JP2752903B2 - 周波数逓倍器 - Google Patents
周波数逓倍器Info
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Description
倍するバランス型の周波数逓倍器に関する。
公報,昭61−156905号に開示されている。この
周波数逓倍器は、入力信号(基本波信号)をまず電力分
配器によって2分岐し、分岐された上記入力信号を2つ
の整流型周波数逓倍回路(例えばダイオード)によって
それぞれ2逓倍し、これら2逓倍された出力信号(逓倍
波信号)を同相合成型の電力合成回路によって合成して
いる。
る周波数逓倍器は、整流型周波数逓倍器の生じる,また
はこれに供給される直流電流が外部回路に流れるのを阻
止するため、基本波信号または/および逓倍波信号の伝
送路中にコンデンサ挿入を必要としている。
号が出力される逓倍波信号中に混入するのを防ぐため
に、整流型周波数逓倍回路の出力側に基本波抑圧回路が
必要である。
は、入力端子に受けた基本波信号を直流分離の1/4波
長結合線路をそれぞれ接続した2つの出力端子に90°
位相差で分配する基本波用90°ハイブリッドと、前記
出力端子の各各にそれぞれ接続され前記基本波信号を2
逓倍して逓倍波信号をそれぞれ生じる第1および第2の
周波数逓倍素子と、前記逓倍波信号の各各を2つの入力
端子に90°位相差でそれぞれ受け,これら逓倍波信号
を前記入力端子の各各に接続された直流分離の前記逓倍
波信号の1/4波長結合線路を介して出力端子で合成す
る逓倍波用90°ハイブリッドとを備える。
90°ハイブリッドが、前記基本波信号の1/4波長長
さをそれぞれ有する第1および第2の伝送線路と、前記
基本波信号の1/4波長長さをそれぞれ有するとともに
直流的に分離された2つの線路からなる第1および第2
の信号結合線路とを有し、前記第1の伝送線路の一端と
前記第1の信号結合線路の一端とを共に前記入力端子に
接続し、前記第1の伝送線路の他端と前記第2の信号結
合線路の一端とを共にアイソレーション端子に接続し、
前記第1の信号結合線路の他端と前記第2の伝送線路の
一端とを共に前記出力端子の一つに接続し、前記第2の
信号結合線路の他端と前記第2の伝送線路の他端とを共
に前記出力端子の別の一つに接続しており、前記逓倍波
用90°ハイブリッドが、前記逓倍波信号の1/4波長
長さをそれぞれ有する第3および第4の伝送線路と、前
記逓倍波信号の1/4波長長さをそれぞれ有するととも
に直流的に分離された2つの線路からなる第3および第
4の信号結合線路とを有し、前記第3の伝送線路の一端
と前記第3の信号結合線路の一端とを共に前記入力端子
の一つに接続し、前記第3の伝送線路の他端と前記第4
の信号結合線路の一端とを共に前記入力端子の別の一つ
に接続し、前記第3の信号結合線路の他端と前記第4の
伝送線路の一端とを共に前記出力端子に接続し、前記第
4の信号結合線路の他端と前記第4の伝送線路の他端と
を共にアイソレーション端子に接続している構成をとる
ことができる。
る。
器の平面図である。また、図2は本実施例の動作を説明
するための信号ベクトル図であり、(a)は90°ハイ
ブリッド1の出力端子における基本波信号のベクトル、
(b)はダイオード2および4の生じる逓倍波信号のベ
クトル、(c)は90°ハイブリッド6の入力端子にお
ける逓倍波信号のベクトルを示している。
基板としてアルミナセラミック基板またはテフロン基板
を用いるマイクロストリップ基板30上に形成してい
る。マイクロストリップ基板30は、図示されている表
面に、マイクロストリップ線路21,22,23および
24と基本波用90°ハイブリッド1用および逓倍波用
90°ハイブリッド6のマイクロストリップ導体とチョ
ークコイル11および13と接地回路3,5,8,1
0,12および14用の導体パターンとを形成し、図示
されない裏面の全面に接地導体を形成している。上記接
地回路の導体パターンの各各は、スルーホールで上記接
地導体に接続される。
信号は、マイクロストリップ線路21に設けた信号入力
端21aに入力され、さらに、基本波用90°ハイブリ
ッド1の入力端子1aに供給される。このハイブリッド
1は上記基本波信号を入力端子1aとは直流的に分離さ
れた出力端子1cおよび1dに90°位相差で分配する
90°ハイブリッドである(図2(a)参照)。なお、
ハイブリッド1のアイソレーション端子1bでは、接続
した終端抵抗器7および接地回路8によって不要な高周
波数信号を吸収する。
クロストリップ線路22の基本波伝送路22aを介して
ダイオード2に供給される。また、出力端子1dに生じ
た基本波信号は、マイクロストリップ線路23の基本波
伝送路23aを介してダイオード4に供給される。基本
波伝送路22aと23aとはほぼ等長としている。ダイ
オード2およびダイオード4は、基本波信号を2逓倍し
た逓倍波信号をそれぞれ生じる。ダイオード2が生じた
逓倍波信号とダイオード4が生じた逓倍波信号との間に
は互いに180°(π)の位相差がある(図2(b)参
照)。ここで、ダイオード2は、アノードを接地回路3
によって接地し、カソードを基本波信号および逓倍波信
号に対して高インピーダンスを呈するチョークコイル1
1を介して接地回路12によって接地し、直流帰路を形
成している。また、ダイオード4も、アノードを接地回
路4によって接地し、カソードをチョークコイル11を
介して接地回路14によって接地し、直流帰路を形成し
ている。なお、ダイオード2および4には、逓倍効率の
向上効果等を狙って外部よりバイアス電流を供給するこ
とができる。
ロストリップ線路22の逓倍波伝送路22bを介して逓
倍波用90°ハイブリッド6の入力端子6aに供給さ
れ、ダイオード4で生じた逓倍波信号はマイクロストリ
ップ線路23の逓倍波伝送路23bを介して逓倍波用9
0°ハイブリッド6の入力端子6bに供給される。ここ
で、逓倍波伝送路23bの長さは、逓倍波伝送路22b
より、逓倍波信号の1/4波長(λg2/4)だけ長く
している。このため、入力端子6bへ供給される逓倍波
信号の位相は、入力端子6aへ供給される逓倍波信号の
位相より90°遅れとなる(図2(c)参照)。
子6aおよび6bに90°位相差でそれぞれ受けた逓倍
波信号をこれら入力端子6aおよび6bとは直流的に分
離された出力端子6cに合成して生じる。出力端子6c
に生じた逓倍波信号は、マイクロストリップ線路24に
設けた信号出力端24aから出力される。なお、ハイブ
リッド6のアイソレーション端子6bでは、接続した終
端抵抗器9および接地回路10によって不要な高周波数
信号を吸収する。
イブリッド1および逓倍波用ハイブリッド6により、周
波数逓倍素子であるダイオード2および4で生じる直流
電流,あるいは場合によりこれらダイオード2および4
に供給される直流電流が外部回路に流れるのを阻止して
いるので、この直流阻止のために、基本波信号および逓
倍波信号の伝送路にコンデンサを挿入する必要がない。
本波用90°ハイブリッド1および逓倍波用90°ハイ
ブリッド6について詳しく説明する。
本波信号の波長λg1の1/4の長さ(λg1/4)を
有するマイクロストリップ線路1eおよび1hと、上記
基本波信号の1/4波長(λg1/4)を有するととも
に直流的に分離された2つの線路(結合線路)からなる
信号結合線路1fおよび1gとを有する。マイクロスト
リップ線路1eの一端と信号結合線路1fの一端とが共
に入力端子1aに接続され、マイクロストリップ線路1
eの他端と信号結合線路1gの一端とが共にアイソレー
ション端子1bに接続され、信号結合線路1fの他端と
マイクロストリップ線路1hの一端とが共に出力端子1
cに接続され、信号結合線路1gの他端とマイクロスト
リップ線路1hの他端とが共に出力端子1dに接続され
ている。
さは基本波信号の1/4波長であるので、信号結合線路
1fおよび1gは基本波のみを通過させる帯域通過フィ
ルタとして動作する。従って、このハイブリッド1は、
ダイオード2および4で発生する逓倍波の入力端子1a
への通過を、このハイブリッド1の基本的形態ともいえ
るラットレース型ハイブリッド等よりはるかに効率よく
阻止する。基本波信号の入力端子1aへの反射も、この
90°ハイブリッドの基本的性質によってもとより阻止
される。
上記逓倍波信号の波長λg2の1/4の長さ(λg2/
4)を有するマイクロストリップ線路6eおよび6h
と、上記逓倍波信号の1/4波長(λg2/4)を有す
るとともに直流的に分離された2つの線路(結合線路)
からなる信号結合線路6fおよび6gとを有する。マイ
クロストリップ線路6eの一端と信号結合線路6fの一
端とが共に入力端子6aに接続され、マイクロストリッ
プ線路6eの他端と信号結合線路6gの一端とが共に入
力端子6bに接続され、信号結合線路6fの他端とマイ
クロストリップ線路6hの一端とが共に出力端子6cに
接続され、信号結合線路6gの他端とマイクロストリッ
プ線路6hの他端とが共にアイソレーション端子1dに
接続されている。
さは逓倍波信号の1/4波長であるので、信号結合線路
6fおよび6gは2逓倍波のみを通過させる帯域通過フ
ィルタとして動作する。従って、このハイブリッド6
は、ダイオード2および4から伝送されてくる基本波信
号および2逓倍波(逓倍波信号)以外の逓倍波の出力端
子6cへの通過を阻止する。
は、周波数逓倍素子であるダイオード2および4の入力
側および出力側,つまりマイクロストリップ線路22お
よび23に上記基本波信号あるいは上記逓倍波信号の同
調用の整合回路を設けなくとも、信号入力端21aへの
基本波信号の反射および上記逓倍波の洩れ,信号出力端
24aへの上記基本波信号および上記逓倍波の洩れを阻
止することができ、回路の大きさを縮減できる。なお、
周波数逓倍効率等の向上のための整合回路の付加は、こ
の周波数逓倍回路の大きさ縮減効果を減殺するものであ
るが、本発明はこれを禁止するものではない。
てダイオードを用いてたが、これに代えて電界効果トラ
ンジスタ等,周知の周波数逓倍素子を用いることができ
るのは勿論である。この場合にはバイアス供給回路等を
若干変更する必要がある。
に受けた基本波信号を前記入力端子とは直流的に分離さ
れた2つの出力端子に90°位相差で分配する基本波用
90°ハイブリッドと、前記出力端子の各各にそれぞれ
接続され前記基本波信号を2逓倍して逓倍波信号をそれ
ぞれ生じる第1および第2の周波数逓倍素子と、前記逓
倍波信号の各各を2つの入力端子に90°位相差でそれ
ぞれ受けこれら逓倍波信号を前記入力端子とは直流的に
分離された出力端子に合成して生じる逓倍波用90°ハ
イブリッドとを備えるので、上記周波数逓倍素子に生じ
る,またはこれに供給される直流電流が外部回路に流れ
るのを阻止するためのコンデンサを必要とせず、回路構
成の簡易化およびコストダウンを達成できる効果があ
る。
°ハイブリッドが前記基本波信号の1/4波長長さをそ
れぞれ有するとともに直流的に分離された2つの線路か
らなる第1および第2の信号結合線路とを有し、前記逓
倍波用90°ハイブリッドが、前記逓倍波信号の1/4
波長長さをそれぞれ有するとともに直流的に分離された
2つの線路からなる第3および第4の信号結合線路とを
有するので、上記周波数逓倍素子の入力側および出力側
上記基本波信号あるいは上記逓倍波信号の同調用の整合
回路を設けなくとも、上記基本波信号の入力端への基本
波信号の反射および不要逓倍波の洩れ,上記逓倍波信号
の出力端への上記基本波信号および上記不要逓倍波の洩
れを阻止することができ、回路の大きさを縮減できると
いう効果がある。
である。
図であり、(a)は90°ハイブリッド1の出力端子に
おける基本波信号のベクトル、(b)はダイオード2お
よび4の生じる逓倍波信号のベクトル、(c)は90°
ハイブリッド6の入力端子における逓倍波信号のベクト
ルを示している。
Claims (2)
- 【請求項1】 入力端子に受けた基本波信号を直流分離
の1/4波長結合線路をそれぞれ接続した2つの出力端
子に90°位相差で分配する基本波用90°ハイブリッ
ドと、前記出力端子の各各にそれぞれ接続され前記基本
波信号を2逓倍して逓倍波信号をそれぞれ生じる第1お
よび第2の周波数逓倍素子と、前記逓倍波信号の各各を
2つの入力端子に90°位相差でそれぞれ受け,これら
逓倍波信号を前記入力端子の各各に接続された直流分離
の前記逓倍波信号の1/4波長結合線路を介して出力端
子で合成する逓倍波用90°ハイブリッドとを備えるこ
とを特徴とする周波数逓倍器。 - 【請求項2】 前記基本波用90°ハイブリッドが、前
記基本波信号の1/4波長長さをそれぞれ有する第1お
よび第2の伝送線路と、前記基本波信号の1/4波長長
さをそれぞれ有するとともに直流的に分離された2つの
線路からなる第1および第2の信号結合線路とを有し、
前記第1の伝送線路の一端と前記第1の信号結合線路の
一端とを共に前記入力端子に接続し、前記第1の伝送線
路の他端と前記第2の信号結合線路の一端とを共にアイ
ソレーション端子に接続し、前記第1の信号結合線路の
他端と前記第2の伝送線路の一端とを共に前記出力端子
の一つに接続し、前記第2の信号結合線路の他端と前記
第2の伝送線路の他端とを共に前記出力端子の別の一つ
に接続しており、 前記逓倍波用90°ハイブリッドが、前記逓倍波信号の
1/4波長長さをそれぞれ有する第3および第4の伝送
線路と、前記逓倍波信号の1/4波長長さをそれぞれ有
するとともに直流的に分離された2つの線路からなる第
3および第4の信号結合線路とを有し、前記第3の伝送
線路の一端と前記第3の信号結合線路の一端とを共に前
記入力端子の一つに接続し、前記第3の伝送線路の他端
と前記第4の信号結合線路の一端とを共に前記入力端子
の別の一つに接続し、前記第3の信号結合線路の他端と
前記第4の伝送線路の一端とを共に前記出力端子に接続
し、前記第4の信号結合線路の他端と前記第4の伝送線
路の他端とを共にアイソレーション端子に接続している
ことを特徴とする請求項1記載の周波数逓倍器。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6123818A JP2752903B2 (ja) | 1994-06-06 | 1994-06-06 | 周波数逓倍器 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP6123818A JP2752903B2 (ja) | 1994-06-06 | 1994-06-06 | 周波数逓倍器 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH07336145A JPH07336145A (ja) | 1995-12-22 |
JP2752903B2 true JP2752903B2 (ja) | 1998-05-18 |
Family
ID=14870113
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP6123818A Expired - Fee Related JP2752903B2 (ja) | 1994-06-06 | 1994-06-06 | 周波数逓倍器 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2752903B2 (ja) |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
GB2317769B (en) * | 1996-09-27 | 2000-10-11 | Marconi Gec Ltd | Radar systems |
JP5685967B2 (ja) | 2011-02-09 | 2015-03-18 | 住友電気工業株式会社 | 逓倍回路 |
Family Cites Families (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS63227201A (ja) * | 1987-03-17 | 1988-09-21 | Fujitsu Ltd | ハイブリツド回路 |
JPH0637545A (ja) * | 1992-07-14 | 1994-02-10 | Nec Corp | 歪発生回路 |
-
1994
- 1994-06-06 JP JP6123818A patent/JP2752903B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JPH07336145A (ja) | 1995-12-22 |
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