JP2017158138A - 発振装置および温度補償機能付き時計 - Google Patents
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Abstract
【解決手段】発振インバーターを備えて構成されて、振動子を発振させる発振回路と、発振回路の周波数調整を行う周波数調整回路と、発振回路を駆動する定電圧回路と、を備え、発振回路および周波数調整回路において、発振インバーターのゲートまたはドレインに接続関係がある電界効果型トランジスターのゲートおよびサブストレイトは、定電圧で駆動されることを特徴とする発振装置。
【選択図】図2
Description
制御信号は、MOSFETによるスイッチやトランスミッションゲートのゲートに印加されるため、電圧が変動することにより、電流の流れやすさが変化する。スイッチやトランスミッションゲートにおける電流の流れやすさが変化すると、発振周波数を調整するための容量を充電する時間が変化し、発振周波数が変動するという課題がある。
このため、スイッチである電界効果型トランジスターは、ゲート電圧の変動によるON抵抗が変化することを防止でき、サブストレイトの電圧の変動によって閾値電圧が変化してON抵抗が変化することも防止できる。したがって、調整用容量を接続するために電界効果型トランジスターをオンしている場合に、電源電圧が変動しても、電界効果型トランジスターのON抵抗は変動しないため、発振周波数が変動することも防止できる。
本発明においても前記発振装置と同様の効果が得られる。
さらに、スイッチとしてトランスミッションゲートを用いているので、調整用容量(コンデンサー)に電荷が充電されることによって、トランスミッションゲートに使用しているトランジスターのゲートとソース間の電位差が変化し、一方のトランジスターが弱反転領域で動作する事になっても、他方のトランジスターは強反転領域で駆動する事が出来るため、スイッチ動作を高速にできる。
また、弱反転領域においてはトランジスターの閾値電圧のバラツキにより、電流の流れやすさに大きな差が出るが、一方のトランジスターが弱反転領域で動作している時は、他方のトランジスターは強反転領域で動作するため、トランジスターの閾値電圧のバラツキによる影響も抑える事が可能となる。
また、電波を受信して高精度を保つGPS電波時計等は、電波を受信する為に、時計の文字盤に金属材料が使用できず、金属に比べて質感が低いプラスチック等の材料を使わざるを得ない。
しかし、本発明の温度補償機能付き時計は、単体で高精度を得られるため、電波を受信する必要が無いため、GPS電波時計等の様に、時計の文字盤への制約も無い。このため、金属製の文字盤を利用でき、非常に質感の優れた外観を提供する事が出来、時計の使用者の満足度を非常に大きくする事が出来る。
本発明の第1実施形態を添付図面に基づいて説明する。図1には、本発明の第1実施形態に係る温度補償機能付き時計1の構成を示すブロック図が示されている。
[温度補償機能付き時計]
温度補償機能付き時計1は、電源2と、電源2によって駆動する時計用IC3と、水晶振動子4と、ステップモーター5とを備えている。
なお、本実施形態では、VSS(低電圧側)を基準電位(グランド電位:GND)とし、VDD(高電圧側)を電源電圧としている。
発振回路30は、図2に示すように、水晶振動子4を発振させるための一般的な回路であり、発振インバーター31と、帰還抵抗32と、ゲートコンデンサー33と、ドレインコンデンサー34と備えている。
発振装置20の発振回路30は、発振源である水晶振動子4を駆動して源振となる32kHz(32768Hz)の発振信号を波形成形回路55に出力する。この際、後述する周波数調整回路40によって発振信号の周波数を調整している。
波形成形回路55は、波形成形用インバーターなどで構成され、発振回路30から出力された発振信号を成形してクロック信号として分周回路8に出力する。
モーターパルス形成回路9は、分周回路8から出力される信号を用いてステップモーター5を駆動するモーターパルスを形成して出力する。このモーターパルスは、モーターパルス形成回路9からステップモーター5に出力され、ステップモーター5が駆動される。このステップモーター5の駆動により、輪列を介して指針が運針し、時刻が表示される。したがって、モーターパルス形成回路9、ステップモーター5および図示しない輪列、指針を備えて時刻表示部7が構成される。
温度センサー11は、例えば、CR発振回路を用いて構成され、CR発振回路の温度特性によって変化する発振周波数に基づいて、時計用IC3が配置された空間(時計ケース内)の温度を測定する。
温度センサー11の出力(温度情報)は演算回路12に入力される。演算回路12は、温度センサー11で測定された温度(例えば、CR発振回路の発振周波数)に基づいて、発振装置20から出力される発振信号の周波数の補正量を算出し、その演算結果を周波数調整制御回路13に入力する。周波数調整制御回路13は、前記演算結果に基づいて周波数調整回路40を制御する制御信号を出力する。
この制御信号は、ある所定時間内で、調整用容量(コンデンサー)45をドレイン31Dに接続する時間と接続しない時間の割合を変化させるように制御する。これにより、周波数調整回路40は、発振回路30から出力される発振信号の所定時間内における平均周波数を細かく調整できる。また、調整用容量(コンデンサー)45を複数配置するスペースがなくても、1つの調整用容量(コンデンサー)45で周波数の調整が可能である。
なお、図示していないが、複数の周波数調整回路を設け、発振回路30に接続する調整用容量(コンデンサー)45の個数を変化させることで、発振回路30から出力される発振信号の周波数を細かく調整してもよい。なお、複数の周波数調整回路を用いる場合は、制御信号は周波数調整回路毎に必要になり、周波数調整制御回路13は各周波数調整回路を個別に制御可能な制御信号を出力する。
発振装置20は、周波数調整回路40により調整された周波数の発振信号を出力する。
発振装置20の発振回路30では、図2に示すように、発振インバーター31のゲート31Gは、ゲートコンデンサー(ゲート容量)33と、帰還抵抗32と、水晶振動子4とに接続されている。また、発振インバーター31のドレイン31Dは、ドレインコンデンサー(ドレイン容量)34、帰還抵抗32、水晶振動子4、周波数調整回路40に接続されている。
また、Nchの電界効果型トランジスター43のサブストレイトには、低電位の定電圧VSSが接続され、ゲートにはレベルシフター50で定電圧化された第2制御信号Aが入力される。なお、第1制御信号XAは、第2制御信号Aを反転した信号である。
そのため、トランスミッションゲート41のゲート電圧は、電源電圧が変動しても一定に維持されるため、ゲート電圧の変動によるON抵抗(オン抵抗)の変動も防止できる。同様に、サブストレイトの電圧が変動しないため、サブストレイトの電圧の変動によって閾値電圧Vthが変化してON抵抗が変化することも防止できる。そして、トランスミッションゲート41のON抵抗の変化が無くなるため、発振回路30の充放電の速度も変化せず、発振周波数を一定に維持できる。
図4に示すように、電界効果型トランジスター42、43の閾値電圧Vthの温度特性が、温度が高くなると閾値電圧Vthが低くなる傾き(傾きの符号は「−」)に設定されている場合、定電圧回路6の温度特性は、温度が高くなると定電圧VREGが低くなる傾き(傾きの符号は「−」)に設定されていればよい。
閾値電圧Vthの温度特性が逆向き(傾きが「+」)であれば、定電圧回路6の温度特性も逆向き(傾きが「+」)に設定すればよい。
Id=1/2×β(Vgs−Vth)2=1/2×β(VREG−Vth)2
このため、温度が変化した場合でも、VREG−Vthの差が一定であれば、電流Idも一定となり、周波数調整回路40の抵抗成分の変化を小さくできる。したがって、図4に示すように、温度特性の傾きの符号が一致していれば、VREG−Vthの差の変動量も小さくなり、周波数調整回路40の抵抗成分の変化を小さくできる。
電源電圧VDDの制御信号を用いた場合、特に、電源電圧が1.0Vから1.5Vに高くなる範囲では周波数偏差も大きく変化している。
これに対し、定電圧VREGの制御信号を用いた本実施形態の場合、電源電圧が1.0Vから1.9Vの範囲で変化しても周波数偏差は殆ど変化せず、発振周波数をほぼ一定に維持することができる。
このような第1実施形態によれば、次のような効果がある。
(1)発振インバーター31のゲート31G、ドレイン31Dに接続関係のある電界効果型トランジスター42,43のゲートとサブストレイトに定電圧を印加して駆動しているため、電源電圧が変動しても、発振回路30の発振周波数の変動を抑制でき、一定周波数の発振信号を出力できる。
図6は、第2実施形態の発振装置20Aの構成を示すブロック図である。
発振装置20Aは、発振回路30Aにおける帰還抵抗として、2つの電界効果型トランジスター321、322を用いたものである。これらの帰還抵抗用の電界効果型トランジスター321、322も、発振インバーター31のゲート31G、ドレイン31Dに接続されているため、ゲートおよびサブストレイトには定電圧を印加している。
すなわち、電界効果型トランジスター321のゲートには定電圧VREGを印加し、サブストレイトには定電圧VSSを印加している。また、電界効果型トランジスター322のゲートには定電圧VSSを印加し、サブストレイトには定電圧VREGを印加している。
なお、発振装置20Aは、発振回路30Aにおける帰還抵抗が電界効果型トランジスター321、322で構成された以外は、発振装置20と同一であるため、他の構成には同一符合を付し、説明を省略する。
第2実施形態の発振装置20Aは、発振回路30Aにおける帰還抵抗として電界効果型トランジスター321、322を設け、それらのゲートに定電圧VREGや定電圧VSSを印加し、サブストレイトに定電圧VSSや定電圧VREGを印加している。このため、電源電圧VDDが変動しても閾値電圧Vthは変動せず、ON抵抗も変動しないので、帰還抵抗値が変化することも防止できる。したがって、電源電圧が変動しても発振回路30Aの能力が変化することがないため、発振回路30Aの発振周波数が変化することも防止できる。
なお、本発明は、前記実施形態に限定されるものではなく、本発明の目的を達成できる他の構成も含み、以下に示すような変形例等も本発明に含まれる。
例えば、前記各実施形態では、定電圧VSSをグランドとした場合について説明したが、定電圧VDDをグランドにした場合でも同じ効果を奏することができる。例えば、第1実施形態の構成において、定電圧VDDをグランドにするには、図7に示すような回路にすればよい。なお、図示しないが、第2実施形態においても、定電圧VDDをグランドにすることができる。
また、周波数調整回路40のスイッチ用の電界効果型トランジスターとしては、前記実施形態のCMOSのトランスミッションゲート41に限らず、PchのMOSFETのみを用いたり、NchのMOSFETのみを用いたものでもよい。
例えば、図8に示すように、発振インバーター31の入力側および出力側にコンデンサー35、36を設けた場合、ゲート31Gは、コンデンサー35の入力側に設定され、ドレイン31Dはコンデンサー36の出力側に設定される。なお、図示は省略するが、発振インバーター31の入力側のコンデンサー35のみを設け、コンデンサー36は設けない回路や、発振インバーター31の出力側のコンデンサー36のみを設け、コンデンサー35は設けない回路においても、ゲート31Gやドレイン31Dは同様に設定される。
すなわち、ICは基板などに実装され、長期間の使用により、徐々に基板のインピーダンスは劣化し、電気が通しやすくなる。すると、水晶振動子4が接続されているゲート31G及びドレイン31Dが、基板を介して電源電圧の高電位側電位もしくは低電位側電位に、プルアップされたりプルダウンされる。すると、発振インバーター31の入力及び出力波形(発振波形)が、高電位側もしくは低電位側に引っ張られることになり、発振波形が歪み、発振が停止してしまう可能性がある。
これを防ぐために、DCカットコンデンサーとして発振インバーター31の入力側や出力側にコンデンサー35、36を配置する。DCカットコンデンサーを設けると、直流成分がカットされるため、発振インバーター31の入力及び出力波形(発振波形)が、歪まなくなり、発振が停止してしまうことを防止できる。したがって、長期信頼性を向上できる効果がある。
水晶振動子4は、発振回路30の能力が大きければ、3倍や5倍の周波数で発振することができる。逆を言うと、能力が大きすぎたりすると、所望の周波数では発振せず、高調波発振が発生することもあり、安定した発振が得られない。
そのため、発振回路30の能力を調整する為に、ゲート抵抗37やドレイン抵抗38を挿入する。これにより、安定的に所望の発振周波数が得られる効果がある。なお、これらの各抵抗37、38を電界効果型トランジスターで構成することもでき、これらの電界効果型トランジスターもゲート31G、ドレイン31Dに接続関係のある電界効果型トランジスターとなるため、ゲートおよびサブストレイトを定電圧で駆動すればよい。
したがって、発振インバーター31のゲート31Gに接続関係のある電界効果型トランジスターとは、発振インバーター31の入力側に直接接続されるものに限定されず、前記コンデンサー35や抵抗37等の発振インバーター31用の回路素子を介して接続される電界効果型トランジスターも含むものである。また、発振インバーター31のドレイン31Dに接続関係のある電界効果型トランジスターとは、発振インバーター31の入力側に直接接続されるものに限定されず、前記コンデンサー36や抵抗38等の発振インバーター31用の回路素子を介して接続される電界効果型トランジスターも含むものである。さらに、発振インバーター31用の回路素子、例えば抵抗37、38が電界効果型トランジスターで構成される場合には、発振インバーター31用の回路素子として用いられる電界効果型トランジスターも含むものである。
Claims (6)
- 発振インバーターを備えて構成されて、振動子を発振させる発振回路と、
前記発振回路の周波数調整を行う周波数調整回路と、
前記発振回路を駆動する定電圧回路と、を備え、
前記発振回路および前記周波数調整回路において、前記発振インバーターのゲートまたはドレインに接続関係がある電界効果型トランジスターのゲートおよびサブストレイトは、定電圧で駆動される
ことを特徴とする発振装置。 - 請求項1に記載の発振装置において、
定電圧の制御信号を出力する制御信号出力回路を備え、
前記周波数調整回路は、
前記発振インバーターのゲートまたはドレインに接続される前記電界効果型トランジスターを備えるスイッチと、
前記スイッチによって前記発振回路への接続が切り替えられる調整用容量とを備え、
スイッチ用の前記電界効果型トランジスターのゲートは、前記制御信号出力回路に接続されて定電圧の前記制御信号が入力され、
スイッチ用の前記電界効果型トランジスターのサブストレイトは、前記定電圧回路に接続される
ことを特徴とする発振装置。 - 請求項2に記載の発振装置において、
前記スイッチは、Pチャネル型のMOSFETと、Nチャネル型のMOSFETとが並列に接続されたトランスミッションゲートによって構成され、
前記調整用容量は、前記トランスミッションゲートと、グランドとの間に直列に接続され、
前記Pチャネル型のMOSFETのゲートは、前記制御信号出力回路に接続されて定電圧の第1制御信号が入力され、
前記Pチャネル型のMOSFETのサブストレイトは、前記定電圧回路から印加される定電圧VREGおよびグランド電位のうちの高電位の電圧が印加され、
前記Nチャネル型のMOSFETのゲートは、前記制御信号出力回路に接続されて前記第1制御信号を反転した定電圧の第2制御信号が入力され、
前記Nチャネル型のMOSFETのサブストレイトは、前記定電圧回路から印加される定電圧VREGおよびグランド電位のうちの低電位の電圧が印加される
ことを特徴とする発振装置。 - 請求項1から請求項3のいずれか一項に記載の発振装置において、
前記発振回路は、帰還抵抗用の前記電界効果型トランジスターを備えて構成され、
帰還抵抗用の前記電界効果型トランジスターのゲートおよびサブストレイトは、前記定電圧回路から印加される定電圧で駆動される
ことを特徴とする発振装置。 - 請求項1から請求項4のいずれか一項に記載の発振装置において、
前記周波数調整回路は、前記電界効果型トランジスターを備えて構成され、
前記電界効果型トランジスターの閾値電圧の温度特性の傾きの符号と、前記定電圧回路から出力する定電圧の温度特性の傾きの符号とは、同じ符号である
ことを特徴とする発振装置。 - 請求項1から請求項5のいずれか一項に記載の発振装置と、
温度情報を出力する温度センサーと、
前記温度情報に基づいて補正量を算出する演算回路と、
前記補正量に基づいて前記周波数調整回路を制御する周波数調整制御回路と、
前記発振装置から出力される発振信号に基づいて時刻を表示する時刻表示部と、を備える
ことを特徴とする温度補償機能付き時計。
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