JP2019023582A - 磁気センサ及び磁気測定方法 - Google Patents

Abstract

【課題】高温超伝導コイルを用い、励起磁界中で低周波数領域までの信号磁界を高感度に検出することができる磁気センサを提供する。
【解決手段】測定対象となる信号磁束を捕捉する高温超伝導体からなるコイルＬ１と、コイルＬ１に直列に接続され、当該コイルＬ１で捕捉された信号磁束を検出する高温超伝導体からなるコイルＬ２と、コイルＬ１及びコイルＬ２に直列接続して閉回路を形成する微小抵抗Ｒｃと、コイルＬ１からコイルＬ２に伝達された信号磁束を電圧信号に変換して測定する検出部１２と、コイルＬ２のインダクタンスを時間的に変化させる変調手段とを備えるものである。
【選択図】図１

Description

本発明は、高温超伝導コイルを用いたインダクタンス変調型の磁気センサ等に関する。

磁気センサは、医療・バイオ検査、非破壊検査、材料物性解析、資源探査、地球物理、などの幅広い分野で応用されている。これらの応用において、検査・解析の性能を高度化するためには微弱な磁気信号を高精度に計測する必要があり、このための高感度磁気センサが求められている。

従来知られている一般的な磁気センサとして、電磁誘導型の磁気センサがある。図９は、従来技術の電磁誘導型の磁気センサの基本構成図である。図９（Ａ）において、コイルの断面積をＳ、巻数をＮ、外部から与えられる磁界をＢ、コイルに鎖交する磁束をΦ（＝Ｂ×Ｎ×Ｓ）とすると、コイルの両端の電圧Ｖは、Φを時間的に変化させた

となり、これは周波数ｆに比例する。つまり、周波数ｆと電圧Ｖとの関係は、図９（Ｂ）のグラフのような比例関係となり、低周波数の領域においては、電圧が小さくなり感度が低くなるため、センサとして機能することができないという問題がある。

ここで、対象物からの磁気信号を測定する磁気測定方法は大きく二つの場合に大別されており、一つは、対象物から自発的に発生している自発磁化を計測する場合である。この場合は、微弱な磁気信号を高精度に計測できれば良く、そのためのセンサも種々開発されている。もう一つは、励起磁界を印加して対象物を磁化し、対象物の磁化信号を計測する場合である。この場合は、大きな励起磁界を印加した状態で微弱な磁気信号を計測する必要があるが、この要求を満たす磁気センサは非常に少ないのが現状である。

その理由は、磁気センサには正常に動作する磁界範囲（最小値と最大値）が存在し、高感度な磁気センサほど計測できる磁界の最大値は小さくなるためである。すなわち、磁気センサが大きな励起磁界に直接曝された場合には、磁気飽和してしまい、磁気センサの正常な動作が出来なくなる。このため、励起磁界を用いた磁気計測では、センサの高感度性を維持しつつ、励起磁界の影響を如何に除去するかが重要な課題となっている。

この問題を解決する一つの方法が、信号磁界の捕捉と検出を分離して行う方法である。検出コイルにより信号磁界を捕捉し、この信号磁界を磁気センサに伝達して計測する方法である。この方法では、磁気センサを励起磁界の外部に設置できるため、励起磁界の悪影響を除去することが出来る。この問題と、上記の電磁誘導型の磁気センサの問題とを解決する技術として、液体ヘリウム温度で動作する超伝導コイルと超伝導量子干渉素子（ＳＱＵＩＤ）を用いた磁気センサが知られている（非特許文献１〜３）。

図１０は、従来技術のＳＱＵＩＤの基本構成図である。図１０（Ａ）において、超伝導コイルを用いてＲ_ｃ＝０の閉回路が形成され、電流読み出しにより計測が行われる。ここで、閉回路を流れる電流Ｉは、Ｒ_ｃ＝０の場合に

となり、検出コイルの磁束Φ_２は、

となり、Φに比例し、周波数ｆには依存しないものとなる（図１０（Ｂ）を参照）。つまり、電流Ｉを検出することで、周波数ｆに依存しない計測が可能となる。

また、これまでに、高温超伝導コイルと常伝導コイルとを組み合わせて磁気信号を伝達し、この磁気信号を高温超伝導ＳＱＵＩＤで検出する装置が開発されており（非特許文献４〜１０）、この装置を用いた医療・バイオ検査、非破壊検査、材料物性解析等の応用が研究されている。

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しかしながら、液体ヘリウム温度で動作するＳＱＵＩＤは、冷媒としての液体ヘリウムが必要となり、装置の価格や維持コストが高く、また、取り扱いが複雑であるといった課題を有する。

また、高温超伝導コイルを用いた方式では、数十ヘルツ以下の低周波では信号伝達の効率が極めて悪くなり、低周波磁界に対する高感度な磁気センサは実現できていないという課題を有する。

本発明は、高温超伝導コイルを用い、励起磁界中で低周波数領域までの信号磁界を高感度に検出することができる磁気センサを提供する。

本発明に係る磁気センサは、測定対象となる信号磁束を捕捉する高温超伝導体からなる第１コイルと、第１コイルに直列に接続され、当該第１コイルで捕捉された信号磁束を検出する高温超伝導体からなる第２コイルと、第１コイル及び第２コイルに直列接続して閉回路を形成する微小抵抗と、第１コイルから第２コイルに伝達された信号磁束を電圧信号に変換して測定する電圧測定手段と、第２コイルのインダクタンスを時間的に変化させる変調手段とを備えるものである。

このように、本発明に係る磁気センサにおいては、測定対象となる信号磁束を捕捉する高温超伝導体からなる第１コイルと、第１コイルに直列に接続され、当該第１コイルで捕捉された信号磁束を検出する高温超伝導体からなる第２コイルと、第１コイル及び第２コイルに直列接続して閉回路を形成する微小抵抗とにおける、第２コイルのインダクタンスを時間的に変化させることで、周波数に依存しない電圧を計測することが可能となり、極めて低周波数であっても、高感度に磁界を検出することができるという効果を奏する。

また、第１コイルと第２コイルとを高温超伝導コイルで形成することで、冷媒として液体窒素を利用することが可能となり、装置の価格や維持コストを低く、また、取り扱いを簡素化することができるという効果を奏する。

本発明に係る磁気センサは、測定対象となる信号磁束を捕捉する高温超伝導体からなる第１コイルと、第１コイルに直列に接続され、当該第１コイルで捕捉された信号磁束を検出する高温超伝導体からなる第２コイルと、第２コイルに磁気結合する第３コイルと、第１コイル及び第２コイルに直列接続して閉回路を形成する微小抵抗と、第１コイルから第２コイルに伝達された信号磁束を当該第２コイルに磁気結合する第３コイルの電圧信号として測定する電圧測定手段と、第２コイルと第３コイルとの相互インダクタンスを時間的に変化させる変調手段とを備えるものである。

このように、本発明に係る磁気センサにおいては、測定対象となる信号磁束を捕捉する高温超伝導体からなる第１コイルと、第１コイルに直列に接続され、当該第１コイルで捕捉された信号磁束を検出する高温超伝導体からなる第２コイルと、第１コイル及び第２コイルに直列接続する微小抵抗とで閉回路を形成し、第２コイルに磁気結合する第３コイルとを有しており、第２コイルと第３コイルとの相互インダクタンスを時間的に変化させることで、周波数に依存しない電圧を計測することが可能となり、極めて低周波数であっても、高感度に磁界を検出することができるという効果を奏する。

また、第１コイルと第２コイルと第３コイルとを高温超伝導コイルで形成することで、冷媒として液体窒素を利用することが可能となり、装置の価格や維持コストを低く、また、取り扱いを簡素化することができるという効果を奏する。

本発明に係る磁気センサは、前記微小抵抗が、第１コイルと第２コイルとを結線する常伝導体からなり、測定周波数に応じて抵抗値が調整されているものである。

このように、本発明に係る磁気センサにおいては、前記微小抵抗が、第１コイルと第２コイルとを結線する常伝導体からなり、測定周波数に応じて抵抗値が調整されているため、測定対象物に応じて、適正な周波数で計測することが可能になるという効果を奏する。

本発明に係る磁気センサは、変調手段が、第２コイルに挿入される磁性体と、当該磁性体に電流を通電する電流源とを有するものである。

このように、本発明に係る磁気センサにおいては、変調手段が、第２コイルに挿入される磁性体と、当該磁性体に電流を通電する電流源とを有するため、電流源により電流を制御することで、第２コイルのインダクタンスを容易に変調させることができるという効果を奏する。

本発明に係る磁気センサは、変調手段が、第３コイルに挿入される磁性体と、当該磁性体に電流を通電する電流源とを有するものである。

このように、本発明に係る磁気センサにおいては、変調手段が、第３コイルに挿入される磁性体と、当該磁性体に電流を通電する電流源とを有するため、電流源により電流を制御することで、第２コイルと第３コイルの間の相互インダクタンスを容易に変調させることができるという効果を奏する。

第１の実施形態に係る磁気センサの回路構成を示す図である。 接触抵抗がある場合の周波数と電流との関係を示す図である。 第２の実施形態に係る磁気センサの回路構成を示す図である。 実施例において、磁性ワイアに直流バイアス電流を流したときのインダクタンスの変化の測定結果を示す図である。 実施例において、信号磁束の周波数を２ｋＨｚとした時の電圧の周波数スペクトルの測定結果を示す図である。 実施例において、信号磁束の周波数を変化したときの周波数特性の結果を示す図である。 実施例において、磁界感度を測定した結果を示す図である。 実施例において、雑音特性を測定した結果を示す図である。 従来技術の電磁誘導型の磁気センサの基本構成図である。 従来技術のＳＱＵＩＤの基本構成図である。

以下、本発明の実施の形態を説明する。また、本実施形態の全体を通して同じ要素には同じ符号を付けている。

（本発明の第１の実施形態）
本実施形態に係る磁気センサについて、図１及び図２を用いて説明する。本実施形態に係る磁気センサは、高温超伝導コイルを用いて、励起磁界中で低周波数の信号磁界を高感度に計測できるものである。

図１は、本実施形態に係る磁気センサの回路構成を示す図である。磁気センサ１は、外部の信号磁界Ｂを信号磁束Φとして捕捉する高温超伝導体で形成されたコイルＬ１と、コイルＬ１に直列接続され、高温超伝導体からなり、コイルＬ１で捕捉された磁束を検出するコイルＬ２と、コイルＬ１及びコイルＬ２に直列接続されて閉回路を形成する抵抗Ｒｃとを備える。

コイルＬ２には、当該コイルＬ２のインダクタンスＬ_２を変調させるために、コイル内に磁性ワイア１０（例えば、アモルファス磁性ワイア等）が挿入されており、この磁性ワイア１０に電流を通電する電流源１１を備える。コイルＬ１で捕捉した信号磁界は、コイルＬ２に伝達されて、検出部１２で電圧信号として計測される。

コイルＬ２のインダクタンスの変調は、磁性ワイア１０にバイアス電流Ｉ_Ｂを通電することで行う。磁性ワイア１０に電流が通電されると、この電流により磁性ワイア１０が磁化されてその透磁率が変化する。コイルＬ２のインダクタンスは、磁性ワイア１０の透磁率の変化によって変化するため、バイアス電流Ｉ_ＢによりコイルＬ２のインダクタンスＬ_２を時間的に変化させることができる。

以下、本実施形態に係る磁気センサ１の動作原理について詳細に説明する。図１におけるコイルＬ１のインダクタンスをＬ_１、コイルＬ２のインダクタンスをＬ_２とする。コイルＬ１とコイルＬ２とは、それぞれ高温超伝導体からなるため、必ず接続抵抗Ｒ_ｃが生じる。検出する信号磁界の周波数ｆが、

の場合には、信号伝達に及ぼす接続抵抗の影響を無視することができるため、ここでは、簡単のためにＲ_ｃ＝０として説明する。

なお、ここで、接続抵抗Ｒ_ｃと周波数ｆとの関係について説明する。図１０において、液体ヘリウム温度で動作する超伝導コイルを用いたＳＱＵＩＤについて説明しているが、これは、液体ヘリウムを冷媒として利用することでＲ_ｃ＝０の超伝導ループを実現することができる。つまり、上述したように、図１０においては、周波数に依存しないで電流Ｉを読み出すことが可能となり、ｆが低周波数であっても高感度に検出することが可能である。

一方、本実施形態に係る磁気センサは、高温超伝導コイルを用いるため、上述したように接続抵抗Ｒ_ｃ＞０が生じる。図１０において、Ｒ_ｃ＞０の場合、電流Ｉは、ω＝２πｆを用いて、

となり、周波数ｆと｜Ｉ｜との関係は、図２のようなグラフとなる。図２のグラフから、わかるように、周波数がｆｃ未満においては、電流｜Ｉ｜が大きく変動しており、感度が悪くなるため磁気センサとして機能することができない。また、以下の式により、Ｒ_ｃが大きくなるほど周波数ｆｃが大きくなることから、低周波数での計測を行うためには、Ｒ_ｃを出来るだけ小さくすることが望ましい。

式（１）に戻って、上述したように、ここではＲ_ｃ＝０とし、検出部１２が電圧（Ｖ_ｓ）読み出しにより信号磁界を計測する方法について説明する。コイルＬ１に信号磁束Φが鎖交した場合を考えると、図１における閉回路に流れる電流Ｉは、

で与えられる。コイルＬ２に鎖交している磁束をΦ_２とすると、

で与えられる。ここで、コイルＬ２のインダクタンスＬ_２が一定の場合は、

となり、周波数に比例するため、低周波数領域において高感度に計測するのが困難となる。そこで、コイルＬ２のインダクタンスＬ_２が

となるように時間ｔで変調されている場合を考える。ただし、ω_ｍは変調の角周波数であり、Ｋは変調度を表す。このとき、図１に示すコイルＬ２の端子間に誘導される電圧Ｖ_ｓは、

で与えられる。ただし、信号磁束Φの時間変化に対して、インダクタンスＬ_２の変調が十分に速いものとする。したがって、式（３）を用いると、Ｋ＜１の場合に以下の式を得る。

上式に示すように、Ｌ_２が角周波数ω_ｍで変調され、信号磁束Φが直流の場合には、電圧Ｖ_ｓの角周波数はω_ｍとなる。また、信号磁束Φの角周波数がω_ｓの場合には、電圧Ｖ_ｓの角周波数はω_ｍ±ω_ｓとなり、電圧Ｖ_ｓは信号磁束ΦのＡＭ変調波として表される。すなわち、電圧Ｖ_ｓは式（４）の第１項に示すようなΦの時間変化ではなく、Φに比例するものとなり、本実施形態においては、信号磁束Φに比例した電圧値Ｖ_ｓを計測することが可能となる。

次に、インダクタンスの変調方法について説明する。コイルＬ２のインダクタンスの変調方法としては、図１に示すように、磁性ワイア１０をコイルＬ２内に挿入し、磁性ワイア１０にバイアス電流Ｉ_Ｂを流す。上述したように、磁性ワイア１０に電流が流れると、この電流により磁性ワイア１０が磁化され、その透磁率が変化することが知られている（参考文献１：I. Sasada and S. Harada, “Fundamental Mode Orthogonal Fluxgate Gradiometer”, IEEE, TRANSACTIONS ON MAGNETICS, vol.50, No.11, 4007404, 2014、参考文献２：I. Sasada, “Orthogonal fluxgate mechanism operated with dc biased excitation”, JOURNAL OF APPLIED PHYSICS, vol.91, No.10, pp.7789-7791, 2002）。コイルＬ２のインダクタンスは、磁性ワイア１０の透磁率によって変化するため、バイアス電流Ｉ_ＢによりコイルＬ２のインダクタンスを変化させることができる。

したがって、バイアス電流として時間的に変化する電流Ｉ_Ｂ（ｔ）を流せば、コイルＬ２のインダクタンスを次式のように時間的に変調することができる。

ここで、ｇはインダクタンスの電流Ｉ_Ｂに対する依存性を示す関数である。

なお、図２に示すように、本実施形態に係る磁気センサにおいては、測定対象となる周波数領域に応じて、抵抗Ｒ_ｃを調整できるように構成してもよい。つまり、コイルＬ１とコイルＬ２との接続抵抗において、その接触面積を可変することで抵抗Ｒ_ｃを調整し、測定対象の周波数領域に合わせた周波数ｆｃを計測できるようにしてもよい。

また、本実施形態においては、コイルＬ２のインダクタンスを時間的に変化させるために、コイル内に磁性ワイアを挿入し、この磁性ワイアに電流を通電することで、インダクタンスを変調させたが、例えば、電流源を利用することなく、磁性ワイアに変調用の外部磁界を印加することにより、コイルＬ２のインダクタンスを時間的に変化させてもよい。

（本発明の第２の実施形態）
本実施形態に係る磁気センサについて、図３を用いて説明する。本実施形態に係る磁気センサは、前記第１の実施形態に係る磁気センサの変形例である。なお、本実施形態において、前記第１の実施形態と重複する説明は省略する。

図３は、本実施形態に係る磁気センサの回路構成を示す図である。磁気センサ１は、第１の実施形態における図１の場合と異なるのは、図１の場合は、コイルＬ２の自己インダクタンスを時間的に変化させたのに対して、図３の場合は、コイルＬ２に磁気結合するコイルＬ３を有し、コイルＬ２とコイルＬ３の相互インダクタンスを時間的に変化させることである。また、コイルＬ２とコイルＬ３の相互インダクタンスを時間的に変化させるために、磁性ワイア１０は、コイルＬ２ではなく、コイルＬ３に挿入されている。なお、コイルＬ３は、超伝導コイルでも常伝導コイルでもどちらでもよい。

図３において、コイルＬ３に鎖交している磁束をΦ_３とすると、

で与えられる。コイルＬ２とコイルＬ３との相互インダクタンスＭが、

となるように時間ｔで変調されている場合を考える。このとき、コイルＬ３の端子間に誘導される電圧Ｖｓは、

で与えられる。ただし、信号磁束Φの時間変化に対してＭの変調は十分に速いとする。したがって、

となる。（５）式で示した、第１の実施形態における自己インダクタンス変調型の場合と同様に、電圧Ｖｓは信号磁束ΦのＡＭ変調波として表される。すなわち、電圧Ｖ_ｓはΦに比例するものとなり、本実施形態においても、信号磁束Φに比例した電圧値Ｖ_ｓを計測することが可能となる。

なお、本実施形態においても、前記第１の実施形態の場合と同様に、測定対象となる周波数領域に応じて、抵抗Ｒ_ｃを調整できるように構成してもよい。つまり、コイルＬ１とコイルＬ２との接続抵抗において、その接触面積を可変することで抵抗Ｒ_ｃを調整し、測定対象の周波数領域に合わせた周波数ｆｃを計測できるようにしてもよい。

また、本実施形態においても、コイルＬ２とコイルＬ３の間の相互インダクタンスを時間的に変化させるために、コイルＬ３内に磁性ワイアを挿入し、この磁性ワイアに電流を通電することで、インダクタンスを変調させてもよいし、例えば、電流源を利用することなく、磁性ワイアに変調用の外部磁界を印加することにより、コイルＬ２とコイルＬ３の間の相互インダクタンスを時間的に変化させてもよい。

本発明に係る磁気センサについて、以下の実験を行った。

（１）コイルＬ２のインダクタンス変調
図１の回路におけるコイルＬ２のインダクタンスＬ_２の変調方法について、以下の実験を行った。図１における磁性ワイア１０にバイアス電流Ｉ_Ｂを流して、インダクタンスＬ_２を変化させる。図４に、磁性ワイア１０に直流バイアス電流Ｉ_Ｂを流したときのインダクタンスの変化の測定結果を示す。

図４に示すように、磁性ワイア１０に流す電流Ｉ_ＢがＩ_Ｂ＝０のときに、コイルＬ２のインダクタンスＬ_２は最大となる。この値をＬ_２，０とする。電流Ｉ_Ｂを流すと磁性ワイア１０の透磁率が減少するため、図４に示すように、コイルインダクタンスも減少する。図４の縦軸は、インダクタンスの変化率ΔＬ／Ｌ_２，０を示しており、この実験の場合、Ｉ_Ｂ＝５０ｍＡのバイアス電流を流すと、インダクタンスは１２％程度変化していることがわかる。なお、バイアス電流の符号に対しては、対称的に変化する。

この結果から、バイアス電流Ｉ_Ｂの印加方法として、２つの方法が考えられる。一つは、Ｉ_Ｂ（ｔ）＝Ｉ_ＤＣ＋Ｉ_ＡＣｓｉｎ（ω_ｍｔ）として直流電流に交流電流を重畳した場合である。この場合、図４からわかるように、コイルＬ２のインダクタンスＬ_２は、以下のように変化する。

したがって、（５）式から、信号電圧は次式で与えられる。

これは、信号磁束Φの角周波数がω_ｓの場合には、電圧Ｖ_ｓの周波数はω_ｍ±ω_ｓとなる。すなわち、電圧Ｖ_ｓは信号磁束ΦのＡＭ変調波として表される。

一方、バイアス電流Ｉ_ＢをＩ_Ｂ（ｔ）＝Ｉ_ＡＣｓｉｎ（ω_ｍｔ）とした場合、図４からわかるように、コイルＬ２のインダクタンスＬ_２は、２ω_ｍで変化することになる。すなわち、

となり、この場合、信号電圧は次式で与えられる。

これは、信号磁束Φの角周波数がω_ｓの場合には、電圧Ｖ_ｓの周波数は２ω_ｍ±ω_ｓとなる。すなわち、電圧Ｖ_ｓは信号磁束ΦのＡＭ変調波として表される。

（２）磁気センサの動作実験
図１の回路図に基づいた磁気センサを作成した。高温超伝導体からなるコイルＬ１及びＬ２は、Ｂｉ系高温超伝導テープにより作成し、コイルのパラメータは次の通りである。
線材：住友電工株式会社製、Ｂｉ ＨＴＳ ｔａｐｅ、幅３ｍｍ
内径：Ｄｉ＝４０ｍｍ、外径：Ｄｏ＝６０ｍｍ
巻数：Ｎ＝２７（パンケーキ型コイル）

磁性ワイアのパラメータは以下の通りである。
磁性ワイア：愛知製鋼株式会社製、アモルファスワイア（直径：１００μｍ）
ＨＴＳコイルに１０ターン巻き付け
ワイア抵抗：１８５Ω

アモルファスワイアのバイアス電流Ｉ_Ｂは、以下の条件で与えた。Ｉ_Ｂ（ｔ）＝Ｉ_ＤＣ＋Ｉ_ＡＣｓｉｎ（ω_ｍｔ）において、周波数ｆ_ｍ＝５０ｋＨｚ、Ｉ_ＤＣ＝−１２ｍＡ（直流電流）、Ｉ_ＡＣ＝１２ｍＡ（交流電流振幅）とする。また、信号磁束Φは、磁界印加コイルによりコイルＬ１に磁束Φを印加した。

（２−１）信号スペクトルの結果
信号磁束Φの周波数をｆ_ｓ＝２ｋＨｚとした時の電圧Ｖｓの周波数スペクトルの測定結果を図５に示す。図５に示すように、信号電圧Ｖ_ｓは、周波数がｆ_ｍ±ｆ_ｓの成分を持ち、この結果は（１２）式の内容と一致していることが明らかとなった。なお、Ｖ_ｓには周波数ｆ_ｍの成分も存在する。この成分は、アモルファスワイアに流す変調電流Ｉ_Ｂによって発生する磁束の一部がコイルＬ２に鎖交するためである。

（２−２）周波数特性の結果
上記磁気センサでどこまで低周波磁界が計測できるかを調べるために、信号磁束Φの周波数を変化したときの電圧Ｖ_ｓを測定した。信号磁束Φの周波数をｆ_ｓ＝０．０１、０．１、１、１０Ｈｚと変化させ、信号電圧Ｖ_ｓをロックインアンプに入力し、周波数ｆ_ｍ＝５０ｋＨｚで同期検波した。

図６は、上記周波数特性の結果を示す図である。図６に示すように、信号の周波数ｆ_ｓに依らず、一定の信号電圧（ロックインアンプ出力Ｖ_ｏｕｔ）が得られている。このことは、本発明に係る磁気センサが、０．０１Ｈｚまでの低周波の磁界を測定可能であることを示している。

また、図１の回路図からコイルＬ１とＬ２の接続抵抗の影響が無視できる周波数は、

となる。ｆ＝０．０１Ｈｚまで抵抗Ｒ_ｃの影響が無視できることと、インダクタンスＬ_１＋Ｌ_２の値が１００μＨ程度であることを考えると、Ｒ_ｃの値は、Ｒ_ｃ＜６μΩであることが評価できる。

（２−３）磁界感度の結果
磁気センサの磁界感度を調べるために、信号磁束Φの大きさを変化したときの電圧Ｖ_ｓを測定した。信号磁束Φの周波数をｆ_ｓ＝３Ｈｚに固定し、Φの振幅を変化させ、信号電圧Ｖ_ｓをロックインアンプに入力し、周波数ｆ_ｍ＝５０ｋＨｚで同期検波した。

上記結果を図７に示す。図７において、横軸は、コイルＬ１の平均半径Ｄ_ａｖ＝５０ｍｍ、巻数Ｎ＝２７を用いて、Φ＝（π／４）Ｄ_ａｖ ^２ＮＢにより入力磁束Φを磁束密度Ｂに変換したものであり、縦軸はロックインアンプの入力電圧である。

図７に示すように、信号磁界Ｂと出力電圧Ｖｓには広い範囲で線形の関係が得られている。この傾きから、磁気センサの感度は、Ｖ_ｓ／Ｂ＝２４．４（Ｖ／Ｔ）となる。

次に、磁気センサの雑音特性を測定した。３Ｈｚの信号磁束を印加した状態でロックインアンプの出力をスペクトルアナライザに入力し、雑音スペクトルを測定した。その結果を図８に示す。図８において、横軸は周波数、縦軸はＶ_ｓ／Ｂ＝２４．４（Ｖ／Ｔ）で与えられるセンサの電圧感度を用いて磁界雑音Ｓ_Ｂ ^１／２に換算したものである。

図８に示すように、ｆ＞５Ｈｚにおいては白色雑音となった。この白色雑音の値は、√Ｓ_Ｂ＝４０ｐＴ／√Ｈｚとなった。ｆ≦５Ｈｚにおいては、周波数の低下とともに、雑音が若干増加し、√Ｓ_Ｂ＝１００ｐＴ／√Ｈｚ（ａｔ １Ｈｚ）となった。図６及び図８の結果から、３Ｈｚの信号は明確に計測され、従来の電磁誘導型のセンサに比べても、低周波領域における磁界雑音が明らかに低減され、高感度検出が可能になっていることが示された。

Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３ コイル
Ｒｃ 抵抗
１ 磁気センサ
１０ 磁性ワイア
１１ 電流源
１２ 検出部

Claims (7)

1. 測定対象となる信号磁束を捕捉する高温超伝導体からなる第１コイルと、
   第１コイルに直列に接続され、当該第１コイルで捕捉された信号磁束を検出する高温超伝導体からなる第２コイルと、
   第１コイル及び第２コイルに直列接続して閉回路を形成する微小抵抗と、
   第１コイルから第２コイルに伝達された信号磁束を電圧信号に変換して測定する電圧測定手段と、
   第２コイルのインダクタンスを時間的に変化させる変調手段とを備えることを特徴とする磁気センサ。
2. 測定対象となる信号磁束を捕捉する高温超伝導体からなる第１コイルと、
   第１コイルに直列に接続され、当該第１コイルで捕捉された信号磁束を検出する高温超伝導体からなる第２コイルと、
   第２コイルに磁気結合する第３コイルと、
   第１コイル及び第２コイルに直列接続して閉回路を形成する微小抵抗と、
   第１コイルから第２コイルに伝達された信号磁束を当該第２コイルに磁気結合する第３コイルの電圧信号として測定する電圧測定手段と、
   第２コイルと第３コイルとの相互インダクタンスを時間的に変化させる変調手段とを備えることを特徴とする磁気センサ。
3. 請求項１又は２に記載の磁気センサにおいて、
   前記微小抵抗が、第１コイルと第２コイルとを結線する常伝導体からなり、測定周波数に応じて抵抗値が調整されている磁気センサ。
4. 請求項１に記載の磁気センサにおいて、
   変調手段が、第２コイルに挿入される磁性体と、当該磁性体に電流を通電する電流源とを有する磁気センサ。
5. 請求項２に記載の磁気センサにおいて、
   変調手段が、第３コイルに挿入される磁性体と、当該磁性体に電流を通電する電流源とを有する磁気センサ。
6. 測定対象となる信号磁束を捕捉する高温超伝導体からなる第１コイルと、当該第１コイルに直列に接続され、当該第１コイルで捕捉された信号磁束を検出する高温超伝導体からなる第２コイルと、第１コイル及び第２コイルに直列接続する微小抵抗とで形成される閉回路における、第２コイルのインダクタンスを時間的に変化させ、第１コイルから第２コイルに伝達された信号磁束を電圧信号に変換して測定することを特徴とする磁気測定方法。
7. 測定対象となる信号磁束を捕捉する高温超伝導体からなる第１コイルと、当該第１コイルに直列に接続され、当該第１コイルで捕捉された信号磁束を検出する高温超伝導体からなる第２コイルと、第１コイル及び第２コイルに直列接続する微小抵抗とで閉回路が形成されており、第２コイルと当該第２コイルに磁気結合する第３コイルとの相互インダクタンスを時間的に変化させ、第１コイルから第２コイルに伝達された信号磁束を第２コイルに磁気結合する第３コイルの電圧信号として測定することを特徴とする磁気測定方法。