JP2734095B2 - Motor control device - Google Patents

Motor control device

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JP2734095B2
JP2734095B2 JP1162067A JP16206789A JP2734095B2 JP 2734095 B2 JP2734095 B2 JP 2734095B2 JP 1162067 A JP1162067 A JP 1162067A JP 16206789 A JP16206789 A JP 16206789A JP 2734095 B2 JP2734095 B2 JP 2734095B2
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Description

【発明の詳細な説明】 ［産業上の利用分野］ この発明は、回転速度および回転位置制御を可能とす
る電動機の制御装置に関するものである。Description: BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a control device for an electric motor capable of controlling a rotation speed and a rotation position.

［従来の技術］ 第８図は誘導電動機の制御装置としてのベクトル制御
方式のインバータ駆動装置を示すブロック図であり、図
において（１）は三相交流電源、（２）は三相交流電源
（１）から送られた交流を整流するためのダイオード等
を用いたコンバータ、（３）はコンバータ（２）によっ
て整流された電圧を平滑するための平滑コンデンサ、
（４）は平滑コンデンサ（３）で平滑された直流電圧を
三相交流電圧に変換するトランジスタ等からなるインバ
ータ、（５）はインバータ（４）が出力する三相交流電
圧により駆動される誘導電動機（以下、電動機という）
であり、電動機（５）は図示しない工作機械の主軸に連
結されている。[Prior Art] FIG. 8 is a block diagram showing a vector control type inverter drive device as a control device for an induction motor, in which (1) is a three-phase AC power source, and (2) is a three-phase AC power source ( A converter using a diode or the like for rectifying the alternating current sent from 1), (3) a smoothing capacitor for smoothing the voltage rectified by the converter (2),
(4) an inverter including a transistor for converting a DC voltage smoothed by the smoothing capacitor (3) into a three-phase AC voltage, and (5) an induction motor driven by the three-phase AC voltage output from the inverter (4). (Hereinafter referred to as electric motor)
The electric motor (5) is connected to a main shaft of a machine tool (not shown).

（６）は電動機（５）に取付けられ、その回転速度に
見合った信号を出力する速度検出器、（７）は電動機
（５）に取付けられ、その位置に見合った信号を出力す
る高分解能位置検出器である。(6) is a speed detector attached to the motor (5) and outputs a signal corresponding to the rotational speed thereof; (7) is a high-resolution position attached to the motor (5) and outputs a signal corresponding to the position. It is a detector.

（８）は電動機（５）の速度指令ωr *あるいは位置指
令θr *を出力する数値制御装置、（９）は速度指令作成
回路であり、速度指令作成回路（９）は回転速度制御モ
ードで運転時には数値制御装置（８）から送られる速度
指令ωr *をそのまま出力し、回転位置制御モードで運転
時には数値制御装置（８）から送られる位置指令θr *と
位置検出器（７）の位置検出信号θrとを比較し、その
偏差信号より演算した速度指令ωr *を出力する。（10）
は速度指令作成回路（９）から送られる速度指令ωr *と
速度検出器（６）の速度検出信号ωrとからベクトル制
御演算を行い、電動機（５）に与える一次電流の振幅｜
I1｜、角速度ω0、位相角Δθを出力するベクトル制御
演算回路、（11）はベクトル制御演算回路（10）から送
られる一次電流の振幅｜I1｜、角速度ω0、位相角Δθ
からＵ相の一次電流指令iUS *と、Ｖ相のiVS *を作る一次
電流基準発生回路、（12）は一次電流基準発生回路（1
1）から送られる一次電流指令iUS *、iVS *と電動機
（５）に流れる一次電流のフィードバック信号とを比較
し、その偏差信号より、インバータ（４）の出力電流を
制御する信号を出力する電流制御回路である。なお、上
記速度指令作成回路（９）〜電流制御回路（12）により
インバータ（４）の制御回路部が構成されている。(8) is a numerical controller for outputting the speed command ω r * or the position command θ r * of the electric motor (5), (9) is a speed command creation circuit, and the speed command creation circuit (9) is a rotation speed control mode. In operation, the speed command ω r * sent from the numerical controller (8) is output as it is, and in operation in the rotational position control mode, the position command θ r * sent from the numerical controller (8) and the position detector (7) are output. It compares the position detection signal theta r, and outputs a speed command omega r * computed from the deviation signal. (Ten)
Performs vector control operation from the speed command ω r * sent from the speed command creation circuit (9) and the speed detection signal ω r of the speed detector (6), and the amplitude of the primary current | given to the electric motor (5) |
A vector control operation circuit that outputs I 1 |, angular velocity ω 0 , and phase angle Δθ, (11) is an amplitude | I 1 | of primary current sent from the vector control operation circuit (10), angular velocity ω 0 , and phase angle Δθ
A primary current reference generation circuit for generating a U-phase primary current command i US * and a V-phase i VS * from the primary current reference generation circuit (1)
The primary current commands i US * and i VS * sent from 1) are compared with the primary current feedback signal flowing through the motor (5), and a signal for controlling the output current of the inverter (4) is output from the deviation signal. Current control circuit. The control circuit of the inverter (4) is constituted by the speed command creation circuit (9) to the current control circuit (12).

第９図は第８図に示した速度指令作成回路（９）、ベ
クトル制御演算回路（10）および電流制御回路（12）の
詳細を示すブロック図である。図において（13）は位置
指令信号θr *と位置検出信号θrとの偏差信号を入力
し、位置ループゲインKppを乗算して速度指令ωr *を出
力する位置ループゲイン回路、（14Z）は速度指令ωr *
と速度検出信号ωrとの偏差信号を比例および積分制御
演算して出力する速度ループゲイン回路としてのPI制御
回路、（15）はPI制御回路（14Z）の出力を一定の飽和
値iqs *maxで制限しトルク分電流指令iqs *とするリミッ
タ回路、（16）は速度検出信号ωrからリミッタ回路（1
5）の出力iqs *に見合った二次磁束に対応する信号Φ2を
出力する弱め可変磁束発生信号出力回路、（17）は二次
磁束発生信号Φ2から二次磁束指令Φ2 *を出力する一次
遅れ要素、（18）は二次磁束指令Φ2 *から電動機相互リ
アクタンスＭを発生する相互リアクタンスパターン発生
回路、（19）はΦ2とＭから励磁分電流指令iqs *を出力
する励磁分電流演算回路、（20）はiqs *およびids *から
一次電流の振幅｜I1｜を演算する振幅演算回路、（21）
はiqs *およびids *から一次電流の位相角Δθを演算する
位相角演算回路、（22）はiqs *とΦ2 *からすべり角周波
数ωsを演算するすべり角周波数演算回路、（23）、（2
4）はそれぞれ一次電流指令iUS *、iVS *と一次電流検出
信号iUS、iVSとのそれぞれの差に電流ループゲインKPI
を乗算して電圧指令VUS *、VVS *とする電流ループゲイン
回路、（25）はVUS *、VUS *からトランジスタのオン、オ
フ巾を決定するPWM回路である。また、（26）は回転速
度制御と回転位置制御の制御モードを切換える制御モー
ド切換スイッチである。FIG. 9 is a block diagram showing details of the speed command creation circuit (9), vector control operation circuit (10), and current control circuit (12) shown in FIG. In the figure, (13) is a position loop gain circuit that receives a deviation signal between the position command signal θ r * and the position detection signal θ r , multiplies by the position loop gain K pp , and outputs a speed command ω r * , (14Z ) Is the speed command ω r *
A speed PI control circuit of a deviation signal between the detection signals omega r as a speed loop gain circuit which outputs a proportional and integral control calculation to, (15) is a PI control circuit constant saturation value output (14Z) i qs * limiter circuit to limit to the torque current command i qs * at max, (16) the limiter from the speed detection signal omega r circuit (1
Output i qs * and outputs a signal [Phi 2 corresponding to the secondary magnetic flux commensurate with the weakening variable magnetic flux generating signal output circuit 5), (17) the secondary magnetic flux generating signals [Phi 2 from the secondary flux command [Phi 2 * The primary delay element to be output, (18) is a mutual reactance pattern generation circuit that generates a motor mutual reactance M from the secondary magnetic flux command Φ 2 * , and (19) is an excitation current command i qs * from Φ 2 and M. An excitation component current calculation circuit, (20) an amplitude calculation circuit for calculating the primary current amplitude | I 1 | from i qs * and i ds * , (21)
Is a phase angle calculation circuit that calculates the phase angle Δθ of the primary current from i qs * and i ds * , (22) is a slip angle frequency calculation circuit that calculates the slip angular frequency ω s from i qs * and Φ 2 * , ( 23), (2
4) is the current loop gain K PI corresponding to the difference between the primary current commands i US * and i VS * and the primary current detection signals i US and i VS , respectively.
The multiplication to the voltage instruction V US *, current loop gain circuit to V VS *, (25) is a V US *, V US * from the transistor ON, PWM circuit for determining the off-width. Reference numeral (26) denotes a control mode changeover switch for switching between control modes of rotation speed control and rotation position control.

次に動作について説明する。周知のベクトル制御理論
によれば、電動機の所要発生トルクTM、極対数をPm、二
次抵抗をR2、二次リアクタンスをL2、トルク分電流をi
qs、励磁分電流をids、微分演算子をＳとすれば、次の
関係式が成り立つ。Next, the operation will be described. According to the well-known vector control theory, the required generated torque T M of the motor, the number of pole pairs is P m , the secondary resistance is R 2 , the secondary reactance is L 2 , and the torque current is i
Assuming that qs , the excitation current is ids , and the differential operator is S, the following relational expression holds.

しかして、ベクトル制御では速度指令信号ωr *と速度
検出信号ωrとの偏差をPI制御回路（14Z）で増幅し、リ
ミッタ回路（15）で一定の制限をかけてトルク分電流指
令iqs *とする。また、励磁分電流演算回路（19）は式
（２）より、速度検出信号ωrとトルク分電流指令iqs *
により弱め可変磁束発生信号出力回路（16）で得られる
二次磁束Φ2の発生信号にL2／R2を定数とした一次遅れ
演算を行行い、相互リアクタンスパターン発生回路（1
8）から得られる相互リアクタンスＭを乗じて励磁分電
流指令ids *を得る。また、すべり角周波数ωsは式
（３）より、すべり角周波数演算回路（22）でトルク分
電流指令iqs *を二次磁束指令Φ2 *で除して（R2／L2）・
Ｍなる係数を乗算することによって得られる。 Thus, in the vector control, the deviation between the speed command signal ω r * and the speed detection signal ω r is amplified by the PI control circuit (14Z), and is limited by the limiter circuit (15) so that the torque command current command i qs * The exciting component current calculation circuit (19) is the equation (2), the speed detection signal omega r and the torque current command i qs *
Performs a first-order lag operation using L 2 / R 2 as a constant on the generation signal of the secondary magnetic flux Φ 2 obtained by the weak magnetic flux generation signal output circuit (16), and generates a mutual reactance pattern generation circuit (1
The excitation current command ids * is obtained by multiplying the mutual reactance M obtained from 8). From equation (3), the slip angular frequency ω s is obtained by dividing the torque current command i qs * by the secondary magnetic flux command Φ 2 * in the slip angular frequency calculation circuit (22) (R 2 / L 2 ) ·
It is obtained by multiplying the coefficient M.

一次電流指令の振幅｜I1｜、角周波数ω0、位相角Δ
θは次の式で求められる。Primary current command amplitude | I 1 |, angular frequency ω 0 , phase angle Δ
θ is obtained by the following equation.

したがって振幅演算回路（20）では式（４）の演算を
行い、位相角度演算回路（21）では式（６）の演算を行
っている。 Accordingly, the amplitude calculation circuit (20) performs the calculation of Expression (4), and the phase angle calculation circuit (21) performs the calculation of Expression (6).

上記のように構成されたベクトル制御装置において
は、通常の電動機（５）の回転速度制御、すなわち主軸
運転モードでは、電動機（５）の速度を制御する速度ル
ープを構成するように、第９図においてスイッチ（26）
はＡ側に設定される。また、回転位置制御、すなわちＣ
軸モードでは電動機（５）の位置を制御する位置ループ
を構成するように、スイッチ（26）はＢ側に設定され
る。このＣ軸モード時の応答性は速度指令作成回路
（９）における位置ループゲイン回路（13）に設定する
位置ループゲインKppとベクトル制御演算回路（10）に
おけるPI制御回路（14Z）に設定する速度ループ比例ゲ
インKpv、積分ゲインKivで定まる。通常位置ループゲイ
ンKppの値を30sec-1程度の値に設定し、速度ループ比例
ゲインKpv，積分ゲインKivを主軸モード及びＣ軸モード
に限らず速度制御系が不安定とならない範囲でなるべく
大きな値に設定して応答性の向上を図っている。In the vector control device configured as described above, the rotation speed of the ordinary motor (5) is controlled, that is, in the spindle operation mode, a speed loop for controlling the speed of the motor (5) is configured as shown in FIG. At the switch (26)
Is set to the A side. In addition, rotational position control, that is, C
In the axis mode, the switch (26) is set to the B side so as to form a position loop for controlling the position of the electric motor (5). Responsiveness during this C-axis mode is set to PI control circuit (14Z) in position loop gain K pp and vector control calculating circuit for setting the position loop gain circuit in the speed command generation circuit (9) (13) (10) It is determined by the speed loop proportional gain K pv and the integral gain K iv . Set the value of the normal position loop gain K pp to a value of about 30 sec-1 and set the speed loop proportional gain K pv and the integral gain K iv not only in the main axis mode and the C axis mode but also in a range where the speed control system does not become unstable. Is set as large as possible to improve the responsiveness.

［発明が解決しようとする課題］ 上記のように構成された従来の誘導電動機の制御装置
においては、速度ループゲインKpv、Kivが固定値である
為、回転速度制御、すなわち主軸モード時と回転位置制
御、即ちＣ軸モード時のベクトル制御演算回路（10）の
速度応答は同じであり、しかもモータ全回転領域で安定
となるようにゲインを選定する必要上、通常低めに設定
されている。また、電動機（５）の二次磁束Φ2を無負
荷時は定格の約1/2とし、負荷が大きくなるに従って徐
々に100％定格磁束まで大きくするように励磁分電流ids
*を得ているため主軸モード時とＣ軸モード時のベクト
ル制御演算回路（10）の速度応答は同じであった。[Problems to be Solved by the Invention] In the conventional induction motor control device configured as described above, since the speed loop gains K pv and K iv are fixed values, the rotation speed control, that is, the speed control in the main shaft mode is not performed. Rotational position control, that is, the speed response of the vector control arithmetic circuit (10) in the C-axis mode is the same, and it is usually set to be low because it is necessary to select a gain so as to be stable in the entire rotation region of the motor. . In addition, the secondary magnetic flux Φ 2 of the motor (5) is set to about の of the rated value when there is no load, and the exciting component current i ds is set so as to gradually increase to 100% rated magnetic flux as the load increases.
* , The speed response of the vector control arithmetic circuit (10) was the same in the spindle mode and in the C-axis mode.

しかしながら、工作機械をＣ軸切削用として使用する
場合、切削工具の刃当りにより一定しない外力が電動機
（５）に加わり、この電動機（５）の速度応答が優れて
いないと、、一定しない外力により速度変動が生じ、目
的とする指令位置と実際の位置に大きな誤差のバラツキ
が生じてＣ軸切削の精度が低下し、位置誤差のバラツキ
を小さくするため切削工具の被切削物への切込みを小さ
くすると切削限界能力が低下するなどの問題点があっ
た。However, when the machine tool is used for C-axis cutting, an unconstant external force is applied to the electric motor (5) due to the contact of the cutting tool, and if the speed response of the electric motor (5) is not excellent, the uncertain external force causes Velocity fluctuations occur, causing a large error in the target command position and the actual position, causing a decrease in the accuracy of C-axis cutting, and reducing the cutting of the cutting tool into the workpiece to reduce the position error. Then, there were problems such as a reduction in cutting capability.

この発明はかかる問題点を解消するためになされたも
のであり、速度制御モード時における不具合を生じさせ
ることなく、位置制御モード時に位置決め精度を向上さ
せることのできる電動機の制御装置を得ることを目的と
する。The present invention has been made in order to solve such a problem, and an object of the present invention is to provide a motor control device capable of improving positioning accuracy in a position control mode without causing a problem in a speed control mode. And

［課題を解決するための手段］ 第１の発明に係わる電動機の制御装置は、電動機の速
度を帰還する速度ループおよび位置を帰還する位置ルー
プを備えるとともに、速度指令値を入力して速度制御を
行う速度制御モードと、位置指令値を入力して位置制御
を行う位置制御モードのいずれかを選択する制御モード
選択手段を備え、上記いずれかの制御モードを選択し、
電動機を制御する電動機の制御装置において、上記位置
制御モードにおける速度ループゲインを、速度制御モー
ドにおける速度ループゲインよりも大きなものに切換変
更するゲイン切換手段を備えたものである。Means for Solving the Problems The motor control device according to the first invention includes a speed loop for feeding back the speed of the motor and a position loop for feeding back the position of the motor, and performs speed control by inputting a speed command value. Speed control mode to be performed, and a control mode selection unit that selects one of the position control modes for performing position control by inputting a position command value, and selecting any of the above control modes,
In a motor control device for controlling a motor, a gain switching means is provided for switching the speed loop gain in the position control mode to a value larger than the speed loop gain in the speed control mode.

また第２の発明に係わる電動機の制御装置は、上記第
１の発明に係わる電動機の制御装置において、ゲイン切
換手段を、位置制御モードのうちＣ軸制御モードの場
合、速度制御モードにおけるゲインよりも大きなものに
切換変更するようにしたものである。In the motor control device according to the second invention, in the motor control device according to the first invention, when the gain control means is the C-axis control mode among the position control modes, the gain switching means is more than the gain in the speed control mode. The switching is changed to a large one.

また第３の発明に係わる電動機の制御装置は、電動機
の一次電流を帰還する電流ループ、回転速度を帰還する
速度ループおよび回転位置を帰還する位置ループを備
え、上記電動機の回転速度制御および回転位置制御のい
ずれかの制御モードを選択し、上記一次電流を制御する
電動機の制御装置において、上記制御モードが回転位置
制御の場合には、回転速度制御の場合よりも、上記電流
および速度ループの少なくとも一方のゲインを、大きな
ものに切換変更するゲイン切換手段を備えたものであ
る。A motor control device according to a third aspect of the present invention includes a current loop for feeding back a primary current of the motor, a speed loop for feeding back the rotation speed, and a position loop for feeding back the rotation position. Any one of the control modes of the control is selected, and in the control device of the electric motor for controlling the primary current, when the control mode is the rotational position control, at least the current and the speed loop are more than the rotational speed control. It is provided with gain switching means for switching and changing one gain to a large gain.

また第４の発明に係わる電動機の制御装置は、上記第
３の発明に係わる電動機の制御装置において、ゲイン切
換手段を、電流ループおよび速度ループの少なくとも一
方のゲインを、電動機が回転位置制御モードで、かつ上
記電動機の駆動対象が被加工物であり、上記被加工物を
加工する加工モードである場合にのみ、その他の場合よ
りも大きなものに切換変更するようにしたものである。A motor control device according to a fourth aspect of the present invention is the motor control device according to the third aspect, wherein the gain switching means controls at least one of the gains of the current loop and the speed loop in the rotational position control mode. Only when the object to be driven by the electric motor is a workpiece and the processing mode for processing the workpiece is changed to a larger one than in other cases.

また第５の発明に係わる電動機の制御装置は、誘導電
動機の回転速度制御および回転位置制御のいずれかの制
御モードを選択し、上記誘導電動機の一次電流をトルク
分と励磁分とに変換して制御する電動機の制御装置にお
いて、上記誘導電動機の二次磁束が上記一次電流のトル
ク分に応じて可変となるように上記一次電流の励磁分を
制御する弱め可変励磁手段と、上記二次磁束が上記弱め
可変励磁手段による場合より大きくなるように上記一次
電流の励磁分を制御する強め励磁手段と、上記制御モー
ドが回転位置制御の場合で、かつ上記誘導電動機の駆動
対象が被加工物であり、上記被加工物を加工する加工モ
ードである場合には上記強め励磁手段を選択する励磁切
換手段とを備えたものである。Further, the control device for the electric motor according to the fifth invention selects one of the control modes of the rotational speed control and the rotational position control of the induction motor, and converts the primary current of the induction motor into a torque component and an excitation component. In the control device of the motor to be controlled, the weakening variable exciting means for controlling the excitation of the primary current so that the secondary magnetic flux of the induction motor becomes variable according to the torque of the primary current, and the secondary magnetic flux is The strong excitation means for controlling the excitation of the primary current so as to be larger than the case of the weak variable excitation means, and the control mode is the rotational position control, and the drive target of the induction motor is a workpiece. And an excitation switching means for selecting the stronger excitation means when the processing mode is for processing the workpiece.

［作用］ 第１の発明におけるゲイン切換手段は、位置制御モー
ドにおける速度ループゲインを、速度制御モードにおけ
る速度ループゲインよりも大きなものに切換変更する。[Operation] The gain switching means in the first invention switches and changes the speed loop gain in the position control mode to a value larger than the speed loop gain in the speed control mode.

また、第２の発明におけるゲイン切換手段は、位置制
御モードのうちＣ軸制御の場合、速度制御モードにおけ
るゲインよりも大きなものに切換変更する。Further, the gain switching means in the second invention, in the case of the C-axis control in the position control mode, switches and changes the gain to a value larger than the gain in the speed control mode.

また、第３の発明におけるゲイン切換手段は、電動機
の回転速度制御および回転位置制御の制御モードのう
ち、上記回転位置制御モードが選択されると、電流ルー
プおよび速度ループの少なくとも一方のゲインを上記回
転速度制御モードの場合より大きなものに切換変更す
る。Further, the gain switching means in the third invention, when the rotation position control mode is selected from among the control modes of the rotation speed control and the rotation position control of the electric motor, sets the gain of at least one of the current loop and the speed loop to the above-described gain. Change to a larger value than in the case of the rotation speed control mode.

また、第４の発明におけるゲイン切換手段は、電流ル
ープおよび速度ループの少なくとも一方が有するゲイン
を電動機が回転位置制御モードで、かつ上記電動機の駆
動対象が被加工物であり、上記被加工物を加工する加工
モードである場合においてその他の場合より大きなもの
に切換変更する。The gain switching means according to a fourth aspect is characterized in that the motor has a gain provided by at least one of a current loop and a speed loop in a rotational position control mode, and that the motor is driven by a workpiece. In the case of the processing mode for processing, the switching is changed to a larger mode than in other cases.

また、第５の発明における弱め可変励磁手段は、誘導
電動機の二次磁束が上記一次電流のトルク分に応じて可
変となるように上記一次電流の励磁分を制御し、強め励
磁手段は、上記二次磁束が上記弱め可変励磁手段による
場合より大きくなるように上記一次電流の励磁分を制御
し、励磁切換手段は、通常において上記弱め可変励磁手
段を選択し、回転位置制御の制御モードが選択され、か
つ上記誘導電動機の駆動対象が被加工物であり、上位被
加工物を加工する加工モードである場合にのみ上記強め
励磁手段を選択するように切換える。Further, the weak variable excitation means in the fifth invention controls the excitation component of the primary current so that the secondary magnetic flux of the induction motor is variable in accordance with the torque component of the primary current, and the strong excitation component is Excitation of the primary current is controlled so that the secondary magnetic flux is larger than that by the weak variable excitation means, and the excitation switching means normally selects the weak variable excitation means, and the control mode of the rotational position control is selected. Only when the object to be driven by the induction motor is a workpiece and in a machining mode for machining a higher-order workpiece, switching is made so as to select the stronger excitation means.

［発明の実施例］ 以下、第１〜第４の発明による一実施例を第１図〜第
４図により、第５の発明による一実施例を第５図〜第７
図により説明する。なお、上記第１〜第５の発明の実施
例の全体構成は第８図に示した従来例と同一であり、説
明を省略する。[Embodiment of the Invention] Hereinafter, an embodiment according to the first to fourth inventions will be described with reference to FIGS. 1 to 4, and an embodiment according to the fifth invention will be described with reference to FIGS.
This will be described with reference to the drawings. The overall configuration of the first to fifth embodiments of the present invention is the same as that of the conventional example shown in FIG. 8, and a description thereof will be omitted.

第１図は第１〜第３の発明による一実施例のベクトル
制御回路部を示すブロック図であり、第８図に示した従
来例と同一符号は従来例のそれと同一、又は相当するも
のを示す。図において、（14）は速度指令ωr *と速度検
出信号ωrとの偏差信号を入力し、比例および積分制御
演算して出力する速度ループゲイン回路としてのPI制御
回路であり、「ループゲイン基準値」としての低めの比
例ゲインKpvおよび積分ゲインKivからなる第１のPI制御
回路（14A）と、「ループゲイン大」としての高めの比
例ゲインKpvcおよび積分ゲインKivcからなる第２のPI制
御回路（14B）と、主軸モード時、すなわち電動機
（５）の回転速度制御モード時には上記第１のPI制御回
路（14A）を選択し、Ｃ軸モード時、すなわち電動機
（５）の回転位置制御モード時には上記第２のPI制御回
路（14B）を選択するために設けた速度ゲイン切換スイ
ッチ（14C）とから構成されている。（23）、（24）は
一次電流指令iUS *、iVS *と一次電流検出信号iUS、iVSと
の、それぞれの偏差信号を入力し、比例制御演算して対
応する電圧指令VUS *、VVS *を出力する電流ループの制御
増幅手段としての電流ループゲイン回路であり、「ルー
プゲイン基準値」としての低めの比例ゲインKpiを有す
る第１のＰ制御回路（23A）、（24A）と、「ループゲイ
ン大」としての高めの比例ゲインKpieを有する第２のＰ
制御回路（23B）、（24B）と、回転速度制御モード時に
は上記第１のＰ制御回路（23A）、（24A）を、回転位置
制御モード時には上記第２のＰ制御回路（23B）、（24
B）を選択するために設けた電流ゲイン切換スイッチ（2
3C）、（24C）とからそれぞれ構成されている。なお、
ゲイン切換手段は上記切換スイッチ（14C）、（23C）、
（24C）にて構成され、電動機（５）の回転速度制御モ
ード時（Ａ）と、回転位置制御モード時（Ｂ）とを切換
える切換スイッチ（26）に連動して切換わるものであ
る。FIG. 1 is a block diagram showing a vector control circuit section of one embodiment according to the first to third aspects of the present invention. The same reference numerals as those of the conventional example shown in FIG. Show. In the figure, reference numeral (14) denotes a PI control circuit as a speed loop gain circuit which inputs a deviation signal between the speed command ω r * and the speed detection signal ω r , performs proportional and integral control calculations, and outputs the result. A first PI control circuit (14A) including a lower proportional gain K pv and an integral gain K iv as a “reference value”, and a first PI control circuit (14A) including a higher proportional gain K pvc and an integral gain K ivc as a “large loop gain” The second PI control circuit (14B) and the first PI control circuit (14A) are selected in the spindle mode, that is, in the rotation speed control mode of the motor (5), and in the C-axis mode, that is, in the motor (5). At the time of the rotation position control mode, it comprises a speed gain switch (14C) provided to select the second PI control circuit (14B). (23) and (24) input the respective deviation signals between the primary current commands i US * and i VS * and the primary current detection signals i US and i VS , perform proportional control calculation, and perform the corresponding voltage command V US * a current loop gain circuit as a control amplification means current loop that outputs a V VS *, the first P control circuit having a lower proportional gain K pi as "loop gain reference value" (23A), ( 24A) and a second P having a higher proportional gain K pie as “Loop gain large”
The control circuits (23B) and (24B) and the first P control circuits (23A) and (24A) in the rotation speed control mode, and the second P control circuits (23B) and (24) in the rotation position control mode.
B) Current gain selector switch (2
3C) and (24C). In addition,
The gain switching means includes the changeover switches (14C), (23C),
(24C), which is interlocked with a changeover switch (26) for switching between a rotation speed control mode (A) and a rotation position control mode (B) of the electric motor (5).

第２図は第１図に示したベクトル制御回路部の動作を
示すフローチャートであり、このフローチャートを用い
て動作について説明する。FIG. 2 is a flowchart showing the operation of the vector control circuit unit shown in FIG. 1, and the operation will be described with reference to this flowchart.

まず、ステップ（101）で電動機（５）の制御が速度
を制御する主軸モードが、位置を制御するＣ軸モードで
あるかを判断し、主軸モードのときにはステップ（10
2）、（103）で制御モード切換スイッチ（26）、速度ゲ
イン切換スイッチ（14C）および電流ゲイン切換スイッ
チ（23C）、（24C）をＡ側に設定し、スイッチ（26）で
速度ループを選択すると共に、スイッチ（14C）で、主
軸全回転領域で安定な速度制御可能な速度ループゲイン
Kpv、Kivを、およびスイッチ（23C）、（24C）で電流ル
ープゲインKpiを選択する。ステップ（101）で電動機
（５）の制御が位置を制御するＣ軸モードであるとき
は、ステップ（104）、（105）でスイッチ（26）および
スイッチ（14C）、（23C）、（24C）をＢ側に設定し、
スイッチ（26）で位置ループを選択すると共に、スイッ
チ（14C）でＣ軸全回転領域で安定な位置制御可能な位
置ループゲインKpp、速度ループゲインKpvc、Kivcを、
およびスイッチ（23C）、（24C）で電流ループゲインK
picを選択する。First, in step (101), it is determined whether the spindle mode for controlling the speed of the motor (5) is the C-axis mode for controlling the position.
2) Set the control mode changeover switch (26), speed gain changeover switch (14C), current gain changeover switch (23C) and (24C) to A side with (103), and select the speed loop with switch (26). Speed loop gain that enables stable speed control over the entire spindle rotation range with a switch (14C)
Select K pv and K iv , and current loop gain K pi with switches (23C) and (24C). When the control of the electric motor (5) is the C-axis mode for controlling the position in step (101), the switches (26) and the switches (14C), (23C), and (24C) are used in steps (104) and (105). To the B side,
With selecting the position loop switch (26), switch (14C), stable position control in the C-axis full rotary regions at a position loop gain K pp, the speed loop gain K pvc, the K ivc,
And switch (23C), current loop gain K at (24C)
Select pic .

ここで、通常の主軸モード時においては、主軸全回転
領域（例:0〜6000rpm）において速度ループ安定とする
必要がある為、ゲインを上げるとしても限度があるが、
Ｃ軸モード時においては回転領域が狭くしかも低速
（例:0〜200rpm）である為、主軸モード時より速度ルー
プゲインを上げることが可能であり、しかも電流ループ
ゲインを上げることにより、さらに速度ループゲインを
上げることも可能となる。Here, in the normal spindle mode, since it is necessary to stabilize the speed loop in the entire spindle rotation region (example: 0 to 6000 rpm), there is a limit even if the gain is increased,
In the C-axis mode, since the rotation range is narrow and the speed is low (eg, 0 to 200 rpm), the speed loop gain can be increased from that in the main shaft mode, and the speed loop can be further increased by increasing the current loop gain. It is also possible to increase the gain.

なお、上記実施例における第１のPI制御回路（14A）
における比例ゲインKpv、積分ゲインKiv（ループゲイン
基準値）に対する第２のPI制御回路（14B）の比例ゲイ
ンKpvc、積分ゲインKivc（ループゲイン大）の比、およ
び第１のＰ制御回路（23A）、（24A）の比例ゲインKpi
（ループゲイン基準値）に対する第２のＰ制御回路（23
B）、（24B）の比例ゲインKpic（ループゲイン大）の比
は一例として Kpvc＝５Kpv Kivc＝５Kiv Kpic＝２Kpi が選定される。The first PI control circuit (14A) in the above embodiment
In the proportional gain K pv, proportional gain K pvc integral gain K iv second PI controller for (loop gain reference value) (14B), the ratio of the integral gain K ivc (Univ loop gain), and the first P control Circuit (23A), (24A) proportional gain K pi
The second P control circuit (23
As an example, the ratio of the proportional gain K pic (large loop gain) of B) and (24B) is selected as K pvc = 5K pv K ivc = 5K iv K pic = 2K pi .

その結果として、Ｃ軸切削のように切削精度、切削能
力が第１に要求される制御において、速度応答を上げる
有効な手段となり得た。As a result, in control where cutting accuracy and cutting ability are first required like C-axis cutting, it could be an effective means to increase speed response.

第３図（ａ）は、この実施例によりＣ軸切削を行った
ときの負荷変動と、負荷変動により変化する位置誤差の
バラツキを示し、第３図（ｂ）は同様にＣ軸切削を行っ
たときの位置誤差のバラツキを参考のために示した従来
例の波形図である。FIG. 3 (a) shows the load fluctuation when the C-axis cutting is performed according to this embodiment and the variation of the position error that changes due to the load fluctuation, and FIG. 3 (b) similarly performs the C-axis cutting. FIG. 9 is a waveform diagram of a conventional example showing, for reference, a variation in position error when the position error occurs.

第３図（ａ）に示したこの実施例によるＣ軸切削の場
合においては、第３図（ｂ）に示した従来例による場合
に比較して、その負荷の変動は同一であるが、切削中に
おける負荷変動に起因する位置誤差の変動が極めて少な
い。従って、切削完了時における切削精度を従来例と比
べ、格段に向上することができた。In the case of the C-axis cutting according to this embodiment shown in FIG. 3A, the load fluctuation is the same as in the case of the conventional example shown in FIG. The change in the position error due to the load change in the inside is extremely small. Therefore, the cutting accuracy at the time of completion of cutting can be remarkably improved as compared with the conventional example.

第４図は第４の発明における一実施例のベクトル制御
回路部の動作を示すフローチャートである。なお、この
実施例における制御回路部の構成は第１図に示した第１
〜第３の発明における実施例の制御回路部と同一であ
る。第１〜第３の発明における実施例との相違点はＣ軸
モード時、すなわち電動機（５）の回転位置制御モード
時において、加工モードである場合においてのみ、第１
図における速度および電流ループゲインの切換スイッチ
（14C）、（23C）、（24C）がＢ側、すなわちループゲ
イン大側に投入され、回転位置制御モード時にあって
も、加工モード時でない場合にはＡ側、すなわち上記速
度および電流ループゲイン基準値側に投入し、速度およ
び電流ループゲインを大きくすることによる振動騒音の
増加を防止するようにしたものである。FIG. 4 is a flow chart showing the operation of the vector control circuit unit according to one embodiment of the fourth invention. The configuration of the control circuit in this embodiment is the same as that of the first embodiment shown in FIG.
This is the same as the control circuit unit of the embodiment according to the third invention. The difference from the embodiment of the first to third inventions is that the first embodiment is different from the first embodiment only in the C-axis mode, that is, in the rotation position control mode of the electric motor (5) in the machining mode.
The speed and current loop gain changeover switches (14C), (23C), and (24C) in the figure are turned to the B side, that is, to the large loop gain side. The A-side, ie, the speed and current loop gain reference value side, is provided to prevent an increase in vibration noise caused by increasing the speed and current loop gain.

以下、第４図のフローチャートを用いて、この第４の
発明に一実施例の動作について説明する。The operation of one embodiment of the fourth invention will be described below with reference to the flowchart of FIG.

図において、ステップ（201）で電動機（５）の制御
モードが、位置を制御するＣ軸モードか否かを判別し、
否、すなわち速度を制御する主軸モードであればステッ
プ（202）でスイッチ（26）を速度制御側であるＡ側に
投入し、スイッチ（14C）、（23C）、（24C）を基準ル
ープゲイン側であるＡ側に投入し、ステップ（203）で
速度および電流ループゲイン基準値（Kpv、Kiv、Kpi）
に基づくベクトル演算を行う。ステップ（201）でＣ軸
モードと判別された場合には、ステップ（204）でワー
ク加工モードか否かを判別し、否であればステップ（20
5）でスイッチ（26）を位置制御側であるＢ側に投入
し、かつ、スイッチ（14C）、（23C）、（24C）をＡ
側、すなわち基準ループゲイン側に投入し、上記ステッ
プ（203）を実行する。また、ステップ（204）で加工モ
ードと判別された場合には、ステップ（206）でスイッ
チ（26）をＢ側に投入すると共に、スイッチ（14C）、
（23C）、（24C）をＢ側、すなわち速度および電流ルー
プゲイン大側に投入し、ステップ（207）で速度および
電流ループ大（Kpvc、Kivc、Kpic）によるベクトル演算
を行う。In the figure, at step (201), it is determined whether or not the control mode of the electric motor (5) is the C-axis mode for controlling the position,
No, that is, in the case of the spindle mode for controlling the speed, in step (202), the switch (26) is turned on to the A side which is the speed control side, and the switches (14C), (23C) and (24C) are switched to the reference loop gain side. , And in step (203) the speed and current loop gain reference values ( Kpv , Kiv , Kpi )
Performs a vector operation based on. If it is determined in step (201) that the mode is the C-axis mode, it is determined in step (204) whether or not the mode is the workpiece machining mode.
In step 5), switch (26) is turned to the position control side B, and switches (14C), (23C) and (24C) are turned to A.
Side, that is, the reference loop gain side, and the above step (203) is executed. If it is determined in step (204) that the machining mode is set, the switch (26) is turned on to the B side in step (206), and the switch (14C)
(23C), (24C) of the B-side, that is, put on the speed and current loop gain large side, velocity and current loop size (K pvc, K ivc, K pic) vector operations by performing in step (207).

第５図は第５の発明による一実施例のベクトル制御回
路部の主要部を示すブロック図である。FIG. 5 is a block diagram showing a main part of a vector control circuit section of one embodiment according to the fifth invention.

この第５の発明は上記第４の発明と同様に、Ｃ軸モー
ド時、すなわち電動機（５）の回転位置制御モード時に
おける加工モード時においてはＣ軸切削時の速度応答を
向上させ、Ｃ軸切削精度の向上を図るが、Ｃ軸モード時
でも加工モードでなければ速度応答を良くすることより
も、振動、騒音の低下を図るべく電動機（５）の二次磁
束を制御するものである。In the fifth aspect, similarly to the fourth aspect, in the C-axis mode, that is, in the machining mode in the rotation position control mode of the electric motor (5), the speed response at the time of C-axis cutting is improved, Although the cutting accuracy is improved, the secondary magnetic flux of the electric motor (5) is controlled in order to reduce vibration and noise rather than to improve the speed response even in the C-axis mode unless the processing mode.

第５図において、（27）は電動機（５）の二次磁束Φ
2を100％定格磁束の強め固定磁束とする強め固定磁束発
生信号回路、（28）はＣ軸モード時に、Ｃ軸切削中信号
がOFFかONかにより弱め可変磁束発生信号出力回路（1
6）と強め固定磁束発生信号回路（27）を切換える励磁
切換手段としての励磁切換スイッチである。In FIG. 5, (27) is the secondary magnetic flux Φ of the motor (5).
2 is a strong fixed magnetic flux generation signal circuit with 100% rated magnetic flux as the fixed magnetic flux. (28) is a variable magnetic flux generating signal output circuit (1) that is weakened depending on whether the signal during C-axis cutting is OFF or ON in the C-axis mode.
An excitation changeover switch as excitation changeover means for switching between 6) and the stronger fixed magnetic flux generation signal circuit (27).

第６図は第５図に示したベクトル制御回路部の動作を
示すフローチャートであり、以下、このフローチャート
を用いて動作について説明する。FIG. 6 is a flowchart showing the operation of the vector control circuit unit shown in FIG. 5, and the operation will be described below with reference to this flowchart.

まず、ステップ（301）で電動機（５）の制御が速度
を制御する主軸モードか、位置を制御するＣ軸モードで
あるかを判断し、主軸モードのときにはステップ（30
2）でスイッチ（26）とスイッチ（28）をＡ側に設定
し、スイッチ（26）で速度ループを選択すると共に弱め
可変励磁手段としての弱め可変磁束発生信号出力回路
（16）を選択し、ステップ（303）で電動機（５）の二
次磁束Φ2を弱め可変磁束、すなわち無負荷時はほぼ定
格の50％の磁束であり、負荷が大きくなるに従って徐々
に100％定格磁束まで大きくなる磁束となるように制御
する。この二次磁束Φ2の発生信号を励磁分電流演算回
路（19）に送り、励磁分電流ids *を演算する。ステップ
（301）で電動機（５）の制御が位置を制御するＣ軸モ
ードであるときは、さらにステップ（304）で図示しな
い数値制御装置から入力されるＣ軸切削中信号がONかOF
Fかを判定し、OFFであればステップ（305）でスイッチ
（26）はＢ側へ、スイッチ（28）はＡ側に設定し、ステ
ップ（303）で電動機（５）の二次磁束Φ2を弱め可変磁
束とすべく、弱め可変磁束発生信号出力回路（16）を選
択する。ステップ（304）でＣ軸切削中信号ONであれ
ば、ステップ（306）でスイッチ（28）をＢ側に設定し
て電動機（５）の二次磁束Φ2を強め固定磁束となるよ
うに強め固定磁束発生信号回路（27）を選択し、ステッ
プ（307）でこの回路（27）の出力信号を励磁分電流演
算回路（19）へ入力し、励磁分電流ids *を演算する。First, in step (301), it is determined whether the control of the electric motor (5) is a spindle mode for controlling the speed or a C-axis mode for controlling the position.
2) Set the switch (26) and switch (28) to the A side, select the speed loop with the switch (26), and select the weak variable magnetic flux generation signal output circuit (16) as the weak variable exciting means. In step (303), the secondary magnetic flux Φ 2 of the electric motor (5) is weakened by a variable magnetic flux, that is, the magnetic flux is approximately 50% of the rated value when there is no load, and gradually increases to 100% rated magnetic flux as the load increases. Is controlled so that Sends a signal generated this secondary flux [Phi 2 to the exciting component current calculation circuit (19), calculates the exciting component current i ds *. If the control of the electric motor (5) is in the C-axis mode for controlling the position in step (301), the C-axis cutting signal input from the numerical controller (not shown) is turned on or off in step (304).
If the switch is OFF, the switch (26) is set to the B side and the switch (28) is set to the A side in step (305), and the secondary magnetic flux Φ 2 of the electric motor (5) is set in step (303). The weak variable magnetic flux generation signal output circuit (16) is selected in order to make the variable magnetic flux weak. If the C-axis cutting signal is ON in step (304), the switch (28) is set to the B side in step (306) to increase the secondary magnetic flux Φ 2 of the electric motor (5) so that it becomes a fixed magnetic flux. The fixed magnetic flux generation signal circuit (27) is selected, and in step (307), the output signal of the circuit (27) is input to the excitation current calculation circuit (19) to calculate the excitation current ids * .

ここで、通常の主軸モード時においては、電動機
（５）の励磁音の低減のために、またＣ軸モード時でも
切削を必要としない通常の位置決め時においては、電動
機（５）の励磁音及び微振動の低減のために、電動機
（５）の二次磁束Φ2を弱め可変磁束としているが、Ｃ
軸切削のように切削精度、切削能力が第１に要求される
制御においては、予め電動機（５）の二次磁束Φ2を強
め固定磁束としてベクトル制御演算回路（10）の速度応
答を高くする。Here, in the normal spindle mode, the excitation noise of the electric motor (5) is reduced in order to reduce the excitation noise of the electric motor (5), and in the ordinary positioning where cutting is not required even in the C-axis mode. To reduce micro-vibration, the secondary magnetic flux Φ 2 of the motor (5) is weakened to be a variable magnetic flux.
Cutting accuracy as the axial cutting, in the control the cutting capacity is required in the first, to increase the velocity response of the vector control calculating circuit (10) as a fixed magnetic flux increasingly secondary flux [Phi 2 in advance motor (5) .

第７図（ａ）は、この実施例により電動機（５）の二
次磁束Φ2を100％定格に磁束ΦとしてＣ軸切削を行った
ときの負荷変動と負荷変動により変化するトルク分電流
指令iqs *及び位置の誤差のバラツキを示し、第７図
（ｂ）は電動機（５）の二次磁束Φ2を50％定格から100
％定格に変化する弱め可変磁束ΦとしてＣ軸切削を行っ
たときの位置の誤差を比較のために示した従来例の波形
図である。FIG. 7 (a) shows a load variation when the secondary magnetic flux Φ 2 of the electric motor (5) is 100% rated and the C-axis cutting is performed according to this embodiment, and a torque current command which varies due to the load variation. i qs * and shows the error variation of the position, FIG. 7 (b) is 100 to secondary flux [Phi 2 of the electric motor (5) 50% rated
FIG. 8 is a waveform diagram of a conventional example showing, for comparison, a position error when C-axis cutting is performed as a weak variable magnetic flux Φ that changes to a% rating.

第７図（ａ）、（ｂ）は上側から負荷、電動機（５）
のトルク分電流指令iqs *、二次磁束Φ2、位置誤差、Ｃ
軸切削中を示す入力信号（第３図ａのみ）を示す。第７
図（ａ）において、この実施例ではＣ軸切削中の信号入
力により、電動機（５）の二次磁束Φ2をが50％から100
％に変化するので、第７図（ａ）に示した従来例の場合
と比較し、その負荷Ｌの変動は同一であるが、この負荷
変動に起因する位置誤差の変動が極めて少ない。従っ
て、切削完了時における位置誤差およびそのバラツキを
第１〜第３の発明により実施例の場合と同様に、従来例
の場合と比べ非常に小さくすることができた。なお、第
７図（ａ）に示したトルク分電流指令iqs *の変動が第７
図（ｂ）に示したものよりも小さい理由は、従来例の説
明における電動機（５）のトルクTMに関する関係式
（１）において、トルクTMは二次磁束Φ2とトルク分電
流iqsの積に比例するので、トルクTMが同一の場合にお
いて、二次磁束Φ2が大であればトルク分電流iqsは小さ
くなり、必然的にその変動も小さくなる。7 (a) and 7 (b) show the load and the electric motor (5) from above.
Current command i qs * , secondary magnetic flux Φ 2 , position error, C
Fig. 3 shows an input signal (only in Fig. 3a) indicating that a shaft is being cut. Seventh
In FIG. 9A, in this embodiment, the secondary magnetic flux Φ 2 of the electric motor (5) is reduced from 50% to 100% by a signal input during C-axis cutting.
%, The change in the load L is the same as in the case of the conventional example shown in FIG. 7A, but the change in the position error caused by the load change is extremely small. Therefore, the position error and the variation at the time of the completion of the cutting can be made very small by the first to third inventions, similarly to the embodiment, as compared with the conventional example. Note that the variation of the torque component current command i qs * shown in FIG.
The reason why the torque T M is smaller than that shown in FIG. 11B is that in the relational expression (1) relating to the torque T M of the electric motor (5) in the description of the conventional example, the torque T M is the secondary magnetic flux φ 2 and the torque component current i qs In the case where the torque T M is the same, if the secondary magnetic flux Φ 2 is large, the torque component current i qs becomes small, and the fluctuation thereof is inevitably small.

上記第１〜第５の発明におけるそれぞれの実施例は、制
御モード切換スイッチ（26）等を含めハードウエアの回
路で構成したものを例示したが、マイコンを用い、その
プログラム上に構築されたソフトウエアであってもよ
く、同様な効果が得られる。In each of the embodiments of the first to fifth aspects of the present invention, a hardware circuit including a control mode changeover switch (26) and the like has been described as an example. Wear may be used, and a similar effect is obtained.

なお、上記第１〜第３の発明における実施例において
は、回転速度制御モードから回転位置制御モードに切換
に際し、また第４の発明における実施例においては、回
転位置制御モードにおけるワークの加工モードにその他
のモードから切換に際し、速度および電流ループゲイン
を、その基準値からゲイン大側に切換えたが、上記速度
ループゲインおよび電流ループゲインのいずれか一方だ
けを切換えた場合にも相応の効果が得られる。In the embodiments of the first to third inventions, the switching from the rotation speed control mode to the rotation position control mode is performed. In the embodiment of the fourth invention, the work mode of the work in the rotation position control mode is changed. When switching from the other modes, the speed and the current loop gain are switched from the reference value to the higher gain side. However, when only one of the speed loop gain and the current loop gain is switched, a corresponding effect can be obtained. Can be

さらに、上記第１〜第５の発明における実施例は全て
ベクトル制御方式のインバータ制御回路例を示したが、
誘導電動機の回転位置、回転速度および負荷電流値を負
帰還する方式のものであれば、ベクトル制御方式に限定
されるものでなく、その他の方式のものでも相応の効果
が得られる。Further, the embodiments of the first to fifth aspects of the present invention all show examples of the vector control type inverter control circuit.
The system is not limited to the vector control system as long as it is a system that negatively feeds back the rotational position, the rotation speed, and the load current value of the induction motor.

［発明の効果］ 以上のようにこの発明によれば、電動機制御モードと
して、速度制御モードおよび位置制御モードを持ち、必
要に応じて何れかのモードに切替えて電動機を制御する
制御装置において、速度制御モードにおける速度ループ
の安定性を維持しつつ、位置決め精度の高いものが得ら
れる効果がある。[Effects of the Invention] As described above, according to the present invention, in a control device that has a speed control mode and a position control mode as a motor control mode, and switches the mode to one of the modes as needed to control the motor, There is an effect that a high positioning accuracy can be obtained while maintaining the stability of the speed loop in the control mode.

また、回転位置制御の制御モードが選択され、かつ上
記電動機の駆動対象が被加工物であり、上記被加工物を
加工する加工モードである場合において、第４の発明に
よれば、電流ループおよび速度ループのそれぞれが有す
る制御増幅手段のゲインをその他の場合より大きなもの
に切換変更するようにしたので、また、第５の発明によ
れば、弱め可変励磁手段から強め励磁手段に切換えるよ
うにしたので、上記被加工物を加工しない場合おける励
磁音又は振動を低減するものが得られる効果がある。According to the fourth aspect, when the control mode of the rotation position control is selected, and the object to be driven by the electric motor is a workpiece, and the processing mode is a processing mode for processing the workpiece, Since the gain of the control amplifying means of each of the speed loops is changed to be larger than the other cases, according to the fifth invention, the weak variable excitation means is switched to the stronger excitation means. Therefore, there is an effect that an excitation noise or vibration can be reduced when the workpiece is not processed.

【図面の簡単な説明】[Brief description of the drawings]

第１図は第１〜第４の発明の実施例の誘導電動機の制御
装置のベクトル制御回路部を示すブロック図、第２図は
上記第１〜第３の発明の実施例の動作を示すフローチャ
ート、第３図（ａ）、（ｂ）は上記第１〜第３の発明の
実施例と従来例との位置誤差の波形比較図、第４図は第
４の発明の実施例の動作を示すフローチャート、第５図
は第５の発明の実施例の誘導電動機の制御装置のベクト
ル制御回路部を示すブロック図、第６図は第５の発明の
動作を示すフローチャート、第７図（ａ）、（ｂ）は第
５の発明の実施例と従来例との位置誤差の波形比較図、
第８図は上記第１〜第５の発明による実施例および従来
例に共通な誘導電動機のインバータ駆動装置を示すブロ
ック図、第９図は従来例の誘導電動機の制御装置のベク
トル制御回路部のブロック図である。 図において、（９）は速度指令作成回路、（10）はベク
トル制御演算回路、（11）は一次電流基準発生回路、
（12）は電流制御回路、（13）は位置ループゲイン回
路、（14）速度ループゲイン回路としてのPI制御回路、
（14A）は第１のPI制御回路（ゲイン基準値）、（14B）
は第２のPI制御回路（ゲイン大）、（14C）は速度ゲイ
ン切換スイッチ、（23）、（24）は電流ループゲイン回
路、（23A）、（24A）は第１のＰ制御回路（ゲイン基準
値）、（23B）、（24B）は第２のＰ制御回路（ゲイン
大）、（23C）、（24C）は電流ゲイン切換スイッチ、
（26）は制御モード切換スイッチ、（27）は強め固定磁
束発生信号出力回路、（28）は励磁切換スイッチを示
す。 なお、図中同一符号は同一又は相当部分を示す。FIG. 1 is a block diagram showing a vector control circuit section of a control device for an induction motor according to an embodiment of the first to fourth inventions, and FIG. 2 is a flowchart showing an operation of the embodiment of the first to third inventions. FIGS. 3 (a) and 3 (b) are waveform comparison diagrams of the position error between the first to third embodiments of the present invention and the conventional example, and FIG. 4 shows the operation of the fourth embodiment of the present invention. FIG. 5 is a block diagram showing a vector control circuit section of the control device for the induction motor according to the fifth embodiment of the present invention; FIG. 6 is a flowchart showing the operation of the fifth embodiment of the present invention; (B) is a waveform comparison diagram of the position error between the embodiment of the fifth invention and the conventional example,
FIG. 8 is a block diagram showing an inverter driving device for an induction motor common to the embodiments according to the first to fifth inventions and the conventional example, and FIG. 9 is a block diagram showing a vector control circuit unit of the conventional induction motor control device. It is a block diagram. In the figure, (9) is a speed command generation circuit, (10) is a vector control operation circuit, (11) is a primary current reference generation circuit,
(12) is a current control circuit, (13) is a position loop gain circuit, (14) a PI control circuit as a speed loop gain circuit,
(14A) is the first PI control circuit (gain reference value), (14B)
Is a second PI control circuit (high gain), (14C) is a speed gain changeover switch, (23) and (24) are current loop gain circuits, (23A) and (24A) are first P control circuits (gain (Reference value), (23B), (24B) are second P control circuits (large gain), (23C), (24C) are current gain changeover switches,
(26) indicates a control mode changeover switch, (27) indicates a stronger fixed magnetic flux generation signal output circuit, and (28) indicates an excitation changeover switch. In the drawings, the same reference numerals indicate the same or corresponding parts.

Claims (5)

(57)【特許請求の範囲】(57) [Claims] 【請求項１】電動機の速度を帰還する速度ループおよび
位置を帰還する位置ループを備えるとともに、速度指令
値を入力して速度制御を行う速度制御モードと、位置指
令値を入力して位置制御を行う位置制御モードのいずれ
かを選択する制御モード選択手段を備え、上記いずれか
の制御モードを選択し、電動機を制御する電動機の制御
装置において、 上記位置制御モードにおける速度ループゲインを、速度
制御モードにおける速度ループゲインよりも大きなもの
に切換変更するゲイン切換手段を備えたことを特徴とす
る電動機の制御装置。A speed control mode for inputting a speed command value and performing speed control; and a speed control mode for inputting a speed command value and controlling the position control by inputting a position command value. A control mode selecting means for selecting any one of the position control modes to be performed, and a control device for the motor for selecting one of the control modes and controlling the motor. And a gain switching means for switching and changing the gain to a value larger than the speed loop gain. 【請求項２】ゲイン切換手段は、位置制御モードのうち
Ｃ軸制御モードの場合、速度制御モードにおけるゲイン
よりも大きなものに切換変更するものであることを特徴
とする特許請求の範囲第１項記載の電動機の制御装置。2. The gain switching means according to claim 1, wherein in the case of the C-axis control mode among the position control modes, the gain switching means switches the gain to a value larger than the gain in the speed control mode. The control device of the electric motor according to the above. 【請求項３】電動機の一次電流を帰還する電流ループ、
回転速度を帰還する速度ループおよび回転位置を帰還す
る位置ループを備え、上記電動機の回転速度制御および
回転位置制御のいずれかの制御モードを選択し、上記一
次電流を制御する電動機の制御装置において、上記制御
モードが回転位置制御の場合には、回転速度制御の場合
よりも、上記電流および速度ループの少なくとも一方の
ゲインを、大きなものに切換変更するゲイン切換手段を
備えたことを特徴とする電動機の制御装置。3. A current loop for feeding back the primary current of the motor,
The motor control device includes a speed loop for feeding back the rotation speed and a position loop for feeding back the rotation position, selects one of the control modes of the rotation speed control and the rotation position control of the motor, and controls the primary current. An electric motor comprising: gain switching means for switching and changing at least one of the current and the gain of the speed loop to a larger value when the control mode is the rotational position control than in the case of the rotational speed control. Control device. 【請求項４】ゲイン切換手段は、電動ループおよび速度
ループの少なくとも一方のゲインを、電動機が回転位置
制御モードで、かつ上記電動機の駆動対象が被加工物で
あり、上記被加工物を加工する加工モードである場合に
のみ、その他の場合よりも大きなものに切換変更するこ
とを特徴とする特許請求の範囲第３項記載の電動機の制
御装置。4. The gain switching means sets at least one of a gain of an electric loop and a speed loop, wherein the electric motor is in a rotational position control mode, an object to be driven by the electric motor is a workpiece, and the workpiece is processed. 4. The control device for an electric motor according to claim 3, wherein the switching is changed to a larger one only in the machining mode than in the other cases. 【請求項５】誘導電動機の回転速度制御および回転位置
制御のいずれかの制御モードを選択し、上記誘導電動機
の一次電流をトルク分と励磁分とに変換して制御する電
動機の制御装置において、上記誘導電動機の二次磁束が
上記一次電流のトルク分に応じて可変となるように上記
一次電流の励磁分を制御する弱め可変励磁手段と、上記
二次磁束が上記弱め可変励磁手段による場合より大きく
なるように上記一次電流の励磁分を制御する強め励磁手
段と、上記制御モードが回転位置制御の場合で、かつ上
記誘導電動機の駆動対象が被加工物であり、上記被加工
物を加工する加工モードである場合には上記強め励磁手
段を選択する励磁切換手段とを備えたことを特徴とする
電動機の制御装置。5. A motor control device for selecting one of a control mode of rotation speed control and a rotation position control of an induction motor, converting the primary current of the induction motor into a torque component and an excitation component, and controlling the motor. Weak variable excitation means for controlling the excitation of the primary current so that the secondary magnetic flux of the induction motor becomes variable according to the torque of the primary current, and the secondary magnetic flux is less than the case of the weak variable excitation means. A strong excitation means for controlling an excitation component of the primary current so as to be large; and a case where the control mode is a rotational position control, and a drive target of the induction motor is a workpiece, and the workpiece is processed. A control device for an electric motor, comprising: excitation switching means for selecting the stronger excitation means in a processing mode.
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