JP2016162855A - Semiconductor device and power conversion device using the same - Google Patents
Semiconductor device and power conversion device using the same Download PDFInfo
- Publication number
- JP2016162855A JP2016162855A JP2015039248A JP2015039248A JP2016162855A JP 2016162855 A JP2016162855 A JP 2016162855A JP 2015039248 A JP2015039248 A JP 2015039248A JP 2015039248 A JP2015039248 A JP 2015039248A JP 2016162855 A JP2016162855 A JP 2016162855A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- semiconductor layer
- gate electrode
- potential
- voltage
- electrode
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Images
Landscapes
- Inverter Devices (AREA)
Abstract
Description
本発明は、半導体装置およびそれを用いた電力変換装置に関する。 The present invention relates to a semiconductor device and a power conversion device using the same.
近年、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)に代表される電力変換用スイッチング素子は、家庭用のエアコンや電子レンジなどの小電力機器から、鉄道や製鉄所などで用いられる大電力機器に至るまで幅広く応用されるようになった。そして、再生可能なエネルギの利用や省エネルギを促進するには、直流から交流へ、または、交流から直流への電力変換が不可欠であることから、電力変換用スイッチング素子は、これからの低炭素社会を実現するためのキーコンポーネントになっている。
ところで、IGBTをコンバータやインバータなどの電力変換装置に応用した場合、導通時にはオン抵抗に伴う導通損失が発生し、スイッチング時にはスイッチング動作に伴うスイッチング損失が発生する。そこで、インバータの高効率化、小型化を図るには、導通損失およびスイッチング損失を低減する必要がある。
In recent years, switching elements for power conversion, represented by IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor), have a wide range of applications, from small power devices such as home air conditioners and microwave ovens to high power devices used in railways and steelworks. It came to be. In order to promote the use of renewable energy and energy saving, power conversion from direct current to alternating current or from alternating current to direct current is indispensable. It is a key component for realizing.
By the way, when the IGBT is applied to a power conversion device such as a converter or an inverter, a conduction loss associated with the on-resistance occurs during conduction, and a switching loss associated with the switching operation occurs during switching. Therefore, in order to increase the efficiency and size of the inverter, it is necessary to reduce conduction loss and switching loss.
特許文献1には、トレンチゲートを2つのゲートの組に分割し、それぞれを異なる制御信号で駆動することにより、スイッチング損失を低減することが可能となるIGBTが記載されている。特許文献1に記載の半導体装置は、導通時に、片方の組のゲートに他の組より先行してオフ信号を供給することにより、素子全体のターンオフに先駆けて、蓄積キャリアの一部を排出する。素子全体をターンオフする時点では、残りの組のゲートのみをオフすればよく、蓄積キャリアが少ないためスイッチング損失を低減できる。 Patent Document 1 describes an IGBT that can reduce a switching loss by dividing a trench gate into a pair of two gates and driving each gate with different control signals. The semiconductor device described in Patent Document 1 discharges a part of the accumulated carriers prior to turn-off of the entire element by supplying an off signal to one set of gates prior to the other set when conducting. . At the time of turning off the entire device, it is only necessary to turn off the remaining set of gates. Since there are few stored carriers, switching loss can be reduced.
しかしながら、本願の発明者らの検討によれば、特許文献1に開示された構造のIGBTではスイッチング損失の低減効果が十分でなく、さらにスイッチング損失を低減できる構造の半導体装置が望まれる。 However, according to studies by the inventors of the present application, the IGBT having the structure disclosed in Patent Document 1 is not sufficient in reducing the switching loss, and a semiconductor device having a structure that can further reduce the switching loss is desired.
本発明は、このような事情に鑑みてなされたものであり、スイッチング損失の低減効果に優れる半導体装置およびそれを用いた電力変換装置を提供することを目的とする。 This invention is made | formed in view of such a situation, and it aims at providing the semiconductor device which is excellent in the reduction effect of switching loss, and a power converter device using the same.
上記課題を解決するために、本発明の半導体装置は、チャネル層の表面から当該チャネル層を貫通してドリフト層まで達する複数のトレンチと、前記トレンチの内側に形成された導電体の周囲に形成された絶縁膜を含んで構成される第1および第2のゲート電極と、前記ドリフト層において、前記第1および第2のゲート電極に隣接し、かつ前記トレンチの下部に選択的に形成されたフローティング領域と、を備え、前記第1および第2のゲート電極にエミッタ電極の電位を基準とした電位差が0Vとなる電圧が印加されているときは、前記チャネル層と前記フローティング領域との間にドリフト層が第1導電型の状態で介在し、前記第1ゲート電極にエミッタ電極の電位を基準とした電位差を正の値とするような電圧が印加され、かつ、前記第2ゲート電極に前記エミッタ電極の電位を基準とした電位差を負の値とするような電圧が印加されているときは、前記チャネル層と、前記第2ゲート電極に隣接する前記フローティング領域との間が、第2導電型に反転した前記ドリフト層を介して互いに接続されることを特徴とする。 In order to solve the above problems, a semiconductor device of the present invention is formed around a plurality of trenches that reach the drift layer from the surface of the channel layer to the drift layer, and a conductor formed inside the trench. First and second gate electrodes each including an insulating film formed, and selectively formed in the drift layer adjacent to the first and second gate electrodes and below the trench A floating region, and when a voltage at which a potential difference of 0 V with respect to the potential of the emitter electrode is applied to the first and second gate electrodes is applied between the channel layer and the floating region. The drift layer is interposed in a state of the first conductivity type, and a voltage is applied to the first gate electrode so that a potential difference with reference to the potential of the emitter electrode is a positive value. When a voltage is applied to the second gate electrode such that the potential difference with respect to the potential of the emitter electrode is a negative value, the channel layer and the floating region adjacent to the second gate electrode The gaps are connected to each other through the drift layer inverted to the second conductivity type.
本発明によれば、スイッチング損失の低減効果に優れる半導体装置およびそれを用いた電力変換装置を提供することができる。 ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the semiconductor device excellent in the reduction effect of switching loss and a power converter device using the same can be provided.
以下、本発明の実施形態について図面を参照して詳細に説明する。
(第1の実施形態)
図1は、本発明の第1の実施形態に係る半導体装置の断面構造を模式的に示す図である。
本実施形態の半導体装置は、電力変換用スイッチング素子に適用した場合の例である。なお、n型Si基板を用いたダイオードをもとに説明するが、これに限定されるものではない。p型Si基板を用いた場合においても同様に、取り扱うことができる。また、縦方向に電流を流すIGBTの電極構造においても、同様に取り扱うことができる。
図1に示すように、半導体装置100は、第1導電型(ここではn型)のn型ドリフト層101(第1半導体層)と、n型ドリフト層101の第1表面101aに形成された第2導電型(ここではp型)のp型コレクタ層102(第2半導体層)と、n型ドリフト層101の第2表面101bに形成された第2導電型のp型チャネル層103(第3半導体層)と、p型チャネル層103の表面からp型チャネル層103を貫通してn型ドリフト層101まで達する複数のトレンチ104と、を備える。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
(First embodiment)
FIG. 1 is a diagram schematically showing a cross-sectional structure of a semiconductor device according to the first embodiment of the present invention.
The semiconductor device of this embodiment is an example when applied to a switching element for power conversion. In addition, although it demonstrates based on the diode using an n-type Si substrate, it is not limited to this. Similarly, when a p-type Si substrate is used, it can be handled. The same can be applied to the IGBT electrode structure in which current flows in the vertical direction.
As shown in FIG. 1, the
また、半導体装置100は、トレンチ104の内側に形成された導電体105および導電体105の周囲に形成された絶縁膜106を含んで構成される少なくとも2つのゲート電極107,108と、p型チャネル層103の表面において、ゲート電極107,108と隣接して(ここでは接して)形成された第1導電型のn型ソース領域111(第4半導体層)と、n型ドリフト層101において、ゲート電極107,108に隣接し、かつp型チャネル層103と接することなく選択的に形成された第2導電型のp型フローティング領域112(第5半導体層)と、を備える。
In addition, the
また、半導体装置100は、p型チャネル層103の表面に形成されたエミッタ電極114と、p型のコレクタ層102の表面に形成されたコレクタ電極113とを備え、少なくとも2つのゲート電極107,108は、印加される電圧が互いに独立に制御される第1ゲート電極109および第2ゲート電極110を含んで構成される。
In addition, the
半導体装置100は、第1ゲート電極109および第2ゲート電極110にエミッタ電極114の電位を基準とした電位差を0Vとするような電圧が印加されているときは、p型チャネル層103とp型フローティング領域112との間にn型ドリフト層101が第1導電型の状態で介在する。さらに、半導体装置100は、第1ゲート電極109にエミッタ電極114の電位を基準とした電位差を正の値とするような電圧が印加され、かつ、第2ゲート電極110にエミッタ電極114の電位を基準とした電位差を負の値とするような電圧が印加されているときは、p型チャネル層103と、第2ゲート電極110に隣接するp型フローティング領域112との間(つまりp型チャネル層103とp型フローティング領域112との間)が、第2導電型に反転したn型ドリフト層101を介して互いに接続される。
In the
図1に示すように、半導体装置100は、n型半導体で形成されたn型ドリフト層101の片面(第1表面101a)にp型のコレクタ層102が形成され、他方の面(第2表面101b)にはp型チャネル層103が形成されている。p型チャネル層103の表面から、p型チャネル層103を貫通してn型ドリフト層101まで達するトレンチ104が複数形成されている。
トレンチ104には、トレンチ104の内側に形成された導電体105および導電体105の周囲に形成された絶縁膜106を含んで構成される第1の絶縁ゲートの組107と第2の絶縁ゲートの組108が形成されている。第1の絶縁ゲートの組107と第2の絶縁ゲートの組108に含まれる導電体105は、図1には示されない領域においてそれぞれ集合され、第1のゲート電極109と第2のゲート電極110にそれぞれ接続されている。
As shown in FIG. 1, in a
The
図2は、第1の絶縁ゲートの組107、第2の絶縁ゲートの組108、第1のゲート電極109と第2のゲート電極110を抜粋して互いの接続関係を示す図である。
図2に示すように、第1の絶縁ゲートの組107と第2の絶縁ゲートの組108が、第1のゲート電極109と第2のゲート電極110にそれぞれ接続される。
第1の絶縁ゲートの組107と第2の絶縁ゲートの組108に含まれる導電体105をそれぞれ集合し、第1のゲート電極109と第2のゲート電極110にそれぞれ接続する構造は様々に考え得る。例えば、図3に示す構造を例示する。
FIG. 2 is a diagram illustrating a connection relationship between the first insulated
As shown in FIG. 2, a first insulated gate set 107 and a second insulated gate set 108 are connected to a
Various structures can be considered in which the
図3は、第1の絶縁ゲートの組107と第2の絶縁ゲートの組108に含まれる導電体105をそれぞれ集合し、第1のゲート電極109と第2のゲート電極110に構造の一例を示す斜視図である。図3では構造の一部を省略もしくは透過して示している。
図2および図3に示すように、トレンチ104内部を充填する導電体105は、絶縁膜106上に導電体で形成された複数のコンタクト領域115と116に接続されている。複数のコンタクト領域115は、導電体で形成されたコンタクト117を介して第1のゲート電極109に集合され、互いに接続される。同様に、複数のコンタクト領域116は、導電体で形成されたコンタクト118を介して第2のゲート電極110に集合され、互いに接続される。
FIG. 3 shows an example of the structure of the
As shown in FIGS. 2 and 3, the
図1に戻って、p型チャネル層103の表面の一部で、絶縁膜106に隣接してn型ソース領域111が島状に形成(つまり「選択的に形成」)されている。n型ドリフト層101の一部で、絶縁膜106に隣接し、かつp型チャネル層103とは接しないp型フローティング領域112が島状に形成されている。p型コレクタ層102の表面にはコレクタ電極113が、n型チャネル層103の表面にはエミッタ電極114がそれぞれ導電体で形成されている。
Returning to FIG. 1, an n-
[半導体装置100の製造方法]
次に、本発明の第1の実施形態の半導体装置100の製造方法について説明する。
本実施形態に係る電力変換用スイッチング素子(半導体装置100)を製造する工程は様々に考え得る。例えば、図4ないし図8で示される工程を例示する。
図4ないし図8は、半導体装置100の製造工程を示す断面図である。
図4(a)に示すように、n型ドリフト層101を形成するn型シリコンの表面に絶縁体であるシリコン酸化膜119を堆積させる。
図4(b)に示すように、エッチングにより酸化膜119に複数の開口部120を形成する。
図4(c)に示すように、エッチングにより複数のトレンチ104を形成する。
[Method of Manufacturing Semiconductor Device 100]
Next, a method for manufacturing the
Various processes can be considered for manufacturing the power conversion switching element (semiconductor device 100) according to the present embodiment. For example, the steps shown in FIGS. 4 to 8 are illustrated.
4 to 8 are cross-sectional views showing the manufacturing process of the
As shown in FIG. 4A, a
As shown in FIG. 4B, a plurality of
As shown in FIG. 4C, a plurality of
図5(a)に示すように、熱酸化により酸化膜121を成膜する。ここで、酸化膜121は酸化膜119と比較して薄い。
図5(b)に示すように、イオン注入によってp型フローティング領域112を形成する。
図5(c)に示すように、酸化膜121が酸化膜119と比較して薄いことから、ホトレジスト加工を用いることなくトレンチ下部に島状のフローティング領域112を形成することができる。エッチングにより酸化膜119,121を除去する。
As shown in FIG. 5A, an
As shown in FIG. 5B, the p-
As shown in FIG. 5C, since the
図6(a)に示すように、熱酸化により酸化膜106を成膜する。
図6(b)に示すように、導電体である多結晶シリコン105を堆積させる。
図6(c)に示すように、イオン注入によってp型チャネル層103を形成する。
図7(a)に示すように、イオン注入によってn型ソース領域111を形成する。
図7(b)に示すように、酸化膜122を堆積させる。
図7(c)に示すように、エッチングにより酸化膜122の一部を除去してエミッタコンタクト123を形成する。
As shown in FIG. 6A, an
As shown in FIG. 6B,
As shown in FIG. 6C, a p-
As shown in FIG. 7A, an n-
As shown in FIG. 7B, an
As shown in FIG. 7C, a part of the
図8(a)に示すように、導電体であるアルミニウムを堆積させエミッタ電極114を形成する。
図8(b)に示すように、イオン注入によってp型コレクタ層102を形成する。
以上の図4〜図8の工程後、アルミニウムを堆積させコレクタ電極113を形成させることで、図1に示した電力変換用スイッチング素子(半導体装置100)を得る。
As shown in FIG. 8A, the
As shown in FIG. 8B, a p-
After the steps shown in FIGS. 4 to 8, aluminum is deposited to form the
次に、電力変換用スイッチング素子(半導体装置100)の動作について説明する。
[半導体装置100の動作説明]
電力変換用スイッチング素子(半導体装置100)は、第1のゲート電極109と第2のゲート電極110に印加する電圧を独立に制御することで、2つの異なる導通状態を取ることを特徴としている。
第1のゲート電極109と第2のゲート電極110にエミッタ電極114の電位を基準として正の電圧が印加されているときの導通状態を「第1の導通状態」とし、第1のゲート電極109にエミッタ電極114の電位を基準として正の電圧が印加され、第2のゲート電極110にエミッタ電極114の電位を基準として負の電圧が印加されているときの導通状態を「第2の導通状態」とする。
Next, the operation of the power conversion switching element (semiconductor device 100) will be described.
[Description of Operation of Semiconductor Device 100]
The power conversion switching element (semiconductor device 100) is characterized in that two different conductive states are obtained by independently controlling voltages applied to the
A conduction state when a positive voltage is applied to the
<第1の導通状態>
図9は、第1の導通状態における電力変換用スイッチング素子(半導体装置100)の断面模式図である。図9は、エミッタ電極114の電位を基準として正の電圧がコレクタ電極113に電圧源124によって印加されている。また、エミッタ電極114の電位を基準として正の電圧が第1のゲート電極109に電圧源125によって印加されている。さらに、エミッタ電極114の電位を基準として正の電圧が第2のゲート電極110に電圧源126によって印加されている。
<First conduction state>
FIG. 9 is a schematic cross-sectional view of the power conversion switching element (semiconductor device 100) in the first conduction state. In FIG. 9, a positive voltage is applied to the
このとき、エミッタ電極114の電位を基準として正の電圧が第1のゲート電極109に印加されていることから、第1の絶縁ゲート107の周辺で、絶縁膜106を介して導電体105と対向する部分に電子(○印で囲んだ「−」参照)が凝集し、電子チャネル127を形成する。また、エミッタ電極114の電位を基準として正の電圧が第2のゲート電極110にも印加されていることから、第2の絶縁ゲート108の周辺で、絶縁膜106を介して導電体105と対向する部分に電子(○印で囲んだ「−」参照)が凝集し、電子チャネル127を同様に形成する。
At this time, since a positive voltage is applied to the
ここで、エミッタ電極114の電位を基準として正の電圧がコレクタ電極113に印加されていることから、エミッタ電極114−n型ソース領域111−電子チャネル127−n型ドリフト層101、の経路を通じて電子(○印で囲んだ「−」参照)がn型ドリフト層101に注入される。電子の注入に応じて、コレクタ電極113−p型コレクタ層102−n型ドリフト層101、の経路を通じてホール(○印で囲んだ「+」参照)がn型ドリフト層101に注入される。n型ドリフト層101に注入されたホールの一部は、n型ドリフト層101−p型チャネル層103−エミッタ電極114、の経路を通じて排出される。
n型ドリフト層101には、注入と排出がバランスする濃度で電子とホールが蓄積する。蓄積した電子とホールによりn型ドリフト層101は伝導度変調を起こし、その抵抗が下がるため、コレクタ電極113からエミッタ電極114へ電流が流れる。
Here, since a positive voltage is applied to the
In the n-
<第2の導通状態>
図10は、第2の導通状態における電力変換用スイッチング素子(半導体装置100)の断面模式図である。図10は、エミッタ電極114の電位を基準として正の電圧がコレクタ電極113に電圧源124によって印加されている。また、エミッタ電極114の電位を基準として正の電圧が第1のゲート電極109に電圧源125によって印加されている。さらに、エミッタ電極114を基準として負の電圧が第2のゲート電極110に電圧源128によって印加されている。
<Second conduction state>
FIG. 10 is a schematic cross-sectional view of the power conversion switching element (semiconductor device 100) in the second conduction state. In FIG. 10, a positive voltage is applied to the
このとき、エミッタ電極114の電位を基準として正の電圧が第1のゲート電極109に印加されていることから、第1の絶縁ゲート107の周辺で、絶縁膜106を介して導電体105と対向する部分に電子(○印で囲んだ「−」参照)が凝集し、電子チャネル127を形成する。一方、エミッタ電極114の電位を基準として負の電圧が第2のゲート電極110に印加されていることから、第2の絶縁ゲート108の周辺で、絶縁膜106を介して導電体105と対向する部分にホール(○印で囲んだ「+」参照)が凝集し、ホールチャネル129を形成する。
At this time, since a positive voltage is applied to the
ここで、エミッタ電極114の電位を基準として正の電圧がコレクタ電極113に印加されていることから、エミッタ電極114−n型ソース領域111−電子チャネル127−n型ドリフト層101、の経路を通じて電子がn型ドリフト層101に注入される。ただし、第1の導通状態と比較して第2の導通状態では、電子チャネル127の数が少ない(図10の場合1/2)ため、電子(○印で囲んだ「−」参照)の注入量も第1の導通状態と比較して第2の導通状態では少なくなる。
電子の注入に応じて、コレクタ電極113−p型コレクタ層102−n型ドリフト層101、の経路を通じてホールがn型ドリフト層101に注入される。ただし、第1の導通状態と比較して第2の導通状態では電子の注入量が少ないため、ホール(○印で囲んだ「+」参照)の注入量も第1の導通状態と比較して第2の導通状態では少なくなる。
Here, since a positive voltage is applied to the
In response to the injection of electrons, holes are injected into the n-
n型ドリフト層101に注入されたホールの一部は、n型ドリフト層101−p型チャネル層103−エミッタ電極114、の経路を通じて排出される。これに加え、n型ドリフト層101に注入されたホールの一部は、n型ドリフト層101−p型フローティング領域112−ホールチャネル129−p型チャネル層103−エミッタ電極114、の経路を通じて排出される。したがって、ホールの排出量は第1の導通状態と比較して第2の導通状態では多くなる。
A part of the holes injected into the n-
n型ドリフト層101には、注入と排出がバランスする濃度で電子とホールが蓄積するが、第2の導通状態では第1の導通状態と比較して、電子とホールの注入量は少なく、ホールの排出量は多い。したがって、第2の導通状態においてn型ドリフト層101に蓄積する電子とホールの量は第1の導通状態と比較して少ない。このため、蓄積した電子とホールによりn型ドリフト層101は伝導度変調を起こし、その抵抗が下がるため、コレクタ電極113からエミッタ電極114へ電流が流れるものの、第2の導通状態においてはその伝導導度変調と抵抗低下の程度が第1の導通状態と比較して少ない。
In the n-
図11は、電力変換用スイッチング素子(半導体装置100)が第1の導通状態または第2の導通状態であるときのn型ドリフト層101内部の電荷密度の分布を比較して示す図である。図11は、横軸が電荷密度を、縦軸がエミッタ電極114からコレクタ電極113に向かう方向を正とした深さをそれぞれ示している。
図11に示すように、第1の導通状態における電荷密度の分布130と比較して、第2の導通状態における電荷密度の分布131は小さくなっている。すなわち、どの深さにおいても電荷密度の分布131の方が電荷密度が小さな値となっている。
FIG. 11 is a diagram showing a comparison of charge density distributions in the n-
As shown in FIG. 11, the
図12は、電力変換用スイッチング素子(半導体装置100)が第1の導通状態または第2の導通状態であるときの電圧−電流特性を比較して示す図である。図12は、横軸がエミッタ電極114の電位を基準としたコレクタ電極113の電圧を、縦軸がコレクタ電極113からエミッタ電極114へ流れる向きを正としたコレクタ電流をそれぞれ示している。
図12に示すように、第1の導通状態における電圧−電流特性132と比較して第2の導通状態における電圧−電流特性133は、同じ電圧における電流を比較した場合、流れる電流が少ない。これは、第1の導通状態と比較して第2の導通状態はn型ドリフト層に蓄積キャリアが少なく、伝導度変調の程度が小さいために、抵抗値が大きくなるからである。
FIG. 12 is a diagram comparing voltage-current characteristics when the power conversion switching element (semiconductor device 100) is in the first conduction state or the second conduction state. In FIG. 12, the horizontal axis indicates the voltage of the
As shown in FIG. 12, the voltage-current characteristic 133 in the second conduction state has less current flowing when the current at the same voltage is compared with the voltage-current characteristic 132 in the first conduction state. This is because the resistance value increases in the second conduction state because the number of stored carriers is small in the n-type drift layer and the degree of conductivity modulation is small in the second conduction state as compared with the first conduction state.
図13は、電力変換用スイッチング素子の回路図記号の例を示す図である。図13に示すように、コレクタ電極113に接続されたコレクタ端子134、エミッタ電極114に接続されたエミッタ端子135、第1のゲート電極109に接続された第1のゲート端子136と第2のゲート電極110に接続された第2のゲート端子137を備えた4端子素子として記述される。
FIG. 13 is a diagram illustrating an example of a circuit diagram symbol of the power conversion switching element. As shown in FIG. 13, a
次に、図14に示す回路を用いて、電力変換用スイッチング素子(半導体装置100)によりターンオフ損失が低減する理由を説明する。
[半導体装置100のターンオフ損失低減]
図14は、電力変換用スイッチング素子の回路図である。図15は、図14に示す回路の駆動電圧および動作波形図である。
図14に示すように、直流電圧源138の正極にダイオード139のカソード端子が接続され、ダイオード139のアノード端子に電力変換用スイッチング素子(半導体装置100)のコレクタ端子が接続され、電力変換用スイッチング素子(半導体装置100)のエミッタ端子に直流電圧源138の負極が接続されている。ダイオード139と並列にインダクタ141が接続されている。電力変換用スイッチング素子(半導体装置100)の第1のゲート端子とエミッタ端子の間に第1の駆動電圧源142が接続され、第2のゲート端子とエミッタ端子の間に第2の駆動電圧源143が接続されている。
Next, the reason why the turn-off loss is reduced by the power conversion switching element (semiconductor device 100) will be described using the circuit shown in FIG.
[Reduction of turn-off loss of semiconductor device 100]
FIG. 14 is a circuit diagram of a switching element for power conversion. FIG. 15 is a drive voltage and operation waveform diagram of the circuit shown in FIG.
As shown in FIG. 14, the cathode terminal of the
図14に示す回路の初期状態として、第1の駆動電圧源142と第2の駆動電圧源143の電圧(それぞれVg1、Vg2)は、本発明の第1の実施形態に係る電力変換用スイッチング素子140のエミッタ端子の電位を基準として+15Vであるとする。
電力変換用スイッチング素子(半導体装置100)の第1のゲート端子と第2のゲート端子には、エミッタ端子の電位を基準として正の電圧が印加されており、電力変換用スイッチング素子(半導体装置100)は第1の導通状態である。直流電圧源138の電圧はVccであり、インダクタ141にはI0の電流が流れているとする。ダイオード139に電流は流れておらず、このためインダクタ141に流れる電流I0は全て電力変換用スイッチング素子(半導体装置100)に流れている。すなわち、電力変換用スイッチング素子(半導体装置100)の電流値IsはI0に等しいとする。
As the initial state of the circuit shown in FIG. 14, the voltages (Vg1 and Vg2 respectively) of the first
A positive voltage is applied to the first gate terminal and the second gate terminal of the power conversion switching element (semiconductor device 100) with reference to the potential of the emitter terminal, and the power conversion switching element (
上記初期状態を時刻t=t0における状態とし、第1の駆動電圧源142と第2の駆動電圧源143に図15(a)(b)に示す駆動電圧を与える。上述したように、t=t0において電力変換用スイッチング素子(半導体装置100)は第1の導通状態であるから、低い導通損失で動作している。第1の導通状態では低い導通損失動作となることについては既に述べた。t=t1において第2の駆動電圧源143の電圧が+15Vから−15Vに切り替わる。
The initial state is the state at time t = t0, and the drive voltages shown in FIGS. 15A and 15B are applied to the first
これにより、図15(c)に示すように、電力変換用スイッチング素子(半導体装置100)は、第1の導通状態から第2の導通状態に切り替わる。すなわち、内部に蓄積する電荷が減少する。その後、t=t2において第2の駆動電圧源143の電圧が+15Vから−15Vに切り替わる。これにより、電子チャネルは全て消失し、電子注入がなくなるため、ホール注入も停止し、ターンオフを開始する。ターンオフ中に、蓄積電荷が放出されることによりテール電流144を生じ、このテール電流144とコレクタ電圧の積で決まる損失(ターンオフ損失)が発生する。
ここで、電力変換用スイッチング素子(半導体装置100)においては、ターンオフの直前に第1の導通状態から第2の導通状態へ切り替えることで内部の電荷が減少している。このため、蓄積電荷が原因で生じるテール電流が小さくなり、従ってターンオフ損失も小さくなる。
Thereby, as shown in FIG.15 (c), the switching element (semiconductor device 100) for power conversion switches from a 1st conduction | electrical_connection state to a 2nd conduction | electrical_connection state. That is, the charge accumulated inside decreases. Thereafter, at t = t2, the voltage of the second
Here, in the power conversion switching element (semiconductor device 100), the internal charge is reduced by switching from the first conduction state to the second conduction state immediately before the turn-off. For this reason, the tail current generated due to the accumulated charge is reduced, and therefore the turn-off loss is also reduced.
以上説明したように、本実施形態の半導体装置100は、p型チャネル層103の表面からp型チャネル層103を貫通してn型ドリフト層101まで達する複数のトレンチ104と、トレンチ104の内側に形成された導電体105の周囲に形成された絶縁膜106を含んで構成される第1および第2のゲート電極107,108と、n型ドリフト層101において、第1および第2のゲート電極107,108に隣接し、かつトレンチ104の下部に選択的に形成されたp型フローティング領域112と、を備える。そして、第1および第2のゲート電極107,108にエミッタ電極114の電位を基準とした電位差を0Vとするような電圧が印加されているときは、p型チャネル層103とp型フローティング領域112との間にn型ドリフト層101が第1導電型の状態で介在し、第1ゲート電極107にエミッタ電極114の電位を基準とした電位差を正の値とするような電圧が印加され、かつ、第2ゲート電極108にエミッタ電極114の電位を基準とした電位差を負の値とするような電圧が印加されているときは、p型チャネル層103と、第2ゲート電極110に隣接するp型フローティング領域112との間が、第2導電型に反転したn型ドリフト層101を介して互いに接続される。
As described above, the
上述したように、ターンオフの直前に第1の導通状態から第2の導通状態へ切り替えることで内部の電荷が減少するので、蓄積電荷が原因で生じるテール電流が小さくなり、ターンオフ時のスイッチング損失を低減させることができる。例えば、本実施形態の半導体装置100をIGBTに用いることで、このIGBTのスイッチング損失の低減効果を向上させることができる。
As described above, since the internal charge is reduced by switching from the first conduction state to the second conduction state immediately before the turn-off, the tail current generated due to the accumulated charge is reduced, and the switching loss at the turn-off is reduced. Can be reduced. For example, by using the
(第2の実施形態)
図16は、本発明の第2の実施形態に係る半導体装置の断面構造を模式的に示す図である。図1と同一構成部分には同一符号を付して重複箇所の説明を省略する。
図16に示すように、半導体装置200は、第1導電型(ここではp型)のp型ドリフト層201(第1半導体層)と、p型ドリフト層201の第1表面201aに形成された第2導電型(ここではn型)のn型コレクタ層202(第2半導体層)と、p型ドリフト層201の第2表面201bに形成された第2導電型のn型チャネル層203(第3半導体層)と、n型チャネル層203の表面からn型チャネル層203を貫通してp型ドリフト層201まで達する複数のトレンチ104と、を備える。
(Second Embodiment)
FIG. 16 is a diagram schematically showing a cross-sectional structure of a semiconductor device according to the second embodiment of the present invention. The same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and description of overlapping portions is omitted.
As shown in FIG. 16, the
また、半導体装置200は、トレンチ104の内側に形成された導電体105および導電体105の周囲に形成された絶縁膜106を含んで構成される少なくとも2つのゲート電極107,108と、n型チャネル層203の表面において、ゲート電極107,108と隣接して形成された第1導電型のp型ソース領域211(第4半導体層)と、p型ドリフト層201において、ゲート電極107,108に隣接し、かつn型チャネル層203と接することなく選択的に形成された第2導電型のn型フローティング領域212(第5半導体層)と、n型チャネル層203の表面に形成されたエミッタ電極114と、n型のコレクタ層202の表面に形成されたコレクタ電極113と、を備える。
In addition, the
また、半導体装置200は、少なくとも2つのゲート電極107,108は、印加される電圧が互いに独立に制御される第1ゲート電極109および第2ゲート電極110を含んで構成され、第1ゲート電極109および第2ゲート電極110にエミッタ電極114の電位を基準とした電位差が0Vとなる電圧が印加されているときは、n型チャネル層203とn型フローティング領域212との間にn型ドリフト層101が第1導電型の状態で介在する。さらに、半導体装置200は、第1ゲート電極109にエミッタ電極114の電位を基準とした電位差を負の値とするような電圧が印加され、かつ、第2ゲート電極110にエミッタ電極114の電位を基準とした電位差を正の値とするような電圧が印加されているときは、n型チャネル層203と、第2ゲート電極110に隣接するn型フローティング領域212との間が、第2導電型に反転したp型ドリフト層201を介して互いに接続される。
In addition, the
本実施形態に係る半導体装置200は、図1の半導体装置100の全てのn型とp型を反転させた構成を採ることができる。この場合、各電極に印加する電圧も全てその正負を逆転させる。
このように、半導体装置100の全てのn型とp型を反転させた半導体装置200にあっても、ターンオフの直前に第1の導通状態から第2の導通状態へ切り替えることで内部の電荷が減少するので、ターンオフ時のスイッチング損失を低減させることができる。
The
As described above, even in the
(第3の実施形態)
本発明の半導体装置を電力変換装置に適用した第3の実施形態について説明する。
図17は、第1の実施形態に係る電力変換用スイッチング素子(半導体装置100)を採用した電力変換装置500を示す回路図である。図17は、本実施形態の電力変換装置500の回路構成の一例と直流電源Vccと三相交流モータ330(交流負荷)との接続の関係を示す。
本実施形態の電力変換装置500では、第1の実施形態の半導体装置100を電力スイッチング素子501〜506として用いている。電力スイッチング素子501〜506は、例えばIGBTである。
(Third embodiment)
A third embodiment in which the semiconductor device of the present invention is applied to a power conversion device will be described.
FIG. 17 is a circuit diagram showing a
In the
図17に示すように、第2の実施形態の電力変換装置500は、一対の直流端子であるP端子531、N端子532と、交流出力の相数と同数の交流端子であるU端子533、V端子534、W端子535とを備えている。
また、一対の電力スイッチング素子501および502の直列接続からなり、その直列接続点に接続されるU端子533を出力とするスイッチングレッグを備える。また、それと同じ構成の電力スイッチング素子503および504の直列接続からなり、その直列接続点に接続されるV端子534を出力とするスイッチングレッグを備える。また、それと同じ構成の電力スイッチング素子505および506の直列接続からなり、その直列接続点に接続されるW端子535を出力とするスイッチングレッグを備える。
As shown in FIG. 17, the
In addition, a switching leg is provided that includes a series connection of a pair of
電力スイッチング素子501〜506からなる3相分のスイッチングレッグは、P端子531、N端子532の直流端子間に接続されて、図示しない直流電源Vccから直流電力が供給される。電力変換装置500の3相の交流端子であるU端子533、V端子534、W端子535は三相交流モータ530に三相交流電源として接続されている。
電力スイッチング素子501〜506には、それぞれ逆並列にダイオード521〜526が接続されている。IGBTからなる電力スイッチング素子501〜506のそれぞれのゲートの入力端子には、駆動回路511〜516によって制御される。なお、駆動回路511〜516は統括制御回路(不図示)によって統括的に制御されている。
駆動回路511〜516によって、それぞれ電力スイッチング素子501〜506を統括的に適切に制御して、直流電源531の直流電力は、三相交流電力に変換され、U端子533、V端子534、W端子535から出力される。
The switching legs for three phases including the
Diodes 521 to 526 are connected in antiparallel to
The
電力変換装置500の動作において、電力スイッチング素子501〜506を図15で述べた方法で駆動することにより、各スイッチング素子のターンオフ損失を低減することが可能となる。これにより、高効率な電力変換装置を実現することができる。
なお、第2の実施形態に係る電力変換用スイッチング素子(半導体装置200)を用いてもよく同様の効果を得ることができる。
また、本実施形態では、本発明の半導体装置の電力変換装置への適用例として、インバータ装置の場合について説明したが、これに限定されるものではなく、直流−直流コンバータや、交流−直流コンバータなど、他の電力変換装置に適用することもできる。
In the operation of the
Note that the power conversion switching element (semiconductor device 200) according to the second embodiment may be used, and similar effects can be obtained.
Further, in the present embodiment, the case of the inverter device has been described as an application example of the semiconductor device of the present invention to the power conversion device. However, the present invention is not limited to this, and a DC-DC converter or an AC-DC converter is not limited thereto. It can also be applied to other power conversion devices.
(その他の実施形態)
以上、各実施形態について図面を参照して詳述したが、本発明はこれら実施形態に限定されるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲の工程、製造、設計変更等があってもよく、以下にその例を挙げる。
例えば、第1の実施形態では、第1導電型をn型とし、第2導電型をp型としたが、第2の実施形態のように第1導電型をp型とし、第2導電型をn型としても同様に成り立つ。
(Other embodiments)
As mentioned above, although each embodiment was explained in full detail with reference to drawings, this invention is not limited to these embodiment, Even if there exist a process, manufacture, a design change, etc. of the range which does not deviate from the summary of this invention. Well, here are some examples:
For example, in the first embodiment, the first conductivity type is n-type and the second conductivity type is p-type. However, as in the second embodiment, the first conductivity type is p-type and the second conductivity type is The same holds true for n-type.
また、本発明は、IGBTに限らず、トレンチゲート構造を有する半導体装置に適用することができる。 The present invention can be applied not only to the IGBT but also to a semiconductor device having a trench gate structure.
また、ある実施形態の構成の一部を他の実施形態の構成に置き換えることが可能であり、また、ある実施形態の構成に他の実施形態の構成を加えることも可能である。 Further, a part of the configuration of an embodiment can be replaced with the configuration of another embodiment, and the configuration of another embodiment can be added to the configuration of an embodiment.
また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置換をすることが可能である。また、電気配線は説明上必要と考えられるものを示しており、製品上、必ずしも全ての電気配線を示しているとは限らない。 In addition, it is possible to add, delete, and replace other configurations for a part of the configuration of each embodiment. In addition, the electrical wiring indicates what is considered necessary for the description, and does not necessarily indicate all electrical wiring on the product.
100,200 半導体装置
101 n型ドリフト層(第1半導体層)
102 p型のコレクタ層(第2半導体層)
103 p型チャネル層(第3半導体層)
104 トレンチ
105 導電体
106 絶縁膜
107,108 ゲート電極
111 n型ソース領域(第4半導体層)
112 p型フローティング領域(第5半導体層)
109 第1ゲート電極
110 第2ゲート電極
114 エミッタ電極
107 第1の絶縁ゲートの組
108 第2の絶縁ゲートの組
115,116 コンタクト領域
117,118 コンタクト
201 p型ドリフト層(第1半導体層)
202 n型のコレクタ層(第2半導体層)
203 n型チャネル層(第3半導体層)
211 p型ソース領域(第4半導体層)
212 n型フローティング領域(第5半導体層)
500 電力変換装置
501〜506 電力スイッチング素子
521〜526 ダイオード
511〜516 駆動回路
100, 200 Semiconductor device 101 n-type drift layer (first semiconductor layer)
102 p-type collector layer (second semiconductor layer)
103 p-type channel layer (third semiconductor layer)
104
112 p-type floating region (fifth semiconductor layer)
109
202 n-type collector layer (second semiconductor layer)
203 n-type channel layer (third semiconductor layer)
211 p-type source region (fourth semiconductor layer)
212 n-type floating region (fifth semiconductor layer)
500
Claims (5)
前記トレンチの内側に形成された導電体の周囲に形成された絶縁膜を含んで構成される第1および第2のゲート電極と、
前記ドリフト層において、前記第1および第2のゲート電極に隣接し、かつ前記トレンチの下部に選択的に形成されたフローティング領域と、を備え、
前記第1および第2のゲート電極にエミッタ電極の電位を基準とした電位差が0Vとなる電圧が印加されているときは、前記チャネル層と前記フローティング領域との間にドリフト層が第1導電型の状態で介在し、
前記第1ゲート電極にエミッタ電極の電位を基準とした電位差を正の値とするような電圧が印加され、かつ、前記第2ゲート電極に前記エミッタ電極の電位を基準とした電位差を負の値とするような電圧が印加されているときは、前記チャネル層と、前記第2ゲート電極に隣接する前記フローティング領域との間が、第2導電型に反転した前記ドリフト層を介して互いに接続されることを特徴とする半導体装置。 A plurality of trenches extending from the surface of the channel layer to the drift layer through the channel layer;
First and second gate electrodes each including an insulating film formed around a conductor formed inside the trench;
A floating region that is adjacent to the first and second gate electrodes and is selectively formed in a lower portion of the trench in the drift layer;
When a voltage with a potential difference of 0 V with respect to the potential of the emitter electrode is applied to the first and second gate electrodes, a drift layer is of the first conductivity type between the channel layer and the floating region. In the state of
A voltage is applied to the first gate electrode so that a potential difference based on the potential of the emitter electrode is a positive value, and a potential difference based on the potential of the emitter electrode is a negative value applied to the second gate electrode. When the voltage is applied, the channel layer and the floating region adjacent to the second gate electrode are connected to each other through the drift layer inverted to the second conductivity type. A semiconductor device.
前記第1半導体層の第1表面に形成された第2導電型の第2半導体層と、
前記第1半導体層の第2表面に形成された第2導電型の第3半導体層と、
前記第3半導体層の表面から当該第3半導体層を貫通して前記第1半導体層まで達する複数のトレンチと、
前記トレンチの内側に形成された導電体および前記導電体の周囲に形成された絶縁膜を含んで構成される少なくとも2つのゲート電極と、
前記第3半導体層の表面において、前記ゲート電極と隣接して形成された第1導電型の第4半導体層と、
前記第1半導体層において、前記ゲート電極に隣接し、かつ前記第3半導体層と接することなく選択的に形成された第2導電型の第5半導体層と、
前記第3半導体層の表面に形成されたエミッタ電極と、
前記第2半導体層の表面に形成されたコレクタ電極と、を備え、
少なくとも2つの前記ゲート電極は、印加される電圧が互いに独立に制御される第1ゲート電極および第2ゲート電極を含んで構成され、
前記第1ゲート電極および前記第2ゲート電極に前記エミッタ電極の電位を基準とした電位差を0Vとするような電圧が印加されているときは、前記第3半導体層と前記第5半導体層との間に第1半導体層が第1導電型の状態で介在し、
前記第1ゲート電極にエミッタ電極の電位を基準とした電位差を正の値とするような電圧が印加され、かつ、前記第2ゲート電極にエミッタ電極の電位を基準とした電位差を負の値とするような電圧が印加されているときは、前記第3半導体層と、前記第2ゲート電極に隣接する前記第5半導体層との間が、第2導電型に反転した前記第1半導体層を介して互いに接続されることを特徴とする半導体装置。 A first semiconductor layer of a first conductivity type;
A second conductivity type second semiconductor layer formed on the first surface of the first semiconductor layer;
A third semiconductor layer of a second conductivity type formed on the second surface of the first semiconductor layer;
A plurality of trenches reaching from the surface of the third semiconductor layer to the first semiconductor layer through the third semiconductor layer;
At least two gate electrodes configured to include a conductor formed inside the trench and an insulating film formed around the conductor;
A first conductivity type fourth semiconductor layer formed adjacent to the gate electrode on a surface of the third semiconductor layer;
A fifth semiconductor layer of a second conductivity type that is selectively formed in the first semiconductor layer adjacent to the gate electrode and without being in contact with the third semiconductor layer;
An emitter electrode formed on a surface of the third semiconductor layer;
A collector electrode formed on the surface of the second semiconductor layer,
At least two of the gate electrodes are configured to include a first gate electrode and a second gate electrode in which applied voltages are controlled independently of each other,
When a voltage is applied to the first gate electrode and the second gate electrode so that a potential difference based on the potential of the emitter electrode is 0 V, the third semiconductor layer and the fifth semiconductor layer A first semiconductor layer interposed in a state of the first conductivity type,
A voltage is applied to the first gate electrode so that a potential difference based on the potential of the emitter electrode is a positive value, and a potential difference based on the potential of the emitter electrode is applied to the second gate electrode as a negative value. When the voltage is applied, the first semiconductor layer is inverted to the second conductivity type between the third semiconductor layer and the fifth semiconductor layer adjacent to the second gate electrode. A semiconductor device connected to each other via a semiconductor device.
前記第1半導体層の第1表面に形成された第2導電型の第2半導体層と、
前記第1半導体層の第2表面に形成された第2導電型の第3半導体層と、
前記第3半導体層の表面から当該第3半導体層を貫通して前記第1半導体層まで達する複数のトレンチと、
前記トレンチの内側に形成された導電体および前記導電体の周囲に形成された絶縁膜を含んで構成される少なくとも2つのゲート電極と、
前記第3半導体層の表面において、前記ゲート電極と隣接して形成された第1導電型の第4半導体層と、
前記第1半導体層において、前記ゲート電極に隣接し、かつ前記第3半導体層と接することなく選択的に形成された第2導電型の第5半導体層と、
前記第3半導体層の表面に形成されたエミッタ電極と、
前記第2半導体層の表面に形成されたコレクタ電極と、を備え、
少なくとも2つの前記ゲート電極は、印加される電圧が互いに独立に制御される第1ゲート電極および第2ゲート電極を含んで構成され、
前記第1ゲート電極および第2ゲート電極に前記エミッタ電極の電位を基準とした電位差を0Vとするような電圧が印加されているときは、前記第3半導体層と第5半導体層との間に前記第1半導体層が第1導電型の状態で介在し、
前記第1ゲート電極に前記エミッタ電極の電位を基準とした電位差を負の値とするような電圧が印加され、かつ、前記第2ゲート電極にエミッタ電極の電位を基準とした電位差を正の値とするような電圧が印加されているときは、前記第3半導体層と、前記第2ゲート電極に隣接する前記第5半導体層との間が、第2導電型に反転した前記第1半導体層を介して互いに接続されることを特徴とする半導体装置。 A first semiconductor layer of a first conductivity type;
A second conductivity type second semiconductor layer formed on the first surface of the first semiconductor layer;
A third semiconductor layer of a second conductivity type formed on the second surface of the first semiconductor layer;
A plurality of trenches reaching from the surface of the third semiconductor layer to the first semiconductor layer through the third semiconductor layer;
At least two gate electrodes configured to include a conductor formed inside the trench and an insulating film formed around the conductor;
A first conductivity type fourth semiconductor layer formed adjacent to the gate electrode on a surface of the third semiconductor layer;
A fifth semiconductor layer of a second conductivity type that is selectively formed in the first semiconductor layer adjacent to the gate electrode and without being in contact with the third semiconductor layer;
An emitter electrode formed on a surface of the third semiconductor layer;
A collector electrode formed on the surface of the second semiconductor layer,
At least two of the gate electrodes are configured to include a first gate electrode and a second gate electrode in which applied voltages are controlled independently of each other,
When a voltage is applied to the first gate electrode and the second gate electrode so that a potential difference based on the potential of the emitter electrode is 0 V, the voltage is applied between the third semiconductor layer and the fifth semiconductor layer. The first semiconductor layer is interposed in a state of a first conductivity type;
A voltage is applied to the first gate electrode so that a potential difference with respect to the potential of the emitter electrode is a negative value, and a potential difference with respect to the potential of the emitter electrode is a positive value to the second gate electrode. When the voltage is applied, the first semiconductor layer is inverted to the second conductivity type between the third semiconductor layer and the fifth semiconductor layer adjacent to the second gate electrode. A semiconductor device connected to each other via
前記第1ゲート電極に前記エミッタ電極の電位を基準とした電圧が負の値となる電圧が印加されている状態に切り替える時刻より先だって前記第2ゲート電極に前記エミッタ電極の電位を基準とした電圧が負の値となる電圧が印加されている状態に切り替える駆動回路を備えることを特徴とする請求項1ないし請求項3のいずれか一項に記載の半導体装置。 From a state in which a voltage having a positive potential difference with respect to the potential of the emitter electrode is applied to the first gate electrode and the second gate electrode, the potential of the emitter electrode is referenced to the first gate electrode. When switching to a state where a negative voltage is applied,
A voltage based on the potential of the emitter electrode is applied to the second gate electrode prior to switching to a state where a voltage having a negative value based on the potential of the emitter electrode is applied to the first gate electrode. 4. The semiconductor device according to claim 1, further comprising: a drive circuit that switches to a state in which a voltage having a negative value is applied. 5.
第一のレグの下アームのスイッチングデバイスと、第一のレグの上アームのフライホイールダイオードを第二の対とし、
第二のレグの上アームのスイッチングデバイスと第二のレグの下アームのフライホイールダイオードを第三の対とし、
第二のレグの下アームのスイッチングデバイスと、第二のレグの上アームのフライホイールダイオードを第四の対とし、
第三のレグの上アームのスイッチングデバイスと第三のレグの下アームのフライホイールダイオードを第五の対とし、
第三のレグの下アームのスイッチングデバイスと、第三のレグの上アームのフライホイールダイオードを第六の対とし、
第一から第六までの対を含んで構成される電力変換装置であって、
第一から第六までの対の各々は半導体装置の一部として構成され、
前記半導体装置は、
スイッチングデバイスと、
ダイオードとを具備し、
第一から第六までの対の各々におけるスイッチングデバイスは、前記半導体装置が具備する請求項1ないし請求項4のいずれか一項に記載の半導体装置によって構成され、
第一から第六までの対の各々におけるフライホイールダイオードは、前記半導体装置が具備するダイオードによって構成されることを特徴とする電力変換装置。 The first leg upper arm switching device and the first leg lower arm flywheel diode are the first pair,
The switching device of the lower arm of the first leg and the flywheel diode of the upper arm of the first leg are in a second pair,
The second leg upper arm switching device and the second leg lower arm flywheel diode in a third pair,
The switching device of the lower arm of the second leg and the flywheel diode of the upper arm of the second leg are a fourth pair,
The third leg upper arm switching device and the third leg lower arm flywheel diode are the fifth pair,
The sixth leg of the third leg lower arm switching device and the third leg upper arm flywheel diode,
A power conversion device configured to include first to sixth pairs,
Each of the first to sixth pairs is configured as part of a semiconductor device,
The semiconductor device includes:
A switching device;
A diode,
The switching device in each of the first to sixth pairs is configured by the semiconductor device according to any one of claims 1 to 4, wherein the semiconductor device includes:
The flywheel diode in each of the first to sixth pairs is constituted by a diode included in the semiconductor device.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2015039248A JP2016162855A (en) | 2015-02-27 | 2015-02-27 | Semiconductor device and power conversion device using the same |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2015039248A JP2016162855A (en) | 2015-02-27 | 2015-02-27 | Semiconductor device and power conversion device using the same |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2016162855A true JP2016162855A (en) | 2016-09-05 |
Family
ID=56845469
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2015039248A Pending JP2016162855A (en) | 2015-02-27 | 2015-02-27 | Semiconductor device and power conversion device using the same |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2016162855A (en) |
Cited By (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP6377309B1 (en) * | 2017-03-06 | 2018-08-22 | 三菱電機株式会社 | Silicon carbide semiconductor device, power conversion device, method for manufacturing silicon carbide semiconductor device, and method for manufacturing power conversion device |
WO2018163593A1 (en) * | 2017-03-06 | 2018-09-13 | 三菱電機株式会社 | Silicon carbide semiconductor device, power conversion device, method for manufacturing silicon carbide semiconductor device, and method for manufacturing power conversion device |
JP2020047790A (en) * | 2018-09-19 | 2020-03-26 | 株式会社東芝 | Semiconductor device |
WO2020194887A1 (en) | 2019-03-27 | 2020-10-01 | 株式会社日立製作所 | Semiconductor device, power conversion device using same, and driving method for semiconductor device |
JP2021044578A (en) * | 2018-12-21 | 2021-03-18 | ローム株式会社 | Semiconductor device |
CN112786697A (en) * | 2019-11-01 | 2021-05-11 | 株式会社东芝 | Control method of semiconductor device |
US11063130B2 (en) | 2019-09-20 | 2021-07-13 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Semiconductor device and semiconductor circuit |
JP2021145077A (en) * | 2020-03-13 | 2021-09-24 | 株式会社東芝 | Semiconductor device |
JP2021197392A (en) * | 2020-06-10 | 2021-12-27 | 株式会社東芝 | Semiconductor device |
WO2022239284A1 (en) * | 2021-05-11 | 2022-11-17 | 富士電機株式会社 | Semiconductor device |
WO2023188559A1 (en) * | 2022-03-28 | 2023-10-05 | 株式会社日立パワーデバイス | Semiconductor device, method for manufacturing semiconductor device, and power conversion device |
WO2023199932A1 (en) * | 2022-04-13 | 2023-10-19 | 富士電機株式会社 | Semiconductor device and manufacturing method |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005340626A (en) * | 2004-05-28 | 2005-12-08 | Toshiba Corp | Semiconductor device |
WO2014038064A1 (en) * | 2012-09-07 | 2014-03-13 | 株式会社日立製作所 | Switching element for power conversion, and power conversion device |
JP2015019370A (en) * | 2013-07-15 | 2015-01-29 | インフィネオン テクノロジーズ アーゲーInfineon Technologies Ag | Electronic circuit with reverse-conducting igbt and gate driver circuit |
-
2015
- 2015-02-27 JP JP2015039248A patent/JP2016162855A/en active Pending
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2005340626A (en) * | 2004-05-28 | 2005-12-08 | Toshiba Corp | Semiconductor device |
WO2014038064A1 (en) * | 2012-09-07 | 2014-03-13 | 株式会社日立製作所 | Switching element for power conversion, and power conversion device |
JP2015019370A (en) * | 2013-07-15 | 2015-01-29 | インフィネオン テクノロジーズ アーゲーInfineon Technologies Ag | Electronic circuit with reverse-conducting igbt and gate driver circuit |
Cited By (25)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
WO2018163593A1 (en) * | 2017-03-06 | 2018-09-13 | 三菱電機株式会社 | Silicon carbide semiconductor device, power conversion device, method for manufacturing silicon carbide semiconductor device, and method for manufacturing power conversion device |
CN110366782A (en) * | 2017-03-06 | 2019-10-22 | 三菱电机株式会社 | The manufacturing method of manufacturing silicon carbide semiconductor device, power-converting device, the manufacturing method of manufacturing silicon carbide semiconductor device and power-converting device |
JP6377309B1 (en) * | 2017-03-06 | 2018-08-22 | 三菱電機株式会社 | Silicon carbide semiconductor device, power conversion device, method for manufacturing silicon carbide semiconductor device, and method for manufacturing power conversion device |
US11637184B2 (en) | 2017-03-06 | 2023-04-25 | Mitsubishi Electric Corporation | Silicon carbide semiconductor device, power converter, method of manufacturing silicon carbide semiconductor device, and method of manufacturing power converter |
JP7091204B2 (en) | 2018-09-19 | 2022-06-27 | 株式会社東芝 | Semiconductor equipment |
JP2020047790A (en) * | 2018-09-19 | 2020-03-26 | 株式会社東芝 | Semiconductor device |
CN110931551A (en) * | 2018-09-19 | 2020-03-27 | 株式会社东芝 | Semiconductor circuit and control circuit |
CN110931551B (en) * | 2018-09-19 | 2024-01-02 | 株式会社东芝 | Semiconductor circuit and control circuit |
JP2021044578A (en) * | 2018-12-21 | 2021-03-18 | ローム株式会社 | Semiconductor device |
JP7073473B2 (en) | 2018-12-21 | 2022-05-23 | ローム株式会社 | Semiconductor device |
JP2022097649A (en) * | 2018-12-21 | 2022-06-30 | ローム株式会社 | Semiconductor device |
JP7383073B2 (en) | 2018-12-21 | 2023-11-17 | ローム株式会社 | semiconductor equipment |
WO2020194887A1 (en) | 2019-03-27 | 2020-10-01 | 株式会社日立製作所 | Semiconductor device, power conversion device using same, and driving method for semiconductor device |
US11715776B2 (en) | 2019-09-20 | 2023-08-01 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Semiconductor device and semiconductor circuit |
US11063130B2 (en) | 2019-09-20 | 2021-07-13 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Semiconductor device and semiconductor circuit |
CN112786697A (en) * | 2019-11-01 | 2021-05-11 | 株式会社东芝 | Control method of semiconductor device |
CN112786697B (en) * | 2019-11-01 | 2023-07-18 | 株式会社东芝 | Method for controlling semiconductor device |
JP7198236B2 (en) | 2020-03-13 | 2022-12-28 | 株式会社東芝 | semiconductor equipment |
JP2021145077A (en) * | 2020-03-13 | 2021-09-24 | 株式会社東芝 | Semiconductor device |
US11682719B2 (en) | 2020-06-10 | 2023-06-20 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Vertical insulated gate bipolar transistor (IGBT) with two type control gates |
JP7384750B2 (en) | 2020-06-10 | 2023-11-21 | 株式会社東芝 | semiconductor equipment |
JP2021197392A (en) * | 2020-06-10 | 2021-12-27 | 株式会社東芝 | Semiconductor device |
WO2022239284A1 (en) * | 2021-05-11 | 2022-11-17 | 富士電機株式会社 | Semiconductor device |
WO2023188559A1 (en) * | 2022-03-28 | 2023-10-05 | 株式会社日立パワーデバイス | Semiconductor device, method for manufacturing semiconductor device, and power conversion device |
WO2023199932A1 (en) * | 2022-04-13 | 2023-10-19 | 富士電機株式会社 | Semiconductor device and manufacturing method |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JP2016162855A (en) | Semiconductor device and power conversion device using the same | |
US7638839B2 (en) | Power semiconductor device and power conversion device using the same | |
JP5806535B2 (en) | Semiconductor device and power conversion device using the same | |
US11296212B2 (en) | Semiconductor device and power conversion device | |
US8853736B2 (en) | Semiconductor device and power converter using it | |
JP5492225B2 (en) | Semiconductor device and power conversion device using the same | |
JP2010045144A (en) | Semiconductor device and power converting device using the same | |
KR101613442B1 (en) | Insulating gate-type bipolar transistor | |
CN108337917B (en) | Power conversion device | |
US8653606B2 (en) | Semiconductor device and power conversion device using same | |
JP2018200974A (en) | Semiconductor device | |
WO2014087986A1 (en) | Semiconductor device and power conversion device using same | |
JP2014534622A (en) | Monolithic cells and especially monolithic commutation cells for integrated circuits | |
WO2018135224A1 (en) | Semiconductor device and electric power conversion device using same | |
CN1953203A (en) | High-breakdown voltage semiconductor switching device and switched mode power supply apparatus using the same | |
CN103855155A (en) | Three-mode integrated insulated gate bipolar transistor and forming method thereof | |
US9972675B1 (en) | Power semiconductor device and method therefor | |
JP2007150121A (en) | Semiconductor device for power and power-conversion device using the same | |
WO2014128953A1 (en) | Semiconductor device, drive device for semiconductor circuit, and power conversion device | |
WO2014128950A1 (en) | Semiconductor device, drive device for semiconductor circuit, and power conversion device | |
US20230246095A1 (en) | Semiconductor device and three-phase inverter comprising the same | |
TWI827147B (en) | Semiconductor device, manufacturing method of semiconductor device, and power conversion device | |
JP7352443B2 (en) | Control method for semiconductor devices | |
CN106920841B (en) | Multi-region power semiconductor device | |
TW202339187A (en) | Semiconductor device and power conversion device |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A621 | Written request for application examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621 Effective date: 20170317 |
|
A977 | Report on retrieval |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007 Effective date: 20171114 |
|
A131 | Notification of reasons for refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131 Effective date: 20171121 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20180116 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20180206 |