JP2017533632A - デルタ−シグマ変調を使用する無線デバイスのための伝送装置 - Google Patents

Abstract

無線デバイス用の伝送装置は、元の信号を受信し、無線デバイスからの情報を含む変調された信号を後方散乱するためのアンテナと、アンテナに結合された可変インピーダンスであって、インピーダンス値を有する可変インピーダンスと、変調された信号を生成するために、情報に従って、インピーダンス値を変調し、それによってアンテナのための後方散乱係数を変調するための、可変インピーダンスに結合されたデルタ−シグマ変調器と、情報からインピーダンス値を生成するための、デルタ−シグマ変調器に結合されたデコーダとを備える。

Description

本発明は、無線周波数識別システムの分野に関し、より詳細には、後方散乱および誘電結合が行われる無線周波数識別システムにおける無線デバイス（例えば、タグ）用の伝送装置に関する。

本出願は、２０１４年９月２２日に出願され、参照によって本明細書に組み込まれる、米国特許出願第１４／４９３２６２号に基づく優先権を主張する。

無線周波数識別（「ＲＦＩＤ」）システムは、非常に多くのアプリケーションにおいて非常によく用いられるものになった。典型的なＲＦＩＤシステム１００が、図１に示されている。ＲＦＩＤシステム１００は、アプリケーションシステム１１０と、リーダ１２０と、タグ１３０とを含む。タグ１３０が、リーダ１２０の動作範囲内に出現すると、それは、送信機／受信機１２１およびアンテナ１２３を介したリーダ１２０からのエネルギー１４０およびデータ１５０の両方を、アンテナ１３３を介して受け取り始める。タグ１３０内の整流回路１３１は、タグ１３０内の他の回路（例えば、制御／変調器１３２）に給電するためのエネルギー１４０を収集し、蓄積する。十分なエネルギー１４０を収集した後に、タグ１３０は、動作することができ、それまでに蓄積されたデータをリーダ１２０に送り返すことができる。リーダ１２０は、その後、受信された応答データを、通信インターフェース１６０を介して、システムアプリケーションのために、アプリケーションシステム１１０のサーバシステム／データベース１１１に渡す。

ＲＦＩＤシステム１００内のタグ１３０は、タグの電力供給に従って、受動タイプと能動タイプとに分類されることができる。受動タグは、それら独自の電源を有さず、したがって、必要とされるすべての電力を、タグのアンテナ１３３を介して受け取られる電磁エネルギーによって、リーダ１２０から引き出す。対照的に、能動タグは、それの動作のために必要とされる電力のすべてまたは一部を供給するバッテリを内蔵する。

ＲＦＩＤシステム１００内のリーダ１２０とタグ１３０との間におけるエネルギー１４０およびデータ１５０の典型的な伝送方法は、後方散乱結合（または後方散乱）を用いる。リーダ１２０のアンテナ１２３は、エネルギー１４０をタグ１３０に結合する。タグのアンテナ１３３の反射係数を変調することによって、データ１５０が、タグ１３０とリーダ１２０との間で伝送されることができる。後方散乱は、図２に示されるように、一般に、マイクロ波帯ＲＦＩＤシステムにおいて使用される。電力Ｐ_inが、リーダのアンテナ１２３から放射される。Ｐ_inの小さな割合が、タグのアンテナ１３３によって受け取られ、整流され、電源としての役割を果たすためにタグ１３０内の蓄電キャパシタを充電する。十分なエネルギーを収集した後に、タグ１３０は、動作し始める。到来した電力Ｐ_inの一部は、タグのアンテナ１３３によって反射され、電力Ｐ_returnとして返される。反射特性は、アンテナ１３３に接続された負荷を変更することによって、影響されることができる。データ１５０をタグ１３０からリーダ１２０に伝送するために、伝送されるデータストリームに合わせて、トランジスタが、スイッチオンおよびオフされる。したがって、反射される電力Ｐ_returnの大きさが、変調され、リーダのアンテナ１２３によって拾い上げられることができる。

ＲＦＩＤシステム１００では、振幅シフトキーイング（「ＡＳＫ」）変調が、一般に使用される。ＡＳＫ変調では、搬送波の振幅が、２値伝送符号系列によって制御される２つの状態の間で切り換えられる。また、いくつかのアプリケーションでは、位相シフトキーイング（「ＰＳＫ」）変調も使用される。しかしながら、現在のＲＦＩＤ後方散乱システムでは、任意の複素タイプの変調は、一般に使用されない。ここで、複素タイプの変調は、通常はＩ＋ｊＱとして表現されるものであり、Ｉは、同相成分であり、Ｑは、直交成分であり、ｊは、−１の平方根である。

参考に述べると、ＲＦＩＤ使用の始まりは、第２次世界大戦にまで遡って見出されることができる。例えば、非特許文献１を参照されたい。無線周波数（「ＲＦ」）後方散乱によってリーダと通信するために、受動および半受動ＲＦＩＤタグが使用された。後方散乱ＲＦＩＤシステムでは、図３に示されるように、いくつかのタグ１３０が、メインリーダデバイス１２０と対話する。リーダ１３０は、（ｉ）ＲＦ信号の電力を介してタグ１３０の電源を入れるために、（ｉｉ）データをタグ１３０に転送するために、および（ｉｉｉ）タグ１３０から情報を読み取るために、使用される。

一般に、リーダ１２０とタグ１３０との間には、リンクバジェットが存在する。タグ１３０は、ＡＳＫまたはＰＳＫ変調のいずれかを使用して、ＲＦ信号をリーダ１２０に後方散乱することによって、リーダ１２０と通信する。後方散乱方法の１つの利点は、タグ１３０内のチップ上でＲＦ搬送波を生成する必要がなく、したがって、より少ない電力、より小さい複雑さ、およびより少ないコストしか必要としないことである。タグ１３０用の後方散乱伝送装置４００の典型的なブロック図が図４に示されている。図４では、Ｚ_antは、アンテナ１３３のインピーダンスであり、Ｚ_oは、スイッチ４１０と並列した固定されたインピーダンスである。反射係数Γは、等式

によって与えられる。

スイッチ４１０がオンである（すなわち、閉じられている）場合、Γ＝１である。スイッチがオフである（すなわち、開いている）場合、Γ＝０である。スイッチ４１０をオン、オフすることによって、図４に示されるように、ＡＳＫ信号４２０が生成される。

ＰＳＫ信号も、類似のセットアップを使用して、生成されることができる。これは、図５に示された伝送装置５００に示されている。ここでは、反射係数Γは、等式

によって与えられる。

ここで、Ｚ_iは、図５にあるように、切り換えられるインピーダンスである。そのため、スイッチ４１０、５１０の位置に応じて、後方散乱は、ＡＳＫ信号４２０またはＰＳＫ信号５２０のいずれかを生成するように、設計される。

図６に示されるように、後方散乱技法を使用して、各タグ１３０は、同じ搬送波６２０上でＲＦ信号６１０を送信し、そのため、他のタグ１３０のＲＦスペクトルと重複する。これは、タグ１３０のすべての間でデータ衝突を回避することに関する課題を提示する。現在のシステムでは、これらの衝突問題は、リーダ１２０とタグ１３０との間で使用される通信プロトコルを介して解決される。

非特許文献２（Ｔｈｏｍａｓ他）では、Γ値の数がスイッチインおよびアウトされる、４値直交振幅変調（「ＱＡＭ」）信号の生成が提案された。

これまでのタグ伝送装置には、いくつかの問題が存在する。例えば、Ｔｈｏｍａｓ他によって提案されたもののようなシステムは、それらが後方散乱することができる信号の性質において制限される。すなわち、いかなる任意の信号も、伝送されることができるわけではない。例えば、ＱＡＭ信号が、最初に、フィルタを介してフィルタリングされる場合、Ｔｈｏｍａｓ他のシステムは、ＱＡＭ信号のフィルタリングされたバージョンを伝送することができない。別の例として、信号が、単に、正弦波またはガウス最小シフトキーイング（「ＧＭＳＫ」）信号である場合、Ｔｈｏｍａｓ他のシステムは、この信号を伝送するためには使用されることができない。さらなる例として、Ｔｈｏｍａｓ他のシステムは、単側波帯信号を伝送することができない。

したがって、後方散乱および誘電結合が行われる無線周波数識別システムにおける無線デバイス（例えば、タグ）用の改良された伝送装置の必要性が存在する。したがって、少なくとも部分的には、上述および他の短所に対処するソリューションが切望される。

Ｓｔｏｃｋｍａｎ Ｈ．， "Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｂｙ Ｍｅａｎｓ ｏｆ Ｒｅｆｌｅｃｔｅｄ Ｐｏｗｅｒ，" Ｐｒｏｃ． ＩＲＥ， ｐｐ． １１９６−１２０４， Ｏｃｔ． １９４８ Ｔｈｏｍａｓ Ｓ．， Ｒｅｙｎｏｌｄｓ Ｓ． Ｍａｔｔｈｅｗ， "ＱＡＭ Ｂａｃｋｓｃａｔｔｅｒ ｆｏｒ Ｐａｓｓｉｖｅ ＵＨＦ ＲＦＩＤ Ｔａｇｓ"， ＩＥＥＥ ＲＦＩＤ， ｐ． ２１０， ２０１０

本発明の一態様によれば、元の信号を受信し、無線デバイスからの情報を含む変調された信号を後方散乱するための、アンテナと、アンテナに結合された可変インピーダンスであって、インピーダンス値を有する可変インピーダンスと、変調された信号を生成するために、情報に従って、インピーダンス値を変調し、それによってアンテナのための後方散乱係数を変調するための、可変インピーダンスに結合されたデルタ−シグマ変調器と、情報からインピーダンス値を生成するための、デルタ−シグマ変調器に結合されたデコーダとを備える、無線デバイス用の伝送装置が、提供される。

本発明の実施形態の特徴および利点は、添付の図面と組み合わせて理解される、以下の詳細な説明から明らかになる。

先行技術による無線周波数識別（ＲＦＩＤ）システムを図説するブロック図である。 先行技術による、ＲＦＩＤシステム内のリーダとタグとの間のエネルギーおよびデータの伝送を図説するブロック図である。 先行技術による、ＲＦＩＤシステム内のリーダと複数のタグとの間の通信を図説するブロック図である。 先行技術による、ＡＳＫおよび／またはオン−オフキーイング（「ＯＯＫ」）信号を後方散乱するための、タグ用の伝送装置を図説するブロック図である。 先行技術による、ＰＳＫ信号を後方散乱するための、タグ用の伝送装置を図説するブロック図である。 先行技術による、同じ周波数スペクトルを使用してリーダに情報を返す複数のタグを図説するブロック図である。 本発明の実施形態による、デジタル波形入力に基づいて、信号をリーダに後方散乱するための、無線デバイス用の伝送装置を図説するブロック図である。 本発明の実施形態による、図７Ａの伝送装置用の可変インピーダンス回路を図説するブロック図である。 本発明の実施形態による、ガンマ（Γ）とＺ_iとの間の関係を図説するグラフである。 本発明の実施形態による、ＩおよびＱデータ入力に基づいて、任意の変調された信号をリーダに後方散乱するための、無線デバイス用の加算器を有する伝送装置を図説するブロック図である。 本発明の実施形態による、ＲＦＩＤシステム内のリーダと無線デバイスとの間の誘電結合を図説するブロック図である。 本発明の実施形態による、図１０ＡのＲＦＩＤシステム用の等価回路を図説するブロック図である。 本発明の実施形態による、デジタル波形入力に基づいて、信号をリーダに伝送するための、無線デバイス用の誘電結合を使用する伝送装置を図説するブロック図である。

添付の図面のすべてにおいて、同様の特徴は、同様の参照番号によって識別されることが留意される。

以下の説明では、本発明の理解を提供するために、詳細が記載される。いくつかの例では、本発明を曖昧にしないために、あるソフトウェア、回路、構造、および方法は、詳細には説明されず、または示されていない。「装置」という用語は、本明細書では、本明細書で説明されるシステム、デバイス、およびネットワーク設備を含む、データを処理するための任意のマシンを指すために使用される。「無線デバイス」という用語は、本明細書では、ＲＦＩＤタグ、ＲＦＩＤトランスポンダ、セルラ電話、スマートフォン、ポータブルコンピュータ、ノートブックコンピュータ、または類似のデバイスを指すために、使用される。本発明は、データ処理システムのオペレーティングシステムが、本発明の要件をサポートすることができる便宜を提供するならば、任意のコンピュータプログラミング言語で実施されることができる。提示されるいずれの制限も、特定のタイプのオペレーティングシステムまたはコンピュータプログラミング言語の結果であり、本発明の制限ではない。本発明は、ハードウェア、またはハードウェアとソフトウェアの組み合わせでも、実施されることができる。

図７Ａは、本発明の実施形態による、デジタル波形入力８３０に基づいて、信号をリーダ１２０に後方散乱するための、無線デバイス１３０用の伝送装置８００を図説するブロック図である。そして、図７Ｂは、本発明の実施形態による、図７Ａの伝送装置８００用の可変インピーダンス８１０回路を図説するブロック図である。本発明は、受動および半受動ＲＦＩＤシステム１００用の複素波形を生成するための方法および装置を提供する。複素波形は、８−コンステレーション位相シフトキーイング（「８ＰＳＫ」）、直交周波数分割多重（「ＯＦＤＭ」）、またはｎ−コンステレーション直交振幅変調（「ｎＱＡＭ」）など、任意のタイプの複素変調信号を生成することができる。方法および装置は、各無線デバイス１３０用の周波数チャネルを生成するために、使用されることもできる。一実施形態によれば、伝送装置（例えば、８００）は、無線デバイス１３０内の後方散乱デコーダ８２０およびデルタ−シグマ（ΔΣ）変調器８４０を介して（それぞれ図７Ｂにおける第１のスイッチＳ₁および第２のスイッチＳ₂を介して）スイッチオンまたはオフされるインピーダンスのアレイ（例えば、図７Ｂにおける第１のインピーダンスＺ₁および第２のインピーダンスＺ₂）を有する可変インピーダンス８１０に結合されたアンテナ１３３を含む。デコーダ８２０の入力に印加される信号８３０は、任意のタイプのデジタル信号からなることができる。伝送装置８００は、デコーダ８２０、デルタ−シグマ（ΔΣ）変調器８４０、および可変インピーダンス８１０を制御するためのプロセッサ８８０と、情報（例えば、デジタル波形８３０）を記憶するためのメモリ８９０と、当業者に知られているような関連するハードウェアおよびソフトウェアとを含むことができる。

図８は、本発明の実施形態による、ガンマ（Γ）とＺ_iとの間の関係を図説するグラフである。ここで、Γは、反射係数であり、Ｚ_iは、アンテナ１３３によって見られるインピーダンスである。反射係数は、デジタル波形８３０に正比例する。本発明の一実施形態によれば、後方散乱ＲＦアプリケーションについて、反射または後方散乱係数ガンマ（Γ）は、

によって与えられ、ここで、φ_iは、位相であり、αは、反射係数の大きさであり、ｊは、−１の平方根である。後方散乱インピーダンス（すなわち、アンテナ１３３によって見られるインピーダンス）は、その場合、

によって与えられ、ここで、Ｚ_sは、定数（典型的には、５０オーム）であり、Ｚ_iは、後方散乱インピーダンス値である。

位相は、０であり、すなわち、

であると仮定する。

ｓ（ｔ）が、リーダ１２０に送信される信号（例えば、正弦波）である場合、それは、α（ｔ）に直接的に関連しなければならず（例えば、ｓ（ｔ）は、α（ｔ）に正比例する）、したがって、Γに直接的に関連しなければならない。これは、時間とともに変化するインピーダンス値Ｚ_iを生成する。

この実施形態では、信号ｓ（ｔ）は、無線デバイス１３０によって、リーダ１２０に後方散乱される。図７Ａに示される伝送装置８００では、インピーダンス値Ｚ_iが、図８に示されるように符号化されるように、Ｎビット８２１が、デルタ−シグマ（ΔΣ）変調器８４０を介して、可変インピーダンス８１０に適用される。ここで、可変インピーダンス８１０は、Ｎ個の状態を有する。符号化に何らかの誤差が、またはＺ_iの符号化に不完全性が存在する場合、これらは、リーダ１２０内で補正されることができる。これは、信号ｓ（ｔ）がしばらくの間リーダ１２０によって知られている場合に、可能である。リーダ１２０は、その場合、到来信号に歪みを加算して、これらの不完全性を補正することができる。

図７Ａおよび図７Ｂを再び参照すると、デジタル波形情報８３０（例えば、Ｎビット情報）が、情報８３０についての散乱値または反射係数Γをインピーダンス値Ｚ_iに変換するデコーダ８２０などの要素に適用される。このインピーダンス値Ｚ_i（例えば、Ｎビット８２１）は次いで、デルタ−シグマ（ΔΣ）変調器８４０の出力に基づいて、それぞれのインピーダンスＺ₁、Ｚ₂の間で切り換えを行うために、可変インピーダンス８１０内のスイッチＳ₁、Ｓ₂を制御するデルタ−シグマ（ΔΣ）変調器８４０に適用される。例えば、デルタ−シグマ（ΔΣ）変調器８４０の出力が「１」である場合、インピーダンス値Ｚ_iは、第２のインピーダンスＺ₂の値になるように設定される。デルタ−シグマ（ΔΣ）変調器８４０の出力が「０」である場合、インピーダンス値Ｚ_iは、第１のインピーダンスＺ₁の値になるように設定される。例えば、第２のインピーダンスＺ₂のための１１６オーム、および第１のインピーダンスＺ₁のための２１オームのインピーダンス値は、それぞれ、０．４および−０．４の反射係数Γに対応することができる。所望の反射係数Γがゼロである場合、デコーダ８２０は、（図８に示されたグラフの通りに）５０オームのインピーダンス値Ｚ_iを決定することができる。デルタ−シグマ（ΔΣ）変調器８４０は、今度は、２１オームおよび１１６オームのインピーダンスＺ₂、Ｚ₁の間で切り換えを行うことによって、５０オームの可変インピーダンス８１０のための平均インピーダンス値を生成する出力を生成する。

図７Ｂに示されるように、可変インピーダンス８１０回路は、デジタルデコーダ８２０およびデルタ−シグマ（ΔΣ）変調器８４０に依存して、それぞれのスイッチＳ₁、Ｓ₂によってスイッチインおよびアウトされる、インピーダンスＺ₁、Ｚ₂のアレイから構成されることができる。また、可変インピーダンス８１０は、アナログ信号を介して制御されることができ、すなわち、可変インピーダンス８１０を駆動するために、ガンマからＺ_iへのデコーダ８２０およびデルタ−シグマ（ΔΣ）変調器８４０の後に、デジタルアナログ変換機（「ＤＡＣ」）（図示されず）が追加される

デルタ−シグマ（ΔΣ）変調器８４０は、可変設計とすることができる。例えば、一実施形態によれば、デルタ−シグマ（ΔΣ）変調器８４０は、ローパスデルタ−シグマ（ΔΣ）変調器を含むこと、またはローパスデルタ−シグマ（ΔΣ）変調器とすることができる。別の実施形態によれば、デルタ−シグマ（ΔΣ）変調器８４０は、バンドパスデルタ−シグマ（ΔΣ）変調器を含むこと、またはバンドパスデルタ−シグマ（ΔΣ）変調器とすることができる。一実施形態によれば、デルタ−シグマ（ΔΣ）変調器８４０は、シングルビットデルタ−シグマ（ΔΣ）変調器とすることができる。

デルタ−シグマ（ΔΣ）変調器８４０は、ＤＣレベルから何らかの事前決定された設計帯域幅までの入力データ８２１を表す出力ビットストリームを生成する。事前決定された設計帯域幅より上では、デルタ−シグマ（ΔΣ）変調器８４０の量子化されたノイズは、何らかの設計カットオフポイントにおいて、信号があまりにも大きい量子化ノイズを有すると見なされることができるまで、増加することができる。一実施形態によれば、デルタ−シグマ（ΔΣ）変調器８４０からのアウトオブバンドノイズ出力をフィルタリングするために、１または複数のフィルタが、可変インピーダンス８１０回路内に含まれることができる。可変インピーダンス８１０回路は、アンテナ１３３に電気的に接続された出力を有する。デルタ−シグマ（ΔΣ）変調器８４０は、可変インピーダンス８１０回路のインピーダンス値Ｚ_iを変更することによって、アンテナ１３３の反射係数Γが調整されることができるように、可変インピーダンス８１０回路の出力をデジタルに制御するために、可変インピーダンス８１０回路への入力に結合される。一実施形態によれば、デルタ−シグマ（ΔΣ）変調器８４０の出力は、少なくとも２つの状態またはインピーダンス値Ｚ_iの間で可変インピーダンス８１０のインピーダンス値Ｚ_iの切り換えを行う。

一実施形態によれば、デルタ−シグマ（ΔΣ）変調器８４０は、それに適用される信号の帯域幅に基づいて、任意の次数とすることができる。加えて、デルタ−シグマ（ΔΣ）変調器８４０に適用されるクロックは、オーバーサンプリングレートを設定することができる。

図９は、本発明の実施形態による、ＩおよびＱデータ入力１０３０に基づいて、任意の変調された信号をリーダ１２０に後方散乱するための、無線デバイス１３０用の加算器１０５０を有する伝送装置１０００を図説するブロック図である。一実施形態によれば、デジタル波形８３０は、図９に示されるように、同相（「Ｉ」）および直交（「Ｑ」）データ１０３０とすることができる。図９では、デジタル信号生成器（「ＤＳＳ」）１０４０は、ＩおよびＱデータ１０３０を任意選択でアップコンバートする（またはずらす）ことができる。例えば、ＤＳＳ１０４０は、それぞれの混合器１０７１によってＩおよびＱデータに適用される正弦（または余弦）および余弦（または正弦）信号１０７０を提供することができる。あるいは、ＤＳＳ１０４０は、ＩおよびＱデータに乗算される定数値を生成することができる（すなわち、混合器１０７１は、ゲイン要素として動作する）。ガンマからＺ_iへのデコーダ１０２０は、アップコンバートされた（またはずらされた）ＩおよびＱデータを受け取り、それをデルタ−シグマ（ΔΣ）変調器１０８０を介して可変インピーダンス１０１０に適用する。可変インピーダンス１０１０は、スイッチインまたはアウトされるインピーダンスのアレイ（例えば、それぞれのスイッチを有するインピーダンスの並列アレイ）から構成されることができる。

図７Ａおよび図７Ｂを再び参照しながら、上述のことを要約すると、一実施形態によれば、アンテナ１３３は、リーダ１２０から来た到来無線周波数信号を後方散乱するために使用される。アンテナ１３３は、スイッチＳ₁、Ｓ₂に接続されたインピーダンスデバイスＺ₁、Ｚ₂のアレイに電気的に結合される。インピーダンスデバイスのアレイ（例えば、可変インピーダンス８１０）は、任意のＮビットデジタル波形（例えば、８３０）によって駆動される、デジタルブロック（例えば、デコーダ８２０）およびデルタ−シグマ（ΔΣ）変調器８４０によってデジタル的に制御されることができる。デジタルブロック８２０は、出力を、Ｎビットデジタル波形８３０に関連するデルタ−シグマ（ΔΣ）変調器８４０を介して、インピーダンスのアレイ８１０に提示する。インピーダンスのアレイ８１０のインピーダンス値の変化は、到来無線周波数信号を後方散乱し、したがって、到来無線周波数信号に関するデジタル波形８３０の出力の直接的なアップコンバートされたバージョンを生成する。デジタルブロック８２０およびデルタ−シグマ（ΔΣ）変調器８４０の出力は、様々な状態の間でインピーダンスのアレイ８１０の切り換えを行い、それが、反射係数Γの特性を変更する。デジタルブロック８２０に適用される信号８３０は、例えば、ＧＭＳＫ、ｎＰＳＫ、８ＰＳＫ、ｎＱＡＭ、ＯＦＤＭなど、任意の複素変調信号の形態を取ることができ、そのような信号は、周波数＋／−ωだけ到来無線周波数信号からずらされることができる。

図９を再び参照すると、デジタルブロック１０２０への入力１０３０は、例えば、制御信号を介して、同相（すなわち、Ｉ）信号と直交（すなわち、Ｑ）信号との間で交互に現れることができる。また、インピーダンスのアレイ１０１０は、データがＩデータであるか、それともＱデータであるかに応じて、互いに９０度オフセットされた後方散乱係数の間で切り換えを行うことができる。例えば、Ｉ信号が、シータ度において後方散乱係数を生成する場合、Ｑ信号は、シータ＋９０度である後方散乱係数を生成する。制御信号は、クロック信号とすることができる。ＤＳＳ１０４０によってＩおよびＱ信号１０３０に適用される信号１０７０は、直流（「ＤＣ」）信号の形態（すなわち、周波数オフセットなし）、または選択された（すなわち、ωの周波数オフセットを与えるように選択された）周波数における正弦波および余弦波の形態を取ることができる。デジタルブロック１０２０に適用されるＩおよびＱ信号は、インピーダンスアレイ１０１０、デルタ−シグマ（ΔΣ）変調器１０８０、またはデジタルブロック１０２０におけるいずれの誤差も補償するように、調整されることができる。インピーダンスのアレイ１０１０は、デジタルブロック１０２０またはデルタ−シグマ（ΔΣ）変調器１０８０のアウトオブバンドノイズのいくらかをフィルタリングして除去するための、いくつかのフィルタリング特性を含むことができる。また無線デバイス１３０からの後方散乱された信号を検出するために使用されるリーダ１２０は、インピーダンスアレイ１０１０、デジタルブロック１０２０、またはデルタ−シグマ（ΔΣ）変調器１０８０内で生成されたいずれの誤差も補償することができる。

図１０Ａは、本発明の実施形態による、ＲＦＩＤシステム１３００内のリーダ１２０と無線デバイス１３０との間の誘電結合を図説するブロック図である。図１０Ｂは、本発明の実施形態による、図１０ＡのＲＦＩＤシステム１３００用の等価回路１３１０を図説するブロック図である。そして図１１は、本発明の実施形態による、デジタル波形入力１４３０に基づいて、信号をリーダ１２０に伝送するための、無線デバイス１３０用の誘電結合を使用する伝送装置１４００を図説するブロック図である。

一実施形態によれば、リーダ１２０と無線デバイス１３０との間の通信は、リーダ１２０において誘電負荷変化を感知することによって、生じることができる。ここでは、リーダ１２０は、磁気または誘電結合を介して、無線デバイス１２０と通信する。これは、図１０Ａおよび図１０Ｂに示されている。図１０Ａおよび図１０Ｂは、誘電結合が行われるＲＦＩＤシステム１３００の基本原理を示している。誘電結合が行われるシステム１３００の場合、基本となるコイルが、それらのサイズによって定義される。２つのコイル１３２０、１３３０の結合システムは、等価の変成器によって表されることができることが知られている。これら２つのコイル１３２０、１３３０の間の接続は、磁界（Ｂ）によって与えられ、この接続を記述する基本となる値は、相互インダクタンス（Ｍ）および／または結合係数（ｋ）である。

ビオサバールの法則は、

によって与えられる。

これは、あらゆるポイントにおける磁界の計算を、電流ｉ₁ならびに幾何形状の関数として可能にする。ここで、μ₀は、透磁率であり、ｘは、距離であり、Ｓは、コイルに沿った積分経路を記述する。さらに、相互インダクタンスおよび結合係数は、

によって与えられる。

これらの等式では、Ａ₂は、第２のコイルの面積を記述し、Ｌ₁およびＬ₂は、２つのコイル１３２０、１３３０のインダクダンスである。リーダ−コイル１３２０とトランスポンダ−コイル１３３０との間の距離ｘも、結合係数を決定する。この結合についての等価なモデルが、図１０Ｂに示されている。リーダ１２０によって見られるインピーダンス値Ｚ_iは、アドミッタンスＹ１およびＹ２に直接的に関連する。アドミッタンスＹ１およびＹ２は、振幅を介して変調されるか（例えば、ＡＳＫ）、または同相で変調される（例えば、ＰＳＫ）。アドミッタンスＹ１およびＹ２も、多位相ＰＳＫおよび多振幅ＡＳＫを使用して、変調されることができる。

一般的に言うと、リーダ１２０によって受信される信号は、無線デバイス１３０において変化するインピーダンス値の関数である。このインピーダンス値がひとたび変化すると、リーダ１２０によって見られる信号は変更され、リーダ１２０は、これを検出することができる。

後方散乱のケースと同様に、図１１に示されるように、可変インピーダンス１４１０は、デルタ−シグマ（ΔΣ）変調器１４４０を介して、デコーダ１４２０によって変更されることができる。ここで、Ｌ１４０５は、無線デバイス側におけるインダクタンスである。後方散乱のケースと同様に、上で説明されたのと同じ方法が、例えば、（ｉ）ＩおよびＱ信号を生成するために、（ｉｉ）デコードからリーダが見るものへの一般的なマッピングのために、ならびに（ｉｉｉ）信号がリーダによって知られている場合は、信号を事前に歪ませて、補正された信号を生成するために、使用されることができる。

図１１を再び参照しながら、上述のことを要約すると、一実施形態によれば、インダクティブ要素１４０５と、インダクティブ要素１４０５に電気的に結合された出力を有する、スイッチおよび回路によって制御されるインピーダンスのアレイ１４１０と、インピーダンスのアレイ１４１０のインピーダンス値Ｚ_iをデジタルに制御するための、デルタ−シグマ（ΔΣ）変調器１４４０を介してインピーダンスのアレイ１４１０に結合された少なくとも１つのデジタルブロック１４２０とを備える、到来無線周波数（ＲＦ）信号を変更するための伝送装置１４００であって、到来ＲＦ信号は、インダクティブ要素１４０５の結合されたインピーダンスのアレイ１４１０が調整されるにつれて変更される、伝送装置１４００が提供される。

デコーダ１４２０およびデルタ−シグマ（ΔΣ）変調器１４４０の出力は、到来ＲＦ信号を変更する、様々な状態の間でのインピーダンスのアレイ１４１０の切り換えを行うことができる。デジタルブロック１４２０に適用される信号１４３０は、例えば、ＧＭＳＫ、ｎＰＳＫ、８ＰＳＫ、ｎＱＡＭ、ＯＦＤＭなどの、任意の複素変調信号の形態を取ることができ、そのような信号は、周波数＋／−ωだけ、到来無線周波数信号からずらされることができる。

デジタルブロック１４２０への入力１４３０は、例えば、制御信号を介して、同相（すなわち、Ｉ）と直交（すなわち、Ｑ）信号との間で、交互に現れることができる。また、インピーダンスのアレイ１４１０は、データがＩデータであるか、それともＱデータであるかに応じて、０度から９０度にずらすように、到来ＲＦ信号を変更することができる。例えば、Ｉ信号が、シータ度においてインピーダンス値を生成する場合、Ｑ信号は、シータ＋９０度であるインピーダンス値を生成する。制御信号は、クロック信号とすることができる。ＩおよびＱ信号に適用される信号（例えば、１０７０）は、ＤＣ信号の形態、または選択された周波数における正弦波および余弦波の形態を取ることができる。デジタルブロック１４２０に適用されるＩおよびＱ信号は、アレイ内におけるインピーダンス値の変化に起因する、インピーダンスアレイ１４１０におけるいずれの誤差も補償するように、調整されることができる。インピーダンスのアレイ１４１０は、ＤＡＣ量子化されたアウトオブバンドノイズのいくらかをフィルタリングして除去するための、いくつかのフィルタリング特性を有することができる。そして変調された信号を検出するために使用されるリーダ１２０は、インピーダンスアレイ１４１０、デジタルブロック１４２０、またはデルタ−シグマ（ΔΣ）変調器１４４０内で生成されたいずれの誤差も補償することができる。

したがって、一実施形態によれば、元の信号を受信し、無線デバイス１２０からの情報８３０を含む変調された信号を後方散乱するためのアンテナ１３３と、アンテナ１３３に結合された可変インピーダンス８１０であって、インピーダンス値Ｚ_iを有する可変インピーダンス８１０と、変調された信号（例えば、任意の変調された信号）を生成するために、情報８３０に従って、インピーダンス値Ｚ_iを変調し、それによってアンテナ１３３のための後方散乱係数Γを変調するための、可変インピーダンス８１０に結合されたデルタ−シグマ（ΔΣ）変調器８４０と、情報８３０からインピーダンス値Ｚ_iを生成するための、デルタ−シグマ変調器８４０に結合されたデコーダ８２０とを備える、無線デバイス１３０用の伝送装置８００が提供される。

上述の伝送装置８００では、可変インピーダンス８１０は、アンテナ１３３と直列に結合されることができる。無線デバイス１３０は、元の信号からのエネルギー１４０によって給電されることができる。可変インピーダンス８１０は、インピーダンスのアレイと、それぞれのスイッチとを含むことができる。デコーダ８２０は、後方散乱係数Γからインピーダンス値Ｚ_iへのデコーダを含むことができる。情報８３０は、Ｎビットデジタル波形８３０とすることができる。Ｎビットデジタル波形８３０は、Ｎビットデジタル波形８３０に関連する可変インピーダンス８１０のための制御信号８２１を生成するために、デコーダ８２０に適用され、その後、デルタ−シグマ（ΔΣ）変調器８４０に適用されることができる。インピーダンス値Ｚ_iの変化は、変調された信号を生成するために、元の信号を後方散乱し、変調された信号は、Ｎビットデジタル波形８３０の周波数オフセット（例えば、アップコンバートされた）形態である。可変インピーダンス８１０のための制御信号８２１は、可変インピーダンス８１０内のインピーダンスのアレイの切り換えを行うことができ、それがアンテナ１３３の後方散乱係数Γの特性を変更することができる。情報８３０は、複素変調信号１０３０とすることができる。複素変調信号１０３０は、元の信号から周波数においてオフセットされていることができる。複素変調信号１０３０は、ＧＭＳＫ信号、ｎＰＳＫ信号、８ＰＳＫ信号、ｎＱＡＭ信号、およびＯＦＤＭ信号のうちの１つとすることができる。複素変調信号１０３０は、Ｉ＋ｊＱによって表されることができ、ここで、Ｉは、同相成分であり、Ｑは、直交成分であり、ｊは、−１の平方根である。複素変調信号１０３０は、制御信号を介して、同相信号（Ｉ）と直交信号（Ｑ）との間で交互に現れることができる。可変インピーダンス８１０、１０１０は、複素変調信号１０３０が同相信号（Ｉ）であるか、それとも直交信号（Ｑ）であるかに応じて、互いに９０度オフセットされた後方散乱係数の間で切り換えを行うことができる。制御信号は、クロック信号とすることができる。伝送装置８００、１０００は、デジタル信号生成器１０４０をさらに含むことができる。デジタル信号生成器１０４０は、定数値信号を、同相信号（Ｉ）および直交信号（Ｑ）に適用することができる。デジタル信号生成器１０４０は、正弦波および余弦波信号１０７０を、それぞれ、同相信号（Ｉ）および直交信号（Ｑ）に適用することができる。複素変調信号１０３０は、同相信号（Ｉ）と直交信号（Ｑ）の和とすることができる。伝送装置８００、１０００は、デジタル信号生成器１０４０をさらに含むことができる。デジタル信号生成器１０４０は、定数値信号を、同相信号（Ｉ）および直交信号（Ｑ）に適用することができる。デジタル信号生成器１０４０は、正弦波および余弦波信号１０７０を、それぞれ、同相信号（Ｉ）および直交信号（Ｑ）に適用することができる。Ｎビットデジタル波形８３０は、デコーダ８２０、デルタ−シグマ（ΔΣ）変調器８４０、および可変インピーダンス８１０のうちの少なくとも１つにおける誤差を補償するように調整されることができる。可変インピーダンス８１０は、デコーダ８２０およびデルタ−シグマ（ΔΣ）変調器８４０のうちの少なくとも一方によって生成されるフィルタリングノイズのためのフィルタを含むことができる。変調された信号は、任意の信号とすることができる。無線デバイス１２０は、ＲＦＩＤタグとすることができる。元の信号は、ＲＦＩＤリーダ１２０から受信されることができる。ＲＦＩＤリーダ１２０は、デコーダ８２０、デルタ−シグマ（ΔΣ）変調器８４０、および可変インピーダンス８１０のうちの少なくとも１つにおける誤差を補正するように構成されることができる。伝送装置８００は、伝送装置８００を制御するためのプロセッサと、情報８３０を記憶するためのメモリとをさらに含むことができる。デルタ−シグマ（ΔΣ）変調器８４０は、ローパスデルタ−シグマ変調器およびバンドパスデルタ−シグマ変調器のうちの一方とすることができる。デルタ−シグマ（ΔΣ）変調器８４０は、シングルビットデルタ−シグマ変調器とすることができる。そしてデルタ−シグマ（ΔΣ）変調器８４０は、少なくとも２つの状態（Ｚ₁、Ｚ₂）の間でインピーダンス値Ｚ_iの切り換えを行う（Ｓ₁、Ｓ₂）ことができる。

上述の実施形態は、後方散乱および誘電結合が行われる無線周波数識別システム内の無線デバイス１３０とリーダ１２０との間の通信のための改良された方法および装置に貢献することができ、１または複数の利点を提供することができる。例えば、本発明の無線デバイス１３０は、それらがリーダ１２０に後方散乱または誘電結合することができる信号の性質において制限されない。加えて、本発明の無線デバイス１３０は、これらの信号のフィルタリングを可能にする。加えて、デルタ−シグマ（ΔΣ）変調器８４０は、信号を生成するために状態を切り換えるのに必要とするインピーダンスの数を削減する。さらに、デルタ−シグマ（ΔΣ）変調器８４０は、わずか１つだけのインピーダンスを用いて、高レベルの変調を可能にする。

上で説明された本発明の実施形態は、例示的にすぎないことが意図されている。当業者は、これらの実施形態に対して細部の様々な変更が行われることができ、それらのすべてが本発明の範囲内に包含されることを理解されよう。

Claims (65)

1. 無線デバイス用の伝送装置であって、
   元の信号を受信し、前記無線デバイスからの情報を含む変調された信号を後方散乱するための、アンテナと、
   前記アンテナに結合された可変インピーダンスであって、インピーダンス値を有する、可変インピーダンスと、
   前記変調された信号を生成するために、前記情報に従って、前記インピーダンス値を変調し、それによって前記アンテナのための後方散乱係数を変調するための、前記可変インピーダンスに結合されたデルタ−シグマ変調器と、
   前記情報から前記インピーダンス値を生成するための、前記デルタ−シグマ変調器に結合されたデコーダと
   を備えた、伝送装置。
2. 前記可変インピーダンスは、前記アンテナと直列に結合されている、請求項１に記載の伝送装置。
3. 前記無線デバイスは、前記元の信号からのエネルギーによって給電される、請求項１に記載の伝送装置。
4. 前記可変インピーダンスは、インピーダンスのアレイと、それぞれのスイッチとを含む、請求項１に記載の伝送装置。
5. 前記デコーダは、後方散乱係数からインピーダンス値へのデコーダを含む、請求項１に記載の伝送装置。
6. 前記情報は、Ｎビットデジタル波形である、請求項１に記載の伝送装置。
7. 前記Ｎビットデジタル波形は、前記Ｎビットデジタル波形に関連する前記可変インピーダンスのための制御信号を生成するために、前記デコーダに適用され、その後、前記デルタ−シグマ変調器に適用される、請求項６に記載の伝送装置。
8. 前記インピーダンス値の変化は、前記変調された信号を生成するために、前記元の信号を後方散乱し、前記変調された信号は、前記Ｎビットデジタル波形の周波数オフセット形態である、請求項７に記載の伝送装置。
9. 前記可変インピーダンスのための前記制御信号は、前記可変インピーダンス内のインピーダンスのアレイの切り換え、それが前記インピーダンス値を変更し、それによって前記アンテナの前記後方散乱係数の特性を変更する、請求項７に記載の伝送装置。
10. 前記情報は、複素変調信号である、請求項１に記載の伝送装置。
11. 前記複素変調信号は、前記元の信号から周波数においてオフセットされている、請求項１０に記載の伝送装置。
12. 前記複素変調信号は、ＧＭＳＫ信号、ｎＰＳＫ信号、８ＰＳＫ信号、ｎＱＡＭ信号、およびＯＦＤＭ信号のうちの１つである、請求項１０に記載の伝送装置。
13. 前記複素変調信号は、Ｉ＋ｊＱによって表され、ここで、Ｉは、同相成分であり、Ｑは、直交成分であり、ｊは、−１の平方根である、請求項１０に記載の伝送装置。
14. 前記複素変調信号は、制御信号を介して、同相信号と直交信号との間で交互に現れる、請求項１０に記載の伝送装置。
15. 前記可変インピーダンスは、前記複素変調信号が前記同相信号であるか、それとも前記直交信号であるかに応じて、互いに９０度オフセットされた後方散乱係数の間で切り換わる、請求項１４に記載の伝送装置。
16. 前記制御信号は、クロック信号である、請求項１４に記載の伝送装置。
17. デジタル信号生成器をさらに備えた、請求項１４に記載の伝送装置。
18. 前記デジタル信号生成器は、定数値信号を、前記同相信号および前記直交信号に適用する、請求項１７に記載の伝送装置。
19. 前記デジタル信号生成器は、正弦波信号および余弦波信号を、それぞれ、前記同相信号および前記直交信号に適用する、請求項１７に記載の伝送装置。
20. 前記複素変調信号は、同相信号と直交信号の和である、請求項１０に記載の伝送装置。
21. デジタル信号生成器をさらに備えた、請求項２０に記載の伝送装置。
22. 前記デジタル信号生成器は、定数値信号を、前記同相信号および前記直交信号に適用する、請求項２１に記載の伝送装置。
23. 前記デジタル信号生成器は、正弦波信号および余弦波信号を、それぞれ、前記同相信号および前記直交信号に適用する、請求項２１に記載の伝送装置。
24. 前記Ｎビットデジタル波形は、前記デコーダ、前記デルタ−シグマ変調器、および前記可変インピーダンスのうちの少なくとも１つにおける誤差を補償するように調整される、請求項６に記載の伝送装置。
25. 前記可変インピーダンスは、前記デコーダおよび前記デルタ−シグマ変調器のうちの少なくとも１つによって生成されるノイズをフィルタリングするためのフィルタを含む、請求項１に記載の伝送装置。
26. 前記変調された信号は、任意の信号である、請求項１に記載の伝送装置。
27. 前記無線デバイスは、無線周波数識別（「ＲＦＩＤ」）タグである、請求項１に記載の伝送装置。
28. 前記元の信号は、ＲＦＩＤリーダから受信される、請求項１に記載の伝送装置。
29. 前記ＲＦＩＤリーダは、前記デコーダ、前記デルタ−シグマ変調器、および前記可変インピーダンスのうちの少なくとも１つにおける誤差を補正するように構成されている、請求項２８に記載の伝送装置。
30. 前記伝送装置を制御するためのプロセッサと、前記情報を記憶するためのメモリとをさらに備えた、請求項１に記載の伝送装置。
31. 無線デバイス用の伝送装置であって、
    元の信号を受信し、前記無線デバイスからの情報を含む変調された信号を相互インダクタンスによって伝送するための、インダクタと、
    前記インダクタに結合された可変インピーダンスであって、インピーダンス値を有する、可変インピーダンスと、
    前記変調された信号を生成するために、前記情報に従って、前記インピーダンス値を変調し、それによって前記相互インダクタンスの値を変調するための、前記可変インピーダンスに結合されたデルタ−シグマ変調器と、
    前記情報から前記インピーダンス値を生成するための、前記デルタ−シグマ変調器に結合されたデコーダと
    を備えた、伝送装置。
32. 前記可変インピーダンスは、前記インダクタと並列に結合されている、請求項３１に記載の伝送装置。
33. 前記無線デバイスは、前記元の信号からのエネルギーによって給電される、請求項３１に記載の伝送装置。
34. 前記可変インピーダンスは、インピーダンスのアレイと、それぞれのスイッチとを含む
    、請求項３１に記載の伝送装置。
35. 前記情報は、Ｎビットデジタル波形である、請求項３１に記載の伝送装置。
36. 前記Ｎビットデジタル波形は、前記Ｎビットデジタル波形に関連する前記可変インピーダンスのための制御信号を生成するために、前記デコーダに適用され、その後、前記デルタ−シグマ変調器に適用される、請求項３５に記載の伝送装置。
37. 前記変調された信号は、前記Ｎビットデジタル波形の周波数オフセット形態である、請求項３６に記載の伝送装置。
38. 前記可変インピーダンスのための前記制御信号は、前記可変インピーダンス内のインピーダンスのアレイの切り換え、それが前記インピーダンス値を変更する、請求項３６に記載の伝送装置。
39. 前記情報は、複素変調信号である、請求項３１に記載の伝送装置。
40. 前記複素変調信号は、前記元の信号から周波数においてオフセットされていることを特徴とする請求項３９に記載の伝送装置。
41. 前記複素変調信号は、ＧＭＳＫ信号、ｎＰＳＫ信号、８ＰＳＫ信号、ｎＱＡＭ信号、およびＯＦＤＭ信号のうちの１つである、請求項３９に記載の伝送装置。
42. 前記複素変調信号は、Ｉ＋ｊＱによって表され、ここで、Ｉは、同相成分であり、Ｑは、直交成分であり、ｊは、−１の平方根である、請求項３９に記載の伝送装置。
43. 前記複素変調信号は、制御信号を介して、同相信号と直交信号との間で交互に現れる、請求項３９に記載の伝送装置。
44. 前記可変インピーダンスは、前記複素変調信号が前記同相信号であるか、それとも前記直交信号であるかに応じて、互いに９０度オフセットされたインピーダンス値の間で切り換わる、請求項４３に記載の伝送装置。
45. 前記制御信号は、クロック信号である、請求項４３に記載の伝送装置。
46. デジタル信号生成器をさらに備えた、請求項４３に記載の伝送装置。
47. 前記デジタル信号生成器は、定数値信号を、前記同相信号および前記直交信号に適用する、請求項４６に記載の伝送装置。
48. 前記デジタル信号生成器は、正弦波信号および余弦波信号を、それぞれ、前記同相信号および前記直交信号に適用する、請求項４６に記載の伝送装置。
49. 前記複素変調信号は、同相信号と直交信号の和である、請求項３９に記載の伝送装置。
50. デジタル信号生成器をさらに備えた、請求項４９に記載の伝送装置。
51. 前記デジタル信号生成器は、定数値信号を、前記同相信号および前記直交信号に適用する、請求項５０に記載の伝送装置。
52. 前記デジタル信号生成器は、正弦波信号および余弦波信号を、それぞれ、前記同相信号および前記直交信号に適用する、請求項５０に記載の伝送装置。
53. 前記Ｎビットデジタル波形は、前記デコーダ、前記デルタ−シグマ変調器、および前記可変インピーダンスのうちの少なくとも１つにおける誤差を補償するように調整される、請求項３５に記載の伝送装置。
54. 前記可変インピーダンスは、前記デコーダおよび前記デルタ−シグマ変調器のうちの少なくとも１つによって生成されるノイズをフィルタリングするためのフィルタを含む、請求項３１に記載の伝送装置。
55. 前記変調された信号は、任意の信号である、請求項３１に記載の伝送装置。
56. 前記無線デバイスは、無線周波数識別（「ＲＦＩＤ」）タグである、請求項３１に記載の伝送装置。
57. 前記元の信号は、ＲＦＩＤリーダから受信される、請求項３１に記載の伝送装置。
58. 前記ＲＦＩＤリーダは、前記デコーダ、前記デルタ−シグマ変調器、および前記可変インピーダンスのうちの少なくとも１つにおける誤差を補正するように構成されている、特徴とする請求項５７に記載の伝送装置。
59. 前記伝送装置を制御するためのプロセッサと、前記情報を記憶するためのメモリとをさらに備えた、請求項３１に記載の伝送装置。
60. 前記デルタ−シグマ変調器は、ローパスデルタ−シグマ変調器およびバンドパスデルタ−シグマ変調器のうちの一方である、請求項１に記載の伝送装置。
61. 前記デルタ−シグマ変調器は、シングルビットデルタ−シグマ変調器である、請求項１に記載の伝送装置。
62. 前記デルタ−シグマ変調器は、少なくとも２つの状態の間で前記インピーダンス値の切り換える、請求項１に記載の伝送装置。
63. 前記デルタ−シグマ変調器は、ローパスデルタ−シグマ変調器およびバンドパスデルタ−シグマ変調器のうちの一方である、請求項３１に記載の伝送装置。
64. 前記デルタ−シグマ変調器は、シングルビットデルタ−シグマ変調器である、請求項３１に記載の伝送装置。
65. 前記デルタ−シグマ変調器は、少なくとも２つの状態の間で前記インピーダンス値の切り換える、請求項３１に記載の伝送装置。