JP2838712B2 - 電源装置 - Google Patents
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- JP2838712B2 JP2838712B2 JP7833389A JP7833389A JP2838712B2 JP 2838712 B2 JP2838712 B2 JP 2838712B2 JP 7833389 A JP7833389 A JP 7833389A JP 7833389 A JP7833389 A JP 7833389A JP 2838712 B2 JP2838712 B2 JP 2838712B2
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 本発明は、特に電子写真式のプリンタや複写機の現像
器、帯電器、除電器、転写器等の高圧用の電源装置に関
するものである。
器、帯電器、除電器、転写器等の高圧用の電源装置に関
するものである。
従来、定電圧出力タイプの電源と定電流出力タイプの
電源は各々単独の電源を用いるのが一般的であり、両方
のモードを切り換えて制御することは非常に困難であっ
た。また、定電流出力タイプの電源の場合、負荷インピ
ーダンスの広範囲にわたる変動に対して、過電圧あるい
は低電圧になり過ぎ、それぞれリークを起こしたり、電
子写真式の複写機においては現像不良、帯電不良、転写
不良、除電不良などを起こしていた。
電源は各々単独の電源を用いるのが一般的であり、両方
のモードを切り換えて制御することは非常に困難であっ
た。また、定電流出力タイプの電源の場合、負荷インピ
ーダンスの広範囲にわたる変動に対して、過電圧あるい
は低電圧になり過ぎ、それぞれリークを起こしたり、電
子写真式の複写機においては現像不良、帯電不良、転写
不良、除電不良などを起こしていた。
従来の電源装置にあっては、上記のように定電圧モー
ドと定電流モードの切り換え制御が困難であり、また、
広範囲の負荷変動に対して適正な定電圧制御及び定電流
制御を行うことができないという問題点があった。
ドと定電流モードの切り換え制御が困難であり、また、
広範囲の負荷変動に対して適正な定電圧制御及び定電流
制御を行うことができないという問題点があった。
本発明は、このような問題点に着目してなされたもの
で、定電圧モードと定電流モードの切り換え制御が容易
で、広範囲の負荷変動に対しても適正な定電圧制御及び
定電流制御を行うことができる電源装置を得ることを目
的としている。
で、定電圧モードと定電流モードの切り換え制御が容易
で、広範囲の負荷変動に対しても適正な定電圧制御及び
定電流制御を行うことができる電源装置を得ることを目
的としている。
本発明の電源装置は以下のように構成したものであ
る。
る。
（ａ）出力極性の異なる第１、第２のDC−DCコンバータ
を直列接続して正負の可変出力を発生させて負荷に出力
する電源装置において、上記負荷への出力電圧を検出す
る電圧検出回路と、上記負荷への出力電流を検出する電
流検出回路と、上記電圧検出回路により検出された電圧
を過電圧リミッタ設定用基準値及び低電圧リミッタ設定
用基準値と比較する第１の比較回路と、上記電流検出回
路により検出された電流を定電流設定用基準値と比較す
る第２の比較回路と、上記過電圧リミッタ設定用基準
値、上記低電圧リミッタ設定用基準値、上記定電流設定
用基準値をそれぞれ入力する入力端子と、上記第１、第
２の比較回路の比較結果に従って、上記第１、第２のDC
−DCコンバータの動作を制御する制御回路とを有し、上
記入力端子に入力される過電圧リミッタ設定用基準値、
低電圧リミッタ設定用基準値、定電流設定用基準値に応
じて上記電源回路の制御モードが定電流モードか定電圧
モードに切り替わり、かつ上記電源回路の出力の極性が
切り替わるようにした。
を直列接続して正負の可変出力を発生させて負荷に出力
する電源装置において、上記負荷への出力電圧を検出す
る電圧検出回路と、上記負荷への出力電流を検出する電
流検出回路と、上記電圧検出回路により検出された電圧
を過電圧リミッタ設定用基準値及び低電圧リミッタ設定
用基準値と比較する第１の比較回路と、上記電流検出回
路により検出された電流を定電流設定用基準値と比較す
る第２の比較回路と、上記過電圧リミッタ設定用基準
値、上記低電圧リミッタ設定用基準値、上記定電流設定
用基準値をそれぞれ入力する入力端子と、上記第１、第
２の比較回路の比較結果に従って、上記第１、第２のDC
−DCコンバータの動作を制御する制御回路とを有し、上
記入力端子に入力される過電圧リミッタ設定用基準値、
低電圧リミッタ設定用基準値、定電流設定用基準値に応
じて上記電源回路の制御モードが定電流モードか定電圧
モードに切り替わり、かつ上記電源回路の出力の極性が
切り替わるようにした。
（ｂ）上記第１のDC−DCコンバータは出力可変であり、
上記第２のDC−DCコンバータは出力は出力固定であるよ
うにした。
上記第２のDC−DCコンバータは出力は出力固定であるよ
うにした。
（ｃ）上記電流検出回路の検出入力は、上記第２のDC−
DCコンバータの２次巻線とグランドとの間に接続した電
流検出用抵抗の端子電圧とし、上記電圧検出回路の検出
入力は、上記電源回路の出力電圧と上記電流検出用抵抗
の端子電圧との差電圧を分圧した電圧とした。
DCコンバータの２次巻線とグランドとの間に接続した電
流検出用抵抗の端子電圧とし、上記電圧検出回路の検出
入力は、上記電源回路の出力電圧と上記電流検出用抵抗
の端子電圧との差電圧を分圧した電圧とした。
（ｄ）上記出力電流検出回路の入力側とグランドあるい
は直流電源との間に電圧制限素子を接続した。
は直流電源との間に電圧制限素子を接続した。
本発明の電源装置においては、上記（ａ）の構成によ
り定電圧モードと定電流モードの切り換えが容易で、且
つ過電圧及び低電圧の限度が設定されるので、各々のモ
ードで適正な制御が行われる。
り定電圧モードと定電流モードの切り換えが容易で、且
つ過電圧及び低電圧の限度が設定されるので、各々のモ
ードで適正な制御が行われる。
また、（ｂ）あるいは（ｃ），（ｄ）の構成とするこ
とにより、電圧検出の際の誤差が補正される。
とにより、電圧検出の際の誤差が補正される。
第１図は本発明の第１実施例を示す回路図である。図
において、1,2は出力極性の異なる二つの直列接続され
たDC−DCコンバータで、一方のコンバータ１は略０〜1.
8KVの出力可変のタイプ、他方のコンバータ２は略−700
Vの出力固定のタイプとなっており、出力端子P1から−5
00V〜＋1000Vの正負の可変出力を取り出せるようになっ
ている。T1，T2は各コンバータ1,2の駆動トランスで、
一次巻線Nf1，Nf2の一端は＋Vccの直流電源、他端はス
イッチングトランジスタTr1，Tr2にそれぞれ接続され、
二次巻線Ns1，Ns2には整流用ダイオードD1，D2と平滑用
コンデンサC1，C2が接続されている。3,4はそれぞれ上
記トランジスタTr1，Tr2のオン，オフを制御するPWM回
路及び発振回路、５は上記出力端子P1に接続された負
荷、６は出力電圧検出回路として設けられたオペアンプ
（演算増幅器）、７は出力電流検出回路として設けられ
たオペアンプで、この電流検出用のオペアンプ７の検出
入力はグランドとDC−DCコンバータ２の二次巻線Ns2と
の間に接続した電流検出用抵抗R1の端子電圧となってお
り、また電圧検出用のオペアンプ６の検出入力は負荷５
への出力電圧V0と上記電流検出用抵抗R1の端子電圧の差
電圧を抵抗R2とR3で分圧した電圧となっている。８はオ
ペアンプ７の出力を反転させるためのオペアンプ、9,10
はそれぞれ入力端子P2，P3を通して過電圧リミッタ設定
用基準電圧V1，低電圧リミッタ設定用基準電圧V2が入力
されるオペアンプで、各々コンパレータ11,12と共に過
電圧リミッタ回路及び低電圧リミッタ回路を構成してお
り、上記オペアンプ６の検出出力はコンパレータ11と12
でそれぞれ過電圧リミッタ設定用基準値（電圧）及び低
電圧リミッタ設定用基準値（電圧）と比較される。13は
誤差増幅器として設けられたオペアンプで、上記オペア
ンプ７の検出出力を入力端子P4からの定電流設定用基準
電圧V3と比較する。14はコンパレータ11の出力を増幅す
るオペアンプ、ZD1は出力電流検出用のオペアンプ７の
入力側とグランドとの間に接続された電圧制限用のツェ
ナーダイオードで、この電圧制限素子は直流電源との間
に接続しても良い。
において、1,2は出力極性の異なる二つの直列接続され
たDC−DCコンバータで、一方のコンバータ１は略０〜1.
8KVの出力可変のタイプ、他方のコンバータ２は略−700
Vの出力固定のタイプとなっており、出力端子P1から−5
00V〜＋1000Vの正負の可変出力を取り出せるようになっ
ている。T1，T2は各コンバータ1,2の駆動トランスで、
一次巻線Nf1，Nf2の一端は＋Vccの直流電源、他端はス
イッチングトランジスタTr1，Tr2にそれぞれ接続され、
二次巻線Ns1，Ns2には整流用ダイオードD1，D2と平滑用
コンデンサC1，C2が接続されている。3,4はそれぞれ上
記トランジスタTr1，Tr2のオン，オフを制御するPWM回
路及び発振回路、５は上記出力端子P1に接続された負
荷、６は出力電圧検出回路として設けられたオペアンプ
（演算増幅器）、７は出力電流検出回路として設けられ
たオペアンプで、この電流検出用のオペアンプ７の検出
入力はグランドとDC−DCコンバータ２の二次巻線Ns2と
の間に接続した電流検出用抵抗R1の端子電圧となってお
り、また電圧検出用のオペアンプ６の検出入力は負荷５
への出力電圧V0と上記電流検出用抵抗R1の端子電圧の差
電圧を抵抗R2とR3で分圧した電圧となっている。８はオ
ペアンプ７の出力を反転させるためのオペアンプ、9,10
はそれぞれ入力端子P2，P3を通して過電圧リミッタ設定
用基準電圧V1，低電圧リミッタ設定用基準電圧V2が入力
されるオペアンプで、各々コンパレータ11,12と共に過
電圧リミッタ回路及び低電圧リミッタ回路を構成してお
り、上記オペアンプ６の検出出力はコンパレータ11と12
でそれぞれ過電圧リミッタ設定用基準値（電圧）及び低
電圧リミッタ設定用基準値（電圧）と比較される。13は
誤差増幅器として設けられたオペアンプで、上記オペア
ンプ７の検出出力を入力端子P4からの定電流設定用基準
電圧V3と比較する。14はコンパレータ11の出力を増幅す
るオペアンプ、ZD1は出力電流検出用のオペアンプ７の
入力側とグランドとの間に接続された電圧制限用のツェ
ナーダイオードで、この電圧制限素子は直流電源との間
に接続しても良い。
次に動作について説明する。
負荷５に与えられる出力電圧V0及び出力電流I0は、各
々の検出回路により検出されて基準値と比較され、その
比較結果に従ってDC−DCコンバータ1,2が制御される。
その際、負荷５に流れる出力電流I0はDC−DCコンバータ
２とグランド間に挿入された電流検出用抵抗R1によって
検出され、その検出電圧Vf1はFET入力のオペアンプ７の
ボルテージフォロワーによって高入力インピーダンスで
検出される。この検出電圧Vf1は、オペアンプ13で基準
電圧V3と比較された後、PWM回路３でパルス幅制御され
て、DC−DCコンバータ１の出力を変化させる。
々の検出回路により検出されて基準値と比較され、その
比較結果に従ってDC−DCコンバータ1,2が制御される。
その際、負荷５に流れる出力電流I0はDC−DCコンバータ
２とグランド間に挿入された電流検出用抵抗R1によって
検出され、その検出電圧Vf1はFET入力のオペアンプ７の
ボルテージフォロワーによって高入力インピーダンスで
検出される。この検出電圧Vf1は、オペアンプ13で基準
電圧V3と比較された後、PWM回路３でパルス幅制御され
て、DC−DCコンバータ１の出力を変化させる。
一方、負荷５に印加される出力電圧V0は、抵抗R2，R3
によって分割比ｍに分割される。ここで、出力電流の誤
差を生じないように、抵抗R2，R3は出力端子P1とグラン
ド間でなく、出力端子P1と電流検出点（イ）との間に接
続されているので、抵抗R2とR3の接続点の電圧VAは、VA
＝Vf1＋（V0−Vf1）/mとなる。ｍ＞＞１とすると、上記
電圧VAはVA＝Vf1＋Vo/mとなる。そして、この電圧VAはF
ET入力のオペアンプ６のボルテージフォロワーによって
高入力インピーダンスで検出される。
によって分割比ｍに分割される。ここで、出力電流の誤
差を生じないように、抵抗R2，R3は出力端子P1とグラン
ド間でなく、出力端子P1と電流検出点（イ）との間に接
続されているので、抵抗R2とR3の接続点の電圧VAは、VA
＝Vf1＋（V0−Vf1）/mとなる。ｍ＞＞１とすると、上記
電圧VAはVA＝Vf1＋Vo/mとなる。そして、この電圧VAはF
ET入力のオペアンプ６のボルテージフォロワーによって
高入力インピーダンスで検出される。
また、上記電流検出用のオペアンプ７の出力電圧の一
部はオペアンプ８で反転され、このオペアンプ８の出力
に−Vf1が得られる。この出力−Vf1はオペアンプ9,10に
入力されるが、オペアンプ９には端子P2を介して過電圧
リミッタ設定用基準電圧V1が入力されており、オペアン
プ９の出力にVf1−V2が得られる。また、オペアンプ10
には端子P3を介して低電圧リミッタ設定用基準電圧V2が
入力されており、オペアンプ10の出力にVf1−V3が得ら
れる。そして、これらのオペアンプ9,10の出力はそれぞ
れオープンコレクタ出力タイプのコンパレータ11,12に
入力され、コンパレータ11は上記オペアンプ６の出力V0
/m＋Vf1とオペアンプ９の出力−V1＋Vf1とを比較する。
この時、もしV0/mが−V1より大きくなるとコンパレータ
11の出力は零電位となり、オペアンプ14の出力を最大に
してPWM回路３の出力を零にし、DC−DCコンバータ１の
出力を遮断する。また、V0/mが−V1より小さい時はコン
パレータ11の出力は開放で、＋Vccとなり、オペアンプ1
4の出力を最低レベルにする。このため、PWM回路３は、
オペアンプ14の影響を受けなくなり、オペアンプ13の出
力によって制御される定電流モードとなる。
部はオペアンプ８で反転され、このオペアンプ８の出力
に−Vf1が得られる。この出力−Vf1はオペアンプ9,10に
入力されるが、オペアンプ９には端子P2を介して過電圧
リミッタ設定用基準電圧V1が入力されており、オペアン
プ９の出力にVf1−V2が得られる。また、オペアンプ10
には端子P3を介して低電圧リミッタ設定用基準電圧V2が
入力されており、オペアンプ10の出力にVf1−V3が得ら
れる。そして、これらのオペアンプ9,10の出力はそれぞ
れオープンコレクタ出力タイプのコンパレータ11,12に
入力され、コンパレータ11は上記オペアンプ６の出力V0
/m＋Vf1とオペアンプ９の出力−V1＋Vf1とを比較する。
この時、もしV0/mが−V1より大きくなるとコンパレータ
11の出力は零電位となり、オペアンプ14の出力を最大に
してPWM回路３の出力を零にし、DC−DCコンバータ１の
出力を遮断する。また、V0/mが−V1より小さい時はコン
パレータ11の出力は開放で、＋Vccとなり、オペアンプ1
4の出力を最低レベルにする。このため、PWM回路３は、
オペアンプ14の影響を受けなくなり、オペアンプ13の出
力によって制御される定電流モードとなる。
また、コンパレータ12はオペアンプ６の出力V0/m＋V
f1とオペアンプ10の出力−V2＋Vf1とを比較する。この
時、もしV0/mが−V2より小さくなるとコンパレータ12の
出力は零電位となり、オペアンプ13の出力を最低にして
PWM回路３の出力のパルス幅を最大にし、DC−DCコンバ
ータ１の出力を増加させる。逆に、V0/mが−V2より大き
い時は、コンパレータ12の出力は開放となるので、オペ
アンプ13の動作に影響を与えなくなる。
f1とオペアンプ10の出力−V2＋Vf1とを比較する。この
時、もしV0/mが−V2より小さくなるとコンパレータ12の
出力は零電位となり、オペアンプ13の出力を最低にして
PWM回路３の出力のパルス幅を最大にし、DC−DCコンバ
ータ１の出力を増加させる。逆に、V0/mが−V2より大き
い時は、コンパレータ12の出力は開放となるので、オペ
アンプ13の動作に影響を与えなくなる。
第２図は上述の制御による出力の電流・電圧特性を示
す図で、定電流モードA,Bと定電圧モードC,Dの４種の制
御モードの場合を示しており、これらのモードは例えば
表１に示すように各基準値V1，V2，V3が設定される。
す図で、定電流モードA,Bと定電圧モードC,Dの４種の制
御モードの場合を示しており、これらのモードは例えば
表１に示すように各基準値V1，V2，V3が設定される。
定電圧モードC,Dの時、過電圧リミッタ設定用基準電
圧V1は、定電圧設定値に、低電圧リミッタ設定用基準電
圧V2は定電圧設定値より多少低めにそれぞれ設定してお
き、コンパレータ11のみ動作するようにしておく。この
モードの場合、出力端子P1に接続された負荷５のインピ
ーダンスが所定値より小さくなると、検出電圧Vf1が大
きくなってオペアンプ６の入力V0/m＋Vf1の値が該オペ
アンプ６の入力の許容範囲を越え、定電圧検出に誤差を
生じる。しかし、この時定電圧ダイオードZD1は上記負
荷インピーダンスが小さくなってもオペアンプ６の入力
が許容範囲を越えないように入力Vf1の値を制限する。
このため、誤検出をすることがない。
圧V1は、定電圧設定値に、低電圧リミッタ設定用基準電
圧V2は定電圧設定値より多少低めにそれぞれ設定してお
き、コンパレータ11のみ動作するようにしておく。この
モードの場合、出力端子P1に接続された負荷５のインピ
ーダンスが所定値より小さくなると、検出電圧Vf1が大
きくなってオペアンプ６の入力V0/m＋Vf1の値が該オペ
アンプ６の入力の許容範囲を越え、定電圧検出に誤差を
生じる。しかし、この時定電圧ダイオードZD1は上記負
荷インピーダンスが小さくなってもオペアンプ６の入力
が許容範囲を越えないように入力Vf1の値を制限する。
このため、誤検出をすることがない。
このように、正負の領域で定電圧モードと定電流モー
ドを自由に設定でき、両者の切り換え制御も容易で、広
範囲の負荷変動に対しても適正な定電圧制御及び定電流
制御を行うことができる。そして、定電圧モードの時に
負荷インピーダンスが小さすぎて電圧検出出力がオペア
ンプ入力の許容範囲を越えても、上述のように誤検出す
ることがない。また、正の出力の時、負の固定出力のDC
−DCコンバータ２は遮断されるので、正の可変出力のDC
−DCコンバータ１のダイナミックレンジを小さくするこ
とができる。
ドを自由に設定でき、両者の切り換え制御も容易で、広
範囲の負荷変動に対しても適正な定電圧制御及び定電流
制御を行うことができる。そして、定電圧モードの時に
負荷インピーダンスが小さすぎて電圧検出出力がオペア
ンプ入力の許容範囲を越えても、上述のように誤検出す
ることがない。また、正の出力の時、負の固定出力のDC
−DCコンバータ２は遮断されるので、正の可変出力のDC
−DCコンバータ１のダイナミックレンジを小さくするこ
とができる。
第３図は本発明の第２実施例を示す構成図である。こ
の実施例は、出力電圧検出回路（オペアンプ６）及び出
力電流検出回路（オペアンプ７）の検出出力を各々の設
定用基準電圧V1〜V3と比較した結果に従って、一方に出
力可変のDC−DCコンバータ１を制御し、他方の出力固定
のDC−DCコンバータ２を予めマイクロコンピュータに組
み込まれたプログラムに従って制御するようにしたもの
である。図中、15はCPUを内蔵した複写機等のシーケン
スコントロール用のマイクロコンピュータで、上記プロ
グラムが組み込まれている。16はマイクロコンピュータ
15のデジタル出力信号をアナログ信号に変換するD/Aコ
ンバータである。
の実施例は、出力電圧検出回路（オペアンプ６）及び出
力電流検出回路（オペアンプ７）の検出出力を各々の設
定用基準電圧V1〜V3と比較した結果に従って、一方に出
力可変のDC−DCコンバータ１を制御し、他方の出力固定
のDC−DCコンバータ２を予めマイクロコンピュータに組
み込まれたプログラムに従って制御するようにしたもの
である。図中、15はCPUを内蔵した複写機等のシーケン
スコントロール用のマイクロコンピュータで、上記プロ
グラムが組み込まれている。16はマイクロコンピュータ
15のデジタル出力信号をアナログ信号に変換するD/Aコ
ンバータである。
マイクロコンピュータ15は図外の種々のセンサやキー
スイッチからの信号を入力し、内蔵されたプログラムに
従ってモータ、ソレノイド、ランプ、電源等のシーケン
ス制御を行う。その際、端子P5にマイクロコンピュータ
15のリセット時及び負電圧出力時（モードＤ）以外は例
えば高レベルの制御電圧V4を出力し、不図示のDC−DCコ
ンバータ２の出力を遮断する。なお、この制御電圧V4は
D/Aコンバータ16を介さずにマイクロコンピュータ15のI
/Oポートから直接出力するようにしてもよい。
スイッチからの信号を入力し、内蔵されたプログラムに
従ってモータ、ソレノイド、ランプ、電源等のシーケン
ス制御を行う。その際、端子P5にマイクロコンピュータ
15のリセット時及び負電圧出力時（モードＤ）以外は例
えば高レベルの制御電圧V4を出力し、不図示のDC−DCコ
ンバータ２の出力を遮断する。なお、この制御電圧V4は
D/Aコンバータ16を介さずにマイクロコンピュータ15のI
/Oポートから直接出力するようにしてもよい。
また、第４図は本発明の第３実施例を示す回路構成図
である。上記第２実施例では制御電圧V4をマイクロコン
ピュータ15あるいはD/Aコンバータ16から出力したが、
本実施例では基準電圧V1を所定値と比較するコンパレー
タ17から端子P5に制御電圧V4を出力している。そして、
第２実施例と同様、この制御電圧V4によってDC−DCコン
バータ２の駆動をトランジスタTr3を介して制御してい
る。すなわち、出力電圧V0が負になるように基準電圧V1
の値が設定されると、コンパレータ17の出力は低レベル
となり、トランジスタTr3はオフとなる。これにより、D
C−DCコンバータ２は発振回路４によって動作する。ま
た、出力電圧V0が正になるように基準電圧V1の値が設定
されると、コンパレータ17の出力は高レベルとなり、ト
ランジスタTr3はオンとなる。これにより、DC−DCコン
バータ２は遮断される。
である。上記第２実施例では制御電圧V4をマイクロコン
ピュータ15あるいはD/Aコンバータ16から出力したが、
本実施例では基準電圧V1を所定値と比較するコンパレー
タ17から端子P5に制御電圧V4を出力している。そして、
第２実施例と同様、この制御電圧V4によってDC−DCコン
バータ２の駆動をトランジスタTr3を介して制御してい
る。すなわち、出力電圧V0が負になるように基準電圧V1
の値が設定されると、コンパレータ17の出力は低レベル
となり、トランジスタTr3はオフとなる。これにより、D
C−DCコンバータ２は発振回路４によって動作する。ま
た、出力電圧V0が正になるように基準電圧V1の値が設定
されると、コンパレータ17の出力は高レベルとなり、ト
ランジスタTr3はオンとなる。これにより、DC−DCコン
バータ２は遮断される。
ここで、上述の第2,第３実施例においては、マイクロ
コンピュータ15を用いて各設定用基準電圧V1〜V3の値を
シーケンスタイミングに応じて設定するだけで、定電圧
モードと定電流モードを自由に選択して設定することが
できる。
コンピュータ15を用いて各設定用基準電圧V1〜V3の値を
シーケンスタイミングに応じて設定するだけで、定電圧
モードと定電流モードを自由に選択して設定することが
できる。
第５図は上記マイクロコンピュータ15を用いた制御動
作の概略の流れを示したものである。
作の概略の流れを示したものである。
電源オンの制御がスタートすると、ステップS1で定電
圧と定電流の各制御モードが判定され、定電圧モードで
あればステップS3で設定用基準電圧V1が出力されると共
に、ステップS3で前述の制御電圧V4が出力される。ま
た、定電圧モードであればステップS4で各設定用基準電
圧V2，V3が出力される。そして、これらの基準電圧が各
検出電圧と比較され、その比較結果に従ってDC−DCコン
バータ1,2が駆動される。
圧と定電流の各制御モードが判定され、定電圧モードで
あればステップS3で設定用基準電圧V1が出力されると共
に、ステップS3で前述の制御電圧V4が出力される。ま
た、定電圧モードであればステップS4で各設定用基準電
圧V2，V3が出力される。そして、これらの基準電圧が各
検出電圧と比較され、その比較結果に従ってDC−DCコン
バータ1,2が駆動される。
以上のように、本発明によれば、正負の領域で定電圧
モードと定電流モードを自由に設定でき、その切り換え
制御も容易で、広範囲の負荷変動に対しても適正な定電
圧制御を行うことができるという効果がある。また、電
圧制御素子を検出回路に接続することで定電圧モード時
の負荷インピーダンス変動による誤検出をなくすことが
でき、マイクロコンピュータの制御により簡単に定電圧
モードと定電圧モードを選択することができるという効
果が得られる。
モードと定電流モードを自由に設定でき、その切り換え
制御も容易で、広範囲の負荷変動に対しても適正な定電
圧制御を行うことができるという効果がある。また、電
圧制御素子を検出回路に接続することで定電圧モード時
の負荷インピーダンス変動による誤検出をなくすことが
でき、マイクロコンピュータの制御により簡単に定電圧
モードと定電圧モードを選択することができるという効
果が得られる。
第１図は本発明の第１実施例を示す回路図、第２図は各
出力モードにおける電流・電圧の関係を示す特性図、第
３図は本発明の第２実施例を示す構成図、第４図は本発
明の第３実施例を示す回路構成図、第５図はマイクロコ
ンピュータによる制御動作の概略の流れを示すフローチ
ャートである。 １……出力可変のDC−DCコンバータ ２……出力固定のDC−DCコンバータ ５……負荷 ６……オペアンプ（出力電圧検出回路） ７……オペアンプ（出力電流検出回路） 11,12……コンパレータ 13,14……オペアンプ
出力モードにおける電流・電圧の関係を示す特性図、第
３図は本発明の第２実施例を示す構成図、第４図は本発
明の第３実施例を示す回路構成図、第５図はマイクロコ
ンピュータによる制御動作の概略の流れを示すフローチ
ャートである。 １……出力可変のDC−DCコンバータ ２……出力固定のDC−DCコンバータ ５……負荷 ６……オペアンプ（出力電圧検出回路） ７……オペアンプ（出力電流検出回路） 11,12……コンパレータ 13,14……オペアンプ
Claims (4)
- 【請求項１】出力極性の異なる第１、第２のDC−DCコン
バータを直列接続して正負の可変出力を発生させて負荷
に出力する電源装置において、 上記負荷への出力電圧を検出する電圧検出回路と、 上記負荷への出力電流を検出する電流検出回路と、 上記電圧検出回路により検出された電圧を過電圧リミッ
タ設定用基準値及び低電圧リミッタ設定用基準値と比較
する第１の比較回路と、 上記電流検出回路により検出された電流を定電流設定用
基準値と比較する第２の比較回路と、 上記過電圧リミッタ設定用基準値、上記低電圧リミッタ
設定用基準値、上記定電流設定用基準値をそれぞれ入力
する入力端子と、 上記第１、第２の比較回路の比較結果に従って、上記第
１、第２のDC−DCコンバータの動作を制御する制御回路
とを有し、 上記入力端子に入力される過電圧リミッタ設定用基準
値、低電圧リミッタ設定用基準値、定電流設定用基準値
に応じて上記電源回路の制御モードが定電流モードが定
電圧モードに切り替わり、かつ上記電源回路の出力の極
性が切り替わることを特徴とする電源装置。 - 【請求項２】上記第１のDC−DCコンバータは出力可変で
あり、上記第２のDC−DCコンバータは出力は出力固定で
あることを特徴とする請求項１記載の電源装置。 - 【請求項３】上記電流検出回路の検出入力は、上記第２
のDC−DCコンバータの２次巻線とグランドとの間に接続
した電流検出用抵抗の端子電圧とし、上記電圧検出回路
の検出入力は、上記電源回路の出力電圧と上記電流検出
用抵抗の端子電圧との差電圧を分圧した電圧としたこと
を特徴とする請求項１または２記載の電源装置。 - 【請求項４】上記出力電流検出回路の入力側とグランド
あるいは直流電源との間に電圧制限素子を接続したこと
を特徴とする請求項１ないし３何れか記載の電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7833389A JP2838712B2 (ja) | 1989-03-31 | 1989-03-31 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7833389A JP2838712B2 (ja) | 1989-03-31 | 1989-03-31 | 電源装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH02261052A JPH02261052A (ja) | 1990-10-23 |
| JP2838712B2 true JP2838712B2 (ja) | 1998-12-16 |
Family
ID=13659050
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7833389A Expired - Fee Related JP2838712B2 (ja) | 1989-03-31 | 1989-03-31 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2838712B2 (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP4784139B2 (ja) * | 2005-04-22 | 2011-10-05 | 富士電機株式会社 | スイッチングレギュレータおよび電源システム |
| JP4577781B2 (ja) * | 2006-03-03 | 2010-11-10 | 株式会社リコー | 電源装置および画像形成装置 |
| JP5534508B2 (ja) * | 2010-01-13 | 2014-07-02 | 株式会社三社電機製作所 | 直流電源装置 |
-
1989
- 1989-03-31 JP JP7833389A patent/JP2838712B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH02261052A (ja) | 1990-10-23 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |