JP2016054439A - 送信機 - Google Patents

Abstract

【課題】送信開始時、また、ユーザデータの送信中においても、送信波のＤＣオフセットを低減するためのＤＣトレーニングを行い、ＤＣオフセットを安定的に保つことが可能な送信機を提供する。
【解決手段】同相成分信号および直交成分信号からなる入力信号を直交変調して送信信号を生成し、生成した送信信号の一部をフィードバックし直交復調して求めた同相成分信号の戻り値および直交成分信号の戻り値に基づいてＤＣオフセット補正値を算出することで、ＤＣオフセット補償を行うＤＣオフセット補償手段を備えた送信機において、ＤＣオフセット補償手段は、無線フレーム上のガード区間、ＬＰ（リニアライザ用プリアンブル）区間、およびデータ送信中の３箇所でＤＣオフセット補償を行うためのＤＣトレーニングを行うことを特徴とする。
【選択図】 図２

Description

本発明は、送信波の原点オフセットを低減するためのＤＣオフセット補償機能に係り、例えば、π／４シフトＱＰＳＫを用いる無線機のＤＣオフセット補償機能に関する。

従来のＤＣオフセット補償の方法としては、ユーザデータの送信前に、複素振幅信号のＩ相成分及びＱ相成分をそれぞれ直流にし、その戻り値がゼロになるように、Ｉ相補正値及びＱ相補正値を補正し、補正が終わった後に、ユーザデータを送信していた。この方法は、すばやくＩ相補正値及びＱ相補正値を決めることができる一方、ユーザデータの送信が始まってしまうと一切補正ができないという問題点を持っている。長時間の送信を行うと、送信機の温度が上昇するが、一切補正できないので、送信波の特性が劣化するという問題が発生する。

ユーザデータの送信が始まってもＤＣオフセット補償をするための方法として、特許文献１が存在する。
一般的に、ユーザデータの送信が始まってしまうと、送信するデジタルデータの０と１が出現する確率を制御できない。そのため、０と１の出現確率がほぼ５０％に収束する期間分のデータを蓄積し、そのデータを使用してＤＣオフセットを算出しないと、正確なＤＣオフセット補正量を見つけることができない。
しかし、特許文献１の技術は、アナログ方式であり、時間軸方向の平均値をとっていない。そのため、特許文献１の方式では、送信ビットの０と１の出現確率の偏りにより、ＤＣオフセットが動いてしまうという問題が発生する。また、この方式の問題点として、長時間の平均を必要とするため、ＤＣオフセットの収束が遅く、送信開始直後には、ＤＣオフセットが収束していないという問題がある。特に、常に送信を行っているとは限らない移動局の場合、初期のＤＣオフセットの収束が遅いことは大きな問題となる。

また、ＬＰ区間において、直流を出力するか、又は、変調波が綺麗な正弦波になるように複素振幅信号を生成し、その戻り値よりＩ相補正値及びＱ相補正値を算出する方法も存在するが、非特許文献１と非特許文献２の移動通信システムでは、ＬＰ区間が存在しない無線フレームの構成も存在するため、この方式がいつも使えるとは限らない。

特開２００２−１６４９４７号公報

ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ７９、「都道府県・市町村デジタル移動通信システム」、社団法人電波産業会 ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ８７、「空港内デジタル移動通信システム」、社団法人電波産業会

本発明は、このような従来の事情に鑑みなされたものであり、送信開始時、また、ユーザデータの送信中においても、送信波のＤＣオフセットを低減するためのＤＣトレーニングを行い、ＤＣオフセットを安定的に保つことが可能な送信機を提供することを目的とする。

上記目的を達成するための本発明に係る送信機は、同相成分信号および直交成分信号からなる入力信号を直交変調して送信信号を生成し、生成した前記送信信号の一部をフィードバックし直交復調して求めた前記同相成分信号の戻り値および前記直交成分信号の戻り値に基づいてＤＣオフセット補正値を算出することで、ＤＣオフセット補償を行うＤＣオフセット補償手段を備えた送信機において、前記ＤＣオフセット補償手段は、無線フレーム上のガード区間、リニアライザ用プリアンブル区間、およびデータ送信中の３箇所で前記ＤＣオフセット補償を行うためのＤＣトレーニングを行うことを特徴とする。

また、上記目的を達成するための本発明に係る送信機は、上記した送信機において、前記ＤＣトレーニングの修正量に対する修正の割合をデータ送信中よりリニアライザ用プリアンブル区間を大きく、さらに、リニアライザ用プリアンブル区間よりガード区間を大きくすることが好ましい。

本発明によれば、送信開始時、また、ユーザデータの送信中においても、送信波のＤＣオフセットを低減するためのＤＣトレーニングを行い、ＤＣオフセットを安定的に保つことが可能な送信機を提供することができる。

本発明の一実施形態に係る送信機のシステム構成の一例を示すブロック図である。 図１に示す送信機を詳細にブロック化したブロック図である。 送信波に直流を用いた場合のＩ相戻り値、Ｑ相戻り値、およびバンドギャップ・リファレンスの例を示したグラフである。 π／４シフトＱＰＳＫで８シンボル分00bのデータを送信し、送信波をｓｉｎ波のようにした場合のグラフである。 ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ７９とＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ８７の物理チャネル第１ユニットの信号フォーマットである。 ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ７９とＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ８７の物理チャネル第２ユニットの信号フォーマットである。 ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ７９とＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ８７の同期バーストの信号フォーマットである。 ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ７９とＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ８７の通信用物理チャネルの信号フォーマットである。 ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ７９とＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ８７の音声通信とデータ通信のシーケンス図を示す。

以下、本発明の一実施形態に係る送信機について説明する。
本発明の一実施形態に係る送信機は、線形デジタル変調方式、特に、π／４シフトＱＰＳＫ（Quadrature Phase Shift Keying）を利用した送信機において、電力増幅器での非線形歪みを補償するために、カーテシアンループを用いた負帰還方式のリニアライザを用いた非線形歪み補償方式により、送信開始時、また、ユーザデータの送信中においても、送信波のＤＣオフセットを低減するためのＤＣトレーニングを行い、送信開始時やＬＰ（リニアライザ用プリアンブル）区間では、すばやくＤＣオフセットを収束させ、その後、ＬＰ区間の存在しない無線フレームを長時間送信させても、ＤＣオフセットを安定的に保つことができる。
なお、本発明の一実施形態に係る送信機は、特にπ／４シフトＱＰＳＫを用いる、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ６１狭帯域デジタル通信方式（ＳＣＰＣ／ＦＤＭＡ）、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ７９都道府県・市町村デジタル移動通信システム、または、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ８７空港内デジタル移動通信システムに好適である。

〔送信機のシステム構成〕
本発明の一実施形態に係る送信機のシステム構成について、図１を参照して説明する。図１は、本発明の一実施形態に係る送信機のシステム構成の一例を示すブロック図である。
本発明の一実施形態に係る送信機１００は、ＤＳＰ（Digital Signal Processor）２０と、同相（Ｉ相）成分用のデジタル／アナログ変換器７（以下、Ｄ／Ａ変換器７という）と、直交（Ｑ相）成分用のデジタル／アナログ変換器８（以下、Ｄ／Ａ変換器８という）と、カーテシアンフィードバックループ回路３０と、電力増幅器１０（以下、ＰＡ（Power Amplifier）１０という）と、方向性結合器１１と、アンテナ１２と、同相（Ｉ相）成分用のアナログ／デジタル変換器１４（以下、Ａ／Ｄ変換器１４という）と、直交（Ｑ相）成分用のアナログ／デジタル変換器１５（以下、Ａ／Ｄ変換器１５という）と、バンドギャップ・リファレンスの基準電圧VREF用のアナログ／デジタル変換器１７（以下、Ａ／Ｄ変換器１７という）とから構成されている。

本発明の一実施形態に係る送信機１００では、ＤＳＰ２０でデジタル値の送信信号を作成し、Ｄ／Ａ変換器７およびＤ／Ａ変換器８でアナログ信号に変換され、変換されたアナログ信号がカーテシアンフィードバックループ回路３０に入り、この回路内で直交変調が行われ、ＰＡ１０で電力増幅され、方向性結合器１１を経由して、アンテナ１２から送信波として出力される。
また、カーテシアンフィードバックループ回路３０より基準電圧としてバンドギャップ・リファレンスが出力されており、このバンドギャップ・リファレンスの基準電圧VREFがＡ／Ｄ変換器１７によりデジタル変換され、ＤＳＰ２０に入る。また、送信波は、カーテシアンフィードバックループ回路３０内で直交復調され、I相戻り値とＱ相戻り値になり、Ａ／Ｄ変換器１４およびＡ／Ｄ変換器１５によりデジタル変換され、ＤＳＰ２０に戻る。

〔送信機の詳細構成〕
図２は、図１に示すデジタル送信機を詳細にブロック化したブロック図である。
本発明の一実施形態に係る送信機１００は、図２に示すように、無線チャネル制御部１、マッピング部２、ルートロールオフフィルタ部３（以下、フィルタ部３という）、ルートロールオフフィルタ部４（以下、フィルタ部４という）、加算器５、加算器６、Ｄ／Ａ変換器７、Ｄ／Ａ変換器８、直交変調器９、ＰＡ１０、方向性結合器１１、アンテナ１２、直交復調器１３、Ａ／Ｄ変換器１４、Ａ／Ｄ変換器１５、バンドギャップ・リファレンス１６、Ａ／Ｄ変換器１７、およびＤＣオフセット補償部１８から構成されている。
また、無線チャネル制御部１、マッピング部２、フィルタ部３、フィルタ部４、加算器５、加算器６、およびＤＣオフセット補償部１８は、ＤＳＰ２０に含まれ、更に、直交変調器９、ＰＡ１０、直交復調器１３、およびバンドギャップ・リファレンス１６は、カーテシアンフィードバックループ回路３０に含まれる。
このような構成の送信機１００において、方向性結合器１１を設け、方向性結合器１１を直交復調器１３に接続することでカーテシアンループ方式の負帰還リニアライザ構成を実現している。

次に、図２に示すカーテシアンループ方式を使用した送信機１００における各機能の処理について説明する。

まず、図２に示す無線チャネル制御部１からアンテナ１２までの信号ルートの各機能について説明する。マッピング部２は、無線チャネル制御部１から出力された送信機１００が送信するベースバンド信号（以下、送信信号という）のマッピングを行い、マッピングされた同相信号（以下、Ｉ信号という）をフィルタ部３に、また、マッピングされた直交信号（以下、Ｑ信号という）をフィルタ部４にそれぞれ出力する。
フィルタ部３は、マッピング部２からＩ信号を入力すると帯域制限を行い、帯域制限されたＩ信号を加算器５に出力する。フィルタ部４は、マッピング部２からＱ信号を入力すると帯域制限を行い、帯域制限されたＱ信号を加算器６に出力する。

加算器５は、フィルタ部３から入力したＩ信号と、後述するＤＣオフセット補償部１８から出力される補正量Ｉとを加算し、Ｄ／Ａ変換器７に出力する。加算器６は、フィルタ部４から入力したＱ信号と、後述するＤＣオフセット補償部１８から出力される補正量Ｑとを加算し、Ｄ／Ａ変換器８に出力する。
Ｄ／Ａ変換器７は、加算器５からＩ信号を入力すると、デジタル信号であるＩ信号をアナログ信号に変換し、直交変調器９に出力する。Ｄ／Ａ変換器８は、加算器６からＱ信号を入力すると、デジタル信号であるＱ信号をアナログ信号に変換し、直交変調器９に出力する。

直交変調器９は、Ｄ／Ａ変換器７からＩ信号を入力、Ｄ／Ａ変換器８からＱ信号を入力すると、Ｉ信号とＱ信号を直交変調し、変調された信号(以下、被変調波信号という)をＰＡ１０に出力する。ＰＡ１０は、入力された被変調波信号を規定の出力レベルまで増幅し、増幅された信号は方向性結合器１１を経由してアンテナ１２に出力される。

次に、送信機１００におけるカーテシアンループ方式の負帰還リニアライザ構成における各機能の処理について説明する。方向性結合器１１は、直交復調器１３に出力信号を帰還させるために、ＰＡ１０の出力信号の一部（以下、帰還信号という）を直交復調器１３に出力する。

直交復調器１３は、方向性結合器１１から帰還信号を入力すると、帰還信号をＩ信号とＱ信号に復調する。そして、直交復調器１３は、復調したＩ相戻り値をＡ／Ｄ変換器１４に出力し、復調したＱ相戻り値をＡ／Ｄ変換器１５に出力する。
直交復調器１３の出力（Ｉ相戻り値）はＡ／Ｄ変換器１４でデジタル変換され、ＤＣオフセット補償部１８に入力され、また、直交復調器１３の出力（Ｑ相戻り値）はＡ／Ｄ変換器１５でデジタル変換され、ＤＣオフセット補償部１８に入力される。

ＤＣオフセット補償部１８は、Ｉ相戻り値およびＱ相戻り値と、バンドギャップ・リファレンス１５から出力され、Ａ／Ｄ変換器１７によりデジタル変換された電圧値VREFとを用いてそれぞれＤＣオフセットを算出し、ルートロールオフフィルタ部での処理後の信号に対して、加算器５で補正量Ｉを加算し、同様に、加算器６で補正量Ｑを加算し、送信波のＤＣオフセットを減少させる。

ＤＣオフセット補償部１８では、以下の（式１）、（式２）、（式３）、（式４）の計算を行う。
ずれ量Ｉ＝ＶＲＥＦ−Ｉ相戻り値 ・・・（式１）

ずれ量Ｑ＝ＶＲＥＦ−Ｑ相戻り値 ・・・（式２）

補正量Ｉ＝α×ずれ量Ｉ ・・・（式３）

補正量Ｑ＝α×ずれ量Ｑ ・・・（式４）

なお、αは０以上１以下の修正量を表す係数である。

ここで、図３は、送信波に直流を用いた場合のＩ相戻り値、Ｑ相戻り値、およびバンドギャップ・リファレンスの例を示したグラフである。
ＤＣオフセット補償部１８では、Ｉ相戻り値とＱ相戻り値がバンドギャップ・リファレンスに近づくように、（式１）、（式２）、（式３）と（式４）を用いて調整する。

また、この直流方式を用いた場合、バンドギャップ・リファレンス、およびＩ相戻り値とＱ相戻り値の３つが直流であるため、短い時間でＩ相戻り値とＱ相戻り値をバンドギャップ・リファレンスに近づけることができる。通常、送信波は８倍のオーバーサンプリングなどシンボル周期より早い時間を使用している。そのため、シンボル期間に８回もの修正を行うことができる。そのため、すばやく、ＤＣオフセットを収束できるという特徴がある。
一方、この方法は、送信データを固定しているため、同一タイミングでは、データの送信ができないという問題がある。また、直流成分を電波として送信することは禁じられているため、この信号をアンテナ１２から送信することはできない。

また、図４は、π／４シフトＱＰＳＫで８シンボル分00bのデータを送信し、送信波をｓｉｎ波のようにした場合のグラフである。
ＤＣオフセットが収束している場合、Ｉ相戻り値とＱ相戻り値の信号は、バンドギャップ・リファレンスより電圧が高い部分の面積と、バンドギャップ・リファレンスより電圧が低い部分の面積が等しくなる。そのため、電圧が高い部分の面積と低い部分の面積が等しくなるように補正量Ｉと補正量Ｑを修正する。

この方法のよい点は、任意のデータを送信してよい区間で、かつ、８シンボル以上の期間がとれるなら、この方法を使うことができることである。また、ＤＣオフセットが完全に収束している場合、以下の（式５）のずれ量Ｉと（式６）のずれ量Ｑがゼロになるという保証があることである。一方、８シンボルで１回分の修正しかできないため、ＤＣオフセットの収束が遅いという問題点がある。

ＤＣオフセット補償部１８では、以下の（式５）、（式６）、（式７）および（式８）の計算を行う。
ずれ量Ｉ＝Σ（ＶＲＥＦ−Ｉ相戻り値） ・・・（式５）

ずれ量Ｑ＝Σ（ＶＲＥＦ−Ｑ相戻り値） ・・・（式６）

補正量Ｉ＝β×ずれ量Ｉ ・・・（式７）

補正量Ｑ＝β×ずれ量Ｑ ・・・（式８）

なお、βは０以上１以下の修正量を表す係数である。

また、ユーザデータ区間の場合、図４のようにバンドギャップ・リファレンスより高い電圧がでる期間と低い電圧がでる期間を制御することができなくなるため、図４の方式より長い時間の戻り値を使用して計算する必要がある。そのため、図４の方式より、ＤＣオフセットの収束がかなり遅くなる。

ここで、図５は、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ７９とＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ８７の物理チャネル第１ユニットの信号フォーマットである。
図５のリニアライザ用プリアンブル期間（ＬＰの３６ｂｉｔ期間）は任意のデータを送信することができるので、図４のＤＣトレーニング方法を使うことができる。また、このＬＰ区間は３６ｂｉｔで、π／４シフトＱＰＳＫの場合には１８シンボルとなる。そのため、図４のＤＣトレーニングを２回行うことができる。
また、信号フォーマットの最後にガード時間（Ｇ ２４ｂｉｔ）が存在するが、この区間は信号のレベルを滑らかに減衰するための時間と移動局間の送信タイミングの違いによる電波干渉を防ぐための時間として使われる。また、リニアライザ用プリアンブル期間（ＬＰ）とガード時間（Ｇ）以外の場所は、決められた送信データを送信しなければいけないので、図３と図４のＤＣトレーニング方法を用いることができない。

また、図６は、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ７９とＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ８７の物理チャネル第２ユニットの信号フォーマットである。
図６のリニアライザ用プリアンブル期間（ＬＰの３６ｂｉｔ期間）は任意のデータを送信することができるので、図４のＤＣトレーニング方法を使うことができる。また、このＬＰ区間は３６ｂｉｔで、π／４シフトＱＰＳＫの場合には１８シンボルとなる。そのため、図４のＤＣトレーニングを２回行うことができる。
また、信号フォーマットの最後にガード時間（Ｇ ２４ｂｉｔ）が存在するが、この区間は信号のレベルを滑らかに減衰するための時間と移動局間の送信タイミングの違いによる電波干渉を防ぐための時間として使われる。また、リニアライザ用プリアンブル期間（ＬＰ）とガード時間（Ｇ）以外の場所は、決められた送信データを送信しなければいけないので、図３と図４のＤＣトレーニング方法を用いることができない。

また、図７は、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ７９とＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ８７の同期バーストの信号フォーマットである。最初のガード時間（Ｇ ５０ｂｉｔ）は電波を送信してはいけない時間なので、図３の直流を用いる方式でしか、ＤＣトレーニングを行うことができない。また、リニアライザ用プリアンブル期間（ＬＰの３６ｂｉｔ期間）は任意のデータを送信することができる区間なので、図４のＤＣトレーニング方法を使うことができる。
また、このＬＰ区間は３６ｂｉｔで、π／４シフトＱＰＳＫの場合には１８シンボルとなる。そのため、図４のＤＣトレーニングを２回行うことができる。また、信号フォーマットの最後にガード時間（Ｇ ４０ｂｉｔ）が存在するが、この区間は信号のレベルを滑らかに減衰するための時間と、移動局間の送信タイミングの違いによる電波干渉を防ぐための時間として使われる。また、リニアライザ用プリアンブル期間（ＬＰ）とガード時間（Ｇ）以外の場所は、決められた送信データを送信しなければいけないので、図３と図４のＤＣトレーニング方法を用いることができない。

また、図８は、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ７９とＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ８７の通信用物理チャネルの信号フォーマットである。リニアライザ用プリアンブル期間が存在しないため、図４のＤＣトレーニング方法を使うことができない。また、信号フォーマットの最後にガード時間（Ｇ ８ｂｉｔ）が存在するが、この区間は信号のレベルを滑らかに減衰するために使われる。そのため、図８の通信用物理チャネルの信号フォーマットでは、図３と図４のＤＣトレーニング方法を用いることができない。

図９に、ＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ７９とＡＲＩＢ ＳＴＤ−Ｔ８７の音声通信とデータ通信のシーケンス図を示す。
図９に示すように、本発明の一実施形態に係る送信機（ここでは移動局無線機）１００では、最初に同期バーストのやりとりを行い、その後、通信の切断まで、通信用物理チャネルを使用する。そのため、図３と図４のＤＣトレーニング方法が使用できるのは、最初の同期バーストのときのみである。そのため、長時間通信をおこなっていると、送信機の温度が上昇するが、通信用物理チャネルであるため、ＤＣトレーニングができず、送信波が汚くなるという問題が発生する。そのため、図８の通信用物理チャネルにおいても、ＤＣトレーニングを行えるようにする必要がある。

図８の通信用物理チャネルは、任意のユーザデータを送信するため、ＤＣトレーニングがやりやすいデータに作り変えることもできないし、データの０と１の出現確率も制御できない。しかし、プリアンブル（Ｐ）からガード時間（Ｇ）の直前のＴＣＨ（１０８ｂｉｔ）の最終シンボルまでの１５３シンボル分の変調波を用いることにより、０と１の出現確率を５０％に近づけることができる。そのため、１５３シンボル期間における、ギャップ・リファレンスより高い部分の面積と低い部分の面積を比較することにより、ＤＣオフセットの補正量Ｉと補正量Ｑを算出することができる。

そこで、ＤＣオフセット補償部１８では、以下の（式９）、（式１０）、（式１１）および（式１２）の計算を行う。

ずれ量Ｉ＝Σ（ＶＲＥＦ−Ｉ相戻り値） ・・・（式９）

ずれ量Ｑ＝Σ（ＶＲＥＦ−Ｑ相戻り値） ・・・（式１０）

補正量Ｉ＝γ×ずれ量Ｉ ・・・（式１１）

補正量Ｑ＝γ×ずれ量Ｑ ・・・（式１２）

なお、γは０以上１以下の修正量を表す係数である。
ただし、０と１の出現確率が５０％である保証はどこにもないので、修正係数γを小さくして、間違った方向に大きく動かないように制御する必要がある。

最終的に、ＤＣトレーニング方法に使用する送信データが既知であるかどうかにより、修正係数α、修正係数βおよび修正係数γの大小関係を決め、以下の（式１３）のように設定する。

０＜ γ ＜ β ＜ α ＜１ ・・・（式１３）

以上説明したように、本発明の一実施形態に係る送信機によれば、送信開始時、また、ユーザデータの送信中においても、送信波のＤＣオフセットを低減するためのＤＣトレーニングを行い、ＤＣオフセットを安定的に保つことが可能な送信機を提供することができる。

なお、上記した実施形態の構成及び動作は例であって、本発明の趣旨を逸脱しない範囲で適宜変更して実行することができることは言うまでもない。

１：無線チャネル制御部、２：マッピング部、３：ルートロールオフフィルタ部、４：ルートロールオフフィルタ部、５：加算器、６：加算器、７：デジタル／アナログ変換器、８：デジタル／アナログ変換器、９：直交変調器、１０：電力増幅器、１１：方向性結合器、１２：アンテナ、１３：直交復調器、１４：アナログ／デジタル変換器、１５：アナログ／デジタル変換器、１６：バンドギャップ・リファレンス、１７：アナログ／デジタル変換器、１８：ＤＣオフセット補償部、２０：ＤＳＰ、３０：カーテシアンフィードバックループ回路、１００：送信機。

Claims (2)

1. 同相成分信号および直交成分信号からなる入力信号を直交変調して送信信号を生成し、生成した前記送信信号の一部をフィードバックし直交復調して求めた前記同相成分信号の戻り値および前記直交成分信号の戻り値に基づいてＤＣオフセット補正値を算出することで、ＤＣオフセット補償を行うＤＣオフセット補償手段を備えた送信機において、
   前記ＤＣオフセット補償手段は、無線フレーム上のガード区間、リニアライザ用プリアンブル区間、およびデータ送信中の３箇所で前記ＤＣオフセット補償を行うためのＤＣトレーニングを行うことを特徴とする送信機。
2. 請求項１記載の送信機において、前記ＤＣトレーニングの修正量に対する修正の割合をデータ送信中よりリニアライザ用プリアンブル区間を大きく、さらに、リニアライザ用プリアンブル区間よりガード区間を大きくすることを特徴とする送信機。