JP2023535368A - バッテリ管理システム - Google Patents

Abstract

本発明は、蓄電池用バッテリ管理システム（ＢＭＳ）に関し、バッテリは、モジュール式アセンブリ内に配置され、直列又は並列に接続され得る単一の要素又は複数の単一の要素と、一方ではセルの少なくとも１つの極に、他方ではモジュール式アセンブリ又はバッテリの同じ極性の端子に接続された電磁又は電子切断デバイスとによって構成されることが可能であり、ＢＭＳは、バッテリ端子における電圧を測定することによって深放電、過電流放電、及び短絡放電を検出するための少なくとも１つの単一のデバイスを備える。【選択図】図１

Description

本発明は、蓄電池用のリチウムバッテリの分野に関し、特に当該バッテリの固定に関する。

蓄電池バッテリは、必要な電圧及び電流を得るために直列又は並列に接続することができる電気化学要素で構成される。

既存のバッテリ、例えば、非限定的に、鉛又はニッケル－カドミウムを使用する航空分野向けのものは、高質量、短寿命、及び高自己放電を有し、定期的なメンテナンスを必要とする。しかしながら、エネルギー密度が低いために、それらは過熱及び発火のリスクをほとんどもたらさない。多くの場合、ヒューズ又は回路遮断器は、短絡保護を提供するのに十分である。

短絡又は過電流の場合、バッテリの損傷を回避し、バッテリ又はその接続ケーブルの過剰な加熱を回避するために、バッテリを切断する必要がある。

リチウムバッテリはまた、過電流及び短絡の保護回路を必要とする。概して、電気機械式回路遮断器又はヒューズ、あるいは電流を測定してスイッチングデバイスを制御する電子回路が使用されている。しかし、電流の測定は簡単ではない。

電流測定方法（シャント、磁気測定又は熱効果による）は複数存在している。しかしながら、これらは、「スタンバイ」モード及び「アクティブ」モードの使用を必要とし得るような高消費量を伴う場合がある。更に、これは、いつでも起こり得る短絡に対する保護と互換性がほとんどない。

更に、ヒートエンジンスタータバッテリは、数秒から数十秒の間、非常に高い電流を供給しなければならない。したがって、回路遮断器（スイッチングデバイス）の電流は、短絡電流の半分程度（バッテリによって供給される最大電力は、電圧が開回路電圧の半分であり、電流が短絡電流の半分であるときに到達される）のある程度高い値に設定されなければならない。バッテリセルの内部抵抗は、経年劣化とともに、又は低温で増加するため、短絡電流は減少する。この電流は、トリップ電流よりも低くなる可能性がある。この場合、保護はもはや保証されない。これらの条件下での使用は、その内部抵抗器におけるバッテリの完全な放電につながり、強い過熱、次いで発火を引き起こす可能性がある。

最後に、例えば、限定するものではないが、１７Ａｈの非モジュール式バッテリは、２０００Ａを超える短絡電流を供給する可能性がある。したがって、その利用回路からのバッテリの切断を保証する遮断デバイスは、この電流に耐える必要がある。この電流に耐え得る半導体は一般的ではなく、実際には、複数の低電流部品が並列に接続される。電流のバランスをとることは非常に困難であり、部品の大型化が必要となる。２０００Ａの電流を測定することはまた、精度と静的消費量との間の妥協の問題を引き起こす。

本発明は、異常状態を検出するための方法と、単純で、信頼性があり、単一又はモジュール式要素のための異なる強度及び電圧に容易に適応可能である、リチウムバッテリ管理システムとを提案することによって、先行技術の特定の欠点を克服することを目的とする。

本発明の目的は、電流測定を行うことなく、リチウムバッテリの深放電、短絡放電及び過電流放電状態を検出する方法を可能にすることである。

この目的は、単一のバッテリ要素又は複数の単一の要素の異常な動作状態（深放電、過電流放電、及び短絡放電）を検出するための方法であって、
少なくとも２つの抵抗器を有する分圧器ブリッジの少なくとも２つの抵抗器の共通点において、単一要素又は単一要素のセットの端子における電圧に比例する少なくとも１つの電圧をサンプリングするステップと、
検出された電圧を基準閾値と比較するステップと、を含み、
基準閾値との比較は、
アナログ的に又はデジタル的に評価される、積分によって生じる変化の評価と、
この評価と、単一要素又は監視される単一要素のセットの切断が少なくともバッテリの端子に対して実行される検出電圧閾値Ｔｄとの比較と、
の実装をトリガすることを特徴とする、方法によって達成される。

別の特徴によれば、デジタル積分によって評価するステップは、
取得された少なくとも２つの測定値を使用することによって電圧曲線の変化勾配（Ｐ）を計算するステップと、
計算された勾配を記憶された「ＲａｐｉｄＴｈｒｅｓｈｏｌｄ」値と比較する少なくとも１つのステップ、すなわち、勾配が「ＲａｐｉｄＴｈｒｅｓｈｏｌｄ」値を超える場合、積分がトリガ電圧閾値Ｔｄをより迅速に超えるように、積分の変化の加速を増加させる重み係数を適用するステップ、又はそれを超えない場合、加速効果のない重み係数を適用するステップと、
を含む。

別の目的は、管理システムが、電流測定を行うことなく、リチウムバッテリの深放電、短絡放電及び過電流放電状態を監視する方法を可能にすることである。

この目的は、蓄電池用バッテリ管理システム（ＢＭＳ）によって達成され、当該バッテリは、単一の要素又は複数の単一の要素によって構成されることが可能であり、要素は、モジュール式アセンブリに配置され、直列に、並列に、又は並列に関連付けられた複数の直列モジュール式アセンブリに接続されてバッテリを形成することができ、当該システムは、本発明の検出方法のステップを実行するのに適した手段を備える。

別の特徴によれば、バッテリ管理システム（ＢＭＳ）は、少なくとも、
バッテリの単一要素又は単一要素のセットの端子における電圧に比例する少なくとも１つの電圧をサンプリングするための、少なくとも２つの抵抗器を有する電圧分圧器ブリッジと、
異常状態を検出するための検出デバイスと、
切断デバイスと、を備え、
当該検出デバイスは、異常状態を検出した場合に切断デバイスと通信して切断デバイスを作動させ、当該切断デバイスは、バッテリに接続可能であり、少なくとも２つのＭＯＳＦＥＴを備える。

別の目的は、検出デバイスのためのデジタルソリューションを提案することである。

この目的は、本発明による蓄電池用バッテリ管理システム（ＢＭＳ）によって達成され、バッテリ管理システムは、少なくとも１つの「Ｒｅｆｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ」閾値変数及び記憶された検出電圧値Ｔｄの記憶を可能にする少なくとも１つの記憶メモリを装備したマイクロプロセッサを備え、メモリはまた、電圧曲線点の収集、比較及び決定を可能にする、マイクロプロセッサによって実行されるプログラムを含み、式の実装は、積分を可能にし、マイクロプロセッサは、抵抗器Ｒ１と抵抗器Ｒ２との間の分圧器ブリッジの共通点から入力される電圧Ｖ_{ｇｌｏｂａｌ}を入力として受け取り、電圧Ｖ_{ｇｌｏｂａｌ}曲線を観察するために所定の頻度に従って測定値を記憶し、電圧Ｖ_{ｇｌｏｂａｌ}曲線の値を「Ｒｅｆｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ」値と比較し、次いで、メモリに記憶された値によって定義される「Ｒｅｆｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ」閾値を超えたことが検出されると、曲線Ｖ_{ｇｌｏｂａｌ}の積分計算をトリガし、計算された積分曲線（Ｖ_{ｉｎｔｅｇ}）の値を記憶された検出電圧値Ｔｄと比較して、遮断を行う切断デバイスを作動させる。

別の特徴によれば、マイクロプロセッサの記憶メモリはまた、２つの連続する瞬間ｔ１とｔ２との間の電圧Ｖ_{ｇｌｏｂａｌ}の変動ｄＶを「ＲａｐｉｄＴｈｒｅｓｈｏｌｄ」と比較することによって、電圧Ｖ_{ｇｌｏｂａｌ}曲線の積分の計算が重み係数を考慮に入れなければならないか否かを判定するために記憶された「ＲａｐｉｄＴｈｒｅｓｈｏｌｄ」変数の値を含む。

別の特徴によれば、積分の計算は、記録された電圧Ｖ_{ｇｌｏｂａｌ}曲線のデータからマイクロプロセッサによって計算された「Ｓｌｏｐｅ ａｎｄ／ｏｒ Ｏｒｄｉｎａｔｅ」変数を考慮に入れることを含む。

別の目的は、検出デバイスのためのアナログソリューションを提案することである。

この目的は、本発明による蓄電池用バッテリ管理システム（ＢＭＳ）によって達成され、バッテリ管理システムは、少なくとも１つの比較器Ｕ１と、バッテリのモジュール式アセンブリの端子間、又はバッテリの単一要素の端子間に取り付けられた分圧器ブリッジ（Ｒ１，Ｒ２、又はＲ９，Ｒ４）と、を備え、分圧器ブリッジの抵抗器との共通点は、比較器Ｕ１の負端子の入力に接続されて、２つの抵抗器（Ｒ１，Ｒ２又はＲ９，Ｒ４）の値によって規定される比でバッテリの端子における電圧値Ｖ１に比例する値の電圧を供給し、比較器の正端子は、ダイオード又は電源セルに接続されて基準電圧Ｖ２を規定する。

したがって、抵抗器及び基準電圧値を変更することによって、システムは、異なる電圧及び電流特性を備えるバッテリに適応することができる。

別の特徴によれば、積分器アセンブリは、
分圧器ブリッジＲ１、Ｒ２の共通点と比較器Ｕ１の負入力との間に接続された抵抗器Ｒ５と、
共通端子によって直列に取り付けられ、Ｃ１の他方の端子によって比較器Ｕ１の出力に接続された抵抗器Ｒ８、コンデンサＣ１のセットと、を備え、
Ｒ８の他方の端子は、２つの抵抗器Ｒ５、Ｒ８の共通点及びＵ１の負入力に接続され、値Ｒ５及びＣ１は、過電流検出の場合にバッテリが劣化する前に切断の介入時間を設定するように調整される。

別の特徴によれば、ダイオードＤ２が、抵抗器Ｒ５に並列に接続され、そのカソードが、過電流又は短絡の場合に積分回路の積分時定数を変更するために分圧器ブリッジの共通点に接続される。

別の特徴によれば、比較器Ｕ１は、その出力端子において、増幅器Ｕ１の負端子の入力に印加される電圧が基準電圧Ｖ_２の値よりも大きい場合に「非導通」状態を特徴付ける値の電圧を有し、増幅器Ｕ１の負端子の入力に印加される電圧の値が基準電圧Ｖ_２の値よりも小さい場合に「導通」状態を特徴付ける値の電圧を有する。

別の特徴によれば、検出デバイスは、Ｒ２と並列に取り付けられたコンデンサＣ３を備え、Ｃ３は、Ｒ１と組み合わされて、高周波外乱を除去するためのフィルタを形成する。

別の特徴によれば、抵抗器Ｒ３と、カソードが正端子に向けられたダイオードＤ３と、カソードが分圧器ブリッジＲ９、Ｒ４の共通点に向けられたツェナーダイオードＤ４とからなる直列アセンブリと、
ブリッジＲ９、Ｒ４の共通点をバッテリ又はセル又は単一要素のモジュール式アセンブリの負端子に接続するコンデンサＣ５と、
がＲ９と並列に取り付けられる。

別の特徴によれば、比較器回路Ｕ１の下流に配置されたヒステリシスを有する比較器回路Ｕ２は、増幅器Ｕ２の周りにヒステリシスアセンブリを備え、増幅器Ｕ２は、その負端子の入力において、増幅器Ｕ１の出力の電圧の値を受け取る。

別の特徴によれば、ヒステリシス比較器Ｕ２は、バッテリの正端子と負端子との間の分圧器ブリッジとして取り付けられた抵抗器Ｒ３、Ｒ４を備え、そのＲ３及びＲ４に共通の点は、比較器Ｕ２の正入力に接続され、抵抗器Ｒ６は、Ｕ２の出力をその正入力に接続して、増幅器Ｕ２を備えるヒステリシス比較器回路の閾値及びヒステリシスを規定する。

別の特徴によれば、検出デバイスは、バッテリの正端子に接続され、通常動作において順方向にダイオードＤ１と直列の抵抗器Ｒ７と、一方ではダイオードのカソードに接続され、他方ではバッテリの負端子に接続されて通常動作中に充電されることを可能にするコンデンサＣ２と、を備え、２つの比較器Ｕ１、Ｕ２の供給入力は、Ｄ１及びＣ２に共通の点に接続され、この共通の点は、バッテリの電圧が短絡に続いて崩壊して切断の有効化を可能にするときに、増幅器Ｕ１及び／又はＵ２の供給を維持するために使用される。

別の特徴によれば、比較器Ｕ１の正入力における基準電圧Ｖ２は、ツェナーダイオードＤ２によって提供され、当該ツェナーダイオードＤ２は、抵抗器Ｒ１によってＤ１及びＣ２に共通の点に接続され、ツェナーダイオードＤ２のカソードはまた、コンデンサＣ１によってバッテリ又は要素のモジュール式セットの負端子に接続される。

別の特徴によれば、ヒステリシス比較器Ｕ２は、抵抗器Ｒ４と並列に接続されたコンデンサを備え、コンデンサは、別の抵抗器Ｒ３又はＲ２と組み合わされて、高周波外乱を除去し、最小トリップ時間を設定するためのフィルタを形成する。

別の特徴によれば、ヒステリシス比較器Ｕ２の正入力は、抵抗器Ｒ２によってＲ３、Ｒ９及びＲ７に共通の点に接続される。

別の特徴によれば、検出デバイスは、深放電、過電流放電、及び短絡放電の各検出後に検出デバイスの各動作を記憶するために、Ｕ１又はＵ２の出力に接続されたフリップフロップを備える。

別の目的は、検出デバイスとともに使用可能であり、切断デバイスの部品を保護するアセンブリ内で関連付けられた電子部品から形成された切断デバイスを提案することである。

この他の目的は、切断デバイスによって達成され、切断デバイスは、
スイッチングデバイス（３０）であって、第１のＭＯＳＦＥＴ Ｍ１は、そのソースによって単一要素のセットの負端子に接続され、当該ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１は、そのゲートで、Ｍ１を駆動する電圧源を受け取り、当該電圧源は、Ｍ１がオンになるように選択された電圧を供給し、Ｍ１のゲートとソースとの間に逆向きに接続されたツェナーダイオードＤ３と、コンデンサＣ２とは、ＭＯＳＦＥＴのゲートを過度に高い電圧又は高周波電圧から保護する、スイッチングデバイス（３０）と、
Ｍ１のゲートとドレインとの間に逆向きに取り付けられたツェナーダイオードＤ１であって、ドレイン－グリッド方向の順方向の抵抗器Ｒ３及びダイオードＤ２とともにＭ１のスイッチング速度を制限するツェナーダイオードＤ１と、
Ｍ１を開放するときの過電圧を制限するために、Ｍ１のドレインに逆向きに、コンデンサＣ１及びバッテリ（４）の正端子に接続された抵抗器Ｒ１と直列に取り付けられたショットキーダイオードＤ４からなる回路であって、ショットキーダイオードＤ４と並列に、固定抵抗器Ｉ１は、一方ではダイオードのカソードに接続され、他方ではソースがショットキーダイオードＤ４のアノードに接続された第２のＭＯＳＦＥＴ Ｍ２のドレインに接続されて取り付けられ、Ｍ２のゲートは、負荷を防止するために検出回路の出力によって制御される、回路と、
を備える。

別の特徴によれば、切断デバイスは、第２のスイッチングデバイスを備え、
第１のＭＯＳＦＥＴ Ｍ１は、そのソースが単一要素のセットの負端子に接続され、このＭＯＳＦＥＴ Ｍ１のゲートは、電圧によって制御され、このソースは、Ｍ１が常にオンであるように選択された電圧を供給し、
回路は、Ｍ１のドレインに逆向きに取り付けられたショットキーダイオードＤ４からなり、ダイオードＤ４に並列に、固定抵抗器Ｉ１は、一方ではショットキーダイオードＤ４のカソードに接続され、他方ではソースがショットキーダイオードＤ４のアノードに接続された第２のＭＯＳＦＥＴ Ｍ２のドレインに接続されて取り付けられ、Ｍ２のゲートは、当該単一要素のセットの正端子に接続され、
ツェナーダイオードＤ６及び抵抗器Ｒ６は、Ｍ２のゲートと直列であり、ツェナーダイオードＤ６は、ドレイン－ゲート方向に順方向に取り付けられ、
ツェナーダイオードＤ５は、Ｍ２のゲートとソースとの間に逆向きに取り付けられ、ツェナーダイオードＤ６とともに、Ｍ２のゲートにおける、Ｍ２がオンである電圧の値を規定し、
コンデンサＣ５は、Ｍ２のゲートを高周波電圧から保護するために、Ｍ２のゲートとソースとの間にツェナーダイオードＤ５と並列に接続され、
オプトカプラＯＰ１は、Ｍ２のゲートとソースとの間に、コンデンサＣ５と並列に取り付けられ、単一要素のセットのうちの１つの要素の電圧又は温度が超過された場合にＭ２を遮断し、次いでＭＯＳＦＥＴ Ｍ２は、充電電流を遮断する。

本発明の他の特徴及び利点は、以下の説明において詳述される。

本発明の他の特徴及び利点は、添付の図面を参照して行われる以下の説明を読めば、より明らかになるであろう。

一実施形態による、深放電、過電流放電、及び短絡放電を検出するための放電検出デバイス（２）の回路の図を示す。 変形形態による当該検出デバイスの回路図を示す。 従来技術から既知であり、既知の欠点を有する抵抗器を介して電流を測定するための回路の一例の図を示す。 ２４．４ボルトバッテリ及び１６ボルトの検出又はトリガ電圧Ｔｄに対する一実施形態による、過電流の場合の比較器Ｕ１及びＵ２の端子における電圧の変化の表示を示す。 １６ボルトバッテリ及び１２ボルトの検出又はトリガ電圧Ｔｄとともに使用される実施形態による、図４Ｄのフローチャートに従って動作するデジタル積分器アセンブリの応答を示す。 １６ボルトバッテリ及び１２ボルトの検出又はトリガ電圧Ｔｄとともに使用される、別の実施形態によるアナログ積分器アセンブリの応答を示す。 アナログ実施形態を並列化した実施形態によるデジタル積分器アセンブリの応答を計算するためのプログラムを説明するフローチャートである。 約１４ボルトのバッテリ及び短絡の場合の１４ボルトの検出又はトリガ電圧Ｔｄとともに使用される、実施形態によるアナログ積分器アセンブリの短絡の場合の応答を示す。 約１４ボルトのバッテリ及び１０ボルトの検出又はトリガ電圧Ｔｄとともに使用される一実施形態による、図４Ｄのフローチャートに従って動作するデジタル積分器アセンブリの、短絡の場合の応答を示す図である。 約１４ボルトのバッテリ及び１４ボルトの検出又はトリガ電圧Ｔｄとともに使用される実施形態によるアナログ積分器アセンブリの低速放電の場合の応答を示す。 約１４ボルトのバッテリ及び１０ボルトの検出又はトリガ電圧Ｔｄとともに使用される実施形態による、図４Ｄのフローチャートに従って動作するデジタル積分器アセンブリの低速放電の場合の応答を示す。 バッテリの最大電流を決定するために、約１４ボルトのバッテリ及び１４ボルトの検出又はトリガ電圧Ｔｄとともに使用される、実施形態によるアナログ積分器アセンブリのＶ／２での放電の場合の応答を示す。 バッテリの最大電流を決定するために、約１４ボルトのバッテリ及び１０ボルトの検出又はトリガ電圧Ｔｄとともに使用される実施形態による、図４Ｄのフローチャートに従って動作するデジタル積分器アセンブリのＶ／２での放電の場合の応答を示す。 一実施形態による、切断デバイスの放電時の第１のスイッチングデバイスの回路の図を示す。 一実施形態による、切断デバイスの充電時の第２のスイッチングデバイスの回路の図を示す。 一実施形態による、バッテリ管理システム（ＢＭＳ）と切断デバイスとの間の相互接続の図を示す。 一実施形態による、ＢＭＳ及び切断デバイスを含むバッテリの図を示す。 一実施形態による、説明されたような検出デバイスによって得られ、最新技術の磁気熱回路遮断器のものに非常に近い切断特性の図を示す。

本発明は、蓄電池用バッテリ（ＢＭＳ）を管理するための方法及びシステム（１）に関する。

当該バッテリは、バッテリ（４）を構成するために直列に、並列に、又は並列に関連付けられた複数の直列モジュール式アセンブリに接続されたモジュール式アセンブリに配置することができる単一の要素又は複数の単一の要素又はセルと、一方でセルの少なくとも１つの極に接続され、他方でモジュール式アセンブリ又はバッテリ（４）の同じ極性の端子に接続された電子切断デバイス（３）とからなり得る。

別の変形形態によれば、蓄電池用バッテリ管理システム（ＢＭＳ）（１）は、少なくとも１つのＢＭＳデバイス（図８はＢＭＳデバイスを有するバッテリを示す）を備えるバッテリ（４）の各単一要素又はモジュール式アセンブリ内に、少なくとも１つの深（又は低速）放電、過電流放電及び短絡放電検出デバイス（２）を備え、当該システム（ＢＭＳ）は、検出デバイス（２）が固有であることを特徴とする。

検出デバイス（２）は、アナログ又はデジタル（Ｕｎ）比較器Ｕ１を備え、該比較器Ｕ１は、抵抗性シャントを使用することなく、単一要素又はモジュール式アセンブリの電圧に所定の比で比例する電圧を基準電圧（Ｖ_２又はＲｅｆｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）と直接比較し、電圧変動を評価して、切断デバイスが作動される検出電圧Ｔｄに従って、バッテリ（４）の各単一要素又はモジュール式アセンブリの切断を作動させるか、又は作動させないようにする。

測定された電圧と基準電圧との間の比は、基準電圧（Ｖ_２又はＲｅｆｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ）と、切断デバイスが作動される検出又はトリッピング電圧Ｔｄとの間の比に対応する。

図３は、シャント抵抗器による電流測定の例を示す。この測定は、ライン上にシャントを直列に配置することを含む。全体の電圧Ｖ_ｔｏｔは、Ｖ_ｔｏｔ＝Ｖ_{ｂａｔｔｅｒｙ}－Ｖ_{ｒｓｈｕｎｔ}によって与えられ、Ｖ_{ｒｓｈｕｎｔ}＝Ｒ＊Ｉはシャント抵抗器の端子間の値である。したがって、Ｉが大きいほど、電圧降下が大きくなる。この場合、比較器Ｕ１の消費は非常に高く、電圧測定では１０μＡ未満であるのに対して、差動増幅器では１ｍＡである。

更に、バッテリ又は各要素の端子間で測定される電圧Ｖ_{ｂａｔｔｅｒｙ}は、Ｖ_{ｂａｔｔｅｒｙ}＝ＥＲ＊Ｉの形式であり、Ｅは開回路電圧、Ｒは内部抵抗、Ｉはバッテリによって供給される電流である。Ｅ及びＲは、所与のバッテリに対して既知であり、電圧Ｖ_{ｂａｔｔｅｒｙ}は、送達される電流Ｉへのアクセスを提供する。バッテリが供給することができる最大電力は、値（Ｅ／２）＊（Ｉ_ｃｃ／２）に近い（Ｅは開回路電圧であり、Ｉ_ｃｃは短絡電流である）。内部抵抗はバッテリの経年変化とともに増加する傾向があるので、最大電力はバッテリの経年変化とともに減少する。電流ではなく電圧Ｖ_{ｂａｔｔｅｒｙ}を監視することで切断することにより、その寿命全体を通してバッテリに最適な保護が提供される。電圧を測定することによる検出が有利であることは明らかである。

加えて、バッテリの単一要素又はセルのセットを備える１つ又は２つのラインの故障の場合、本発明に従って説明されるようなバッテリ管理システム（ＢＭＳ）（１）の検出デバイスは、バッテリの異常状態（深放電、短絡放電、過電流放電）を検出するための閾値又はトリガ電圧Ｔｄを自己適応させるように（特に電圧測定による検出を介して）構成される。換言すれば、バッテリ管理システム（１）の検出デバイスは、バッテリの経年変化の状態に関係なくバッテリを保護することを可能にする。

保護されるべきバッテリ（４）の単一の蓄電池要素は、例えば、限定するものではないが、以下の特性を有し得る。
開回路電圧＝３．３Ｖ
内部抵抗＝０．０１２オーム（接続部あり）
最大電流＝７０Ａ；１２０Ａ １０ｓ
放電終止電圧＝２Ｖ
充電終止電圧＝３．６Ｖ
最大電圧＝４Ｖ

バッテリ（４）は、内部抵抗と直列の完全な電圧源によってモデル化することができる。一例として、直列の８個の単一要素の「８Ｓ１Ｐ」アセンブリの場合、例えば、非限定的に、２６．４Ｖの開放負荷（又は充電終了）電圧及び０．１オームの内部抵抗（接続部あり）がある。したがって、短絡電流は２６４Ａに達する可能性があるが、最大定格電流は１０秒間で１２０Ａである。したがって、過電流保護が必要である。

図１によって示される、主張されている故障（又は異常な状態）を検出するための回路の図は、電圧分圧器Ｒ１及びＲ２と、例えば、非限定的に、１．２４Ｖの電圧基準Ｖ２と、を備え、Ｖ１は、デバイスが監視するバッテリ端子にわたる電圧である。上記の例では、放電の終わりの電圧は、セル当たり２Ｖ、すなわち直列の８個のセルに対して１６Ｖを下回ってはならない。この場合、検出電圧又はトリガ電圧Ｔｄの値としてＶ１＝１６Ｖを選択することが可能である。検出電圧又はトリガ電圧のこの値に対して、電圧分圧器Ｒ１及びＲ２の分圧比は、Ｖ２／Ｔｄ、すなわち１．２４Ｖ／１６Ｖ＝０．０７７５に等しくなるように選択される。したがって、静的動作では、バッテリ（４）の電圧が検出又はトリガ電圧Ｔｄ＝１６Ｖより大きいとき、増幅器Ｕ１の－入力に印加される電圧は１．２４Ｖより大きく、その出力は「非導通」状態であり、比較器Ｕ２の出力は「導通状態」であり、動作は「正常」（切断なし）である。

バッテリ（４）がゆっくりと放電し（深放電）、その電圧が１６Ｖ未満に低下すると、増幅器Ｕ１の－入力に印加される電圧は１．２４Ｖ未満となり、その出力は「導通」状態になり、比較器Ｕ２の出力は「非導通」に切り替わり、切断が有効になる。比較器（又は増幅器）Ｕ１の出力は、アナログ実施形態（図４Ｃ）又は別のデジタル実施形態（図４Ｂ）に従って監視される電圧の積分である。したがって、これらの図に示すように、電圧Ｖ_{ｇｌｏｂａｌ}が直線的に変化する場合、積分器の出力は２次関数となる。電圧変動がａｘ＋ｂの形の線形である場合、出力はａｘ^２＋ｂｘ＋ｃの形の関数である。

Ｖ_{ｂａｔｔｅｒｙ}＝ＥＲ＊Ｉによって与えられるバッテリ又はバッテリの単一セルの端子間の電圧の表現では、バッテリが完全に放電されたときに減少するのは、開回路電圧Ｅである。

バッテリ（４）が大電流（過電流）、例えば１２０Ａを提供すると、その電圧は１４．４Ｖまで急速に低下する（曲線Ｖ１（図４Ａ））。上記のアセンブリは、この状況を検出する。

短絡の場合、電圧Ｖ１は非常に低い値まで非常に急速に降下し、Ｒ２の端子間の電圧は０Ｖに近くなり、この状況も検出される。

この同じアセンブリは、抵抗器Ｒ１、Ｒ２を抵抗器Ｒ９、Ｒ４で置き換えることによって、図２の別の変形実施形態（ツェナーダイオードＤ４を有するアセンブリ）で使用することができる。

本願に記載される検出デバイスは、強い過電流が１０ｍｓと１００ｍｓとの間に含まれる期間の後にバッテリの切断を引き起こし、低い過電流が１０ｓと１００ｓとの間に含まれる時間内に切断を引き起こすように、非線形の漸進的な電圧変動の検出を可能にする。

過電流又は短絡は、バッテリ部品を過熱させ、これは、発火につながり得る。熱の放散は、強度の２乗に比例するため、電流オーバーランが重要であるので、切断は一層迅速でなければならない。ヒューズ又は磁気熱回路遮断器は、電流オーバーランが大きいほど短い時間で電流を遮断する。これは、最大電流を設定することと、経年劣化に伴うバッテリの内部抵抗の増加のために電流の特定の最大値に耐えることができないバッテリ部品の経年劣化の場合にバッテリ保護が低下することを伴う。換言すれば、経年劣化の場合、固定した最大電流に達することができず、バッテリの検出及び保護は有効ではなくなる。反対に、本発明は、時間の関数としてのバッテリの端子間の電圧の変化の測定に基づく過電流検出デバイスに特に関連し、最大電流値の設定に関連する制約はない。測定された電圧が、電流の低い強度に対応する特定の値よりも低い場合、図９に示すように、切断時間は長くなる。測定された電圧が、大電流又は短絡に対応する特定の値よりも低い場合、切断時間は短くなる（図９参照）。これにより、部品の経年変化に関係なくバッテリを保護することができる。

電子回路遮断器の使用と組み合わされてバッテリ電圧を測定することによる検出の機能は、特に、バッテリ安全性を改善するために最大電流を設定する制約なしに、熱磁気回路遮断器の挙動をエミュレートすることを可能にする。例えば、本発明による電子回路遮断器を介して得られた切断曲線を示す（図９）シャント測定及び熱磁気回路遮断器を介して得られた切断曲線と同様であるが、はるかに良好な精度を有する。

実施形態により、回路の動作に追加の保護を提供して、部品の寿命を維持するか、又は高い仕様を満たすために高価な部品を選択しなければならないことが回避される。これらの実施形態は、互いに又は主要な実施形態と完全に組み合わされなくてもよい。

したがって、検出デバイス（２）は、少なくとも２つの抵抗器Ｒ１及びＲ２によって形成される電圧分圧器を備え、電圧分圧器は、比較器Ｕ１の入力における電圧を低下させるためにバッテリ（４）の端子に接続される。

同様に、抵抗器Ｒ５は、分圧器ブリッジＲ１、Ｒ２の共通点と比較器Ｕ１の負の入力との間に接続され、共通端子によって直列に取り付けられた抵抗器Ｒ８、コンデンサＣ１のセットは、Ｃ１の他方の端子によって比較器Ｕ１の出力に接続され、Ｒ８の他方の端子は、２つの抵抗器Ｒ５、Ｒ８の共通点とＵ１の負の入力とに接続される。

別の実施形態では、ダイオードＤ２が抵抗器Ｒ５に並列に接続され、そのカソードが分圧器ブリッジの共通点に接続される。ダイオードＤ２は、この構成において、非常に大きい又は高い電流突入の場合に、例えば過電流又は短絡の場合に、積分器アセンブリの積分時定数を変更することを可能にする。積分時定数のこの変化は、デジタル積分器（下記参照）の場合の信号（電圧）の積分における重み付けの使用と等価である。

したがって、図４Ａによって示される過電流の場合、バッテリ（４）は、大電流、例えば１２０Ａを供給し、その電圧は、１４．４Ｖ（Ｖ_１、（図４Ａ））まで急速に降下する。２６．４Ｖと１４．４Ｖとの間の電圧差は、増幅器Ｕ１の端子に接続された積分回路Ｒ５－Ｒ８－Ｃ１（数学的積分の意味で）によって積分され、積分定数は主にＲ５－Ｃ１に依存する。その出力（Ｖ_{ｉｎｔｅｇｒ}、（図４Ａ））は、「０Ｖ」から「Ｖｃｃ短絡電圧」にゆっくりと変化し、ヒステリシス比較器Ｕ２は、その閾値（Ｖ_４、（図４Ａ））検出又はトリガ電圧Ｔｄに達すると、スイッチする（Ｖ_３、（図４Ａ））。切断が有効になる。この場合、１０ｓ～１２ｓ前に切断が生じるように、時定数Ｒ５－Ｃ１が設定されている。

短絡中、電圧Ｖ１は非常に低い値まで非常に急速に降下し、Ｒ２の端子間の電圧は０Ｖに近い。ダイオードＤ２は導通し、Ｕ１の－入力における電圧は０．６Ｖであり（＋入力は依然として１．２４Ｖである）、Ｕ１の出力は「Ｖｃｃ」に急速に変化する。比較器Ｕ２の出力は「０」になり、切断が有効になる。

これら全ての場合において、フリップフロップはこの動作を記憶し、バッテリのハウジングの外側からアクセス可能な「開始」ボタンを操作することによってバッテリ（４）を「リセット」（すなわち、再初期化）する必要がある。

コンデンサＣ３及び／又はＣ４は、任意の高周波外乱をフィルタリングし、最小トリップ時間を設定する。

本出願に記載されるような積分回路を介した測定の原理は、電流値に遡ることを可能にする全体電圧の測定の原理である。この原理は、電圧発生器の内部抵抗が既知である場合にのみ、バッテリ分野において有効である。この場合、及びこの場合にのみ、当該積分器アセンブリは、アナログ（図１に示すように）又はデジタルのいずれかで使用することができる。

例えば、非限定的に、デジタル積分器の応答又は出力は、以下のように計算することができる。

ｘ＝（－０．２５＊Ｖ_{ｇｌｏｂａｌ}＋２．５）＊（ｗｅｉｇｈｔｉｎｇ）によって表される電圧変動を考慮する。ここで、Ｖ_{ｇｌｏｂａｌ}は、電圧分圧器ブリッジ（Ｒ１－Ｒ２又はＲ９－Ｒ４）の使用によってバッテリ電圧から得られる電圧であり、「ｗｅｉｇｈｔｉｎｇ」は、積分定数が変更されることを可能にする変数である。上記の式は、使用される蓄電池に応じて変更することができる。

一般式ｙ＝Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ（ｘ）（式中、Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ（）は積分を表す）を有するデジタル積分器の出力又は応答は、上記で定義されたｘの値をとり、それを偶数乗（２，４，６，８など）にすることからなる第１の進行性方程式、例えばｙ＝ｘ^２を使用して計算することができる。

アナログ積分器（図４Ａ、図４Ｃ）に更に近づくために、例えば、限定するものではないが、ｙ＝Ｒａｔｅ＊（－ｌｎ（ｘ））によって定義される第２の進行性方程式を使用することができ、Ｒａｔｅは秒で表される積分定数である。この式は、端子間の電圧が指数関数的に変化するコンデンサの挙動を模倣することを可能にする。

図４Ｄは、第２の進行性方程式に従ってデジタル積分器の応答を計算するための図を示す。各計算ステップは、計算動作に関与することができる検出デバイスの部品を表す。この図は、測定（ＰＭ）及び比較段階、積分段階（ＰＩ）、並びに切断段階（ＰＤ）の３つの段階に分割することができる。

測定段階（ＰＭ）において、電圧分圧器ブリッジＲ１－Ｒ２（又はＲ９－Ｒ４）は、バッテリの電圧Ｖ１から検出デバイスの入力における電圧の測定値Ｖ＝Ｖ_{ｇｌｏｂａｌ}を決定することを可能にする。

「Ｒｅｆｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ」変数は積分基準であり、それ以下で入力信号Ｖが積分される電圧値に対応する。電圧Ｖが「Ｒｅｆｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ」変数よりも大きい場合、バッテリは通常動作の状況にある。Ｖが「Ｒｅｆｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ」変数よりも小さい場合、バッテリは異常に動作しており、当該バッテリの切断につながり得るプロセスがトリガされる。したがって、この「Ｒｅｆｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ」変数は、基準電圧Ｖ_２に等しい。次に、積分器の応答を計算しなければならない積分段階に入る。

電圧Ｖが「Ｒｅｆｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ」変数よりも低い場合、プログラムは、実行される計算における通常の積分定数の使用、又は積分定数に対する重み付けの使用のいずれかをトリガする。ＰＩボックスで表されるこの重み付けは、電圧が「ＲａｐｉｄＴｈｒｅｓｈｏｌｄ」と称される第２の比較変数よりも低い場合に使用され、これにより電圧閾値を定義することが可能になり、この電圧閾値から「ｗｅｉｇｈｔｉｎｇ」変数（上記で定義された）が電圧変動の計算に使用されるか否かが決まる。例えば、非限定的に、電圧変動は、ｘ＝（ｓｌｏｐｅ＊Ｖ_{ｇｌｏｂａｌ}＋ｏｒｄｉｎａｔｅ）＊（ｗｅｉｇｈｔｉｎｇ）のタイプの一般的な形態を有する。

ｄＶ＝Ｖ（ｔ２）－Ｖ（ｔ１）によって定義される、時間ｔ１と時間ｔ２との間（又は電圧Ｖの２つの連続する測定の間）の入力電圧Ｖの差又は変動ｄＶが、「ＲａｐｉｄＴｈｒｅｓｈｏｌｄ」変数よりも大きい場合、「ｗｅｉｇｈｔｉｎｇ」変数は、例えば値５をとる。反対に、入力電圧Ｖの当該差又は変動ｄＶが「ＲａｐｉｄＴｈｒｅｓｈｏｌｄ」変数より小さい場合、「ｗｅｉｇｈｔｉｎｇ」変数は値１をとる。これは、通常の積分定数を使用することに対応する。

電圧測定時間ピッチは、例えば、非限定的に、１ｍｓから１００ｍｓの間に含まれ得る。「ＲａｐｉｄＴｈｒｅｓｈｏｌｄ」変数の値は、異常状態を検出するための条件を改善するために、測定時間ピッチに従って、電圧測定を実行するために使用される、当該時間ピッチに対応する２つの時間ｔ１とｔ２との間の電圧変動を監視することによって定義することができる。例えば、非限定的に、図４Ｂでは、使用される測定時間ピッチは１０ｍｓであり、「ＲａｐｉｄＴｈｒｅｓｈｏｌｄ」値は０．０１ボルトである。これは、１０ｍｓ毎の電圧降下ｄＶ＝０．０１ボルトに対応する。

測定点を記憶し、例えば、記憶された電圧データを適合させることによって、又は２つの時間ｔ１とｔ２との間の記憶された電圧曲線の２つの点を使用して「勾配」（線形電圧の場合）、次いで「Ｏｒｄｉｎａｔｅ」を推定することによって計算することによって得られる「Ｏｒｄｉｎａｔｅ」及び「Ｓｌｏｐｅ」変数は、電圧変動を定義することを可能にする。ｘ＝（－０．２５＊Ｖ_{ｇｌｏｂａｌ}＋２．５）＊（ｗｅｉｇｈｔｉｎｇ）である例では、勾配（ｓｌｏｐｅ）は－０．２５であり、縦座標（ｏｒｄｉｎａｔｅ）は２．５である。

電圧変動ｄＶを比較するステップは、計算された勾配を記憶された「ＲａｐｉｄＴｈｒｅｓｈｏｌｄ」値と比較することと、同等であり、すなわち、勾配が「ＲａｐｉｄＴｈｒｅｓｈｏｌｄ」値を超える場合、積分の変化の加速を増加させる重み係数（例えば、５）を適用して、積分がトリガ電圧閾値Ｔｄをより迅速に超えるようにするか、又は超えない場合、加速効果のない重み係数（例えば、１）を適用する。

電圧変動が得られると、信号は、例えば、第２の進行性方程式に従って積分される。したがって、出力信号は入力信号の積分に対応する。

「Ｐｒｏｇｒｅｓｓｉｖｅｎｅｓｓ ｃｏｅｆｆ」変数は、積分定数（第２の進行性方程式におけるＲａｔｅ）に対応する。

デジタル積分器による実施形態では、当業者は、比較器Ｕ１及びＵ２を使用するアセンブリが、デジタル比較器（Ｕｎ）の役割を果たすマイクロプロセッサによって置換されることを理解するであろう。マイクロプロセッサは、「Ｒｅｆｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ」及び「ＲａｐｉｄＴｈｒｅｓｈｏｌｄ」閾値変数と、これらの閾値に従って定義された「Ｏｒｄｉｎａｔｅ」及び「Ｓｌｏｐｅ」計算変数との記憶を可能にする記憶メモリを備える。メモリはまた、電圧曲線点（Ｖ_{ｇｌｏｂａｌ}など）の収集、比較及び決定、方程式の実装、積分、及び図４Ｄのフローチャートに表される決定を可能にする、計算プログラムも含有する。入力として、デジタル回路は、抵抗器Ｒ１と抵抗器Ｒ２との間の分圧器ブリッジの共通点から電圧Ｖ_{ｇｌｏｂａｌ}のみを受け取り、電圧Ｖ_{ｇｌｏｂａｌ}曲線を観察するために所定の頻度に従って測定を実行し、次いで、図４Ｂの例では、この基準電圧Ｖ_２からセル要素当たり３ボルト未満又は直列の４つのセル要素のバッテリに対して１２ボルト未満であるように選択される「Ｒｅｆｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ」閾値を超えたことの検出から、マイクロプロセッサプログラムは、「ｗｅｉｇｈｔｉｎｇ」変数の使用又は不使用を決定するために、２つの連続する瞬間ｔ１とｔ２との間（又は２つの連続する測定の間）の電圧Ｖ_{ｇｌｏｂａｌ}の変動ｄＶの「ＲａｐｉｄＴｈｒｅｓｈｏｌｄ」変数との比較を得るための計算をトリガする。したがって、１４ボルトからほぼ６ボルトへの電圧の著しい降下を引き起こす始動の場合、「ＲａｐｉｄＴｈｒｅｓｈｏｌｄ」変数は、例えば、非限定的に、図４Ｂの例では０．０１ボルトに設定される。「ＲａｐｉｄＴｈｒｅｓｈｏｌｄ」変数は交差され、積分は、開始を防止する過度に速い遮断を回避するために重み付けを用いて行われる。図４Ｂに示す図では、バッテリ電圧がほぼ６ボルトまで急速に降下し、約１８秒間にわたって一定のままであることが観察され、デジタル回路は、１ボルトに選択された検出又はトリガ電圧Ｔｄ未満のままである一定値を線形に積分する。積分器又は出力電圧の応答は、例えば、非限定的に、「ＧｅｎｅｒａｌＶｏｌｔａｇｅ」変数が瞬間ｔ１＝ｔにおける電圧Ｖ_{ｇｌｏｂａｌ}に対応し、「ＬａｓｔＧｅｎｅｒａｌＶｏｌｔａｇｅ」変数が瞬間ｔ２＝ｔ－１における電圧Ｖ_{ｇｌｏｂａｌ}の値を表す、本出願の附録において定義されるものなどのプログラムを用いて取得することができる。「ＯＲＤＩＮＡＴＥ＿ＯＲＩＧＩＮ」変数は、上で定義された「Ｏｒｄｉｎａｔｅ」変数に対応し、「ｌａｓｔＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＶａｌｕｅ」変数は、積分計算又は積分器の応答に対応する。

積分又は積分器の応答の計算は、記録された電圧Ｖ_{ｇｌｏｂａｌ}曲線のデータからマイクロプロセッサによって計算された「Ｓｌｏｐｅ ａｎｄ／ｏｒ Ｏｒｄｉｎａｔｅ」変数を考慮することを含むことができる。

積分は、全体電圧Ｖ_{ｇｌｏｂａｌ}がＶ_２＝Ｒｅｆｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ＝９ボルト未満に降下するとすぐにトリガされる。

次に、その使用中に、バッテリの電圧は、１４ボルトから約９ボルトに急激に降下し、次に、６ボルトまで直線に沿って時間とともにゆっくりと減少する。ラインの縦座標は約２．３ボルトであり、勾配は以前よりも小さく、２つの連続する測定間の電圧の変動ｄＶは、「ＲａｐｉｄＴｈｒｅｓｈｏｌｄ」変数（例えば、図４Ｂに示される例では０．０１ボルト）よりも（勾配の値に応じて）大きくなり得る。

積分の出力における値が、１ボルトの検出又はトリガ電圧Ｔｄに対応する閾値に達すると、遮断がトリガされる。

最後に、デジタルバージョン又は変形形態では、短絡中に、電圧Ｖ_{ｇｌｏｂａｌ}が非常に低い値まで非常に急速に降下し、短絡検出閾値が記憶され、プロセッサがこの閾値を超えたことを検出するとすぐに、プロセッサは切断信号を有効にする。

上述の例によるデジタル積分器の応答又は出力信号を示す図４Ｂにおいて、デジタル積分器は、ｔ＝４０ｓと約ｔ＝１２０ｓとの間に含まれる時間間隔において、アナログ積分器（図４Ｃ）の挙動と同様の挙動を示す。

切断段階では、応答の計算を使用して、切断をトリガ（又は有効化）すべきか否かをチェックする。切断は、積分器の応答が検出又はトリガ電圧Ｔｄに対応する所与の閾値よりも大きいときに有効になる。図４Ｂ、図４Ｃ及び図４Ｄによって示される上記の例では、この閾値は、約１又は１．２４ボルトに設定される。例えば、非限定的に、閾値は１に正規化することができる。

図４Ｅ及び図４Ｆはそれぞれ、短絡が検出されたときのアナログ積分器及びデジタル積分器の応答を示す。測定時間ステップは１０ｍｓに設定され、「ＲａｐｉｄＴｈｒｅｓｈｏｌｄ」変数の値は０．１Ｖに等しい。

デジタル積分器の応答を示す図４Ｆの例では、バッテリの端子間の電圧Ｖ_{ｇｌｏｂａｌ}の降下は、０．２ｓ～０．３ｓの時間間隔で約１４Ｖの値から０Ｖに近い値まで観察することができ、デジタル積分回路は、積分の変化の加速を増加させるために重み付け値＝１５０で入力信号を積分する。この重み付けは、出力信号又は応答がトリガ閾値Ｔｄ＝１０Ｖ（アナログ積分器の場合には１４Ｖに設定される）を可能な限り迅速に超えるように行われる。このＴｄの値は、上述したように１に正規化することができる。０．３秒から約４．２秒まで、Ｖ_{ｇｌｏｂａｌ}の値は一定のままであり、０Ｖに近く、デジタル積分回路の応答は、約１秒の持続時間の後に切断のトリガ電圧Ｔｄより上を通る直線である。バッテリが通常動作に戻ると、４．２秒後に、デジタル積分回路の応答は０になる。デジタル積分器の動作は、図４Ｅによって示されるアナログ積分器回路の動作と同様である。

図４Ｇ及び図４Ｈはそれぞれ、低速放電又は深放電が検出されたときのアナログ積分器及びデジタル積分器の応答を示す。測定時間ステップも１０ｍｓに設定され、「ＲａｐｉｄＴｈｒｅｓｈｏｌｄ」変数の値は０．１Ｖに等しい。

図４Ｈに示すように、低速放電又は深放電の間、信号又は入力電圧Ｖ_{ｇｌｏｂａｌ}は、０～１１６ｓの時間間隔で１４Ｖから約５Ｖまで下降直線として変化する。デジタル積分回路（又はデジタル積分器）は、１５０に等しい重み付け値を考慮して、入力信号を積分する。切断プロセスは、応答曲線が、この例では約１０Ｖ（アナログ積分器の場合には約１４Ｖに設定される）に設定されたトリガ電圧Ｔｄの値よりも大きいときにトリガされる。過電流（図４Ｂ）、短絡（図４Ｆ）などの異常状態を検出する場合と同様に、デジタル積分器の挙動はまた、低速放電の場合の図４Ｇによって示されるアナログ積分器回路の挙動と同様である。

したがって、当業者は、本出願で説明されるようなバッテリ管理システムが、少なくとも過電流、短絡、及び低速放電又は深放電を含む異常状態を検出するのに適していることを理解するであろう。この検出は、検出デバイスの固有の電子部品を変更する必要なく、又は検出したい異常状態（複数可）に基づいて新しい電子部品を組み込む必要なく実行される。別の利点は、検出デバイスが、検出されるべき異常状態と同じ数の電子回路を備える必要がないことである。これにより、故障の場合に（特に故障の原因を探す際に）メンテナンスの問題につながり得る管理システムの過負荷を回避することが可能になる。

図４Ｉ及び図４Ｊはそれぞれ、Ｖ／２放電に対するアナログ積分器及びデジタル積分器の応答を示す。短時間、例えば約１５秒間にわたって行われるＶ／２放電により、バッテリによってサポートされる最大電流を決定することを可能にする。

特定の実施形態では、蓄電池用バッテリ管理システム（ＢＭＳ）（１）は、少なくとも１つの比較器Ｕ１と、バッテリ（４）のモジュール式アセンブリ又はバッテリ（４）の単一セルの端子間に取り付けられた分圧器ブリッジ（Ｒ１，Ｒ２、又はＲ９，Ｒ４）と、を備え、分圧器ブリッジの抵抗器との共通点は、比較器Ｕ１の負端子の入力に接続されて、２つの抵抗器（Ｒ１，Ｒ２又はＲ９，Ｒ４）の値によって規定される比で電圧Ｖ１に比例する値の電圧を供給し、比較器の正端子は、ダイオード又は電源セル（図示せず）に接続されて基準電圧Ｖ２を規定する。

特定の実施形態では、積分器アセンブリは、分圧器ブリッジＲ１、Ｒ２の共通点と比較器Ｕ１の負入力との間に接続された抵抗器Ｒ５と、共通端子によって直列に取り付けられ、Ｃ５の他方の端子によって比較器Ｕ１の出力に接続された抵抗器Ｒ８、コンデンサＣ５のセットと、を備え、Ｒ８の他方の端子は、２つの抵抗器Ｒ５、Ｒ８の共通点及びＵ１の負入力に接続され、値Ｒ５及びＣ１は、過電流検出の場合にバッテリ（４）が劣化する前に切断の介入時間を設定するように調整される。

特定の実施形態では、別の特徴によれば、比較器Ｕ１は、その出力端子において、増幅器Ｕ１の負端子の入力に印加される電圧が基準電圧Ｖ２の値よりも大きい場合に「非導通」状態を特徴付ける値の電圧を有し、増幅器Ｕ１の負端子の入力に印加される電圧の値が基準電圧Ｖ２の値よりも小さい場合に「導通」状態を特徴付ける値の電圧を有する。

特定の実施形態では、検出デバイス（２）は、Ｒ２と並列に取り付けられたコンデンサＣ３を備え、Ｃ３は、Ｒ１と組み合わされて、高周波外乱を除去するためのフィルタを形成する。

特定の実施形態では、抵抗器Ｒ３と、カソードが正端子に向けられたダイオードＤ３と、カソードが分圧器ブリッジＲ９、Ｒ４の共通点に向けられたツェナーダイオードＤ４とからなる直列アセンブリがＲ９と並列に取り付けられ、コンデンサＣ５は、ブリッジＲ９、Ｒ４の共通点をバッテリ（４）又はセル又は単一要素のモジュール式アセンブリの負端子に接続する。対（Ｒ３，Ｃ５）は、高速時定数を得るように構成することができ、対（Ｒ９，Ｃ５）は、低速時定数を得るように構成することができる。

特定の実施形態では、比較器回路Ｕ１の下流に配置されたヒステリシスを有する比較器回路Ｕ２は、増幅器Ｕ２の周りにヒステリシスアセンブリを備え、増幅器Ｕ２は、その負端子の入力において、増幅器Ｕ１の出力の電圧の値を受け取る。

特定の実施形態では、ヒステリシス比較器Ｕ２は、バッテリ（４）Ｖ１の正端子と負端子との間の分圧器ブリッジとして取り付けられた抵抗器Ｒ３、Ｒ４を備え、そのＲ３及びＲ４に共通の点は、比較器Ｕ２の正入力に接続され、抵抗器Ｒ６は、Ｕ２の出力をその正入力に接続して、増幅器Ｕ２を備えるヒステリシス比較器回路の閾値及びヒステリシスを規定する。

特定の実施形態では、検出デバイス（２）は、バッテリ（４）の正端子に接続され、通常動作において順方向にダイオードＤ１と直列の抵抗器Ｒ７と、一方ではダイオードのカソードに接続され、他方ではバッテリ（４）の負端子に接続されて通常動作中に充電されることを可能にするコンデンサＣ２と、を備え、２つの比較器Ｕ１、Ｕ２の供給入力は、Ｄ１及びＣ２に共通の点に接続され、この共通の点は、バッテリ（４）の電圧が短絡に続いて崩壊して切断の有効化を可能にするときに、増幅器Ｕ１及び／又はＵ２の供給を維持するために使用される。

特定の実施形態では、比較器Ｕ１の正入力における基準電圧Ｖ２は、１６ＶのツェナーであるダイオードＤ２によって供給される。このダイオードはまた、抵抗器Ｒ１によってＤ１及びＣ２の共通点に接続されている。ダイオードＤ２のカソードはまた、コンデンサＣ１によって、バッテリ（４）又は要素のモジュール式アセンブリの負端子に接続される。ダイオードＤ２は、電圧基準によって置き換えることもできる。

特定の実施形態では、ヒステリシス比較器Ｕ２は、抵抗器（Ｒ４（図１）又はＲ３（図２））と並列に接続されたコンデンサ（Ｃ４（図１］又はＣ３（図２））を備え、コンデンサは、別の抵抗器（Ｒ３（図１）又はＲ２（図２））と組み合わされて、高周波外乱を除去し、最小トリップ時間を設定するためのフィルタを形成する。

特定の実施形態では、ヒステリシス比較器Ｕ２（図２）の正入力は、抵抗器Ｒ２によって、Ｒ３、Ｒ９、及びＲ７に共通の点に接続される。

特定の実施形態では、検出デバイス（２）は、深放電、過電流放電、及び短絡放電の各検出後に検出デバイス（２）の各動作を記憶するために、Ｕ１又はＵ２の出力に接続されたフリップフロップを備える。

特定の実施形態は、バッテリ管理システム（ＢＭＳ）（１）は、検出デバイス（２）を介して、バッテリ内に含まれる切断デバイス（３）と通信する。切断デバイスは、一方では各モジュール式ブロック又は各バッテリの負極に接続され、他方ではバッテリ（４）の負端子に接続され、少なくとも２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１，Ｍ２）を使用する。

別の実施形態では、バッテリ管理システム（ＢＭＳ）（１）は、図７に示すように、検出デバイス（２）と通信する切断デバイス（３）を備える。切断デバイスは、一方では各モジュール式ブロック又は各バッテリの負極に接続され、他方ではバッテリ（４）の負端子に接続され、少なくとも２つのＭＯＳＦＥＴ（Ｍ１，Ｍ２）を使用する。

切断デバイス（３）は、電気機械式、例えばリレー、又は半導体のいずれかであり得るスイッチングデバイス（３０、３１）を備える。

好ましくは、切断デバイスは、オン（導通）状態及びオフ（非導通）状態の両方において、非常に低い静的消費量を有するべきである。例えば、非限定的に、双安定リレー又はＭＯＳＦＥＴトランジスタが、この要件を満たす。

特定の実施形態では、切断デバイス（３）は、第１の電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）Ｍ１がそのソースによって単一要素のセットの負端子に接続された第１のスイッチングデバイス（３０）を備え、
このＭＯＳＦＥＴ Ｍ１は、そのゲートで、Ｍ１を駆動する電圧源（図２の変形形態では比較器Ｕ１の出力から、又は図１の変形形態ではヒステリシス比較器Ｕ２の出力から入力される）を受け取る。このソースは、Ｍ１がオンになるように選択された電圧（例えば、６～１０Ｖ）を供給し、
ツェナーダイオードＤ３は、Ｍ１のゲートとソースとの間に逆向きに接続され、コンデンサＣ２は、ＭＯＳＦＥＴのゲートを過度に高い電圧又は高周波電圧から保護し、
ツェナーダイオードＤ１は、Ｍ１のゲートとドレインとの間に逆向きに取り付けられ、ドレイン－グリッド方向に順方向の抵抗器Ｒ３及びダイオードＤ２とともに、Ｍ１のスイッチング速度を制限し、
（従来の）ダイオード又はショットキーダイオードＤ４からなる回路は、Ｍ１のドレインに逆向きに取り付けられ、コンデンサＣ１及びバッテリ（４）の正端子に接続された抵抗器Ｒ１と直列であり、Ｍ１を開放するときの過電圧も制限する。ダイオード又はショットキーダイオードＤ４と並列に、一方ではダイオードのカソードに接続され、他方ではソースがダイオード又はショットキーダイオードＤ４のアノードに接続された第２のＭＯＳＦＥＴ Ｍ２のドレインに接続された、例えば固定又は可変の抵抗器Ｉ１が取り付けられている。Ｍ２のゲートは、負荷又は充電電流を防止又は遮断するために、アナログ又はデジタル検出回路の出力によって制御される（図７）。抵抗器Ｉ１は、充電電流を制限することを可能にする。

図５は、第１のスイッチング部材（３０）及び放電へのスイッチを示す。

この実施形態では、バッテリ（４）は、外部デバイス（５）、例えば、非限定的に、対Ｌ１－Ｒ５によって特徴付けられるスタータによって使用されている。

ダイオードＤ４は、バッテリ（４）が放電しているときに導通する。それは、少なくとも１０ｍｓの間、短絡電流に耐えなければならず、大電流放電の間、ジュール損失を消散しなければならない。直列の８個の単一セルの「８Ｓ１Ｐ」アセンブリによって形成されたバッテリ（４）の場合、２６．４Ｖの開回路電圧及び０．１オームの内部抵抗（接続部あり）で、短絡電流は２６４Ａに達する可能性がある。

ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１を開放するとき、インダクタＬ１内の電流の相殺に起因して、Ｍ１のドレイン－ソース電圧Ｖｄｓより大きい過電圧が生じ得る。Ｄ３及びＣ２は、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１のゲートを過度に高い電圧又は高周波電圧から保護し、それが破壊されるのを防止するためのフィルタとして作用する。

ツェナーダイオードＤ１は、抵抗器Ｒ３及びダイオードＤ２とともに、Ｍ１が発振しないようにＭ１のスイッチング速度を制限することを可能にする。スイッチング（電圧）は、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１の開閉、換言すれば、そのオフ状態及びそのオン状態によって規定される。

特定の実施形態では、切断デバイス（３）は、第２のオプトカプラスイッチングデバイス（３１）を備え、
第１のＭＯＳＦＥＴ Ｍ１は、そのソースが単一要素のセットの負端子に接続され、このＭＯＳＦＥＴ Ｍ１のゲートは、電圧によって制御され、このソースは、Ｍ１が常にオンであるように選択された電圧を供給し、
回路は、Ｍ１のドレインに逆向きに取り付けられたショットキーダイオードＤ４からなり、ショットキーダイオードＤ４に並列に、固定抵抗器Ｉ１は、一方ではツェナーダイオードＤ４のカソードに接続されて取り付けられ、他方ではソースがショットキーダイオードＤ４のアノードに接続された第２のＭＯＳＦＥＴ Ｍ２のドレインに接続され、Ｍ２のゲートは、当該単一要素のセットの正端子に接続され、
ツェナーダイオードＤ６及び抵抗器Ｒ６は、Ｍ２のゲートと直列であり、ツェナーダイオードＤ６は、ドレイン－ゲート方向に順方向に取り付けられ、
ツェナーダイオードＤ５は、Ｍ２のゲートとソースとの間に逆向きに取り付けられ、ツェナーダイオードＤ６とともに、Ｍ２のゲートにおける、Ｍ２がオンである電圧の値を規定し、
コンデンサＣ５は、Ｍ２のゲートを高周波電圧から保護するために、Ｍ２のゲートとソースとの間にツェナーダイオードＤ５と並列に接続され、
オプトカプラＯＰ１は、Ｍ２のゲートとソースとの間に、コンデンサＣ５と並列に取り付けられ、セル要素又は単一セル要素のセットの電圧又は温度が超過された場合にＭ２を遮断し、次いでＭＯＳＦＥＴ Ｍ２は、充電電流を遮断する。

固定抵抗器Ｉ１の適切な値は、当該抵抗器を可変抵抗器で置き換えることによって、及びその値を動的に修正することによって（例えば、非限定的に、シミュレーションによって）得ることができる。

図６は第２のスイッチングデバイス（３０）と負荷遮断を示す。

この実施形態では、バッテリ（４）は、外部デバイス（５）、例えば、非限定的に、Ｖ４－Ｒ５の対によって特徴付けられるオルタネータ又は充電器によって充電される。

外部デバイスは、例えば、非限定的に、通常動作において２８Ｖを提供するが、そのレギュレータ内の故障の場合、より高い電圧を出力することができる。標準化された試験は、バッテリの公称電圧の１．５倍の電圧、すなわち４２Ｖを与える。実際には、この電圧が８０Ｖに達することが可能である。

充電電流の制限は、電流制限抵抗器に並列に接続された、放電方向に導通し充電方向に阻止されるダイオードＤ４によって行われる。

したがって、ダイオードＤ４は、短絡電流に耐えなければならない。これは、モジュール式バッテリでは実現可能であるが、高容量バッテリでは非常に困難である。実際、例えば、１７Ａｈの非モジュール式バッテリは、１８００Ａを超える短絡電流を供給する可能性がある。したがって、ダイオードは、この電流を搬送することができる必要がある。この電流を搬送することができるダイオードは、「電子部品」として存在せず、実際には、複数の低電流部品を並列に接続することができる。しかしながら、ダイオード電流を並列に平衡化させることは、順方向電圧が温度とともに急激に減少するので、ほぼ不可能である。したがって、最も高温のダイオードが全ての電流を運び、これが破壊されるまでその温度を更に上昇させる。

ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１は、そのゲートが常にオンであるように構成される。ダイオードＤ４は再充電時に遮断され、充電電流はＩ１及びＭ２を通過する。Ｉ１はまた、抵抗器とポリスイッチとの組み合わせ、又は半導体電流レギュレータであり得る。Ｍ２は、そのゲート－ソース電圧Ｖ_ｇｓが例えば１０Ｖのときにオンする。

Ｄ６は例えば１８Ｖのツェナーダイオードであり、Ｄ５は１０Ｖのツェナーダイオードである。したがって、２８Ｖの電圧（オルタネータ又は充電器電圧）の下では、Ｄ６及びＤ５は導通の限界にあり、Ｒ６には電流がなく、Ｖ_ｇｓ＝１０Ｖである。したがって、ダイオードＤ５及びＤ６の電圧値は、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２のゲート－ソース電圧の値を規定することを可能にする。Ｃ５は、ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２のゲートを高周波電圧から保護する。

充電器の故障を検出することは、２つの測定、すなわち、各要素の電圧の測定と、全体電圧の測定とを含む。要素の電圧が４Ｖを超えた場合、又は全体の電圧が３２Ｖを超えた場合、負荷に切り替えるためのスイッチングデバイス（３１）が作動される。電圧が例えばヒステリシス比較器によって２６Ｖを下回った場合には、再び充電が可能である。

デジタル変形形態では、マイクロプロセッサは、バッテリを構成する各セル要素の電圧Ｖ_ｃｅｃを表す電圧と、外部バッテリ端子につながる導体上で利用可能なバッテリの全電圧測定値Ｖ_{ｇｌｏｂａｌ}との両方をその入力上で受け取るように、バッテリと配線される。マイクロプロセッサによって実行可能なプログラムは、これらの２つの電圧Ｖ_ｃｅｃ及びＶ_{ｇｌｏｂａｌ}を監視するコードモジュールを備え、各電圧をそれぞれの決定された記憶された閾値と比較した後、この閾値を超えたときに切断要素（３１）を作動させることによって遮断をトリガする。

単一の要素の電圧又は温度を超えると、Ｍ２はオプトカプラＯＰ１によって遮断される。実際に、オプトカプラＯＰ１は、ＬＥＤ（発光ダイオード）及びトランジスタを備える。したがって、単一の要素の電圧又は温度を超えると、電流がＬＥＤを通って流れ、トランジスタを導通させる。ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２のゲート－ソース電圧Ｖ_ｇｓは、０Ｖ（ＯＰ１の飽和コレクタ－エミッタ電圧に対するＶ_{ｃｅｓａｔ}）近くに戻される。次に、Ｍ２は充電電流を遮断する（Ｄ４及びＭ２は遮断される）。

ＯＰ１のＬＥＤ内の電流は、バッテリの０Ｖとオルタネータ又は充電器の０Ｖとの間の切断に起因して、図６に示すように、Ｍ１とバッテリとの間の共通点から、したがって、バッテリ（４）の電圧から得られる。

検出デバイスの別の代替実施形態は、ローパスＲＣ回路、非線形部品（ダイオード及びツェナー）、及び比較器Ｕ１を使用することによって可能である。比較器Ｕ２の周囲の過電圧検出アセンブリ。

この変形形態もまた、分圧器ブリッジＲ９、Ｒ４と、図３及び図４に示される切断アセンブリに切断信号を直接送信する比較器Ｕ１との使用による電圧比較に基づくことに留意されたい。アセンブリはまた、比較器Ｕ１及びＵ２のＲ７、Ｄ１、Ｃ２による供給の同じ原理を使用して、バッテリ（４）の電圧が短絡に続いて崩壊するときでも検出を確実にする。

Ｒ５、Ｒ６、Ｃ３に対するＵ２（図２）のヒステリシス実装は、Ｒ６、Ｒ４、Ｃ４に対するＵ２（図１）のヒステリシス実装と同一である。抵抗器Ｒ２（図２）のみが、第１に、Ｒ５、Ｃ３及び比較器Ｕ２の正端子の共通点に接続され、第２に、Ｒ９及びＲ３の共通点に接続される。

ヒステリシス比較器Ｕ２（図２）の正入力は、抵抗器Ｒ２によって、Ｒ３、Ｒ９、及びＲ７に共通の点に接続される。

ツェナーダイオードＤ２は、一方ではヒステリシス比較器Ｕ２の正入力に接続され、他方では抵抗器Ｒ１を介してＤ１及びＣ２に共通の点に接続されている。ダイオードＤ２のカソードはまた、コンデンサＣ１によって、バッテリ（４）又は要素のモジュール式アセンブリの負端子に接続される。

Ｒ９と並列に、抵抗器Ｒ３と、カソードが正端子に向けられたダイオードＤ３と、カソードが分圧器ブリッジＲ９、Ｒ４の共通点に向けられたツェナーダイオードＤ４とからなる直列アセンブリが取り付けられている。コンデンサＣ５は、ブリッジＲ９、Ｒ４の共通点を、バッテリ（４）又はセル又はモジュール式セルアセンブリの負端子に接続する。

動作中、前述のように、Ｖ１はバッテリ（４）の電圧を表す。比較器Ｕ１の正入力における基準電圧Ｖ２は、１６ＶのツェナーであるダイオードＤ２によって供給される。このダイオードはまた、抵抗器Ｒ１によってＤ１及びＣ２の共通点に接続されている。ダイオードＤ２のカソードはまた、コンデンサＣ１によって、バッテリ（４）又は要素のモジュール式アセンブリの負端子に接続される。したがって、ダイオードＤ２は、Ｒ１によってバイアスされ、Ｃ１によってフィルタリングされる。バッテリ（４）の電圧はＲ９－Ｒ４によって分割され、その結果、バッテリ（４）の電圧が（放電中に）エンドポイント電圧（又はＥＰＶ、これは２４Ｖバッテリでは１８Ｖであり、１２Ｖバッテリでは９Ｖである）にゆっくりと到達すると、Ｕ１の負入力における電圧は１６Ｖに変化し、これにより、比較器Ｕ１は「導通」状態から「非導通」状態に（又は２進数表記で１から０に）切り替わる。

エンドポイント電圧又はＥＰＶより下では、Ｒ９－Ｃ５の時間不変性により、Ｕ１は１秒～３０秒の典型的な遅延で切り替わる。遅延は、電圧がＥＰＶをはるかに下回るにつれて、ますます短くなる。大きな過電流又は短絡に対応する非常に低い電圧の場合、Ｒ３、Ｄ３及びＤ４はＲ９と並列になり、それによってＵ１のスイッチング時間が１秒未満（典型的には０．１秒）に短縮される。Ｄ４は、例えば４．７Ｖのツェナーである。

したがって、上述の特性を読み取ると、ＢＭＳは、
短絡、過電流及び深放電保護を同時に提供する単一デバイス、
電圧測定による遮断トリガのための過電流の検出、
蓄電池セルの特性に自動的に適合されたトリップ電流、
シャントなし、磁気センサなし、加熱要素なしであること、
熱磁気曲線に類似しているが、はるかに良好な精度を有する切断曲線（図９）、
切断曲線は、蓄電池要素の経年劣化に追従すること、
更なる調整は不要であること、
を提供する。

他の利点はまた、限定はしないが、
非常に低い静的消費量、
常時オン回路、非「オン」及び「スリープ」モード、
非常に高レベルの動作安全性（高ＭＴＢＦ）、
ＢＭＳのための標準、非戦略的、及び非用途特定部品の使用、
アナログ実施形態の場合、ソフトウェア問題、したがって、ソフトウェア問題の場合のバッテリ劣化を回避する、ソフトウェア、順序論理、クロックが存在しないこと、
電磁放射がなく、より良好な電磁耐性（低電力部品の使用による）
を含む、本出願に記載の管理システムから生じる。

本出願は、図面及び／又は種々の実施形態を参照して、種々の技術的特徴及び種々の利点を説明する。当業者は、所与の実施形態の技術的特徴が、実際には、別様に規定されない限り、又は組み合わせが本出願で言及される技術的問題のうちの少なくとも１つへの解決策を提供しない限り、別の実施形態の特徴と組み合わせられ得ることを理解するであろう。更に、所与の実施形態に記載された技術的特徴は、特に明記しない限り、その実施形態の他の技術的特徴から分離されてもよい。

当業者には明らかなように、本発明は、特許請求の範囲に記載された本発明の範囲から逸脱することなく、多くの他の特定の形態の実施形態を可能にする。したがって、本実施形態は、例示的であると見なされるべきであるが、求められる保護によって定義される範囲内で修正されてもよく、本発明は、上記で与えられた詳細に限定されるべきではない。

附録：
これは、図４Ｂにおける積分器の応答を実施するためのデジタル積分器プログラムの非限定的な例に対応する。
ｆｌｏａｔｌａｓｔＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＶａｌｕｅ＝０；
ｃｏｎｓｔｆｌｏａｔ＿ＳＬＯＰＥ＝－０．２５；
ｃｏｎｓｔｆｌｏａｔ＿ＯＲＤＩＮＡＴＥ＿ＯＲＩＧＩＮ＝２．５；
ｃｏｎｓｔｆｌｏａｔ＿ＣＯＥＦ＿ＰＲＯＧＲＥＳＳＩＶＥＮＥＳＳ＝１；
ｃｏｎｓｔｆｌｏａｔ＿ＶＡＬＵＥ＿ＲＥＦ＿ＩＮＴＥＧＲＡＴＩＯＮ＝１０；
ｃｏｎｓｔｆｌｏａｔ＿ＲＡＰＩＤ＿ＴＨＲＥＳＨＯＬＤ＝０．０１；
ｃｏｎｓｔｆｌｏａｔ＿ＷＥＩＧＨＴＩＮＧ＝１；
ｌｏｏｐ（）｛
ｆｌｏａｔＧｅｎｅｒａｌｖｏｌｔａｇｅ＝ＩＯ＿Ｖｏｌｔａｇｅ（１）＊７；／／分割され、再スケーリングされたバッテリ電圧の回復
ｌａｓｔＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＶａｌｕｅ＝Ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ（ｇｅｎｅｒａｌｖｏｌｔａｇｅ，ｌａｓｔＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＶａｌｕｅ）；
ｉｆ（ｌａｓｔＩｎｔｅｇｒａｔｅｄＶａｌｕｅ＞＝１）Ｄｉｓｃｏｎｎｅｃｔｉｏｎ（）；
｝
ｆｌｏａｔＩｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ（ｆｌｏａｔＧｅｎｅｒａｌｖｏｌｔａｇｅ，ｆｌｏａｔｌａｓｔＶａｌｕｅ）｛

ｉｆ（ｇｅｎｅｒａｌｖｏｌｔａｇｅ＜＝＿ＶＡＬＵＥ＿ＲＥＦ＿ＩＮＴＥＧＲＡＴＩＯＮ）｛
ｉｆ（（ＬａｓｔＧｅｎｅｒａｌＶｏｌｔａｇｅ－ｇｅｎｅｒａｌＶｏｌｔａｇｅ）＞＿ＲＡＰＩＤ＿ＴＨＲＥＳＨＯＬＤ｜｜（ＬａｓｔＧｅｎｅｒａｌＶｏｌｔａｇｅ－ｇｅｎｅｒａｌＶｏｌｔａｇｅ）＜－＿ＲＡＰＩＤ＿ＴＨＲＥＳＨＯＬＤ）
＿ＷＥＩＧＨＴ＝５；
ｅｌｓｅ
＿ＷＥＩＧＨＴ＝１；

ｆｌｏａｔ ｘ＝（＿ＳＬＯＰＥ＊ｇｅｎｅｒａｌｖｏｌｔａｇｅ＋＿ＯＲＤＩＮＡＴＥ＿ＯＲＩＧＩＮ）＊＿ＷＥＩＧＨＴ；
ｆｌｏａｔ ｙ＝ｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ（ｘ，＿ＣＯＥＦ＿ＰＲＯＧＲＥＳＳＩＶＥＮＥＳＳ）；
ｉｎｔ ｖａｌｕｅ＝ｌａｓｔＶａｌｕｅ＋ｙ；
ｒｅｔｕｒｎ ｖａｌｕｅ；
｝
ｒｅｔｕｒｎ ０；
｝

Claims (22)

1. 単一バッテリ要素又は単一要素の複数のセットの異常動作状態を検出するための方法であって、
   少なくとも２つの抵抗器を有する分圧器ブリッジの少なくとも２つの抵抗器の共通点において、前記単一要素又は前記単一要素のセットの端子における電圧に比例する少なくとも１つの前記電圧をサンプリングするステップと、
   前記検出された電圧を基準閾値と比較するステップと、を含み、
   前記基準閾値との前記比較は、
   アナログ的に又はデジタル的に評価される、積分によって生じる変化の評価と、
   この評価と、前記単一要素又は監視される前記単一要素のセットの切断が少なくともバッテリの前記端子に対して実行される検出電圧閾値Ｔｄとの比較と、
   の実装をトリガすることを特徴とする、方法。
2. デジタル積分によって評価する前記ステップは、
   取得された少なくとも２つの測定値を使用することによって電圧曲線の変化勾配（Ｐ）を計算するステップと、
   前記計算された勾配を記憶された「ＲａｐｉｄＴｈｒｅｓｈｏｌｄ」値と比較する少なくとも１つのステップ、すなわち、前記勾配が前記「ＲａｐｉｄＴｈｒｅｓｈｏｌｄ」値を超える場合、前記積分がトリガ電圧閾値Ｔｄをより迅速に超えるように、前記積分の前記変化の加速を増加させる重み係数を適用するステップ、又はそれを超えない場合、加速効果のない重み係数を適用するステップと、
   を含むことを特徴とする、請求項１に記載の方法。
3. 蓄電池用バッテリ管理システム（ＢＭＳ）（１）であって、前記バッテリは、単一の要素又は複数の単一の要素によって構成されることが可能であり、前記要素は、モジュール式アセンブリに配置され、直列に、並列に、又は並列に関連付けられた複数の直列モジュール式アセンブリに接続されてバッテリ（４）を形成することができ、システムは、請求項２に記載の方法のステップを実行するのに適した手段を備えることを特徴とする、蓄電池用バッテリ管理システム（ＢＭＳ）（１）。
4. 前記蓄電池用バッテリ管理システムは、少なくとも、
   前記バッテリの前記単一要素又は前記単一要素のセットの端子における前記電圧に比例する少なくとも１つの前記電圧をサンプリングするための、少なくとも２つの抵抗器（Ｒ１，Ｒ２又はＲ４，Ｒ９）を有する電圧分圧器ブリッジと、
   異常状態を検出するための検出デバイス（２）と、
   切断デバイス（３）と、を備え、
   前記検出デバイス（２）は、異常状態を検出した場合に前記切断デバイス（３）と通信して前記切断デバイス（３）を作動させ、前記切断デバイスは、バッテリ（４）に接続可能であり、少なくとも２つのＭＯＳＦＥＴを備えることを特徴とする、
   請求項３に記載の蓄電池用バッテリ管理システム（ＢＭＳ）（１）。
5. 前記蓄電池用バッテリ管理システムは、少なくとも１つの「Ｒｅｆｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ」閾値変数及び記憶された検出電圧値Ｔｄの記憶を可能にする少なくとも１つのメモリを装備したマイクロプロセッサを備え、前記メモリはまた、電圧曲線点の収集、比較及び決定を可能にする、マイクロプロセッサによって実行されるプログラムを含み、式の実装は、積分を可能にし、前記マイクロプロセッサは、抵抗器Ｒ１と抵抗器Ｒ２との間の分圧器ブリッジの共通点から入力される電圧Ｖ_{ｇｌｏｂａｌ}を入力として受け取り、電圧Ｖ_{ｇｌｏｂａｌ}を観察するために所定の頻度に従って測定値を記憶し、前記電圧Ｖ_{ｇｌｏｂａｌ}曲線の値を前記「Ｒｅｆｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ」値と比較し、次いで、前記メモリに記憶された値によって定義される「Ｒｅｆｉｎｔｅｇｒａｔｉｏｎ」閾値を超えたことが検出されると、前記電圧Ｖ_{ｇｌｏｂａｌ}曲線の積分計算をトリガし、計算された積分曲線（Ｖ_{ｉｎｔｅｇ}）の値を記憶された検出電圧値Ｔｄと比較して、遮断を行う前記切断デバイスを作動させることを特徴とする、請求項４に記載の蓄電池用バッテリ管理システム（ＢＭＳ）（１）。
6. 前記マイクロプロセッサの前記メモリはまた、２つの連続する瞬間ｔ１とｔ２との間の前記電圧Ｖ_{ｇｌｏｂａｌ}の変動ｄＶを前記「ＲａｐｉｄＴｈｒｅｓｈｏｌｄ」と比較することによって、前記電圧Ｖ_{ｇｌｏｂａｌ}曲線の前記積分の前記計算が重み係数を考慮に入れなければならないか否かを判定するために記憶された「ＲａｐｉｄＴｈｒｅｓｈｏｌｄ」変数の値を含むことを特徴とする、請求項５に記載の蓄電池用バッテリ管理システム（ＢＭＳ）（１）。
7. 前記積分の前記計算は、記録された電圧Ｖ_{ｇｌｏｂａｌ}曲線のデータから前記マイクロプロセッサによって計算された「Ｓｌｏｐｅ ａｎｄ／ｏｒ Ｏｒｄｉｎａｔｅ」変数を考慮に入れることを含むことを特徴とする、請求項６に記載の蓄電池用バッテリ管理システム（ＢＭＳ）（１）。
8. 前記蓄電池用バッテリ管理システムは、少なくとも１つの比較器Ｕ１と、前記バッテリ（４）の前記モジュール式アセンブリの前記端子間、又は前記バッテリ（４）の単一要素の端子間に取り付けられた分圧器ブリッジ（Ｒ１，Ｒ２、又はＲ９，Ｒ４）と、を備え、前記分圧器ブリッジの抵抗器との共通点は、前記比較器Ｕ１の負端子の入力に接続されて、前記２つの抵抗器（Ｒ１，Ｒ２又はＲ９，Ｒ４）の値によって規定される比で前記バッテリの端子における電圧値Ｖ１に比例する値の電圧を供給し、前記比較器の正端子は、ダイオード又は電源セルに接続されて基準電圧Ｖ２を規定することを特徴とする、請求項４に記載の蓄電池用バッテリ管理システム（ＢＭＳ）（１）。
9. 前記蓄電池用バッテリ管理システムは、前記比較器Ｕ１の周りに積分回路を備え、前記積分回路は、
   前記分圧器ブリッジＲ１、Ｒ２の共通点と前記比較器Ｕ１の負入力との間に接続された抵抗器Ｒ５と、
   共通端子によって直列に取り付けられ、Ｃ１の他方の端子によって前記比較器Ｕ１の出力に接続された抵抗器Ｒ８、コンデンサＣ１のセットと、を備え、
   Ｒ８の他方の端子は、２つの抵抗器Ｒ５、Ｒ８の共通点及びＵ１の負入力に接続され、値Ｒ５及びＣ１は、過電流検出の場合に前記バッテリが劣化する前に前記切断の介入時間を設定するように調整されることを特徴とする請求項８に記載の蓄電池用バッテリ管理システム（ＢＭＳ）（１）。
10. ダイオードＤ２は、抵抗器Ｒ５に並列に接続され、そのカソードは、過電流又は短絡の場合に前記積分回路の積分時定数を変更するために前記分圧器ブリッジの前記共通点に接続されることを特徴とする、請求項９に記載の蓄電池用バッテリ管理システム（ＢＭＳ）（１）。
11. 前記比較器Ｕ１は、その出力端子において、増幅器Ｕ１の前記負端子の前記入力に印加される前記電圧が前記基準電圧Ｖ_２の前記値よりも大きい場合に「非導通」状態を特徴付ける値の電圧を有し、前記増幅器Ｕ１の前記負端子の前記入力に印加される前記電圧の前記値が前記基準電圧Ｖ_２の前記値よりも小さい場合に「導通」状態を特徴付ける値の電圧を有することを特徴とする、請求項８から１０のいずれか一項に記載の蓄電池用バッテリ管理システム（ＢＭＳ）（１）。
12. 前記検出デバイス（２）は、Ｒ２と並列に取り付けられたコンデンサＣ３を備え、前記コンデンサＣ３は、Ｒ１と組み合わされて、高周波外乱を除去するためのフィルタを形成することを特徴とする、請求項４に記載の蓄電池用バッテリ管理システム（ＢＭＳ）（１）。
13. 抵抗器Ｒ３と、カソードが前記正端子に向けられたダイオードＤ３と、カソードが前記分圧器ブリッジＲ９、Ｒ４の共通点に向けられたツェナーダイオードＤ４とからなる直列アセンブリと、
    前記分圧器ブリッジＲ９、Ｒ４の前記共通点を前記バッテリ（４）又はセル又は単一要素の前記モジュール式アセンブリの前記負端子に接続するコンデンサＣ５と、
    がＲ９と並列に取り付けられることを特徴とする、請求項８に記載の蓄電池用バッテリ管理システム（ＢＭＳ）（１）。
14. 比較器回路Ｕ１の下流に配置されたヒステリシスを有する比較器回路Ｕ２は、増幅器Ｕ２の周りにヒステリシスアセンブリを備え、前記増幅器Ｕ２は、その負端子の入力において、前記増幅器Ｕ１の出力の前記電圧の値を受け取ることを特徴とする、請求項８に記載の蓄電池用バッテリ管理システム（ＢＭＳ）（１）。
15. ヒステリシス比較器回路Ｕ２は、前記バッテリ（４）Ｖ１の前記正端子と負端子との間の分圧器ブリッジとして取り付けられた抵抗器Ｒ３、Ｒ４を備え、そのＲ３及びＲ４に共通の点は、前記ヒステリシス比較器回路Ｕ２の正入力に接続され、抵抗器Ｒ６は、Ｕ２の出力をその正入力に接続して、前記増幅器Ｕ２を備える前記ヒステリシス比較器回路の閾値及び前記ヒステリシスを規定することを特徴とする、請求項１４に記載の蓄電池用バッテリ管理システム（ＢＭＳ）（１）。
16. 検出デバイス（２）は、前記バッテリ（４）の前記正端子に接続され、通常動作において順方向にダイオードＤ１と直列の抵抗器Ｒ７と、一方では前記ダイオードの前記カソードに接続され、他方では前記バッテリ（４）の前記負端子に接続されて通常動作中に充電されることを可能にするコンデンサＣ２と、を備え、２つの比較器Ｕ１、Ｕ２の供給入力は、Ｄ１及びＣ２に共通の点に接続され、この共通の点は、前記バッテリ（４）の電圧が短絡に続いて崩壊して前記切断の有効化を可能にするときに、増幅器Ｕ１及び／又はＵ２の前記供給を維持するために使用されることを特徴とする、請求項１３に記載の蓄電池用バッテリ管理システム（ＢＭＳ）（１）。
17. 前記比較器Ｕ１の前記正入力における前記基準電圧Ｖ２は、ツェナーダイオードＤ２によって提供され、前記ツェナーダイオードは、抵抗器Ｒ１によってＤ１及びＣ２に共通の前記点に接続され、前記ツェナーダイオードＤ２のカソードはまた、コンデンサＣ１によって前記バッテリ（４）又は要素のモジュール式セットの前記負端子に接続されることを特徴とする、請求項１５に記載の蓄電池用バッテリ管理システム（ＢＭＳ）（１）。
18. 前記ヒステリシス比較器回路Ｕ２は、抵抗器（Ｒ４，Ｒ３）と並列に接続されたコンデンサ（Ｃ４，Ｃ３）を備え、前記コンデンサは、別の抵抗器（Ｒ３，Ｒ２）と組み合わされて、高周波外乱を除去し、最小トリップ時間を設定するためのフィルタを形成することを特徴とする、請求項１５に記載の蓄電池用バッテリ管理システム（ＢＭＳ）（１）。
19. 前記ヒステリシス比較器回路Ｕ２の前記正入力は、抵抗器Ｒ２によって、Ｒ３、Ｒ９、及びＲ７への前記共通点に接続されることを特徴とする、請求項１５に記載の蓄電池用バッテリ管理システム（ＢＭＳ）（１）。
20. 前記検出デバイス（２）は、深放電、過電流放電、及び短絡放電の各検出後に前記検出デバイス（２）の各動作を記憶するために、Ｕ１又はＵ２の出力に接続されたフリップフロップを備えることを特徴とする、請求項１６に記載の蓄電池用バッテリ管理システム（ＢＭＳ）（１）。
21. 前記切断デバイス（３）は、
    スイッチングデバイス（３０）であって、第１のＭＯＳＦＥＴ Ｍ１は、そのソースによって単一要素のセットの負端子に接続され、前記ＭＯＳＦＥＴ Ｍ１は、そのゲートで、Ｍ１を駆動する電圧源を受け取り、前記電圧源は、Ｍ１がオンになるように選択された電圧を供給し、Ｍ１の前記ゲートと前記ソースとの間に逆向きに接続されたツェナーダイオードＤ３と、コンデンサＣ２とは、前記ＭＯＳＦＥＴの前記ゲートを過度に高い電圧又は高周波電圧から保護する、スイッチングデバイス（３０）と、
    Ｍ１の前記ゲートとドレインとの間に逆向きに取り付けられたツェナーダイオードＤ１であって、ドレイン－グリッド方向の順方向の抵抗器Ｒ３及びダイオードＤ２とともにＭ１のスイッチング速度を制限するツェナーダイオードＤ１と、
    Ｍ１を開放するときの過電圧を制限するために、Ｍ１の前記ドレインに逆向きに、コンデンサＣ１及び前記バッテリ（４）の正端子に接続された抵抗器Ｒ１と直列に取り付けられたショットキーダイオードＤ４からなる回路であって、前記ショットキーダイオードＤ４と並列に、固定抵抗器Ｉ１は、一方では前記ダイオードのカソードに接続され、他方ではソースが前記ショットキーダイオードＤ４のアノードに接続された第２のＭＯＳＦＥＴ Ｍ２の前記ドレインに接続されて取り付けられ、Ｍ２の前記ゲートは、負荷を防止するために検出回路の出力によって制御される、回路と、
    を備えることを特徴とする、請求項４に記載の蓄電池用バッテリ管理システム（ＢＭＳ）（１）。
22. 前記切断デバイス（３）は、第２のスイッチングデバイス（３１）を備え、
    第１のＭＯＳＦＥＴ Ｍ１は、そのソースが単一要素のセットの負端子に接続され、このＭＯＳＦＥＴ Ｍ１のゲートは、電圧によって制御され、このソースは、Ｍ１が常にオンであるように選択された電圧を供給し、
    回路は、Ｍ１のドレインに逆向きに取り付けられたショットキーダイオードＤ４からなり、前記ショットキーダイオードＤ４に並列に、固定抵抗器Ｉ１は、一方では前記ショットキーダイオードＤ４のカソードに接続され、他方ではソースが前記ショットキーダイオードＤ４のアノードに接続された第２のＭＯＳＦＥＴ Ｍ２の前記ドレインに接続され、Ｍ２の前記ゲートは、前記単一要素のセットの正端子に接続され、
    ツェナーダイオードＤ６及び抵抗器Ｒ６は、Ｍ２の前記ゲートと直列であり、前記ツェナーダイオードＤ６は、ドレイン－ゲート方向に順方向に取り付けられ、
    ツェナーダイオードＤ５は、Ｍ２の前記ゲートと前記ソースとの間に逆向きに取り付けられ、前記ツェナーダイオードＤ６とともに、Ｍ２の前記ゲートにおける、Ｍ２がオンである前記電圧の値を規定し、
    コンデンサＣ５は、Ｍ２の前記ゲートを高周波電圧から保護するために、Ｍ２の前記ゲートと前記ソースとの間に前記ツェナーダイオードＤ５と並列に接続され、
    オプトカプラＯＰ１は、Ｍ２の前記ゲートと前記ソースとの間に、前記コンデンサＣ５と並列に取り付けられ、前記単一要素のセットのうちの１つの要素の前記電圧又は温度が超過された場合にＭ２を遮断し、次いで前記ＭＯＳＦＥＴ Ｍ２は、充電電流を遮断することを特徴とする、請求項４に記載の蓄電池用バッテリ管理システム（ＢＭＳ）（１）。