JP2020054130A - Backflow prevention circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、電子機器の電源回路などに用いられる逆流防止回路に関する。 The present invention relates to a backflow prevention circuit used for a power supply circuit or the like of an electronic device.
車両に搭載される電子機器には、エンジンを始動するためのスタータモータの駆動などにより、バッテリからの電源電圧が一時的に低下しても正常に動作できるように、バックアップキャパシタを備えたものがある。 Some electronic devices mounted on vehicles are equipped with a backup capacitor so that they can operate normally even when the power supply voltage from the battery temporarily drops due to the drive of a starter motor to start the engine. is there.
図1はバックアップキャパシタを備えた電子機器の電源回路の概略を表す。電子機器１００は、電源回路１０を備える。電源であるバッテリ２から電源回路１０のＡ点に供給された電力は、バッテリ２側からのサージやノイズを吸収するためのインダクタＬ１、キャパシタＣ１、ツェナーダイオードＤ１からなるフィルタ回路３を経てＢ点およびＣ点から、負荷回路４、５に供給される。
FIG. 1 schematically illustrates a power supply circuit of an electronic device including a backup capacitor. The
ここで、負荷回路にはバックアップを必要としない負荷回路４と、バックアップを必要とする負荷回路５がある。そして、バックアップを必要とする負荷回路５に電力を供給する経路には、バックアップキャパシタ６（Ｃ２〜Ｃ５）が備えられており、電源回路１０は、バッテリ２の電圧が一時的に低下した場合には、バックアップキャパシタ６に蓄えられたエネルギーを負荷回路５に供給することで、負荷回路５を正常に動作させ続けることができる。
Here, the load circuits include a
負荷回路５に電力を供給する経路には、バッテリ２の電圧が低下したときに、バックアップキャパシタ６に蓄えられたエネルギーが、バッテリ２や負荷回路４側に逆流することを防止するためのダイオードＤ２からなる逆流防止回路１が挿入されている。ダイオードＤ２には順方向の電圧降下が小さいショットキーバリアダイオードが一般に用いられる。
A diode D2 for preventing the energy stored in the
ところで、近年では、車両に搭載される電子機器の高性能化が進み、これによって負荷回路が消費する電力が増大し、負荷回路に流れる電流も増加する傾向にある。例えば負荷回路５に流れる電流が１０Ａとして、ダイオードＤ２による電圧降下が０．５Ｖであったとすると、ダイオードＤ２によって消費される電力は５Ｗにもなり、発熱量の増加やエネルギー効率の低下の原因となっている。
By the way, in recent years, the performance of electronic equipment mounted on a vehicle has been improved, whereby the power consumed by the load circuit has increased and the current flowing through the load circuit has also tended to increase. For example, assuming that the current flowing through the
これに対して、特許文献１には電流の方向がバックアップキャパシタから電源側へ向かう方向（つまり逆流）であることを検出すると、ＭＯＳＦＥＴ（ｍｅｔａｌ−ｏｘｉｄｅ−ｓｅｍｉｃｏｎｄｕｃｔｏｒ ｆｉｅｌｄ−ｅｆｆｅｃｔ ｔｒａｎｓｉｓｔｏｒ）がＯＦＦになることによって、バックアップキャパシタに蓄えられたエネルギーが電源側へ逆流することを阻止する逆流防止回路が開示され、ダイオードの代わりＭＯＳＦＥＴを用いることによって、ダイオードによって消費されていた電力を削減することが記載されている。
On the other hand, in
しかしながら、特許文献１の逆流防止回路は、電流の逆流を検出してからＭＯＳＦＥＴをＯＦＦしていることから、電源電圧が低下し始めてから、ＭＯＳＦＥＴがＯＦＦになるまでの期間に、バックアップキャパシタに蓄えられたエネルギーのいくらかは電源側へ逆流して無駄に消費されてしまう。
However, the backflow prevention circuit disclosed in
バックアップキャパシタに蓄えられたエネルギーが無駄に消費されれば、必要なバックアップ容量を確保するためにより容量の大きなキャパシタを用いなければならず、コストアップや装置の大型化を招くという課題があった。 If the energy stored in the backup capacitor is wasted, the capacitor having a larger capacity must be used in order to secure a necessary backup capacity, which causes a problem of increasing the cost and increasing the size of the device.
本発明の目的は、ダイオードで消費されていた電力を削減しつつ、電源電圧が低下し始めてから、ＭＯＳＦＥＴがＯＦＦになるまでの期間に、バックアップキャパシタに蓄えられたエネルギーが、無駄に消費されてしまうことのない逆流防止回路を提供することである。 SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to reduce the power consumed by a diode and to reduce the amount of energy stored in a backup capacitor during a period from when a power supply voltage starts to decrease until a MOSFET is turned off. An object of the present invention is to provide a backflow prevention circuit that does not end up.
上記目的を達成するために本発明の第一の実施形態に係る逆流防止回路は、電源から負荷に電力を供給する経路に介装されたインダクタの両端の電圧差を検出する電圧検出回路と、前記経路を導通または遮断するスイッチ回路と、を備え、前記スイッチ回路は、前記電圧検出回路によって、前記インダクタの両端の電圧差が所定値以上になったことが検出されているあいだ、前記経路を遮断させる。 To achieve the above object, a backflow prevention circuit according to the first embodiment of the present invention is a voltage detection circuit that detects a voltage difference between both ends of an inductor interposed in a path for supplying power from a power supply to a load, A switch circuit that conducts or cuts off the path, and the switch circuit switches the path while the voltage detection circuit detects that a voltage difference between both ends of the inductor is equal to or more than a predetermined value. Cut off.
また、本発明の第二の実施形態に係る逆流防止回路は、第一の実施形態において、前記スイッチ回路によって、前記経路が遮断されたのち、前記スイッチ回路による前記経路の遮断状態を保持するラッチ回路と、前記ラッチ回路によって保持されている、前記スイッチ回路による前記経路の遮断状態を解除して、前記経路を導通させるリリース回路と、をさらに備え、前記リリース回路は、前記インダクタの電源側の電圧が、所定値に達したことを検出したときに前記スイッチ回路による前記経路の遮断状態を解除する。 Further, the backflow prevention circuit according to the second embodiment of the present invention is the latch according to the first embodiment, wherein the path is cut off by the switch circuit, and then the switch circuit holds the cutoff state of the path. Circuit, and a release circuit that releases the cutoff state of the path by the switch circuit and that is held by the latch circuit, and makes the path conductive, wherein the release circuit includes a power supply side of the inductor. When detecting that the voltage has reached a predetermined value, the cutoff state of the path by the switch circuit is released.
本発明によれば、電圧検出回路が、インダクタの両端の電圧差を検出し、当該電圧差が所定値以上のときに、スイッチ回路によって負荷に電力を供給する経路を遮断させるため、電源電圧が低下し始めても、インダクタの効果で、すぐには電流の逆流が始まらないため、余裕をもって前記経路を遮断でき、バックアップキャパシタに蓄えられたエネルギーが無駄に消費されることを防止することができる。 According to the present invention, the voltage detection circuit detects a voltage difference between both ends of the inductor, and when the voltage difference is equal to or more than a predetermined value, causes the switch circuit to cut off a path for supplying power to the load. Even if it starts to decrease, the reverse flow of the current does not immediately start due to the effect of the inductor, so that the path can be cut off with a margin, and the energy stored in the backup capacitor can be prevented from being wasted.
以下、図面を参照し、本発明の実施の形態を詳しく説明する。図中同一又は相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。
＜１．第一の実施形態＞
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings. In the drawings, the same or corresponding parts have the same reference characters allotted, and description thereof will not be repeated.
<1. First Embodiment>
図２は本発明の第一の実施形態に係る逆流防止回路を備えた電子機器の電源回路の概略を表す。電子機器２００は電源回路２０を備え、電源回路２０は逆流防止回路２１を備える。
FIG. 2 schematically illustrates a power supply circuit of an electronic device including a backflow prevention circuit according to the first embodiment of the present invention. The
＜１−１．逆流防止回路２１の構成＞
本実施形態に係る逆流防止回路２１は、電圧検出回路２１ａおよびスイッチ回路２１ｂを備える点が図１に示した従来の逆流防止回路１と異なる。
<1-1. Configuration of
The
電圧検出回路２１ａはＰＮＰトランジスタＴｒ１（以下、単にＴｒ１という）、ダイオードＤ３および抵抗Ｒ１を備える。
The
スイッチ回路２１ｂはＰチャンネルＭＯＳＦＥＴＴｒ２（以下、単にＴｒ２という）、ダイオードＤ４、キャパシタＣ６および抵抗Ｒ２を備える。 The switch circuit 21b includes a P-channel MOSFET Tr2 (hereinafter simply referred to as Tr2), a diode D4, a capacitor C6, and a resistor R2.
Ｔｒ１のベースは抵抗Ｒ１を経てインダクタＬ１のバッテリ２側（Ｄ点）に、エミッタは Ｔｒ２を経て、インダクタＬ１の負荷回路側（Ｅ点）にそれぞれ接続され、コレクタはＴｒ２のゲートに接続されている。
The base of Tr1 is connected to the
Ｔｒ２のドレインはＥ点、ソースはバックアップキャパシタ６のホット側（Ｆ点）にそれぞれ接続され、ゲートは抵抗Ｒ２を経てグランドに接続されている。
The drain of Tr2 is connected to the point E, the source is connected to the hot side (point F) of the
Ｔｒ１のベース−エミッタ間には、ベース側がアノードになるようにダイオードＤ３が接続されている。ダイオードＤ３には一般的なシリコンダイオード等が用いられ、バッテリ２側からサージ電圧などが印可された際、Ｔｒ１のベース−エミッタ間の逆方向電圧がダイオードＤ３の順方向電圧降下（シリコンダイオードの場合約０．７Ｖ）を超えないように制限することで、Ｔｒ１を保護する目的で挿入されているものであるが、サージなどの影響を考慮しなくてよい場合は省略してもよい。
A diode D3 is connected between the base and the emitter of Tr1 so that the base side becomes an anode. A general silicon diode or the like is used as the diode D3. When a surge voltage or the like is applied from the
Ｔｒ２のゲート−ソース間には、ゲート側がアノードになるようにダイオードＤ４が接続されている。ダイオードＤ４にはツェナーダイオードが用いられ、バッテリ２側からサージ電圧などが印可された際、Ｔｒ２のゲート−ソース間電圧がダイオードＤ４の逆方向降伏電圧（例えば１５Ｖ）を超えないように制限して、Ｔｒ２を保護する目的で挿入されているものであるが、サージなどの影響を考慮しなくてよい場合は省略してもよい。
A diode D4 is connected between the gate and source of Tr2 such that the gate side becomes an anode. A Zener diode is used for the diode D4. When a surge voltage or the like is applied from the
Ｔｒ２のゲート−ソース間にはまた、キャパシタＣ６が接続されている。キャパシタＣ６は後述するように、Ｔｒ１がＯＦＦになるときに、Ｔｒ２のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓが緩やかに上昇するようにして、Ｔｒ２等を保護することを目的に挿入されているものであるが、バックアップキャパシタ６の充電電流に対して、Ｔｒ２の許容電流に余裕がある場合等には省略してもよい。
A capacitor C6 is also connected between the gate and the source of Tr2. As will be described later, the capacitor C6 is inserted for the purpose of protecting the transistor Tr2 and the like so that the voltage Vgs between the gate and the source of the transistor Tr2 gradually increases when the transistor Tr1 is turned off. If the allowable current of Tr2 has a margin with respect to the charging current of the
Ｔｒ２のドレイン−ソース間には、ドレイン側がアノードになるようにダイオードＤ２′が接続されている。ダイオードＤ２′は、バックアップキャパシタ６にエネルギーが蓄えられていない状態で電子機器２００に電源を投入する場合等において、バックアップキャパシタ６に大きな充電電流が流れる場合に、Ｔｒ２に代わって、この充電電流をバイパスしてＴｒ２を保護する目的で挿入されているものであるが、バックアップキャパシタ６の充電電流に対して、Ｔｒ２の許容電流に余裕がある場合には省略してもよい。
＜１−２．逆流防止回路２１の動作＞
A diode D2 'is connected between the drain and the source of Tr2 such that the drain side becomes the anode. The diode D2 'replaces Tr2 with this charging current when a large charging current flows through the
<1-2. Operation of
以下、図３および図４を用いて、逆流防止回路２１の動作を説明する。まず、図４（ａ）はバッテリ２から電子機器２００に正常に電源電圧Ｖｂ（例えば１０Ｖ）が印可されている状態を示す。
Hereinafter, the operation of the
この時、図２におけるインダクタＬ１の両端（Ｄ点およびＥ点）の電圧はほぼ等しい（電圧差がほぼ０Ｖである）。このためＴｒ１のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅもほぼ０Ｖであり、Ｔｒ１はＯＦＦ（コレクタ−エミッタ間が遮断状態）になっている。 At this time, the voltages at both ends (points D and E) of the inductor L1 in FIG. 2 are almost equal (the voltage difference is almost 0 V). Therefore, the base-emitter voltage Vbe of Tr1 is also almost 0 V, and Tr1 is OFF (the collector-emitter state is cut off).
Ｔｒ１がＯＦＦになっているため、Ｔｒ２のゲートは抵抗Ｒ２によってグランド電位にプルダウンされ、一方Ｔｒ２のドレイン（およびソース）にはＥ点より電源電圧Ｖｂが印可されているため、Ｔｒ２のゲートはソースに対して電源電圧Ｖｂ分（約１０Ｖ）低電位にバイアスされることになり、Ｔｒ２はＯＮ（ドレイン−ソース間が導通状態）になっている。 Since Tr1 is OFF, the gate of Tr2 is pulled down to the ground potential by the resistor R2. On the other hand, the power supply voltage Vb is applied to the drain (and source) of Tr2 from the point E, so that the gate of Tr2 is connected to the source. Is biased to a lower potential by the power supply voltage Vb (approximately 10 V), and Tr2 is ON (the drain-source is conductive).
そして、このＴｒ２のドレイン−ソース間を通じて、電源であるバッテリ２から負荷回路５に電力が供給されている。一般的な電力用ＭＯＳＦＥＴのドレイン−ソース間のＯＮ抵抗は１０ｍΩ以下であるので、例えば負荷回路５に流れる電流が１０Ａとすると、ＭＯＳＦＥＴで消費される電力は１Ｗ以下であり、従来のダイオードで消費されていた電力（上記の例では５Ｗ）に比べ、大幅に消費電力と発熱を抑えることができる。
Then, power is supplied from the
次に、図４（ｂ）はバッテリ２から電子機器２００に印可される電源電圧Ｖｂが低下した状態を示す。
Next, FIG. 4B shows a state in which the power supply voltage Vb applied from the
バッテリ２からの電源電圧Ｖｂが低下すると、インダクタＬ１の両端に電圧差（Ｄ点の電圧＜Ｅ点の電圧）が発生し、この電圧差がＴｒ１のベース−エミッタ間のＯＮ電圧（約０．７Ｖ）に達すると、Ｔｒ１がＯＮ（コレクタ−エミッタ間が導通状態）になる。
When the power supply voltage Vb from the
Ｔｒ１がＯＮになると、Ｔｒ２のゲートはＴｒ１によってソースとほぼ同じ電圧までプルアップされるため、Ｔｒ２のゲート−ソース間の閾値電圧（例えば２Ｖ）を下回って、Ｔｒ２はＯＦＦ（ドレイン−ソース間が遮断状態）になる。 When Tr1 is turned on, the gate of Tr2 is pulled up to almost the same voltage as the source by Tr1, so that Tr2 falls below the threshold voltage (eg, 2 V) between the gate and source of Tr2, and Tr2 is turned off (drain-source (Cutoff state).
Ｔｒ２がＯＦＦになることによって、図２のＥ点とＦ点の間は遮断状態となり、バックアップキャパシタ６に蓄えられたエネルギーが、バッテリ２や負荷回路４側に逆流することはない。
When Tr2 is turned off, the point between points E and F in FIG. 2 is cut off, and the energy stored in the
また、インダクタＬ１の両端に電圧差が発生しても、インダクタＬ１のインダクタンスにより、インダクタＬ１を流れる電流の方向がただちに反転することはなく、しばらくは同じ向きに流れ続け、この間はバックアップキャパシタ６に蓄えられたエネルギーが、バッテリ２や負荷回路４側に逆流することはないため、この間に余裕をもってＴｒ２をＯＦＦにすることができる。
Further, even if a voltage difference occurs between both ends of the inductor L1, the direction of the current flowing through the inductor L1 does not immediately reverse due to the inductance of the inductor L1, but continues to flow in the same direction for a while. Since the stored energy does not flow backward to the
つまり、本実施形態に係る逆流防止回路２１では、電圧検出回路２１ａのＴｒ１が、インダクタＬ１の両端の電圧差に基づいてＯＮになると、スイッチ回路２１ｂのＴｒ２がＯＦＦになり、バッテリ２から負荷回路５に電力を供給する経路（図２のＥ点とＦ点の間）を遮断させているため、バッテリ２からの電源電圧Ｖｂが低下しはじめてからＴｒ２がＯＦＦになるまでの期間に、バックアップキャパシタ６に蓄えられたエネルギーが、バッテリ２や負荷回路４側に逆流して無駄に消費されてしまうことがない。
That is, in the
次に図４を用いて、図２に示した逆流防止回路２１の各部の電流と電圧のシミュレーションの様子を説明する。
Next, with reference to FIG. 4, a description will be given of a state of simulation of current and voltage of each part of the
図４において（ａ）はインダクタＬ１のバッテリ２側（Ｄ点）の電圧、（ｂ）はインダクタＬ１の負荷回路側（Ｅ点）の電圧、（ｃ）はＴｒ２のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ、（ｄ）はＴｒ２のドレイン電流Ｉｄを表す。
In FIG. 4, (a) is the voltage of the inductor L1 on the
シミュレーションではまず、車両のエンジンを始動するためのスタータモータの駆動などに伴ってバッテリ２の電圧が低下することを想定し、図２のＡ点に印可される電源電圧Ｖｂを０ｍｓから２ｍｓにかけて１０Ｖから０Ｖまで緩やかに低下させている。
In the simulation, first, assuming that the voltage of the
図４（ａ）に示すように、この電源電圧Ｖｂの低下に伴って、Ｄ点の電圧も０ｍｓから２ｍｓにかけて１０Ｖから０Ｖまで緩やかに低下している。 As shown in FIG. 4A, as the power supply voltage Vb decreases, the voltage at the point D gradually decreases from 10 V to 0 V from 0 ms to 2 ms.
これに対して、図４（ｂ）に示すように、Ｅ点の電圧は、Ｄ点の電圧が下がり始めてもすぐには下がり始めず、０．３ｍｓほど遅れて下がり始めている。これは先に説明したように、Ｄ点の電圧が下がっても、インダクタＬ１によって、しばらくは電流が同じ方向に流れ続けるため、バックアップキャパシタ６に蓄えられたエネルギーが、ただちにバッテリ２側に逆流することがなく、バックアップキャパシタ６によってＥ点の電圧が維持されていることを示している。
On the other hand, as shown in FIG. 4B, the voltage at the point E does not immediately decrease even when the voltage at the point D starts decreasing, but starts to decrease with a delay of about 0.3 ms. As described above, even if the voltage at the point D decreases, the current continues to flow in the same direction for a while due to the inductor L1, so that the energy stored in the
そして、図４（ｃ）に示すように、この約０.３ｍｓのタイムラグの間にＴｒ１がＯＮになって、Ｖｇｓが０Ｖまで下がりＴｒ２がＯＦＦになっている。 Then, as shown in FIG. 4C, during this time lag of about 0.3 ms, Tr1 is turned on, Vgs falls to 0 V, and Tr2 is turned off.
Ｔｒ２がＯＦＦになると同時に、図４（ｄ）に示すように、Ｉｄは０Ａになり、電流の逆流（すなわちＩｄが負値になること）はなく、バックアップキャパシタ６に蓄えられたエネルギーがバッテリ２や負荷回路４側に逆流していないことがわかる。
At the same time as Tr2 is turned off, as shown in FIG. 4D, Id becomes 0 A, there is no reverse current (that is, Id becomes a negative value), and the energy stored in the
シミュレーションでは次に、バッテリ２の電圧が回復することを想定して、図２のＡ点に印可される電源電圧Ｖｂを３ｍｓから５ｍｓにかけて０Ｖから１０Ｖまで緩やかに上昇させている。
Next, in the simulation, assuming that the voltage of the
図４（ａ）に示すように、この電源電圧Ｖｂの上昇に伴って、Ｄ点の電圧も３ｍｓから５ｍｓにかけて０Ｖから１０Ｖまで緩やかに上昇している。 As shown in FIG. 4A, as the power supply voltage Vb increases, the voltage at the point D gradually increases from 0 V to 10 V from 3 ms to 5 ms.
これに伴い、図４（ｂ）に示すように、Ｅ点の電圧も緩やかに上昇していき、３．９ｍｓ付近で、Ｄ点とＥ点の電圧差がＴｒ１のベース−エミッタ間のＯＮ電圧（約０．７Ｖ）より小さくなると、Ｔｒ１がＯＦＦになり、図４（ｃ）に示すように、ＶｇｓがキャパシタＣ６と抵抗Ｒ２によって決まる時定数に従って緩やかに上昇していき、Ｔｒ２のゲート−ソース間の閾値電圧を超えるとＴｒ２がＯＮになって、図４（ｄ）に示すようにＩｄが再び流れ始めている。 Along with this, as shown in FIG. 4B, the voltage at the point E gradually rises, and around 3.9 ms, the voltage difference between the points D and E becomes the ON voltage between the base and the emitter of Tr1. When the voltage becomes lower than (about 0.7 V), Tr1 is turned off, and as shown in FIG. 4C, Vgs gradually rises according to a time constant determined by the capacitor C6 and the resistor R2, and the gate-source of Tr2 When the threshold voltage is exceeded, Tr2 is turned on, and Id starts flowing again as shown in FIG.
なお、図４（ｄ）において、４ｍｓ以降のＩｄの値が０ｍｓ時の値より大きくなっているが、これはＴｒ２がＯＦＦになっていた間にバックアップキャパシタ６に蓄えられたエネルギーが負荷回路５によって消費されて、Ｆ点の電圧が下がっているため、再びバックアップキャパシタ６にエネルギーを蓄積してＦ点の電圧を回復させるために、一時的に大きな充電電流が流れているもので、時間がたてばＴｒ２がＯＦＦになる前の値（約１０Ａ）に安定する。
In FIG. 4D, the value of Id after 4 ms is larger than the value at 0 ms. This is because the energy stored in the
また、上述のようにキャパシタＣ６があることによって、Ｔｒ１がＯＮになった時に、Ｖｇｓが緩やかに上昇するため、図４（ｄ）に示すようにＩｄの上昇も緩やかとなり、バックアップキャパシタ６に瞬間的に大きな充電電流が流れてＴｒ２等が破壊されることを防止できる。
＜２．第二の実施形態＞
In addition, since Trs is turned ON and Vgs rises gently due to the presence of the capacitor C6 as described above, the rise of Id also becomes gradual as shown in FIG. It is possible to prevent a large charging current from flowing and destroy Tr2 and the like.
<2. Second embodiment>
図５は本発明の第二の実施形態に係る逆流防止回路を備えた電子機器の電源回路の概略を表す。電子機器３００は電源回路３０を備え、電源回路３０は逆流防止回路３１を備える。
＜２−１．逆流防止回路３１の構成＞
FIG. 5 schematically shows a power supply circuit of an electronic device including a backflow prevention circuit according to the second embodiment of the present invention. The
<2-1. Configuration of
本実施形態に係る逆流防止回路３１は、第一の実施形態の逆流防止回路２１に加え、ラッチ回路３１ｃおよびリリース回路３１ｄをさらに備える点が逆流防止回路２１と異なる。
The
ラッチ回路３１ｃはリセット−セットフリップフロップＲＳＦＦ１（以下、単にＲＳＦＦ１という）、ＮＰＮトランジスタＴｒ３（以下、単にＴｒ３という）、ダイオードＤ５および抵抗Ｒ３、Ｒ４、Ｒ７を備える。 The latch circuit 31c includes a reset-set flip-flop RSFF1 (hereinafter, simply referred to as RSFF1), an NPN transistor Tr3 (hereinafter, simply referred to as Tr3), a diode D5, and resistors R3, R4, and R7.
リリース回路３１ｄはＰＮＰトランジスタＴｒ４（以下、単にＴｒ４という）および抵抗Ｒ５、Ｒ６を備える。 The release circuit 31d includes a PNP transistor Tr4 (hereinafter simply referred to as Tr4) and resistors R5 and R6.
ＲＳＦＦ１のリセット端子ＲはＴｒ１のコレクタに、セット端子ＳはＴｒ４のコレクタに、出力端子Ｑは抵抗Ｒ７を介してＴｒ３のベースにそれぞれ接続されている。 The reset terminal R of the RSFF1 is connected to the collector of Tr1, the set terminal S is connected to the collector of Tr4, and the output terminal Q is connected to the base of Tr3 via a resistor R7.
Ｔｒ３のコレクタは抵抗Ｒ４を介してＴｒ２のゲートに、エミッタはグランドにそれぞれ接続されている。 The collector of Tr3 is connected to the gate of Tr2 via a resistor R4, and the emitter is connected to ground.
Ｔｒ４のエミッタはＴｒ２のドレインに、ベースは抵抗Ｒ５を介してＴｒ２のソースにそれぞれ接続され、コレクタは抵抗Ｒ６を介してグランドに接続されている。 The emitter of Tr4 is connected to the drain of Tr2, the base is connected to the source of Tr2 via a resistor R5, and the collector is connected to ground via a resistor R6.
Ｔｒ１のコレクタとＴｒ２のゲートの間にはＴｒ１のコレクタ側がアノードになるようにダイオードＤ５が接続されており、Ｔｒ２のゲート−ソース間には抵抗Ｒ３が接続されている。
＜２−２．逆流防止回路３１の動作＞
A diode D5 is connected between the collector of Tr1 and the gate of Tr2 such that the collector side of Tr1 becomes an anode, and a resistor R3 is connected between the gate and source of Tr2.
<2-2. Operation of
以下、図６から図９を用いて、逆流防止回路３１の動作を説明する。まず、図６はバッテリ２から電子機器３００に正常に電源電圧Ｖｂ（例えば１０Ｖ）が印可されている状態を示す。
The operation of the
第一実施形態の動作で説明したように、この時Ｔｒ１はＯＦＦになっている。また、ＲＳＦＦ１はセット（出力端子Ｑがハイレベル）された状態であり、これによりＴｒ３はＯＮ（コレクタ−エミッタ間が導通状態）になっているものとする。 As described in the operation of the first embodiment, Tr1 is OFF at this time. Further, it is assumed that the RSFF1 is set (the output terminal Q is at a high level), and the Tr3 is turned ON (the collector-emitter state is conductive).
Ｔｒ３がＯＮになっているため、Ｔｒ２のゲートはＴｒ３と抵抗Ｒ４によってグランド電位にプルダウンされている。一方、第一実施形態の動作で説明したように、Ｔｒ２のドレイン（およびソース）にはＥ点より電源電圧Ｖｂが印可されているため、Ｔｒ２のゲートはソースに対して電源電圧Ｖｂ分（約１０Ｖ）低電位にバイアスされることになり、Ｔｒ２はＯＮになっている。 Since Tr3 is ON, the gate of Tr2 is pulled down to the ground potential by Tr3 and resistor R4. On the other hand, as described in the operation of the first embodiment, the power supply voltage Vb is applied to the drain (and the source) of the Tr2 from the point E, so that the gate of the Tr2 is equal to the source by the power supply voltage Vb (approximately). 10V) It is biased to a low potential, and Tr2 is ON.
そして、このＴｒ２のドレイン−ソース間を通じて、電源であるバッテリ２から負荷回路５に電力が供給されていることは、第一実施形態の動作で説明したとおりである。
As described in the operation of the first embodiment, the power is supplied from the
また、Ｔｒ２がＯＮになっているため、Ｔｒ４のベース−エミッタ間電圧Ｖｂｅはほぼ０Ｖであり、Ｔｒ４はＯＦＦ（コレクタ−エミッタ間が遮断状態）になっている。 Further, since Tr2 is ON, the base-emitter voltage Vbe of Tr4 is almost 0 V, and Tr4 is OFF (the collector-emitter state is cut off).
次に、図７はバッテリ２から電子機器３００に印可される電源電圧Ｖｂが低下した状態を示す。第一実施形態の動作で説明したように、この時Ｔｒ１がＯＮになり（図中（１））、これによりＴｒ２がＯＦＦになる（同（２））。
Next, FIG. 7 shows a state in which the power supply voltage Vb applied from the
そして、これと同時に、抵抗Ｒ２によってグランド電位にプルダウンされていたＲＳＦＦ１のリセット端子ＲがＴｒ１によってプルアップされ、ＲＳＦＦ１がリセット（出力端子Ｑがローレベル）されて（同（３））、ＯＮになっていたＴｒ３がＯＦＦ（コレクタ−エミッタ間が遮断状態）になる（同（４））。 At the same time, the reset terminal R of the RSFF1, which has been pulled down to the ground potential by the resistor R2, is pulled up by the Tr1, the RSFF1 is reset (the output terminal Q is at a low level) ((3)), and turned on. Tr3, which has been turned off, is turned off (the collector-emitter state is cut off) ((4)).
Ｔｒ３がＯＦＦになると、ダイオードＤ５があるによって、抵抗Ｒ３には電流が流れないため、Ｔｒ２のゲートは抵抗Ｒ３によってソースとほぼ同じ電圧までプルアップされる。そのため、仮にその後Ｔｒ１がＯＦＦになったとしても、Ｔｒ３がＯＦＦになっている間は、Ｔｒ２はＯＦＦになったままの状態を維持し続ける。 When the transistor Tr3 is turned off, no current flows through the resistor R3 due to the presence of the diode D5. Therefore, the gate of the transistor Tr2 is pulled up to substantially the same voltage as the source by the resistor R3. Therefore, even if Tr1 is turned off thereafter, while Tr3 is turned off, Tr2 continues to be kept off.
後述するように、バッテリ２と電子機器３００との間が急に切断されてしまったような場合、インダクタＬ１のバッテリ２側（Ｄ点）の電圧は、インダクタＬ１の逆起電力によって、急激に０Ｖ近くまで低下するが、バッテリ２側がハイインピーダンス（開放）状態になっているため、その後すぐに負荷回路側（Ｅ点）の電圧と等しいレベルまで回復してしまう。
As will be described later, in a case where the
このような場合、第１実施形態に係る逆流防止回路２１では、Ｔｒ１がＤ点の電圧の回復に伴って再度ＯＦＦになってしまうため、バッテリ２から電源電圧Ｖｂが供給されていないにもかかわらず、Ｔｒ２がＯＦＦになった状態を維持できず（つまりＯＮに戻ってしまい）、バックアップキャパシタ６に蓄えられたエネルギーが、負荷回路４側に逆流して無駄に消費されてしまうことになる。
In such a case, in the
これに対して、本実施形態に係る逆流防止回路３１では、Ｔｒ２が一度ＯＦＦになると、ラッチ回路３１ｃのＴｒ３およびＲＳＦＦ１の動作によって、そのＯＦＦになった状態を維持し続けることができるため、バッテリ２が急に切断されてしまったような場合でも、バックアップキャパシタ６に蓄えられたエネルギーが、負荷回路４側に逆流して無駄に消費されてしまうことがない。
On the other hand, in the
次に図８はバッテリ２から電子機器３００に印可される電源電圧Ｖｂが回復した状態を示す。
Next, FIG. 8 shows a state in which the power supply voltage Vb applied from the
電源電圧Ｖｂが回復して、Ｅ点の電圧が、バックアップキャパシタ６で保持されているＦ点の電圧よりも、Ｔｒ４のベース−エミッタ間のＯＮ電圧分（約０．７Ｖ）だけ高くなると、Ｔｒ４がＯＮ（コレクタ−エミッタ間が導通状態）になる（図中（１））。
When the power supply voltage Vb recovers and the voltage at the point E becomes higher than the voltage at the point F held by the
これにより抵抗Ｒ６によってグランド電位にプルダウンされていたＲＳＦＦ１のセット端子ＳがＴｒ４によってプルアップされ、ＲＳＦＦ１がセットされて（同（２））、ＯＦＦになっていたＴｒ３がＯＮになる（同（３）） As a result, the set terminal S of the RSFF1 which has been pulled down to the ground potential by the resistor R6 is pulled up by the Tr4, the RSFF1 is set ((2)), and the Tr3 which has been turned off is turned on ((3) ))
また、これと前後して、第一実施形態の動作で説明したように、Ｔｒ１がＯＦＦになるため、結果としてＴｒ２がＯＮになり（同（４））、Ｔｒ４がＯＦＦになって図６の状態に戻る。 Also, before and after this, as described in the operation of the first embodiment, Tr1 is turned off, and as a result, Tr2 is turned on ((4)), and Tr4 is turned off, and FIG. Return to the state.
このように、本実施形態に係る逆流防止回路３１では、電源電圧Ｖｂが回復すると、リリース回路のＴｒ４がＯＮになって、ラッチ回路３１ｃによって維持されていた、Ｔｒ２がＯＦＦになった状態が解除されて（Ｔｒ２がＯＮになって）、バッテリ２から負荷回路５への電力の供給を再開させることができる。
As described above, in the
次に図９を用いて、図５に示した逆流防止回路３１の各部の電流と電圧のシミュレーションの様子を説明する。
Next, with reference to FIG. 9, a description will be given of a simulation of the current and voltage of each part of the
図９において（ａ）はインダクタＬ１のバッテリ２側（Ｄ点）の電圧、（ｂ）はＴｒ１のコレクタの電圧Ｖｃ、（ｃ）はＴｒ２のゲート−ソース間電圧Ｖｇｓ、（ｄ）はＴｒ２のドレイン電流Ｉｄを表す。
In FIG. 9, (a) is the voltage of the inductor L1 on the
シミュレーションではまず、バッテリ２と電子機器３００との間が急に切断されたと想定し、０．５ｍｓにおいて、図５のＡ点に印可される電源電圧Ｖｂを１０Ｖから瞬間的に０Ｖにするとともに、Ａ点をハイインピーダンス状態にしている。
In the simulation, first, assuming that the
この時、Ｄ点の電圧は図９（ａ）に示すように、インダクタＬ１の逆起電力により急激に０Ｖ付近まで低下するが、Ａ点がハイインピーダンス状態であるため、その後すぐに９Ｖ付近まで回復している。 At this time, as shown in FIG. 9A, the voltage at the point D sharply drops to around 0 V due to the back electromotive force of the inductor L1. Is recovering.
これに伴い、図９（ｂ）に示すように、Ｖｃは０．５ｍｓにおいて０Ｖから１０Ｖ付近まで上昇して、Ｔｒ１がＯＮになったことを示しているが、およそ０．９ｍｓから１．５ｍｓの間にかけてはＶｃが再び０Ｖになっており、この期間、Ｔｒ１がＤ点の電圧の回復に伴って、一時的にＯＦＦになってしまっていることがわかる。 Along with this, as shown in FIG. 9B, Vc rises from 0 V to around 10 V at 0.5 ms, indicating that Tr1 is turned on, but approximately 0.9 ms to 1.5 ms. During this period, Vc becomes 0 V again, and during this period, Tr1 is temporarily turned off with the recovery of the voltage at point D.
上述したように、第１実施形態に係る逆流防止回路２１では、Ｔｒ１がＤ点の電圧の回復に伴って再度ＯＦＦになってしまうと、Ｔｒ２がＯＦＦになった状態を維持できず、バックアップキャパシタ６に蓄えられたエネルギーが、負荷回路４側に逆流して無駄に消費されてしまうことになる。
As described above, in the
これに対して、本実施形態に係る逆流防止回路３１では、ラッチ回路３１ｃによって、Ｔｒ１がＯＦＦになっている期間（およそ０．９ｍｓから１．５ｍｓの間）も、図９（ｃ）に示すようにＶｇｓがほぼ０Ｖ（つまりＴｒ２がＯＦＦになった状態）に維持されているため、図９（ｄ）に示すように、Ｉｄも０Ａに維持されていることがわかる。
On the other hand, in the
つまり、本実施形態に係る逆流防止回路３１ではバッテリ２と電子機器３００との間が急に切断されたような場合でも、Ｔｒ２がＯＦＦになった状態を維持することができ、バックアップキャパシタ６に蓄えられたエネルギーが、負荷回路４側に逆流して無駄に消費されてしまうことがない。
That is, in the
次にシミュレーションでは３ｍｓにおいて、バッテリ２が電子機器３００に再び接続されたと想定して、図５のＡ点に印可される電源電圧Ｖｂを０Ｖから瞬間的に１０Ｖにしている。これにより、Ｄ点の電圧は図９（ａ）に示すように、インダクタＬ１の逆起電力によって１２Ｖ付近まで上昇し、その後は９Ｖ付近まで降下した後緩やかに１０Ｖまで回復していく。
Next, in the simulation, at 3 ms, assuming that the
これに伴い図９（ｂ）に示すように、Ｖｃは３ｍｓにおいて８Ｖから０Ｖに下降しており、Ｔｒ１がＯＦＦしていることがわかる。その後、およそ３．４ｍｓにおいて、Ｔｒ３がＯＮすることにより、ＶｇｓがキャパシタＣ６と抵抗Ｒ４によって決まる時定数に従って緩やかに上昇し始めている。 Accordingly, as shown in FIG. 9B, Vc drops from 8 V to 0 V in 3 ms, and it can be seen that Tr1 is turned off. Thereafter, at about 3.4 ms, when Tr3 is turned on, Vgs starts to rise gradually according to a time constant determined by the capacitor C6 and the resistor R4.
ＶｇｓがＴｒ２のゲート−ソース間の閾値電圧を超えるとＴｒ２がＯＮになって、図９（ｄ）に示すようにＩｄが再び流れ出すことは第一実施形態の動作で説明したとおりである。
＜４．その他＞
When Vgs exceeds the threshold voltage between the gate and the source of Tr2, Tr2 turns ON, and Id flows again as shown in FIG. 9D, as described in the operation of the first embodiment.
<4. Others>
以上、本発明の実施の形態を説明したが、上述した実施の形態は本発明を実施するための例示に過ぎない。よって、本発明は上述した実施の形態に限定されることなく、その趣旨を逸脱しない範囲内で上述した実施の形態を適宜変形して実施することが可能である。 The embodiment of the present invention has been described above, but the above-described embodiment is merely an example for implementing the present invention. Therefore, the present invention is not limited to the above-described embodiment, and can be implemented by appropriately modifying the above-described embodiment without departing from the spirit thereof.
また、以上では、車両に搭載される電子機器の電源回路に備えられた逆流防止回路を例に説明したが、本発明の逆流防止回路はバックアップキャパシタを備える様々な電子機器に適用可能である。 In the above description, the backflow prevention circuit provided in the power supply circuit of the electronic device mounted on the vehicle has been described as an example. However, the backflow prevention circuit of the present invention is applicable to various electronic devices including a backup capacitor.
２ バッテリ
３ フィルタ回路
４、５ 負荷回路
６ バックアップキャパシタ
２０、３０ 電源回路
２１、３１ 逆流防止回路
２１ａ 電圧検出回路
２１ｂ スイッチ回路
３１ｃ ラッチ回路
３１ｄ リリース回路
２００、３００ 電子機器
Ｌ1 インダクタ
Ｔｒ１、Ｔｒ４ ＰＮＰトランジスタ
Ｔｒ２ ＰチャンネルＭＯＳＦＥＴ
Ｔｒ３ ＮＰＮトランジスタ
ＲＳＦＦ１ リセットセットフリップフロップ
2
Tr3 NPN transistor RSFF1 Reset set flip-flop
Claims (2)
前記経路を導通または遮断するスイッチ回路と、
を備え、
前記スイッチ回路は、前記電圧検出回路によって、前記インダクタの両端の電圧差が所定値以上になったことが検出されているあいだ、前記経路を遮断させる、ことを特徴とする逆流防止回路。 A voltage detection circuit for detecting a voltage difference between both ends of an inductor interposed in a path for supplying power from a power supply to a load;
A switch circuit for conducting or blocking the path,
With
The backflow prevention circuit, wherein the switch circuit cuts off the path while the voltage detection circuit detects that a voltage difference between both ends of the inductor has exceeded a predetermined value.
前記ラッチ回路によって保持されている、前記スイッチ回路による前記経路の遮断状態を解除して、前記経路を導通させるリリース回路と、
をさらに備え、
前記リリース回路は、前記インダクタの電源側の電圧が、所定値に達したことを検出したときに前記スイッチ回路による前記経路の遮断状態を解除する、ことを特徴とする請求項1に記載の逆流防止回路。 A latch circuit that holds the cutoff state of the path by the switch circuit after the path is cut off by the switch circuit;
A release circuit that releases the cutoff state of the path by the switch circuit, which is held by the latch circuit, and makes the path conductive,
Further comprising
The backflow according to claim 1, wherein the release circuit releases a cutoff state of the path by the switch circuit when detecting that a voltage on a power supply side of the inductor has reached a predetermined value. Prevention circuit.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2018181915A JP2020054130A (en) | 2018-09-27 | 2018-09-27 | Backflow prevention circuit |
Applications Claiming Priority (1)
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|---|---|---|---|
| JP2018181915A JP2020054130A (en) | 2018-09-27 | 2018-09-27 | Backflow prevention circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JP2020054130A true JP2020054130A (en) | 2020-04-02 |
Family
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Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP2018181915A Pending JP2020054130A (en) | 2018-09-27 | 2018-09-27 | Backflow prevention circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
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| JP (1) | JP2020054130A (en) |
-
2018
- 2018-09-27 JP JP2018181915A patent/JP2020054130A/en active Pending
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