JP2018511281A - 受動光ネットワークにおけるハイブリッド多重化／逆多重化のための方法及び装置 - Google Patents

Abstract

受動光ネットワークでのハイブリッド多重化／逆多重化の方法及び装置を開示し、方法は、Ｎ個の第１中間周波数サブバンド（ＩＦＳＢ１）を平均的にＭ個のクラスタ（ＣＬ）に分割し、各ＣＬはＫ個のＩＦＳＢ１を含み、Ｎ＝Ｍ＊Ｋであり、Ｋ個の各ＩＦＳＢ１はベースバンドデジタル電気信号（ＢＢＤＥＳ）を搬送し、ＣＬをソフトウェア定義で周波数分割多重化（ＦＤＭ）及び形成する為、Ｎ個のＩＦＳＢ１からＫ個のＩＦＳＢ１のＢＢＤＥＳをソフトウェア定義による第１中間周波数マルチプレクサ（ＭＵＸ）によって選択し、第２中間周波数サブバンド上のＭ個のＣＬのアナログ電気信号をアナログハードウェアのクラスタＭＵＸによってＦＤＭする。本開示によるハイブリッドアナログファイバ無線手法は、ソフトウェア定義による中間周波数ＭＵＸ及びハードウェアのＣＬとＭＵＸの間の均衡並びに多段のＦＤＭを実現し、非常に高いコスト効率及び構成の柔軟性を有する。【選択図】図６

Description

本開示は、概略として光通信の分野に関し、より詳細には受動光ネットワークにおけるハイブリッド多重化／逆多重化のための方法及び装置に関する。

４Ｇ ＬＴＥ又は今後の５Ｇモバイルネットワークにおける帯域幅の需要の増大のため、業界／市場の団体及び主要企業の間で、次世代モバイルネットワーク（ＮＧＭＮ）で優位に立つクラウド協調モバイルアクセスネットワーク（Ｃ−ＲＡＮ）についての基本的合意に達した。Ｃ−ＲＡＮの実現を強固にサポート及び促進するために、大容量のフロントホール伝送における主要技術の大きな進歩が、技術及びビジネスの両面から強力な原動力となる。

近年、フルサービスアクセスネットワーク（ＦＳＡＮ）及び国際電気通信連合の電気通信標準化部門（ＩＴＵ−Ｔ）フォーラムなどの標準化グループは、モバイルフロントホール（ＭＦＨ）伝送の課題についての検討グループを始動させた。一方、世界最大の通信会社であるチャイナモバイルは、早くも２０１５年にＣ−ＲＡＮシステムを配備する試行試験及び計画の先陣を切った。日本のＮＴＴドコモは、２０１６年にＣ−ＲＡＮシステムの配備を検討すると発表した。Ｃ−ＲＡＮ技術のハイライトは、中央集中型ベースバンドデジタル信号処理（ＤＳＰ）計算の実行、並びにベースバンドユニット（ＢＢＵ）処理、集中的冷却設備及び不動産購入／賃貸のためのコストの効率的な制御／管理が可能なことである。

既存の技術において、Ｃ−ＲＡＮのＭＦＨを実現するには２種類の伝送アプローチ：デジタルファイバ無線（Ｄ−ＲｏＦ）及びアナログファイバ無線（Ａ−ＲｏＦ）がある。Ｄ−ＲｏＦの最も代表的な２つのプロトコルの実現は、図１Ｂに示すように、Ｃｏｍｍｏｎ Ｐｕｂｌｉｃ Ｒａｄｉｏ Ｉｎｔｅｒｆａｃｅ（ＣＰＲＩ）とＯｐｅｎ Ｂａｓｅ ｓｔａｔｉｏｎ Ｓｔａｎｄａｒｄ Ｉｎｉｔｉａｔｉｖｅ（ＯＢＳＡＩ）である。図１Ａは、Ｄ−ＲｏＦに基づく光ネットワーク構成の概略図を示す。Ｄ−ＲｏＦに基づくＭＦＨ伝送が引き起こす品質低下はごく僅かなので、Ｄ−ＲｏＦは現在の４Ｇ世代において好まれるが、Ｄ−ＲｏＦは非常に大きな帯域幅リソースを必要とする。大規模なＭＩＭＯの高度な適用事例などのＭＦＨ容量の急激な増加に伴い、帯域幅に関する要件に起因してＤ−ＲｏＦは次善の選択肢となる。

第２のＭＦＨアプローチは、Ａ−ＲｏＦである。高性能ＤＳＰを用いることで、このアプローチは、ＭＦＨオペレーションにおける信号品質を維持し、無線パラメータに関して柔軟性を示し、Ｄ−ＲｏＦと比較してはるかに少ない光伝送帯域幅しか要さないことを可能とする。図２Ａで示すネットワーク構成において、各アンテナへの（又は各アンテナからの）データは、個々の中間周波数（ＩＦ）サブバンド上を直交振幅変調（ＱＡＭ）フォーマットにて搬送される。図１Ｂに対応する概念図を図２Ｂに示す。それは、デジタル−アナログコンバータ（ＤＡＣ）及びアナログ−デジタルコンバータ（ＡＤＣ）を個々のＢＢＵ及びＲｅｍｏｔｅ Ｒａｄｉｏ Ｈｅａｄｅｒ（ＲＲＨ）に導入することによって、ＣＰＲＩデータがアナログ態様のＱＡＭコンステレーションへマッピングされ得ることを示す。ＤＳＰ技術の成熟により、アナログ伝送は、低価格で高スペクトル効率の情報伝達が可能となる。例えば、セル（例えば、２４本のアンテナを装備）は４Ｇ ＬＴＥ ＭＦＨに対して理論的に４８０ＭＨｚの帯域幅しか要求せず、このことは、１個の１０ＧＨｚ Ｄ−ＲｏＦ ＴＲｘが８本のアンテナでのみ伝送可能な一方で、１機の１ＧＨｚ光送受信機（ＴＲｘ）は４８本のアンテナを用いて６ＲＲＨ（６セクターに対応）を収容するのに充分であることを意味する。２つのアプローチ、すなわち、Ａ−ＲｏＦ及びＤ−ＲｏＦの性能に関する簡潔な比較を表１に結果として示す。

現在、Ａ−ＲｏＦ ＭＦＨを広く実現するのに障害となる最も困難な問題の１つは、広帯域のＡＤＣ／ＤＡＣモジュールに対する厳格な要求である。図２Ａに示すように、Ｃ−ＲＡＮ構成に基づくＡ−ＲｏＦ ＭＦＨにおいて、各アンテナに対するデータは、ＭＦＨリンクの個々のＩＦサブキャリア上で搬送され、それらのうちのいくつか（例えば、ＩＦ サブバンド＃１から＃８）は低周波数帯に割り当てられ、それらの対応するＩＦ帯域幅は５０ＭＨｚから２１０ＭＨｚまでに位置し、それらのうちのいくつか（例えば、ＩＦサブバンド＃１７から＃２４）は非常に高い周波数帯に割り当てられ、それらの対応するＩＦ帯域幅は、３７０ＭＨｚから５３０ＭＨｚに位置する。したがって、広帯域のＡＤＣ及びＤＡＣがＲＲＨにおいて設置されなくてはならず、ターゲットデータは周波数軸の高域端に割り当てられる。実際、ＩＦサブバンド割り当てアルゴリズムは、ＢＢＵにおいて柔軟に決定されることが可能であり、それは各ＲＲＨが全帯域幅のＡＤＣ及びＤＡＣを装備されなくてはならないことを意味する。要するに、ＭＦＨリンクにおけるアンテナ数の増加により、広帯域のＡＤＣ及びＤＡＣがＢＢＵ及びＲＲＨにおいて必要とされ、非常に高いコストが必要となる。

現在、この問題を解決するための方案はまだない。一方、ＩＦの多重化／逆多重化のための最も簡素で単純なアプローチの１つは、ハードウェア（ＨＷ）周波数ミキサを用いることである。ＨＷ周波数ミキサを用いることによって、ターゲットデータはベースバンドとＩＦチャネルの間で変換可能となり、狭帯域のＤＡＣ又はＡＤＣは各チャネルでデータを処理するのに充分となる。しかしながら、１つのセル（例えば、ＮＧＭＮ内に２４本以上のアンテナ）にアンテナと同数のＨＷ周波数ミキサが必要となることが問題となり、複雑さの課題だけでなく製品のコストが完全にＨＷ依存のこのアプローチを非実用的なものとする。

上述の技術的問題を解決するため、本開示は受動光ネットワークにおけるハイブリッド多重化／逆多重化のための方法及び装置を開示する。

本開示の第１の態様によると、受動光ネットワークにおけるハイブリッド多重化のための方法が提供され、方法は、Ａ．Ｎ個の第１の中間周波数サブバンドを平均的にＭ個のクラスタに分割するステップであって、クラスタの各々はＫ個の第１の中間周波数サブバンドを含み、Ｎ＝Ｍ＊Ｋであり、Ｋ個の第１の中間周波数サブバンドの各々はベースバンドデジタル電気信号を搬送する、ステップ、Ｂ．クラスタをソフトウェア定義で周波数分割多重化及び形成するために、Ｎ個の第１の中間周波数サブバンドからＫ個の第１の中間周波数サブバンドのベースバンドデジタル電気信号をソフトウェア定義による第１の中間周波数マルチプレクサによって選択するステップ、及びＣ．第２の中間周波数サブバンド上のＭ個のクラスタのアナログ電気信号をアナログハードウェアのクラスタマルチプレクサによって周波数分割多重化するステップを備える。

有利なこととして、ステップＢの後、方法は：ソフトウェア定義による第１の中間周波数マルチプレクサの多重化によって取得されるデジタル電気信号をアナログ信号に変換するステップ、及び局部発振信号源を供給するようにハードウェアのクラスタ局部発振器を用いて、アナログハードウェアの第２の周波数ミキサでアナログハードウェアの態様でアナログ電気信号を第２の中間周波数に変換するステップをさらに備える。

有利なこととして、ステップＢの前に、方法は：ｎ番目の第１の周波数ミキサを通してデジタルソフトウェアの態様で、ｎ番目のベースバンドデジタル電気信号をｎ番目の第１の中間周波数サブバンドにｎ番目のソフトウェア定義による局部発振器によって変換するステップであって、第１の中間周波数の周波数は、多段の周波数分割多重化を実行するように第２の中間周波数の周波数以下であり、ｎは第１の中間周波数サブバンドのインデックスを示し、ｎはＮ以下の正の整数である、ステップをさらに備える。

有利なこととして、Ｋは、セル内に装備されるアンテナの数である。

有利なこととして、ソフトウェア定義による局部発振器の可変の周波数は、負荷の要求に応じて調整可能であり、調整するパラメータは周波数、振幅及び位相を含む。

有利なこととして、ステップＣの後、方法は：ハードウェアのクラスタマルチプレクサの多重化によって取得される電気信号を光信号に変調するステップをさらに備える。

本開示の第２の態様によると、受動光ネットワークにおけるハイブリッド多重化のための装置が提供され、装置は、Ｍ個のソフトウェア定義による第１の中間周波数マルチプレクサであって、その各々は、クラスタを多重化及び形成するために、Ｎ個の第１の中間周波数サブバンドからＫ個の第１の中間周波数サブバンドのベースバンドデジタル電気信号を選択するように構成され、Ｎ個の第１の中間周波数サブバンドは、各々がＫ個の第１の中間周波数サブバンドを含み、Ｎ＝Ｍ＊ＫであるＭ個のクラスタに平均的に分割され、Ｋ個の第１の中間周波数サブバンドの各々はベースバンドデジタル電気信号を搬送する、マルチプレクサ、及び第２の中間周波数サブバンド上のＭ個のクラスタの電気信号を周波数分割多重化するように構成されたハードウェアのクラスタマルチプレクサを備える。

有利なこととして、装置は：Ｍ個のデジタル−アナログコンバータであって、その各々は、ソフトウェア定義による第１の中間周波数マルチプレクサの多重化によって取得されるデジタル電気信号をアナログ電気信号に変換するように構成されたコンバータ、及びＭ個のハードウェアのクラスタ局部発振器であって、その各々は、局部発振信号源を供給するように、アナログハードウェアの第２の周波数ミキサでアナログハードウェアの態様でアナログ電気信号を第２の中間周波数に変換するように構成された発振器をさらに備える。

有利なこととして、装置は：Ｎ個のソフトウェア定義による局部発振器であって、その各々は、ｎ番目の第１の周波数ミキサを通してデジタルソフトウェアの態様で、ｎ番目のベースバンドデジタル電気信号をｎ番目の第１の中間周波数に変換するように構成され、第１の中間周波数の周波数は、多段の周波数分割多重化を実行するように第２の中間周波数の周波数以下であり、ｎは第１の中間周波数サブバンドのインデックスを示し、ｎはＮ以下の正の整数である、局部発振器をさらに備える。

有利なこととして、Ｋは、セル内に装備されるアンテナの数である。

有利なこととして、ソフトウェア定義による局部発振器の可変の周波数は、負荷の要求に応じて調整可能であり、調整するパラメータは周波数、振幅及び位相を含む。

有利なこととして、装置は、ハードウェアのクラスタマルチプレクサの多重化によって取得される電気信号を光信号へ変調するように構成された光電子変調器をさらに備える。

本開示により開示された課題解決のための手法は、少なくとも以下の効果を有する。
１．高コスト効率：ソフトウェア定義による中間周波数マルチプレクサとハードウェアのクラスタマルチプレクサの間の均衡は、Ｃ−ＲＡＮが多数のアンテナを収容できるようハイブリッドのＡ−ＲｏＦ機構にて実現され、その間、安価な既存の狭帯域ＤＡＣ／ＡＤＣ及び複雑性の低いＤＳＰを使用することによって大幅なコストの低減が可能である。
２．柔軟性：ハイブリッドのＡ−ＲｏＦ機構におけるソフトウェア定義による中間周波数マルチプレクサ及びハードウェアのクラスタマルチプレクサは無線パラメータに対してトランスペアレントであり、ソフトウェア定義による中間周波数マルチプレクサ及び対応するハードウェアのクラスタマルチプレクサにおける構成を調整するだけで、システムは現行の４Ｇ ＬＴＥだけでなくＮＧＭＮシステムもサポートすることができる。

９６個の中間周波数サブバンドを例として採用し、ＣＰＲＩ又はＯＢＳＡＩなどの現行のＤ−ＲｏＦソリューションと比較すると、本開示のソリューションではサポートするアンテナ数が１２倍増加する。

ハードウェア周波数ミキサのみに基づいた中間周波数マルチプレクサについての最も単純なソリューションと比較すると、本開示によって提案されるハイブリッドＡ−ＲｏＦソリューションは、低価格のＤＡＣ／ＡＤＣ及び低い複雑性のＤＳＰによって、大規模のアンテナソリューションを実現できる。

本開示の上述及び他の構成は、後述する実施形態の詳細な説明を添付図面と併せて参照することによって、より明確となり、本開示の添付図面において、同一又は類似の参照符号は、同一又は類似のステップを表す。

Ｄ−ＲｏＦに基づく光ネットワーク構成の概略図を示す。 ＣＰＲＩを用いる既存のＤ−ＲｏＦソリューションの概略図を示す。 中間周波数マルチプレクサを用いた光ネットワーク構成の概略図を示す。 ＡＤＣ／ＤＡＣ及びＩＦマルチプレクサ／デマルチプレクサを有するＡ−ＲｏＦソリューションの概略図を示す。 本開示の実施形態による、ソフトウェア定義によるＩＦマルチプレクサ及びアナログハードウェアのクラスタマルチプレクサを含むハイブリッドＡ−ＲｏＦの光ネットワーク構成の概略図を示す。 従来のＡ−ＲｏＦ光加入者線端局装置の概略図を示す。 本開示の実施形態によるＡ−ＲｏＦ光加入者線端局装置の概略図を示す。 本開示の他の実施形態によるＡ−ＲｏＦ光加入者線端局装置の概略図を示す。 図６に示す光加入者線端局装置の光ネットワーク構成の概略図を示す。 本開示の実施形態による検証実験構成の概略図を示す。 図８に示す検証実験構成のコンステレーション図の概略図を示す。

好適な実施形態についての以降の特定の記述において、本開示の一部を構成する付加された添付図面を参照する。付加された添付図面は、本開示を実現可能な特定の実施形態の例として示す。例示的な実施形態は、本開示の全ての実施形態を網羅することを目的としていない。本開示における方法についてのステップがここでは特定の順序で説明されるが、これらの動作がその特定の順序によって実行されなくてはならないこと、又は例示された動作の全てを実行して期待する結果を実現しなくてはならないことを要件とし又は示唆しているわけではなく、むしろここで説明されるステップは実行順序を変えてもよいとことを説明しておく。さらに、又は代わりに、あるステップは省略してもよく、実行のため複数のステップを１つに結合させてもよく、及び／又は実行のため１つのステップを複数のステップに分解してもよい。

本出願によって開示される受動光ネットワークにおける多重化／逆多重化のための方法及び装置を図３乃至図７と併せて詳細に紹介する。

図３は、本開示の実施形態による、ソフトウェア定義によるＩＦマルチプレクサ及びアナログハードウェアのクラスタマルチプレクサを含むハイブリッドＡ−ＲｏＦの光ネットワーク構成の概略図を示す。例えばＢＢＵプールは、９６個に分岐したベースバンドデータを並列に出力する。まず９６個のベースバンドデータの各々は周波数領域においてＱＡＭマッピング及び多重化され、電気−光コンバータ（ＥＯＣ）はアナログデータを光波上に変調し、それは受動光ネットワーク（ＰＯＮ）構成のアクセスネットワーク上で遠隔の基地局に送信される。受信機側において、各セルは、２４個のデータチャネルを含む、対応するＩＦクラスタを選択し、そのクラスタをサンプリング及び量子化し、そして、ＤＳＰに基づくＩＦ逆多重化（ＤｅＭＵＸ）及びＱＡＭ復調を実行し、最後に２４個のベースバンドデータを各アンテナに送信する。

図４は、従来のＡ−ＲｏＦ光加入者線端局装置（ＯＬＴ）の概略図を示す。従来のＡ−ＲｏＦは、ＤＳＰにおいて実装される時間領域マルチプレクサ（ＭＵＸ）を有する。９６本のアンテナをサポートするために、１２組のＤＳＰ及び光ＴＲｘが必要である。

図５は、本開示の実施形態による、Ａ−ＲｏＦ ＯＬＴの概略図を示す。図５において、ＯＬＴは、ＤＳＰにおいて実装される、ソフトウェア定義によるＩＦ ＭＵＸ（ＳＤ ＩＦ ＭＵＸ）及びソフトウェア定義による局部発振器（ＳＤ ＬＯ）を有する。９６個のベースバンドデジタル電気信号があると仮定すると、ｎ番目のソフトウェア定義による局部発振器は、ｎ番目の第１の周波数ミキサを通してデジタルソフトウェアの態様でｎ番目のベースバンドデジタル電気信号をｎ番目の第１の中間周波数サブバンドに変換する。そして、ソフトウェア定義による第１のＩＦマルチプレクサは、９６個の第１の中間周波数サブバンドにソフトウェア定義による周波数分割多重化を実行する。ソフトウェア定義による第１のＩＦマルチプレクサの多重化によって取得されるデジタル電気信号はアナログ電気信号へ変換され、光電子変調器は多重化電気信号を光信号へ変調する。ベースバンドデジタル電気信号は、ＤＳＰ内のＳＤ ＩＦ ＭＵＸにおいて直接多重化されるので、全帯域幅のＤＡＣが必要となる。

図６は、本開示の他の実施形態によるＡ−ＲｏＦ ＯＬＴの概略図を示す。

まず、Ｎ（例えば、Ｎ＝９６）個の第１の中間周波数サブバンドはＭ（例えば、Ｍ＝４）個のクラスタに平均的に分割され、クラスタの各々はＫ（Ｋ＝２４）個の第１の中間周波数サブバンドを含み、Ｎ＝Ｍ＊Ｋであり、２４個の異なる第１の中間周波数サブバンドの各々は、ベースバンドデジタル電気信号を搬送する。Ｋは、セル内に装備されたアンテナの数となり得る。Ｎは、第１の中間周波数サブバンドの数を示し、Ｍはクラスタの数を示し、そしてＫはクラスタ内の第１の中間周波数サブバンドの数を示す。

次に、ソフトウェア定義による第１の中間周波数マルチプレクサは、クラスタをソフトウェア定義で周波数分割多重化及び形成するために、Ｎ個の第１の中間周波数サブバンドからＫ個の第１の中間周波数サブバンドのベースバンドデジタル電気信号を選択する。

第３に、アナログハードウェアのクラスタマルチプレクサは、第２の中間周波数サブバンド上のＭ個のクラスタのアナログ電気信号に周波数分割多重化を適用する。

図６に示すようにＤＳＰブロックにおいて、ｎ番目のソフトウェア定義による局部発振器は、ｎ番目の第１の周波数ミキサを通してデジタルソフトウェアの態様でｎ番目のベースバンドデジタル電気信号をｎ番目の第１の中間周波数サブバンドに変換し、第１の中間周波数の周波数は、多段の周波数分割多重化を実行するように第２の中間周波数のそれ以下であり、ｎは第１の中間周波数サブバンドのインデックスを示し、ｎはＮ以下の正の整数である。図６は２段の周波数分割多重化を示すが、それは本開示の実装及び適用の方法を限定するものではなく、必要であれば、同一又は類似の考え方を用いて３段又はそれ以上に多段の周波数分割多重化を実施することも可能であることが当業者には分かるはずである。

例えば、９６個のベースバンドデジタル電気信号が、それぞれの第１の周波数ミキサを通して９６個の異なる第１のＩＦサブバンドに変換され、そして、ソフトウェア定義による第１のＩＦマルチプレクサは、クラスタをソフトウェア定義で周波数分割多重化及び形成するために、９６個の第１のＩＦサブバンドから２４個の第１のＩＦサブバンドのベースバンドデジタル電気信号を選択する。ソフトウェア定義による第１のＩＦマルチプレクサの多重化によって取得されるデジタル電気信号はアナログ電気信号に変換され、局部発振信号源を供給するためにハードウェアのクラスタＬＯが使用されて、アナログハードウェアの第２の周波数ミキサでアナログハードウェアの態様でアナログ電気信号を第２のＩＦに変換する。アナログハードウェアのクラスタマルチプレクサは、第２の中間周波数サブバンド上の４つのクラスタのアナログ電気信号に周波数分割多重化を適用して、アナログ電気信号を形成する。最後に、ハードウェアのクラスタマルチプレクサの多重化によって取得される電気信号は、光信号へ変調される。

ソフトウェア定義による第１のＩＦマルチプレクサは、帯域幅の拡大及び／又は中間周波数サブバンド数の増加のため、第１の中間周波数サブバンドの周波数の変更又は調整に柔軟性を有する。ハードウェアのクラスタマルチプレクサは、ＡＤＣ／ＤＡＣ帯域幅に関するハードウェアの要求及びそれに対応するコストを低減する効果を有する。このようにして、ソフトウェア定義による第１のＩＦマルチプレクサ及びハードウェアのクラスタマルチプレクサを有するハイブリッドＡ−ＲｏＦのソリューションは、ソフトウェアの容量とハードウェアの複雑性との間の均衡をもたらし、ハイブリッドＡ−ＲｏＦの上述の解決手法は、既存のＣＰＲＩに基づくＭＦＨリンクシステム構成との良好な互換性を有する。

図５及び図６で示すように、ソフトウェア定義による局部発振器の可変の周波数は、負荷の要求に応じて調整可能であり、調整するパラメータは周波数、振幅、及び位相を含む。

図６において、９６個のベースバンドデジタル電気信号を例として採用すると、図６のＯＬＴは、
４個のソフトウェア定義による第１の中間周波数マルチプレクサであって、それらの各々は、クラスタを多重化及び形成するために９６個の第１の中間周波数サブバンドから２４個の第１の中間周波数サブバンドのベースバンドデジタル電気信号を選択するように構成されたマルチプレクサ、及び
第２の中間周波数サブバンド上の４個のクラスタの電気信号に周波数分割多重化を適用するように構成された１個のハードウェアのクラスタマルチプレクサ、
を含み得る。

図５と比較すると、図６に示す解決手法におけるＤＡＣモジュールは、相対的に狭い帯域幅を有し、デバイスの高コスト効率、並びにソフトウェア及びハードウェアの２段階の周波数変換を通した構成の柔軟性を実現する。同様に受信端部では、ハードウェアの周波数変換後、各ＲＲＨにおけるＡＤＣのサンプリング帯域幅は、要求されたデータを取得するのに全データ帯域幅の１／４あればよく、その後ソフトウェアの周波数変換を通して、２４個の周波数分割多重化ベースバンドデータは解析され得る。

図６に示すように光加入者線端局装置は、
４個のデジタル−アナログコンバータであって、その各々は、それぞれのソフトウェア定義による第１の中間周波数マルチプレクサの多重化によって取得されるデジタル電気信号をアナログ電気信号に変換するように構成されたコンバータ、
４個のハードウェアのクラスタ局部発振器であって、その各々は、局部発振信号源を供給するように、アナログハードウェアの第２の周波数ミキサでアナログハードウェアの態様で、アナログ電気信号を第２の中間周波数に変換するように構成された局部発振器、
９６個のソフトウェア定義による局部発振器であって、その各々は、ｎ番目の第１の周波数ミキサを通してデジタルソフトウェアの態様で、ｎ番目のベースバンドデジタル電気信号をｎ番目の第１の中間周波数に変換するように構成され、第１の中間周波数の周波数は、多段の周波数分割多重化を実行するように第２の中間周波数のそれ以下であり、ｎは第１の中間周波数サブバンドのインデックスを示し、ｎはＮ以下の正の整数である、局部発振器、及び
ハードウェアのクラスタマルチプレクサの多重化によって得られた電気信号を光信号へ変調するように構成された光電子変調器、
をさらに含む。

図６に示すように実施形態によると、第１の周波数ミキサ及び第２の周波数ミキサの数はそれぞれ、９６及び４となり得ることが当業者には分かるはずである。

図５及び図６は、ダウンリンク方向のＯＬＴにおけるハイブリッドＡ−ＲｏＦの中間周波数多重化の解決手法を示す。ここでは詳しく述べないが、対応する光回線終端装置（ＯＮＵ）において、ＯＬＴにおけるハイブリッドＡ−ＲｏＦの中間周波数多重化ソリューションに対応する逆多重化ソリューションがあることも当業者には分かるはずである。同様に、アップリンク方向において、ＯＮＵはまた、図５及び図６に示すＯＬＴのソリューションと同一又は類似のハイブリッドＡ−ＲｏＦ多重化手法を用いることができ、したがって、対応する逆多重化ソリューションがアップリンクのＯＬＴにおいて用いられ得る。

図７は、図６に示す光加入者線端局装置の光ネットワーク構成の概略図を示す。従来の送受信機（ＴＲｘ）を時間波長分割多重化ＴＲｘ（ＴＷＤＭ−ＴＲｘ）に変えるだけで、現在のＰＯＮから次世代のＰＯＮへのスムーズな進化における互換性を実現できる。

ハードウェアのクラスタマルチプレクサ及びソフトウェア定義によるマルチプレクサを有するＡ−ＲｏＦ ＭＦＨに基づく次世代ＰＯＮ構成において、各遠隔セルは、クラスタ選択の前にまずターゲット波長の選択をし、その後ＩＦ逆多重化及びＱＡＭ復調を実行する追加のステップを有さなくてはならない。

図８は、本開示の実施形態による検証実験構成の概略図を示す。ソフトウェア定義による第１の中間周波数マルチプレクサ及びハードウェアのクラスタマルチプレクサを有するハイブリッドＡ−ＲｏＦのソリューションを検証するために、図８に示すように、それぞれが８個の第１の中間周波数サブバンドを含む３個のクラスタが送信端部に生成される。２４個のベースバンドデジタル電気信号の各々は、２５Ｍｂｐｓのボーレートで、６４ＱＡＭにフォーマットされる。２０ｋｍのシングルモードファイバは、ＢＢＵプールからＲＲＨまでのＭＦＨ距離を表す。光電子変調器の通過後、８個の第１の中間周波数を含む各クラスタは、３．５ＧＨｚの無線周波数に変換され（アンテナの３ｄＢ帯域幅は、３．５ＧＨｚ付近、約２００ＭＨｚである）、無線インターフェースを介して無線受信機に送出される。ＰＣ内のＤＳＰは、各クラスタに含まれる８個の第１の中間周波数サブバンド上のデータを復調し、その間ブロック誤り率（ＢＥＲ）を検証する。図９は、図８に示す検証実験構成のコンステレーション図の概略図を示す。実験結果が示すように、各サブバンドのＢＥＲは１０^−３未満である。

本開示は上述の例示的な実施形態の詳細に限定されず、本開示の趣旨又は基本的な特性から逸脱することがないという前提のもと、本開示が他の特定の形態で実現され得るということは当業者には明白である。従って実施形態は、例示的及び非限定的なものとして少なくともみなされるべきである。さらに明白なことに、用語「備える」又は「含む」は他の要素及びステップを排除するものではなく、用語「１つの」は複数を排除するものではない。装置の請求項で列挙される複数の要素も１つの要素で実現可能である。第１、第２等のような用語は、任意の特定の順序を示すのではなく、名称を示すのに使用される。

Claims (12)

1. 受動光ネットワークにおけるハイブリッド多重化のための方法であって、
   Ａ．Ｎ個の第１の中間周波数サブバンドを平均的にＭ個のクラスタに分割するステップであって、該クラスタの各々はＫ個の第１の中間周波数サブバンドを含み、Ｎ＝Ｍ＊Ｋであり、前記Ｋ個の第１の中間周波数サブバンドの各々はベースバンドデジタル電気信号を搬送する、分割するステップ、
   Ｂ．クラスタをソフトウェア定義で周波数分割多重化及び形成するために、前記Ｎ個の第１の中間周波数サブバンドからＫ個の第１の中間周波数サブバンドのベースバンドデジタル電気信号をソフトウェア定義による第１の中間周波数マルチプレクサによって選択するステップ、及び
   Ｃ．第２の中間周波数サブバンド上の前記Ｍ個のクラスタのアナログ電気信号をアナログハードウェアのクラスタマルチプレクサによって周波数分割多重化するステップ、
   を備える、方法。
2. 前記ソフトウェア定義による第１の中間周波数マルチプレクサの多重化によって取得されるデジタル電気信号をアナログ信号に変換するステップ、及び
   局部発振信号源を供給するようにハードウェアのクラスタ局部発振器を用いて、アナログハードウェアの第２の周波数ミキサでアナログハードウェアの態様で前記アナログ電気信号を第２の中間周波数に変換するステップ、
   を前記選択するステップＢの後にさらに備えることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
3. ｎ番目の第１の周波数ミキサを通してデジタルソフトウェアの態様で、ｎ番目のベースバンドデジタル電気信号をｎ番目の第１の中間周波数サブバンドに、ｎ番目のソフトウェア定義による局部発振器によって変換するステップであって、
   前記第１の中間周波数の周波数は、多段の周波数分割多重化を実行するように前記第２の中間周波数の周波数以下であり、
   ｎは前記第１の中間周波数サブバンドのインデックスを示し、ｎはＮ以下の正の整数である、
   変換するステップ、
   を前記ステップＢの前にさらに備えることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
4. Ｋは、セル内に装備されるアンテナの数であることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
5. 前記ソフトウェア定義による局部発振器の可変の周波数は、負荷の要求に応じて調整可能であり、調整するパラメータは周波数、振幅、及び位相を含むことを特徴とする、請求項１に記載の方法。
6. 前記ハードウェアのクラスタマルチプレクサの多重化によって取得される前記電気信号を光信号へ変調するステップ、
   をステップＣの後にさらに備えることを特徴とする、請求項１に記載の方法。
7. 受動光ネットワークにおけるハイブリッド多重化のための装置であって、
   Ｍ個のソフトウェア定義による第１の中間周波数マルチプレクサであって、
   その各々は、クラスタを多重化及び形成するために、Ｎ個の第１の中間周波数サブバンドからＫ個の第１の中間周波数サブバンドのベースバンドデジタル電気信号を選択するように構成され、
   前記Ｎ個の第１の中間周波数サブバンドは、各々がＫ個の第１の中間周波数サブバンドを含み、Ｎ＝Ｍ＊ＫであるＭ個のクラスタに平均的に分割され、前記Ｋ個の第１の中間周波数サブバンドの各々はベースバンドデジタル電気信号を搬送する、
   マルチプレクサ、及び
   第２の中間周波数サブバンド上のＭ個のクラスタの電気信号を周波数分割多重化するように構成されたハードウェアのクラスタマルチプレクサ、
   を備える、装置。
8. Ｍ個のデジタル−アナログコンバータであって、その各々は、ソフトウェア定義による第１の中間周波数マルチプレクサの多重化によって取得されるデジタル電気信号をアナログ電気信号に変換するように構成されたコンバータ、及び
   Ｍ個のハードウェアのクラスタ局部発振器であって、その各々は、局部発振信号源を供給するように、アナログハードウェアの第２の周波数ミキサでアナログハードウェアの態様で前記アナログ電気信号を第２の中間周波数に変換するように構成された発振器、
   をさらに備えることを特徴とする、請求項７に記載の装置。
9. Ｎ個のソフトウェア定義による局部発振器であって、
   その各々は、ｎ番目の第１の周波数ミキサを通してデジタルソフトウェアの態様で、ｎ番目のベースバンドデジタル電気信号をｎ番目の第１の中間周波数に変換するように構成され、
   前記第１の中間周波数の周波数は、多段の周波数分割多重化を実行するように前記第２の中間周波数の周波数以下であり、
   ｎは第１の中間周波数サブバンドのインデックスを示し、ｎはＮ以下の正の整数である、
   発振器をさらに備えることを特徴とする、請求項７に記載の装置。
10. Ｋは、セル内に装備されるアンテナの数であることを特徴とする、請求項７に記載の装置。
11. 前記ソフトウェア定義による局部発振器の可変の周波数は、負荷の要求に応じて調整可能であり、調整するパラメータは周波数、振幅、及び位相を含むことを特徴とする、請求項７に記載の装置。
12. 前記ハードウェアのクラスタマルチプレクサの多重化によって取得される前記電気信号を光信号へ変調するように構成された光電子変調器
    をさらに備えることを特徴とする、請求項７に記載の装置。