JP2020061754A - 波形選択フィルタを用いた通話システム、通信端末 - Google Patents
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Abstract
【課題】送信側に変調器１２、受信側に復調器１６を有し、多重アクセス通信路３０を介して通信を行う通信システム。または、送信側に変調器１２および周波数変換器１４、受信側に復調器１６および周波数変換器１４を有し、多重アクセス通信路３０を介して通信を行う通信システムに関する。【解決手段】通信システムにおいて、送信側にパルス時間波形制御器１０、受信側に波形選択フィルタ２０を有することを特徴とする通信システム１により、同一周波数帯または複数の周波数が存在する帯域においてパルス幅による波形選択フィルタによる多重化した通信システム１を提供する。また、パルス時間波形制御器１０および波形選択フィルタ２０を接続して通信機能として一体に設置することにより、同一周波数帯または複数の周波数が存在する帯域においてパルス幅による波形選択フィルタによる多重化した通信端末２を提供する。【選択図】 図６
Description
本発明は、同一周波数帯域または複数の周波数が存在する帯域の電波でも、電波の波形（ここでは具体的には電波の発生している時間単位の電波（パルス）の長さである、以下、パルス幅）に応じて選択的に吸収、透過できるようにする電磁特性を持った波形選択フィルタ（波形選択メタサーフェス）を使用した波形選択性と時間領域制御を実現する通話方式および通話システムに関するものである。
従来の無線多元アクセス方式を図１０にて説明する。図１０（ａ）はＦＤＭＡ方式（周波数分割多元アクセス方式）、図１０（ｂ）はＴＤＭＡ方式（時分割多元アクセス方式）、図１０（ｃ）はＣＤＭＡ方式（符号分割多元アクセス方式）を示す。ＦＤＭＡ方式は周波数軸（ｆ）上において各ユーザの通信信号を分割し多重化を実現する。ＴＤＭＡ方式は時間軸（ｔ）上において各ユーザの通信信号を分割し多重化を実現する。ＣＤＭＡ方式は符号軸（拡散符号など）上において各ユーザの通信信号を分割し多重化を実現する。尚、周波数軸（ｆ）、時間軸（ｔ）、および符号軸（拡散符号など）の3軸は、直交（独立）しているため任意の組み合わせが可能である。これを実現した例として、図１０（ｄ）に示すＯＦＤＭＡ方式がある。ＯＦＤＭＡ方式は、直交サブキャリアによるＦＤＭＡ方式＋ＴＤＭＡ方式において、各ユーザの通信信号を分割し多重化を実現する。
特に同一周波数帯を複数のユーザ無線通信の無線多元アクセスにおいては多岐に渡る研究取り組みが行われ、上記のように、ＦＤＭＡ方式、ＴＤＭＡ方式、ＣＤＭＡ方式、およびＯＦＤＭＡ方式等において無線周波数資源を分割し多重化を行っている。このように周波数資源の利用効率向上の研究取り組みは昨今広く取り組まれており、携帯電話のセルラネットワークを始めとして多元アクセス方式は実用化されている。しかしながら、周波数軸（ｆ）、時間軸（ｔ）、および符号軸（拡散符号など）の3軸を利用する方式は、周波数利用効率が理論的に限界となって来ている。
特に同一周波数帯を複数のユーザ無線通信の無線多元アクセスにおいては多岐に渡る研究取り組みが行われ、上記のように、ＦＤＭＡ方式、ＴＤＭＡ方式、ＣＤＭＡ方式、およびＯＦＤＭＡ方式等において無線周波数資源を分割し多重化を行っている。このように周波数資源の利用効率向上の研究取り組みは昨今広く取り組まれており、携帯電話のセルラネットワークを始めとして多元アクセス方式は実用化されている。しかしながら、周波数軸（ｆ）、時間軸（ｔ）、および符号軸（拡散符号など）の3軸を利用する方式は、周波数利用効率が理論的に限界となって来ている。
また、近年携帯電話やスマートフォンなど等の通信端末、および無線ＬＡＮ等が爆発的に増加しており、このような無線通信の利用拡大を背景に周波数資源の枯渇が指摘されている。周波数資源枯渇のためによりさらなるユーザ多重化方式が求められている
非特許文献１には、通信を行う電子機器を高電力信号から守るため、非線形に表面電流（または表面波）を吸収するメタサーフェスが提示されている。現実的に高電力信号は、インパルス的な短いパルス幅の電波となる。よって、このメタサーフェスは、短いパルス幅の電波を吸収し、長い電波を透過するものであり、通信機器の外郭に取り付けられ、通信機器を保護する。よって、通信自体に用いられていない。
H. Wakatsuchi, S. Kim, J. J. Rushton, D. Sievenpiper, "Waveform-Dependent Absorbing Metasurfaces", Physical Review Letters 111, 245501, December 2013.
本発明者らにより発明された新規電磁界特性「波形（パルス幅）選択性」を用いた全く新しい無線多元アクセス方式を提案する。この波形幅選択性は電磁界特性（透過・吸収など）を周波数だけでなくパルス長（信号励振時間）により変化させることのできる新たな電磁界現象である。これを応用した新規無線多元アクセス方式により従来の多元アクセスの分割軸である周波数、時間、符号（それぞれＦＤＭＡ方式、ＴＤＭＡ方式、ＣＤＭＡ方式）に「波形軸」を追加する。その結果、これまでの通信理論の限界を超える周波数利用効率の実現や、枯渇しつつある無線周波数資源の飛躍的拡張を目指す。
本発明は、従来の通信システムにおける周波数、時間、符号の３軸に、パルス幅選択性の概念（波形軸）を導入し、同一周波数帯または複数の周波数が存在する帯域においてパルス幅による波形選択を行う波形選択フィルタを用いた多重化した通信システムおよび通信端末を提供するものである。
発明１は、電波の励振時間であるパルス幅を特定のパルス幅に制御して電波を送信する送信側通信端末と、送信側通信端末が送信した前記電波を受信する受信側通信端末と、波形選択フィルタと、を備え、受信側通信端末は、受信部を有し、波形選択フィルタは、特定のパルス幅の電波を選択的に透過または反射し、受信部は、波形選択フィルタが透過した特定のパルス幅の電波を受信する、通信システムである。
発明２は、波形選択フィルタは、送信側通信端末と受信側通信端末の間に介することを特徴とする。
発明３は、波形選択フィルタは、導電性部材と、導電性部材の２箇所を繋ぐ整流回路と、ＲＬ回路およびＲＣ回路のうち一方または両方を備え、ＲＬ回路は、インダクティブな成分を持つ回路素子および抵抗成分を持つ回路素子を有し、ＲＣ回路は、キャパシティブな成分を持つ回路素子および抵抗成分を持つ回路素子を有し、波形選択フィルタは、電波の励振時間であるパルス幅によって電波の吸収率が異なることを特徴とする。
発明４は、送信側通信端末は、電波のパルス幅を特定のパルス幅に制御するパルス時間波形制御器と、周波数領域での多重化を行う送信側周波数変換器と、を有し、送信側通信端末によって送信される電波は、パルス時間波形制御器によって特定のパルス幅に制御され、かつ、送信側周波数変換器によって周波数領域での多重化が行われており、受信側通信端末は、波形選択フィルタが透過した特定のパルス幅の電波のうち、特定の周波数領域の信号を選択的に受信する受信側周波数変換器を有することを特徴とする。
発明５は、送信側通信端末は、電波のパルス幅を特定のパルス幅に制御するパルス時間波形制御器と、アクセス時間での多重化を行う送信側アクセス時間制御器と、を有し、送信側通信端末によって送信される電波は、パルス時間波形制御器によって特定のパルス幅に制御され、かつ、送信側アクセス時間制御器によってアクセス時間での多重化が行われており、受信側通信端末は、波形選択フィルタが透過した特定のパルス幅の電波のうち、特定のアクセス時間の信号を選択的に受信する受信側アクセス時間制御器を有することを特徴とする。
発明６は、送信側通信端末は、電波のパルス幅を特定のパルス幅に制御するパルス時間波形制御器と、拡散符号領域での多重化を行う符号拡散器と、を有し、送信側通信端末によって送信される電波は、パルス時間波形制御器によって特定のパルス幅に制御され、かつ、符号拡散器によって拡散符号領域での多重化が行われており、受信側通信端末は、波形選択フィルタが透過した特定のパルス幅の電波のうち、特定の拡散符号で信号拡散された信号を選択的に受信する符号逆拡散器を有することを特徴とする。
発明７は、電波の励振時間であるパルス幅を特定のパルス幅に制御して電波を送信する送信側通信端末から、電波を受信する受信側通信端末であって、波形選択フィルタおよび受信部を有し、波形選択フィルタは、特定のパルス幅の電波を選択的に透過し、受信部は、波形選択フィルタが透過した特定のパルス幅の電波を受信する、受信側通信端末である。
発明８は、送信する電波の励振時間であるパルス幅を制御するパルス時間波形制御器を備えたことを特徴とする。
発明９は、電波の励振時間であるパルス幅が特定のパルス幅となっている電波を選択的に受信する受信側通信端末に電波を送信する送信側通信端末であって、電波のパルス幅を特定のパルス幅に制御して電波を送信する送信側通信端末である。
発明１は、電波の励振時間であるパルス幅を特定のパルス幅に制御して電波を送信する送信側通信端末と、送信側通信端末が送信した前記電波を受信する受信側通信端末と、波形選択フィルタと、を備え、受信側通信端末は、受信部を有し、波形選択フィルタは、特定のパルス幅の電波を選択的に透過または反射し、受信部は、波形選択フィルタが透過した特定のパルス幅の電波を受信する、通信システムである。
発明２は、波形選択フィルタは、送信側通信端末と受信側通信端末の間に介することを特徴とする。
発明３は、波形選択フィルタは、導電性部材と、導電性部材の２箇所を繋ぐ整流回路と、ＲＬ回路およびＲＣ回路のうち一方または両方を備え、ＲＬ回路は、インダクティブな成分を持つ回路素子および抵抗成分を持つ回路素子を有し、ＲＣ回路は、キャパシティブな成分を持つ回路素子および抵抗成分を持つ回路素子を有し、波形選択フィルタは、電波の励振時間であるパルス幅によって電波の吸収率が異なることを特徴とする。
発明４は、送信側通信端末は、電波のパルス幅を特定のパルス幅に制御するパルス時間波形制御器と、周波数領域での多重化を行う送信側周波数変換器と、を有し、送信側通信端末によって送信される電波は、パルス時間波形制御器によって特定のパルス幅に制御され、かつ、送信側周波数変換器によって周波数領域での多重化が行われており、受信側通信端末は、波形選択フィルタが透過した特定のパルス幅の電波のうち、特定の周波数領域の信号を選択的に受信する受信側周波数変換器を有することを特徴とする。
発明５は、送信側通信端末は、電波のパルス幅を特定のパルス幅に制御するパルス時間波形制御器と、アクセス時間での多重化を行う送信側アクセス時間制御器と、を有し、送信側通信端末によって送信される電波は、パルス時間波形制御器によって特定のパルス幅に制御され、かつ、送信側アクセス時間制御器によってアクセス時間での多重化が行われており、受信側通信端末は、波形選択フィルタが透過した特定のパルス幅の電波のうち、特定のアクセス時間の信号を選択的に受信する受信側アクセス時間制御器を有することを特徴とする。
発明６は、送信側通信端末は、電波のパルス幅を特定のパルス幅に制御するパルス時間波形制御器と、拡散符号領域での多重化を行う符号拡散器と、を有し、送信側通信端末によって送信される電波は、パルス時間波形制御器によって特定のパルス幅に制御され、かつ、符号拡散器によって拡散符号領域での多重化が行われており、受信側通信端末は、波形選択フィルタが透過した特定のパルス幅の電波のうち、特定の拡散符号で信号拡散された信号を選択的に受信する符号逆拡散器を有することを特徴とする。
発明７は、電波の励振時間であるパルス幅を特定のパルス幅に制御して電波を送信する送信側通信端末から、電波を受信する受信側通信端末であって、波形選択フィルタおよび受信部を有し、波形選択フィルタは、特定のパルス幅の電波を選択的に透過し、受信部は、波形選択フィルタが透過した特定のパルス幅の電波を受信する、受信側通信端末である。
発明８は、送信する電波の励振時間であるパルス幅を制御するパルス時間波形制御器を備えたことを特徴とする。
発明９は、電波の励振時間であるパルス幅が特定のパルス幅となっている電波を選択的に受信する受信側通信端末に電波を送信する送信側通信端末であって、電波のパルス幅を特定のパルス幅に制御して電波を送信する送信側通信端末である。
発明１によれば、電波の励振時間であるパルス幅を特定のパルス幅に制御して電波を送信する送信側通信端末と、送信側通信端末が送信した電波を受信する受信側通信端末と波形選択フィルタと、を備え、受信側通信端末は、受信部を有し、波形選択フィルタは、特定のパルス幅の電波を選択的に透過または反射し、受信部は、波形選択フィルタが透過した特定のパルス幅の電波を受信する多重化した通信システムを提供することができる。即ち、受信側で特定のパルス幅を選択的に受信することを特徴とする。
発明２によれば、波形選択フィルタは送信側通信端末と受信側通信端末の間に介し、受信側で特定のパルス幅を選択的に受信することを特徴とする。
発明３によれば、波形選択フィルタの具体的な構成を特定する。
発明４によれば、周波数分割であるＦＤＭＡ方式の通信システムにおいて、送信側に、周波数変換器およびパルス時間波形制御器、受信側に波形選択フィルタ、周波数変換器を設置することにより、パルス幅による波形選択による多重化した通信システムを提供することができる。
発明５によれば、時間分割であるＴＤＭＡ方式の通信システムにおいて、送信側に、アクセス時間制御器およびパルス時間波形制御器、受信側に波形選択フィルタ、アクセス時間制御器を設置することにより、パルス幅による波形選択による多重化した通信システムを提供することができる。
発明６によれば、符号分割であるＣＤＭＡ方式の通信システムにおいて、送信側に符号拡散およびパルス時間波形制御器、受信側に波形選択フィルタ、符号逆拡散を設置することにより、パルス幅による波形選択による多重化した通信システムを提供することができる。
発明７によれば、波形選択フィルタを搭載した受信側通信端末を提供することができる。
発明８によれば、送信機能も受信機能も有する受信側通信端末を提供することができる。
発明９によれば、電波のパルス幅を特定のパルス幅に制御して電波を送信する送信側通信端末を提供することができる。
以上、本発明の通信システムおよび通信端末により、これまでの通信理論の限界を超える周波数利用効率の実現し、枯渇しつつある無線周波数資源の飛躍的拡張をおこなうことができる。
発明２によれば、波形選択フィルタは送信側通信端末と受信側通信端末の間に介し、受信側で特定のパルス幅を選択的に受信することを特徴とする。
発明３によれば、波形選択フィルタの具体的な構成を特定する。
発明４によれば、周波数分割であるＦＤＭＡ方式の通信システムにおいて、送信側に、周波数変換器およびパルス時間波形制御器、受信側に波形選択フィルタ、周波数変換器を設置することにより、パルス幅による波形選択による多重化した通信システムを提供することができる。
発明５によれば、時間分割であるＴＤＭＡ方式の通信システムにおいて、送信側に、アクセス時間制御器およびパルス時間波形制御器、受信側に波形選択フィルタ、アクセス時間制御器を設置することにより、パルス幅による波形選択による多重化した通信システムを提供することができる。
発明６によれば、符号分割であるＣＤＭＡ方式の通信システムにおいて、送信側に符号拡散およびパルス時間波形制御器、受信側に波形選択フィルタ、符号逆拡散を設置することにより、パルス幅による波形選択による多重化した通信システムを提供することができる。
発明７によれば、波形選択フィルタを搭載した受信側通信端末を提供することができる。
発明８によれば、送信機能も受信機能も有する受信側通信端末を提供することができる。
発明９によれば、電波のパルス幅を特定のパルス幅に制御して電波を送信する送信側通信端末を提供することができる。
以上、本発明の通信システムおよび通信端末により、これまでの通信理論の限界を超える周波数利用効率の実現し、枯渇しつつある無線周波数資源の飛躍的拡張をおこなうことができる。
以下、図面を参照しつつ本発明の実施の形態について説明する。本発明は、以下の実施形態に限定されるものではなく、発明の範囲を逸脱しない限りにおいて、変更、修正、改良を加え得るものである。
図１（ａ）に、波形選択メタサーフェス２０（以下、波形選択フィルタ２０という）の効果を模式的に示す。
図１（ａ）の左側に示す電波は、波形選択フィルタ２０への入力側の電波であり、周波数は等しいがパルス幅が異なる。ここでパルス幅は、図１に示すように、電波の発生している時間単位の電波（パルス）の長さである。また、パルス幅は、電波のエネルギーが発生している時間の長さ（電波の励振時間）でもある。
図１（ａ）の中央に示すのは、同一周波数の電波でも、電波の波形（具体的には電波の発生している時間単位の電波（パルス）の長さである）に応じて選択的に吸収、透過できるようにする電磁特性を持った波形選択フィルタ２０である。ここでは、短いパルス幅の電波を吸収し長いパルス幅の電波を透過する短波吸収波形選択フィルタ２２で示す。
図１（ａ）右側に示す電波は、短いパルス幅の電波を吸収し長いパルス幅の電波を透過することを示す。
図１（ｂ）に、波形選択フィルタ２０の構造を模式的に示す。金属板２７の上に誘電体２６があり、誘電体２６の上に複数の導電性部材２５が配置された平面状の基本形状をしている。２次元の平面状を基本としている。また、同じ部分に積層された金属板２７、誘電体２６、および導電性部材２５の曲率を、それぞれ同じとすることにより、波形選択フィルタ２０を全体として半円柱状、半球状、円錐状、またはパラボラアンテナ状を基本とした３次元形状にすることができる。ここで、上記のように金属板２７を有する場合は反射型であり、一方、金属版２７が廃された波形選択フィルタ２０は透過型となる。波形選択フィルタ２０は透過型であっても反射型であってもよい。
図１（ａ）の左側に示す電波は、波形選択フィルタ２０への入力側の電波であり、周波数は等しいがパルス幅が異なる。ここでパルス幅は、図１に示すように、電波の発生している時間単位の電波（パルス）の長さである。また、パルス幅は、電波のエネルギーが発生している時間の長さ（電波の励振時間）でもある。
図１（ａ）の中央に示すのは、同一周波数の電波でも、電波の波形（具体的には電波の発生している時間単位の電波（パルス）の長さである）に応じて選択的に吸収、透過できるようにする電磁特性を持った波形選択フィルタ２０である。ここでは、短いパルス幅の電波を吸収し長いパルス幅の電波を透過する短波吸収波形選択フィルタ２２で示す。
図１（ａ）右側に示す電波は、短いパルス幅の電波を吸収し長いパルス幅の電波を透過することを示す。
図１（ｂ）に、波形選択フィルタ２０の構造を模式的に示す。金属板２７の上に誘電体２６があり、誘電体２６の上に複数の導電性部材２５が配置された平面状の基本形状をしている。２次元の平面状を基本としている。また、同じ部分に積層された金属板２７、誘電体２６、および導電性部材２５の曲率を、それぞれ同じとすることにより、波形選択フィルタ２０を全体として半円柱状、半球状、円錐状、またはパラボラアンテナ状を基本とした３次元形状にすることができる。ここで、上記のように金属板２７を有する場合は反射型であり、一方、金属版２７が廃された波形選択フィルタ２０は透過型となる。波形選択フィルタ２０は透過型であっても反射型であってもよい。
図２および図３に、波形選択フィルタ２０の４つの類型の模式構造図と特性を示す。
短いパルス幅の電波を吸収し長いパルス幅の電波を透過するキャパシタ型波形選択フィルタ２２（短いパスス幅の電波吸収）の、模式構造図を図２（ａ）、特性を図３（ａ）に示す。
図２（ａ）は、導電性部材２５の２箇所（すなわち、左側の導電性部材２５と右側の導電性部材２５）を繋ぐ整流回路と、整流回路内に配置されてＲＣ回路を有する。ＲＣ回路には、整流回路によって整流された電流が流れる。このＲＣ回路は、キャパシティブな成分を持つ回路素子Cおよび抵抗成分を持つ回路素子Rｃを有する。回路素子Ｃと回路素子Rｃは並列に接続されている。
ここで、図３（ｂ）中の吸収曲線の飽和するパルス幅は使用される回路素子の時定数τ（τ＝RcC）によって決定される。
長いパルス幅の電波を吸収し短いパルス幅の電波を透過するインダクタ型波形選択フィルタ２１（長いパスス幅の電波吸収）の、模式構造図を図２（ｂ）、特性を図３（ｂ）に示す。
図２（ｂ）は、導電性部材２５の２箇所を繋ぐ整流回路と、整流回路内に配置されたＲＬ回路を有する。ＲＬ回路には、整流回路によって整流された電流が流れる。このＲＬ回路は、インダクティブな成分を持つ回路素子Lおよび抵抗成分を持つ回路素子Rｌを有する。回路素子Lと回路素子Rｌは直列に接続されている。
ここで、図３（ｂ）中の吸収曲線の飽和するパルス幅は使用される回路素子の時定数τ（τ＝L/Rl）によって決定される。
次に、パラレル結合型波形選択フィルタ２３の、模式構造図を図２（ｃ）、特性を図３（ｃ）に示す。これは、短いパルス幅の電波および長いパルス幅の電波を吸収し、その中間に位置するパルス幅の電波を透過する凹形の吸収特性を持っている。
図２（ｃ）は、導電性部材２５の２箇所を繋ぐ整流回路と、整流回路内に並列に接続されたＲＬ回路およびＲＣ回路を示す。ＲＬ回路およびＲＣ回路には、整流回路によって整流された電流が流れる。ＲＬ回路は、インダクティブな成分を持つ回路素子Lおよび抵抗成分を持つ回路素子Rｌを直列に有する。ＲＣ回路は、キャパシティブな成分を持つ回路素子Cおよび抵抗成分を持つ回路素子Rｃを並列に有する。
ここで、図３（ｃ）中の吸収曲線はそれぞれ独立した長いパルス幅の電波吸収波形選択フィルタと短いパルス幅の電波吸収波形選択フィルタに使用される回路素子の時定数τ（L/Rl、RcC）によって決定される。
次に、シリーズ結合型波形選択フィルタ２４の、模式構造図を図２（ｄ）、特性を図３（ｄ）に示す。これは、短いパルス幅の電波および長いパルス幅の電波を透過し、その中間に位置するパルス幅の電波を吸収する凸形の吸収特性を持っている。
図２（ｄ）は、導電性部材２５の２箇所を繋ぐ整流回路と、整流回路内に直列に接続されたＲＬ回路およびＲＣ回路を有する。ＲＬ回路およびＲＣ回路には、整流回路によって整流された電流が流れる。ＲＬ回路は、インダクティブな成分を持つ回路素子Lおよび抵抗成分を持つ回路素子Rｌを直列に有する。ＲＣ回路は、キャパシティブな成分を持つ回路素子Cおよび抵抗成分を持つ回路素子Rｃを並列に有する。
ここで、図３（ｄ）中の吸収曲線はそれぞれ独立した長いパルス幅の電波収波形選択フィルタと短いパルス幅の電波吸収波形選択フィルタに使用される回路素子の時定数τ（L/Rl、RcC）によって決定される。
以上より、波形選択フィルタは、導電性部材２５と、導電性部材２５の２箇所を繋ぐ整流回路と、整流回路内に、インダクティブな成分を持つ回路素子Lおよび抵抗成分を持つ回路素子Rを有するＲＬ回路、またはキャパシティブな成分を持つ回路素子Cおよび抵抗成分を持つ回路素子Rを有する含むＲＣ回路、またはＲＬ回路およびＲＣ回路と、を備えた電波の波形によって電波の吸収率が異なるフィルタである。
なお、抵抗成分を持つ回路素子Rとは、必ずしも抵抗である必要は無く、MOSFETなどで代用することもできる。また、キャパシティブな成分を持つ回路素子Cは、必ずしもキャパシタである必要は無く、バラクタダイオードで代用することもできる。
短いパルス幅の電波を吸収し長いパルス幅の電波を透過するキャパシタ型波形選択フィルタ２２（短いパスス幅の電波吸収）の、模式構造図を図２（ａ）、特性を図３（ａ）に示す。
図２（ａ）は、導電性部材２５の２箇所（すなわち、左側の導電性部材２５と右側の導電性部材２５）を繋ぐ整流回路と、整流回路内に配置されてＲＣ回路を有する。ＲＣ回路には、整流回路によって整流された電流が流れる。このＲＣ回路は、キャパシティブな成分を持つ回路素子Cおよび抵抗成分を持つ回路素子Rｃを有する。回路素子Ｃと回路素子Rｃは並列に接続されている。
ここで、図３（ｂ）中の吸収曲線の飽和するパルス幅は使用される回路素子の時定数τ（τ＝RcC）によって決定される。
長いパルス幅の電波を吸収し短いパルス幅の電波を透過するインダクタ型波形選択フィルタ２１（長いパスス幅の電波吸収）の、模式構造図を図２（ｂ）、特性を図３（ｂ）に示す。
図２（ｂ）は、導電性部材２５の２箇所を繋ぐ整流回路と、整流回路内に配置されたＲＬ回路を有する。ＲＬ回路には、整流回路によって整流された電流が流れる。このＲＬ回路は、インダクティブな成分を持つ回路素子Lおよび抵抗成分を持つ回路素子Rｌを有する。回路素子Lと回路素子Rｌは直列に接続されている。
ここで、図３（ｂ）中の吸収曲線の飽和するパルス幅は使用される回路素子の時定数τ（τ＝L/Rl）によって決定される。
次に、パラレル結合型波形選択フィルタ２３の、模式構造図を図２（ｃ）、特性を図３（ｃ）に示す。これは、短いパルス幅の電波および長いパルス幅の電波を吸収し、その中間に位置するパルス幅の電波を透過する凹形の吸収特性を持っている。
図２（ｃ）は、導電性部材２５の２箇所を繋ぐ整流回路と、整流回路内に並列に接続されたＲＬ回路およびＲＣ回路を示す。ＲＬ回路およびＲＣ回路には、整流回路によって整流された電流が流れる。ＲＬ回路は、インダクティブな成分を持つ回路素子Lおよび抵抗成分を持つ回路素子Rｌを直列に有する。ＲＣ回路は、キャパシティブな成分を持つ回路素子Cおよび抵抗成分を持つ回路素子Rｃを並列に有する。
ここで、図３（ｃ）中の吸収曲線はそれぞれ独立した長いパルス幅の電波吸収波形選択フィルタと短いパルス幅の電波吸収波形選択フィルタに使用される回路素子の時定数τ（L/Rl、RcC）によって決定される。
次に、シリーズ結合型波形選択フィルタ２４の、模式構造図を図２（ｄ）、特性を図３（ｄ）に示す。これは、短いパルス幅の電波および長いパルス幅の電波を透過し、その中間に位置するパルス幅の電波を吸収する凸形の吸収特性を持っている。
図２（ｄ）は、導電性部材２５の２箇所を繋ぐ整流回路と、整流回路内に直列に接続されたＲＬ回路およびＲＣ回路を有する。ＲＬ回路およびＲＣ回路には、整流回路によって整流された電流が流れる。ＲＬ回路は、インダクティブな成分を持つ回路素子Lおよび抵抗成分を持つ回路素子Rｌを直列に有する。ＲＣ回路は、キャパシティブな成分を持つ回路素子Cおよび抵抗成分を持つ回路素子Rｃを並列に有する。
ここで、図３（ｄ）中の吸収曲線はそれぞれ独立した長いパルス幅の電波収波形選択フィルタと短いパルス幅の電波吸収波形選択フィルタに使用される回路素子の時定数τ（L/Rl、RcC）によって決定される。
以上より、波形選択フィルタは、導電性部材２５と、導電性部材２５の２箇所を繋ぐ整流回路と、整流回路内に、インダクティブな成分を持つ回路素子Lおよび抵抗成分を持つ回路素子Rを有するＲＬ回路、またはキャパシティブな成分を持つ回路素子Cおよび抵抗成分を持つ回路素子Rを有する含むＲＣ回路、またはＲＬ回路およびＲＣ回路と、を備えた電波の波形によって電波の吸収率が異なるフィルタである。
なお、抵抗成分を持つ回路素子Rとは、必ずしも抵抗である必要は無く、MOSFETなどで代用することもできる。また、キャパシティブな成分を持つ回路素子Cは、必ずしもキャパシタである必要は無く、バラクタダイオードで代用することもできる。
図４（ａ）は、シミュレーション評価モデルを示しており、送信機から出力された無線信号はフィルタ上を伝搬し、受信機へ入力される。
図４（ｂ）の上の信号波形は、図４（ａ）の「★１」の位置における受信機アンテナ３１へ入力された信号を示しており、フィルタによる吸収を受け、パルス幅に応じた吸収が実現されている。
図４（ｂ）の下の信号波形は、図４（ａ）の「★２」の位置における信号を示しており、受信機アンテナ３１から入力された信号は増幅器（アンプ）により増幅される過程で熱雑音（ガウス性雑音）が付加され、その様子を示している。
図４（ｃ）は、シミュレーション評価の環境を示している。シミュレーション環境は大きく分けて、送信部５１、チャネル部５２と受信部５３の３つの部分から構成される。送信部５１では送信ビット系列を基に信号変調を行い、変調された無線信号の生成を行っている。本シミュレーションでは簡易な狭帯域パルス変調の１つであるパルス位置変調（Pulse Position Modulation: ＰＰＭ）を採用している。ＰＰＭでは、ビット情報はパルスの前半、または、後半の時間的な位置により表現される変調方式である。なお、パルス生成部５１１では、本発明で用いる波形選択フィルタの効果を確認するため、キャリア信号発生に加えてパルス幅を整形する時間領域信号処理も行う。
次に、チャネル部５２では送信された無線信号が無線チャネルで受ける影響をシミュレートしている。送信された無線信号はまず波形選択フィルタ２０による吸収を受けるが、本シミュレーションでは事前に電磁界シミュレーションにより波形選択フィルタ２０の吸収効果を算出し、そのデータを用いている。雑音源としては加法性白色ガウシアンノイズ（Additive White Gaussian Noise: ＡＷＧＮ）を仮定し、波形選択フィルタ２０による吸収を受けたのちにＡＷＧＮの付加を行う。
最後に、受信部５３において検波を行った後に復調を行い、ビット誤り率の算出を行う。本シミュレーションでは検波方式としてエネルギー検波を採用する。受信部５３では、まず受信信号からパルスの位置に対応した２つのエネルギー値を算出し、この２つの出力エネルギー値は比較器５３１へ順次入力される。シンボルタイミング部５３２によって得られたシンボルタイミングを比較器５３１へ入力し、比較器５３１では適切なタイミングにおいて入力された２つのエネルギー値の比較を行うことで、受信ビット判定を行う。
図４（ｂ）の上の信号波形は、図４（ａ）の「★１」の位置における受信機アンテナ３１へ入力された信号を示しており、フィルタによる吸収を受け、パルス幅に応じた吸収が実現されている。
図４（ｂ）の下の信号波形は、図４（ａ）の「★２」の位置における信号を示しており、受信機アンテナ３１から入力された信号は増幅器（アンプ）により増幅される過程で熱雑音（ガウス性雑音）が付加され、その様子を示している。
図４（ｃ）は、シミュレーション評価の環境を示している。シミュレーション環境は大きく分けて、送信部５１、チャネル部５２と受信部５３の３つの部分から構成される。送信部５１では送信ビット系列を基に信号変調を行い、変調された無線信号の生成を行っている。本シミュレーションでは簡易な狭帯域パルス変調の１つであるパルス位置変調（Pulse Position Modulation: ＰＰＭ）を採用している。ＰＰＭでは、ビット情報はパルスの前半、または、後半の時間的な位置により表現される変調方式である。なお、パルス生成部５１１では、本発明で用いる波形選択フィルタの効果を確認するため、キャリア信号発生に加えてパルス幅を整形する時間領域信号処理も行う。
次に、チャネル部５２では送信された無線信号が無線チャネルで受ける影響をシミュレートしている。送信された無線信号はまず波形選択フィルタ２０による吸収を受けるが、本シミュレーションでは事前に電磁界シミュレーションにより波形選択フィルタ２０の吸収効果を算出し、そのデータを用いている。雑音源としては加法性白色ガウシアンノイズ（Additive White Gaussian Noise: ＡＷＧＮ）を仮定し、波形選択フィルタ２０による吸収を受けたのちにＡＷＧＮの付加を行う。
最後に、受信部５３において検波を行った後に復調を行い、ビット誤り率の算出を行う。本シミュレーションでは検波方式としてエネルギー検波を採用する。受信部５３では、まず受信信号からパルスの位置に対応した２つのエネルギー値を算出し、この２つの出力エネルギー値は比較器５３１へ順次入力される。シンボルタイミング部５３２によって得られたシンボルタイミングを比較器５３１へ入力し、比較器５３１では適切なタイミングにおいて入力された２つのエネルギー値の比較を行うことで、受信ビット判定を行う。
図５は、パルス変調方式による特性評価を示す。
本発明者らが発明した波形（パルス幅）選択フィルタ２０を用いた波形（パルス幅）選択性による多重化の基礎的な評価を実施した。
図５（ａ）および図５（ｂ）のグラフは、横軸にＥｂ／Ｎ０を示しており、これは送信信号のエネルギーＥｂと雑音のエネルギーＮ０のスペクトル密度の比である。Ｅｂ／Ｎ０が大きくなるほど送信信号のエネルギーＥｂが雑音エネルギーＮ０と比較して増大していることを示す。
図５（ａ）、図５（ｂ）のグラフは、縦軸はビット誤り率特性（ＢＥＲ： Ｂｉｔ ｅｒｒｏｒ ｒａｔｅ）を示しており、ディジタル伝送においてどれだけの割合でビットの誤り（エラー）が生じているかを示す。例えば、ＢＥＲ=０.０１は１００ビット中1ビット平均してエラーが発生していることを示しており、ＢＥＲが小さいほど高品質な通信であるといえる。
ここで、基準となるのは「Ｘ」で示す波形選択フィルタ２０なしのときの特性（Ｗ／Ｏ ＳＵＴ）である。波形選択フィルタ２０を用いた特性が、この「Ｘ」で示す特性と同等ならば、同品質の通信である。評価したパルス幅は３水準で、パルス幅の短い順に、「黒四角」のパルス幅０.０２ｕｓ、「黒丸」のパルス幅２ｕｓ、および「黒三角」のパルス幅２０ｕｓである。
図５（ａ）は、短いパルスを吸収し長いパルスを透過するキャパシタ型波形選択フィルタ２２（図２（ａ）及び図３（ａ））を用いた場合の通信特性を示す。「黒四角」で示す０.０２ｕｓのパルス幅のＢＥＲ特性は、基準である「Ｘ」で示すキャパシタ型波形選択フィルタ２２なしのときの特性（Ｗ／Ｏ ＳＵＴ）から大きく劣化している。即ち、短いパルス幅（０.０２ｕｓ）の電波は、キャパシタ型波形選択フィルタ２２により選択的に吸収されている。
一方、「黒丸」で示すパルス幅２ｕｓや「黒三角」で示す２０ｕｓのパルス幅のＢＥＲの特性は、「Ｘ」で示すキャパシタ型波形選択フィルタ２２なしのときの特性（Ｗ／Ｏ ＳＵＴ）ほとんど同じで特性劣化していない。即ち、「黒丸」で示すパルス幅２ｕｓや「黒三角」で示す２０ｕｓのパルス幅の電波は、短いパルスを吸収し長いパルスを透過するキャパシタ型波形選択フィルタ２２を使用しても、キャパシタ型波形選択フィルタ２２を利用しない場合の特性と同等となっている。
このことから、本実施形態により、波形選択フィルタは、長いパルス幅の信号を大きな劣化なく透過させ、短いパルス幅の信号を遮断できている。
図５（ｂ）は、逆に長いパルス幅の電波を吸収し短いパルス幅の電波を透過するインダクタ型波形選択フィルタ２１（図２（ｂ）及び図３（ｂ））を用いた場合の通信特性を示す。また、インダクタ型波形選択フィルタ２１なしのときの特性（Ｗ／Ｏ ＳＵＴ）を「Ｘ」で示す。「黒丸」で示すパルス幅２ｕｓや「黒三角」で示すパルス幅２０ｕｓのＢＥＲの特性は、［Ｘ］で示すインダクタ型波形選択フィルタ２１なしのときの特性（Ｗ／Ｏ ＳＵＴ）から大きく劣化している。一方、「黒四角」で示す０.０２ｕｓのパルス幅のＢＥＲ特性は、［Ｘ］で示すインダクタ型波形選択フィルタ２１なしのときの特性（Ｗ／Ｏ ＳＵＴ）とほとんど同じで特性劣化していない。即ち、「黒四角」で示す０.０２ｕｓのパルス幅の電波は、長いパルスを吸収し短いパルスを透過するインダクタ型波形選択フィルタ２１を使用しても、インダクタ型波形選択フィルタ２１を利用しない場合の特性とほぼ同等となっている。このことから、本実施形態により、インダクタ型波形選択フィルタ２１は、大きな劣化なく短いパルス幅の信号を透過させ、長いパルス幅の信号を遮断できている。したがって、インダクタ型波形選択フィルタ２１を調整することで、図５（ａ）とは逆の特性を達成することが可能である
図５（ａ）および図５（ｂ）の結果を総合的に考えると、各ユーザに適切なパルス幅を設定し、任意のユーザの信号だけを透過（ユーザ多重化）することが基礎的なシミュレーション検討から明らかになった。
本発明者らが発明した波形（パルス幅）選択フィルタ２０を用いた波形（パルス幅）選択性による多重化の基礎的な評価を実施した。
図５（ａ）および図５（ｂ）のグラフは、横軸にＥｂ／Ｎ０を示しており、これは送信信号のエネルギーＥｂと雑音のエネルギーＮ０のスペクトル密度の比である。Ｅｂ／Ｎ０が大きくなるほど送信信号のエネルギーＥｂが雑音エネルギーＮ０と比較して増大していることを示す。
図５（ａ）、図５（ｂ）のグラフは、縦軸はビット誤り率特性（ＢＥＲ： Ｂｉｔ ｅｒｒｏｒ ｒａｔｅ）を示しており、ディジタル伝送においてどれだけの割合でビットの誤り（エラー）が生じているかを示す。例えば、ＢＥＲ=０.０１は１００ビット中1ビット平均してエラーが発生していることを示しており、ＢＥＲが小さいほど高品質な通信であるといえる。
ここで、基準となるのは「Ｘ」で示す波形選択フィルタ２０なしのときの特性（Ｗ／Ｏ ＳＵＴ）である。波形選択フィルタ２０を用いた特性が、この「Ｘ」で示す特性と同等ならば、同品質の通信である。評価したパルス幅は３水準で、パルス幅の短い順に、「黒四角」のパルス幅０.０２ｕｓ、「黒丸」のパルス幅２ｕｓ、および「黒三角」のパルス幅２０ｕｓである。
図５（ａ）は、短いパルスを吸収し長いパルスを透過するキャパシタ型波形選択フィルタ２２（図２（ａ）及び図３（ａ））を用いた場合の通信特性を示す。「黒四角」で示す０.０２ｕｓのパルス幅のＢＥＲ特性は、基準である「Ｘ」で示すキャパシタ型波形選択フィルタ２２なしのときの特性（Ｗ／Ｏ ＳＵＴ）から大きく劣化している。即ち、短いパルス幅（０.０２ｕｓ）の電波は、キャパシタ型波形選択フィルタ２２により選択的に吸収されている。
一方、「黒丸」で示すパルス幅２ｕｓや「黒三角」で示す２０ｕｓのパルス幅のＢＥＲの特性は、「Ｘ」で示すキャパシタ型波形選択フィルタ２２なしのときの特性（Ｗ／Ｏ ＳＵＴ）ほとんど同じで特性劣化していない。即ち、「黒丸」で示すパルス幅２ｕｓや「黒三角」で示す２０ｕｓのパルス幅の電波は、短いパルスを吸収し長いパルスを透過するキャパシタ型波形選択フィルタ２２を使用しても、キャパシタ型波形選択フィルタ２２を利用しない場合の特性と同等となっている。
このことから、本実施形態により、波形選択フィルタは、長いパルス幅の信号を大きな劣化なく透過させ、短いパルス幅の信号を遮断できている。
図５（ｂ）は、逆に長いパルス幅の電波を吸収し短いパルス幅の電波を透過するインダクタ型波形選択フィルタ２１（図２（ｂ）及び図３（ｂ））を用いた場合の通信特性を示す。また、インダクタ型波形選択フィルタ２１なしのときの特性（Ｗ／Ｏ ＳＵＴ）を「Ｘ」で示す。「黒丸」で示すパルス幅２ｕｓや「黒三角」で示すパルス幅２０ｕｓのＢＥＲの特性は、［Ｘ］で示すインダクタ型波形選択フィルタ２１なしのときの特性（Ｗ／Ｏ ＳＵＴ）から大きく劣化している。一方、「黒四角」で示す０.０２ｕｓのパルス幅のＢＥＲ特性は、［Ｘ］で示すインダクタ型波形選択フィルタ２１なしのときの特性（Ｗ／Ｏ ＳＵＴ）とほとんど同じで特性劣化していない。即ち、「黒四角」で示す０.０２ｕｓのパルス幅の電波は、長いパルスを吸収し短いパルスを透過するインダクタ型波形選択フィルタ２１を使用しても、インダクタ型波形選択フィルタ２１を利用しない場合の特性とほぼ同等となっている。このことから、本実施形態により、インダクタ型波形選択フィルタ２１は、大きな劣化なく短いパルス幅の信号を透過させ、長いパルス幅の信号を遮断できている。したがって、インダクタ型波形選択フィルタ２１を調整することで、図５（ａ）とは逆の特性を達成することが可能である
図５（ａ）および図５（ｂ）の結果を総合的に考えると、各ユーザに適切なパルス幅を設定し、任意のユーザの信号だけを透過（ユーザ多重化）することが基礎的なシミュレーション検討から明らかになった。
図１１に、パルス変調方式による方法（単一周波数）の構成例を示す。ビット系列生成器は送信するビット系列を生成し、その出力系列はＰＰＭ (Pulse Position Modulation)変調器に入力される。ＰＰＭ変調器では、ビット情報に応じたパルスの時間的位置を用いて変調が行われ、変調信号が生成される。なお、本来のＰＰＭ変調ではキャリア信号（正弦波信号）をそのまま利用して変調が実現されるが、図１１でのＰＰＭ変調においては、キャリア発振器で生成された正弦波信号をパルス時間波形制御器１０により波形選択フィルタ２０の吸収特性に応じたパルス幅となるように励振時間が制御され、その出力結果を用いたＰＰＭ変調を行う。変調信号は無線通信路を通し受信側へ送信される。受信側では、まず波形選択フィルタ２０を通された後に、フロントエンドであるアンプやバンドパスフィルタなどの無線通信の前段処理部分を通して受信される。受信信号検波器はフロントエンド出力信号から受信信号の検出（復調）を行い、受信ビット系列を出力する。図１１中、フロントエンド、受信信号検波器が、受信部に相当する。
図１２に、シミュレーション結果（単一周波数の場合）を示す。横軸はEb/N0、縦軸はビット誤り率特性（ＢＥＲ特性）をそれぞれ示す。図１２の結果は前述の図５の結果と同様の傾向の結果となっていることを示している。
即ち、図５（ａ）と図１２（ａ）は、短いパルス幅の電波吸収するキャパシタ型波形選択フィルタ２２の場合であり、図５（ｂ）と図１２（ｂ）は、長いパルス幅の電波吸収するインダクタ型波形選択フィルタ２１の場合である。
図１２（ｃ）は、凹形の吸収特性を持つパラレル結合型波形選択フィルタ２３の場合である。［Ｘ］で示すパラレル結合型波形選択フィルタ２３なしのときのＢＥＲ特性（Ｗ／Ｏ ＳＵＴ）に対して、「黒丸」で示すパルス幅２ｕｓは、殆ど劣化していないが、「黒三角」で示すパルス幅２０ｕｓおよび「黒四角」で示すパルス幅０.０２ｕｓは大きく劣化している。即ち、パルス幅が小さい電波（０.０２ｕｓ）と大きい電波（２０ｕｓ）を吸収し、その間のパルス幅の電波（２ｕｓ）を透過している。
図１２（ｄ）は、凸形の吸収特性を持つシリーズ結合型波形選択フィルタ２４の場合である。［Ｘ］で示すシリーズ結合型波形選択フィルタ２４なしのときのＢＥＲ特性（Ｗ／Ｏ ＳＵＴ）に対して、［黒三角」で示すパルス幅２０ｕｓおよび「黒四角」で示すパルス幅０.０２ｕｓは殆ど劣化していないが、「黒丸」で示すパルス幅２ｕｓは大きく劣化している。即ち、パルス幅が小さい電波（０.０２ｕｓ）と大きい電波（２０ｕｓ）を透過し、その間のパルス幅の電波（２ｕｓ）を吸収している。
即ち、図５（ａ）と図１２（ａ）は、短いパルス幅の電波吸収するキャパシタ型波形選択フィルタ２２の場合であり、図５（ｂ）と図１２（ｂ）は、長いパルス幅の電波吸収するインダクタ型波形選択フィルタ２１の場合である。
図１２（ｃ）は、凹形の吸収特性を持つパラレル結合型波形選択フィルタ２３の場合である。［Ｘ］で示すパラレル結合型波形選択フィルタ２３なしのときのＢＥＲ特性（Ｗ／Ｏ ＳＵＴ）に対して、「黒丸」で示すパルス幅２ｕｓは、殆ど劣化していないが、「黒三角」で示すパルス幅２０ｕｓおよび「黒四角」で示すパルス幅０.０２ｕｓは大きく劣化している。即ち、パルス幅が小さい電波（０.０２ｕｓ）と大きい電波（２０ｕｓ）を吸収し、その間のパルス幅の電波（２ｕｓ）を透過している。
図１２（ｄ）は、凸形の吸収特性を持つシリーズ結合型波形選択フィルタ２４の場合である。［Ｘ］で示すシリーズ結合型波形選択フィルタ２４なしのときのＢＥＲ特性（Ｗ／Ｏ ＳＵＴ）に対して、［黒三角」で示すパルス幅２０ｕｓおよび「黒四角」で示すパルス幅０.０２ｕｓは殆ど劣化していないが、「黒丸」で示すパルス幅２ｕｓは大きく劣化している。即ち、パルス幅が小さい電波（０.０２ｕｓ）と大きい電波（２０ｕｓ）を透過し、その間のパルス幅の電波（２ｕｓ）を吸収している。
図１３に、ＯＦＤＭ (Orthogonal Frequency Division Multiplexing) による方法（複数の周波数）の構成例を示す。送信ビットデータはＳ／Ｐによりシリアルパラレル変換が行われ、並列的にＱＰＳＫ変調器（4相位相シフトキーイング変調器）に入力される。その後、ＩＦＦＴ部（逆フーリエ変換器）により周波数領域の信号を時間領域信号に変換され、ＧＩ部によりガードインターバルが付加される。Ｄ／Ａでは生成されたディジタル信号をアナログ信号に変換するが、ここにSubcarrier Mapper（サブキャリアマッパ）によるサブキャリアの調整を行うことでパルス幅が適切に制御される。
具体的な実施形態の1つとしては、サブキャリアの周波数間隔とパルス幅は反比例の特性があるため、サブキャリアの周波数間隔を制御することによりパルス幅を任意に設定できる。なお、受信側のSubcarrier Demapper （サブキャリアデマッパ）ではこの逆の操作を行い、任意のパルス幅に対応するようにサブキャリアの周波数間隔を制御する。
ＬＯ（局発発振器）により発振された信号によりパンドパス信号に変換され、ＢＰＦ（帯域濾波器）により周波数帯域を調整し送信信号が生成される。送信信号は単一周波数と同様に無線通信路を経由し、波形選択フィルタを通した後に受信部へ入力される。受信部については送信部の処理を逆手順で順次行われることで実現される。
具体的な実施形態の1つとしては、サブキャリアの周波数間隔とパルス幅は反比例の特性があるため、サブキャリアの周波数間隔を制御することによりパルス幅を任意に設定できる。なお、受信側のSubcarrier Demapper （サブキャリアデマッパ）ではこの逆の操作を行い、任意のパルス幅に対応するようにサブキャリアの周波数間隔を制御する。
ＬＯ（局発発振器）により発振された信号によりパンドパス信号に変換され、ＢＰＦ（帯域濾波器）により周波数帯域を調整し送信信号が生成される。送信信号は単一周波数と同様に無線通信路を経由し、波形選択フィルタを通した後に受信部へ入力される。受信部については送信部の処理を逆手順で順次行われることで実現される。
図１４は、図１３で示したＯＦＤＭによる方法におけるパルス時間波形制御の原理を示す。図１４より、ＯＦＤＭ信号の時間領域波形のパルス幅Ｔはサブキャリア間隔Δfの逆数で決定されることがわかる。図１３のサブキャリアマッパでは、このΔfを調整することで生成されるＯＦＤＭ信号のパルス幅を制御し、波形選択フィルタに適したパルス幅のＯＦＤＭ信号を生成する。これは、複数の周波数が存在する帯域のパルス幅の電波を対象としている。
図１５に、シミュレーション結果（複数の周波数が存在する帯域）を示す。横軸はEb/N0、縦軸はビット誤り率特性（ＢＥＲ特性）をそれぞれ示す。図１５の結果は、前述の図５や図１２の結果と同様の傾向の結果となっていることを示している。
即ち、 図１５（ａ）は、短いパルス幅の電波吸収するキャパシタ型波形選択フィルタ２２の場合である。［Ｘ］で示すキャパシタ型波形選択フィルタ２２なしのときのＢＥＲ特性（Ｗ／Ｏ ＳＵＴ）に対して、「上黒三角」で示すパルス幅２０ｕｓは、殆ど劣化していない。一方、「下黒三角」で示すパルス幅１ｕｓ、「黒丸」で示すパルス幅５００ｎｓ、および「黒四角」で示すパルス幅１０ｎｓは大きく劣化している。即ち、パルス幅が短い電波（１ｕｓ、５００ｎｓ、１０ｎｓ）を吸収し、長いパルス幅の電波（２０ｕｓ）を透過している。
図１５（ｂ）は、長いパルス幅の電波吸収するインダクタ型波形選択フィルタ２１の場合である。［Ｘ］で示すインダクタ型波形選択フィルタ２１なしのときのＢＥＲ特性（Ｗ／Ｏ ＳＵＴ）に対して、「黒四角」で示すパルス幅１０ｎｓは、殆ど劣化していない。一方、「上黒三角」で示すパルス幅２０ｕｓ、「下黒三角」で示すパルス幅１ｕｓ、および「黒丸」で示すパルス幅５００ｎｓは大きく劣化している。即ち、即ち、パルス幅が短い電波（１０ｎｓ）を透過し、長いパルス幅の電波（１ｕｓ、５００ｎｓ、２０ｕｓ）を吸収している。
図１５（ｃ）は、凹形の吸収特性を持つパラレル結合型波形選択フィルタ２３の場合である。［Ｘ］で示すパラレル結合型波形選択フィルタ２３なしのときのＢＥＲ特性（Ｗ／Ｏ ＳＵＴ）に対して、「下黒三角」で示すパルス幅１ｕｓおよび「黒丸」で示すパルス幅５００ｎｓは、殆ど劣化していないが、「黒四角」で示すパルス幅１ｎｓおよび「上黒三角」で示すパルス幅２０ｕｓｓは大きく劣化している。即ち、パルス幅が小さい電波（１０ｎｓ）と大きい電波（２０ｕｓ）を吸収し、その間のパルス幅の電波（１ｕｓ、５００ｎｓ）を透過している。
図１５（ｄ）は、凸形の吸収特性を持つシリーズ結合型波形選択フィルタ２４の場合である。［Ｘ］で示すシリーズ結合型波形選択フィルタ２４なしのときのＢＥＲ特性（Ｗ／Ｏ ＳＵＴ）に対して、［黒三角」で示すパルス幅２０ｕｓおよび「黒四角」で示すパルス幅０.０２ｕｓは殆ど劣化していないが、「黒丸」で示すパルス幅２ｕｓは大きく劣化している。即ち、パルス幅が小さい電波（１０ｎｓ）と大きい電波（２０ｕｓ）を透過し、その間のパルス幅の電波（１ｕｓ、５００ｎｓ）を吸収している。
以上より、複数の周波数が存在する帯域のパルス幅の電波も、波形選択フィルタ２０はパルス幅に応じて選択的に吸収、透過させることができる。
即ち、 図１５（ａ）は、短いパルス幅の電波吸収するキャパシタ型波形選択フィルタ２２の場合である。［Ｘ］で示すキャパシタ型波形選択フィルタ２２なしのときのＢＥＲ特性（Ｗ／Ｏ ＳＵＴ）に対して、「上黒三角」で示すパルス幅２０ｕｓは、殆ど劣化していない。一方、「下黒三角」で示すパルス幅１ｕｓ、「黒丸」で示すパルス幅５００ｎｓ、および「黒四角」で示すパルス幅１０ｎｓは大きく劣化している。即ち、パルス幅が短い電波（１ｕｓ、５００ｎｓ、１０ｎｓ）を吸収し、長いパルス幅の電波（２０ｕｓ）を透過している。
図１５（ｂ）は、長いパルス幅の電波吸収するインダクタ型波形選択フィルタ２１の場合である。［Ｘ］で示すインダクタ型波形選択フィルタ２１なしのときのＢＥＲ特性（Ｗ／Ｏ ＳＵＴ）に対して、「黒四角」で示すパルス幅１０ｎｓは、殆ど劣化していない。一方、「上黒三角」で示すパルス幅２０ｕｓ、「下黒三角」で示すパルス幅１ｕｓ、および「黒丸」で示すパルス幅５００ｎｓは大きく劣化している。即ち、即ち、パルス幅が短い電波（１０ｎｓ）を透過し、長いパルス幅の電波（１ｕｓ、５００ｎｓ、２０ｕｓ）を吸収している。
図１５（ｃ）は、凹形の吸収特性を持つパラレル結合型波形選択フィルタ２３の場合である。［Ｘ］で示すパラレル結合型波形選択フィルタ２３なしのときのＢＥＲ特性（Ｗ／Ｏ ＳＵＴ）に対して、「下黒三角」で示すパルス幅１ｕｓおよび「黒丸」で示すパルス幅５００ｎｓは、殆ど劣化していないが、「黒四角」で示すパルス幅１ｎｓおよび「上黒三角」で示すパルス幅２０ｕｓｓは大きく劣化している。即ち、パルス幅が小さい電波（１０ｎｓ）と大きい電波（２０ｕｓ）を吸収し、その間のパルス幅の電波（１ｕｓ、５００ｎｓ）を透過している。
図１５（ｄ）は、凸形の吸収特性を持つシリーズ結合型波形選択フィルタ２４の場合である。［Ｘ］で示すシリーズ結合型波形選択フィルタ２４なしのときのＢＥＲ特性（Ｗ／Ｏ ＳＵＴ）に対して、［黒三角」で示すパルス幅２０ｕｓおよび「黒四角」で示すパルス幅０.０２ｕｓは殆ど劣化していないが、「黒丸」で示すパルス幅２ｕｓは大きく劣化している。即ち、パルス幅が小さい電波（１０ｎｓ）と大きい電波（２０ｕｓ）を透過し、その間のパルス幅の電波（１ｕｓ、５００ｎｓ）を吸収している。
以上より、複数の周波数が存在する帯域のパルス幅の電波も、波形選択フィルタ２０はパルス幅に応じて選択的に吸収、透過させることができる。
（第１実施形態）
図１６に、第１実施形態の波形選択フィルタによる多重化方式（送信側）を示す。
送信側通信端末２は、変調器１２に続いて、パルス時間波形制御器１０を有する。通信端末で入力されたビット情報は、変調器１２で変調される。生成された変調信号は、続いてパルス時間波形制御器１０に入力され、各送受信者のペアに割り当てられた固有パルス幅の無線電波に変形される時間領域の波形制御が行われる。その後、無線電波は、多重アクセス通信路３０へ発信される。
図１６に、第１実施形態の波形選択フィルタによる多重化方式（送信側）を示す。
送信側通信端末２は、変調器１２に続いて、パルス時間波形制御器１０を有する。通信端末で入力されたビット情報は、変調器１２で変調される。生成された変調信号は、続いてパルス時間波形制御器１０に入力され、各送受信者のペアに割り当てられた固有パルス幅の無線電波に変形される時間領域の波形制御が行われる。その後、無線電波は、多重アクセス通信路３０へ発信される。
図１７に、第１実施形態の波形選択フィルタによる多重化方式（受信側）を示す。
受信側通信端末２は、多重アクセス通信路３０を経た電波を、波形選択フィルタ２０で受信することを想定する。波形選択フィルタ２０では、特定のパルス幅の電波を透過し、その他の電波は吸収する。従って、波形選択フィルタ２０により送受信者に割り当てられた固有パルス幅の電波のみ透過され、特定のパルス幅の無線電波が選択的にアンテナ６で受信される。その後、受信電波は復調器１６に入力されることで復調が行われ、特定の送信者に対する受信ビット情報を得る。なお、図１７では、復調器１６が受信部に相当する。
受信側通信端末２は、多重アクセス通信路３０を経た電波を、波形選択フィルタ２０で受信することを想定する。波形選択フィルタ２０では、特定のパルス幅の電波を透過し、その他の電波は吸収する。従って、波形選択フィルタ２０により送受信者に割り当てられた固有パルス幅の電波のみ透過され、特定のパルス幅の無線電波が選択的にアンテナ６で受信される。その後、受信電波は復調器１６に入力されることで復調が行われ、特定の送信者に対する受信ビット情報を得る。なお、図１７では、復調器１６が受信部に相当する。
図６に、同一周波数帯または複数の周波数が存在する帯域において波形選択フィルタによる多重化を行う通信システム１の構成を模式的に示す。この通信システム１では、Ｎ組の送信者および受信者（以下、送受信者）のペアに対して、固有のパルス幅をそれぞれ割り当てることで、同一周波数帯または複数の周波数が存在する帯域の無線チャンネルにおける多重化を実現している。送信者＃１と受信者＃１のペアを例に挙げれば、送信者＃１は、特定の固有パルス幅の電波で受信者＃１と通信する。同様に、送信者＃１、２、３、…、Ｎは、ペアを組む受信者＃１、２、３、…、Ｎに、それぞれ異なる特定の固有パルス幅で通信している。
送信側通信端末は、変調器１２続いて、パルス時間波形制御器１０、次にアンテナ６を有する。通信端末で入力されたビット情報は、変調器１２で変調される。生成された変調信号は、続いてパルス時間波形制御器１０に入力され、各送受信者のペアに割り当てられた固有パルス幅の無線電波に変形される時間領域の波形制御が行われる。その後、アンテナ６により無線電波は、多重アクセス通信路３０へ発信される。
多重アクセス通信路３０は、通常の無線通信空間（無線通信路）であり、複数電波によって多重にアクセスされている。
受信側通信端末は、多重アクセス通信路３０を経た電波を、まず波形選択フィルタ２０を有するアンテナ６で受信することを想定する。波形選択フィルタ２０では、特定のパルス幅の電波を透過し、その他の電波は吸収する。従って、波形選択フィルタ２０により送受信者に割り当てられた固有パルス幅の電波のみ透過され、特定のパルス幅の無線電波が選択的にアンテナ６で受信される。その後、受信電波は復調器１６に入力されることで復調が行われ、特定の送信者に対する受信ビット情報を得る。なお、図６では、アンテナ６および復調器１６が受信部に相当する。
ここで、パルス時間波形制御器１０は、パルス変調器１２から出力された変調信号のパルス幅を制御する形で構成され、時間領域での波形制御の機能を持つ。パルス時間の定義としては、単一周波数の信号（正弦波信号）の場合では、「正弦波信号の励振時間」を「パルス幅」として定義する。このため、パルス幅の簡易な制御機構で実現可能であり、パルス時間波形制御器はスイッチや簡易なディジタル回路素子によって構成可能である。その一方で、ある周波数帯域幅を持つ信号（複数の正弦波信号の組み合わせで表現される信号）のパルス幅も「ある一定の信号強度以上で信号が存在している持続時間」で定義される。簡易な変調方式ではスイッチや簡易なディジタル回路素子による制御機構で実現できるが、後述のようなOFDM変調ではスイッチなどの簡易な機構では実現が困難である。
以上、第１実施形態によれば、従来の通信システムにおいて、送信側にパルス時間波形制御器１０、および送信側に波形選択フィルタ２０を設置することにより、同一周波数帯または複数の周波数が存在する帯域においてパルス幅による波形選択による多重化した通信システム１を提供することができる。
送信側通信端末は、変調器１２続いて、パルス時間波形制御器１０、次にアンテナ６を有する。通信端末で入力されたビット情報は、変調器１２で変調される。生成された変調信号は、続いてパルス時間波形制御器１０に入力され、各送受信者のペアに割り当てられた固有パルス幅の無線電波に変形される時間領域の波形制御が行われる。その後、アンテナ６により無線電波は、多重アクセス通信路３０へ発信される。
多重アクセス通信路３０は、通常の無線通信空間（無線通信路）であり、複数電波によって多重にアクセスされている。
受信側通信端末は、多重アクセス通信路３０を経た電波を、まず波形選択フィルタ２０を有するアンテナ６で受信することを想定する。波形選択フィルタ２０では、特定のパルス幅の電波を透過し、その他の電波は吸収する。従って、波形選択フィルタ２０により送受信者に割り当てられた固有パルス幅の電波のみ透過され、特定のパルス幅の無線電波が選択的にアンテナ６で受信される。その後、受信電波は復調器１６に入力されることで復調が行われ、特定の送信者に対する受信ビット情報を得る。なお、図６では、アンテナ６および復調器１６が受信部に相当する。
ここで、パルス時間波形制御器１０は、パルス変調器１２から出力された変調信号のパルス幅を制御する形で構成され、時間領域での波形制御の機能を持つ。パルス時間の定義としては、単一周波数の信号（正弦波信号）の場合では、「正弦波信号の励振時間」を「パルス幅」として定義する。このため、パルス幅の簡易な制御機構で実現可能であり、パルス時間波形制御器はスイッチや簡易なディジタル回路素子によって構成可能である。その一方で、ある周波数帯域幅を持つ信号（複数の正弦波信号の組み合わせで表現される信号）のパルス幅も「ある一定の信号強度以上で信号が存在している持続時間」で定義される。簡易な変調方式ではスイッチや簡易なディジタル回路素子による制御機構で実現できるが、後述のようなOFDM変調ではスイッチなどの簡易な機構では実現が困難である。
以上、第１実施形態によれば、従来の通信システムにおいて、送信側にパルス時間波形制御器１０、および送信側に波形選択フィルタ２０を設置することにより、同一周波数帯または複数の周波数が存在する帯域においてパルス幅による波形選択による多重化した通信システム１を提供することができる。
（第２実施形態）
図１８に、波形選択フィルタによる多重化に、周波数分割多元アクセス（ＦＤＭＡ）を導入した方式（送信側）を示す。
送信側通信端末２は、変調器１２に続いて周波数変換器１４（送信側周波数変換器）、続いてパルス時間波形制御器１０を有する。
通信端末２で入力されたビット情報は、変調器１２で変調され、続いて周波数変換器１４において割り当てられた周波数帯上の信号に変換される。続いて、パルス時間波形制御器１０で、割り当てられた特定のパルス幅の電波に変換される。生成された無線電波は、多重アクセス通信路３０へ発信される。
ここで、周波数変換器１４により、周波数分割多元アクセス（ＦＤＭＡ）による周波数領域での多重化をおこなう。加えてパルス時間波形制御器１０により、パルス幅による波形選択による多重化をおこなう。
図１８に、波形選択フィルタによる多重化に、周波数分割多元アクセス（ＦＤＭＡ）を導入した方式（送信側）を示す。
送信側通信端末２は、変調器１２に続いて周波数変換器１４（送信側周波数変換器）、続いてパルス時間波形制御器１０を有する。
通信端末２で入力されたビット情報は、変調器１２で変調され、続いて周波数変換器１４において割り当てられた周波数帯上の信号に変換される。続いて、パルス時間波形制御器１０で、割り当てられた特定のパルス幅の電波に変換される。生成された無線電波は、多重アクセス通信路３０へ発信される。
ここで、周波数変換器１４により、周波数分割多元アクセス（ＦＤＭＡ）による周波数領域での多重化をおこなう。加えてパルス時間波形制御器１０により、パルス幅による波形選択による多重化をおこなう。
図１９に、波形選択フィルタによる多重化にＦＤＭＡを導入した方式（受信側）を示す。
受信側通信端末２は、多重アクセス通信路３０を経た電波を、まず波形選択フィルタ２０で受信する。波形選択フィルタ２０では、各送受信ペアに割り当てられた特定のパルス幅の無線電波を透過し、その他の無線電波は吸収される。本部分により、割り当てられたパルス幅の無線電波の選択的な受信を実現している。なお、図１９では、周波数変換器１４、復調器１６が受信部に相当する。
受信側通信端末２は、多重アクセス通信路３０を経た電波を、まず波形選択フィルタ２０で受信する。波形選択フィルタ２０では、各送受信ペアに割り当てられた特定のパルス幅の無線電波を透過し、その他の無線電波は吸収される。本部分により、割り当てられたパルス幅の無線電波の選択的な受信を実現している。なお、図１９では、周波数変換器１４、復調器１６が受信部に相当する。
図７に、周波数分割多元アクセス（ＦＤＭＡ）による周波数領域での多重化方式と波形選択による多重化方式を組み合わせた通信システム１の構成例を模式的に示す。本構成例において、Ｎ組の送受信者のペアは周波数領域とパルス幅の領域において二次元的な多重化が実現されている。送信者＃１と受信者＃１のペアを例に挙げれば、送信者＃１は、特定の周波数帯と特定のパルス幅が割り当てられ送信者＃１と通信する。同様に、送信者＃１、２、３、…、Ｎは、ペアを組む受信者＃１、２、３、…、Ｎに、それぞれの特定の周波数帯とパルス幅が割り当てられ通信を行う。
送信側通信端末２は、変調器１２に続いて周波数変換器１４（受信側周波数変換器）、続いてパルス時間波形制御器１０、次にアンテナ６を有する。
ビット情報は、変調器１２で変調され、続いて周波数変換器１４において割り当てられた周波数帯上の信号に変換される。続いて、パルス時間波形制御器１０で、割り当てられた特定のパルス幅の電波に変換される。生成された無線電波は、アンテナ６により多重アクセス通信路３０へ発信される。
ここで、周波数変換器１４により、周波数分割多元アクセス（ＦＤＭＡ）による周波数領域での多重化をおこなう。加えてパルス時間波形制御器１０により、パルス幅による波形選択による多重化をおこなう。
多重アクセス通信路３０は、通常の無線通信空間であり、複数の無線電波が多重的にアクセスするチャネルである。
受信側通信端末は、多重アクセス通信路３０を経た電波を、まず波形選択フィルタ２０を有するアンテナ６で受信することを想定する。波形選択フィルタ２０では、各送受信ペアに割り当てられた特定のパルス幅の無線電波を透過し、その他の無線電波は吸収される。本部分により、割り当てられたパルス幅の無線電波の選択的な受信を実現している。さらに、アンテナ６で受信された信号は、周波数変換器１４において特定の周波数領域のみを選択的に受信する変換が行われる。周波数領域とパルス幅領域において選択的に抽出された無線信号のみを復調器１６に入力され、特定の送信者に対する受信ビット情報が出力される。なお、図７では、アンテナ６、周波数変換器１４、復調器１６が受信部に相当する。
以上、第２実施形態によれば、従来のＦＤＭＡ方式（周波数分割多元アクセス方式）の通信システムにおいて、送信側にパルス時間波形制御器１０、および送信側に波形選択フィルタ２０を設置することにより、同一周波数帯または複数の周波数が存在する帯域においてパルス幅による波形選択による多重化した通信システム１を提供することができる。
送信側通信端末２は、変調器１２に続いて周波数変換器１４（受信側周波数変換器）、続いてパルス時間波形制御器１０、次にアンテナ６を有する。
ビット情報は、変調器１２で変調され、続いて周波数変換器１４において割り当てられた周波数帯上の信号に変換される。続いて、パルス時間波形制御器１０で、割り当てられた特定のパルス幅の電波に変換される。生成された無線電波は、アンテナ６により多重アクセス通信路３０へ発信される。
ここで、周波数変換器１４により、周波数分割多元アクセス（ＦＤＭＡ）による周波数領域での多重化をおこなう。加えてパルス時間波形制御器１０により、パルス幅による波形選択による多重化をおこなう。
多重アクセス通信路３０は、通常の無線通信空間であり、複数の無線電波が多重的にアクセスするチャネルである。
受信側通信端末は、多重アクセス通信路３０を経た電波を、まず波形選択フィルタ２０を有するアンテナ６で受信することを想定する。波形選択フィルタ２０では、各送受信ペアに割り当てられた特定のパルス幅の無線電波を透過し、その他の無線電波は吸収される。本部分により、割り当てられたパルス幅の無線電波の選択的な受信を実現している。さらに、アンテナ６で受信された信号は、周波数変換器１４において特定の周波数領域のみを選択的に受信する変換が行われる。周波数領域とパルス幅領域において選択的に抽出された無線信号のみを復調器１６に入力され、特定の送信者に対する受信ビット情報が出力される。なお、図７では、アンテナ６、周波数変換器１４、復調器１６が受信部に相当する。
以上、第２実施形態によれば、従来のＦＤＭＡ方式（周波数分割多元アクセス方式）の通信システムにおいて、送信側にパルス時間波形制御器１０、および送信側に波形選択フィルタ２０を設置することにより、同一周波数帯または複数の周波数が存在する帯域においてパルス幅による波形選択による多重化した通信システム１を提供することができる。
（第３実施形態）
図２０に、波形選択フィルタによる多重化にＴＤＭＡを導入した方式（送信側）の構成例を示す。
送信側通信端末２は、変調器１２に続いてアクセス時間制御器１７（送信側アクセス時間制御器、続いてパルス時間波形制御器１０を有する。
通信端末２で入力されたビット情報は、変調器１２で変調され、続いてアクセス時間制御器１７において割り当てられた周波数帯上の信号に変換される。続いて、パルス時間波形制御器１０で、割り当てられた特定のパルス幅の電波に変換される。生成された無線電波は、多重アクセス通信路３０へ発信される。
ここで、アクセス時間制御器１７により、時間分割多元アクセス（ＴＤＭＡ）によるアクセス時間での多重化を行う。加えてパルス時間波形制御器１０により、パルス幅による波形選択による多重化も実現される。
図２０に、波形選択フィルタによる多重化にＴＤＭＡを導入した方式（送信側）の構成例を示す。
送信側通信端末２は、変調器１２に続いてアクセス時間制御器１７（送信側アクセス時間制御器、続いてパルス時間波形制御器１０を有する。
通信端末２で入力されたビット情報は、変調器１２で変調され、続いてアクセス時間制御器１７において割り当てられた周波数帯上の信号に変換される。続いて、パルス時間波形制御器１０で、割り当てられた特定のパルス幅の電波に変換される。生成された無線電波は、多重アクセス通信路３０へ発信される。
ここで、アクセス時間制御器１７により、時間分割多元アクセス（ＴＤＭＡ）によるアクセス時間での多重化を行う。加えてパルス時間波形制御器１０により、パルス幅による波形選択による多重化も実現される。
図２１に、波形選択フィルタによる多重化にＴＤＭＡを導入した方式（受信側）の構成例を示す。
受信側通信端末２は、多重アクセス通信路３０を経た電波を、まず波形選択フィルタ２０で受信する。波形選択フィルタ２０では、各送受信ペアに割り当てられた特定のパルス幅の無線電波を透過し、その他の無線電波は吸収される。本部分により、割り当てられたパルス幅の無線電波の選択的な受信を実現している。
続いて、アクセス時間制御器１７（受信側アクセス時間制御器）により各ユーザに対応した特定のアクセス時間の信号の抽出を行う。続いて、復調器１６では受信信号の復調が行われ受信ビット系列が出力される。なお、図２１では、アクセス時間制御器１７、復調器１６が受信部に相当する。
受信側通信端末２は、多重アクセス通信路３０を経た電波を、まず波形選択フィルタ２０で受信する。波形選択フィルタ２０では、各送受信ペアに割り当てられた特定のパルス幅の無線電波を透過し、その他の無線電波は吸収される。本部分により、割り当てられたパルス幅の無線電波の選択的な受信を実現している。
続いて、アクセス時間制御器１７（受信側アクセス時間制御器）により各ユーザに対応した特定のアクセス時間の信号の抽出を行う。続いて、復調器１６では受信信号の復調が行われ受信ビット系列が出力される。なお、図２１では、アクセス時間制御器１７、復調器１６が受信部に相当する。
（第４実施形態）
図２２に、波形選択フィルタによる多重化にＣＤＭＡ（符号分割多元接続方式）を導入した方式（送信側）の構成例を示す。
送信側通信端末２は、変調器１２に続いて符号拡散器１８、続いてパルス時間波形制御器１０を有する。
通信端末２で入力されたビット情報は、変調器１２で変調され、続いて符号拡散器１８において各ユーザに対応した拡散符号を用いた信号拡散が行われる。続いて、パルス時間波形制御器１０で、割り当てられた特定のパルス幅の電波に変換される。生成された無線電波は、多重アクセス通信路３０へ発信される。
ここで、符号拡散器１８により、符号分割多元アクセス（ＣＤＭＡ）による拡散符号領域での多重化をおこなう。加えてパルス時間波形制御器１０により、パルス幅による波形選択による多重化をおこなう。
図２２に、波形選択フィルタによる多重化にＣＤＭＡ（符号分割多元接続方式）を導入した方式（送信側）の構成例を示す。
送信側通信端末２は、変調器１２に続いて符号拡散器１８、続いてパルス時間波形制御器１０を有する。
通信端末２で入力されたビット情報は、変調器１２で変調され、続いて符号拡散器１８において各ユーザに対応した拡散符号を用いた信号拡散が行われる。続いて、パルス時間波形制御器１０で、割り当てられた特定のパルス幅の電波に変換される。生成された無線電波は、多重アクセス通信路３０へ発信される。
ここで、符号拡散器１８により、符号分割多元アクセス（ＣＤＭＡ）による拡散符号領域での多重化をおこなう。加えてパルス時間波形制御器１０により、パルス幅による波形選択による多重化をおこなう。
図２３に、波形選択フィルタによる多重化にＣＤＭＡを導入した方式（送信側、別形態）の構成例を示す。なお、図２３では直接拡散方式（ＤＳＳＳ方式）を例としている。
送信側通信端末２は、変調器１２に続いて符号拡散器１８を有する。更に、これに並行にＣＤＭＡ拡散符号生成器１８−１に続いてパルス時間波形制御器１０（チップレート調整器）に続いて符号拡散器１８を有する。生成器１８−１は各ユーザに対応した拡散符号を出力し、この拡散符号を１０に通すことで拡散信号が生成される。パルス時間波形制御器１０では拡散信号のチップレートを調整することで波形選択フィルタにより選択的に透過・吸収される信号となるように送信信号のパルス幅を制御する。すなわち、1チップ幅（チップレートの逆数）をパルス幅と見なし、このチップ幅を制御することで波形選択性の効果を得る。
符号拡散器１８において生成された無線電波は、多重アクセス通信路３０へ発信される。
送信側通信端末２は、変調器１２に続いて符号拡散器１８を有する。更に、これに並行にＣＤＭＡ拡散符号生成器１８−１に続いてパルス時間波形制御器１０（チップレート調整器）に続いて符号拡散器１８を有する。生成器１８−１は各ユーザに対応した拡散符号を出力し、この拡散符号を１０に通すことで拡散信号が生成される。パルス時間波形制御器１０では拡散信号のチップレートを調整することで波形選択フィルタにより選択的に透過・吸収される信号となるように送信信号のパルス幅を制御する。すなわち、1チップ幅（チップレートの逆数）をパルス幅と見なし、このチップ幅を制御することで波形選択性の効果を得る。
符号拡散器１８において生成された無線電波は、多重アクセス通信路３０へ発信される。
図２４に、波形選択性による多重化にＣＤＭＡを導入した方式（受信側）を示す。
受信側通信端末２は、多重アクセス通信路３０を経た電波を、まず波形選択フィルタ２０で受信する。波形選択フィルタ２０では、各送受信ペアに割り当てられた特定のパルス幅の無線電波を透過し、その他の無線電波は吸収される。本部分により、割り当てられたパルス幅の無線電波の選択的な受信を実現している。
続いて、符号逆拡散器１９により各ユーザに対応した拡散信号を用いて逆拡散を行い、それぞれのユーザの受信信号の抽出を行う。
続いて、復調器１６では受信信号を復調し、受信ビット系列を出力する。なお、図２４では、符号逆拡散器１９、復調器１６が受信部に相当する。
受信側通信端末２は、多重アクセス通信路３０を経た電波を、まず波形選択フィルタ２０で受信する。波形選択フィルタ２０では、各送受信ペアに割り当てられた特定のパルス幅の無線電波を透過し、その他の無線電波は吸収される。本部分により、割り当てられたパルス幅の無線電波の選択的な受信を実現している。
続いて、符号逆拡散器１９により各ユーザに対応した拡散信号を用いて逆拡散を行い、それぞれのユーザの受信信号の抽出を行う。
続いて、復調器１６では受信信号を復調し、受信ビット系列を出力する。なお、図２４では、符号逆拡散器１９、復調器１６が受信部に相当する。
（第５実施形態）
図８に、通信端末２に、パルス時間波形制御器１０および波形選択フィルタ２０を装着した例を示す。通信端末２は、アンテナ６、通信端末内基板２ａを有する。パルス時間波形制御器１０は、構成部品が少ないので、通信端末２内の基板２ａの一部に、実装されている。また、アンテナ６の外側に、波形選択フィルタ２０を装着する。この通信端末２は、上述の受信側通信端末および送信側通信端末として使用可能である。ここで、波形選択フィルタ２０は透過型を使用されている。
一方の送信側の通信端末２では、通信端末内基板２ａに実装されている変調器１２、周波数変換器１４で生成した連続した信号を、パルス時間波形制御器１０にて、特定の固有パルス幅の信号となるように時間領域での波形制御を行い、通信端末内配線２ｂを介してアンテナ６に電気信号として伝える。この電気信号が、アンテナ６にて電波に形態を変えて多重アクセス通信路３０（空間）へ送信される。他方の受信側の通信端末２では、まず波形選択フィルタ２０にて、特定のパルス幅の電波を透過し、その他の電波は吸収する。続いて、アンテナ６は、特定のパルス幅の電波のみを選択的に受信して、通信端末内基板２ａに実装されている、周波数変換器１４、復調器１６へ受信した信号を伝える。
ここで、通信端末２に内蔵したアンテナ６に対して、波形選択フィルタ２０を外側に取り付けた例で示したが、通信端末２に内装しても良い。すなわち、波形選択フィルタ２０は、アンテナ６とは、所謂電磁波を介して接続して通信機能として一体に構成される。よって、パルス時間波形制御器１０および波形選択フィルタ２０は、アンテナ６に対して直接機械的に締結している必要はない。パルス時間波形制御器１０および波形選択フィルタ２０は、アンテナ６は、通信端末２の外郭部等に固定すれば良いからである。
第３実施形態によれば、従来の通信端末のアンテナ６に、波形選択フィルタ２０を所謂電磁波を介して通信機能として一体に構成することにより、同一周波数帯または複数の周波数が存在する帯域においてパルス幅による波形選択による多重化した通信端末２を提供することができる。
図８に、通信端末２に、パルス時間波形制御器１０および波形選択フィルタ２０を装着した例を示す。通信端末２は、アンテナ６、通信端末内基板２ａを有する。パルス時間波形制御器１０は、構成部品が少ないので、通信端末２内の基板２ａの一部に、実装されている。また、アンテナ６の外側に、波形選択フィルタ２０を装着する。この通信端末２は、上述の受信側通信端末および送信側通信端末として使用可能である。ここで、波形選択フィルタ２０は透過型を使用されている。
一方の送信側の通信端末２では、通信端末内基板２ａに実装されている変調器１２、周波数変換器１４で生成した連続した信号を、パルス時間波形制御器１０にて、特定の固有パルス幅の信号となるように時間領域での波形制御を行い、通信端末内配線２ｂを介してアンテナ６に電気信号として伝える。この電気信号が、アンテナ６にて電波に形態を変えて多重アクセス通信路３０（空間）へ送信される。他方の受信側の通信端末２では、まず波形選択フィルタ２０にて、特定のパルス幅の電波を透過し、その他の電波は吸収する。続いて、アンテナ６は、特定のパルス幅の電波のみを選択的に受信して、通信端末内基板２ａに実装されている、周波数変換器１４、復調器１６へ受信した信号を伝える。
ここで、通信端末２に内蔵したアンテナ６に対して、波形選択フィルタ２０を外側に取り付けた例で示したが、通信端末２に内装しても良い。すなわち、波形選択フィルタ２０は、アンテナ６とは、所謂電磁波を介して接続して通信機能として一体に構成される。よって、パルス時間波形制御器１０および波形選択フィルタ２０は、アンテナ６に対して直接機械的に締結している必要はない。パルス時間波形制御器１０および波形選択フィルタ２０は、アンテナ６は、通信端末２の外郭部等に固定すれば良いからである。
第３実施形態によれば、従来の通信端末のアンテナ６に、波形選択フィルタ２０を所謂電磁波を介して通信機能として一体に構成することにより、同一周波数帯または複数の周波数が存在する帯域においてパルス幅による波形選択による多重化した通信端末２を提供することができる。
図２５に、波形選択フィルタ２０による多重化の効果を通信路容量の観点で示す。横軸はＳＮＲ（信号対雑音電力比）縦軸は各ユーザの通信路容量（通信速度の理論的な限界値）をそれぞれ示す。なお、比較方式として、図２５はＦＤＭＡのみによる従来方式の結果（「黒ひし形」で表示）も合わせて示している。波形選択フィルタ２０のパーセンテージの記載は波形選択フィルタによる不要電波の信号残存率を示しており、例えば「１％」は排除する（不要な）パルス幅の信号の減衰率が９９％であり、残りの１％の電波が透過することを示す。ここで、ユーザ数は１００で設定されている。ＳＮＲが増加すると（通信状態が良好になると）、通信路容量が増加しているが、どのＳＮＲに設定した場合でも波形選択フィルタによる多重化により各ユーザの通信路容量が増加することが示されている。さらには、不要電波の吸収率は各ユーザの通信路容量へ大きな影響を与え、つまり、吸収しきれなかった不要電波は必要電波へ干渉を与え通信路容量の悪化を招いている。したがって、不要電波を効率的に吸収できているので格段に通信路容量が増加できている。例えば、ＳＮＲが２０ｄＢの場合では約１０倍の通信路容量（周波数利用効率）の増加が確認された。即ち、通信路容量は、「黒ひし形」の６Ｍｂｉｔｓ／ｓが、信号吸収率０．１％時の「黒四角」では５７．５６Ｍｂｉｔｓ／ｓに増加している。
図２６に、波形選択フィルタ２０による多重化の効果をユーザ数の観点で示す。全ユーザ信号の周波数帯域は固定としているため、収容するユーザ数が増加すると、各ユーザの通信路容量は減少している。その一方で、どのようなユーザ数に設定した場合においても波形選択フィルタによる多重化を行うことで各ユーザの通信路容量は増加することが示されている。また、各ユーザに３０Ｍｂｐｓの通信路容量を確保しようとした場合、従来のＦＤＭＡ方式（「黒ひし形」で表示）では１０ユーザしか収容できないのに対し、波形選択フィルタによる方式（信号吸収率０．１％時の「黒四角」または１％時の「黒丸」で表示）では１００ユーザまで収容ユーザ数を増加可能であることが示唆されている。
図９に、波形選択フィルタ２０による多元アクセス方式の想定利用例（無線ＬＡＮネットワークの例）を示す。
図９（ａ）は従来の例を示す。３人のユーザごとに異なる３つの周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３（３チャネル）を割り当てることで干渉を回避している。尚、同一周波数（同一チャネル）では干渉が生じる。即ち、ユーザの数の周波数が必要である。例えば、周波数ｆ２を使用しているユーザは、ＰＣ４００を使い、中継器８００を使用している。
図９（ｂ）は、実施形態を示す。３つ周波数毎に、３つの異なるパルス幅を割当ることにより、同一周波数（チャネル）での干渉回避が可能となる。３つの周波数と３つのパルス幅を用いることにより、９人のユーザが使用できることを示している。例えば、周波数ｆ２を使用する場合、３種類の長さのパルス幅を使用することにより、３人のユーザがＰＣ４ａ、ＰＣ４ｂ、およびＰＣ４ｃを使用することができる。この場合、ＰＣ４ａ、ＰＣ４ｂ、およびＰＣ４ｃ、および中継器８には、それぞれパルス時間波形制御器１０および波形選択フィルタ２０が装着されている。
従って、パルス幅を用いることにより、周波数利用効率が飛躍的に向上する。
図９（ａ）は従来の例を示す。３人のユーザごとに異なる３つの周波数ｆ１、ｆ２、ｆ３（３チャネル）を割り当てることで干渉を回避している。尚、同一周波数（同一チャネル）では干渉が生じる。即ち、ユーザの数の周波数が必要である。例えば、周波数ｆ２を使用しているユーザは、ＰＣ４００を使い、中継器８００を使用している。
図９（ｂ）は、実施形態を示す。３つ周波数毎に、３つの異なるパルス幅を割当ることにより、同一周波数（チャネル）での干渉回避が可能となる。３つの周波数と３つのパルス幅を用いることにより、９人のユーザが使用できることを示している。例えば、周波数ｆ２を使用する場合、３種類の長さのパルス幅を使用することにより、３人のユーザがＰＣ４ａ、ＰＣ４ｂ、およびＰＣ４ｃを使用することができる。この場合、ＰＣ４ａ、ＰＣ４ｂ、およびＰＣ４ｃ、および中継器８には、それぞれパルス時間波形制御器１０および波形選択フィルタ２０が装着されている。
従って、パルス幅を用いることにより、周波数利用効率が飛躍的に向上する。
以上、実施形態により、従来の通信システムにおける周波数、時間、符号の３軸に、パルス幅選択性の概念（波形軸）を導入し、同一周波数帯または複数の周波数が存在する帯域においてパルス幅による波形選択を行う波形選択フィルタ２０を用いた多重化した通信システム１および通信端末２（例えば携帯端末）を提供する。
発明１は、電波の励振時間であるパルス幅を特定のパルス幅に制御して電波を送信する送信側通信端末２と、送信側通信端末２が送信した電波を受信する受信側通信端末２と、波形選択フィルタ２０と、を備え、受信側通信端末２は、受信部を有し、波形選択フィルタ２０は、特定のパルス幅の電波を選択的に透過または反射し、受信部は、波形選択フィルタ２０が透過した特定のパルス幅の電波を受信する、通信システムである。
発明１によれば、電波の励振時間であるパルス幅を特定のパルス幅に制御して電波を送信する送信側通信端末２と、送信側通信端末２が送信した電波を受信する受信側通信端末２と、波形選択フィルタ２０と、を備え、受信側通信端末２は、受信部を有し、波形選択フィルタ２０は、特定のパルス幅の電波を選択的に透過または反射し、受信部は、波形選択フィルタ２０が透過した特定のパルス幅の電波を受信する多重化した通信システム１を提供することができる。即ち、受信側で特定のパルス幅を選択的に受信することを特徴とする。
発明２は、波形選択フィルタ２０は、送信側通信端末２と受信側通信端末２の間に介すること特徴とする。
発明２によれば、波形選択フィルタ２０は送信側通信端末２と受信側通信端末２の間に介し、受信側で特定のパルス幅を選択的に受信することを特徴とする。
発明３は、波形選択フィルタ２０は、導電性部材２５と、導電性部材２５の２箇所を繋ぐ整流回路と、ＲＬ回路およびＲＣ回路のうち一方または両方を備え、ＲＬ回路は、インダクティブな成分を持つ回路素子および抵抗成分を持つ回路素子を有し、ＲＣ回路は、キャパシティブな成分を持つ回路素子および抵抗成分を持つ回路素子を有し、波形選択フィルタ２０は、電波の励振時間であるパルス幅によって電波の吸収率が異なることを特徴とする。
発明３によれば、波形選択フィルタ２０の具体的な構成を特定する。
発明４は、送信側通信端末２は、電波のパルス幅を特定のパルス幅に制御するパルス時間波形制御器１０と、周波数領域での多重化を行う送信側周波数変換器１４と、を有し、送信側通信端末２によって送信される電波は、パルス時間波形制御器１０によって特定のパルス幅に制御され、かつ、送信側周波数変換器１４によって周波数領域での多重化が行われており、受信側通信端末２は、波形選択フィルタ２０が透過した特定のパルス幅の電波のうち、特定の周波数領域の信号を選択的に受信する受信側周波数変換器１４を有することを特徴とする。
発明４によれば、周波数分割であるＦＤＭＡ方式の通信システムにおいて、送信側に周波数変換器１４およびパルス時間波形制御器１０、受信側に波形選択フィルタ２０、周波数変換器１４を設置することにより、パルス幅による波形選択による多重化した通信システムを提供することができる。
発明５は、送信側通信末端２は、電波のパルス幅を特定のパルス幅に制御するパルス時間波形制御器１０と、アクセス時間での多重化を行う送信側アクセス時間制御器１７と、を有し、送信側通信端末２によって送信される電波は、パルス時間波形制御器１０によって特定のパルス幅に制御され、かつ、送信側アクセス時間制御器１７によってアクセス時間での多重化が行われており、受信側通信端末２は、波形選択フィルタ２０が透過した特定のパルス幅の電波のうち、特定のアクセス時間の信号を選択的に受信する受信側アクセス時間制御器１７を有することを特徴とする。
発明５によれば、時間分割であるＴＤＭＡ方式の通信システムにおいて、送信側にアクセス時間制御器１７およびパルス時間波形制御器１０、受信側に波形選択フィルタ２０、アクセス時間制御器１７を設置することにより、パルス幅による波形選択による多重化した通信システムを提供することができる。
発明６は、送信側通信端末２は、電波のパルス幅を特定のパルス幅に制御するパルス時間波形制御器１０と、拡散符号領域での多重化を行う符号拡散器１８と、を有し、送信側通信端末２によって送信される電波は、パルス時間波形制御器１０によって特定のパルス幅に制御され、かつ、符号拡散器１８によって拡散符号領域での多重化が行われており、受信側通信端末２は、波形選択フィルタ２０が透過した特定のパルス幅の電波のうち、特定の拡散符号で信号拡散された信号を選択的に受信する符号逆拡散器１９を有することを特徴とする。
発明６によれば、符号分割であるＣＤＭＡ方式の通信システムにおいて、送信側に、符号拡散器１８およびパルス時間波形制御器１０、受信側に波形選択フィルタ２０、符号逆拡散１９を設置することにより、パルス幅による波形選択による多重化した通信システムを提供することができる。
発明７は、電波の励振時間であるパルス幅を特定のパルス幅に制御して電波を送信する送信側通信端末２から、電波を受信する受信側通信端末２であって、波形選択フィルタ２０および受信部を有し、波形選択フィルタ２０は、特定のパルス幅の電波を選択的に透過し、受信部は、波形選択フィルタ２０が透過した特定のパルス幅の電波を受信する、受信側通信端末２である。
発明７によれば、波形選択フィルタ２０を搭載した受信側通信端末２を提供することができる。
発明８は、送信する電波の励振時間であるパルス幅を制御するパルス時間波形制御器１０を備えたことを特徴とする。
発明８によれば、送信機能も受信機能も有する受信側通信端末２を提供することができる。
発明９は、電波の励振時間であるパルス幅が特定のパルス幅となっている電波を選択的に受信する受信側通信端末２に電波を送信する送信側通信端末２であって、電波のパルス幅を特定のパルス幅に制御して電波を送信する送信側通信端末２である。
発明９によれば、電波のパルス幅を特定のパルス幅に制御して電波を送信する送信側通信端末２を提供することができる。
以上、本発明の通信システム１および通信端末２により、これまでの通信理論の限界を超える周波数利用効率の実現し、枯渇しつつある無線周波数資源の飛躍的拡張をおこなうことができる。
発明１は、電波の励振時間であるパルス幅を特定のパルス幅に制御して電波を送信する送信側通信端末２と、送信側通信端末２が送信した電波を受信する受信側通信端末２と、波形選択フィルタ２０と、を備え、受信側通信端末２は、受信部を有し、波形選択フィルタ２０は、特定のパルス幅の電波を選択的に透過または反射し、受信部は、波形選択フィルタ２０が透過した特定のパルス幅の電波を受信する、通信システムである。
発明１によれば、電波の励振時間であるパルス幅を特定のパルス幅に制御して電波を送信する送信側通信端末２と、送信側通信端末２が送信した電波を受信する受信側通信端末２と、波形選択フィルタ２０と、を備え、受信側通信端末２は、受信部を有し、波形選択フィルタ２０は、特定のパルス幅の電波を選択的に透過または反射し、受信部は、波形選択フィルタ２０が透過した特定のパルス幅の電波を受信する多重化した通信システム１を提供することができる。即ち、受信側で特定のパルス幅を選択的に受信することを特徴とする。
発明２は、波形選択フィルタ２０は、送信側通信端末２と受信側通信端末２の間に介すること特徴とする。
発明２によれば、波形選択フィルタ２０は送信側通信端末２と受信側通信端末２の間に介し、受信側で特定のパルス幅を選択的に受信することを特徴とする。
発明３は、波形選択フィルタ２０は、導電性部材２５と、導電性部材２５の２箇所を繋ぐ整流回路と、ＲＬ回路およびＲＣ回路のうち一方または両方を備え、ＲＬ回路は、インダクティブな成分を持つ回路素子および抵抗成分を持つ回路素子を有し、ＲＣ回路は、キャパシティブな成分を持つ回路素子および抵抗成分を持つ回路素子を有し、波形選択フィルタ２０は、電波の励振時間であるパルス幅によって電波の吸収率が異なることを特徴とする。
発明３によれば、波形選択フィルタ２０の具体的な構成を特定する。
発明４は、送信側通信端末２は、電波のパルス幅を特定のパルス幅に制御するパルス時間波形制御器１０と、周波数領域での多重化を行う送信側周波数変換器１４と、を有し、送信側通信端末２によって送信される電波は、パルス時間波形制御器１０によって特定のパルス幅に制御され、かつ、送信側周波数変換器１４によって周波数領域での多重化が行われており、受信側通信端末２は、波形選択フィルタ２０が透過した特定のパルス幅の電波のうち、特定の周波数領域の信号を選択的に受信する受信側周波数変換器１４を有することを特徴とする。
発明４によれば、周波数分割であるＦＤＭＡ方式の通信システムにおいて、送信側に周波数変換器１４およびパルス時間波形制御器１０、受信側に波形選択フィルタ２０、周波数変換器１４を設置することにより、パルス幅による波形選択による多重化した通信システムを提供することができる。
発明５は、送信側通信末端２は、電波のパルス幅を特定のパルス幅に制御するパルス時間波形制御器１０と、アクセス時間での多重化を行う送信側アクセス時間制御器１７と、を有し、送信側通信端末２によって送信される電波は、パルス時間波形制御器１０によって特定のパルス幅に制御され、かつ、送信側アクセス時間制御器１７によってアクセス時間での多重化が行われており、受信側通信端末２は、波形選択フィルタ２０が透過した特定のパルス幅の電波のうち、特定のアクセス時間の信号を選択的に受信する受信側アクセス時間制御器１７を有することを特徴とする。
発明５によれば、時間分割であるＴＤＭＡ方式の通信システムにおいて、送信側にアクセス時間制御器１７およびパルス時間波形制御器１０、受信側に波形選択フィルタ２０、アクセス時間制御器１７を設置することにより、パルス幅による波形選択による多重化した通信システムを提供することができる。
発明６は、送信側通信端末２は、電波のパルス幅を特定のパルス幅に制御するパルス時間波形制御器１０と、拡散符号領域での多重化を行う符号拡散器１８と、を有し、送信側通信端末２によって送信される電波は、パルス時間波形制御器１０によって特定のパルス幅に制御され、かつ、符号拡散器１８によって拡散符号領域での多重化が行われており、受信側通信端末２は、波形選択フィルタ２０が透過した特定のパルス幅の電波のうち、特定の拡散符号で信号拡散された信号を選択的に受信する符号逆拡散器１９を有することを特徴とする。
発明６によれば、符号分割であるＣＤＭＡ方式の通信システムにおいて、送信側に、符号拡散器１８およびパルス時間波形制御器１０、受信側に波形選択フィルタ２０、符号逆拡散１９を設置することにより、パルス幅による波形選択による多重化した通信システムを提供することができる。
発明７は、電波の励振時間であるパルス幅を特定のパルス幅に制御して電波を送信する送信側通信端末２から、電波を受信する受信側通信端末２であって、波形選択フィルタ２０および受信部を有し、波形選択フィルタ２０は、特定のパルス幅の電波を選択的に透過し、受信部は、波形選択フィルタ２０が透過した特定のパルス幅の電波を受信する、受信側通信端末２である。
発明７によれば、波形選択フィルタ２０を搭載した受信側通信端末２を提供することができる。
発明８は、送信する電波の励振時間であるパルス幅を制御するパルス時間波形制御器１０を備えたことを特徴とする。
発明８によれば、送信機能も受信機能も有する受信側通信端末２を提供することができる。
発明９は、電波の励振時間であるパルス幅が特定のパルス幅となっている電波を選択的に受信する受信側通信端末２に電波を送信する送信側通信端末２であって、電波のパルス幅を特定のパルス幅に制御して電波を送信する送信側通信端末２である。
発明９によれば、電波のパルス幅を特定のパルス幅に制御して電波を送信する送信側通信端末２を提供することができる。
以上、本発明の通信システム１および通信端末２により、これまでの通信理論の限界を超える周波数利用効率の実現し、枯渇しつつある無線周波数資源の飛躍的拡張をおこなうことができる。
１ 通信システム
２ 通信端末
２ａ 通信端末内基板
２ｂ 通信端末内配線
４ ＰＣ
６ アンテナ
８ 中継器
１０ パルス時間波形制御器
１２ 変調器
１４ 周波数変換器
１６ 復調器
１７ アクセス時間制御器
１８ 符号拡散器
１８−１ ＣＤＭＡ拡散符号生成器
１９ 符号逆拡散器
２０ 波形選択フィルタ（波形選択メタサーフェス）
２１ インダクタ型波形選択フィルタ（長いパルス幅の電波吸収）
２２ キャパシタ型波形選択フィルタ（短いパルス幅の電波吸収）
２３ パラレル結合型波形選択フィルタ（凹形の吸収特性）
２４ シリーズ結合型波形選択フィルタ（凸形の吸収特性）
２５ 導電性部材
２６ 誘電体
２７ 金属板
３０ 多重アクセス通信路
５０ シミュレーション環境
５１ 送信部
５１１ パルス生成部
５２ チャネル部
５３ 受信部
５３１ 比較器
５３２ シンボルタイミング部
Ｕ ユーザ
２ 通信端末
２ａ 通信端末内基板
２ｂ 通信端末内配線
４ ＰＣ
６ アンテナ
８ 中継器
１０ パルス時間波形制御器
１２ 変調器
１４ 周波数変換器
１６ 復調器
１７ アクセス時間制御器
１８ 符号拡散器
１８−１ ＣＤＭＡ拡散符号生成器
１９ 符号逆拡散器
２０ 波形選択フィルタ（波形選択メタサーフェス）
２１ インダクタ型波形選択フィルタ（長いパルス幅の電波吸収）
２２ キャパシタ型波形選択フィルタ（短いパルス幅の電波吸収）
２３ パラレル結合型波形選択フィルタ（凹形の吸収特性）
２４ シリーズ結合型波形選択フィルタ（凸形の吸収特性）
２５ 導電性部材
２６ 誘電体
２７ 金属板
３０ 多重アクセス通信路
５０ シミュレーション環境
５１ 送信部
５１１ パルス生成部
５２ チャネル部
５３ 受信部
５３１ 比較器
５３２ シンボルタイミング部
Ｕ ユーザ
Claims (6)
- 電波の励振時間であるパルス幅を特定のパルス幅に制御して前記電波を送信する送信側通信端末と、前記送信側通信端末が送信した前記電波を受信する受信側通信端末と、波形選択フィルタと、を備え、前記受信側通信端末は、受信部を有し、前記波形選択フィルタは、前記特定のパルス幅の前記電波を選択的に透過または反射し、前記受信部は、前記波形選択フィルタが透過した前記特定のパルス幅の前記電波を受信する、通信システム。
- 前記波形選択フィルタは、前記送信側通信端末と前記受信側通信端末の間に介することを特徴とする請求項１に記載の通信システム。
- 前記波形選択フィルタは、導電性部材と、前記導電性部材の２箇所を繋ぐ整流回路と、
ＲＬ回路およびＲＣ回路のうち一方または両方を備え、前記ＲＬ回路は、インダクティブな成分を持つ回路素子および抵抗成分を持つ回路素子を有し、前記ＲＣ回路は、キャパシティブな成分を持つ回路素子および抵抗成分を持つ回路素子を有し、前記波形選択フィルタは、電波の励振時間であるパルス幅によって電波の吸収率が異なることを特徴とする請求項１または２に記載の通信システム。 - 前記送信側通信端末は、前記電波のパルス幅を前記特定のパルス幅に制御するパルス時間波形制御器と、周波数領域での多重化を行う送信側周波数変換器と、を有し、前記送信側通信端末によって送信される前記電波は、前記パルス時間波形制御器によって前記特定のパルス幅に制御され、かつ、前記送信側周波数変換器によって周波数領域での多重化が行われており、前記受信側通信端末は、前記波形選択フィルタが透過した前記特定のパルス幅の前記電波のうち、特定の周波数領域の信号を選択的に受信する受信側周波数変換器を有することを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載の通信システム。
- 前記送信側通信端末は、前記電波のパルス幅を前記特定のパルス幅に制御するパルス時間波形制御器と、アクセス時間での多重化を行う送信側アクセス時間制御器と、を有し、
前記送信側通信端末によって送信される前記電波は、前記パルス時間波形制御器によって前記特定のパルス幅に制御され、かつ、前記送信側アクセス時間制御器によってアクセス時間での多重化が行われており、
前記受信側通信端末は、前記波形選択フィルタが透過した前記特定のパルス幅の前記電波のうち、特定のアクセス時間の信号を選択的に受信する受信側アクセス時間制御器を有することを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載の通信システム。 - 前記送信側通信端末は、前記電波のパルス幅を前記特定のパルス幅に制御するパルス時間波形制御器と、拡散符号領域での多重化を行う符号拡散器と、を有し、前記送信側通信端末によって送信される前記電波は、前記パルス時間波形制御器によって前記特定のパルス幅に制御され、かつ、前記符号拡散器によって拡散符号領域での多重化が行われており、前記受信側通信端末は、前記波形選択フィルタが透過した前記特定のパルス幅の前記電波のうち、特定の拡散符号で信号拡散された信号を選択的に受信する符号逆拡散器を有することを特徴とする請求項１〜３の何れか１項に記載の通信システム。
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