗算器、(a (A) modulating portion M1 having the following elements to obtain a spread spectrum signal by multiplying the (a1) spread spectrum code generator for generating a spread spectrum code sequence, (a2) transmitting data and the spread-spectrum code sequence multiplier, (a
3)上記のスペクトル拡散符号系列、もしくは上記のスペクトル拡散信号に観測チャネルを挿入する観測チャネル挿入手段、(a4)観測チャネルを挿入したスペクトル拡散信号を波形整形する波形整形フィルタ、(a5) 3) The spread spectrum code sequence or observed channel insertion means for inserting the observation channel spread spectrum signal of the, (a4) waveform shaping filters the spread spectrum signal obtained by inserting the observation channel waveform shaping,, (a5)
上記の波形整形フィルタ出力と搬送波を乗積して変調波を得る変調器、(b)以下の要素を有する復調部D1、 Modulator to obtain the modulated wave by multiplying the waveform shaping filter output and carrier demodulator D1 having the following elements (b),
(b1)検波信号を波形整形する波形整形フィルタ、 (B1) waveform shaping filters the detection signal waveform shaping,
(b2)上記の波形整形フィルタ出力をサンプルするサンプラ、(b3)上記のサンプラ出力を観測チャネルサンプル値と信号チャネルサンプル値とに分類する直並列変換器、(b4)上記の観測チャネルサンプル値から、 (B2) sampler to sample the waveform shaping filter output of said, (b3) the serial-parallel converter for classifying the sampler output to the observed channel sample values ​​and the signal channel sample values, from (b4) above observations channel sample values ,
信号チャネルに混入する干渉波成分を推定する推定手段、(b5)上記の信号チャネルサンプル値から、上記の干渉波成分の推定値を減算するキャンセラ、(b6) Estimating means for estimating an interference wave component mixed into the signal channel, (b5) from the signal channel sample values, canceller subtracts the estimated value of the interference signal component of the, (b6)
上記のキャンセラ出力を送信側と同一のスペクトル拡散符号系列を用いて相関検出するマッチドフィルタ、(b Matched filter for correlation detection by using the same spread spectrum code sequence and the transmission side of the above canceller output, (b
8)上記のマッチドフィルタ出力について送信データを判定するデータ判定器、(c)以下の要素を有する復調部D2、(c1)検波信号を波形整形する波形整形フィルタ、(c2)上記の波形整形フィルタ出力をサンプルするサンプラ、(c3)上記のサンプラ出力について送信側のスペクトル拡散符号系列と同一の符号系列を用いて相関検出を行うチャネルマッチドフィルタ、(c4) 8) The above determines data judging unit to transmit data for the matched filter output, (demodulator D2 having the following elements c), (c1) the waveform shaping filter the detected signal to waveform shaping, (c2) above waveform shaping filter sampler for sampling the output, (c3) said channel matched filter to perform the correlation detection using a spread spectrum code sequence identical to the code sequence on the transmitting side for the sampler output, (c4)
上記のチャネルマッチドフィルタ出力を保持する遅延器、(c5)上記の遅延器の各段から出力される相関検出値を用いて信号チャネルの相関検出後に残留する干渉波成分を差引く相関キャンセラ、(c6)上記の相関キャンセラ出力について送信データを判定するデータ判定器。 Delayer, (c5) above delayer correlation canceller subtracting the interference wave component remaining after correlation detection signal channel using the correlation detection value outputted from each stage to hold the channel matched filter output of the ( c6) determining data judging unit to transmit data on the correlation canceler output above. 請求項2に係わるスペクトル拡散通信装置では、送信側から送信データを送信し、受信側では検波信号に送信側と同一のスペクトル拡散符号系列を用いて相関検出を行い送信データを復調するスペクトル拡散通信装置において、以下の要素を有する変調部をM2、復調部をD In spread spectrum communication apparatus according to claim 2, transmits the transmission data from the transmitting side, spectrum spread communication for demodulating the transmission data subjected to correlation detection using the same spread spectrum code sequence and the transmission side to the detection signal at the reception side in the device, a modulation unit having the following elements M2, a demodulator D
3,D4として、M2及び、D3とD4の少なくとも一つを備えるようにしたものである。 As 3, D4, M2 and is obtained by the so comprises at least one D3 and D4. (a)以下の要素を有する変調部M2、(a1)スペクトル拡散符号系列を発生するスペクトル拡散符号発生器、(a2)送信データと上記のスペクトル拡散符号系列を乗積してスペクトル拡散信号を得る2系統の乗算器、(a3)上記のスペクトル拡散符号系列、もしくは上記の2系統のスペクトル拡散信号に観測チャネルを挿入する観測チャネル挿入手段、(a4)上記の2系統の観測チャネルを挿入したスペクトル拡散信号の信号チャネルが互いに時間的に重ならないよう一方のタイミングを制御するタイミングオフセッタ、(a5)上記の2系統のスペクトル拡散信号をそれぞれ波形整形する波形整形フィルタ、(a6)上記の2系統の波形整形フィルタ出力を変調信号として互いに直交する搬送波を変調する直交変調器、(b)以 (A) modulating unit M2 with the following elements, to obtain a spread spectrum signal by multiplying the (a1) spread spectrum code generator for generating a spread spectrum code sequence, (a2) transmitting data and the spread-spectrum code sequence two systems of multipliers, (a3) ​​above spectrum spreading code sequence or observed channel insertion means for inserting the observation channel spread spectrum signal of the two systems, the spectrum obtained by inserting the observation channels (a4) above two systems timing off setter for controlling one of timing as the signal channel of the spread signal do not overlap each other temporally, (a5) waveform shaping filter for each waveform shaping spread spectrum signal of the above two systems, (a6) above two systems quadrature modulator, (b) than for modulating a carrier wave orthogonal waveform shaping filter output as a modulation signal の要素を有する復調部D3、(b1)検波信号の同相軸成分、直交軸成分をそれぞれ波形整形する波形整形フィルタ、(b2)上記のそれぞれの波形整形フィルタ出力をそれぞれサンプルするサンプラ、(b3)上記のサンプラ出力値相互の時間関係を制御するタイミングオフセッタ、(b4)上記のそれぞれのサンプラ出力を観測チャネルサンプル値と信号チャネルサンプル値とに分類する直並列変換器、(b5)上記のそれぞれの観測チャネルサンプル値から信号チャネルの干渉波成分を推定する推定手段、(b6)上記のそれぞれの信号チャネルサンプル値から上記の推定値を差し引くキャンセラ、(b Demodulator D3 having the element, (b1) phase axis component of the detected signal, orthogonal axes waveform shaping filter for each waveform shaping components, (b2) above the respective waveform shaping filter output each sample to the sampler, (b3) timing off setter for controlling the time relationship of the sampler output value each other, (b4) the observation channel sample values ​​of each of the sampler output of the signal channel sample values ​​and the serial-parallel converter classified into, (b5) above, respectively observation channel sample value estimating means for estimating an interference wave component of the signal channel from, (b6) canceller subtracting the estimated value from the respective signal channel sample values ​​of the, (b
7)上記のそれぞれのキャンセラ出力を送信側と同一のスペクトル拡散符号系列により相関検出を行うマッチドフィルタ、(b8)上記のそれぞれのマッチドフィルタ出力について送信データを判定するデータ判定器、 7) The above matched filter for performing correlation detection by the same spread spectrum code sequence and the transmission side respectively of the canceller output, (b8) determining data judging unit to transmit data for each of the matched filter output of the,
(c)以下の要素を有する復調部D4、(c1)検波信号の同相軸成分、直交軸成分をそれぞれ波形整形する波形整形フィルタ、(c2)上記のそれぞれの波形整形フィルタ出力をそれぞれサンプルするサンプラ、(c3) Demodulator D4 having the following elements: (c), (c1) phase axis component of the detected signal, orthogonal axes waveform shaping filter for each waveform shaping component, (c2) sampler for sampling said each waveform shaping filter output, respectively , (c3)
上記の波形整形された検波信号の同相軸成分、直交軸成分のサンプル値相互のタイミング関係を制御するタイミングオフセッタ、(c4)上記の相互のタイミング関係が制御された同相軸成分、直交軸成分について送信側と同一ののスペクトル拡散符号系列によりそれぞれ相関検出を行うチャネルマッチドフィルタ、(c5)上記のそれぞれのチャネルマッチドフィルタ出力を保持する遅延器、(c6)上記の各遅延器の各段から出力される相関検出値を用いて信号チャネルの相関検出後に残留する干渉波成分を差引く相関キャンセラ、(c7)上記の相関キャンセラ出力について送信データを判定するデータ判定器。 Phase axis component of the above waveform-shaped detection signal, the sample value mutual timing off setter for controlling the timing relationship of the orthogonal axis component, (c4) said in-phase axis component of the timing relationship is controlled mutually orthogonal axes components for channel matched filter to perform the correlation detection, respectively by the sender and the same for the spectrum spreading code sequence, (c5) a delay unit for holding the respective channel matched filter output of the from (c6) above each stage of each delay unit correlation canceller subtracting the interference wave component remaining after correlation detection signal channel using the correlation detection value output, (c7) determines data judging unit to transmit data on the correlation canceler output above. 請求項3に係わるスペクトル拡散通信装置では、 In spread spectrum communication apparatus according to claim 3,
先に定義した変調部M1,M2の少なくとも一つを備えるようにしたものである。 It is obtained so as to include at least one modulator unit M1, M2 as defined above. 請求項4に係わるスペクトル拡散通信装置では、先に定義した復調部D1,D2,D In spread spectrum communication apparatus according to claim 4, demodulator previously defined D1, D2, D
3,D4の少なくとも一つを備えるようにしたものである。 3, is obtained by the so comprises at least one D4.

【0010】 [0010]

【作用】上記のように構成された請求項1の発明におけるスペクトル拡散通信装置は、送信側の変調部において、スペクトル拡散符号系列、もしくは送信データとスペクトル拡散符号系列を乗積して得るスペクトル拡散信号に、観測チャネルを挿入し、信号チャネルと観測チャネルとが交互に存在するスペクトル拡散信号を生成して送信し、それを受信する受信側の復調部において、検波信号の信号チャネルには信号成分と混入した干渉波成分が存在し、観測チャネルには干渉波成分のみが存在するようになる。 [Action] spread spectrum communication device in configured invention of claim 1 as described above, in the modulation of the transmitting side, spectrum spread obtained by multiplying the spread spectrum code sequence or the transmitted data and the spread spectrum code sequence, the signal, insert the observation channel, transmitted by the signal channel and the observed channel to generate a spread spectrum signal present alternately, the demodulator of the receiving side receives it, the signal component in the signal channel of the detection signal there are entrained interference wave component and, so only the interference wave component is present in the observation channel. 従って、上記の検波信号のサンプラ出力を信号チャネルと観測チャネルに分け、信号チャネルのサンプル値から、観測チャネルのサンプル値から推定手段により求めた信号チャネルに存在する干渉波成分推定値を差し引き、次いでマッチドフィルタにより送信側と同一のスペクトル拡散符号系列を用いて相関検出を行うことにより、もしくは、検波信号のサンプラ出力をチャネルマッチドフィルタにより送信側と同一のスペクトル拡散符号系列を用いて相関検出を行い、次いで遅延器と相関キャンセラにより、信号チャネルの相関検出値から、 Therefore, divided sampler output of the above detection signals to the signal channel and the observation channel, from the sample values ​​of the signal channel, subtracts the interference component estimation value existing in the signal channel determined by the estimation means from the sample values ​​of the observation channels, then by performing correlation detection using the same spread spectrum code sequence and the transmission side by a matched filter, or performs correlation detection using the same spread spectrum code sequence and the transmission side sampler output of the detection signal by the channel matched filter , then the correlation canceler delayer, the correlation detection values ​​of the signal channel,
相関タイミングに隣接するタイミングにおける観測チャネルの相関検出値から推定した信号チャネルの相関検出後に残留する干渉波成分を、差し引くことにより、干渉波と信号波の中心周波数に差がある場合を含みスペクトル拡散符号と干渉波の相関特性と、遅延させたスペクトル拡散符号と干渉波の相関特性とが一致しないような場合でも検波信号に混入する干渉波成分を抑圧することができる。 An interference wave component remaining after correlation detection of the estimated signal channel from the correlation detection values of the observation channel at the timing adjacent the correlation timing by subtracting, spread spectrum includes a case where there is a difference in the center frequency of the interference wave and the signal wave and correlation characteristics of the code and the interference wave, it is possible to suppress interference wave component mixed into the detection signal even when the correlation properties of the interference wave spectrum spreading code is delayed so as not to coincide.

【0011】請求項2の発明におけるスペクトル拡散通信装置は、送信側の変調部において、スペクトル拡散符号系列、もしくは送信データとスペクトル拡散符号系列を乗積して得るスペクトル拡散信号に観測チャネルを挿入し、信号チャネルと観測チャネルとが交互に存在するスペクトル拡散信号を2系統設け、2系統の信号チャネルが互いに時間的に重ならないようタイミングを制御した2つの変調信号により互いに直交する搬送波を変調して送信し、それを受信する受信側の復調部において、上記直交する各検波軸出力について、2系統のタイミング関係を送信側のタイミングを制御前に戻したものは、請求項1の発明におけるスペクトル拡散通信装置の1系統について説明した作用と同様であり、特に相違としては、直交変調器出力 [0011] The spread spectrum communication device in the invention of claim 2 is the modulation of the transmission side, and insert the observation channel spread spectrum signal obtained by multiplying a spread spectrum code sequence or the transmitted data and the spread spectrum code sequence, the spread spectrum signal is a signal channel and observation channels alternately present provided two systems, by modulating a carrier wave orthogonal to each other by two modulated signals to control the timing so that the signal channel of the two channels do not overlap each other temporally transmitted, the demodulator of the receiving side receives it, for each detection axis output of the quadrature, the timing relationship between the two systems which are returned before controlling the timing of the transmission side, spectrum spread in the invention of claim 1 It is the same as the operation described for one system of communication devices, particularly as the difference, quadrature modulator output 時間的に出力ゼロ区間のない信号波形を有することにより、観測チャネルの挿入に伴う包絡線変動を緩和する作用がある。 By having a free signal waveforms temporally output null section, there is an effect that alleviates the envelope variation accompanying insertion of the observation channel. 請求項3におけるスペクトル拡散通信装置は、請求項1と請求項2におけるスペクトル拡散通信装置の変調部M1,M2のすくなくとも一つを備えるものであり、説明済である。 Spread spectrum communication apparatus according claim 3 is one having at least one modulation unit M1, M2 of the spread spectrum communication apparatus as in claim 1 and claim 2, which is already described. 請求項4におけるスペクトル拡散通信装置は、請求項1と請求項2 Spread spectrum communication apparatus according claim 4 is according to claim 1 and claim 2
におけるスペクトル拡散通信装置の復調部D1,D2, Demodulator D1, D2 of the spread spectrum communication apparatus in,
D3,D4のすくなくとも一つを備えるものであり、説明済である。 D3, are those comprising at least one of D4, it is already described.

【0012】 [0012]

【実施例】以下に、先ず請求項1の発明のスペクトル拡散通信装置の変調部の実施例1〜8について説明する。 EXAMPLES Hereinafter, first, for Examples 1 to 8 of the modulation of the spread spectrum communication apparatus of the invention of claim 1 is described.
次いで上記の実施例1〜8の変調部より出力する変調波の送信信号を受信する復調部の実施例9〜14について説明する。 Next will be described examples 9-14 demodulator for receiving the transmission signal of the modulation wave to be output from the modulation section of the Examples 1-8 above.

【0013】実施例1. [0013] Example 1. 図1は請求項1の発明の実施例1を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロック構成図である。 Figure 1 is a block diagram of a modulator portion of the spread spectrum communication apparatus according to the first embodiment of the invention of claim 1. 図中、101は送信データ入力端子、10 In the figure, 101 is the transmit data input terminal, 10
2は乗算器、103はスペクトル拡散符号発生器、10 2 multiplier 103 spread spectrum code generator, 10
5は観測チャネル挿入器、108は波形整形フィルタ、 5 observation channel inserter, 108 waveform shaping filter,
109は送信ベースバンド信号、110は変調器である。 109 transmission baseband signal, 110 is a modulator.

【0014】次に動作について図1、図9、図10を参照して説明する。 [0014] Figure 1, the operation then, FIG. 9 will be described with reference to FIG. 10. 図1において、観測チャネル挿入器1 In Figure 1, the observation channel inserter 1
05はスペクトル拡散符号発生器103の出力の図9 05 the output of the spread spectrum code generator 103 9
(b)に示すスペクトル拡散符号系列104に観測チャネルを挿入する。 Inserting the observation channel spread spectrum code sequence 104 shown in (b). 観測チャネルを挿入したスペクトル拡散符号系列106は、図9(c)に示すように、信号が存在する区間と、信号が存在しない区間の2種類のチャネルが存在し、信号が存在する区間を信号チャネルと呼び、信号が存在しない区間を観測チャネルと呼ぶ。 Spread-spectrum code sequence 106 of inserting the observation channel, as shown in FIG. 9 (c), signal and interval signal is present, a section two channels of the section signal is not present there, the signal is present referred to as a channel, called the observation channel interval no signal is present. 観測チャネルの挿入方法としては、図9(b)に示すようなスペクトル拡散符号系列104のパルス系列を図9 As insertion method of the observation channels, FIG pulse sequence spread spectrum code sequence 104 as shown in FIG. 9 (b) 9
(c)に示すRZ(Return to Zero)符号パルス系列106に変換する方法、あるいは図10 (C) to indicate RZ (Return to Zero) method into a code pulse sequence 106 or FIG. 10,
(b)に示すようなスペクトル拡散符号系列104の単位パルス毎に出力ゼロ区間を挿入して図10(c)に示すパルス系列106に変換する方法があるが、データ伝送速度、占有周波数帯域、拡散符号等の兼ね合いによって適宜選定すればよく、この発明において特に限定するものではない。 Insert the spread spectrum code sequence 104 output zero interval for each unit pulse as shown in (b) a method of converting into a pulse sequence 106 shown in FIG. 10 (c), but the data transmission rate, occupied bandwidth, It may be optionally selected depending on balance of the spreading code or the like and is not particularly limited in this invention.

【0015】ここでは、図9(b)、図10(b)に示すスペクトル拡散符号系列104として系列長7のM系列を用いた例を示している。 [0015] Here, an example using an M sequence with a sequence length of 7 as a spectrum spreading code sequence 104 shown in FIG. 9 (b), FIG. 10 (b). また、図9(c)に示すR In addition, R shown in FIG. 9 (c)
Z(Return to Zero)符号パルス系列1 Z (Return to Zero) code pulse sequences 1
06では、RZパルスのデューティ比50%の例を示している。 In 06 shows an example of a duty ratio of 50% RZ pulses. また、図10(c)に示すスペクトル拡散符号系列104の単位パルス毎に出力ゼロ区間を挿入したパルス系列106では、出力ゼロ区間の時間幅とスペクトル拡散符号系列104の単位パルスの時間幅とを等しくした例を示している。 Further, in the pulse sequence 106 by inserting the output zero interval for each unit pulse of a spread spectrum code sequence 104 shown in FIG. 10 (c), and the time width of the unit pulse time width and spectral spread code sequence 104 output zero interval It shows equally examples.

【0016】さて、変調部に入力される図9(a)に示す送信データは、図9(c)に示す観測チャネルを挿入したスペクトル拡散符号系列106と乗算器102により乗積し、図9(d)に示す観測チャネルを挿入したスペクトル拡散信号107を得る。 [0016] Now, transmission data shown in FIG. 9 (a) that is input to the modulation unit is to product by the multiplier 102 and the spread spectrum code sequence 106 to insert the observation channel shown in FIG. 9 (c), 9 obtaining a spectrum spread signal 107 by inserting the observation channel shown in (d). 上記の観測チャネルを挿入したスペクトル拡散信号107は波形整形フィルタ108により波形整形して図9(e)に示す変調信号を得て、変調器110により例えば位相シフトキーイング(以下、PSKと呼ぶ)変調し、PSK変調波を出力する。 Spectrum spread signal 107 by inserting the above observation channels to obtain a modulated signal shown in FIG. 9 (e) to waveform shaping by the waveform shaping filter 108, a modulator 110 for example a phase shift keying (hereinafter, referred to as PSK) modulation and it outputs the PSK modulated wave. 観測チャネルの挿入方法の他の方法の場合は、変調部に入力される図10(a)に示す送信データは、図1 For other methods how to insert the observation channel, the transmission data shown in FIG. 10 (a) that is input to the modulation unit, FIG. 1
0(c)に示す観測チャネルを挿入したスペクトル拡散符号系列106と乗算器102により乗積し、図10 0 spread-spectrum code sequence 106 to insert the observation channel shown in (c) and then multiplied by the multiplier 102, FIG. 10
(d)に示す観測チャネルを挿入したスペクトル拡散信号107を得る。 Obtaining a spectrum spread signal 107 by inserting the observation channel shown in (d). 上記の観測チャネルを挿入したスペクトル拡散信号107は波形整形フィルタ108により波形整形して図10(e)に示す変調信号を得て、変調器110により例えばPSK変調し、PSK変調波を出力する。 Spectrum spread signal 107 by inserting the above observation channels to obtain a modulated signal shown in FIG. 10 (e) to waveform shaping by the waveform shaping filter 108, for example, PSK modulated by a modulator 110, and outputs the PSK modulated wave. ここで、波形整形フィルタは、送信側において特に、信号帯域を制限する必要がない場合には、信号成分(ベースバンド成分)を通過させるのに十分な帯域を有する低域通過フィルタに置き換えてもよく、あるいは省略も可能である。 Here, the waveform shaping filter, particularly in the transmission side, when there is no need to limit the signal band, be replaced by a low-pass filter having a sufficient bandwidth to pass the signal component (baseband component) well, or omitted it is also possible.

【0017】この実施例1に示した変調部より出力する変調波の送信信号を受信し復調する復調部は、後に説明するように実施例9、実施例12を示す図11、図16 FIG. 11 illustrates an embodiment 9, Example 12 as the demodulator for receiving and demodulating a transmission signal modulated wave output from the modulator portion shown in Example 1 will be described later, FIG. 16
の復調部であり、検波信号に含まれる干渉波成分を抑圧することができる。 A demodulator, it is possible to suppress the interference signal component included in the detection signal.

【0018】実施例2. [0018] Example 2. 図2は請求項1の発明の実施例2を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロック構成図である。 Figure 2 is a block diagram of a modulator portion of the spread spectrum communication apparatus according to the second embodiment of the invention of claim 1. 送信データとスペクトル拡散符号系列10 Transmit data and spread-spectrum code sequence 10
4を乗算器102により乗積して、スペクトル拡散信号111を得た後、観測チャネル挿入器105により上記のスペクトル拡散信号に観測チャネルを挿入するよう構成したものであり、実施例1と同様に、受信側では後に説明するように実施例9、実施例21を示す図11、図16の復調部の構成により、検波信号に含まれる干渉波成分を抑圧することができる。 4 multiplied by the multiplier 102, after obtaining the spectrum spread signal 111, the observed channel inserter 105 is obtained by adapted to insert the observation channel spread spectrum signal described above, in the same manner as in Example 1 example 9 as will be described later on the receiving side, FIG. 11 showing an embodiment 21, the configuration of the demodulator of FIG. 16, it is possible to suppress the interference signal component included in the detection signal.

【0019】実施例3. [0019] Example 3. 図3は請求項1の発明の実施例3を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロック構成図である。 Figure 3 is a block diagram of a modulator portion of the spread spectrum communication apparatus according to the third embodiment of the invention of claim 1. 図中、151は第2の送信データ入力、1 In the figure, 151 is a second transmit data input, 1
53は第2のスペクトル拡散符号発生器、155は第2 53 second spread spectrum code generator, the 155 second
の観測チャネル挿入器、158は第2の波形整形フィルタ、120は直交変調器である。 Observation channel inserter, 158 second waveform shaping filter, 120 is a quadrature modulator. 実施例1との相違は、 Differences from the first embodiment,
2つの送信データそれぞれと、観測チャネルを挿入した2系統のスペクトル拡散符号系列106,156を乗算器102,152により乗積して、観測チャネルを挿入した2系統のスペクトル拡散信号107,157を得て、それぞれ波形整形した後、直交変調器120により互いに直交する搬送波を変調して送信信号を得るよう構成したものである。 Obtained and each of the two transmit data, the spectrum spreading code sequence 106,156 of two systems to insert the observation channel by multiplying by the multiplier 102, 152, a spread spectrum signal 107,157 of two systems of inserting the observation channel Te, after waveform shaping, respectively, which is constituted so as to obtain a transmission signal by modulating a carrier wave orthogonal to each other by the orthogonal modulator 120. ここで、直交変調器120は、例えば2つの変調信号それぞれと、一方は搬送波発振器出力と、他方は上記の搬送波発振器出力をπ/2移相器により移相した出力と、乗積した後、アナログ的に加算する加算器から構成されるものである。 Here, the orthogonal modulator 120, for example, and each of the two modulated signals, one carrier wave oscillator output and the other output that phase shifted carrier oscillator output of the by [pi / 2 phase shifter, after product, are those composed of the adder to analog summed.

【0020】上記の実施例3に示す変調部より出力する変調波の送信信号を受信し復調する復調部は、後に説明する実施例10を示す図12、もしくは、実施例13を示す図19の復調部であり、検波信号に含まれる干渉波成分を抑圧することができる。 The demodulator for receiving a transmission signal of the modulation wave to be output from the modulation section shown in Example 3 above demodulation, or FIG. 12 shows an embodiment 10 which will be described later, in FIG. 19 showing the embodiment 13 a demodulator, it is possible to suppress the interference signal component included in the detection signal.

【0021】実施例4. [0021] Example 4. 図4は請求項1の発明の実施例4を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロック構成図である。 Figure 4 is a block diagram of a modulator portion of the spread spectrum communication apparatus according to the fourth embodiment of the invention of claim 1. 実施例2との相違は、2つの送信データそれぞれについて、実施例2と同様の操作を行い、観測チャネルを挿入した2系統のスペクトル拡散信号107, Differences from the second embodiment, for each of the two transmission data, the procedure of Example 2, the spectrum of the two systems inserting the observation channel spread signals 107,
157を得て、それぞれ波形整形した後、直交変調器1 157 was obtained, and after waveform shaping, respectively, the quadrature modulator 1
20により互いに直交する搬送波を変調して送信信号を得るよう構成したものである。 Those configured to obtain a transmission signal by modulating a carrier wave orthogonal to each other by 20. 図4の各部の信号波形を図26(a),(b),(c),(d),(f)に示している。 Figure 26 (a) the signal waveforms of FIG. 4, is shown in (b), (c), (d), (f). 図26(f)に示すように直交変調器120の出力では、4相位相シフトキーイング(以下、QPSK The output of the quadrature modulator 120 as shown in FIG. 26 (f), 4-phase phase shift keying (hereinafter, QPSK
と呼ぶ)信号と、観測チャネルとが交互になるスペクトル拡散信号が得られる。 Referred to as) signal and spread spectrum signal and the observation channel is alternately obtained. ここでは108,158の波形整形フィルタの影響を省略し、また、直交変調器120 Is omitted here the influence of the waveform shaping filters 108,158, also the quadrature modulator 120
の出力信号を各直交軸に分解して示している。 The output signal is shown decomposed into respective orthogonal axes.

【0022】上記の実施例4に示した変調部より出力する変調波の送信信号を受信し復調する復調部は、実施例3と同様に、後に説明する実施例10を示す図12、もしくは実施例13を示す図19の復調部であり、検波信号に含まれる干渉波成分を抑圧することができる。 The demodulator for the above examples to receive a transmission signal of the modulated wave output from the modulation unit shown in 4 demodulated likewise later shows an embodiment 10 described 12 or implementation, as in Example 3 a demodulator of Figure 19 showing an example 13, it is possible to suppress the interference signal component included in the detection signal.

【0023】実施例5. [0023] Example 5. 図5は請求項1の発明の実施例5を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロック構成図である。 Figure 5 is a block diagram of a modulator portion of the spread spectrum communication apparatus according to a fifth embodiment of the invention of claim 1. 既に説明した実施例3との相違は、一つの送信データを、互いに独立の、もしくは互いに一定の位相差を有する2つのスペクトル拡散符号系列104,1 Already differences between the third embodiment described, a single transmission data, independent of one another, or two spread spectrum code sequence to each other with a constant phase difference 104,
54を用いて、実施例3と同様の操作を行い、観測チャネルを挿入した2系統のスペクトル拡散信号107,1 54 was used to perform the same operation as in Example 3, the spectrum of the two systems inserting the observation channel spread signal 107, a
57を得て、波形整形した後、直交変調器120により、互いに直交する搬送波を変調して送信信号を得るように構成したものである。 57 was obtained, and after the waveform shaping by the quadrature modulator 120, which is constituted so as to obtain a transmission signal by modulating a carrier wave orthogonal to each other. 上記の実施例5に示した変調部より出力する変調波の送信信号を受信し復調する復調部は、後に説明する実施例11を示す図13、もしくは実施例14を示す図20の復調部であり、検波信号に含まれる干渉波成分を抑圧することができる。 By the demodulator of FIG. 20 showing a 13 or Example 14, shows an embodiment 11 demodulator, to be described later to the modulation unit receives the transmission signal of the modulated wave output from the demodulating shown in Example 5 above There, it is possible to suppress the interference signal component included in the detection signal. 実施例1, Example 1,
2の1系統の場合と比較して、拡散利得が大きいスペクトル拡散通信装置を得ることができる。 As compared with the case of 2 of one system, it is possible to obtain a larger spread gain spread spectrum communication system.

【0024】実施例6. [0024] Example 6. 図6は請求項1の発明の実施例6を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロック構成図である。 6 is a block diagram of a modulator portion of the spread spectrum communication apparatus according to a sixth embodiment of the invention of claim 1. 既に説明した実施例4との相違は、一つの送信データを、互いに独立の、もしくは互いに一定の位相差を有する2つのスペクトル拡散符号系列104,1 Already it differs from the embodiment 4 described, one of the transmission data, independent of one another, or two spread spectrum code sequence to each other with a constant phase difference 104,
54を用いて、実施例4と同様の操作を行い、観測チャネルを挿入した2系統のスペクトル拡散信号107,1 54 using, the procedure of Example 4, the spectrum of the two systems inserting the observation channel spread signal 107, a
57を得て、波形整形した後、直交変調器120により、互いに直交する搬送波を変調して送信信号を得るように構成したものである。 57 was obtained, and after the waveform shaping by the quadrature modulator 120, which is constituted so as to obtain a transmission signal by modulating a carrier wave orthogonal to each other.

【0025】図6の変調部の各部の信号波形を図26 FIG. Signal waveforms of the modulation unit of FIG. 6 26
(a),(b),(c),(d),(f)に示す。 (A), shown in (b), (c), (d), (f). 図2 Figure 2
6(f)に示すように直交変調器120の出力では、Q 6 The output of the quadrature modulator 120 as shown in (f), Q
PSK信号と、観測チャネルとが交互になるスペクトル拡散信号が得られる。 And PSK signal, the spread spectrum signal is obtained and the observation channel is alternately. ここでは108,158の波形整形フィルタの影響を省略し、また、直交変調器120の出力信号を各直交軸に分解して示している。 It is omitted here the influence of the waveform shaping filters 108,158, also the output signal of the quadrature modulator 120 is shown in an exploded into each orthogonal axis. ここでは、 here,
観測チャネル挿入器105,155による観測チャネルの挿入方法はスペクトル拡散信号111,161のパルスをRZ符号に変換する例を、また、スペクトル拡散符号系列104,154は系列長7のM系列を用いた例を示している。 Insertion method of the observation channel by observing the channel inserter 105, 155 is an example to convert the pulses of the spread spectrum signals 111,161 to RZ code, also spread spectrum code sequence 104,154 was used M sequence with a sequence length of 7 It shows an example. 上記の変調部より出力する変調波の送信信号を受信し復調する復調部は、後に説明する実施例11 Demodulator for demodulating the received transmission signal of the modulated wave output from said modulation unit, embodiment will be described later Example 11
を示す図13、もしくは実施例14を示す図20の復調部であり、検波信号に含まれる干渉波成分を抑圧することができる。 The a demodulator of FIG. 20 showing a 13 or embodiment 14, shown, it is possible to suppress the interference signal component included in the detection signal. 実施例1,2の1系統の場合と比較して、 As compared with the case of one system of Examples 1 and 2,
拡散利得が大きいスペクトル拡散通信装置を得ることができる。 Can spread gain is obtained a larger spread spectrum communication apparatus.

【0026】実施例7. [0026] Example 7. 図7は請求項1の発明の実施例7を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロック構成図である。 Figure 7 is a block diagram of a modulator portion of the spread spectrum communication apparatus according to the seventh embodiment of the invention of claim 1. 既に説明した実施例3と同様の構成で、但し、2つの送信データについて、同一のスペクトル拡散符号系列104を用いて、観測チャネルを挿入した2系統のスペクトル拡散信号107,157を得て、波形整形した後、直交変調器120により互いに直交する搬送波を変調して送信信号を送るように構成したものである。 Already the same configuration as the third embodiment described, however, for the two transmission data, using the same spread spectrum code sequence 104 to obtain spread spectrum signals 107,157 of two systems inserting the observation channel, waveform after shaping, which is constituted so as to send a transmit signal by modulating a carrier wave orthogonal to each other by the orthogonal modulator 120. 上記の変調部より出力する変調波の送信信号を受信し復調する復調部は、後に説明する実施例10を示す図12、もしくは実施例13を示す図19の復調部であり、実施例10では2系統のマッチドフィルタ、実施例13では2系統のチャネルマッチドフィルタがそれぞれ同一、且つ送信側と同一のスペクトル拡散符号系列を保持するものとして、検波信号に含まれる干渉波成分を抑圧することができる。 Demodulator for demodulating the received transmission signal of the modulated wave output from said modulation portion, FIG. 12 shows an embodiment 10 which will be described later, or a demodulator of Figure 19 showing an embodiment 13, in Example 10 two systems of the matched filter, as a channel matched filter of two systems in example 13 is to hold the same, and the same spread spectrum code sequence and the transmission side, respectively, it is possible to suppress the interference signal component included in the detection signal .

【0027】実施例8. [0027] Example 8. 図8は請求項1の発明の実施例8を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロック構成図である。 Figure 8 is a block diagram of a modulator portion of the spread spectrum communication apparatus according to the eighth embodiment of the invention of claim 1. 既に説明した実施例4と同様の構成で、但し、2つの送信データそれぞれを、同一のスペクトル拡散符号系列104を用いてスペクトル拡散するものである。 Already the same configuration as in Example 4 described, provided that each of the two transmission data is intended to spectrum spread using the same spread spectrum code sequence 104. 動作についても、上記の構成部分を除いて実施例4 For even operation, Example 4 except for the components of the
と同様である。 Is the same as that. 上記の変調部より出力する変調波の送信信号を受信し復調する復調部は実施例7と同様である。 Demodulator for demodulating the received transmission signal of the modulated wave output from said modulation section are the same as in Example 7.

【0028】なお、図1から図8までに図示していないが、送信データ、スペクトル拡散符号発生器、観測チャネル挿入器のタイミング関係は全て制御クロックによって制御されていることは言うまでもない。 [0028] Although not shown in FIGS. 1 to 8, transmission data, a spread spectrum code generator, it is needless to say that the timing relationship between the observation channel inserter is controlled by all the control clock. また、2系統の観測チャネルを挿入したスペクトル拡散信号を用いる実施例3,実施例4,実施例7,実施例8では一方の系統をデータ変調用、他方の系統をパイロット信号の送信 Also, two systems of observation embodiment using spread spectrum signals obtained by inserting the channel 3, Example 4, Example 7, Example 8, one system data modulation, transmitting the other systems of the pilot signal
用に用いることもできる。 It can also be used to use.

【0029】次に、請求項1の発明のスペクトル拡散通信装置の復調部の実施例9〜14について説明する。 Next, a description will be given of an embodiment 9-14 of the demodulator of a spread spectrum communication apparatus of the invention of claim 1. 既に説明した実施例1〜8のスペクトル拡散通信装置の変調部より出力する変調波の送信信号を受信し復調する復調部である。 It is already receiving a transmission signal of the modulated wave output from the modulation unit of the spread spectrum communication apparatus of the embodiment 1-8 described demodulation unit for demodulating.

【0030】実施例9. [0030] Example 9. 図11は請求項1の発明の実施例9を示すスペクトル拡散通信装置の復調部のブロック構成図である。 Figure 11 is a block diagram of a demodulator of a spread spectrum communication apparatus according to a ninth embodiment of the invention of claim 1. 実施例1,2を示すそれぞれ図1,2のスペクトル拡散通信装置の変調部より出力する変調波の送信信号を受信し復調する復調部である。 A demodulator for receiving and demodulating a transmission signal modulated wave output from the modulation unit of the spread spectrum communication device, respectively, of FIG 1 illustrating the first and second embodiments. 図中、301 In the figure, 301
は検波信号が入力する端子、302は波形整形フィルタ、304はサンプラ、306は直並列変換器(以下、 The terminal to which the detection signal is input, 302 a waveform shaping filter, 304 is a sampler, 306 serial-to-parallel converter (hereinafter,
S/P変換器と呼ぶ)、307は信号チャネルサンプル値、308は観測チャネルサンプル値、309は遅延器、310は補間推定器、312は信号成分に含まれる干渉波の補間推定値、313はキャンセラ、315はマッチドフィルタ、317はデータ判定器、318は復調データ出力端子である。 Referred to as S / P converter), 307 signal channel sample values, 308 observations channel sample values, 309 delayer, 310 interpolation estimator 312 interpolated estimate value of the interference signal included in the signal component, 313 canceller, 315 matched filter 317 data judging unit, 318 is a demodulated data output terminal. なお、同図には示していないが、これらの構成要素は制御クロックによって制御されており、制御クロックはマッチドフィルタ出力を用いたタイミング再生系で行われる。 Although not shown in the figure, these components are controlled by a control clock, control clock is performed in timing recovery system using a matched filter output. タイミング再生系は、例えば従来より用いられているDLL(ディレイロックループ)等で構成される。 Timing recovery system is comprised of a DLL (Delay Locked Loop) or the like which, for example, conventionally used.

【0031】次に動作について図11、図14を参照して説明する。 [0031] Next, the operation 11 will be described with reference to FIG. 14. 図14は図11のスペクトル拡散通信装置の復調部の干渉波抑圧動作を説明するための図である。 Figure 14 is a diagram for explaining the interference suppression operation of the demodulation part of a spread spectrum communication apparatus of FIG. 11.
図14(a)は受信信号に含まれる干渉波のベクトル軌跡を時間と共に示した図である。 Figure 14 (a) is a diagram showing the vector locus of the interference wave included in the received signal with time. ここで、信号と干渉波の関係は従来の技術の説明において図32に示したものと同一のものとしている。 Here, relationship between the signal and the interference wave are assumed identical to that shown in FIG. 32 in the description of the prior art. 即ち、信号成分は同相軸のみに含まれており、干渉波の電力は信号が存在する区間の搬送波電力(搬送波ピーク電力)の100倍(電圧比で10倍)とし、干渉波と信号波の中心周波数の差は{(π/4)/7}・Ts(但し、Tsは送信データ間隔)とした例について説明する。 That is, the signal component is included only in-phase axis, the power of the interference wave is 100 times the carrier power of the section signal is present (carrier peak power) (10-fold in voltage ratio) of the interference wave and the signal wave difference in center frequency {(π / 4) / 7} · Ts (where, Ts is the transmission data interval) describes an example of a. また、信号チャネルと観測チャネルの時間比は1:1とし、また、説明の都合上ここでは帯域制限の影響は省略している。 The time ratio of the signal channel and observation channels 1: 1, and also the convenience influence of band limitation here description is omitted. 図14 Figure 14
(b)は図14(a)に示す干渉波ベクトルの同相軸I (B) in-phase axis I of the interference wave vector shown in FIG. 14 (a)
と直交軸Qの成分を示し、同図の矩形パルス列は信号成分を示す。 And shows a component of the quadrature axis Q, a rectangular pulse train in the figure shows the signal components. ここで、信号成分の振幅は+1または−1であり、図中には10倍にスケーリングして示している。 Here, the amplitude of the signal component is +1 or -1, is shown scaled to 10 times in the figure.
図11の入力端子301には図14(c)に示す同相軸成分が入力する。 Phase axis component shown in FIG. 14 (c) is inputted to the input terminal 301 in FIG. 11. 図14(c)のベクトルに示す( ) Shown in the vector of FIG. 14 (c) ()
内の数値は上記の干渉波の同相軸成分の振幅値である。 Figures in parentheses are the amplitude values ​​of the in-phase axis component of the interference wave.
図14(c)からもわかるように、信号チャネルには信号と干渉波成分が存在し、観測チャネルには干渉波成分のみが存在する。 As can be seen from FIG. 14 (c), the on signal channels are present the signal and the interference wave component, the observation channel is only the interference wave component is present.

【0032】次に、検波信号の信号チャネル、観測チャネルがサンプラ304によりサンプルされ、S/P変換器306により信号チャネルのサンプル値は遅延器30 Next, the signal channels of the detection signal, the observation channel is sampled by the sampler 304, the sample value delayer 30 of the signal channel by the S / P converter 306
9へ、観測チャネルのサンプル値は補間推定器310へ出力される。 To 9, the sample values ​​of the observation channel is outputted to the interpolation estimator 310. これは信号チャネルと観測チャネルが交互に送信されるので1ビット/2ビットのS/P変換器で実現できる。 This can be realized by 1 bit / 2-bit S / P converter the signal channels and the observation channel is transmitted alternately. 補間推定器310は例えば加算器、乗算器、あるいはディジタル・シグナルプロセッサ(DS Interpolator estimator 310, for example an adder, a multiplier or a digital signal processor, (DS
P)、CPU を有して構成され、観測チャネルの干渉波成分サンプル値から信号チャネルのサンプル値に含まれる干渉波成分を補間推定する。 P), is configured with a CPU or the like, the interference wave component contained from the interference wave component sample values of the observation channel sample values of the signal channel interpolating estimation. 補間推定の方法として、直線補間を例にとって説明する。 As a method of interpolation estimation, describing the linear interpolation as an example. 直線補間とは、信号チャネルの前後の観測チャネルの干渉波成分サンプル値の平均値を、該信号チャネルに含まれる干渉波成分の推定値とする方法である。 The linear interpolation is a method to estimate value of the interference signal component of the average value of the interference wave component sample values ​​before and after the observation channel, included in the signal channel of the signal channels. 今、図14(c)の信号成分3304に含まれる干渉成分3302の推定値は、その前後の観測チャネルの干渉成分サンプル値3301,3 Now, the estimate of the interference component 3302 included in the signal component 3304 of FIG. 14 (c), the interference component sample values ​​before and after the observation channels 3301,3
303の平均値で与えられ、次の値になる。 It is given by the average value of 303, to the next value. (9.2+3.8)/2=6.5 他の信号チャネルに含まれる干渉波成分も同様に補間推定される。 (9.2 + 3.8) /2=6.5 interference signal component included in the other signal channel are also interpolated estimated similarly. 遅延器309は、補間推定値が出力されるまでの時間、信号チャネルのサンプル値を保持する。 Delayer 309, the time until the interpolation estimate is output to hold the sample value of the signal channels.

【0033】キャンセラ313は、図中に示す符号を含み加算を行う加算器を有し、上記の信号チャネルのサンプル値から上記の干渉波成分の補間推定値を差し引く。 The canceller 313, an adder for adding includes code shown in the figure, subtracting the interpolated estimate value of the interference signal component of the from the sample value of the signal channels.
図14(d)にキャンセラ313に入力する各成分を示す。 FIG 14 (d) shows the components to be input to the canceller 313. 図14(d)に示す黒のベクトルは各信号チャネルに含まれる干渉波成分、白抜きのベクトルは先に説明した該信号チャネルに含まれる干渉波成分の補間推定値を示している。 Interference wave component is black vectors included in each signal channel shown in FIG. 14 (d), vectors of white indicates the interpolated estimate value of the interference signal component included in the signal channels described above. 従って、キャンセラ出力314では、先の信号チャネル3304に含まれる干渉波成分は抑圧されて、次の値になる。 Therefore, the canceller output 314, the interference wave component contained in the above signal channel 3304 is suppressed, to the next value. 7.1−6.5=0.6 同様にして、キャンセラ出力314では、図14(e) 7.1-6.5 = 0.6 in the same manner, the canceller output 314, FIG. 14 (e)
に示すように信号チャネルに含まれる干渉波成分が効果的に抑圧される。 Interference signal component included in the signal channel as shown in is effectively suppressed. 図14(e)の各信号チャネルに示す( )内の数値はそれぞれのキャンセラ出力の干渉波成分を示す。 Numbers in each signal shown in the channel () which in FIG. 14 (e) shows an interference wave component of each canceller output.

【0034】キャンセラ出力314は、さらにマッチドフィルタ315により送信側と同一のスペクトル拡散符号系列を用いて相関検出を行う。 The canceller output 314 performs correlation detection using the more same spread spectrum code sequence and the transmission side by the matched filter 315. 上記のマッチドフィルタ315として、図15に内部構成図を示すディジタルマッチドフィルタを用いた例を示す。 As the matched filter 315, an example of using a digital matched filter showing an internal configuration diagram in FIG. 15. 図15において、 15,
メモリ3150は送信側と同一のスペクトル拡散符号系列を保持している。 Memory 3150 retains the same spread spectrum code sequence and the transmission side. 遅延器3151はキャンセラ出力3 Delayer 3151 canceller output 3
14の内容を一時保持し、メモリの内容と遅延器の各段の内容を乗算器3152ないし3158により乗積し、 Temporarily holding the 14 contents of, to free multiplier 3152 the contents of each stage of the contents of the memory and the delay unit is multiplied by 3158,
上記の各乗算器出力を加算器3159により総和し端子316に出力する。 And outputs to the terminal 316 the sum by the adder 3159 each multiplier output above. 図14(f)に示す( )内の数値はそれぞれ図15の乗算器3152ないし3158の各出力値を示す。 Figure 14 numbers in shown in (f) () is not a multiplier 3152 of FIG. 15, respectively to indicate the output values ​​of 3158. 従って、加算器3159による各乗算器出力の総和は次の値となり、干渉波成分が効果的に抑圧されることがわかる。 Therefore, the sum of the multiplier output by the adder 3159 becomes a next value, it can be seen that the interference wave component is effectively suppressed. 0.8(干渉成分)+7.0(信号成分) 最後に、データ判定器317により送信データが判定され、復調データを出力端子318に得る。 0.8 (interference component) +7.0 (signal component) Finally, the data judging unit 317 is determined transmission data to obtain the output terminal 318 the demodulated data. この実施例9 This Example 9
は相関検出前に干渉波を抑圧するので、マッチドフィルタ315の負担が軽減され相対的にダイナミックレンジを広くとることができる利点がある。 Because reduce interference signals before correlation detection, there is an advantage that can be widened relatively dynamic range is reduced burden of the matched filter 315.

【0035】図14では帯域制限の影響を省略して示したが、いま、送信側の変調部の、例えば図1の波形整形フィルタ108と、受信側の復調部の図11の波形整形フィルタ302の総合特性が、単位パルス長T 0に対してナイキスト条件を満たすような特性であれば、信号チャネル、観測チャネルの中央点において両者は互いに [0035] Although illustrated with omitting the effect of the 14 band limited now, modulation of the transmission side, for example, a waveform shaping filter 108 in FIG. 1, the waveform shaping filter 302 in FIG. 11 of the demodulating unit of the receiving side General characteristics, if the characteristics such as to satisfy the Nyquist condition for unit pulse length T 0, the signal channel, both with each other band in the center point of the observation channels
域制限による影響を及ぼさないので、図14の概念がそのまま適用できる。 Since no effect due to frequency limitations, the concept of FIG. 14 can be directly applied.

【0036】この実施例9では図11のマッチドフィルタ315として、図15に内部構成図を示すディジタルマッチドフィルタを用いた例について説明したが、これに限定するものではなく、他の相関検出用デバイスを用いてもよい。 [0036] As the matched filter 315 of FIG. 11 in the ninth embodiment has described the example of using the digital matched filter showing an internal configuration diagram in FIG. 15, not limited to this, other correlation detection device it may be used. 例えば、坪内和夫:“スペクトル拡散通信の応用とデバイス”、電子情報通信学会論文誌,Vo For example, Kazuo Tsubouchi: "Application and Device spread spectrum communication", IEICE Transactions, Vo
l. l. J74−B2 No. J74-B2 No. 5,(1991.5)に紹介されている相関検出用デバイスを用いても実現される。 5, is realized by using a correlation detection device that is introduced into (1991.5).
また、補間推定器310の補間法として、直線補間を用いた例について説明したが、これに限定するものではなく、他の補間法を用いてもよい。 Further, as the interpolation method of the interpolation estimator 310, an example has been described using the linear interpolation, not limited thereto, may use other interpolation methods. 例えば、山内二郎,森口繁一,一松信共著:“電子計算機のための数値計算法1”,培風館(1970.9)pp. For example, Jiro Yamauchi, Shigekazu Moriguchi, Hitotsumatsu Shin co: "numerical methods 1 for electronic computer", Baifukan (1970.9) pp. 67−70に示されたラグランジェ補間、エイトキン補間等の数値計算アルゴリズムを用いても実現される。 67-70 the indicated Lagrange interpolation, is realized by using a numerical algorithm such Aitken interpolation.

【0037】実施例10. [0037] Example 10. 図12は請求項1の発明の実施例10を示すスペクトル拡散通信装置の復調部のブロック構成図である。 Figure 12 is a block diagram of a demodulator of a spread spectrum communication apparatus according to the embodiment 10 of the invention of claim 1. 実施例3、実施例4を示すそれぞれ図3、図4のスペクトル拡散通信装置の変調部より出力する変調波の送信信号を受信し復調する復調部である。 Example 3, FIG. 3, respectively showing a fourth embodiment, a demodulator for receiving and demodulating a transmission signal modulated wave output from the modulation unit of the spread spectrum communication apparatus of FIG.
既に説明した実施例9を示す図11に示す構成の復調部を、同相軸に対するものと、直交軸に対するものとの2 2 already demodulation portion of the configuration shown in FIG. 11 showing an embodiment 9 described, as for phase-axis, as for orthogonal axes
系統を備え、入力端子301、351にはそれぞれ検波信号の同相軸成分、直交軸成分を入力し、実施例9と同様の操作により、同相軸および直交軸それぞれの信号チャネルに含まれる干渉波成分を抑圧することができる。 Comprising a line, in-phase axis component of each of the input terminals 301,351 detection signal, and inputs the quadrature-axis component, in the same manner as in Example 9, the interference wave component contained in each signal channel phase axis and quadrature axis it is possible to suppress.
また、実施例7,8においてそれぞれ図7,8に示したスペクトル拡散通信装置の変調部により生成され送信されるスペクトル拡散信号についても、図12に示す復調部の2系統のマッチドフィルタ315,365を以下に示す構成にすることにより、検波信号に含まれる干渉波成分を抑圧することができる。 As for the spectrum spread signal to be transmitted is generated by the modulation unit of the spread spectrum communication apparatus shown in FIGS. 7 and 8 In Examples 7 and 8, the matched filter of the two systems demodulator shown in FIG. 12 315,365 the by the structure shown below, it is possible to suppress interference wave component included in the detection signal. 即ち、図12に示す復調部の2系統のマッチドフィルタ315,365が共に送信側と同一のスペクトル拡散符号系列をメモリに保持して、相関検出を行うように構成する。 That is, the same spread spectrum code sequence and two systems of matched filters 315,365 are both transmitting side demodulator shown in FIG. 12 and held in the memory, configured to perform correlation detection.

【0038】実施例11. [0038] Example 11. 図13は請求項1の発明の実施例11を示すスペクトル拡散通信装置の復調部のブロック構成図である。 Figure 13 is a block diagram of a demodulator of a spread spectrum communication apparatus according to the embodiment 11 of the invention of claim 1. 実施例5,6を示すそれぞれ図5, FIG. 5, respectively showing an embodiment 5 and 6,
6のスペクトル拡散通信装置の変調部より出力する変調波の送信信号を受信し復調する復調部である。 Receiving the 6 transmission signal of the modulation wave to be output from the modulation unit of the spread spectrum communication apparatus is a demodulator for demodulating. 既に説明した実施例10の図12に示す構成と同様の構成で、但し、この場合同一の送信データが同相軸と直交軸の2系統で送信されるので、図13に示す復調部の2系統のマッチドフィルタ315,365の相関検出出力は同一データが得られる。 Already the same as that shown in Figure 12 of Example 10 described configuration, however, since the same transmission data in this case it is transmitted by the two systems of orthogonal axes in-phase axis, two systems of demodulator shown in FIG. 13 correlation detection output of the matched filter 315,365 is the same data are obtained. したがって、上記の2系統のマッチドフィルタ315,365の出力を加算器366により加算して後、データ判定器317により復調データを得る構成にすることにより、実施例9の1系統の場合と比較して、拡散利得の大きいスペクトル拡散通信装置を得ることができる。 Therefore, after then added by the adder 366 the output of the matched filter 315,365 of the two systems, by the configuration obtaining demodulated data by the data determiner 317, as compared with the case of one system of Example 9 Te, it is possible to obtain a larger spread spectrum communication apparatus of the spreading gain.

【0039】実施例12. [0039] Example 12. 図16は請求項1の発明の実施例12を示すスペクトル拡散通信装置の復調部のブロック構成図である。 Figure 16 is a block diagram of a demodulator of a spread spectrum communication apparatus according to the embodiment 12 of the invention of claim 1. 実施例1、実施例2を示すそれぞれ図1、図2のスペクトル拡散通信装置の変調部より出力する変調波の送信信号を受信し復調する復調部である。 Example 1, respectively Figure 1 illustrates a second embodiment, a demodulator for receiving and demodulating a transmission signal modulated wave output from the modulation unit of the spread spectrum communication apparatus of FIG.
図16において、406は送信側と同一のスペクトル拡散符号系列を用いて相関検出を行うチャネルマッチドフィルタ、408はチャネルマッチドフィルタ出力を保持する遅延器、415は遅延器の各段から出力される相関検出値を用いて、信号チャネルの相関検出後に残留する干渉波成分を抑圧する相関キャンセラ、417は相関キャンセラ出力について復調データの判定を行うデータ判定器である。 16, 406 channel matched filter which performs correlation detection using the same spread spectrum code sequence and the transmission side, 408 a delay unit for holding the channel matched filter output, 415 is outputted from the respective stages of the delay units correlation using the detection value, the correlation canceller to suppress interference wave component remaining after correlation detection signal channel, 417 is a data judging unit for determining the demodulated data on the correlation canceler output.

【0040】図17は図16に示すチャネルマッチドフィルタ406の内部構成図である。 [0040] Figure 17 is a diagram showing the internal configuration of the channel matched filter 406 shown in FIG. 16. サンプラ出力304 Sampler output 304
を入力とし遅延器4062にサンプラ出力を一時保持する。 One o'clock to hold the sampler output to the delay unit 4062 as input. 4061は送信側と同一のスペクトル拡散符号系列を保持するメモリ、4063ないし4069はメモリ4 4061 memory for holding the same spread spectrum code sequence and the transmission side, to no 4063 4069 memory 4
061の内容と遅延器4062の各段の内容とを乗積する乗算器、4070は上記の乗算器4063ないし40 061 content shall multiplier for multiplying the contents of each stage of the delay devices 4062, 4070 to the multiplier 4063 without the 40
69出力を総和する加算器である。 69 an adder for summing the outputs.

【0041】図18は図16に示す相関キャンセラ41 FIG. 18 is a correlation canceler 41 shown in FIG. 16
5の内部構成図である。 5 is an internal block diagram of a. 相関キャンセラ415の各入力端子には遅延器408の各段の出力信号412、41 The output signal of each stage of the delay unit 408 to the input terminals of the correlation canceler 415 412,41
3、414を入力し、上記の出力信号412と414とを加算する加算器4150と、上記の加算器4150の出力の大きさを1/2にする減衰器4151とで平均値算出器を構成し、上記の減衰器4151の出力信号と遅延器408の出力信号413とを極性を含めて加算器4 Enter the 3,414, constituting an adder 4150 for adding the output signal 412 and 414 described above, the average calculator by the attenuator 4151 to half the magnitude of the output of the adder 4150 and, an adder 4, including the polarity of the output signal 413 of the output signal and the delay unit 408 of the attenuator 4151
152により加算を行い、相関キャンセラ415の出力416を得る。 152 By performs addition, obtain an output 416 of the correlation canceler 415.

【0042】次に動作について説明する。 [0042] Next, the operation will be described. 図21は図1 Fig. 21 Fig. 1
6のスペクトル拡散通信装置の復調部の干渉波の抑圧動作を説明するための図である。 6 is a diagram for explaining the suppression operation of the interference wave of the demodulating unit of the spread spectrum communication apparatus. ここでは波形整形フィルタの影響を省略している。 Here is omitted the influence of the waveform shaping filter. 図21(a)は図17のチャネルマッチドフィルタ406のメモリ4061の内容を示しており、送信側と同一のスペクトル拡散符号系列を記憶している。 FIG. 21 (a) shows the contents of the memory 4061 of the channel matched filter 406 of Figure 17, stores the same spread spectrum code sequence and the transmission side. ここでは、系列長7のM系列を用いた例について示しているが、系列長によりメモリ4061、 Here, an example is shown of using the M sequence with a sequence length of 7, the memory 4061 by the sequence length,
遅延器4062の段数もそれに応じた段数とする。 Number of delay units 4062 also a number of stages accordingly. 図2 Figure 2
1(b),(d),(f)に、t=−T 0 ,t=0,t 1 (b), (d) , in (f), t = -T 0 , t = 0, t
=T 0の3時刻における遅延器4062の内容を示し、 = Shows the contents of the delay device 4062 at 3 time T 0,
図21(c),(e),(g)に、乗算器4063ないし4069の出力(加算器4070への出力)を示す。 FIG. 21 (c), the shows the (e), the (g), (the output of the adder 4070) multiplier 4063 to the output of 4069.
ここで、t=0はタイミング再生系で生成する再生タイミングに相当する。 Here, t = 0 corresponds to the reproduction timing generating at timing recovery system. 図21(a)の4061の内容に付した記号a〜gのそれぞれが、図17のメモリ4061 Each sign a~g which were subjected to the content of the 4061 shown in FIG. 21 (a) is, the memory of FIG. 17 4061
に付した記号のに保持されていることを示している。 It indicates that it is held in the stages of the symbols subjected to.
図21(b),(d),(f)において、サンプル値の干渉波成分をベクトルで示し、スペクトル拡散信号を矩形パルスで示している。 FIG. 21 (b), the in (d), (f), the interference wave component of the sample values ​​are shown by the vector shows a spread spectrum signal with a rectangular pulse. ここで、矩形パルス列の振幅は+1,−1であり、図中には10倍にスケーリングして示している。 Here, the amplitude of the rectangular pulse train + 1, -1, are shown scaled to 10 times in the figure. 図中の( )内の数値は干渉波成分の振幅値を示す。 Numbers in () in the figure shows the amplitude value of the interference wave component.

【0043】図17に示すチャネルマッチドフィルタは、信号チャネルと観測チャネルとが交互に存在するスペクトル拡散信号に対して相関検出を行えるように遅延器からのタップ出力を一つおきに構成している点が、図15に示すマッチドフィルタの構成と異なる。 The channel matched filter shown in FIG. 17, and a signal channel and observation channels constitute every other tap outputs from the delay device to allow the correlation detection with respect to the spread spectrum signal present alternately point is different from the configuration of the matched filter shown in FIG. 15. 従って、 Therefore,
図21に示すように加算器4070への出力は遅延器の内容のうち乗算器に結線されている桁のみで、4061 Output to the adder 4070 as shown in FIG. 21 only digits are connected to the multiplier of the contents of the delay unit, 4061
の内容(この例では系列長7のM系列である)の極性に従って4062の内容の極性が決定される。 Contents of the polarity of the contents of 4062 according to the polarity (in this Example is the M sequence with a sequence length of 7) is determined. 加算器40 Adder 40
70では各乗算器出力を極性を含めて同一時刻で加算し総和を求める。 In 70 of each multiplier output is added at the same time, including the polar obtaining the sum. 図21(c),(e),(g)それぞれの総和は以下の値となる。 FIG. 21 (c), the a (e), (g) The following values ​​are the sum. −1.6(干渉波成分) (t=T 0のとき) 10.0(干渉波成分)+7.0(信号成分) (t=0のとき) 20.0(干渉波成分) (t=−T 0のとき) -1.6 (interference wave component) (t = time T 0) 10.0 (when t = 0) (the interference wave component) +7.0 (signal component) 20.0 (interference wave component) (t = when -T 0)

【0044】図16において時刻t=0のチャネルマッチドフィルタ出力が遅延器408の 410に保持される時、桁411、409には時刻t=−T 0 ,T 0のチャネルマッチドフィルタ出力が保持される。 [0044] When the channel matched filter output at time t = 0 in FIG. 16 is held in the stage 410 of the delay unit 408, the digits 411,409 channel matched filter output at time t = -T 0, T 0 is held It is. 従って、相関キャンセラ415において図16、図18の回路構成により、加算器4152に+の極性で入力されるのは、 10.0(干渉成分)+7.0(信号成分) であり、同じく加算器4152に−の極性で入力されるのは、 {(−1.6)+20.0}(1/2)=9.2(干渉波成分) となり、加算器4152出力(相関キャンセラ415出力)では、 0.8(干渉波成分)+7.0(信号成分) となる。 Accordingly, FIG. 16, the circuit configuration of FIG. 18 in the correlation canceler 415, being entered in polarity to the adder 4152 + is 10.0 (interference component) +7.0 (signal component), likewise adder in 4152 - the being inputted in polarities, the {(-1.6) +20.0} (1/2) = 9.2 (interference wave component), and the adder 4152 outputs (correlation canceler 415 outputs) , the 0.8 (interference wave component) +7.0 (signal component). 従って、時刻t=0において相関検出後に残留していた10.0の干渉波が、0.8まで抑圧される。 Therefore, the interference wave of 10.0 which remains after correlation detection at time t = 0 is suppressed to 0.8.
一方、信号成分は相関キャンセラの影響を受けていない。 On the other hand, the signal components are not affected by the correlation canceller. この実施例12の相関キャンセラ415は、相関パルスの生ずる時間毎に動作すればよく、実施例9と比較して信号処理が容易になる。 Correlation canceler 415 of this embodiment 12 may be operated every time resulting correlation pulse, signal processing is facilitated as compared with Example 9. また相関パルス単位での推定は、相関パルス自体に平均操作が含まれるので、精度よく干渉波成分の除去ができる。 The estimation of the correlation pulse units, because it contains an average operation on the correlation pulse itself can be removed accurately the interference wave component. なお、図21では波形整形フィルタの影響を省略したが、例えば図1の送信側の変調器の波形整形フィルタ108と、図16の受信側の復調器の波形整形フィルタ302の総合特性が単位矩形パルス長T 0に対してナイキスト条件を満たすような特性であれば、信号チャネル、観測チャネルのサンプル時点において両者は互いに帯域制限による影響を及ぼさないので図21の概念がそのまま適用できる。 Although not shown the influence of the waveform shaping filter 21, for example, a waveform shaping filter 108 on the transmission side of the modulator of FIG. 1, the overall characteristic unit rectangle of the waveform shaping filter 302 of the receiving demodulator of Figure 16 if characteristics such as to satisfy the Nyquist condition for the pulse length T 0, the signal channels, both in the sample time of the observation channel can be directly applied the concept of FIG. 21 does not affect by band limiting each other.

【0045】実施例13. [0045] Example 13. 図19は請求項1の発明の実施例13を示すスペクトル拡散通信装置の復調部のブロック構成図である。 Figure 19 is a block diagram of a demodulator of a spread spectrum communication apparatus according to the embodiment 13 of the invention of claim 1. 実施例3、実施例4をそれぞれ示す図3、図4のスペクトル拡散通信装置の変調部より出力する直交変調波の送信信号を受信し復調する復調部である。 Example 3, Fig. 3 showing a fourth embodiment, respectively, a demodulator for receiving and demodulating a transmission signal of a quadrature modulated wave output from the modulation unit of the spread spectrum communication apparatus of FIG. 既に説明した実施例12を示す図16と同様の構成を、検波信号の同相軸成分に対するものと、直交軸成分に対するものとの2系統を備え、それぞれ実施例12と同様の操作により、実施例12と同様に検波信号の信号チャネルに含まれる干渉波成分が効果的に抑圧される。 Already a structure similar to that of FIG. 16 showing the embodiment 12 described, as for phase-axis component of the detection signal, comprises two systems with those for quadrature axis component, in the same manner as each embodiment 12, Example interference signal component included in the signal channel of the similarly detection signal 12 is effectively suppressed.

【0046】実施例14. [0046] Example 14. 図20は請求項1の発明の実施例14を示すスペクトル拡散通信装置の復調部のブロック構成図である。 Figure 20 is a block diagram of a demodulator of a spread spectrum communication apparatus according to the embodiment 14 of the invention of claim 1. 実施例5、実施例6を示すそれぞれ図5,6のスペクトル拡散通信装置の変調部より出力する変調波の送信信号を受信し復調する復調部である。 Example 5, a demodulator for receiving and demodulating a transmission signal modulated wave output from the modulation unit of the spread spectrum communication device, respectively, in FIG. 5 and 6 showing a sixth embodiment. 既に説明した実施例13を示す図19の復調部の構成と同様の構成で、但し、この場合、送信側では同一の送信データを同相軸と直交軸の2系統で送信するので、図20 Already the same configuration as the configuration of the demodulation section of FIG. 19 showing the embodiment 13 described, however, in this case, and transmits the same transmission data in two systems of phase axis and quadrature axis on the transmitting side, Figure 20
に示す復調部の2系統の相関キャンセラ415,465 Correlation canceller two systems demodulator shown in 415, 465
出力は同一データとなる。 The output is the same data. 従って、上記の2系統の相関キャンセラ415,465出力を加算器370により加算して後、データ判定器317により復調データを得ることにより、実施例13と比較して、拡散利得の大きいスペクトル拡散通信装置を得ることができる。 Therefore, after then added by the adder 370 the correlation canceler 415, 465 output of the above two systems, by obtaining demodulated data by the data determiner 317, as compared with Example 13, a large spread spectrum communication spread gain it can be obtained device.

【0047】以下に、請求項2の発明のスペクトル拡散通信装置の変調部の実施例15〜18について説明する。 [0047] The following describes examples 15-18 of the modulation of the spread spectrum communication apparatus of the invention of claim 2. 次いで上記の変調部より出力する変調波の送信信号を受信し復調する復調部の実施例19〜20について説明する。 Next will be described examples 19-20 demodulator for demodulating the received transmission signal of the modulated wave output from said modulation portion.

【0048】実施例15. [0048] Example 15. 図22は請求項2の発明の実施例15を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロック構成図である。 Figure 22 is a block diagram of a modulator portion of the spread spectrum communication apparatus according to the embodiment 15 of the invention of claim 2. 既に説明した請求項1の実施例4を示す図4の変調部のブロック構成図との相違点は、遅延器を有するタイミングオフセッタ201を新たに設けて、変調部の2系統の一方の観測チャネルを挿入したスペクトル拡散信号157を制御量に応じた時間だけ遅延させるようにしたものである。 Already difference from the block diagram of a modulation section of FIG. 4 showing a fourth embodiment of claim 1 described by providing a new timing off setter 201 having a delay unit, one of the observation of two systems of the modulation unit for a time corresponding spread spectrum signal 157 to insert the channel to the control amount is obtained so as to delay.

【0049】次に動作について図22、図26を参照して説明する。 [0049] Next, the operation 22 will be described with reference to FIG. 26. 図26は図22の変調部の動作を説明するための図であり、図22の変調部の各部の波形をしている。 Figure 26 is a diagram for explaining the operation of the modulation part in FIG. 22, it has a waveform of each part of the modulator portion of FIG. ここでは、スペクトル拡散符号系列104,154 Here, the spectrum spreading code sequence 104,154
として、系列長7のM系列を用いた例について、また、 As for an example using M sequence with a sequence length of 7, also,
観測チャネル挿入回路105,155の観測チャネル挿入方法としては、図26(a),(b)に示すそれぞれスペクトル拡散信号111,161の単位パルスをデューティ比50%のRZ符号に変換して、それぞれ図26 As observed channel insertion method of the observation channel insertion circuit 105, 155 is FIG. 26 (a), the converting each unit pulse of a spread spectrum signal 111,161 to the duty ratio of 50% RZ code (b), the respective Figure 26
(c),(d)に示すパルス列とした例について示している。 (C), it shows an example in which the pulse train shown in (d). タイミングオフセッタ201は、図26(d)に示す観測チャネルを挿入したスペクトル拡散信号157 Timing off setter 201, a spread spectrum signal 157 to insert the observation channels shown in FIG. 26 (d)
を、図26(e)に示すようにT 0だけタイミングオフセットさせ、図26(c),(e)に示す2系統の観測チャネルを挿入したスペクトル拡散信号107,207 It was allowed to timing offset T 0 as shown in FIG. 26 (e), FIG. 26 (c), the spectrum spread signal is inserted observation channels of two systems shown in (e) 107 and 207
の信号チャネルが互いに同時に存在しないようにする。 Signaling channel is prevented exist simultaneously with one another.
上記の図26(c),(e)に示す2系統の観測チャネルを挿入したスペクトル拡散信号107,207をそれぞれ波形整形フィルタ108,158を介して、直交変調器120により互いに直交する搬送波を変調する。 The above Figure 26 (c), via a spread spectrum signal 107 and 207 respectively waveform shaping filters 108,158 inserting the observation channels of two systems shown in (e), modulate the carrier that are orthogonal to each other by the orthogonal modulator 120 to.

【0050】直交変調器120の出力は、図26(g) The output of the quadrature modulator 120, FIG. 26 (g)
に示すような、搬送波軸が互いに直交し、かつ、時間的には常に2系統のいずれかの信号チャネルが存在し、請求項1の実施例4を示す図4の直交変調器120の出力を示す図26(f)と異なり、出力ゼロ区間が存在しない送信波形を得る。 As shown in, the carrier shaft are orthogonal to each other, and there is one of the signal channels always two systems in time, the output of the quadrature modulator 120 of FIG. 4 showing a fourth embodiment of claim 1 Unlike FIG. 26 showing (f), to obtain a transmission waveform output null section does not exist. なお、ここでは、波形整形フィルタの効果を省略し、また出力端子210の出力波形を各直交成分に分解したものを示している。 Here, omitted the effects of the waveform shaping filter, also shows that the output waveform of the output terminal 210 is decomposed into each quadrature component. 以上のようなこの実施例15に示す変調部より出力する変調波の送信信号を受信し復調する復調部は、後に説明するように実施例19、実施例20を示す図27、図29の復調部であり、検波信号に含まれる干渉波成分を抑圧することができる。 Figure 27 illustrates an embodiment 19, embodiment 20 as above-described demodulator for receiving and demodulating a transmission signal modulated wave output from the modulator portion shown in embodiment 15 will be described later, the demodulation of the 29 a section, it is possible to suppress the interference signal component included in the detection signal. また、特に時間的に常に信号チャネルが存在するスペクトル拡散信号であるので、観測チャネル挿入に伴う包絡線変動に起因する増幅器の非直線性の影響を抑圧し、耐干渉特性が得られる。 Moreover, since in particular temporally is always spread spectrum signal signal channel exists, it is possible to suppress effects of non-linearity of the amplifier due to the envelope variation with observation channel insertion, interference resistance characteristics.

【0051】また、タイミングオフセッタ201のオフセット量は信号チャネルと観測チャネルが交互になる値であればよく、図26(g)の場合にはT 0の整数倍であればよいが、具体的なオフセット量については、この発明で特に限定するものではない。 [0051] Further, the offset amount of the timing off setter 201 may be a value signal channels and the observation channel is alternately may if an integer multiple of T 0 in the case of FIG. 26 (g), specifically for an offset amount, it is not particularly limited in this invention. なお 、タイミングオフセット量が送信データ間隔Ts以上の時には、2つの送信データの間でインターリーブによる効果、即ちバースト状に発生する誤りをランダムな誤りに変換する効果も期待できる。 Incidentally, when the amount of timing offset is equal to or greater than the transmission data interval Ts is, the effect of interleaving between the two transmission data, i.e., the effect of converting the errors occurring in bursts at random errors can be expected. また、観測チャネル挿入回路105,1 In addition, the observed channel insertion circuit 105,
55の挿入方法として、スペクトル拡散信号の単位パルス毎にTc 時間幅の出力ゼロ区間の挿入を行っても、同じ目的を達成できることは言うまでもない。 As the insertion process of 55, even if the insertion of the output zero interval of Tc time width per unit pulse of the spread spectrum signal, it is needless to say that the same object can be achieved.

【0052】実施例16. [0052] Example 16. 図23は請求項2の発明の実施例16を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロック構成図である。 Figure 23 is a block diagram of a modulator portion of the spread spectrum communication apparatus according to the embodiment 16 of the invention of claim 2. 既に説明した請求項1の実施例3を示す図3の変調部のブロック構成図との相違点は、タイミングオフセッタ201を新たに設けて、変調部の2系統の一方の観測チャネルを挿入したスペクトル拡散信号を制御量に応じた時間だけ遅延させるようにしたものである。 Differences between the block diagram of a modulation section of FIG. 3 already show a third embodiment of claim 1 described in the timing off setter 201 is newly provided, the insertion of the one of the observation channels of the two systems of the modulation unit for a time corresponding to the control amount of the spread spectrum signal is obtained so as to delay. 直交変調器120の出力は実施例15と同様に、 The output of the quadrature modulator 120 as in Example 15,
図26(g)に示す搬送波が互いに直交し、かつ時間的には常に2系統のいずれかの信号チャネルが存在し、出力ゼロ区間が存在しない送信信号となり、実施例15と同様の利点を有する。 Figure 26 carriers orthogonal to each other as shown in (g), and there is one of the signal channels always two systems in time, becomes a transmission signal which is output null section does not exist, has the same advantages as in Example 15 . 以上のような変調部より出力する変調波の送信信号を受信し復調する復調部は、後に説明するように実施例19、実施例20に示す図27、図2 27, FIG. 2 shown in Example 19, Example 20 as the demodulator for demodulating the received transmission signal of the modulated wave output from the modulating unit as described above will be described later
9の復調部であり、検波信号に含まれる干渉波成分を抑圧することができる。 9 is a demodulator, it is possible to suppress the interference signal component included in the detection signal.

【0053】実施例17. [0053] Example 17. 図24は請求項2の発明の実施例17を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロック構成図である。 Figure 24 is a block diagram of a modulator portion of the spread spectrum communication apparatus according to the embodiment 17 of the invention of claim 2. 既に説明した請求項1の実施例8を示す図8の変調部のブロック構成図との相違点は、タイミングオフセッタ201を新たに設けて、変調部の2系統の一方の観測チャネルを挿入したスペクトル拡散信号を制御量に応じた時間だけ遅延させるようにしたものである。 Already difference from the block diagram of a modulation part of Figure 8 showing an eighth embodiment of claim 1 which has been described, the timing off setter 201 is newly provided, the insertion of the one of the observation channels of the two systems of the modulation unit for a time corresponding to the control amount of the spread spectrum signal is obtained so as to delay. 直交変調器120の出力は実施例15と同様に搬送波が互いに直交し、かつ時間的には常に2系統のいずれかの信号チャネルが存在し、出力ゼロ区間が存在しない送信信号となり、実施例15と同様の利点を有する。 The output of the quadrature modulator 120 is similarly carriers orthogonal to each other as in Example 15, and there is one of the signal channels always two systems in time, becomes a transmission signal which is output null section does not exist, Example 15 It has the same advantages as.
以上のような送信信号に対して、受信側では実施例1 Against above-mentioned transmission signal, the receiving side Example 1
9,20を示す図27,29の復調部において、それぞれ2系統のマッチドフィルタ、チャネルマッチドフィルタに、それぞれ一つのスペクトル拡散符号系列を用いることにより、後に説明するように検波信号に含まれる干渉波成分を抑圧することができる。 In the demodulation unit of FIG. 27 and 29 showing the 9, 20, each two systems of matched filters, the channel matched filter, the interference wave by the use of one of the spread spectrum code sequence, respectively, included in the detection signal as explained later it is possible to suppress the component.

【0054】実施例18. [0054] Example 18. 図25は請求項2の発明の実施例18を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロック構成図である。 Figure 25 is a block diagram of a modulator portion of the spread spectrum communication apparatus according to the embodiment 18 of the invention of claim 2. 既に説明した請求項1の実施例7を示す図7の変調部のブロック構成図との相違点は、タイミングオフセッタ201を新たに設けて、変調部の2系統の一方の観測チャネルを挿入したスペクトル拡散信号を制御量に応じた時間だけ遅延させるようにしたものである。 Differences between the block diagram of the modulation part in FIG. 7 already showing a seventh embodiment of claim 1 which has been described, the timing off setter 201 is newly provided, the insertion of the one of the observation channels of the two systems of the modulation unit for a time corresponding to the control amount of the spread spectrum signal is obtained so as to delay. 直交変調器120の出力は実施例17と同様に搬送波が互いに直交し、かつ時間的には常に2系統のいずれかの信号チャネルが存在し、出力ゼロ区間が存在しない送信信号となり、実施例15と同様の利点を有する。 The output of the quadrature modulator 120 is similarly carriers orthogonal to each other as in Example 17, and there is one of the signal channels always two systems in time, becomes a transmission signal which is output null section does not exist, Example 15 It has the same advantages as.
以上のような送信信号に対して、受信側では実施例1 Against above-mentioned transmission signal, the receiving side Example 1
9,20を示す図27,29の復調部において、それぞれ2系統のマッチドフィルタ、チャネルマッチドフィルタに、それぞれ一つのスペクトル拡散符号系列を用いることにより、後に説明するように検波信号に含まれる干渉波成分を抑圧することができる。 In the demodulation unit of FIG. 27 and 29 showing the 9, 20, each two systems of matched filters, the channel matched filter, the interference wave by the use of one of the spread spectrum code sequence, respectively, included in the detection signal as explained later it is possible to suppress the component.

【0055】実施例19. [0055] Example 19. 図27は請求項2の発明の実施例19を示すスペクトル拡散通信装置の復調部のブロック構成図である。 Figure 27 is a block diagram of a demodulator of a spread spectrum communication apparatus according to the embodiment 19 of the invention of claim 2. 既に説明した実施例15を示す図22、もしくは実施例16を示す図23のスペクトル拡散通信装置の変調部より出力する変調波の送信信号を受信し復調する復調部である。 Figure 22 already shows an embodiment 15 described, or a demodulator for receiving and demodulating a transmission signal modulated wave output from the modulation unit of the spread spectrum communication apparatus of FIG. 23 showing an embodiment 16.
2系統の信号チャネルが互いに直交する搬送波で送信されるので、検波信号の同相軸および直交軸に対して動作する2系統の構成となる。 Since the signal channel of two systems are transmitted by carrier waves orthogonal to each other, the operation will be two systems configured for phase axis and quadrature axis of the detection signal. 送信側から2系統の信号チャネルが互いに時間的に重ならないように送信されるので、新たに設けたタイミングオフセッタ519によりタイミングを制御して、送信側の変調部の実施例15を示す図22、もしくは実施例16を示す図23のタイミングオフセッタ201が制御する前の2系統の信号チャネルの相互の時間関係に戻す。 Since the signal channel from the transmitting side two systems are transmitted so as not to overlap each other temporally controls the timing by the timing off setter 519 is newly provided, an embodiment 15 of the modulating portion of the transmitting side 22 or timing off setter 201 of Figure 23 showing an embodiment 16 returns to the mutual time relationship between the signal channel of the previous two systems to be controlled. 図28は、図27のスペクトル拡散通信装置の復調部の干渉波の抑圧動作を説明するための図である。 Figure 28 is a diagram for explaining the suppression operation of the interference wave of the demodulating unit of the spread spectrum communication apparatus of FIG. 27. 図28(a)は受信信号の検波信号を示し、同相軸(I軸)と、直交軸(Q軸)の信号波成分に干渉波が混入している。 Figure 28 (a) shows the detection signal of the received signal, phase axis (I axis), the interference wave is mixed in a signal wave component of the quadrature axis (Q axis). ここで、波形整形フィルタの影響は省略している。 Here, the influence of the waveform shaping filter is omitted. ここで、2系統の信号チャネルのタイミング関係は、図26(g)に示したものと同じで、直交軸の観測チャネルを挿入したスペクトル拡散信号のタイミングがT 0だけオフセットされている例を示している。 The timing relationship between the signal channels of the two systems is the same as that shown in FIG. 26 (g), shows an example of timing of the spread spectrum signals obtained by inserting the observation channel orthogonal axes are offset by T 0 ing. また、干渉波は信号の搬送波電力(搬送波ピーク電力)の100倍(電圧比で10倍)の正弦波状とし、干渉波と信号波の中心周波数の差を{(π/4)/ Also, the interference wave is a sinusoidal 100 times the signal of the carrier power (carrier peak power) (10-fold in voltage ratio), the difference between the center frequency of the interference wave and the signal wave {(π / 4) /
7}・Ts(但し、Tsを送信データ間隔とする)とした例を示している。 7} · Ts (where, Ts is referred to as transmission data interval) shows an example in which a. また、信号波成分を表す矩形パルス列は振幅が+1または−1であり、図中には振幅を10 Further, the rectangular pulse train representative of the signal wave component is amplitude +1 or -1, the amplitudes in the figure 10
倍にスケーリングしたものを示している。 It shows a material obtained by scaling doubled. 図28(b) Figure 28 (b)
は検波信号の同相軸成分の第1のサンプラによるサンプル出力を示し、図28(c)は検波信号の直交軸成分の第2のサンプラによるサンプル出力を示す。 Shows a sample output of the first sampler in-phase axis component of the detection signal, FIG. 28 (c) shows a sample output of the second sampler orthogonal axis component of the detected signal. 図28 Figure 28
(d)はタイミングオフセッタ519により、上記の図28(b)に示す同相軸成分の第1のサンプラによるサンプル出力をT 0だけオフセットした状態を示し、図2 (D) shows the timing off setter 519, shows a state in which the sample output is offset by T 0 according to the first sampler in-phase axis components shown in the above FIG. 28 (b), the 2
8(c)は直交軸成分の第2のサンプラによるサンプル出力とのデータ相互の時間関係を元に戻した結果を示している。 8 (c) shows the results back the data mutual time relation with the sample output by the second sampler orthogonal axes components. タイミングオフセッタ520以降と、第2のサ And the timing off setter 520 and later, a second support
ンプラ出力555以降は、それぞれ、既に示した実施例 Npura output 555 and later, each implemented, already indicated Example
9と同様であり、各系統について信号チャネルに含まれ It is similar to 9, included in the signal channel for each system
る干渉成分を効果的に推定、キャンセルすることができ Effectively estimate interference components that can be canceled
る。 That. なお、以上は実施例15を示す図22、もしくは実施例16を示す図23のスペクトル拡散通信装置の変調部より出力する変調波の送信信号を受信し復調する復調部の動作について説明したが、実施例17を示す図2 The above has been described for the received operation of the demodulation unit for demodulating a transmission signal modulated wave output from the modulation unit of the spread spectrum communication apparatus of FIG. 23 showing a 22 or Example 16, shows an embodiment 15, Figure 2 illustrates an embodiment 17
4、実施例18を示す図25のスペクトル拡散通信装置の変調部より出力する変調波の送信信号に対しても、復調部の2系統のマッチドフィルタ515,565のメモリに同一の送信側と同じスペクトル拡散符号系列を保持させることにより、この実施例と同様のことがいえる。 4, also a transmission signal of the modulation wave to be output from the modulation unit of the spread spectrum communication apparatus of FIG. 25 showing an embodiment 18, the same as the same sender to the memory of the matched filter 515,565 of two systems of demodulator by holding the spread spectrum code sequence, it can be said similar to this embodiment.

【0056】実施例20 図29は請求項2の発明の実施例20を示すスペクトル拡散通信装置の復調部のブロック構成図である。 [0056] Examples 20 29 is a block diagram of a demodulator of a spread spectrum communication apparatus according to the embodiment 20 of the invention of claim 2. 既に説明した実施例15を示す図22、もしくは実施例16を示す図23のスペクトル拡散通信装置の変調部より出力する変調波の送信信号を受信し復調する他の構成の復調部である。 Figure 22 already shows an embodiment 15 described, or a demodulator of other configurations for receiving and demodulating a transmission signal modulated wave output from the modulation unit of the spread spectrum communication apparatus of FIG. 23 showing an embodiment 16. 2系統の信号チャネルが互いに直交する搬送波で送信されるので、検波信号の同相軸および直交軸に対して動作する2系統の構成となる。 Since the signal channel of two systems are transmitted by carrier waves orthogonal to each other, the operation will be two systems configured for phase axis and quadrature axis of the detection signal. 送信側から2系統の信号チャネルが互いに時間的に重ならないように送信されるので、新たに設けたタイミングオフセッタ519 Since the signal channel from the transmitting side two systems are transmitted so as not to overlap each other temporally, timing off setter 519 is newly provided
によりタイミングを制御して、送信側の変調部の実施例15を示す図22、もしくは実施例16を示す図23のタイミングオフセッタ201が制御する前の2系統の信号チャネルの相互の時間関係に戻す。 By controlling the timing, the mutual time relationship between the signal channel of the previous two systems timing off setter 201 of Figure 23 showing a 22 or Example 16, shows an embodiment 15 of the modulating portion of the transmitting side is controlled return. タイミングオフセッタ519までの動作は、実施例19を示す図29の動作と同一であり図28(a),(b),(c)に示す各部の信号波形も同一である。 Operation from the timing off setter 519, there Figure 28 identical to the operation of FIG. 29 showing an example 19 (a), (b), the same also signal waveforms shown in (c). タイミングオフセッタ出力520以降と、第2のサンプラ出力555以降の構成は、既に説明した実施例13を示す図19の第1、第2 And timing off setter output 520 after, construction of the subsequent second sampler output 555, the first 19 already shows an embodiment 13 described, the second
のサンプラ出力の305,355以降の構成と同一であり、各系統について、実施例12に詳細説明した操作を行うことにより、チャネルマッチドフィルタによる相関検出後に残留する干渉波成分を相関キャンセラにより抑圧することができる。 A the same as after 305,355 configuration of the sampler output, for each channel, by performing the operation that the detailed description in Example 12, to suppress the correlation canceller interference wave component remaining after correlation detection by the channel matched filter be able to.

【0057】なお、図28では波形整形フィルタの影響を省略したが、図22の送信側の変調部の波形整形フィルタ108と、図40の受信側の復調部の波形整形フィルタ502の総合の特性が単位矩形パルス長T 0に対してナイキスト条件を満たすような特性であれば、信号チャネル、観測チャネルのサンプル時点において、両者は互いに帯域制限による影響を及ぼさないので図28の概念がそのまま適用できる。 [0057] Although not shown the influence of the waveform shaping filter 28, a waveform shaping filter 108 of the modulation unit of the transmission side of FIG. 22, the overall characteristics of the receiving demodulation section of the waveform shaping filter 502 in FIG. 40 if characteristics such as but satisfy the Nyquist condition for the unit rectangular pulse length T 0, the signal channel, the sample time of the observation channels, both be conceptualized in FIG. 28 as it is applied it does not affect by band limiting each other .

【0058】なお、以上の実施例では、各系統の信号チャネルのデータ変調方式はディジタル位相変調を例に上げ説明したが、送信データにより搬送波の周波数を変調するディジタル周波数変調、あるいは送信データにより搬送波の振幅を変調するディジタル振幅変調の場合も、 [0058] Incidentally, or more embodiments, the data modulation scheme of the signal channels of each system is explained raised digital phase modulation as an example, a digital frequency modulation to modulate the frequency of the carrier wave by transmission data, or the carrier by transmit data even in the case of a digital amplitude modulation to modulate the amplitude,
同様である。 It is the same.

【0059】なお、受信信号には一般に干渉波の他に熱雑音等も含まれるが、熱雑音等の影響は相関検出の過程で拡散利得に応じて除去される。 [0059] Although generally thermal noise or the like is also included in addition to the interference waves in the received signal, the influence of thermal noise or the like is removed in accordance with the spreading gain in the course of the correlation detection.

【0060】 [0060]

【発明の効果】以上のようにこの発明によれば、以下に記載されるような効果を奏する。 According to the present invention as described above, according to the present invention, an effect as described below. 送信側の変調部において、観測チャネルを挿入して、信号チャネルと観測チャネルとが交互に存在するスペクトル拡散信号により変調した変調波を得、受信側の復調部では、上記の変調波の検波信号について観測チャネルのサンプル値から信号チャネルに含まれる干渉波成分を推定し、信号チャネルのサンプル値から上記の干渉波成分の推定値を差し引き、 In the modulation unit of the transmission side, by inserting the observation channel, to obtain a modulated wave and a signal channel and the observed channel was modulated by the spread spectrum signal present alternately, the demodulator of the reception side, the above detection signal of the modulated wave for estimating the interference wave components contained from the sample values ​​of the observed channel in the signal channel, subtract the estimated value of the interference signal component of the from the sample values ​​of the signal channel,
次いでマッチドフィルタにより相関検出を行うことにより、もしくは、上記の変調波の検波信号についてチャネルマッチドフィルタにより相関検出を行い、次いで相関キャンセラにより相関タイミングを用いて信号チャネルの相関検出値から信号チャネルの相関検出値に残留する干渉波成分推定値を差引くことにより、干渉波と信号波の中心周波数に差がある場合、さらに干渉波とスペクトル拡散符号系列との相関特性と、干渉波と遅延させたスペクトル拡散符号系列との相関特性とが一致しないような場合でも、干渉波を抑圧できるスペクトル拡散通信装置を得ることができる。 By performing the correlation detection by then matched filter, or performs correlation detection by the channel matched filter for detection signal of the modulated wave, and then the correlation from the correlation detection values ​​of the signal channel using the correlation timing signal channels by correlation canceler by subtracting the interference signal component estimate remaining in the detection value, when there is a difference in the center frequency of the interference wave and the signal wave, and further the correlation characteristics between the interference wave and the spread spectrum code sequence is delayed and the interference wave it can be the correlation characteristics of spread spectrum code sequence even if that does not match, obtaining a spread spectrum communication apparatus which can suppress interference waves.

【0061】また、送信側の変調部において、上記と同様の、観測チャネルを挿入して、信号チャネルと観測チャネルとが交互に存在するスペクトル拡散信号を2系統設け、2系統の信号チャネルが互いに時間的に重ならないようタイミングを制御し、互いに直交する搬送波を変調した変調波を得、受信側の復調部では、上記の変調波の検波信号の2系統について、信号チャネルの相互の時間関係を変調部におけるタイミング制御以前に戻し、2 [0061] Also, the modulation unit of the transmission side, similar to the above, by inserting the observation channel, a spread spectrum signal and the signal channel and observation channels alternately present provided two systems, the signal channels of the two systems from each other and controlling the timing so as not to overlap in time, to obtain a modulated wave obtained by modulating the carrier waves orthogonal to each other, in the demodulator of the reception side, the two systems of detection signal of the modulated wave, the mutual time relation of the signal channel timing control before the return of the modulation unit, 2
系統それぞれについて観測チャネルのサンプル値から信号チャネルに含まれる干渉波成分を推定し、信号チャネルのサンプル値から上記の干渉波成分の推定値を差し引き、次いでマッチドフィルタにより相関検出を行うことにより、もしくは、上記の変調波の検波信号の2系統についてそれぞれチャネルマッチドフィルタにより相関検出を行い、次いで相関キャンセラにより信号チャネルの相関検出値に残留する干渉波成分を差引くことにより、 It estimates the interference wave components contained from the sample values ​​of the observation channel for each system in the signal channel, subtract the estimated value of the interference signal component of the from the sample values ​​of the signal channel, and then by performing correlation detection by a matched filter, or performs correlation detection by each channel matched filter for two channels of the detection signal of the modulated wave, and then by subtracting the interference components remaining in the correlation detection values ​​of the signal channel by the correlation canceller
干渉波と信号波の中心周波数に差がある場合、さらに干渉波とスペクトル拡散符号系列との相関特性と、干渉波と遅延させたスペクトル拡散符号系列との相関特性とが一致しないような場合でも、干渉波を抑圧できる。 If the center frequency of the interference wave and the signal wave are different, even more the correlation characteristics between the interference wave and the spread spectrum code sequence, if the correlation characteristic between the interfering wave and the spread spectrum code sequence is delayed so as not to coincide , it can suppress the interference wave. さらに、変調器出力は時間的に常に信号チャネルが存在し、 Furthermore, the modulator output is present temporally constantly signal channel,
出力ゼロ区間がない波形をもつので、観測チャネル挿入にともなう包絡線変動に起因する増幅器の非直線性の影響を抑圧できるスペクトル拡散通信装置を得ることができる。 Since having no output zero interval waveform, it is possible to obtain the spread spectrum communication apparatus capable of suppressing the influence of non-linearity of the amplifier due to envelope variations due to the observed channel insertion.

【図面の簡単な説明】 BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS

【図1】この発明の実施例1を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロック構成図である。 1 is a block diagram of a modulator portion of the spread spectrum communication apparatus according to the first embodiment of the present invention.

【図2】この発明の実施例2を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロック構成図である。 2 is a block diagram of a modulator portion of the spread spectrum communication apparatus according to the second embodiment of the present invention.

【図3】この発明の実施例3を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロック構成図である。 3 is a block diagram of a modulator portion of the spread spectrum communication apparatus according to the third embodiment of the present invention.

【図4】この発明の実施例4を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロック構成図である。 4 is a block diagram of a modulator portion of the spread spectrum communication apparatus according to the fourth embodiment of the present invention.

【図5】この発明の実施例5を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロック構成図である。 5 is a block diagram of a modulator portion of the spread spectrum communication apparatus according to a fifth embodiment of the present invention.

【図6】この発明の実施例6を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロック構成図である。 6 is a block diagram of a modulator portion of the spread spectrum communication apparatus according to a sixth embodiment of the present invention.

【図7】この発明の実施例7を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロック構成図である。 7 is a block diagram of a modulator portion of the spread spectrum communication apparatus according to the seventh embodiment of the present invention.

【図8】この発明の実施例8を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロック構成図である。 8 is a block diagram of a modulator portion of the spread spectrum communication apparatus according to the eighth embodiment of the present invention.

【図9】図1〜図8のスペクトル拡散通信装置の変調部の動作を説明するための図である。 9 is a diagram for explaining the operation of the modulation of the spread spectrum communication apparatus of FIGS. 1-8.

【図10】図1〜図8のスペクトル拡散通信装置の変調部の動作を説明するための図である。 It is a diagram for explaining the operation of the modulation of the spread spectrum communication apparatus of FIG. 10] FIGS. 1-8.

【図11】この発明の実施例9を示すスペクトル拡散通信装置の復調部のブロック構成図である。 11 is a block diagram of a demodulator of a spread spectrum communication apparatus according to a ninth embodiment of the present invention.

【図12】この発明の実施例10を示すスペクトル拡散通信装置の復調部のブロック構成図である。 12 is a block diagram of a demodulator of a spread spectrum communication apparatus according to the embodiment 10 of the present invention.

【図13】この発明の実施例11を示すスペクトル拡散通信装置の復調部のブロック構成図である。 13 is a block diagram of a demodulator of a spread spectrum communication apparatus according to the embodiment 11 of the present invention.

【図14】図11、図12、図13のスペクトル拡散通信装置の復調部の干渉波の抑圧動作を説明するための図である。 [14] Figure 11, Figure 12 is a diagram for explaining the suppression operation of the interference wave of the demodulating unit of the spread spectrum communication apparatus of FIG. 13.

【図15】図11、図12、図13のマッチドフィルタの内部構成図である。 [15] Figure 11, Figure 12 is an internal configuration diagram of a matched filter in FIG. 13.

【図16】この発明の実施例12を示すスペクトル拡散通信装置の復調部のブロック構成図である。 16 is a block diagram of a demodulator of a spread spectrum communication apparatus according to the embodiment 12 of the present invention.

【図17】図16、図19、図20のチャネルマッチドフィルタの内部構成図である。 [17] Figure 16, Figure 19 is an internal configuration diagram of a channel matched filter of FIG. 20.

【図18】図16、図19、図20の相関キャンセラの内部構成図である。 [18] Figure 16, Figure 19 is an internal configuration diagram of the correlation canceler of Figure 20.

【図19】この発明の実施例13を示すスペクトル拡散通信装置の復調部のブロック構成図である。 19 is a block diagram of a demodulator of a spread spectrum communication apparatus according to the embodiment 13 of the present invention.

【図20】この発明の実施例14を示すスペクトル拡散通信装置の復調部のブロック構成図である。 FIG. 20 is a block diagram of a demodulator of a spread spectrum communication apparatus according to the embodiment 14 of the present invention.

【図21】図16のスペクトル拡散通信装置の復調部の干渉波の抑圧動作を説明するための図である。 21 is a diagram for explaining the suppression operation of the interference wave of the demodulating unit of the spread spectrum communication apparatus of FIG. 16.

【図22】この発明の実施例15を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロック構成図である。 FIG. 22 is a block diagram of a modulator portion of the spread spectrum communication apparatus according to the embodiment 15 of the present invention.

【図23】この発明の実施例16を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロック構成図である。 FIG. 23 is a block diagram of a modulator portion of the spread spectrum communication apparatus according to the embodiment 16 of the present invention.

【図24】この発明の実施例17を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロック構成図である。 FIG. 24 is a block diagram of a modulator portion of the spread spectrum communication apparatus according to the embodiment 17 of the present invention.

【図25】この発明の実施例18を示すスペクトル拡散通信装置の変調部のブロック構成図である。 FIG. 25 is a block diagram of a modulator portion of the spread spectrum communication apparatus according to the embodiment 18 of the present invention.

【図26】図26(a),(b),(c),(d), [26] FIG. 26 (a), (b), (c), (d),
(f)は図3〜図6の動作を説明するための図である。 (F) are diagrams for explaining the operation of FIGS. 3-6.
図26(a),(b),(c),(d),(e), Figure 26 (a), (b), (c), (d), (e),
(g)は図22,23の動作を説明するための図である。 (G) is a diagram for explaining the operation of Figure 22 and 23.

【図27】この発明の実施例19を示すスペクトル拡散通信装置の復調部のブロック構成図である。 FIG. 27 is a block diagram of a demodulator of a spread spectrum communication apparatus according to the embodiment 19 of the present invention.

【図28】図27のスペクトル拡散通信装置の復調部の干渉波の抑圧動作を説明するための図である。 28 is a diagram for explaining the suppression operation of the interference wave of the demodulating unit of the spread spectrum communication apparatus of FIG. 27.

【図29】この発明の実施例20を示すスペクトル拡散通信装置の復調部のブロック構成図である。 FIG. 29 is a block diagram of a demodulator of a spread spectrum communication apparatus according to the embodiment 20 of the present invention.

【図30】従来例のスペクトル拡散通信装置の復調部を示すブロック構成図である。 FIG. 30 is a block diagram showing a demodulator of a spread spectrum communication apparatus of the conventional example.

【図31】図30のスペクトル拡散通信装置の干渉波抑圧の概要を説明するための図である。 FIG. 31 is a diagram for explaining the outline of the interference suppression of the spread spectrum communication apparatus of FIG. 30.

【図32】図30のスペクトル拡散通信装置の復調部の干渉波の抑圧動作を説明するための図である。 32 is a diagram for explaining the suppression operation of the interference wave of the demodulating unit of the spread spectrum communication apparatus of FIG. 30.

【符号の説明】 DESCRIPTION OF SYMBOLS

102 乗算器(第1の乗算器) 103 スペクトル拡散符号発生器(第1のスペクトル拡散符号発生器) 105 観測チャネル挿入器(第1の観測チャネル挿入器) 108 波形整形フィルタ(第1の波形整形フィルタ) 110 変調器 152 第2の乗算器 153 第2の拡散符号発生器 155 第2の観測チャネル挿入器 158 第2の波形整形フィルタ 120 直交変調器 201 タイミングオフセッタ 302 波形整形フィルタ(第1の波形整形フィルタ) 304 サンプラ(第1のサンプラ) 306 S/P(直並列変換器)(第1のS/P) 309 遅延器(第1の遅延器) 310 補間推定器(第1の補間推定器) 313 キャンセラ(第1のキャンセラ) 315 マッチドフィルタ(第1のマッチドフィルタ) 317 データ判定器(第 102 multiplier (first multiplier) 103 spread spectrum code generator (first spread spectrum code generator) 105 observed channel inserter (first observation channel inserter) 108 waveform shaping filter (first waveform shaping filter) 110 modulator 152 the second multiplier 153 the second spreading code generator 155 second observation channel inserter 158 second waveform shaping filters 120 quadrature modulator 201 timing off setter 302 waveform shaping filter (first shaping filter) 304 sampler (first sampler) 306 S / P (serial-to-parallel converter) (first S / P) 309 of the delay units (first delay unit) 310 interpolator estimator (first interpolation estimation vessel) 313 canceller (first canceller) 315 matched filter (first matched filter) 317 data judging unit (second 1のデータ判定器) 352 第2の波形整形フィルタ 354 第2のサンプラ 356 第2のS/P(直並列変換器) 359 第2の遅延器 360 第2の補間推定器 363 第2のキャンセラ 365 第2のマッチドフィルタ 367 第2のデータ判定器 370 加算器 3150 メモリ 3151 遅延器 3152〜3158 乗算器 3159 加算器 406 チャネルマッチドフィルタ(第1のチャネルマッチドフィルタ) 4061 メモリ 4062 遅延器 4063〜4069 乗算器 4070 加算器 408 遅延器(第1の遅延器) 415 相関キャンセラ(第1の相関キャンセラ) 456 第2のチャネルマッチドフィルタ 458 第2の遅延器 465 第2の相関キャンセラ 502 第1の波形整形フィルタ 504 第1のサンプラ 506 第1 1 of data judging unit) 352 the second waveform shaping filter 354 second sampler 356 second S / P (serial to parallel converter) 359 second delay unit 360 second interpolation estimator 363 second canceller 365 the second matched filter 367 second data judging unit 370 adder 3150 memory 3151 delayer 3152-3158 multiplier 3159 adder 406 channel matched filter (first channel matched filter) 4061 memory 4062 delayer 4063-4069 multiplier 4070 adder 408 of the delay units (first delay unit) 415 correlation canceler (first correlation canceller) 456 second channel matched filter 458 a second delay unit 465 second correlation canceller 502 the first waveform shaping filter 504 the first sampler 506 first のS/P(直並列変換器) 509 第1の遅延器 510 第1の補間推定器 513 第1のキャンセラ 515 第1のマッチドフィルタ 517 第1のデータ判定器 519 タイミングオフセッタ 552 第2の波形整形フィルタ 554 第2のサンプラ 556 第2のS/P(直並列変換器) 559 第2の遅延器 560 第2の補間推定器 563 第2のキャンセラ 565 第2のマッチドフィルタ 567 第2のデータ判定器 606 第1のチャネルマッチドフィルタ 608 第1の遅延器 615 第1の相関キャンセラ 656 第2のチャネルマッチドフィルタ 658 第2の遅延器 665 第2の相関キャンセラ The S / P (serial to parallel converter) 509 first delay unit 510 first interpolation estimator 513 first canceller 515 the first matched filter 517 first data judging unit 519 timing off setter 552 second waveform shaping filter 554 second sampler 556 second S / P (serial to parallel converter) 559 second delay unit 560 second interpolation estimator 563 second canceller 565 second matched filter 567 a second data determination vessel 606 first channel matched filter 608 first delay unit 615 first correlation canceler 656 second channel matched filter 658 a second delay unit 665 second correlation canceler

Claims (4)

    (57)【特許請求の範囲】 (57) [the claims]
  1. 【請求項1】 送信側から送信データをスペクトル拡散して送信し、受信側では検波信号に送信側と同一のスペクトル拡散符号系列を用いて相関検出を行い送信データを復調するスペクトル拡散通信装置において、以下の要素を有する変調部をM1、復調部をD1,D2として、 1. A transmitted by spread spectrum transmission data from the transmitting side, the receiving side in a spread spectrum communication apparatus for demodulating transmission data performs correlation detection using the same spread spectrum code sequence and the transmission side to the detection signal the modulation unit having the following elements M1, as the demodulator D1, D2,
    M1及び、D1とD2の少なくとも一つを備えたことを特徴とするスペクトル拡散通信装置、 (a)以下の要素を有する変調部M1、 (a1)スペクトル拡散符号系列を発生するスペクトル拡散符号発生器、 (a2)送信データと上記のスペクトル拡散符号系列を乗積してスペクトル拡散信号を得る乗算器、 (a3)上記のスペクトル拡散符号系列、もしくは上記のスペクトル拡散信号に観測チャネルを挿入する観測チャネル挿入手段、 (a4)観測チャネルを挿入したスペクトル拡散信号を波形整形する波形整形フィルタ、 (a5)上記の波形整形フィルタ出力と搬送波を乗積して変調波を得る変調器、 (b)以下の要素を有する復調部D1、 (b1)検波信号を波形整形する波形整形フィルタ、 (b2)上記の波形整形フィルタ出 M1 and, D1 and spread spectrum communication apparatus characterized by comprising at least one D2, (a) modulating portion M1 having the following elements, (a1) spread spectrum code generator for generating a spread spectrum code sequence , (a2) transmitting data and a multiplier for obtaining a spread spectrum signal by multiplying the spread spectrum code sequence described above (a3) ​​above spectrum spreading code sequence or observation channel for inserting the observation channel spread spectrum signal described above, insertion means, (a4) waveform shaping filters the spread spectrum signal obtained by inserting the observation channel waveform shaping, (a5) and product of the above waveform shaping filter output and carrier wave modulator to obtain a modulated wave, the following (b) demodulator D1 having elements, (b1) waveform shaping filters the detection signal waveform shaping, (b2) out above the waveform shaping filter をサンプルするサンプラ、 (b3)上記のサンプラ出力を観測チャネルサンプル値と信号チャネルサンプル値とに分類する直並列変換器、 (b4)上記の観測チャネルサンプル値から、信号チャネルに混入する干渉波成分を推定する推定手段、 (b5)上記の信号チャネルサンプル値から、上記の干渉波成分の推定値を減算するキャンセラ、 (b6)上記のキャンセラ出力を送信側と同一のスペクトル拡散符号系列を用いて相関検出するマッチドフィルタ、 (b8)上記のマッチドフィルタ出力について送信データを判定するデータ判定器、 (c)以下の要素を有する復調部D2、 (c1)検波信号を波形整形する波形整形フィルタ、 (c2)上記の波形整形フィルタ出力をサンプルするサンプラ、 (c3)上記のサンプラ出力につ Sampling the sampler, (b3) the observed channel sample values ​​sampler output of said signal channel sample values ​​and the serial-parallel converter classified into, (b4) the interference wave component mixed from the observation channel sample values, the signal channel estimating means for estimating a, from (b5) above signal channel sample values, canceller subtracts the estimated value of the interference signal component of the using (b6) above same spread spectrum code sequence and transmitting side canceler output matched filter for correlation detection, (b8) above determines data judging unit to transmit data for the matched filter output, demodulator D2 (c) having a following elements, (c1) the waveform shaping filter the detected signal to waveform shaping, ( c2) sampler for sampling the waveform shaping filter output, (c3) above the sampler output Nitsu て送信側のスペクトル拡散符号系列と同一の符号系列を用いて相関検出を行うチャネルマッチドフィルタ、 (c4)上記のチャネルマッチドフィルタ出力を保持する遅延器、 (c5)上記の遅延器の各段から出力される相関検出値を用いて信号チャネルの相関検出後に残留する干渉波成分を差引く相関キャンセラ、 (c6)上記の相関キャンセラ出力について送信データを判定するデータ判定器。 Channel matched filter for performing correlation detection using a spread spectrum code sequence identical to the code sequence on the transmitting side Te, from (c4) a delay unit for holding the channel matched filter output of the, (c5) each stage of the delay units correlation canceller subtracting the interference wave component remaining after correlation detection signal channel using the correlation detection value output, (c6) determining data judging unit to transmit data on the correlation canceler output above.
  2. 【請求項2】 送信側から送信データをスペクトル拡散して送信し、受信側では検波信号に送信側と同一のスペクトル拡散符号系列を用いて相関検出を行い送信データを復調するスペクトル拡散通信装置において、以下の要素を有する変調部をM2、復調部をD3,D4として、 2. A transmits the spread spectrum transmission data from the transmitting side, the receiving side in a spread spectrum communication apparatus for demodulating transmission data performs correlation detection using the same spread spectrum code sequence and the transmission side to the detection signal the modulation unit having the following elements M2, the demodulation unit D3, D4,
    M2及び、D3とD4の少なくとも一つを備えたことを特徴とするスペクトル拡散通信装置、 (a)以下の要素を有する変調部M2、 (a1)スペクトル拡散符号系列を発生するスペクトル拡散符号発生器、 (a2)送信データと上記のスペクトル拡散符号系列を乗積してスペクトル拡散信号を得る2系統の乗算器、 (a3)上記のスペクトル拡散符号系列、もしくは上記の2系統のスペクトル拡散信号に観測チャネルを挿入する観測チャネル挿入手段、 (a4)上記の2系統の観測チャネルを挿入したスペクトル拡散信号の信号チャネルが互いに時間的に重ならないよう一方のタイミングを制御するタイミングオフセッタ、 (a5)上記の2系統のスペクトル拡散信号をそれぞれ波形整形する波形整形フィルタ、 (a6)上記の2系統 M2 and, D3 and spread spectrum communication apparatus characterized by comprising at least one D4, modulation unit M2 with (a) the following elements, (a1) spread spectrum code generator for generating a spread spectrum code sequence , (a2) a multiplier of two systems to obtain a spread spectrum signal by multiplying the spread spectrum code sequence of the transmitted data and the, (a3) ​​above spectrum spreading code sequence or observed in the spectrum spread signal of the two systems, observation channel insertion means for inserting a channel, (a4) above two systems of observation timing off setter signal channel of the inserted spectrum spread signal channels controls one of the timing as not to overlap with each other temporally, (a5) above dual waveform shaping filter for each waveform shaping spread spectrum signal, (a6) above two systems の波形整形フィルタ出力を変調信号として互いに直交する搬送波を変調する直交変調器、 (b)以下の要素を有する復調部D3、 (b1)検波信号の同相軸成分、直交軸成分をそれぞれ波形整形する波形整形フィルタ、 (b2)上記のそれぞれの波形整形フィルタ出力をそれぞれサンプルするサンプラ、 (b3)上記のサンプラ出力値相互の時間関係を制御するタイミングオフセッタ、 (b4)上記のそれぞれのサンプラ出力を観測チャネルサンプル値と信号チャネルサンプル値とに分類する直並列変換器、 (b5)上記のそれぞれの観測チャネルサンプル値から信号チャネルの干渉波成分を推定する推定手段、 (b6)上記のそれぞれの信号チャネルサンプル値から上記の推定値を差し引くキャンセラ、 (b7)上記のそれぞれのキ Quadrature modulator for modulating a carrier wave orthogonal waveform shaping filter output as a modulation signal, respectively waveform shaping phase axis component, the quadrature axis component of the demodulated portion D3, (b1) detection signal having the following elements (b) waveform shaping filter, (b2) sampler for sampling each respective waveform shaping filters output of the timing off setter for controlling (b3) above the sampler output value mutual time relation, the (b4) each sampler output of the observed channel sample values ​​and the signal channel sample values ​​and the serial-parallel converter classified into, (b5) above each observation channel sample value estimating means for estimating an interference wave component of the signal channel from, (b6) above each signal canceller from channel sample values ​​subtracting the estimated value of the, (b7) of the respective key ンセラ出力を送信側と同一のスペクトル拡散符号系列により相関検出を行うマッチドフィルタ、 (b8)上記のそれぞれのマッチドフィルタ出力について送信データを判定するデータ判定器、 (c)以下の要素を有する復調部D4、 (c1)検波信号の同相軸成分、直交軸成分をそれぞれ波形整形する波形整形フィルタ、 (c2)上記のそれぞれの波形整形フィルタ出力をそれぞれサンプルするサンプラ、 (c3)上記の波形整形された検波信号の同相軸成分、 Matched filter to perform correlation detection with the same spread spectrum code sequence and transmitting side canceller output, (b8) each matched filter determines data judging unit to transmit data on the output of the demodulator having the following elements (c) D4, (c1) phase axis component of the detected signal, orthogonal axes waveform shaping filter components respectively waveform shaping, (c2) sampler for sampling each respective waveform shaping filters outputs of said, is shaped (c3) above waveform phase axis component of the detected signal,
    直交軸成分のサンプル値相互のタイミング関係を制御するタイミングオフセッタ、 (c4)上記の相互のタイミング関係が制御された同相軸成分、直交軸成分について送信側と同一ののスペクトル拡散符号系列によりそれぞれ相関検出を行うチャネルマッチドフィルタ、 (c5)上記のそれぞれのチャネルマッチドフィルタ出力を保持する遅延器、(c6)上記の各遅延器の各段から出力される相関検出値を用いて信号チャネルの相関検出後に残留する干渉波成分を差引く相関キャンセラ、 (c7)上記の相関キャンセラ出力について送信データを判定するデータ判定器。 Timing off setter for controlling the sample values ​​mutual timing relationships quadrature axis component, (c4) said in-phase axis component of the timing relationship is controlled mutual respectively by spectrum spreading code sequence of the same sender for quadrature axis component channel matched filter for performing correlation detection, (c5) a delay unit for holding the respective channel matched filter output of the, (c6) the correlation of the signal channel using the correlation detection value outputted from each of the above stages of the delay units correlation canceller subtracting the interference wave component remaining after detection, (c7) determines data judging unit to transmit data on the correlation canceler output above.
  3. 【請求項3】 送信データをスペクトル拡散し送信するスペクトル拡散通信装置において、以下の要素を有する変調部をM1,M2として、M1,M2の少なくとも一つを有することを特徴とするスペクトル拡散通信装置、 (a)以下の要素を有する変調部M1、 (a1)スペクトル拡散符号系列を発生するスペクトル拡散符号発生器、 (a2)送信データと上記のスペクトル拡散符号系列を乗積してスペクトル拡散信号を得る乗算器、 (a3)上記のスペクトル拡散符号系列、もしくは上記のスペクトル拡散信号に観測チャネルを挿入する観測チャネル挿入手段、 (a4)観測チャネルを挿入したスペクトル拡散信号を波形整形する波形整形フィルタ、 (a5)上記の波形整形フィルタ出力と搬送波を乗積して変調波を得る変調器、 ( 3. A spread spectrum communication apparatus for spread spectrum transmit the transmission data, the following modulation unit having the element as the M1, M2, spread spectrum communication system characterized by having at least one M1, M2 modulation unit M1 having the following elements (a), (a1) spread spectrum code generator for generating a spread spectrum code sequence, spread spectrum signal by multiplying the (a2) transmitting data and the spread-spectrum code sequence obtaining multiplier, (a3) ​​above spectrum spreading code sequence or the observed channel insertion means for inserting the observation channel spread spectrum signal, (a4) waveform shaping filters the spread spectrum signal obtained by inserting the observation channel waveform shaping, (a5) modulator to obtain the modulated wave by multiplying the waveform shaping filter output and carrier, ( )以下の要素を有する変調部M2、 (b1)スペクトル拡散符号系列を発生するスペクトル拡散符号発生器、 (b2)送信データと上記のスペクトル拡散符号系列を乗積してスペクトル拡散信号を得る2系統の乗算器、 (b3)上記ののスペクトル拡散符号系列、もしくは上記の2系統のスペクトル拡散信号に観測チャネルを挿入する観測チャネル挿入手段、 (b4)上記の2系統の観測チャネルを挿入したスペクトル拡散信号の信号チャネルが互いに時間的に重ならないよう一方のタイミングを制御するタイミングオフセッタ、 (b5)上記の2系統のスペクトル拡散信号をそれぞれ波形整形する波形整形フィルタ、 (b6)上記の2系統の波形整形フィルタ出力を変調信号として互いに直交する搬送波を変調する直交変調器。 ) Modulation unit M2 with the following elements, (b1) spread spectrum code generator for generating a spread spectrum code sequence, two systems to obtain a spread spectrum signal by multiplying the (b2) transmitting data and the spread-spectrum code sequence multiplier, (b3) above the spectrum spreading code sequence or observed channel insertion means for inserting the observation channel spread spectrum signal of the two systems,, (b4) spread spectrum inserting the observation channels of the two systems timing off setter for controlling one of timing as signals of the signal channels do not overlap each other temporally, (b5) waveform shaping filter for each waveform shaping spread spectrum signals of two systems of the, (b6) of the two systems quadrature modulator for modulating a carrier wave orthogonal waveform shaping filter output as a modulation signal.
  4. 【請求項4】 検波信号に送信側と同一のスペクトル拡散符号系列を用いて相関検出を行い送信データを復調するスペクトル拡散通信装置において、以下の要素を有する復調部をD1,D2,D3,D4として、D1,D 4. A spread spectrum communication apparatus for demodulating transmission data performs correlation detection using the same spread spectrum code sequence and the transmission side to the detection signal, the demodulator having the following elements D1, D2, D3, D4 as, D1, D
    2,D3,D4の少なくとも一つを有することを特徴とするスペクトル拡散通信装置、 (a)以下の要素を有する復調部D1、 (a1)検波信号を波形整形する波形整形フィルタ、 (a2)上記の波形整形フィルタ出力をサンプルするサンプラ、 (a3)上記のサンプラ出力を観測チャネルサンプル値と信号チャネルサンプル値とに分類する直並列変換器、 (a4)上記の観測チャネルサンプル値から、信号チャネルに混入する干渉波成分を推定する推定手段、 (a5)上記の信号チャネルサンプル値から、上記の干渉波成分の推定値を減算するキャンセラ、 (a6)上記のキャンセラ出力を送信側と同一のスペクトル拡散符号系列を用いて相関検出するマッチドフィルタ、 (a7)上記のマッチドフィルタ出力について送信データを 2, D3, spread-spectrum communication system characterized by having at least one D4, demodulator D1 having (a) the following elements, (a1) waveform shaping filters the detection signal waveform shaping, (a2) above sampler to sample the waveform shaping filter output, (a3) ​​parallel converter for classifying the sampler output to the observed channel sample values ​​and the signal channel sample values, (a4) from the observed channel sample values, the signal channel estimating means for estimating an interference wave component mixed, (a5) from the signal channel sample values, canceller subtracts the estimated value of the interference signal component of the, (a6) the same spread spectrum transmission side above canceler output matched filter for correlation detection using the code sequences, the transmission data for the (a7) above matched filter output 定するデータ判定器、 (b)以下の要素を有する復調部D2、 (b1)検波信号を波形整形する波形整形フィルタ、 (b2)上記の波形整形フィルタ出力をサンプルするサンプラ、 (b3)上記のサンプラ出力について送信側のスペクトル拡散符号系列と同一の符号系列を用いて相関検出を行うチャネルマッチドフィルタ、 (b4)上記のチャネルマッチドフィルタ出力を保持する遅延器、 (b5)上記の遅延器の各段から出力される相関検出値を用いて信号チャネルの相関検出後に残留する干渉波成分を差引く相関キャンセラ、 (b6)上記の相関キャンセラ出力について送信データを判定するデータ判定器、 (c)以下の要素を有する復調部D3、 (c1)検波信号の同相軸成分、直交軸成分をそれぞれ波形整形する波形整形フィ Data judging unit to be constant, demodulator D2 with (b) the following elements, (b1) waveform shaping filters the detection signal waveform shaping, (b2) sampler for sampling the waveform shaping filter output, (b3) above channel matched filter for performing correlation detection using a spread spectrum code sequence identical to the code sequence on the transmitting side for the sampler output, (b4) a delay unit for holding the channel matched filter output of the, (b5) each of the delay units correlation canceller subtracting the interference wave component remaining after correlation detection signal channel using the correlation detection value output from the stage, (b6) determining data judging unit to transmit data on the correlation canceler output of the, (c) below demodulator D3 having elements, waveform shaping Fi for each waveform shaping phase axis component, the quadrature-axis component of (c1) detection signal ルタ、 (c2)上記のそれぞれの波形整形フィルタ出力をそれぞれサンプルするサンプラ、 (c3)上記のサンプラ出力値相互の時間関係を制御するタイミングオフセッタ、 (c4)上記のそれぞれのサンプラ出力を観測チャネルサンプル値と信号チャネルサンプル値とに分類する直並列変換器、 (c5)上記のそれぞれの観測チャネルサンプル値から信号チャネルの干渉波成分を推定する推定手段、 (c6)上記のそれぞれの信号チャネルサンプル値から上記の推定値を差し引くキャンセラ、 (c7)上記のそれぞれのキャンセラ出力を送信側と同一のスペクトル拡散符号系列により相関検出を行うマッチドフィルタ、 (c8)上記のそれぞれのマッチドフィルタ出力について送信データを判定するデータ判定器、 (d)以下の要素 Filter, (c2) above each of the waveform shaping filter output each sample to the sampler, (c3) above timing off setter for controlling the time relationship of the sampler output value each other, (c4) above each sampler output observation channels sample value and the signal channel sample values ​​and the serial-parallel converter classified into, (c5) each observation channel sample value estimating means for estimating an interference wave component of the signal channel from the, (c6) respective signal channel samples of the canceller subtracting the estimate from the value, (c7) said matched filter to perform correlation detection with the same spread spectrum code sequence and the transmission side respectively of the canceller output, (c8) transmitted data for each of the matched filter output of the determining data judging unit to, (d) the following elements 有する復調部D4、 (d1)検波信号の同相軸成分、直交軸成分をそれぞれ波形整形する波形整形フィルタ、 (d2)上記のそれぞれの波形整形フィルタ出力をそれぞれサンプルするサンプラ、 (d3)上記の波形整形された検波信号の同相軸成分、 Demodulator D4 having, (d1) phase axis component of the detected signal, orthogonal axes waveform shaping filter components respectively waveform shaping, (d2) sampler for sampling each respective waveform shaping filters outputs of said, (d3) said waveform phase axis component of the shaped detected signal,
    直交軸成分のサンプル値相互のタイミング関係を制御するタイミングオフセッタ、 (d4)上記の相互のタイミング関係が制御された同相軸成分、直交軸成分について送信側と同一ののスペクトル拡散符号系列によりそれぞれ相関検出を行うチャネルマッチドフィルタ、 (d5)上記のそれぞれのチャネルマッチドフィルタ出力を保持する遅延器、 (d6)上記の各遅延器の各段から出力される相関検出値を用いて信号チャネルの相関検出後に残留する干渉波成分を差引く相関キャンセラ、 (d7)上記の相関キャンセラ出力について送信データを判定するデータ判定器。 Timing off setter for controlling the sample values ​​mutual timing relationships quadrature axis component, (d4) above phase axis component of the timing relationship is controlled mutual respectively by spectrum spreading code sequence of the same sender for quadrature axis component channel matched filter for performing correlation detection, (d5) a delay unit for holding the respective channel matched filter output of the, (d6) correlation signal channel using the correlation detection value outputted from each of the above stages of the delay units correlation canceller subtracting the interference wave component remaining after detection, (d7) determining data judging unit to transmit data on the correlation canceler output above.
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