JP2022510401A - Ａｃモータのための電流源型モータ・ドライブ制御 - Google Patents

Abstract

電圧源インバータ（ＶＳＩ）技術を使用する従来技術モータ・コントローラに関連する問題の多くをなくす、ＡＣモータ・コントローラのための電流ソース型制御トポロジが提供される。各モータ位相を直接駆動するために、同期制御型のダウン・コンバータなど、ＡＣ電流源の出力を制御することによって、著しい効率が得られ、電磁干渉の低減が達成できる。

Description

本出願は、内容全体が参照により本明細書に組み込まれている、２０１８年１２月４日に出願した、仮出願第６２／７７４，９３２号の優先権を主張するものである。

本開示は、旧来の電圧源型制御ではなく電流源型制御に依拠するＡＣ誘導モータを制御するための新規の制御概念に関する。

何十年もの間、ＡＣモータはすべての産業の役に立ち、ＡＣモータは世界中で多くの産業適用例の主力であり続ける。直接ＡＣ電圧適用例など、多くの場合、これらのモータは、特有のモータ定格を満たす３相ＡＣ電圧源に直接接続される。可変速度適用例と特定の制御適用例の両方について、線間電圧を分解することが可能なＤＣリンク電圧をもつ３相電圧源インバータ（Ｖｏｌｔａｇｅ Ｓｏｕｒｃｅ Ｉｎｖｅｒｔｅｒ）（ＶＳＩ）が、ＡＣ誘導モータを制御するために使用される。

ＶＳＩは、電圧と周波数の両方を調整することによってＡＣ誘導モータを制御する。これは、ボルト／ヘルツ（Ｖ／Ｆ）方式とフィールド指向制御方式とを用いる標準的な従来技術手法である。ＶＳＩを使用するモータ制御は、ライン又はモータ相インダクタンスを用いた増分積分ボルト秒に基づく、相ごとの極電圧の正弦波変調によって達成され、疑似正弦波モータ電流を生じる。

この手法は、極めて長い歴史をもち、十分に確立されている。しかしながら、高いＤＣリンク電圧を与えることの複雑さ、及びインバータ・フェーズレグ（ｐｈａｓｅ－ｌｅｇ）変調を実行することにおける複雑さは、多くの欠点をもつモータ制御解決策をもたらす。これらの欠点は、大きく、費用がかかるＤＣバス・キャパシタを必要とし、過剰な重量、電力損失及び高周波損失を有する大きいフォーム・ファクタ（ｆｏｒｍ ｆａｃｔｏｒ）、高い電磁干渉（ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）（ＥＭＩ）損失及び電磁両立性（ｅｌｅｃｔｒｏｍａｇｎｅｔｉｃ ｃｏｍｐａｔｉｂｉｌｉｔｙ）（ＥＭＣ）問題、モータ絶縁に関する高い応力、並びにベアリング電流を含む。

本開示は、非同期ＡＣモータ（すなわち誘導モータ）を制御するための特定の実施例について説明するが、当業者は、本明細書で与えられる解決策が、定格ＡＣ電圧に依拠する必要なしに、ＡＣモータを制御するために直接結合された電流源を使用することによって、ＶＳＩ制御及び電力段変調の上記の欠点をなくすという点において、解決策が同期ＡＣモータと非同期ＡＣモータの両方の制御に等しく適用可能であることを認識するであろう。したがって、本明細書で開示する教示は、多くのＡＣモータ適用例に適用され得、特に、極めて低いＥＭＩを要求する環境において動作することが必要とされる冷却ファン・モータに好適である。

さらなる背景として、従来技術では、ＡＣモータは、同期と非同期のどちらも、一般に、電圧源インバータ（ＶＳＩ）の出力にパルス幅変調（ＰＷＭ）技法を適用することによって制御されてきた。この従来技術手法は、しばしば、ＶＳＩの、整流器セクションとインバータ・セクションとの間に高いＤＣリンク電圧を必要とする。

一例として、多くの航空宇宙適用例及び他の産業適用例の場合、ＡＣモータは、ＶＳＩから正弦波出力電流を生成するためにＰＷＭを使用するとき、ＡＣ発電機フィードなど、単相正弦波電圧と３相正弦波電圧の両方に、又はキャリア除去フィルタの出力に直接結合され得る。すべてのそのような場合において、ＡＣモータは、一般に、各位相について必要とされる正弦波電流を発生させるために高いＤＣリンク電圧を受ける。

３相若しくは多相非同期モータ（たとえば、誘導モータ）又は同期モータ（たとえば、永久磁石ＡＣ（ＰＭＡＣ）モータ）の動作中、固定子コイル内を流れる相ごとの正弦波電流は、位相が（たとえば、３相モータの場合は１２０°だけ）互いから分離され、回転磁界を発生させる。次に、この回転磁界又はＡＣ磁束スイング（ＡＣ ｆｌｕｘ ｓｗｉｎｇ）が回転子巻線を通り抜け、回転子巻線中に電圧を誘導する。これらの誘導された電圧は、短絡した回転子巻線中を流れる電流により、誘導された電圧自体の磁界を発生させる。応答して、回転子磁界が、回転する固定子磁界に整合しようと試みる。同様に、ＰＭモータの場合は、回転子磁石が、回転する固定子磁界に整合しようと試みる。

両方の場合において、これらの相互作用により、回転子に回転を開始させるトルクが回転子上に発生する。非同期誘導モータの回転子がモータ・モードで付勢された（すなわち、トルクを生じている）ままであるために、モータの回転速度は固定子励起周波数の同期速度よりも常に小さい。これらの速度間の差は、モータ動作モードにおけるすべり周波数（ｓｌｉｐ ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ）として知られている。

前述のように、広範囲の速度及び負荷動作条件にわたって非同期及び同期ＡＣモータを駆動し、制御するために、一般に、パルス幅変調（ＰＷＭ）ドライブ又は電力コントローラが使用される。ＶＳＩを採用する旧来の電力コントローラの場合、ＤＣ電源電圧は、インバータＡＣ出力線間電圧がＤＣ電源電圧よりも小さくなるような大きさにされなければならない。変調ストラテジは、それが空間ベクトルにせよ、第３高調波にせよ、正弦波でにせよ、最大ＤＣ電圧利用率を決定する。

ＰＷＭ制御型ドライブを用いると、相ごとのモータ電流１２（図１参照）は、モータと、ライン・インダクタンスと、正弦波変調サイクルの「オン時間」とに依存する。この電流は「積分ボルト秒（ｉｎｔｅｇｒａｌ ｖｏｌｔ－ｓｅｃｏｎｄ）」とも呼ばれる。正弦波変調の場合、「オン時間」は、以下の伝達関数、及び正弦関数と台形型ランプ・キャリア信号との間の比較関係の関数である。特に、高及び低パルス・オン時間又は極電圧持続時間は以下のように定義され得る。

ここで、三角波形（キャリア）の周期はｔ_ｃであり、ｖ_ｍは変調信号の大きさであり、

はキャリア信号のピークの正の大きさであり、項ｍ_ａは変調指数である。モータが受ける増分電流は以下の関係によって与えられる。

そのような制御方式が効果的であるために、ＡＣモータは、電圧の時間積分（ボルト秒）（図１の参照番号１２参照）が、ＡＣモータ要件を満たすフルサイクル正弦波電流スイングを保証するように、一意の電圧で定格化される。この点について、すべてのＡＣモータが電流制御型デバイスであることに留意すべきである。

概して、従来技術の電圧源インバータはうまく機能するが、高いＤＣリンク電源電圧を必要とする。従来技術の電圧源インバータはまた、上述の欠点と、設計課題と、長期信頼性問題とを有する。これらの問題は、電力段スイッチング損失、及びモータ絶縁に関する高い応力、高い周波数損失、ベアリング電流、信頼性問題を生じる起こり得るシュートスルー（ｓｈｏｏｔ－ｔｈｒｏｕｇｈ）、ＥＭＩ雑音、及びロング・ライン・モータ及びコントローラ・システムとともに機能するときの、出力正弦波フィルタを使用して極電圧スイングを除去する必要性を含む。

さらに、非同期又は同期モータの、モータ・モード動作又は発電機モード動作中に、回転子の回転と、電機子の多相巻線中に注入される電流とにより、固定子及び／又は回転子の電機子（ａｒｍａｔｕｒｅ）中に回転逆ＥＭＦ電圧が誘導される。

０速度において、及び初期始動状態中に、ＡＣモータは、この逆ＥＭＦの不在により、はるかにより高い相電流を引き出し、ＡＣモータは、一時的に始動時の最大電源電圧を受ける。しかしながら、ＡＣモータが回転し始めると、増加した逆ＥＭＦは、（モータと発電機の同時作動の効果により）モータが受ける電圧を低減し、それによってモータ相電流をそれの正常な定格値に低減する効果を有する。

正常動作を継続し、逆ＥＭＦが一定の平均値を有する電気的平衡を確立するために、制御システムは、逆ＥＭＦの効果を克服するためにライン電位（ｌｉｎｅ－ｐｏｔｅｎｔｉａｌ）を引き下げなければならない。逆ＥＭＦの発生による電源電位劣化のこのプロセスは、正常動作を維持するために、電圧の形態で、電源からの多大なエネルギーの入力を必要とする。

特に３相電圧源インバータ（ＶＳＩ）トポロジを含む、従来技術のモータ・ドライブの最も大きい障害は、大きいＤＣリンク電圧が必要であることである。一般に、ＡＣ誘導モータは、正弦波電圧又は変調型スイッチ・ノード極電圧のいずれかを使用して電圧供給され、したがって、電流は正弦波変調ウィンドウにわたる積分ボルト秒のファクタである。これらの大きいＤＣリンク電圧を発生させることはそれ自体課題であり、特に、多くのモータが、一意のトルク要件のために必要とされる電流を発生させるために数百ボルト及びより高いＤＣリンク電圧を必要とするときにそうである。

この点について、より高い電圧を使用すると伝送ケーブルが軽くなるであろうから、航空宇宙産業は、現在、より低い相電流を駆動するために、５４０ＶＤＣ～８０５ＶＤＣの範囲内でより高い電圧を使用することを検討している。より高いＤＣ電圧に向かうこの傾向は、モータ制御のための、相応して高いＤＣリンク電圧の使用をより一層難しくする。

従来技術のＶＳＩシステムの第２の課題は、インバータの極ノードが、２レベル変調方式の場合のように、接地から最大ＤＣリンク電圧までスイングするか、又はマルチレベル構成の場合のように、低減された電圧レベルにおいてスイングする、スイッチ・ノード極電圧変調の使用にある。いずれにせよ、これにより、ＥＭＩ及び電磁両立性（ＥＭＣ）が主要な考慮事項である、変調制御の観点からの設計が複雑になる。１００～３００ｎｓの立上り時間をもつ極めて大きい電圧スイングは、スイッチ・ノード変調、ＶＳＩ内の固有インダクタンス、寄生容量性要素及びケーブル配線などによる、放射妨害波（ｒａｄｉａｔｅｄ ｅｍｉｓｓｉｏｎ）の可能性とともに、ほぼ確実にコモン・モード雑音放出につながる。

電圧源インバータを使用する従来技術のモータ制御の上記の欠点を克服し、緩和するために、本開示は、ＶＳＩ及びＰＷＭ変調手法をなくし、ＡＣモータに電流制御を与えるために直接結合された電流源を使用する、同期と非同期の両方のＡＣモータの制御に対する解決策を提示する。

本開示の特徴及び利点は、添付図とともに行う、以下のより詳細な説明を参照すれば、より完全に理解されよう。

従来技術において通常使用される、上側チャートに例示的な方形波極電圧変調波形１０を説明的に示すとともに、下側チャートに得られた積分ボルト秒１２（電流）を示す図である。 本開示による、電流源型モータ制御技術のハイレベル・ブロック図を説明的に示す図である。 本開示による、線形電流源として使用され得る例示的な電流増幅器のための回路を示す図である。 本開示による、一実施例のより詳細なアーキテクチャ・ダイヤグラムを示す図である。 本開示の一実施例に従って使用するための例示的な１２０度位相シフト・クロック論理を示す図である。 本開示の実施例に従って使用するための例示的な電圧周波数コンバータを示す図である。 本開示の実施例に従って使用するためのスイッチト・キャパシタ・フィルタを使用する可変周波数正弦波電圧生成回路のための例示的な回路実施例を示す図である。 本開示の実施例に従って使用するための、アナログ乗算器を使用して可変振幅正弦波電圧を生成するための例示的な回路を示す図である。

上述のように、航空宇宙機器を設計する際の課題のうちの１つは、電磁干渉（ＥＭＩ）を最小にすることである。電圧源インバータ（ＶＳＩ）技術に基づく従来技術のモータ・コントローラは、正弦波変調方式を用いてＤＣリンク電圧を切り替えるためにパルス幅変調（ＰＷＭ）技法を使用する。結果として、図１中の参照番号１２に示されているように、モータ・インダクタンスの積分ボルト秒（又はインライン正弦波フィルタ）が、リップル項をもつ疑似正弦波電流を発生させる。

これは、実質的にすべての従来技術のＶＳＩモータ・コントローラがそれによって動作する規格であるが、他の欠点の中でも、ＰＷＭが、ＥＭＩを低減するための技術的課題を生じる。これは、特に、ＲＦシステムなど、高感度の機器がＥＭＩに対する最も高い耐性を要求するときに当てはまる。これらの状況の下では、たとえば、冷却ファン・モータがＥＭＩの主要な発生源になり得る。

すべての場合において、多相モータは、回転磁界を発生させるために、それの巻線中に注入されるＡＣ電流を必要とする。従来の動作の観点から、モータ電流は、ＡＣ電源電圧と逆ＥＭＦ電圧との間の差をモータ・インピーダンスで割ったものである。上記で説明したように、通常の従来技術の方法によれば、ＡＣ電流は、固定されたＡＣ電圧を使用することによって、又は高いＤＣリンク電圧を有する電圧源インバータからＡＣ電圧を発生すること、及び正弦波電流を与えるためにＰＷＭ技法を使用することによって与えられる。モータ動作モードにおいて、電源電圧は常に逆ＥＭＦ（ＢＥＭＦ）電圧よりも大きくなければならない。

本開示によれば、高いＤＣリンク電圧のＰＷＭ切替えなしに、必要な正弦波電流が多相固定子巻線の各位相中に直接注入される、回路トポロジが説明される。

これは、特に、電流が、巻線のインピーダンスを超克するような大きさにされる必要があるモータ始動において、電流をソースするために必要な十分な電圧を有する電流源を使用して達成され得る。そのような電流源トポロジは、高いＤＣ電圧の必要なしに動作することが可能であり、それにより、たとえば、正弦波ＰＷＭは、相ごとの積分ボルト秒に、正弦波ＡＣ電流を発生させる。

本開示によれば、電流源は特定のタイプに限定されない。たとえば、一実施例では、本開示による電流源は、当技術分野においてバック・コンバータとしても知られている、電流源型同期ダウン・コンバータであり得る。

バック・コンバータは高効率の手法を提供するが、別の例として、たとえば図３に示されているような線形電流増幅器を含む、多くの他の電流源トポロジが使用され得る。特定の電流源の選択は適用例のタイプとモータ電流要件とに依存し得る。

本開示によれば、多相電流源の各位相は、多相モータの各位相に供給されるべきである電流の振幅と周波数の両方を表す、可変振幅及び可変周波数の正弦波電圧基準を与えられる。制御の目的で、本明細書でさらに説明するように、これらの位相のうちの１つはマスタ位相基準として指定される。

図２は、３相ＡＣモータを駆動するための、本明細書で開示する電流源制御トポロジのハイレベル・ブロック図を示す。それを参照すると、相ごとの電流基準の振幅と周波数の両方は電圧ランプ発生器２０によって制御され、電圧ランプ発生器２０の電圧は、０で始まり、それが最大値に達するまで、制御された傾きとともに上昇する。制御された傾きは、低レベルで始まり、次いで、３相ＡＣモータが始動し、それの定格速度に近づくにつれて、増加し得る。当技術分野で知られているように、電圧ランプは、積分回路によって、デジタル・アナログ・コンバータ、又は他の手段によって発生され得る。ランプが達する最大電圧値は、（相ごとの）最大モータ電流、及び最大又は公称基本周波数に対応するように設計される。例として、これは４００Ｈｚにおいて１０Ａであり得る。

図２にさらに示されているように、ランプ発生器２０の電圧出力は、電圧周波数コンバータ（Ｖ２Ｆ）２２に入力され、電圧周波数コンバータ（Ｖ２Ｆ）２２はまた、それの周波数出力におけるジッタを低減するためにマスタ・クロック２４の出力に同期される。マスタ・クロック２４の出力はまた、緩衝増幅器２３を介して電圧周波数コンバータ２２の出力を受信する位相ロック・ループ（ＰＬＬ）２６に入力される。

図２に示されているように、（それぞれ数字３２、３４、及び３６によって参照される、ＡＣモータを駆動する３つのＡＣ電流源Ａ、Ｂ、及びＣのうちの１つから任意に選択される）マスタ電流源の出力において発現した、逆ＥＭＦ（ＢＥＭＦ）２８のゼロ交差の測度が、比較器５０によって与えられ、またＰＬＬ２６に入力される。したがって、ＰＬＬ２６は、それの位相がＢＥＭＦのゼロ交差にロックされる制御論理３０に、周波数出力を与える。３つのＡＣ電流源３２、３４、３６から出力された電流の位相をモータのＢＥＭＦのゼロ交差に最終的にロックすることの目的は、出力電力ファクタを増加させることである。

明快のために、相Ａが任意にマスタ相として選択され得る。単一のＢＥＭＦマスタ相を使用すると、すべての３つの電流源基準は１２０度だけ位相変位するので、対応するマスタ相電流源を指定すれば、相ごとの電流がＢＥＭＦに正しく位相ロックされることが保証される。

増分制御の見地から、モータＢＥＭＦは、位相インピーダンスにより印加電圧から位相シフトされる。マスタ相電流が、ＰＬＬ制御を使用してマスタＢＥＭＦに対して漸進的に位相調整されるとき、これは、モータへの有効電力（ｒｅａｌ ｐｏｗｅｒ）の伝達、すなわち力率が最大化されていることを暗示する。（無効電力（ｒｅａｃｔｉｖｅ ｐｏｗｅｒ）は、位相インピーダンスから生じる非ゼロ力率角によるものである。）

随意に、ＰＬＬ２６に印加されるＢＥＭＦの大きさを低減するために、逆ＥＭＦ抑制ネットワーク５２が、モータのＢＥＭＦの大部分を吸収するために多相巻線の各相にわたって追加され得る。

図２をさらに参照すると、制御論理３０は、位相ロック・ループ２６及びＶ２Ｆ２２からの入力を受信したことに応答して、３相ＡＣモータのそれぞれの固定子巻線３８を付勢するために、Ｖ２Ｆ２２から出力された周波数に従ってそれぞれのＡＣ電流源３２、３４、及び３６を駆動する（それぞれ互いに対して１２０°度位相シフトされた）３つの正弦波電圧基準を生成する。図示のように、外部コモン・モード伝導放出の高インピーダンス除去を行うために、コモン・モード・フィルタ４０１がＡＣ電流源の出力と固定子巻線３８との間に設けられ、それによってコントローラを保護する。さらに図示のように、ＡＣ電流源３２、３４、３６の出力にあるそれぞれの電流ループ４０、４２、４３は、それぞれのバッファ４４、４５、及び４６を介して制御論理３０にフィードバック信号を与える。これらのフィードバック信号は、ＡＣ電流源３２、３４、３６への入力における３つの正弦波電圧基準の周波数が正しいこと、及び３相電流の合計が０であることを確認するために、制御論理３０によって使用され、それにより３相モータに対して均衡のとれた駆動が行われ、すべての３つの相が等しく駆動されることが保証される。

図４に関して、及びモータがＡＣ誘導モータ（ＡＣＩＭ）である例示的な実施例について、以下でさらに説明するように、多相巻線の各相内の電流はまた、そのようなフィードバック信号によって監視され、Ｖ／Ｆ制御下の従来のスカラー制御構造の場合のように、すべり制御目的で使用され得る。したがって、測定されたＲＭＳモータ電流が、負荷トルクの増大により最大公称電流を超えて増大し始め、モータＲＰＭがその後公称基本周波数未満に下がった場合、制御論理３０は、すべり周波数を調整することによって不均衡を補正するために、ＡＣ誘導モータの技術分野で知られているように、すべり補償を行う。同じくＡＣモータの技術分野で理解されているように、すべり制御は、同期ＡＣモータを制御するときは必要とされないか、又は重要でない。

特に、これらの状況の下で、すべり補償は、ＡＣモータに供給される電流及び周波数の大きさが両方とも増加するように動作軌道を調整し、それによってモータＲＰＭを漸進的に上げて最大公称範囲まで戻す。この時点で、多相巻線の各相についてのモータ電流は最終的に正常動作範囲内に入り、モータＲＰＭは、電流励起周波数と、モータ極の数の関係を反映する。このすべり補償機構は、常に所定の位置にあり、負荷不確定性の条件下でモータすべりを維持する。

図２の上記の説明から明らかであるように、制御論理３０の１つの目的は、多相巻線のマスタ相巻線に印加される正弦波電流と、マスタ逆ＥＭＦとの間の位相整合を維持することである。これは、正弦波電流を制御するために使用される正弦波電圧基準の位相を逆ＥＭＦのゼロ交差に同期させるためにＰＬＬ２６を使用することによって達成される。ＢＥＭＦ電圧に対する電流の位相整合はより高い力率を駆動する。この点について、このモータ・コントローラは、従来の用語では、印加電圧Ｖと周波数Ｆの両方の比が維持される、スカラー・コントローラとして動作することが述べられるべきである。

このＶ／Ｆ比（たとえば、１１５ＶＡＣ／４００Ｈｚ＝０．２８７）は、モータがソフト・スタートされ、それの基本動作周波数まで電圧ランプ制御されるので、一定のトルクを維持する。電流注入のプロセスは、ＰＷＭによってモータ・インダクタンスに適用される積分ボルト秒に基づかないので、電流は、通常のＶＳＩ駆動よりもはるかに短時間で大きさ及び周波数が調整され得るので、本明細書で開示するコントローラは、従来のコントローラよりもはるかに速い動的応答を呈する。これは、速い負荷変動を取り扱うときに増加した帯域幅を駆動する。

モータ電流は、相ごとの正弦波電流として直接注入されるので、十分な周波数範囲にわたって、及び基本周波数まで一定のトルクを維持するために、Ｖ／Ｆについての関係を維持する必要がある。これは、電流は、相ごとの電流源の各々において振幅と周波数の両方が制御されなければならないことを暗示する。本明細書で開示するコントローラはまた、モータ電流の周波数を、基本周波数を超えて一定電力動作モード内で上げることによって、弱め界磁（ｆｉｅｌｄ ｗｅａｋｅｎｉｎｇ）を実行することが可能である。

制御論理３０のさらなる詳細を示す、より詳細なアーキテクチャ概要が図４に与えられており、以下でさらに説明するが、様々な実施例において、本明細書で開示する電流源型アーキテクチャは、個別の電子回路ブロック又は構成要素（すなわち、ソフトウェア又はファームウェアなし）によって、或いは代替的に、マイクロコントローラ、マイクロプロセッサなどを使用してハードウェア複雑さを低減するためのソフトウェア又はファームウェアを含めることによって実装され得ることが理解される。

図４を参照すると、図２で使用されているものと同じ参照番号が、同様の構成要素を指定するために図４において再利用されている。さらに、説明しやすいように、Ｖ２Ｆコンバータ２２及びＰＬＬ２６は、図２の制御論理３０に対応する、図４において３０と標示されたブロック内にあることが概略的に示されている。この制御論理ブロック３０の重要な構成要素及び機能について、図４においてさらに詳述し、以下で説明する。

Ａ．同期位相シフト正弦波電圧生成
電流源制御の観点から、電流コントローラは、可変振幅と可変周波数の両方を与えることができる３つの正弦波電圧基準を必要とする。３相ＡＣモータの場合、これらの電圧基準の互いに対する位相変位は１２０度でなければならない。図４の実施例では、これらの３つの位相シフトされた電圧基準は３相クロック（ＣＬＫ）論理ブロック６０において位相遅延クロック発生器によって生成され、位相遅延クロック発生器は、例示的な実施例では、図５に示された回路を使用し得る。

図５を参照すると、この回路は、電圧周波数コンバータ２２（図４参照）から出力された周波数を受信し、その周波数は、バイナリ・カウンタ５４の出力において、ＡＣモータの最大励起周波数の６倍である周波数を与えるために比（ｎ）で分割され得る。例として、４００Ｈｚモータの場合、これは２４００Ｈｚになるであろう。同期クロック及びカスケードＱ－Ｄリップル・スルー入力を使用する３つのＤフリップ・フロップ５５、５６、５７を組み込むことによって、図５の回路は、この周波数を６でさらに分割することが可能であり、それによって、バッファ５８、５９、及び６１のそれぞれの出力において４００Ｈｚの最大周波数で３つの１２０度位相シフトされたクロックを与える。図４に示されているように、３相ＣＬＫ論理ブロック６０からのこれらの出力は、必要とされる正弦波波形を生成するそれぞれのスイッチト・キャパシタ・フィルタ６２、６４、及び６６に加えられる。

この点について、それの可変周波数出力が３相ＣＬＫ論理ブロック６０の入力に加えられる電圧周波数コンバータＶ２Ｆ２２は、ジッタを最小にするために同期クロックを組み込み得る。例示的な電圧周波数コンバータのために使用され得る回路が図６に示されている。要するに、図６に示されているように、周波数変換のために使用される電圧ランプ入力６０１は、振幅リミット６００を使用して制約される。このことは、Ｖ２Ｆの出力周波数がモータの上側周波数（たとえば４００Ｈｚ）に制限されることを保証する。ランプは、次いで２極アクティブ・ローパス・フィルタ６０２、たとえば０．５７７のＱ値をもつベッセル・フィルタ（Ｂｅｓｓｅｌ ｆｉｌｔｅｒ）を使用して帯域制限される。入力フィルタ処理は、同期クロック６０４とともに、Ｖ２Ｆ２２にジッタのない出力周波数を与える。

再び図４のブロック図を参照すると、デジタル・アナログ・コンバータ（ＤＡＣ）への（０（０ｘ００）～８ビット（０ｘＦＦ）までの）８ビット・バイナリ・カウントの適用は、Ｖ２Ｆ２２を駆動するためにブロック２０から電圧ランプ出力を発生するために使用され得る。ブロック２０からのランプ電圧出力は、２つの異なるランプ・レートを与えるために図４の下流回路によって使用される。

特に、図４に示されているように、第１のランプが、電圧周波数コンバータ２２を制御するために直接印加され、得られた周波数は、３相ＣＬＫ論理６０によって生成される電流源電圧基準の出力周波数と、最終的にＳＣフィルタ６２、６４、及び６６のそれぞれの出力における周波数とを制御するために使用される。

次に、異なるランプ・レートを有する第２のランプが、第１のランプから導出され、ＳＣフィルタ６２、６４、６６からの電流源電圧基準出力の振幅を制御するために使用される。そのような振幅制御は、ＳＣフィルタ６２、６４、６６からの出力を受信し、３相正弦波電圧基準の振幅制御を行う、図８に示されているような電圧増倍器（ｖｏｌｔａｇｅ ｍｕｌｔｉｐｌｉｅｒ）回路を使用することによって達成され得る。これは、正弦波電圧基準の利得を直線的に増加させるために、それぞれの電圧増倍器８００、８０２、８０４を使用してＳＣフィルタ６２、６４、６６の出力に第２のランプを乗算することによって達成される。明らかなように、２つのランプは、相応してスケーリングされ、それらの特定の回路機能を実行するために異なる傾きを有する。

図４に戻ると、多相巻線の各々に給電するＡＣ電流源３２、３４、及び３６のそれぞれの入力に印加される正弦波電流源電圧基準の生成は、以下のように達成され得る。電圧周波数（Ｖ２Ｆ）コンバータ２２が、可変周波数の、位相シフトされた、相ごとの方形波クロック信号を与え、相ごとの方形波クロック信号は、より高い周波数のクロックに同期しており、３相ＣＬＫ論理６０からそれぞれ出力される。

図４に、及び図７のより詳細な回路に示されているように、一実施例では、これらの３つの相ごとの方形波信号は、その後、可変コーナー周波数を有するそれぞれの１０次楕円スイッチト・キャパシタ・フィルタ（１０^ｔｈ ｏｒｄｅｒ ｅｌｌｉｐｔｉｃａｌ ｓｗｉｔｃｈｅｄ ｃａｐａｃｉｔｏｒ ｆｉｌｔｅｒ）（ＳＣフィルタ６２、６４、６６）に加えられる。（３相ＣＬＫ論理６０からの基本正弦波周波数出力に対するコーナー周波数の比は９６に設定され得る）。クロック周波数フィードスルーをなくすために、ＳＣフィルタ６２、６４、６６の出力はローパス・アナログＳＩＮＣ補正フィルタ７０２、７０４、７０６に渡される。これらのＳＩＮＣ補正ローパス・フィルタは、方形波ＳＣフィルタ・クロックにおける高調波を、それらが無視され得るレベルまで減衰させ、それによってＳＩＮＣ補正ローパス・フィルタのそれぞれの出力において位相シフトされた正弦波波形を生成する。この減衰は一般にクロック周波数で－６０ｄＢである。４００Ｈｚモータ周波数の場合、これは、明快のために３８．４ｋＨｚのクロック周波数になるであろう。基本周波数クロックとコーナー周波数クロックの両方は同期しており、ランプ基準に応じて変化するので、ＳＩＮＣ補正ＬＰフィルタ７０２、７０４、及び７０６は、ＡＣモータを駆動するために周波数が（たとえば、０Ｈｚ～４００Ｈｚ基本波まで）可変であるトラッキング正弦波出力を生成する。これは、ＳＣフィルタは周波数の範囲を追跡するので、ＳＣフィルタへの入力周波数もフィルタのコーナー周波数と同じであることによる。３相ＣＬＫ論理６０からの方形波は、ＳＣフィルタ６２、６４及び６６に提示され、次いでＳＩＮＣ補正ＬＰフィルタ７０２、７０４、及び７０６に提示されるので、より高次の高調波は減衰され、それぞれのフィルタ７０２、７０４、及び７０６から出力されるべき適切に位相シフトされた正弦波基本波のみが残る。

Ｂ．入力電圧監視及び検証
本開示によれば、制御論理３０の別の機能は、相ごとのＡＣ電流源の各々に電力を供給するＤＣ電圧を監視し、検証することである。これらの電圧が所定の限界から外れると、モニタは、モータ動作を抑制するか、又はモータが動作している場合、パワー・ダウン・ソフト停止プロセスを開始する。この機能は、入力デグリッチ・フィルタ（ｄｅｇｌｉｔｃｈ ｆｉｌｔｅｒ）をもつＡＣ電流源に電力を供給するために使用されるＤＣ入力電圧を監視する比較器によって実装され得る。

Ｃ．相ごとの同期電流源型コンバータ
前に説明したように、相ごとの電流源の各々は、たとえば、線形レギュレータとして、又は同期電流源型ダウン・コンバータ（すなわち、バック・コンバータ）若しくは同等のＡＣ電流源として構成され得る。３相冷却ファンなど、ＡＣ誘導モータ適用例の場合、比較的低い相電流、及び回路機能の単純さにより、線形電流源が使用され得る。電流源型ダウン・コンバータは制御目的でパルス幅変調を使用するので、より高い電流の動作を必要とするモータの場合、電流源型ダウン・コンバータは一般に線形レギュレータよりも効率的であろう。

本開示によれば、すべての場合における制御目標は、固定子巻線の各々に相ごとの正弦波電流を与えることである。電流コンバータはまた、フル・レートの正弦波相電流をソースすることが可能でなければならず、これはトルク（電流）及び周波数の制御目標に基づく。本開示では、線形電流源並びに電流源型ダウン・コンバータ（バック・コンバータ）を使用する例示的な実施例について説明するが、他の回路トポロジに基づく好適な特性を有するＡＣ電流源が、本明細書で開示する同期電流源として代替的に使用され得、本開示の範囲によって包含されるものである。

Ｄ．相電流フィードバック
図４に示されているように、変流器（たとえば、電流ループ４０、４２、及び４３）が相ごとの同期電流源レギュレータの各々の出力に接続される。これらは、電流帰還制御目的のための相電流の電圧アナログを発生するために使用される。正弦波電流源型ドライブであるので、電流のライン周波数は一般に数百ヘルツである。したがって、スカラーＶ／Ｆ制御を用いれば、電流の瞬時検出及び補正は必要でなく、ＲＭＳ検出方法で十分である。

Ｅ．相電流ＲＭＳ検証及びすべり補償
相ごとの正弦波電流の各々は、固定子の相ごとの電流が命令された電流を満たすように、閉ループ制御構造内で使用される。電流ループ４０、４２、４３によって監視される、３つの相電流のうち最も高い相電流はＳＵＭ／Ｈｉｇｈ Ｗｉｎｓブロック６８においてＲＭＳ項に変換される。すべり制御ブロック７０は、モータ引きずり（ｄｒａｇ）、又は負荷トルクが通常よりも高い（その結果、モータＲＰＭが通常動作よりも低くなる）他の状況を検出するために、３つのＲＭＳ電流のうち最も高いＲＭＳ電流を使用する。モータＲＰＭは、モータ内の誘導ピックアップを使用することによって、又は逆ＥＭＦ電圧を測定することによって検出され得る。この状況において、スリップ制御ブロック７０は、乗算器７４、７６及び７８を介してＡＣ電流源の入力に、及びＶ２Ｆ２２にフィードバックされる信号を与える。このフィードバックは、相ごとの電流源に、励起周波数及び出力電流において小さい増加を行わせて、増加した負荷トルクを補償し、モータを通常の動作状態に引き戻す。

特に、励起周波数が増大するにつれて、モータＲＰＭも漸進的に増加し、電気周波数と回転子ＲＰＭとの間のすべり項は、２～３％の公称すべりが適切であり、モータ電流がもう一度正常な限界内にあるレベルまで低減する。モータへの高い負荷の影響がなくなると、モータが正しい基本周波数で、及び正常なＲＰＭ限界内で動作するように、すべり補償器は、相ごとの固定子巻線の各々に加えられる電気的周波数を漸進的に低減する。すべり制御のこのモードは、低帯域幅補償器であり、ＲＰＭに急激な過渡変化をもたらさないような形で動作する。すべり制御調整は、限界ブロック７２によって課される周波数と電流の両方に課される最大限界を用いて実行される。

制御論理３０はまた、相電流不均衡を補償し、各相が等しく駆動されていることを保証するために、各相の測定されたＡＣ電流を使用する。これは、ＳＵＭ／Ｈｉｇｈ Ｗｉｎｓブロック６８内ですべての３相の合計を取ることによって達成される。ウィンドウ比較器によって検出され得る、０に近い合計は均衡電流駆動を示している。これは、すべての３つの相の合計は０に等しくなるべきであることを暗示する。

Ｆ．モータ・タコメータ・フィードバック
モータＲＰＭは、逆ＥＭＦ電圧を追跡することによって、又はホール・センサをタコメータとして使用することによって決定され得る。この情報は、集中型コントローラに情報を与えるために使用され、したがって、すべり補償器は、モータ印加電気的周波数と実際のモータＲＰＭとに基づいて電流と周波数の両方において補償の正しい軌道をスケーリングすることが可能である。

Ｇ．最適電力ファクタのためのＰＬＬを使用するモータ位置同期
モータＢＥＭＦは、力率が制御論理３０によって最適化され得るように、ソースされた電流と位相整合される（すなわち、同相である）ことを保証することが重要である。これは、相ごとのＢＥＭＦに対する電流源の同期制御によって、及びモータＢＥＭＦを相電流に漸進的に位相整合させるために位相ロック・ループ２６を使用して達成される。

Ｈ．可変周波数、可変電圧正弦波電流コマンド
制御論理３０は、振幅可変及び周波数可変である、電流コマンドの電圧アナログを生成する。ＡＣ電流源の各々への電流コマンドはＶ２Ｆ２２及び正弦波電圧調整方式の出力である。これはまた、必要に応じてモータへの電流を調整するすべりコントローラによって増加する。すべての相ごとの３つのコマンドは１２０度だけ位相シフトされる。これは、高い慣性負荷を始動することを検討するとき、及び負荷トルクの速い変化に反応する際に重要である。

Ｉ．位相ロック・ループ（ＰＬＬ）
本明細書で説明するように、位相ロック・ループ２６は、ＢＥＭＦをマスタ電流制御基準の位相と位相ロックするために使用される。これは、相ごとのモータ電流周波数がＢＥＭＦに整合されることを保証する。相ごとの電流基準（正弦波電圧）の各々は同時に位相シフトされるので、ＰＬＬをロックするために専用位相を使用することは、すべての相が、印加された相電流に対するそれら自体のＢＥＭＦに関して整合されることを保証する。

本明細書で開示するように、電流源型コントローラ・トポロジはＡＣモータの電圧周波数制御、すべり制御、及びトルク制御を実行する。そのようなコントローラの特定の実装は、デジタル信号プロセッサ（ＤＳＰ）を組み込むことによってか、又は個別のアナログ及び／又はデジタル解決策を使用して実装することによって達成され得る。

以下の著しい利点は、旧来の従来技術ＶＳＩトポロジと比較して、本明細書で開示する新規の電流源型コントローラ・アーキテクチャを使用することによって得られ得る。

重要なことには、本明細書で開示する電流源型手法は、ＶＳＩ、及びＶＳＩに高いリンク電圧を与えるために必要とされる高電圧ＤＣバスの削減をもたらす。したがって、電流源ごとのＤＣリンク電圧は、十分なトルク対周波数のために必要とされる最大電流に耐えられる（すなわち、ソースする）ようにサイズ決定されるだけでよい。

ＶＳＩの削減により、極電圧のパルス幅変調を採用する必要がない。これは、正弦波出力フィルタのために必要な複雑なＰＷＭ制御論理を削減する。

本明細書で開示する電流源型制御は、電流を制御することに集中しているので、電流及び周波数の速い変化を駆動することが可能であり、これは、負荷不確定性を管理し、トルクを増加させるために使用され得る。

本明細書で開示するトポロジは電流源型モータ・ドライブに基づくので、モータとコントローラとの間にかなりのワイヤ長さがある、いわゆる「ロング・ライン」モータ及びコントローラ適用例のために優れた設計をもたらす。特に、電流源コントローラは、ロング・ライン対応であり、電圧のスイッチ・ノード変調を使用する標準ＶＳＩトポロジで起こるＥＭＩ問題なしに使用され得る。

別の利点は、このタイプのコントローラは、単相セクションと、低減された複雑さを有するコントローラとを使用することによって、単相ＡＣモータを制御するためにも使用され得ることである。

この電流源制御方式のための多数の適用例は、限定はしないが、ほんのいくつかの適用例を挙げれば、たとえば、同期と非同期の両方の３相モータの制御、単相ＡＣモータの制御、ＡＣ誘導モータを使用するポンプ・コントローラ、ロング・ラインＡＣモータ適用例、ＰＭＡＣモータの制御、並びに３相ＡＣファン及びブロワを含む。

さらに、開示された電流源型トポロジを用いて達成され得る効率利得は、特に、ＳｉＣ技術を組み込んだ最適に設計された同期制御されるダウン・コンバータが使用されるときに、著しいものとなる可能性がある。

上記の利点に加えて、このトポロジについての戦略的利得は、市場投入がより速い設計及び実装、低減されたフォーム・ファクタ及び重量、低減されたシステム複雑さ、並びに低減された経常外（ｎｏｎ－ｒｅｃｕｒｒｉｎｇ）コストを含む。

手短に言うと、上記の開示では、電流源型制御トポロジを使用する３相モータのための制御の実施例について説明した。そのような電流源型トポロジは、極電圧変調に依拠し、ＥＭＣクワイエットであり、ロング・ライン対応であり、従来技術よりも改善された効率を有する制御を与える、スタンド従来技術ＶＳＩ回路トポロジに起因する問題をなくす。

本開示の例示的な実施例を図示し、詳細に説明したが、それに対する様々な改変及び改善は当業者に容易に明らかになり、それらのすべては以下の特許請求の範囲によって包含されるものとする。

Claims (20)

1. 複数の巻線を備える多相ＡＣモータのためのコントローラであって、
   前記複数の巻線のうちの１つに正弦波電流を供給するために、それぞれが前記複数の巻線のうちの前記１つに結合されている、複数のＡＣ電流源と、
   前記複数のＡＣ電流源に結合された制御論理であって、ＡＣ誘導モータの動作を制御するように、指定された位相、可変周波数及び可変振幅の正弦波ＡＣ電流を用いて前記ＡＣ電流源の各々の接続された巻線を駆動する前記ＡＣ電流源の各々のそれぞれの入力において正弦波電圧基準を生成する、制御論理と
   を備えるコントローラ。
2. 前記複数のＡＣ電流源が線形電流増幅器を備える、請求項１に記載のコントローラ。
3. 前記複数のＡＣ電流源がバック・コンバータを備える、請求項１に記載のコントローラ。
4. 前記制御論理が、前記正弦波電圧基準を生成するためのクロック論理とスイッチト・キャパシタ・フィルタとを備える、請求項１に記載のコントローラ。
5. 異なる位相を有する複数のクロック信号を生成するために、前記クロック論理の入力に電圧周波数コンバータが接続されている、請求項４に記載のコントローラ。
6. 前記クロック信号が、前記正弦波電圧基準を生成するために前記スイッチト・キャパシタ・フィルタに入力される、請求項５に記載のコントローラ。
7. 前記モータによって生成される逆ＥＭＦの位相を前記複数のＡＣ電流源のうちの１つから出力された前記正弦波ＡＣ電流の位相にロックするための位相ロック・ループをさらに含む、請求項１に記載のコントローラ。
8. ３つの固定子巻線を備える３相ＡＣ誘導モータのためのコントローラであって、
   前記固定子巻線のうちの１つに正弦波電流を供給するために、それぞれが前記固定子巻線のうちの前記１つに結合されている、３つのＡＣ電流源と、
   前記３つのＡＣ電流源に結合された制御論理であって、各ＡＣ電流源のそれぞれの入力に結合されている正弦波電圧基準を生成し、それによって、前記ＡＣ誘導モータの動作を制御するために、可変周波数及び可変振幅の正弦波ＡＣ電流を用いて各ＡＣ電流源の結合された巻線を駆動するように各ＡＣ電流源を制御する、制御論理と
   を備えるコントローラ。
9. 前記ＡＣ電流源が線形電流増幅器を備える、請求項８に記載のコントローラ。
10. 前記ＡＣ電流源がバック・コンバータを備える、請求項８に記載のコントローラ。
11. 前記制御論理が、前記正弦波電圧基準を生成するためのクロック論理とスイッチト・キャパシタ・フィルタとを備える、請求項８に記載のコントローラ。
12. 互いに対して１２０度シフトされた位相を有する複数のクロック信号を生成するために、前記クロック論理の入力に電圧周波数コンバータが結合されている、請求項１１に記載のコントローラ。
13. 前記位相シフトされたクロック信号が、前記正弦波電圧基準を生成するために前記スイッチト・キャパシタ・フィルタに入力される、請求項１２に記載のコントローラ。
14. 前記モータの逆ＥＭＦの位相を前記複数のＡＣ電流源のうちの１つから出力された前記正弦波電流の位相にロックするための位相ロック・ループをさらに含む、請求項１２に記載のコントローラ。
15. ３相ＡＣモータを制御するための方法であって、前記３相ＡＣモータが３つの巻線を有し、
    前記巻線に正弦波電流を供給するために各巻線にＡＣ電流源を結合するステップと、
    異なる電圧レベル及び位相の正弦波電圧基準を生成するステップと、
    前記３相モータの動作を制御するように、前記正弦波電圧基準を前記ＡＣ電流源の各々に結合して、特定の位相、及び可変周波数で可変電流を出力するために前記電流源の各々を駆動するステップと
    を含む方法。
16. 前記ＡＣ電流源を結合するステップが、バック・コンバータを結合するステップをさらに含む、請求項１５に記載の方法。
17. 前記ＡＣ電流源を結合するステップが、線形電流増幅器を結合するステップをさらに含む、請求項１５に記載の方法。
18. 前記生成するステップが、前記正弦波電圧基準を生成するためにクロック論理とスイッチト・キャパシタ・フィルタとを使用するステップをさらに含む、請求項１５に記載の方法。
19. 前記生成するステップが、前記クロック論理とは異なる位相をもつクロックを生成するために電圧周波数コンバータを使用するステップをさらに含む、請求項１８に記載の方法。
20. 前記３相モータによって生成される逆ＥＭＦが、前記電流源から出力された前記電流のうちの１つに位相ロックされる、請求項１５に記載の方法。

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