JP2017200384A - Ｄｃｄｃコンバータ - Google Patents

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Abstract

【課題】低消費電力でありながら、高い安全性を有するＤＣＤＣコンバータを提供する。
【解決手段】ＤＣＤＣコンバータ１００は、入力端子１に入力された電源電圧を定電圧に変換し、出力端子７に出力電圧Ｖｏｕｔとして出力する同期整流型ＤＣＤＣコンバータである。過電流保護回路２３は、ＰＭＯＳトランジスタ３に流れる電流を監視し、過電流を検出すると、ＰＭＯＳトランジスタ３をオフするための信号を出力制御回路１９に出力する。タイマー回路１４は、ＰＭＯＳトランジスタ３がオンする信号に応じて過電流保護回路２３へ起動信号を出力して、所定時間経過後に過電流保護回路２３へ停止信号を出力する。
【選択図】図１

Description

本発明は、ＤＣＤＣコンバータに関し、出力過電流を検出してＤＣＤＣコンバータに流れる電流を制限する技術に関する。
ＤＣＤＣコンバータは、スイッチング素子に大電流が流れＤＣＤＣコンバータが破壊するのを防止するため過電流保護回路を備えている。同期整流型ＤＣＤＣコンバータにおいては、入力端子側もしくは接地端子側のスイッチング素子電流を検出し、オフさせる方法が取られる。
電流検出の方法には、スイッチング素子に流れる電流を電圧に変換し、基準値と比較する方法や、スイッチング素子のドレイン−ソース間電圧を基準電圧と比較する方法がある（例えば、特許文献１参照）。
特開２００４−３６４４８８号公報
しかしながら、安全性を確保するための保護回路を追加すると、その保護回路を動作させるための電力が必要となり、電子機器に求められる低消費電力化が阻害される。例えば、過電流保護回路を備えた従来のＤＣＤＣコンバータにおいては、スイッチング素子を監視するために電流センスアンプ回路やコンパレータが常に動作している。そのため、ＤＣＤＣコンバータに流れる電流が小さく、破壊する可能性が低い状態においても所定の電力を消費し続けてしまい、電力効率を悪化させてしまう、という課題があった。
本発明は、以上のような課題を解決するために考案されたものであり、低消費電力でありながら、高い安全性を有するＤＣＤＣコンバータを提供する。
従来の課題を解決するため、本発明のＤＣＤＣコンバータは以下のような構成とした。
出力電圧を監視するエラーアンプと、エラーアンプの出力信号に基づき、スイッチング素子のゲートに制御信号を出力する出力制御回路と、スイッチング素子に流れる電流が所定の電流以上になると出力制御回路に信号を出力し、スイッチング素子をオフさせる過電流保護回路と、を備え、過電流保護回路は、出力制御回路の出力信号に基づいた信号が入力され、所定の期間のみ動作する間欠動作を行う構成とした。
本発明のＤＣＤＣコンバータは、過電流保護回路を間欠的に動作することで、特に軽負荷時の消費電流が削減でき、電力効率を向上させることが出来る。
本発明の第一の実施形態のＤＣＤＣコンバータを示した回路図である。 第一の実施形態のＤＣＤＣコンバータのタイマー回路の一例を示した回路図である。 第一の実施形態のＤＣＤＣコンバータのタイマー回路の動作を示したタイミングチャートである。 第一の実施形態のＤＣＤＣコンバータの過電流保護回路の一例を示した回路図である。 本発明の第二の実施形態のＤＣＤＣコンバータを示した回路図である。 本発明の第二の実施形態の過電流保護回路の一例を示した回路図である。
以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
図１は、本発明の第一の実施形態のＤＣＤＣコンバータを示した回路図である。ＤＣＤＣコンバータ１００は、入力端子１に入力された電源電圧Ｖｉｎを定電圧に変換し、出力端子７に出力電圧Ｖｏｕｔとして出力する同期整流型ＤＣＤＣコンバータである。
本実施形態のＤＣＤＣコンバータ１００は、第１のスイッチング素子であるＰＭＯＳトランジスタ３と、第２のスイッチング素子であるＮＭＯＳトランジスタ４と、インダクタ５と、出力コンデンサ６と、エラーアンプ１０と、発振回路１１と、基準電圧回路１２と、コンパレータ１３と、タイマー回路１４と、バッファー回路１５及び１６と、分圧抵抗１７及び１８と、出力制御回路１９と、過電流保護回路２３と、を備える。
分圧抵抗１７及び１８は、出力電圧Ｖｏｕｔに応じたフィードバック電圧Ｖｆｂを出力する。エラーアンプ１０は、フィードバック電圧Ｖｆｂと、基準電圧回路１２の出力電圧Ｖｒｅｆの電圧の差に応じた電圧Ｖｅｒｒを出力する。コンパレータ１３は、発振回路１１から出力される三角波とエラーアンプ１０の電圧Ｖｅｒｒを比較する。出力制御回路１９は、コンパレータ１３の比較結果に応じて信号ＰＳをＰＭＯＳトランジスタ３に出力し、信号ＮＳをＮＭＯＳトランジスタ４に出力し、スイッチング動作を制御する。
過電流保護回路２３は、ＰＭＯＳトランジスタ３に流れる電流を監視し、過電流を検出すると、ＰＭＯＳトランジスタ３をオフするための信号を出力制御回路１９に出力する。
タイマー回路１４は、ＰＭＯＳトランジスタ３がオンする信号に応じて過電流保護回路２３へ起動信号を出力して、所定時間経過後に過電流保護回路２３へ停止信号を出力する。
図２は、タイマー回路１４の一例を示した回路図である。
パルス生成回路４１は、ＩＮ端子に入力される信号ＰＳに応じてワンショットパルス（信号ＯＳＰ）を出力する。即ち、ＰＭＯＳトランジスタ３をオンさせる信号ＰＳ（Ｌレベル）が出力制御回路１９から入力される場合は、所定の期間のＬ信号を出力する。
バイアス回路４２、４３、４４、４５は、ＲＳ−ＦＦ回路６１の出力するＨ信号を受けてオンし、入力端子１に印加される入力電圧Ｖｉｎを元に電流を出力する。
コンデンサ４６は、バイアス回路４２の出力に接続され、バイアス回路４２の電流によって充電される。コンデンサ４８は、バイアス回路４４の出力に接続され、バイアス回路４４の電流によって充電される。コンデンサ４８の容量は、コンデンサ４６の容量より大きい。充電電流が同じ場合、所定の電圧になるまでの充電時間は、コンデンサ４６よりコンデンサ４８のほうが長い。
ＮＭＯＳトランジスタ５０は、コンデンサ４６の電圧が閾値電圧以上になったときにオンする。インバータ５６は、ＮＭＯＳトランジスタ５０のオンオフに応じてＨまたはＬ信号をＲＳ−ＦＦ回路６０のセット端子ＳとＮＭＯＳトランジスタ５３のゲートに出力する。
ＮＭＯＳトランジスタ５１は、コンデンサ４８の電圧が閾値電圧以上になったときにオンする。インバータ５７は、ＮＭＯＳトランジスタ５１のオンオフに応じてＨまたはＬ信号をＲＳ−ＦＦ回路６０のリセット端子Ｒと、ＮＭＯＳトランジスタ５２、５４のゲートに出力する。
ＮＭＯＳトランジスタ５２、５３は、コンデンサ４６と並列に接続され、ゲートにＨ信号が入力されるとオンし、コンデンサ４６の電荷を放電する。ＮＭＯＳトランジスタ５４は、コンデンサ４８と並列に接続され、ゲートにＨ信号が入力されるとオンし、コンデンサ４８の電荷を放電する。
インバータ５５は、ＲＳ−ＦＦ回路６１の出力端子Ｑから出力される信号ＴＯＵＴを反転させた信号をスイッチ４７、４９に出力する。スイッチ４７は、コンデンサ４６と並列に接続され、インバータ５５を介してＲＳ−ＦＦ回路６１の出力するＬ信号を受けてオンし、コンデンサ４６の電荷を放電する。スイッチ４９は、コンデンサ４８と並列に接続され、インバータ５５を介してＲＳ−ＦＦ回路６１の出力するＬ信号を受けてオンし、コンデンサ４８の電荷を放電する。
ＲＳ−ＦＦ回路６０は、セット端子Ｓとリセット端子Ｒに入力される信号に基づき、Ｑ端子より信号ＣＬＫを出力する。ＲＳ−ＦＦ回路６１は、セット端子Ｓにパルス生成回路４１の信号ＯＳＰが入力され、リセット端子ＲにＲＳ−ＦＦ回路６０から出力する信号ＣＬＫが入力され、出力端子Ｑから信号ＴＯＵＴを出力する。
このように構成したタイマー回路１４は、ＰＭＯＳトランジスタ３をオンさせる信号ＰＳを受けて、所定の時間だけ過電流保護回路２３をオンさせる信号を出力する。
なお、タイマー回路１４は、この回路例に限定されず、トリガー信号が入力されると動作を開始し、タイマーが設定時間を経過すると動作を終了する回路であればよい。また、このようなタイマー回路は、動作途中でトリガー信号が入るとあらためて初期値から再カウントを始める。
次に、図３のタイミングチャートを元に、タイマー１４回路の動作を説明する。
時刻ｔ０に、出力制御回路１９の出力信号が、タイマー回路１４のＩＮ端子に入力されると、パルス生成回路４１がＬ信号パルスを出力する。このときには、コンデンサ４６、４８は放電され、充電電圧がＬとなっている。
時刻ｔ１に、パルス生成回路４１からＨ信号が出力され、ＲＳ−ＦＦ回路６１のセット端子Ｓに入力される。それによりＲＳ−ＦＦ回路６１から出力されたＨ信号が、バイアス回路４２、４３、４４、４５をオンし、電流の供給を開始させ、コンデンサ４６、４８を充電する。同時にＲＳ−ＦＦ回路６１の出力Ｈ信号はインバータ５５によって反転され、そのＬ信号によってスイッチ４７、４９がオフする。
時刻ｔ２に、バイアス回路４２から供給される電流によってコンデンサ４６の充電電圧がＮＭＯＳトランジスタ５０の閾値電圧Ｖｔｎ１に達すると、ＮＭＯＳトランジスタ５０がオンし、Ｌ信号を出力する。このＬ信号はインバータ５６でＨ信号に変換され、ＲＳ−ＦＦ回路６０のセット端子Ｓに入力される。それによりＲＳ−ＦＦ回路６０の出力端子ＱからＨ信号が出力される。その出力信号はインバータ５８で反転され、ＲＳ−ＦＦ回路６１のリセット端子Ｒに入力される。そしてＯＵＴ端子からは引き続きＨ信号が出力される。同時にインバータ５６から出力されるＨ信号は、ＮＭＯＳトランジスタ５３をオンし、コンデンサ４６を放電する。コンデンサ４６より容量値が大きいコンデンサ４８の充電電圧は、ＮＭＯＳトランジスタ５１の閾値電圧Ｖｔｎ２に達しておらず、充電が継続する。
時刻ｔ３に、コンデンサ４８の充電電圧がＮＭＯＳトランジスタ５１の閾値電圧Ｖｔｎ２に達すると、ＮＭＯＳトランジスタ５１がオンし、Ｌ信号を出力する。このＬ信号はインバータ５７でＨ信号に変換され、ＲＳ−ＦＦ回路６０のリセット端子Ｒに入力される。一方、インバータ５７が出力するＨ信号はＮＭＯＳトランジスタ５２、５４をオンし、コンデンサ４６、４８を放電させる。このとき、ＮＭＯＳトランジスタ５０はオフなので、Ｈ信号を出力し、インバータ５６を介してＲＳ−ＦＦ回路６０のセット端子ＳにＬ信号が入力される。セット端子ＳにＬ信号、リセット端子ＲにＨ信号が入力されたＲＳ−ＦＦ回路６０は、出力端子ＱからＬ信号を出力する。このＬ信号はインバータ５８を介してリセット端子ＲにＨ信号として入力され、ＲＳ−ＦＦ回路６１はＬ信号を出力する。
時刻ｔ４には、出力制御回路１９の出力信号が、タイマー回路１４のＩＮ端子に入力され、パルス生成回路４１がＬ信号パルスを出力する。ＲＳ−ＦＦ回路６１はそのＬ信号パルスの立ち上がり時にＨ信号を出力する。
以上のようにタイマー回路１４は、ＰＭＯＳトランジスタ３がオンするとＨ信号を出力し、タイムカウントを始め、カウント時間後にＬ信号を出力する周期の間欠信号を出力する。このカウント時間は、コンデンサ４８の容量値、バイアス回路４４の電流値、ＮＭＯＳトランジスタ５１の閾値電圧で設定できる。
またこの例ではカウント時間を、ＰＭＯＳトランジスタ３のスイッチング周期より短く設定している。カウント時間をスイッチング周期よりも長くすると、カウント時間到達前にＰＭＯＳトランジスタ３がオンするための信号が入力し、あらためてタイムカウントが始まるので、タイマー回路１４はＨ信号を出力し続ける。
このように、カウント時間とスイッチング周期の関係を調整する事で、状況に応じて間欠出力もしくは一定出力を選ぶ事ができる。
図４は、本発明の第一の実施形態の過電流保護回路の回路例を示した図である。過電流保護回路２３は、ＰＭＯＳトランジスタ３に流れる電流を電圧に変換する電流センスアンプ２０と、出力信号をラッチするコンパレータ２１と、バイアス回路３０、３１と、基準電圧回路２２を備える。また過電流保護回路２３はバイアス回路３０から電流センスアンプ２０への電流供給を制御するスイッチ３５と、バイアス回路３１からコンパレータ２１への電流供給を制御するスイッチ３６と、を備える。
タイマー回路１４からＨ信号がＩＮ＿Ｔ端子に入力されると、スイッチ３５、３６はオンになり、電流センスアンプ２０及びコンパレータ２１に電流が供給される。電流センスアンプ２０は、ＰＭＯＳトランジスタ３に流れる電流をＩＮ１、ＩＮ２端子で受け、ＰＭＯＳトランジスタ３に流れる電流に応じた電圧を出力する。コンパレータ２１は、電流センスアンプ２０の出力と基準電圧回路２２の出力する基準電圧を比較することでＰＭＯＳトランジスタ３に流れる電流を判定する。
電流センスアンプ２０の出力電圧が基準電圧値以上となった場合には、コンパレータ２１は過電流状態になったと判定しＨ信号をＯＵＴ端子から出力する。そして、そのスイッチング周期中はＰＭＯＳトランジスタ３をオフ状態にすることにより、ＤＣＤＣコンバータ１００の破壊を防止する。そして、スイッチ３５、３６が、ＩＮ＿Ｔ端子に入力される信号を元に、オン・オフ動作を行う。電流センスアンプ２０とコンパレータ２１は、スイッチ３５、３６がオフのときには、オンであったときの信号をラッチし、不定状態になるのを回避する。ＰＭＯＳトランジスタ３の電流が過電流かそうでないかを判断するための判定レベルは、基準電圧回路２２の基準電圧値で任意に決められる。
以上のタイマー回路１４と過電流保護回路２３を採用した本発明のＤＣＤＣコンバータは、カウント時間とスイッチング周期との関係を変える事で間欠動作を制御できる。
例えば、カウント時間を、スイッチング周期よりも長く設定した場合は、出力端子７に接続される負荷によって過電流保護回路２３の間欠動作と常時動作が切り替わる。
負荷が重い場合は、ＰＭＯＳトランジスタ３が所定のスイッチング周期で発振動作を行う連続モード動作状態をとる。そのため出力制御回路１９の信号を受けて、タイマー回路１４がタイムカウントを始めても、所定のカウント時間になる前に再び出力制御回路１９から信号を受ける。その結果、タイマー回路１４はオン信号を出力し続け、過電流保護回路２３は間欠動作とならない。
負荷が軽い場合は、出力電圧Ｖｏｕｔの変動が小さくなり、ＰＭＯＳトランジスタ３の動作が所定の周期の発振動作とならない不連続モード動作状態に移行し、周波数が減少する。そしてスイッチング周期がカウント時間を上回ると、タイマー回路１４はオン・オフ信号を出力し過電流保護回路２３は間欠動作する。したがって、過電流保護回路２３の消費電力を低減することができる。
また、タイマー回路１４のカウント時間を、スイッチング周期よりも短く設定した場合は、過電流保護回路２３は出力端子７に接続される負荷によらず間欠動作となる。そのため、さらに消費電力を低減する事ができる。
以上の説明では、タイマー回路１４のタイムカウントの開始を、ＰＭＯＳトランジスタ３がオンすると同時に始めたが、オフすると同時に始めても構わない。
過電流保護回路２３は、ＰＭＯＳトランジスタ３に流れる電流を、電流センスアンプ２０により電流値に応じた電圧に変換し、コンパレータ２１で基準電圧回路２２の出力電圧と比較して過電流状態を判定する回路としたが、過電流保護回路２３は、ＰＭＯＳトランジスタ３のドレイン−ソース間電圧をモニターし、コンパレータで基準電圧と比較して過電流状態を判定する回路であっても良い。
図５は、第二の実施形態のＤＣＤＣコンバータを示した回路図である。ＤＣＤＣコンバータ２００は、過電流保護回路５９と、タイマー回路６４と、を備える。過電流保護回路５９は、ＮＭＯＳトランジスタ４の電流を監視する。
タイマー回路６４は、ＮＭＯＳトランジスタ４がオンする信号に応じて過電流保護回路５９へ起動信号を出力して、所定時間経過後に過電流保護回路５９へ停止信号を出力する。
図６は、過電流保護回路５９の一例を示した回路図である。過電流保護回路５９は、出力信号をラッチするコンパレータ６３と、バイアス回路３２と、バイアス回路３２からコンパレータ６３への電流供給を制御するスイッチ３７と、基準電圧回路６２を備える。
タイマー回路６４からＨ信号がＩＮ＿Ｔ端子に入力されると、スイッチ３７はオンになり、コンパレータ６３に電流が供給される。コンパレータ６３は、ＮＭＯＳトランジスタ４のドレイン電圧をＩＮ１端子で受け、基準電圧回路６２が出力する基準電位と比較し、その差の信号を出力する。コンパレータ６３は、ＮＭＯＳトランジスタ４のドレイン電圧と基準電圧回路６２の出力する基準電圧を比較することでＮＭＯＳトランジスタ４に流れる電流を判定する。
ＩＮ１端子の入力電圧が基準電圧値以上となった場合には、コンパレータ６３は過電流状態になったと判定しＨ信号をＯＵＴ端子から出力する。ＩＮ１端子の入力電圧が基準電圧値以下になると、コンパレータ６３はＬ信号をＯＵＴ端子から出力する。そして、スイッチ３７が、ＩＮ＿Ｔ端子に入力される信号を元に、オン・オフ動作を行う。コンパレータ６３は、スイッチ３７がオフのときには、オンであったときの信号をラッチし、不定状態になるのを回避する。ＮＭＯＳトランジスタ４の電流が過電流かそうでないかを判断するための判定レベルは、基準電圧回路６２の基準電圧値で任意に決められる。
以上のタイマー回路６４と過電流保護回路５９を採用した本発明のＤＣＤＣコンバータは、カウント時間とスイッチング周期との関係を変える事で間欠動作を制御できる。
例えば、カウント時間を、スイッチング周期よりも長く設定した場合は、出力端子７に接続される負荷によって過電流保護回路５９の間欠動作と常時動作が切り替わる。
負荷が重い場合は、ＮＭＯＳトランジスタ４が所定のスイッチング周期で発振動作を行う連続モード動作状態をとる。そのため出力制御回路１９の信号を受けて、タイマー回路６４がタイムカウントを始めても、所定のカウント時間になる前に再び出力制御回路１９から信号を受ける。その結果、タイマー回路６４はオン信号を出力し続け、過電流保護回路５９は間欠動作状態とならない。
負荷が軽い場合は、出力電圧Ｖｏｕｔの変動が小さくなり、ＮＭＯＳトランジスタ４の動作が所定の周期の発振動作とならない不連続モード動作状態に移行し、周波数が減少する。そしてスイッチング周期がカウント時間を上回ると、タイマー回路６４はオン・オフ信号を出力し過電流保護回路５９は間欠動作する。したがって、過電流保護回路５９の消費電力を低減することができる。
過電流保護回路５９が過電流状態であると判定すると、タイマー回路６４のカウントが終了するまで、過電流保護回路５９が動作を続け、過電流からＤＣＤＣコンバータを保護する。そのため、タイマー回路６４のカウント時間は電流値が一定値以下に下がるように十分に長くする必要がある。
タイマー回路６４を用いず、過電流保護回路５９の動作をＮＭＯＳトランジスタ４がオンするタイミングに同期させても良い。その場合、過電流保護回路５９はＮＭＯＳトランジスタ４がオン状態のときのみ電流検出を行い、間欠的に動作を行う。この場合は、タイマー回路６４のカウント時間により、過電流保護回路５９の動作期間が制約されることもない。
過電流保護回路５９の動作期間は、ＮＭＯＳトランジスタ４がオンしてから一定期間ではなく、ＰＭＯＳトランジスタ３がオンしてから一定期間としても同等の効果が得られる。
１０ エラーアンプ
１１ 発振回路
１２、２２、６２ 基準電圧回路
１３、２１、６３ コンパレータ
１４、６４ タイマー回路
１５、１６ バッファー回路
１９ 出力制御回路
２０ 電流センスアンプ
２３、５９ 過電流保護回路
３０、３１、３２、４２、４３、４４、４５ バイアス回路
４１ パルス生成回路
６０、６１ ＲＳ−ＦＦ回路

Claims (3)

  1. 入力端子に入力される電源電圧からスイッチング素子によって出力端子に所望の出力電圧を出力するＤＣＤＣコンバータであって、
    前記出力電圧を監視するエラーアンプと、
    前記エラーアンプの出力信号に基づき、前記スイッチング素子のゲートに制御信号を出力する出力制御回路と、
    前記スイッチング素子に流れる電流が所定の電流以上になると前記出力制御回路に信号を出力し、前記スイッチング素子をオフさせる過電流保護回路と、を備え、
    前記過電流保護回路は、前記出力制御回路の出力信号に基づいた信号が入力され、所定の期間のみ動作する間欠動作を行うことを特徴とするＤＣＤＣコンバータ。
  2. 前記所定の期間は、少なくとも前記スイッチング素子がオンしている期間であることを特徴とする請求項１に記載のＤＣＤＣコンバータ。
  3. 前記出力制御回路の出力信号に基づき前記過電流保護回路を間欠動作させるための信号を出力するタイマー回路を備えたことを特徴とする請求項１または２に記載のＤＣＤＣコンバータ。
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