JP2024076244A - 電源装置及び画像形成装置 - Google Patents

Abstract

【課題】ダイオードブリッジとスイッチング部との間に静電容量を有するフィルタを設けた場合であっても、スイッチング開始時のノイズを低減すること。【解決手段】ブリッジダイオードＤＡ１、ＦＥＴ１４１、１４２、１４３、１４４を有し、スイッチング部１４０、ゼロクロス検知回路１２０、制御部１１０、コンデンサＣ１３１、Ｃ１３２を有し、ブリッジダイオードＤＡ１とスイッチング部１４０との間に設けられたフィルタ１３０を備え、制御部１１０は、スイッチング動作が停止した状態からスイッチング動作を開始する前に、コンデンサＣ１３１、Ｃ１３２の放電を行う放電動作を行い、ゼロクロス検知回路１２０によりゼロクロス点を検知するとスイッチング動作を開始するようにスイッチング部１４０を制御し、放電動作中にスイッチング部１４０から出力される電力は、スイッチング動作時にスイッチング部１４０から出力される電力よりも小さい。【選択図】図１

Description

本発明は、電源装置及び画像形成装置に関し、例えば、スイッチング電源の低ノイズ化に関する。

従来、交流電源をダイオードブリッジで全波整流したのちに任意の周波数の交流電力に変換するスイッチング電源がある。スイッチング電源で発生するノイズを低減するために、例えば特許文献１では、スイッチングを開始するタイミングを交流電源のゼロクロスと同期させることが開示されている。また、スイッチングノイズが交流電源に伝搬することを防ぐために、ダイオードブリッジとスイッチング部との間に静電容量を有するフィルタを設ける場合がある。

特開２０１２－０８５５２３号公報

しかしながら、従来のスイッチング電源が停止していると、フィルタの静電容量によってスイッチング部への入力電圧が交流電源の最大電圧でクランプされてしまう。そのため、スイッチングを開始するタイミングをゼロクロス点に同期しても、スイッチング電源への入力電圧が高い状態でスイッチングを始めざるを得ない。このため、スイッチングの開始時に大きなノイズが発生するおそれがあるという課題がある。

本発明は、このような状況のもとでなされたもので、ダイオードブリッジとスイッチング部との間に静電容量を有するフィルタを設けた場合であっても、スイッチング開始時のノイズを低減することを目的とする。

上述した課題を解決するために、本発明は、以下の構成を備える。

（１）交流電圧を全波整流する整流部と、スイッチング素子を有し、前記スイッチング素子のスイッチング動作によって前記整流部により全波整流された電圧から負荷に電力を出力するスイッチング部と、前記交流電圧のゼロクロス点を検知する検知部と、前記スイッチング部の前記スイッチング動作を制御する制御部と、コンデンサを有し、前記整流部と前記スイッチング部との間に設けられ、前記スイッチング部で発生するスイッチングノイズを吸収するフィルタ部と、を備え、前記制御部は、前記スイッチング動作が停止した状態から前記スイッチング動作を開始する前に、前記コンデンサの放電を行う放電動作を行い、前記検知部により前記ゼロクロス点を検知すると前記スイッチング動作を開始するように前記スイッチング部を制御し、前記放電動作中に前記スイッチング部から出力される電力は、前記スイッチング動作時に前記スイッチング部から出力される電力よりも小さいことを特徴とする電源装置。

（２）記録材にトナー像を形成する画像形成手段と、発熱体を有し、前記画像形成手段により形成された未定着のトナー像を定着させる定着手段と、を備える画像形成装置であって、交流電圧を全波整流する整流部と、スイッチング素子を有し、前記スイッチング素子のスイッチング動作によって前記整流部により全波整流された電圧から負荷に電力を出力するスイッチング部と、前記交流電圧のゼロクロス点を検知する検知部と、前記スイッチング部の前記スイッチング動作を制御する制御部と、コンデンサを有し、前記整流部と前記スイッチング部との間に設けられ、前記スイッチング部で発生するスイッチングノイズを吸収するフィルタ部と、を有する電源装置を備え、前記制御部は、前記スイッチング動作が停止した状態から前記スイッチング動作を開始する前に、前記コンデンサの放電を行う放電動作を行い、前記検知部により前記ゼロクロス点を検知すると前記スイッチング動作を開始するように前記スイッチング部を制御し、前記放電動作中に前記スイッチング部から出力される電力は、前記スイッチング動作時に前記スイッチング部から出力される電力よりも小さいことを特徴とする画像形成装置。

本発明によれば、ダイオードブリッジとスイッチング部との間に静電容量を有するフィルタを設けた場合であっても、スイッチング開始時のノイズを低減することができる。

実施例１のスイッチング電源の概略図 実施例１のスイッチング電源の動作波形概略図 実施例２のスイッチング電源の概略図 実施例２のスイッチング電源の動作波形概略図 実施例３のスイッチング電源の概略図 実施例３のスイッチング電源の動作波形概略図 実施例４の画像形成装置を示す図

以下、本発明を実施するための形態を、実施例により図面を参照しながら詳しく説明する。

実施例１のスイッチング電源１００は、絶縁された被加熱体に対して任意の周波数の交流電力を供給するインバータであり、スイッチング開始前に通常動作よりも出力電力が小さい放電動作を行うことが特徴である。以下でスイッチング電源１００の回路構成を説明した後に、動作を説明する。

［スイッチング電源］
図１を用いて電源装置であるスイッチング電源１００の回路構成を説明する。スイッチング電源１００は、交流電源１０の交流電圧を全波整流する整流部であるダイオードブリッジＤＡ１と、制御部１１０と、検知部であるゼロクロス検知回路１２０と、フィルタ１３０と、スイッチング部１４０と、誘導性負荷Ｔ１（負荷）とを有している。スイッチング電源１００は誘導性負荷Ｔ１によって交流電源１０から絶縁された２次側の被加熱体Ｓ１に電力を供給し、被加熱体Ｓ１の温度が一定になるように、制御部１１０がスイッチング部１４０を制御している。制御部１１０は電源電圧Ｖｃｃにより動作する。

なお、実施例１ではスイッチング電源１００をＡＣＡＣインバータとして使用しているが、ＡＣＡＣインバータ以外のスイッチング電源として使用してもよい。例として、負荷を別のスイッチング電源の入力部のコンデンサに置き換えることで、力率補償回路（ＰＦＣ）として使用してもよい。また例えば、負荷を１次巻線、２次巻線を有するトランスを含むものとし、ＡＣＤＣインバータとしてもよい。また、スイッチング電源１００が被加熱体Ｓ１の温度を検知する、例えばサーミスタ等の温度検知手段である検知部１５０を有していてもよい。さらにスイッチング電源１００が検知部１５０により検知した被加熱体Ｓ１の温度情報（検知温度）を制御部１１０にフィードバックするフィードバック回路１５２を有していてもよい。

制御部１１０はスイッチング部１４０を制御するための回路である。制御部１１０は、ゼロクロス検知回路１２０の出力信号、及び、フィードバック回路１５２からの被加熱体Ｓ１の温度情報に対応する出力信号に基づいて、スイッチング部１４０のスイッチング動作を制御する信号を出力する。

ゼロクロス検知回路１２０は、交流電源１０の電圧瞬時値が０Ｖとなるタイミングであるゼロクロス点を検知するための回路である。言い換えれば、ゼロクロス検知回路１２０は、交流電源１０の交流電圧が負極性から正極性へ、又は、正極性から負極性へ、切り替わるポイントであるゼロクロス点を検知する。ゼロクロス検知回路１２０は、ダイオードＤ１２１、Ｄ１２２及び抵抗Ｒ１２１、Ｒ１２２、Ｒ１２３、Ｒ１２４で構成される。

交流電源１０のダイオードＤ１２１が接続されている側の相が高電位の期間は、抵抗Ｒ１２１及び抵抗Ｒ１２２で分圧された交流電源１０の電圧瞬時値の絶対値が制御部１１０に出力さる。一方で、交流電源１０のダイオードＤ１２２が接続されている側の相が高電位の期間は、抵抗Ｒ１２３及び抵抗Ｒ１２４で分圧された交流電源１０の電圧瞬時値の絶対値が制御部１１０に出力さる。制御部１１０は、ゼロクロス検知回路１２０の出力電圧を検知することで、交流電源１０のゼロクロス点を検知することができる。なお、実施例１においてゼロクロス検知回路１２０は、交流電源１０の電圧瞬時値を検知することでゼロクロス点を検知する構成となっているが、ゼロクロス点ごとに論理が切り替わるデジタル信号を出力する回路などを使用してもよい。

フィルタ部であるフィルタ１３０は、コンデンサＣ１３１、Ｃ１３２とインダクタＬ１３１によって構成されるπ型のＥＭＩ（Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）フィルタである。フィルタ１３０は、スイッチング部１４０のスイッチングノイズが交流電源１０に伝搬するのを防ぐための回路である。スイッチング部１４０のスイッチング周波数に応じてインダクタＬ１３１のインダクタンスとコンデンサＣ１３１、Ｃ１３２の静電容量とを調節することで、フィルタ１３０はスイッチング部１４０で発生するスイッチングノイズを吸収する。フィルタ１３０によってスイッチング電源１００から発生するスイッチングノイズが交流電源１０に伝搬することを防ぎ、交流電源１０に接続される他の電子機器に対する影響を抑えることができる。フィルタ１３０の出力電圧を電圧Ｖｉｎとし、スイッチング電源１００動作中の電圧Ｖｉｎの時間推移は図２を用いて説明する。なお、実施例１においてフィルタ１３０はコンデンサとインダクタとによって構成されるπ型フィルタを用いているが、例えば、ＬＣフィルタやバイパスコンデンサ等、他の方式のＥＭＩフィルタを使用してもよい。

スイッチング部１４０は、４つのスイッチング素子、すなわち、電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴとする。）１４１、１４２、１４３、１４４によって構成されるフルブリッジ方式のスイッチング回路である。ローサイドＦＥＴであるＦＥＴ１４１及びＦＥＴ１４３は、ダイオードブリッジＤＡ１の出力端子のうち低電位側にソース端子が接続されている。一方、ハイサイドＦＥＴであるＦＥＴ１４２及びＦＥＴ１４４は、ダイオードブリッジＤＡ１の出力端子のうち高電位側にドレイン端子が接続されている。また、ＦＥＴ１４１のドレイン端子とＦＥＴ１４２のソース端子は接続されており、ＦＥＴ１４３のドレイン端子とＦＥＴ１４４のソース端子は接続されている。誘導性負荷Ｔ１の１次側のインダクタ（以下、１次インダクタともいう。）Ｐ１は、ＦＥＴ１４１のドレイン端子とＦＥＴ１４３のドレイン端子との間に接続されている。

ＦＥＴ１４１とＦＥＴ１４２はデッドタイムを挟んで相補的にオンオフし、かつ、両方のＦＥＴのオン時間とデッドタイムを除いたオフ時間が同一になるよう制御される。なお、デッドタイムでは、２つのＦＥＴが両方ともオフしている状態である。同様に、ＦＥＴ１４３とＦＥＴ１４４はデッドタイムを挟んで相補的にオンオフし、かつ、両方のＦＥＴのオン時間とデッドタイムを除いたオフ時間が同一になるよう制御される。また、ＦＥＴ１４１、１４２、１４３、１４４のオン時間及びオフ時間は同じである。

スイッチング部１４０は、ＦＥＴ１４１及びＦＥＴ１４２のスイッチオン・オフの位相と、ＦＥＴ１４３及びＦＥＴ１４４のスイッチオン・オフの位相をシフトさせる位相シフト制御によって出力電力を制御する。出力電力は例えば１０００Ｗである。位相シフト制御における位相シフト量が０ｒａｄ（ラジアン）のとき、ＦＥＴ１４３はＦＥＴ１４１とともにスイッチオン・オフし、ＦＥＴ１４４はＦＥＴ１４２とともにスイッチオン・オフする。

位相シフト量が増えるにつれてＦＥＴ１４１とＦＥＴ１４３がスイッチオン・オフするタイミングがずれていき、同様にＦＥＴ１４２とＦＥＴ１４４がスイッチオン・オフするタイミングもずれていく。位相シフト量がπｒａｄになると、ＦＥＴ１４１とＦＥＴ１４３のスイッチオン・オフのタイミングが逆転し、同様に、ＦＥＴ１４２とＦＥＴ１４４のスイッチオン・オフのタイミングが逆転する。

その状態からさらに、位相シフト量がπｒａｄになると、ＦＥＴ１４１とＦＥＴ１４４のスイッチオン・オフするタイミングが一致し、同様にＦＥＴ１４２とＦＥＴ１４３のスイッチオン・オフするタイミングが一致する。なお、位相シフト量の単位が秒ではなく角度（ｒａｄ）なのは、スイッチング部１４０の制御周波数が可変のためである。ＦＥＴ１４１とＦＥＴ１４３、ＦＥＴ１４２とＦＥＴ１４４のスイッチオン・オフのずれ量を時間で表すと、ＦＥＴ１４１、１４２、１４３、１４４の制御周期に位相シフト量（ｒａｄ）の２π分の１を乗じた値になる。

誘導性負荷Ｔ１には、ＦＥＴ１４４がＦＥＴ１４１とともにスイッチオンしている期間、及び、ＦＥＴ１４３がＦＥＴ１４２とともにスイッチオンしている期間に電力が供給される。そのため、ＦＥＴ１４１とＦＥＴ１４４、ＦＥＴ１４２とＦＥＴ１４３が略同時にスイッチオンすることがない位相シフト量０ｒａｄの場合、スイッチング部１４０の出力は０Ｗとなる。位相シフト量が大きくなるほど、ＦＥＴ１４１とＦＥＴ１４４、ＦＥＴ１４２とＦＥＴ１４３が同時にスイッチオンする期間が長くなるため、スイッチング電源１００の出力電力が増え、位相シフト量がπｒａｄのときに出力が最大になる。位相シフト量の制御方法の詳細については図２を用いて説明する。

なお、ＦＥＴ１４１、１４２、１４３、１４４はすべてＮチャネル（Ｎｃｈ）ＦＥＴである。また、実施例１のスイッチング電源１００では、スイッチング素子としてＦＥＴを用いている。しかし、代わりにＩＧＢＴ（Ｉｎｓｕｌａｔｅｄ Ｇａｔｅ Ｂｉｐｏｌａｒ Ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ、絶縁ゲート型バイポーラトランジスタ）を用いて逆方向ダイオードを並列に接続するなどしてもよい。ＩＧＢＴはＦＥＴとは異なり寄生ダイオードを持たないため、外付けで逆方向ダイオードを接続する必要がある。ダイオードのアノード端子はＩＧＢＴのエミッタ端子に接続され、ダイオードのコレクタ端子はＩＧＢＴのコレクタ端子に接続される。

誘導性負荷Ｔ１は１次側の１次インダクタＰ１、２次側の被加熱体Ｓ１から構成される。１次インダクタＰ１と被加熱体Ｓ１とは磁気的に結合されており、被加熱体Ｓ１は１次インダクタＰ１からスイッチング部１４０のスイッチング動作によって電力を供給される。１次インダクタＰ１から電力が供給されると被加熱体Ｓ１に電流が流れ、被加熱体Ｓ１自体の電気抵抗によるジュール熱で被加熱体Ｓ１が加熱される。なお、実施例１では、１次と２次に絶縁された誘導性負荷Ｔ１を例に挙げたが、スイッチング電源が用いられる装置の安全設計次第では、１次インダクタＰ１と被加熱体Ｓ１との間に安全規格上の強化絶縁や二重絶縁に相当する構成は必須ではない。

ところで、実施例１においてコンデンサＣ１３１、Ｃ１３２は低静電容量・高リプル電流定格のフィルムコンデンサを使用しているが、これはダイオードブリッジＤＡ１とスイッチング部１４０との間に大きなエネルギーを蓄える必要がないためである。ＡＣＤＣコンバータ等の一般的なスイッチング電源では、ダイオードブリッジの出力端子側にアルミ電解コンデンサ等の高静電容量・低リプル電流定格の平滑コンデンサを設けて、交流電源を整流平滑したのちにスイッチングすることが多い。これは交流電源に瞬時電圧変動や停電等が発生しても、平滑コンデンサに蓄えたエネルギーによってスイッチング電源の出力電圧を一定に保つためである。しかし、スイッチング電源の出力電力が大きい場合（例：１０００Ｗ以上）、平滑コンデンサに流れるリプル電流も大きくなるため、リプル電流定格が小さなコンデンサを平滑コンデンサに使用すると多くのコンデンサを並列に接続する必要がある。一般的にアルミ電解コンデンサのような高静電容量・低リプル電流定格のコンデンサは寸法が大きいため、出力電力が大きなスイッチング電源においてリプル電流定格が小さなコンデンサを用いるとスイッチング電源の大型化につながってしまう。一方で、実施例１では、スイッチング電源１００の制御対象が被加熱体Ｓ１の温度であり、交流電源１０に瞬時電圧変動や停電が生じて一時的に被加熱体Ｓ１に電力を供給できなくなっても被加熱体Ｓ１の温度が急激に変化することはない。そのため、瞬時電圧変動や停電を考慮して大きなエネルギーを蓄える必要がなく、フィルタ１３０における静電容量はスイッチングノイズを吸収できるだけでよい。したがって、コンデンサＣ１３１、Ｃ１３２には低静電容量・高リプル電流定格のフィルムコンデンサを使用して小型化している。

［スイッチング電源の制御］
図２を用いてスイッチング電源１００の制御方法について説明する。図２（ａ）にはスイッチング電源１００が動作している際の電圧Ｖｉｎを示す。図２（ｂ）にはスイッチング部１４０の動作状態（通常動作、停止、放電）を示す。図２（ｃ）にはＦＥＴ１４１及びＦＥＴ１４２とＦＥＴ１４３及びＦＥＴ１４４の位相シフト量を示し、縦軸に位相シフト量（ｒａｄ）を示す。図２（ｄ）には被加熱体Ｓ１の温度を示し、第１閾値である閾値１、目標温度、第１閾値よりも高い第２閾値である閾値２を破線で示す。いずれも横軸は時間を示す。横軸のｔ１０、ｔ１１、ｔ１２、ｔ１３はいずれもタイミングを示す。なお、通常動作とは、被加熱体Ｓ１を目標温度となるように制御する動作である。

制御部１１０は、被加熱体Ｓ１の温度が目標温度の前後で推移するようにスイッチング部１４０の動作状態と位相シフト量を制御している。スイッチング部１４０の入力電圧である電圧Ｖｉｎ、被加熱体Ｓ１の温度は、スイッチング部１４０の動作状態と位相シフト量によって変化している。

制御部１１０は、被加熱体Ｓ１の温度が閾値１を下回ると、スイッチング部１４０を放電動作させた（タイミングｔ１２）のちに通常動作させる（タイミングｔ１３）。また、制御部１１０は、被加熱体Ｓ１の温度が閾値２を上回るとスイッチング部１４０を停止させる（タイミングｔ１１）、言い換えればスイッチング動作を停止させる。ここで、目標温度は閾値１よりも高く閾値２よりも低い（閾値１＜目標温度＜閾値２）。

スイッチング部１４０が通常動作をしている期間（ｔ１０～ｔ１１、ｔ１３～）、被加熱体Ｓ１の温度は上がり続け、スイッチング部１４０が停止している期間（ｔ１１～ｔ１２）は被加熱体Ｓ１の温度は低下し続ける。図２（ａ）において破線は交流電源１０を全波整流した電圧波形を示しており、実線はスイッチング部１４０の入力電圧である電圧Ｖｉｎを示している。フィルタ１３０について説明したように、コンデンサＣ１３１、Ｃ１３２の静電容量は小さい。このため、位相シフト量が大きくスイッチング部１４０の出力電力が大きい通常動作の期間はダイオードブリッジＤＡ１の出力電圧が平滑されず、電圧Ｖｉｎは交流電源１０の全波整流波形とほぼ同じ値となる。

一方、スイッチング部１４０が停止している期間は、コンデンサＣ１３１、Ｃ１３２によってダイオードブリッジＤＡ１の出力電圧が平滑され、電圧Ｖｉｎは交流電源１０の電圧の瞬時値にクランプされる。すなわち、時間経過によって交流電源１０の電圧瞬時値が低下しても、電圧Ｖｉｎは低下しない。このため、電圧Ｖｉｎが最大値まで到達すると最大値にクランプされる。スイッチング部１４０が放電動作を行っている期間は、コンデンサＣ１３１、Ｃ１３２の電荷が被加熱体Ｓ１に放電されることで電圧Ｖｉｎが徐々に交流電源１０の全波整流波形に近づいていき、被加熱体Ｓ１の温度はわずかに上昇し続ける。放電動作を行っている期間の位相シフト量は通常動作中と比較して十分小さく、放電動作中の出力電力も通常動作中と比べて十分小さくなる。放電動作を行う理由は後程説明する。また、スイッチング部１４０の動作状態が停止から通常動作に移行するタイミングｔ１３が、被加熱体Ｓ１の温度が閾値１を下回った瞬間ではなく直後の交流電源１０のゼロクロス点と同期している理由はスイッチングノイズを低減するためである。詳細は後程説明する。

以上のように、スイッチング部１４０の通常動作と停止状態とを繰り返す間欠動作によって被加熱体Ｓ１の温度は目標温度に保たれる。なお、実施例１において制御部１１０は、被加熱体Ｓ１を加熱するための通常動作中に位相シフト量を一定に制御しているが、通常動作中の位相シフト量を一定に保たなくてもよい。例として、通常動作中の位相シフト量を例えばＰＩＤ制御することで被加熱体Ｓ１への供給電力を細かく制御し、被加熱体Ｓ１の温度リプルが小さく、より精度よく目標温度に制御できるようにしてもよい。また、実施例１では例として通常動作中の位相シフト量をπｒａｄとしているが、通常動作中の位相シフト量はスイッチング部１４０がフルブリッジ回路の動作を実現できる値であればπｒａｄである必要はない。

（放電を行う理由、タイミングｔ１３をゼロクロス点に同期させた理由）
ところで、一般的に誘導性負荷に対して電力を供給するスイッチング電源では、スイッチング停止した状態からスイッチング動作を開始する際に、誘導性負荷に流れる電流が不連続になることで特に大きなスイッチングノイズが発生する。スイッチング動作開始時のスイッチングノイズは、誘導性負荷に流れる電流が大きいほど大きくなる。すなわち、スイッチング電源の入力電圧が大きいほど、また、スイッチング動作開始時の出力電力が大きいほどスイッチングノイズが大きくなる。そのため、スイッチング動作開始時のスイッチングノイズを低減したい場合、入力電圧が小さい状態でスイッチング動作を開始する制御が必要になる。しかしながら、スイッチング部とダイオードブリッジとの間に、通常動作中のスイッチングノイズを低減するためのフィルタを設けている場合、スイッチング停止中にフィルタの静電容量に充電される。そのため、間欠動作を行うと、スイッチング動作開始時にスイッチング部の入力電圧が高い状態でスイッチング動作を開始することになってしまい、間欠動作中のスイッチングノイズが増加してしまう。そこで、実施例１では、間欠動作で負荷に電力を供給する際は、スイッチング動作を開始する前にフィルタの静電容量に溜まった電荷を小さな出力電力で負荷に対して徐々に放電する放電動作を一定時間行う。

以上説明したように、制御部１１０は、放電動作中にスイッチング部１４０から出力される電力がスイッチング動作時にスイッチング部１４０から出力される電力よりも小さくなるようにスイッチング部１４０を制御する。具体的には、実施例１では、制御部１１０は、放電動作中の位相シフト量をスイッチング動作中の位相シフト量よりも小さくなるように制御する。さらに、負荷に対して大きな電力を出力し始めるタイミングを交流電源のゼロクロス点と同期することで、負荷に対して大きな電流を流し始めるタイミングでのスイッチング部の入力電圧が低くなる。そのため、間欠動作中であっても負荷に対して大きな電力を出力し始めるタイミングで発生するスイッチングノイズを低減することができる。なお、放電動作中の位相シフト量は、放電動作によって発生するスイッチングノイズが大きくならないように通常動作時より小さく、かつ、通常動作に移行するタイミングまでにフィルタの静電容量を放電できる値である。

以上、実施例１によれば、ダイオードブリッジとスイッチング部との間に静電容量を有するフィルタを設けた場合であっても、スイッチング開始時のノイズを低減することができる。

実施例２のスイッチング電源２００は、スイッチング部の構成が実施例１のスイッチング電源１００と異なる。以下でスイッチング電源２００の回路構成と制御方法について説明する。なお、回路構成が実施例１のスイッチング電源１００と同様の箇所についてはスイッチング電源１００と同じ符号を用いて説明を省く。

［スイッチング電源］
初めに、図３を用いて実施例２の電源装置であるスイッチング電源２００の回路構成を説明する。スイッチング電源２００は、交流電源１０を全波整流するダイオードブリッジＤＡ１と、制御部２１０と、ゼロクロス検知回路１２０と、フィルタ１３０と、スイッチング部２４０と、誘導性負荷Ｔ１とを有している。スイッチング電源２００は誘導性負荷Ｔ１によって交流電源１０から絶縁された２次側の被加熱体Ｓ１に電力を供給し、被加熱体Ｓ１の温度が一定になるようにスイッチング部２４０を制御している。なお、スイッチング電源２００もスイッチング電源１００と同様に、ＡＣＡＣインバータ以外のスイッチング電源として使用してもよい。

制御部２１０はスイッチング部２４０を制御するための回路である。制御部２１０は、ゼロクロス検知回路１２０、及び、被加熱体Ｓ１の温度情報をフィードバックする回路の出力信号に基づいてスイッチング部２４０のスイッチング状態を制御する信号を出力する。制御部２１０は実施例１の制御部１１０とは異なり、ＦＥＴ２４１のオン時間比率（以下、オンデューティという。）によってスイッチング部２４０の出力電力を制御する。例えば、制御部２１０は、通常動作中、オンデューティを６０％として制御する。出力電力は例えば１０００Ｗである。スイッチング部２４０の制御方法は図４で説明する。

スイッチング部２４０は、２つのスイッチング素子、すなわち、ＦＥＴ２４１、ＦＥＴ２４２及びコンデンサＣ２４１、Ｃ２４２によって構成される、アクティブクランプ方式のスイッチング回路である。ローサイドＦＥＴであるＦＥＴ２４１はダイオードブリッジＤＡ１の出力端子のうち低電位側にソース端子が接続されている。一方、ハイサイドＦＥＴであるＦＥＴ２４２は、ダイオードブリッジＤＡ１の出力端子のうち高電位側に、電圧クランプ用のコンデンサＣ２４２を介してドレイン端子が接続されている。また、ＦＥＴ２４１のドレイン端子とＦＥＴ２４２のソース端子は接続されている。コンデンサＣ２４１はＦＥＴ２４１と並列に接続され、コンデンサＣ２４２とＦＥＴ２４２は直列に接続されている。

コンデンサＣ２４１はＦＥＴ２４１で発生する電力損失を低減するために、ＦＥＴ２４１のドレイン端子－ソース端子間に接続されている。誘導性負荷Ｔ１の１次インダクタＰ１はＦＥＴ２４１のドレイン端子とコンデンサＣ２４２の一端との間に接続されている。ＦＥＴ２４１とＦＥＴ２４２はデッドタイムを挟んで相補的にオンオフするよう制御され、出力電力に応じてＦＥＴ２４１のオンデューティが制御される。ＦＥＴ２４１のオンデューティが大きいほど、スイッチング電源２００の出力電力が大きくなる。なお、ＦＥＴ２４１及びＦＥＴ２４２はＮｃｈＦＥＴであり、実施例１と同様にＦＥＴ以外のスイッチング素子を用いてもよい。

［スイッチング電源の制御］
図４を用いてスイッチング電源２００の制御方法について説明する。図４（ａ）にはスイッチング電源２００が動作している際の電圧Ｖｉｎを示す。図４（ｂ）にはスイッチング部２４０の動作状態（通常動作、停止、放電）を示す。図４（ｃ）にはＦＥＴ２４１のオンデューティ（％）を示す。図４（ｄ）には被加熱体Ｓ１の温度を示す。いずれも横軸は時間を示す。横軸のｔ２０、ｔ２１、ｔ２２、ｔ２３はいずれもタイミングを示す。

制御部２１０は、被加熱体Ｓ１の温度が目標温度の前後で推移するようにスイッチング部２４０の動作状態及びＦＥＴ２４１のオンデューティを制御する。スイッチング部２４０の動作状態によってスイッチング部２４０の入力電圧である電圧Ｖｉｎ、被加熱体Ｓ１の温度が変化している。制御部２１０は、被加熱体Ｓ１の温度が閾値１を下回るとスイッチング部２４０を放電動作させた（タイミングｔ２２）のちに通常動作させ（タイミングｔ２３）、被加熱体Ｓ１の温度が閾値２を上回るとスイッチング部２４０を停止させる（タイミングｔ２１）。

スイッチング部２４０が通常動作をしている期間（ｔ２０～ｔ２１、ｔ２３～）、被加熱体Ｓ１の温度は上がり続け、スイッチング部２４０が停止している期間（ｔ２１～ｔ２２）は被加熱体Ｓ１の温度は低下し続ける。電圧Ｖｉｎのグラフにおいて破線は交流電源１０を全波整流した電圧波形を示しており、実線はスイッチング部２４０の入力電圧である電圧Ｖｉｎを示している。実施例１でも説明したように、スイッチング部２４０の出力電力が大きい通常動作の期間はダイオードブリッジＤＡ１の出力電圧が平滑されず、電圧Ｖｉｎは交流電源１０の全波整流波形とほぼ同じ値となる。

一方、スイッチング部２４０が停止している期間は、コンデンサＣ１３１、Ｃ１３２によってダイオードブリッジＤＡ１の出力電圧が平滑され、電圧Ｖｉｎは交流電源１０の電圧の瞬時値にクランプされる。スイッチング部２４０が停止状態から通常動作に移行する間の放電動作を行っている期間は（ｔ２２～ｔ２３）、コンデンサＣ１３１、Ｃ１３２の電荷が被加熱体Ｓ１に放電される。これにより、電圧Ｖｉｎが徐々に交流電源１０の全波整流波形に近づいていき、被加熱体Ｓ１の温度はわずかに上昇し続ける。放電動作を行っている期間のオンデューティは通常動作中と比較して十分小さく、放電動作中の出力電力も通常動作中と比べて十分小さくなる。放電動作を行う理由は実施例１と同様にスイッチングノイズを低減するためである。なお、実施例２では例として通常動作中のオンデューティを６０％としているが、スイッチング部２４０がアクティブクランプ回路の動作を実現できる値であればよく、必ずしも６０％である必要はない。

以上説明したように、制御部２１０は、放電動作中にスイッチング部２４０から出力される電力がスイッチング動作時にスイッチング部２４０から出力される電力よりも小さくなるようにスイッチング部２４０を制御する。制御部２１０は、放電動作中のオンデューティをスイッチング動作中のオンデューティよりも小さくなるように制御する。さらに、負荷に対して大きな電力を出力し始めるタイミングを交流電源のゼロクロス点と同期する。

ところで、実施例２のスイッチング電源２００で、実施例１のスイッチング電源１００と異なりアクティブクランプ方式の回路を採用した理由は、スイッチング電源の小型化及び低コスト化のためである。スイッチング電源のスイッチング素子で発生する電力は、一般的に出力電力が大きいほど大きくなる傾向がある。そのため、スイッチング電源２００や実施例１のスイッチング電源１００のように出力電力が１０００Ｗ以上となるようなスイッチング電源では、スイッチング素子の過加熱を防ぐために施策が必要になる。

スイッチング素子の過加熱を抑制するための手段としては、ヒートシンクを設ける、オン抵抗の低いスイッチング素子を使用する等があるが、多くの手段がスイッチング電源の大型化やコストアップにつながってしまう。回路方式によってスイッチング素子で発生する電力に差はあるものの、スイッチング素子すべてに上記手段を施す必要があるため、使用するスイッチング素子の数が少ないほど回路の小型化及び低コスト化を実現できる。

また、使用するスイッチング素子の数を減らすことで制御部のコストダウンも見込める。実施例１のスイッチング電源１００やスイッチング電源２００のように複雑な制御を行うスイッチング電源では、制御部に汎用マイクロコンピュータ等の制御素子を使用する場合がある。汎用マイクロコンピュータはピンやペリフェラル機能の数が多いほど値段が上がる傾向があるため、制御対象のスイッチング素子が少ないほど安価なマイクロコンピュータを使用することができる。また、フルブリッジ回路やアクティブクランプ回路のように、ハイサイドのスイッチング素子を有する回路方式では、ハイサイドのスイッチング素子を駆動するための回路が必要になる。そのため、使用するスイッチング素子の数が少ないほど駆動回路のコストダウンにもつながる。したがって、スイッチング電源２００は、実施例１のスイッチング電源１００よりも制御部を安価に構成することが可能である。

以上、実施例２によれば、ダイオードブリッジとスイッチング部との間に静電容量を有するフィルタを設けた場合であっても、スイッチング開始時のノイズを低減することができる。

実施例３のスイッチング電源３００は、スイッチング部の構成が実施例１のスイッチング電源１００及び実施例２のスイッチング電源２００と異なる。以下でスイッチング電源３００の回路構成と制御方法について説明する。なお、回路構成が実施例１のスイッチング電源１００及び実施例２のスイッチング電源２００と同様の箇所については、同じ符号を用いて説明を省く。

［スイッチング電源］
図５を用いて実施例３の電源装置であるスイッチング電源３００の回路構成を説明する。スイッチング電源３００は、交流電源１０を全波整流するダイオードブリッジＤＡ１と、制御部３１０と、ゼロクロス検知回路１２０と、フィルタ１３０と、スイッチング部３４０と、誘導性負荷Ｔ１とを有している。スイッチング電源３００は誘導性負荷Ｔ１によって交流電源１０から絶縁された２次側の被加熱体Ｓ１に電力を供給し、被加熱体Ｓ１の温度が一定になるようにスイッチング部３４０を制御している。なお、スイッチング電源３００もスイッチング電源１００と同様に、ＡＣＡＣインバータ以外のスイッチング電源として使用してもよい。

制御部３１０はスイッチング部３４０を制御するための回路である。制御部３１０は、ゼロクロス検知回路１２０、及び、被加熱体Ｓ１の温度情報をフィードバックする回路の出力信号に基づいてスイッチング部３４０のスイッチング状態を制御する信号を出力する。制御部３１０は実施例１の制御部１１０、及び、実施例２の制御部２１０とは異なり、ＦＥＴ３４１及びＦＥＴ３４２のスイッチング周波数によってスイッチング部３４０の出力電力を制御する。例えば、制御部３１０は、通常動作中、スイッチング周波数を５０ｋＨｚとして制御する。スイッチング部３４０の制御方法は図６で説明する。

スイッチング部３４０は、２つのスイッチング素子、すなわち、ＦＥＴ３４１、ＦＥＴ３４２及びコンデンサＣ３４１によって構成される電流共振方式のスイッチング回路である。ローサイドＦＥＴであるＦＥＴ３４１はダイオードブリッジＤＡ１の出力端子のうち低電位側にソース端子が接続されている。一方、ハイサイドＦＥＴであるＦＥＴ３４２は、ダイオードブリッジＤＡ１の出力端子のうち高電位側にドレイン端子が接続されている。また、ＦＥＴ３４１のドレイン端子とＦＥＴ３４２のソース端子は接続されている。誘導性負荷Ｔ１の１次インダクタＰ１とコンデンサＣ３４１は直列に接続されており、インダクタＰ１とコンデンサＣ３４１はＦＥＴ３４１のドレイン端子－ソース端子間に接続されている。ＦＥＴ３４１とＦＥＴ３４２はデッドタイムを挟んで相補的にオンオフするよう制御され、出力電力に応じてスイッチング周波数が制御される。ＦＥＴ３４１及びＦＥＴ３４２のスイッチング周波数が低い（小さい）ほど、スイッチング電源３００の出力電力が大きくなる。なお、ＦＥＴ３４１及びＦＥＴ３４２はＮｃｈＦＥＴであり、実施例１と同様にＦＥＴ以外のスイッチング素子を用いてもよい。

［スイッチング電源の制御］
図６を用いてスイッチング電源３００の制御方法について説明する。図６（ａ）にはスイッチング電源３００が動作している際の電圧Ｖｉｎを示す。図６（ｂ）にはスイッチング部３４０の動作状態（通常動作、停止、放電）を示す。図６（ｃ）にはＦＥＴ３４１及びＦＥＴ３４２のスイッチング周波数（Ｈｚ）を示す。図６（ｄ）には被加熱体Ｓ１の温度を示す。いずれも横軸は時間を示す。横軸のｔ３０、ｔ３１、ｔ３２、ｔ３３はいずれもタイミングを示す。

制御部３１０は、被加熱体Ｓ１の温度が目標温度の前後で推移するようにスイッチング部３４０の動作状態及びスイッチング周波数を制御する。これにより、スイッチング部３４０の動作状態によってスイッチング部３４０の入力電圧である電圧Ｖｉｎ、被加熱体Ｓ１の温度が変化している。制御部３１０は、被加熱体Ｓ１の温度が閾値１を下回るとスイッチング部３４０を放電動作させた（タイミングｔ３２）のちに通常動作させ（タイミングｔ３３）、被加熱体Ｓ１の温度が閾値２を上回るとスイッチング部３４０を停止させる（タイミングｔ３１）。スイッチング部３４０が通常動作をしている期間（ｔ３０～ｔ３１、ｔ３３～）、被加熱体Ｓ１の温度は上がり続け、スイッチング部３４０が停止している期間（ｔ３１～ｔ３２）は被加熱体Ｓ１の温度は低下し続ける。

電圧Ｖｉｎのグラフにおいて破線は交流電源１０を全波整流した電圧波形を示しており、実線はスイッチング部３４０の入力電圧である電圧Ｖｉｎを示している。実施例１でも説明したように、スイッチング部３４０の出力電力が大きい通常動作の期間はダイオードブリッジＤＡ１の出力電圧が平滑されず、電圧Ｖｉｎは交流電源１０の全波整流波形とほぼ同じ値となる。一方、スイッチング部３４０が停止している期間は、コンデンサＣ１３１、Ｃ１３２によってダイオードブリッジＤＡ１の出力電圧が平滑され、電圧Ｖｉｎは交流電源１０の電圧の瞬時値にクランプされる。

スイッチング部３４０が停止状態から通常動作に移行する間の放電動作を行っている期間は、コンデンサＣ１３１、Ｃ１３２の電荷が被加熱体Ｓ１に放電される。これにより、電圧Ｖｉｎが徐々に交流電源１０の全波整流波形に近づいていき、被加熱体Ｓ１の温度はわずかに上昇し続ける。放電動作を行っている期間のスイッチング周波数は通常動作中と比較して十分高く、放電動作中の出力電力も通常動作中と比べて十分小さくなる。例えば、制御部３１０は、通常動作中のスイッチング周波数５０ｋＨｚに対して、放電動作中のスイッチング周波数を９０ｋＨｚ（＞５０ｋＨｚ）として制御する。

以上説明したように、制御部３１０は、放電動作中にスイッチング部３４０から出力される電力がスイッチング動作時にスイッチング部３４０から出力される電力よりも小さくなるようにスイッチング部３４０を制御する。制御部３１０は、放電動作中のスイッチング周波数をスイッチング動作中のスイッチング周波数よりも大きくなるように制御する。さらに、負荷に対して大きな電力を出力し始めるタイミングを交流電源のゼロクロス点と同期する。

放電動作を行う理由は実施例１と同様にスイッチングノイズを低減するためである。なお、実施例３では例として通常動作中のスイッチング周波数を５０ｋＨｚ、放電動作中のスイッチング周波数を９０ｋＨｚとしているが、通常動作よりも放電動作の出力電力が小さくなるようなスイッチング周波数であれば回路構成に応じて最適な値にしてよい。

ところで、実施例３ではスイッチング素子２個でスイッチング部３４０を構成しているが、同じくスイッチング素子２個でスイッチング部２４０を構成している実施例２とは異なり、電流共振方式の回路を採用している。これは、誘導性負荷Ｔ１の１次インダクタＰ１のコアのコストダウンのためである。

実施例２のように出力電力が大きなスイッチング回路においては、誘導性負荷Ｔ１の１次インダクタＰ１に流れる電流のピーク値が非常に大きくなる。このため、１次インダクタＰ１のコア中の磁束密度も大きくなり、コアの磁気飽和が起こる懸念がある。コアが磁気飽和すると、１次インダクタＰ１と被加熱体Ｓ１との結合率と、１次インダクタＰ１のインダクタンスが大幅に下がるため、被加熱体Ｓ１に電力を供給できなくなる。その他、スイッチング回路に大電流が流れることで回路が故障する等の課題が生じる。そのため、大電力を出力するスイッチング回路では、磁気飽和を回避するために飽和磁束密度が高いコアを使用しなければならない。しかし、一般的にコアに用いられる磁性体の飽和磁束密度は材料によって決まり、飽和磁束密度以外の特性が同等の場合は飽和磁束密度が大きいほど高価になる。

したがって、同じ電力を被加熱体Ｓ１に対して出力したい場合、１次インダクタＰ１に流れる電流のピーク値を小さくすることができれば飽和磁束密度が小さな材料をコアに使用することができ、コストダウンになる。電流共振方式のスイッチング電源では、１次インダクタＰ１と直列に接続されたコンデンサによって共振が起きるため、１次インダクタＰ１に流れる電流のピーク値はアクティブクランプ方式のスイッチング電源より小さくなる。そのため、実施例３のスイッチング電源３００では、出力電力が同じ場合、実施例２のスイッチング電源２００と比べて１次インダクタＰ１に用いるコアに安価な材料を選ぶことができる。

以上、実施例３によれば、ダイオードブリッジとスイッチング部との間に静電容量を有するフィルタを設けた場合であっても、スイッチング開始時のノイズを低減することができる。

［レーザビームプリンタの説明］
図７に画像形成装置の一例として、レーザビームプリンタの概略構成を示す。レーザビームプリンタ１０００（以下、プリンタ１０００という）は、感光ドラム１０１０、帯電部１０２０、現像部１０３０を備えている。感光ドラム１０１０は、静電潜像が形成される像担持体である。帯電部１０２０は、感光ドラム１０１０を一様に帯電する。露光手段である光走査装置１０２５は、画像データに応じたレーザ光を感光ドラム１０１０上に走査することにより静電潜像を形成する。現像部１０３０は、感光ドラム１０１０に形成された静電潜像をトナーにより現像することでトナー像を形成する。感光ドラム１０１０上（像担持体上）に形成されたトナー像をカセット１０４０から供給された記録材としてのシートＰに転写部１０５０によって転写する。シートＰに転写した未定着のトナー像を定着手段である定着器１０６０によって定着してトレイ１０７０に排出する。この感光ドラム１０１０、帯電部１０２０、現像部１０３０、転写部１０５０が画像形成部（画像形成手段）である。また、プリンタ１０００は、電源装置１０８０を備え、電源装置１０８０からモータ等の駆動部と制御部５０００へ電力を供給している。また、電源装置１０８０から定着器１０６０が有する発熱体（図７においては不図示）に電力が供給される。電源装置１０８０には、実施例１のスイッチング電源１００、実施例２のスイッチング電源２００及び実施例３のスイッチング電源３００を用いることができる。つまり、スイッチング電源１００、スイッチング電源２００又はスイッチング電源３００から定着器１０６０に電力を供給する構成の場合、図１等に記載された被加熱体Ｓ１が定着器１０６０の発熱体に該当する。

制御部５０００は、ＣＰＵ（不図示）を有しており、画像形成部による画像形成動作やシートＰの搬送動作、定着器１０６０の温度等を制御している。制御部５０００は、実施例１の制御部１１０、実施例２の制御部２１０又は実施例３の制御部３１０を制御してもよい。プリンタ１０００は、プリント動作を終了させると所定時間が経過した後、プリント動作をすぐに実行できるスタンバイ状態に遷移する。さらに所定時間が経過した後、プリンタ１０００は待機時の消費電力を低減するため、スタンバイ状態から低消費電力モードであるスリープ状態に遷移する。プリンタ１０００は第２のモードであるスリープ状態やスタンバイ状態、第１のモードであるプリント状態の３つの状態を持ち、制御部５０００がそれぞれの状態に遷移させる。なお、実施例１、２、３のスイッチング電源１００、２００、３００を適用することができる画像形成装置は、図７に例示された構成に限定されない。

以上、実施例４においても、ダイオードブリッジとスイッチング部との間に静電容量を有するフィルタを設けた場合であっても、スイッチング開始時のノイズを低減することができる。

１００ スイッチング電源
１１０ 制御部
１２０ ゼロクロス検知回路
１３０ フィルタ
１４０ スイッチング部
ＤＡ１ ダイオードブリッジ

Claims (12)

1. 交流電圧を全波整流する整流部と、
   スイッチング素子を有し、前記スイッチング素子のスイッチング動作によって前記整流部により全波整流された電圧から負荷に電力を出力するスイッチング部と、
   前記交流電圧のゼロクロス点を検知する検知部と、
   前記スイッチング部の前記スイッチング動作を制御する制御部と、
   コンデンサを有し、前記整流部と前記スイッチング部との間に設けられ、前記スイッチング部で発生するスイッチングノイズを吸収するフィルタ部と、
   を備え、
   前記制御部は、前記スイッチング動作が停止した状態から前記スイッチング動作を開始する前に、前記コンデンサの放電を行う放電動作を行い、前記検知部により前記ゼロクロス点を検知すると前記スイッチング動作を開始するように前記スイッチング部を制御し、
   前記放電動作中に前記スイッチング部から出力される電力は、前記スイッチング動作時に前記スイッチング部から出力される電力よりも小さいことを特徴とする電源装置。
2. 前記スイッチング部は、４つの前記スイッチング素子を有し、位相シフト量により制御されるフルブリッジ方式のスイッチング回路であり、
   前記スイッチング回路は、前記位相シフト量が大きいほど大きな電力を出力し、
   前記制御部は、前記放電動作中の前記位相シフト量を前記スイッチング動作中の前記位相シフト量よりも小さくなるように制御することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
3. 前記スイッチング部は、２つの前記スイッチング素子を有し、オンデューティにより制御されるアクティブクランプ方式のスイッチング回路であり、
   前記スイッチング回路は、前記オンデューティが大きいほど大きな電力を出力し、
   前記制御部は、前記放電動作中の前記オンデューティを前記スイッチング動作中の前記オンデューティよりも小さくなるように制御することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
4. 前記スイッチング部は、２つの前記スイッチング素子を有し、スイッチング周波数により制御される電流共振方式のスイッチング回路であり、
   前記スイッチング回路は、前記スイッチング周波数が小さいほど大きな電力を出力し、
   前記制御部は、前記放電動作中の前記スイッチング周波数を前記スイッチング動作中の前記スイッチング周波数よりも大きくなるように制御することを特徴とする請求項１に記載の電源装置。
5. 前記負荷は、前記スイッチング部に接続された１次側のインダクタと、前記インダクタとは絶縁された２次側の被加熱体と、を有し、
   前記被加熱体の温度を検知する温度検知手段を備え、
   前記制御部は、前記温度検知手段により検知した検知温度に基づいて前記スイッチング部の動作を制御することを特徴とする請求項１から請求項４のうちのいずれか１項に記載の電源装置。
6. 前記制御部は、前記検知温度が第１閾値を下回ると前記放電動作を開始し、前記検知温度が前記第１閾値よりも高い第２閾値を上回ると前記スイッチング動作を停止することを特徴とする請求項５に記載の電源装置。
7. 記録材にトナー像を形成する画像形成手段と、
   発熱体を有し、前記画像形成手段により形成された未定着のトナー像を定着させる定着手段と、
   を備える画像形成装置であって、
   交流電圧を全波整流する整流部と、スイッチング素子を有し、前記スイッチング素子のスイッチング動作によって前記整流部により全波整流された電圧から負荷に電力を出力するスイッチング部と、前記交流電圧のゼロクロス点を検知する検知部と、前記スイッチング部の前記スイッチング動作を制御する制御部と、コンデンサを有し、前記整流部と前記スイッチング部との間に設けられ、前記スイッチング部で発生するスイッチングノイズを吸収するフィルタ部と、を有する電源装置を備え、
   前記制御部は、前記スイッチング動作が停止した状態から前記スイッチング動作を開始する前に、前記コンデンサの放電を行う放電動作を行い、前記検知部により前記ゼロクロス点を検知すると前記スイッチング動作を開始するように前記スイッチング部を制御し、
   前記放電動作中に前記スイッチング部から出力される電力は、前記スイッチング動作時に前記スイッチング部から出力される電力よりも小さいことを特徴とする画像形成装置。
8. 前記スイッチング部は、４つの前記スイッチング素子を有し、位相シフト量により制御されるフルブリッジ方式のスイッチング回路であり、
   前記スイッチング回路は、前記位相シフト量が大きいほど大きな電力を出力し、
   前記制御部は、前記放電動作中の前記位相シフト量を前記スイッチング動作中の前記位相シフト量よりも小さくなるように制御することを特徴とする請求項７に記載の画像形成装置。
9. 前記スイッチング部は、２つの前記スイッチング素子を有し、オンデューティにより制御されるアクティブクランプ方式のスイッチング回路であり、
   前記スイッチング回路は、前記オンデューティが大きいほど大きな電力を出力し、
   前記制御部は、前記放電動作中の前記オンデューティを前記スイッチング動作中の前記オンデューティよりも小さくなるように制御することを特徴とする請求項８に記載の画像形成装置。
10. 前記スイッチング部は、２つの前記スイッチング素子を有し、スイッチング周波数により制御される電流共振方式のスイッチング回路であり、
    前記スイッチング回路は、前記スイッチング周波数が小さいほど大きな電力を出力し、
    前記制御部は、前記放電動作中の前記スイッチング周波数を前記スイッチング動作中の前記スイッチング周波数よりも大きくなるように制御することを特徴とする請求項８に記載の画像形成装置。
11. 前記負荷は、前記スイッチング部に接続された１次側のインダクタと、前記インダクタとは絶縁された２次側の前記発熱体と、を有し、
    前記発熱体の温度を検知する温度検知手段を備え、
    前記制御部は、前記温度検知手段により検知した検知温度に基づいて前記スイッチング部の動作を制御することを特徴とする請求項８から請求項１０のうちのいずれか１項に記載の画像形成装置。
12. 前記制御部は、前記検知温度が第１閾値を下回ると前記放電動作を開始し、前記検知温度が前記第１閾値よりも高い第２閾値を上回ると前記スイッチング動作を停止することを特徴とする請求項１１に記載の画像形成装置。

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