JP2015097371A - Signal transmission line - Google Patents

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崇 桑原
Takashi Kuwabara
崇 桑原
慶洋 明星
Yoshihiro Akeboshi
慶洋 明星
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三菱電機株式会社
Mitsubishi Electric Corp
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To obtain an easy-to-manufacture signal transmission line capable of improving crosstalk, without producing an increased DC resistance value of signal line conductors without broadening a gap between each of a plurality of signal line conductors.SOLUTION: The signal transmission line includes: a dielectric layer 2 vertically sandwiched by ground layers 3; and signal line conductors 11, 12 wired inside the dielectric layer 2. Each of the signal line conductors 11, 12 is configured to have a cross section shape of a square (a regular polygon which is point symmetric with regard to the center of the cross section). This enables the improvement of crosstalk without producing an increased DC resistance value of the signal line conductors 11, 12 without broadening a gap between the signal line conductor 11 and the signal line conductor 12.

Description

この発明は、複数の信号線導体の間隙を狭くすることで配線の高密度化が図られている信号伝送路に関するものである。 This invention relates to a signal transmission line density of wiring by narrowing the gap between the plurality of signal line conductors is achieved.

近年、高速のシリアル伝送路が複数本束ねられる多レーン化方式が登場しており、多レーン化方式によって信号伝送レートの向上が図られている。 Recently, high-speed serial transmission line has multiple lanes scheme bundled plurality appeared to improve the signal transmission rate by multi-lane scheme is achieved.
しかし、高速のシリアル伝送路を束ねる場合、信号線間の信号漏洩(クロストーク)が発生してしまう問題がある。 However, if the bundling high-speed serial transmission line, there is a problem that the signal leakage between the signal lines (crosstalk) occurs.
クロストークを改善(低減)する対策として、複数の信号線の間隔を広げる方法は、簡単で効果的な方法であるが、近年の回路基板の小型化の要求に反する。 As a measure to improve the crosstalk (reduction), a method to widen the distance between the plurality of signal lines, it is a simple and effective way, contrary to the demand for miniaturization in recent years of the circuit board.
そこで、最近では、複数の信号線の間隔を広げることなく、クロストークを改善(低減)する方法が提案されている。 Therefore, recently, without increasing the distance between the plurality of signal lines, a method of improving the crosstalk (reduction) it has been proposed.

例えば、以下の特許文献1には、基板平面と平行する方向の長さ(導体幅)が、基板厚さ方向の長さ(導体厚さ)よりも短くなるように、信号線導体の形状を設計することで、複数の信号線導体の間隔を広げることなく、クロストークを改善している信号伝送路が開示されている。 For example, Patent Document 1 below, the length in a direction parallel to the substrate plane (conductor width), the substrate thickness direction of the length to be shorter than (conductor thickness), the shape of the signal line conductors by designing, without increasing the distance between the plurality of signal line conductors, the signal transmission path has improved crosstalk is disclosed.
しかし、一般的な回路基板では、基板実装におけるエッチング処理などのし易さから、信号線導体の形状は、導体幅が導体厚さよりも長くなるように設計されるのが通例である。 However, in a general circuit board, from the ease of such an etching process in the substrate mounting, the shape of the signal line conductors, it is customary conductor width is designed to be longer than the conductor thickness.

また、以下の特許文献2には、信号線導体の長さに応じて、信号線導体の断面積の大きさ(縦横の寸法)を変えている信号伝送路が開示されている。 Further, Patent Document 2 below, in accordance with the length of signal line conductors, the signal transmission path which has been disclosed by changing the size of the cross-sectional area of ​​the signal line conductor (height and width).
信号線導体の断面積を小さくすれば、信号線導体の高密度化を図ることができるが、その信号線導体の特性インピーダンスが変化するだけでなく、その信号線導体の直流抵抗値が大きくなる。 By reducing the cross-sectional area of ​​the signal line conductors, it is possible to achieve high density of signal line conductors, as well as the characteristic impedance of the signal line conductors is changed, the DC resistance value of the signal line conductors increases .

特開平5−22004号公報(段落番号[0007]、図2) JP-5-22004 discloses (paragraph number [0007], FIG. 2) 特開平5−299790号公報(段落番号[0013]、図10) JP-5-299790 discloses (paragraph number [0013], FIG. 10)

従来の信号伝送路は以上のように構成されているので、導体幅が導体厚さよりも短くなるように、信号線導体の形状を設計すれば、複数の信号線導体の間隔を広げることなく、クロストークを改善することができる。 Since the conventional signal transmission path is constructed as described above, so that the conductor width becomes shorter than the conductor thickness, by designing the shape of the signal line conductors, without widening the interval between the plurality of signal line conductors, it is possible to improve the cross-talk. しかし、導体厚さが導体幅よりも長い場合、基板実装におけるエッチング処理などが難しく、高精度に信号伝送路を製造することが困難である課題があった。 However, the conductor thickness is longer than the conductor width, is difficult, such as etching the substrate mounting, there is a difficult challenge to produce a signal transmission path with high accuracy.
また、信号線導体の断面積を小さくすることで、信号線導体の高密度化を図る場合、その信号線導体の直流抵抗値が大きくなるため、信号の減衰率が大きくなってしまう課題があった。 Moreover, by reducing the cross-sectional area of ​​the signal line conductors, when increasing the density of signal line conductors, because the DC resistance of the signal line conductors becomes large, there is a problem that the signal attenuation factor is increased It was.

この発明は上記のような課題を解決するためになされたもので、信号線導体の直流抵抗値の増加を招くことなく、複数の信号線導体の間隔を広げずに、クロストークを改善することができる製造が容易な信号伝送路を得ることを目的とする。 The present invention has been made to solve the above problems, without increasing the DC resistance of the signal line conductors, without increasing the spacing of the plurality of signal line conductors, to improve the crosstalk and an object that the manufacture can obtain easily signal transmission path.

この発明に係る信号伝送路は、上下をグラウンド層で挟まれている誘電体層と、その誘電体層内に配線されている複数の信号線導体とからなり、複数の信号線導体の断面形状が、断面中心に対して点対称な正多角形であるようにしたものである。 Signal transmission line according to the present invention comprises a dielectric layer sandwiched up and down in the ground layer, and a plurality of signal line conductors that are wired to the dielectric layer, the cross-sectional shape of the plurality of signal line conductors but it is obtained as is point symmetrical regular polygon with respect to the cross-sectional center.

この発明によれば、複数の信号線導体の断面形状が、断面中心に対して点対称な正多角形であるように構成したので、信号線導体の直流抵抗値の増加を招くことなく、複数の信号線導体の間隔を広げずに、クロストークを改善することができる製造が容易な信号伝送路が得られる効果がある。 According to the present invention, the cross-sectional shape of the plurality of signal line conductors is, since it is configured to be a point symmetrical regular polygon with respect to the cross-sectional center, without increasing the DC resistance of the signal line conductors, a plurality without increasing the spacing of signal line conductors, the effect of easy signal transmission line production that can improve the cross-talk is obtained.

この発明の実施の形態1による信号伝送路を示す基板断面図である。 It is a substrate cross-sectional view showing a signal transmission path according to a first embodiment of the invention. 基板断面における寸法縦横比と基板断面横方向の長さとの関係を示す電磁界解析例の説明図である。 It is an explanatory view of an electromagnetic field analysis example showing the relationship between the length of the dimension aspect ratio and the substrate section transverse the substrate section. 断面形状が正六角形(正多角形)である信号線導体の例を示す断面図である。 Sectional shape is a sectional view showing an example of a signal line conductor is a regular hexagon (regular polygon). 隣り合っている正方形の信号線導体の1つの頂点同士が最近端となるように、前記複数の信号線導体が配置されている例を示す基板断面図である。 As one vertex between the signal line conductors of adjacently are square becomes proximate end, said plurality of signal line conductors is a substrate cross-sectional view showing an example in which it is located. 隣り合っている正六角形の信号線導体の1つの頂点同士が最近端となるように、前記複数の信号線導体が配置されている例を示す基板断面図である。 As one apexes of the regular hexagon of the signal line conductors are adjacently becomes proximate end, said plurality of signal line conductors is a substrate cross-sectional view showing an example in which it is located. 隣り合っている正六角形の信号線導体の1つの辺同士が最近端となるように、前記複数の信号線導体が配置されている例を示す基板断面図である。 As one side between the regular hexagon of the signal line conductors are adjacently becomes proximate end, said plurality of signal line conductors is a substrate cross-sectional view showing an example in which it is located. この発明の実施の形態5による信号伝送路を示す基板断面図である。 It is a substrate cross-sectional view showing a signal transmission path according to a fifth embodiment of the present invention. この発明の実施の形態6による信号伝送路を示す基板断面図である。 It is a substrate cross-sectional view showing a signal transmission path according to a sixth embodiment of the present invention. この発明の実施の形態7による信号伝送路を示す基板断面図である。 It is a substrate cross-sectional view showing a signal transmission path according to a seventh embodiment of the present invention. この発明の実施の形態8による信号伝送路を示す基板断面図である。 It is a substrate cross-sectional view showing a signal transmission path according to an eighth embodiment of the present invention. この発明の実施の形態9による信号伝送路を示す基板断面図である。 It is a substrate cross-sectional view showing a signal transmission path according to a ninth embodiment of the present invention. この発明の実施の形態10による信号伝送路を示す基板断面図である。 It is a substrate cross-sectional view showing a signal transmission path according to Embodiment 10 of the present invention. この発明の実施の形態11による信号伝送路を示す基板断面図である。 It is a substrate cross-sectional view showing a signal transmission path according to Embodiment 11 of the present invention.

実施の形態1. The first embodiment.
図1はこの発明の実施の形態1による信号伝送路を示す基板断面図である。 Figure 1 is a substrate cross-sectional view showing a signal transmission path according to a first embodiment of the invention.
図1において、基板1は、誘電体層2と、その誘電体層2を上下から挟んでいるグラウンド層3とから構成されている。 In Figure 1, the substrate 1 is provided with a dielectric layer 2, and a ground layer 3 which is sandwiched the dielectric layer 2 from above and below.
誘電体層2を構成している誘電体としては、例えば、ガラスエポキシ樹脂(FR4)などが使用される。 The dielectric constituting the dielectric layer 2, for example, a glass epoxy resin (FR4), etc. are used.
誘電体層2の中には、ストリップラインと呼ばれる複数の信号線導体10,11が配線されており、信号線導体10,11の断面形状は正方形である。 In the dielectric layer 2, a plurality of signal line conductors 10 and 11, called strip line are wired, the cross-sectional shape of the signal line conductors 10 and 11 are square.
この実施の形態1では、信号線導体10,11の断面形状が正方形である例を説明するが、信号線導体10,11の断面形状は、断面中心に対して点対称な正多角形であればよく、断面形状が正方形であるものに限るものではない。 In the first embodiment, the cross-sectional shape of the signal line conductors 10 and 11 illustrate an example a square cross-sectional shape of the signal line conductors 10 and 11, at point-symmetric regular polygon with respect to the cross-sectional center there Bayoku sectional shape is not limited to what is square.

図1では、2本の信号線導体10,11だけが誘電体層2内に配線されているが、実際には、2本以上の信号線導体が誘電体層2内に配線されている。 In Figure 1, only two signal line conductors 10 and 11 are wired in the dielectric layer 2, in practice, two or more signal line conductors are wired in the dielectric layer 2.
2本の信号線導体10,11は、一対の差動信号線を構成しており、複数の差動信号線が誘電体層2内に配線されている。 Two signal line conductors 10 and 11 constitute a pair of differential signal lines, a plurality of differential signal lines are wired in the dielectric layer 2.

次に動作について説明する。 Next, the operation will be described.
2本の信号線導体10,11からなる差動信号線の差動特性インピーダンス(Differential Mode Characteristic Impedance)は、通常Zdiffと表され、多くの測定器がZ 0 =50Ωで整合されていることから、大抵は、Zdiff=2×Z 0 =100Ωとなるように、2本の信号線導体10,11の寸法が設計されている。 Two signal lines differential characteristic impedance of the differential signal line made of a conductor 10,11 (Differential Mode Characteristic Impedance) is usually expressed as Zdiff, since many instruments are aligned with Z 0 = 50 [Omega mostly, so that Zdiff = 2 × Z 0 = 100Ω , the dimensions of the two signal line conductors 10 and 11 are designed.
また、差動特性インピーダンスZdiffの値が差動信号線の途中で変化してしまうと、その変化している部分で、信号の反射が起こって、受信波形が劣化する原因となるため、差動特性インピーダンスZdiffは、ドライバ(信号出力端)からレシーバ(信号受信端)までの間で、基本的に同じ値を目標として設計される。 If the value of the differential characteristic impedance Zdiff is changed in the middle of the differential signal lines, in part that the change, happening reflected signals, for receiving waveform becomes a cause of deterioration, the differential characteristic impedance Zdiff is between the driver (signal output terminal) to the receiver (signal reception end), are basically designed the same value as the target.

この実施の形態1では、差動特性インピーダンスZdiffが100Ωとなるように各種の寸法が決められているものとする。 In the first embodiment, it is assumed that the various dimensions are determined so that a differential characteristic impedance Zdiff is 100 [Omega.
また、2本の信号線導体10,11の抵抗値を同一に保つために、信号線導体10,11の断面積を或る一定値に固定する条件の下、信号線導体10,11の導体幅をw、導体厚さをtとし、信号線導体10と信号線導体11間の距離(以下、「間隙」と称する)をSとする。 In order to keep the resistance value of the two signal line conductors 10 and 11 to the same, under conditions to fix the cross-sectional area of ​​the signal line conductors 10 and 11 to a certain value, the conductor of the signal line conductors 10 and 11 the width w, the conductor thickness and t, the distance between the signal line conductor 10 and the signal line conductors 11 (hereinafter, referred to as "gap") is defined as S.

ここで、信号線導体10,11の断面積が一定であり、かつ、差動特性インピーダンスZdiffが100Ωである条件の下で、信号線導体10,11の形状が正方形形状である場合と横長形状である場合の実装密度を比較すると、正方形形状の場合、横長形状よりも導体幅wを縮小することができるため、2つの信号線導体10,11が占める配線領域を縮小することができる。 Here, the cross-sectional area of ​​the signal line conductors 10 and 11 is constant, and, under the condition the differential characteristic impedance Zdiff is 100 [Omega, if the shape of the signal line conductors 10 and 11 are square-shaped and oblong comparing the packing density of the case where, in the case of a square shape, it is possible to reduce the conductor width w than oblong, it is possible to reduce the wiring area occupied by the two signal line conductors 10 and 11.
2つの信号線導体10,11の導体幅wと、2つの信号線導体10,11の間隙Sとが占める配線領域は、下記の式(1)のように表される。 A conductor width w of the two signal line conductors 10 and 11, a wiring region occupied by the gap S of the two signal line conductors 10 and 11 is expressed by the following equation (1).
配線領域=2w+S (1) Wiring region = 2w + S (1)

信号線導体10,11の導体幅wの縮小による配線領域の改善効果が、断面形状を横長形状から正方形形状にすることに伴って増加する導体厚さtによる信号線導体10,11間の結合の増加効果よりも大きいことが、電磁界解析などで確認することができる。 Improvement of wiring area due to the reduction of the conductor width w of the signal line conductors 10 and 11, coupled between the signal line conductors 10, 11 by the conductor thickness t to increase with be a square shape sectional shape from oblong is greater than the increase in effect, it can be confirmed by an electromagnetic field analysis.
図2は基板断面における寸法縦横比と基板断面横方向の長さとの関係を示す電磁界解析例の説明図である。 Figure 2 is an explanatory view of an electromagnetic field analysis example showing the relationship between the length of the dimension aspect ratio and the substrate section transverse the substrate section.
図2の例では、信号線導体10,11の導体面積(導体厚さt×導体幅w)が一定である条件の下で、Zdiff=100Ωとなるように信号線導体10,11の間隙Sを変えている。 In the example of FIG. 2, the signal line conductor area of ​​the conductor 10, 11 (the conductor thickness t × conductor width w) is under a constant across conditions, the gap S of the signal line conductors 10 and 11 so that Zdiff = 100 [Omega It is changing.
図2の横軸は、寸法縦横比(導体厚さtを導体幅wで割った値)であり、縦軸は基板断面横方向の長さである。 The horizontal axis of FIG. 2 is dimensioned aspect ratio (a value of the conductor thickness t, divided by the conductor width w), the vertical axis represents the length of the substrate cross-section transverse.

図2では、2本のグラフ線を示しているが、図中、下側の◇が付されているグラフ線が2つの信号線導体10,11の間隙Sである。 In Figure 2, but it shows the two graph lines, in the figure is a gap S of the graph lines of lower ◇ are assigned two signal line conductors 10 and 11.
また、図中、上側の□が付されているグラフ線が2つの信号線導体10,11が占める配線領域(2w+S)である。 In the figure, a wiring region where graph lines upper □ is attached occupied two signal line conductors 10,11 (2w + S).
図2から分かるように、間隙Sのグラフも、配線領域(2w+S)のグラフも、横軸の値がt/w=1(信号線導体10,11の導体厚さtと導体幅wが同じ寸法)である場合に最小値を取る。 As can be seen from FIG. 2, also the graph of the gap S, the graph of the wiring region (2w + S) also, the conductor thickness t and the conductor width w of the value of the horizontal axis t / w = 1 (signal line conductors 10 and 11 are the same It takes a minimum value in the case of dimension).
t/w=1は、信号線導体10,11の断面形状が正方形であることを表しており、断面形状が正方形であるときに、差動信号線を構成する信号線導体10,11が占める配線領域(2w+S)が最小値を取るため、最も信号線導体の高密度化に貢献することができる。 t / w = 1 represents the possible cross-sectional shapes of the signal line conductors 10 and 11 is square, when the cross-sectional shape is square, occupied by the signal line conductors 10, 11 making up the differential signal lines since the wiring area (2w + S) takes the minimum value, it is possible to contribute to the densification of the most signal line conductors.

このことは、定性的には、以下のように解釈することができる。 This is qualitatively can be interpreted as follows.
正方形形状(t/w=1)と横長形状(t/w<1)の実装密度を比較すると、正方形形状では、導体幅wを縮小することができるため、間隙Sを確保することができる。 Comparing the packaging density of a square shape (t / w = 1) and oblong (t / w <1), the square shape, it is possible to reduce the conductor width w, it is possible to ensure a gap S. 配線領域は、2つの信号線導体10,11の導体幅wと間隙Sの和(2w+S)であるため、この導体幅wの縮小による配線領域の改善効果は、断面形状を横長形状から正方形形状にすることに伴って増加する導体厚さtによる信号線導体10,11間の結合の増加効果よりも大きいということになる。 Wiring region are the sum of the conductor width w and gap S of the two signal line conductors 10, 11 (2w + S), the effect of improving the wiring area due to reduction in the conductor width w, a square shape cross-sectional shape from oblong It made that it to greater than the binding effect of increasing between the signal line conductors 10, 11 by the conductor thickness t to increase with be made.
また、正方形形状と縦長形状(t/w>1)の実装密度を比較すると、縦長形状では、導体幅wを縮小することができる一方、導体厚さtの増加で、信号線導体10,11間の結合が急増してしまうため、やはり、クロストークの低減効果は、正方形形状の方が有利である。 Furthermore, when comparing the mounting density of a square shape and elongated shape (t / w> 1), the vertically long shape, while it is possible to reduce the conductor width w, an increase in conductor thickness t, the signal line conductors 10 and 11 since the coupling between ends up rapidly, also, the effect of reducing crosstalk, it is advantageous square shape.

このことから、差動信号線を構成する信号線導体10,11が占める配線領域(2w+S)は、信号線導体10,11の断面形状が正方形である場合に最小値を取るため、配線領域(2w+S)を一定にする条件下で、信号線導体10,11の間隙Sを変える場合、信号線導体10,11の断面形状が正方形であるとき、横長形状(t/w<1)や縦長形状(t/w>1)であるときよりも、クロストーク量が小さくなる。 Therefore, wiring area where the signal line conductors 10, 11 making up the differential signal lines occupied (2w + S) is to take the minimum value when the cross-sectional shape of the signal line conductors 10 and 11 is square, the wiring region ( 2w + S) in the conditions of a constant, when varying the gap S of the signal line conductors 10 and 11, when the cross-sectional shape of the signal line conductors 10 and 11 is square, oblong (t / w <1) and Vertical shape (t / w> 1) than when it is, the amount of cross-talk is reduced.
ただし、実装上の問題から、断面形状を正確な正方形形状にすることが困難な場合もあるが、一般的に、導体厚さtと導体幅wの寸法差が±10%程度や、上底と下底の長さが導体厚さtとほぼ同じ長さの台形であれば、断面形状が正方形である場合と同様の効果を期待することができる。 However, the implementation issues, it is sometimes difficult to cross-sectional shape to the exact square shape, in general, dimensional difference and about 10% ± conductor thickness t and the conductor width w, an upper base If substantially trapezoidal the same length length of the lower bottom and conductor thickness t and can be cross-sectional shape to expect the same effect as a square.

以上で明らかなように、この実施の形態1によれば、信号線導体10,11の断面形状が正方形であるように構成したので、信号線導体10,11の直流抵抗値の増加を招くことなく、信号線導体10,11の間隔を広げずに、クロストークを改善することができる製造が容易な信号伝送路が得られる効果がある。 As can be seen from the above description, according to the first embodiment, since the cross-sectional shape of the signal line conductors 10 and 11 is configured to be square, causing an increase in the DC resistance of the signal line conductors 10 and 11 without without increasing the spacing of the signal line conductors 10 and 11, the effect of easy signal transmission line production that can improve the cross-talk is obtained.
即ち、この実施の形態1によれば、信号線導体10,11の導体厚さtと導体幅wが等しく、従来例のように、導体厚さtが導体幅wよりも長くないので、基板実装におけるエッチング処理などが容易であり、高精度に信号伝送路を製造することが可能である。 That is, according to the first embodiment, equal conductor thickness t and the conductor width w of the signal line conductors 10 and 11, unlike the conventional examples, since the conductor thickness t is not longer than the conductor width w, the substrate an etching process in the mounting is easy, it is possible to produce a signal transmission path with high accuracy.
また、この実施の形態1によれば、信号線導体10,11の導体厚さtと導体幅wを等しくするものであって、信号線導体10,11の断面積を小さくするものではないので、信号線導体10,11の直流抵抗値が大きくなることはなく、信号の減衰率が大きくなることもない。 Further, according to the first embodiment, there is to equalize the conductor thickness t and the conductor width w of the signal line conductors 10 and 11, because it is not intended to reduce the cross-sectional area of ​​the signal line conductors 10 and 11 not the DC resistance of the signal line conductors 10 and 11 becomes large, nor signal attenuation rate increases.

実施の形態2. The second embodiment.
上記実施の形態1では、信号線導体10,11の断面形状が正方形である例を示したが、この実施の形態2では、信号線導体10,11の断面形状が正方形以外の正多角形であるものについて説明する。 In the first embodiment, the cross-sectional shape of the signal line conductors 10 and 11 shows an example of a square, in the second embodiment, the cross-sectional shape of the signal line conductors 10 and 11 at regular polygon other than a square for certain things will be explained.
図3は断面形状が正六角形(正多角形)である信号線導体10,11の例を示す断面図である。 Figure 3 is a cross-sectional view cross section showing an example of signal line conductors 10 and 11 is a regular hexagon (regular polygon).

上記実施の形態1では、信号線導体10,11の断面形状が正方形であることで、信号線導体10,11の直流抵抗値の増加を招くことなく、信号線導体10,11の間隔を広げずに、クロストークを改善できる効果が得られることを説明したが、信号線導体10,11の断面形状が、断面中心に対して点対称な正多角形であれば、図3のような正六角形や、正八角形、それ以上の正多角形でも同様の効果が得られる。 In the first embodiment, since the cross-sectional shape of the signal line conductors 10 and 11 is square, without increasing the DC resistance of the signal line conductors 10 and 11, an increasing spacing signal line conductors 10 and 11 without has been described that the effect of improving the crosstalk is obtained, the cross-sectional shape of the signal line conductors 10 and 11, if the point symmetrical regular polygon with respect to the cross-sectional center, as shown in FIG. 3 regular hexagonal square or octagonal, the same effect can be obtained in more regular polygon.
ただし、正四角形(正方形)以外の正多角形の場合、単純に導体幅w×導体高さt=Sのように表すことができないが、信号線導体10,11の断面積から正多角形の一辺の長さを求めることができるので、同様の傾向を確認することができる。 However, in the case of regular polygons other than a square (square), simply can not be expressed as conductor width w × conductor height t = S, the sectional area of ​​the signal line conductors 10 and 11 of the regular polygon it is possible to determine the length of one side, it is possible to confirm the same trend.

例えば、正n角形がn=6である正六角形の場合、図3に示すように、正n角形の中心点を頂点とする二等辺三角形(n個に等分して生成される二等辺三角形)31は、辺Aが底辺となり、二等辺三角形31の面積がw・t/n、二等辺三角形31の辺Aと対向する位置にある頂点(正角形の中心点部分)の角度が360/n度、二等辺三角形31の辺Aの両角が(180−(360/n)/2)度になることが明らかであることから、正n角形の幅wと高さtを計算で導出することができる。 For example, an isosceles triangle regular n-gon is the case of the regular hexagon is n = 6, as shown in FIG. 3, which is generated by equally dividing the center point of the regular n-gon an isosceles triangle of (n whose vertices ) 31, the side a is a base, the area is w · t / n of the isosceles triangle 31, the angle of the vertex on the side a facing the position of the isosceles triangle 31 (the center point portion of the positive rectangular) 360 / n degrees, since it is clear that becomes both corner is (180- (360 / n) / 2) of the side a of the isosceles triangle 31, to derive the width w and height t of the regular n-polygon in the calculation be able to.

例えば、正六角形の場合、頂点の角度が360/6=60度であり、辺Aの両角が(180−(360/6))/2=60度となる。 For example, in the case of a regular hexagon, the angle of the vertex is 360/6 = 60 degrees, corners of the side A is (180- (360/6)) / 2 = 60 degrees.
また、正八角形の場合、頂点の角度が360/8=45度であり、辺Aの両角が(180−(360/8))/2=67.5度となる。 Also, in the case of a regular octagon, the angle of the vertex is 360/8 = 45 degrees, corners of the side A is (180- (360/8)) / 2 = 67.5 °.
なお、辺Aの長さaを求める方法としては、例えば、下記に示すホームページで一般公開されている。 As a method of determining the length a of the side A, for example, are public website shown below.
「http://keisan.casio.jp/exec/system/1355982077」 "Http://keisan.casio.jp/exec/system/1355982077"
また、同ページには、長さaを求める数式も記載されている。 Furthermore, the same page, are also described formulas to determine the length of a.
以上より、信号線導体10,11の断面形状を正多角形にすることにより、従来から一般的に用いられている横長の導体形状よりも、差動信号線間の間隙Sを小さくすることができる。 As described above, by the cross-sectional shape of the signal line conductors 10 and 11 in a regular polygon, than the conductor shape of horizontally long generally used conventionally, it possible to reduce the gap S between the differential signal lines it can.

実施の形態3. Embodiment 3.
上記実施の形態1,2では、複数の信号線導体10,11が誘電体層2の中に配線されているものを示したが、この実施の形態3では、差動特性インピーダンス値が一定の条件の下で、信号線導体10と信号線導体11の1つの頂点同士が最近端箇所になるように、正方形(正多角形)の中心点を中心にして回転させるようにしている。 In the first and second embodiments, although the a plurality of signal line conductors 10 and 11 are wired in the dielectric layer 2, in the third embodiment, differential characteristic impedance value is constant under conditions, such that one apexes of signal line conductors 10 and the signal line conductor 11 becomes proximate end portion, and to rotate around the central point of the square (regular polygon). 即ち、隣り合っている正方形(正多角形)の1つの頂点同士が最近端となるように、信号線導体10,11を配置している。 That is, as one apexes of a square (regular polygon) which are adjacent is proximate end, are arranged signal line conductors 10 and 11.
図4はn=4の正多角形である正方形を45度(=(360度/n)/2)回転させて、菱形の信号線導体10,11を配置している例を示している。 Figure 4 shows an example in which 45-degree square is a regular polygon of n = 4 (= (360 ° / n) / 2) is rotated to place a rhombic signal line conductors 10 and 11.
このように、信号線導体10と信号線導体11の1つの頂点同士が最近端箇所になるように配置することで、断面形状が円の形状よりも、信号線導体10と信号線導体11の間隙Sを小さくすることができる。 In this way, by one of the vertices between the signal line conductor 10 and the signal line conductor 11 is arranged to be proximate end portion, the cross-sectional shape than the circular shape, the signal line conductors 10 and the signal line conductors 11 it is possible to reduce the gap S.

ここでは、断面形状が正方形の信号線導体10,11の配置について示したが、差動特性インピーダンス値が一定の条件の下で、正六角形の信号線導体10,11を配置する場合、図5のようになる。 Here, if the cross-sectional shape is shown the arrangement of the square of the signal line conductors 10 and 11, the differential characteristic impedance value under certain conditions, to place the regular hexagon of the signal line conductors 10 and 11, FIG. 5 become that way.
図5では、隣り合っている正六角形の1つの頂点同士が最近端となるように、信号線導体10,11を配置している。 In Figure 5, one apexes of a regular hexagon which are adjacent is such that the proximate end, are arranged signal line conductors 10 and 11.
この場合も、断面形状が円の形状よりも、信号線導体10と信号線導体11の間隙Sを小さくすることができる。 In this case, it is also possible that the cross-sectional shape than the circular shape, reducing the gap S of the signal line conductors 10 and the signal line conductors 11.

実施の形態4. Embodiment 4.
上記実施の形態1,2では、複数の信号線導体10,11が誘電体層2の中に配線されているものを示したが、この実施の形態4では、差動特性インピーダンス値が一定の条件の下で、信号線導体10と信号線導体11の1つの辺同士が最近端箇所になるように、正六角形(正多角形)の中心点を中心にして回転させるようにしている。 In the first and second embodiments, although the a plurality of signal line conductors 10 and 11 are wired in the dielectric layer 2, in the fourth embodiment, differential characteristic impedance value is constant under conditions, such that one side ends of the signal line conductor 10 and the signal line conductor 11 becomes proximate end portion, and to rotate around the center point of the regular hexagon (regular polygon). 即ち、隣り合っている正六角形(正多角形)の1つの頂点同士が最近端となるように、信号線導体10,11を配置している。 That is, as one apexes of a regular hexagon (regular polygon) which are adjacent is proximate end, are arranged signal line conductors 10 and 11.
図6はn=6の正多角形である正六角形を30度(=(360度/n)/2)回転させている例を示している。 Figure 6 shows an example in which by rotating a regular hexagon 30 degrees is a regular polygon of n = 6 (= (360 ° / n) / 2).

このように、信号線導体10と信号線導体11の1つの辺同士が最近端箇所になるように配置することで、断面形状が円の形状の場合よりも、信号線導体10と信号線導体11の間隙Sが若干増えるが、導体幅wが円の直径よりも小さくなるため、差動信号線を構成する信号線導体10,11が占める配線領域(2w+S)を小さくすることができる。 In this manner, the one side between the signal line conductor 10 and the signal line conductor 11 is arranged to be proximate end portion, than if the cross-sectional shape of the circular shape, the signal line conductor 10 and the signal line conductors increasing gap S of 11 slightly but, since the conductor width w is smaller than the diameter of the circle, it is possible to reduce the wiring area of ​​the signal line conductors 10, 11 making up the differential signal lines occupied (2w + S).
本効果については、正方形を除く、正多角形の辺の数nが6以上のときに、断面形状が円の形状の場合よりも、信号線導体10,11が占める配線領域(2w+S)を縮小できることを確認している。 This effect is, except a square, reduced when the number n of sides of a regular polygon is 6 or more, than the case of the shape of the cross section circle, the signal line conductors 10 and 11 occupies the wiring region (2w + S) it has been confirmed that you can.

実施の形態5. Embodiment 5.
図7はこの発明の実施の形態5による信号伝送路を示す基板断面図であり、図において、図1と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。 Figure 7 is a substrate cross-sectional view showing a signal transmission path according to a fifth embodiment of the present invention, in FIG, so description Figure 1 designate the same or corresponding parts.
この実施の形態5では、差動信号線を構成している信号線導体10と信号線導体11の間隙に、誘電体層2よりも誘電率が低い誘電体21が挿入されている。 In the fifth embodiment, the gap between the signal line conductor 10 and the signal line conductors 11 constituting the differential signal line, the dielectric 21 has a low dielectric constant is inserted than the dielectric layer 2.

差動信号線を構成している信号線導体10と信号線導体11の間隙に、誘電体層2よりも誘電率が低い誘電体21が挿入された場合、差動信号線の差動特性インピーダンスZdiffが一定である(Zdiff=100Ω)条件の下では、信号線導体10と信号線導体11の結合が弱くなるため、2つの信号線導体10,11の間隙Sを小さくすることができる。 The gap between the signal line conductor 10 and the signal line conductors 11 constituting the differential signal lines, if the dielectric 21 having a lower dielectric constant than the dielectric layer 2 is inserted, the differential characteristic impedance of the differential signal lines Zdiff is constant under the (Zdiff = 100 [Omega) conditions, since the coupling of the signal line conductors 10 and the signal line conductor 11 becomes weak, it is possible to reduce the gap S of the two signal line conductors 10 and 11.
したがって、上記実施の形態1よりも、信号線導体の高密度化を図ることができる効果を奏する。 Therefore, than the first embodiment, an effect that can increase the density of the signal line conductors.
図7では、信号線導体10,11の断面形状が正方形である例を示しているが、断面中心に対して点対称な正多角形であれば、断面形状が正方形であるものに限るものではない。 7, the cross-sectional shape of the signal line conductors 10 and 11 shows an example a square, as long as a point symmetrical regular polygon with respect to the cross-sectional center, limited to those cross-sectional shape is square Absent.

実施の形態6. Embodiment 6.
図8はこの発明の実施の形態6による信号伝送路を示す基板断面図であり、図において、図1と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。 Figure 8 is a substrate cross-sectional view showing a signal transmission path according to a sixth embodiment of the present invention, in FIG, so description Figure 1 designate the same or corresponding parts.
この実施の形態6では、差動信号線を構成している信号線導体10と信号線導体11の間隙に、空気層22が挿入されている。 In the sixth embodiment, the gap between the signal line conductor 10 and the signal line conductors 11 constituting the differential signal line, an air layer 22 is inserted.

空気層22の誘電率は1.0であり、誘電体層2よりも誘電率が低いため、差動信号線を構成している信号線導体10と信号線導体11の間隙に誘電体21が挿入された場合と同様に、差動信号線の差動特性インピーダンスZdiffが一定である(Zdiff=100Ω)条件の下では、信号線導体10と信号線導体11の結合が弱くなるため、2つの信号線導体10,11の間隙Sを小さくすることができる。 The dielectric constant of the air layer 22 is 1.0, since a lower dielectric constant than the dielectric layer 2, the dielectric 21 into the gap of the signal line conductor 10 and the signal line conductors 11 constituting the differential signal lines as if they were inserted, a differential characteristic impedance Zdiff of the differential signal lines is constant under the (Zdiff = 100 [Omega) conditions, since the coupling of the signal line conductors 10 and the signal line conductor 11 becomes weak, the two it is possible to reduce the gap S of the signal line conductors 10 and 11.
したがって、上記実施の形態1よりも、信号線導体の高密度化を図ることができる効果を奏する。 Therefore, than the first embodiment, an effect that can increase the density of the signal line conductors.
図8では、信号線導体10,11の断面形状が正方形である例を示しているが、断面中心に対して点対称な正多角形であれば、断面形状が正方形であるものに限るものではない。 8, the cross-sectional shape of the signal line conductors 10 and 11 shows an example a square, as long as a point symmetrical regular polygon with respect to the cross-sectional center, limited to those cross-sectional shape is square Absent.

実施の形態7. Embodiment 7.
図9はこの発明の実施の形態7による信号伝送路を示す基板断面図であり、図において、図1と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。 Figure 9 is a substrate cross-sectional view showing a signal transmission path according to a seventh embodiment of the present invention, in FIG, so description Figure 1 designate the same or corresponding parts.
この実施の形態7では、誘電体層2よりも誘電率が低い誘電体23によって、差動信号線を構成している信号線導体10,11が上下から挟み込まれている。 In the seventh embodiment, a dielectric 23 having a lower dielectric constant than the dielectric layer 2, the signal line conductors 10 and 11 constituting the differential signal line is sandwiched from above and below.

誘電体層2よりも誘電率が低い誘電体23によって、差動信号線を構成している信号線導体10,11を上下から挟み込んでいる場合、差動信号線の差動特性インピーダンスZdiffが一定である(Zdiff=100Ω)条件の下では、信号線導体10と信号線導体11の結合が弱くなるため、2つの信号線導体10,11の間隙Sを小さくすることができる。 A dielectric layer 2 dielectric 23 having a lower dielectric constant than the case where sandwich the signal line conductors 10 and 11 constituting the differential signal lines from the top and bottom, the differential characteristic impedance Zdiff of the differential signal lines constant under a is (Zdiff = 100Ω) conditions, since the coupling of the signal line conductors 10 and the signal line conductor 11 becomes weak, it is possible to reduce the gap S of the two signal line conductors 10 and 11.
したがって、上記実施の形態1よりも、信号線導体の高密度化を図ることができる効果を奏する。 Therefore, than the first embodiment, an effect that can increase the density of the signal line conductors.
図9では、信号線導体10,11の断面形状が正方形である例を示しているが、断面中心に対して点対称な正多角形であれば、断面形状が正方形であるものに限るものではない。 9, the cross-sectional shape of the signal line conductors 10 and 11 shows an example a square, as long as a point symmetrical regular polygon with respect to the cross-sectional center, limited to those cross-sectional shape is square Absent.

実施の形態8. Embodiment 8.
図10はこの発明の実施の形態8による信号伝送路を示す基板断面図であり、図において、図1と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。 Figure 10 is a substrate cross-sectional view showing a signal transmission path according to an eighth embodiment of the present invention, in FIG, so description Figure 1 designate the same or corresponding parts.
この実施の形態8では、差動信号線を構成している信号線導体10,11を上下から挟み込むように、誘電体層2よりも誘電率が低い誘電体層24が配置されている。 In the eighth embodiment, so as to sandwich the signal line conductors 10 and 11 constituting the differential signal lines from the top and bottom, the dielectric layer 24 has a low dielectric constant is arranged than the dielectric layer 2.

差動信号線を構成している信号線導体10,11を上下から挟み込むように、誘電体層2よりも誘電率が低い誘電体層24が配置された場合、差動信号線の差動特性インピーダンスZdiffが一定である(Zdiff=100Ω)条件の下では、信号線導体10と信号線導体11の結合が弱くなるため、2つの信号線導体10,11の間隙Sを小さくすることができる。 So as to sandwich the signal line conductors 10 and 11 constituting the differential signal line from above and below, if the dielectric layer 24 having a lower dielectric constant than the dielectric layer 2 is disposed, the differential characteristics of the differential signal lines a is the impedance Zdiff is constant under the (Zdiff = 100 [Omega) conditions, since the coupling of the signal line conductors 10 and the signal line conductor 11 becomes weak, it is possible to reduce the gap S of the two signal line conductors 10 and 11.
したがって、上記実施の形態1よりも、信号線導体の高密度化を図ることができる効果を奏する。 Therefore, than the first embodiment, an effect that can increase the density of the signal line conductors.
図10では、信号線導体10,11の断面形状が正方形である例を示しているが、断面中心に対して点対称な正多角形であれば、断面形状が正方形であるものに限るものではない。 In Figure 10, the cross-sectional shape of the signal line conductors 10 and 11 shows an example a square, as long as a point symmetrical regular polygon with respect to the cross-sectional center, limited to those cross-sectional shape is square Absent.

実施の形態9. Embodiment 9.
図11はこの発明の実施の形態9による信号伝送路を示す基板断面図であり、図において、図1と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。 Figure 11 is a substrate cross-sectional view showing a signal transmission path according to a ninth embodiment of the present invention, in FIG, so description Figure 1 designate the same or corresponding parts.
誘電体層2の中には、シングルエンドの信号線である信号線導体12が配線されており、信号線導体12の断面形状は正方形である。 Some of the dielectric layer 2 is signal line conductor 12 is a signal line for single-ended are wired, the cross-sectional shape of the signal line conductors 12 is square.
図11では、1本の信号線導体12だけが誘電体層2内に配線されているが、実際には、2本以上の信号線導体が誘電体層2内に配線されている。 In Figure 11, although only one signal line conductors 12 are wired in the dielectric layer 2, in practice, two or more signal line conductors are wired in the dielectric layer 2.

信号線導体12がシングルエンドの信号線である場合も、信号線導体12の断面形状が正方形であれば、差動信号線を構成している場合と同様に、図示せぬ隣の信号線導体とのクロストークを低減することができる。 Even if the signal line conductor 12 is a signal line for single-ended, if the cross-sectional shape of the signal line conductor 12 is square, as if they constitute a differential signal line, the signal line conductors next not shown it is possible to reduce the cross-talk between.
このため、上記実施の形態1と同様に、信号線導体12の直流抵抗値の増加を招くことなく、信号線導体12と図示せぬ隣の信号線導体の間隔を広げずに、クロストークを改善することができる製造が容易な信号伝送路が得られる効果がある。 Therefore, as in the first embodiment, without increasing the DC resistance of the signal line conductors 12, without increasing the distance of the signal line conductors next not shown to the signal line conductor 12, the crosstalk the effect of easy signal transmission line production can be improved is obtained.
図11では、信号線導体12の断面形状が正方形である例を示しているが、断面中心に対して点対称な正多角形であれば、断面形状が正方形であるものに限るものではない。 In Figure 11, the cross-sectional shape of the signal line conductors 12 shows an example a square, as long as a point symmetrical regular polygon with respect to the cross-sectional center, not limited to those cross-sectional shape is square.

実施の形態10. Embodiment 10.
図12はこの発明の実施の形態10による信号伝送路を示す基板断面図であり、図において、図1と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。 Figure 12 is a substrate cross-sectional view showing a signal transmission path according to a tenth embodiment of the present invention. In the figure, the same reference numerals as in FIG. 1 will be omitted since the same or corresponding parts.
上記実施の形態1では、差動信号線を構成している信号線導体10,11が誘電体層2内に配線されているものを示したが、信号線導体10,11が誘電体層2の上に配線されて、信号線導体10,11が差動マイクロストリップラインを構成するようにしてもよい。 In the first embodiment, the signal line conductors 10 and 11 constituting the differential signal lines showed are also wired in the dielectric layer 2, the signal line conductors 10, 11 dielectric layer 2 are routed over the signal line conductors 10 and 11 may constitute a differential microstrip line.
この場合も、信号線導体10,11の断面形状を正方形とすることで、上記実施の形態1と同様に、信号線導体10,11の直流抵抗値の増加を招くことなく、信号線導体10,11の間隔を広げずに、クロストークを改善することができる製造が容易な信号伝送路が得られる効果を奏する。 Again, by a square cross-sectional shape of the signal line conductors 10 and 11, as in the first embodiment, without increasing the DC resistance of the signal line conductors 10 and 11, the signal line conductors 10 brings without increasing spacing 11, the effect of easy signal transmission line production that can improve the cross-talk is obtained.
図12では、信号線導体10,11の断面形状が正方形である例を示しているが、断面中心に対して点対称な正多角形であれば、断面形状が正方形であるものに限るものではない。 In Figure 12, the cross-sectional shape of the signal line conductors 10 and 11 shows an example a square, as long as a point symmetrical regular polygon with respect to the cross-sectional center, limited to those cross-sectional shape is square Absent.

実施の形態11. Embodiment 11.
図13はこの発明の実施の形態11による信号伝送路を示す基板断面図であり、図において、図11と同一符号は同一または相当部分を示すので説明を省略する。 Figure 13 is a substrate cross-sectional view showing a signal transmission path according to Embodiment 11 of the present invention, in FIG., A description will be 11 and the same reference numerals designate the same or corresponding parts.
上記実施の形態9では、シングルエンドの信号線である信号線導体12が誘電体層2内に配線されているものを示したが、信号線導体12が誘電体層2の上に配線されて、信号線導体12がマイクロストリップラインを構成するようにしてもよい。 In the ninth embodiment, although the one signal line conductor 12 is a signal line of a single-ended are wired in the dielectric layer 2, the signal line conductor 12 is routed over the dielectric layer 2 , the signal line conductor 12 may be configured a microstrip line.
この場合も、信号線導体12の断面形状を正方形とすることで、上記実施の形態9と同様に、信号線導体12の直流抵抗値の増加を招くことなく、信号線導体12と図示せぬ隣の信号線導体の間隔を広げずに、クロストークを改善することができる製造が容易な信号伝送路が得られる効果を奏する。 Again, by a square cross-sectional shape of the signal line conductors 12, similarly to the ninth embodiment, without increasing the DC resistance of the signal line conductors 12, not shown to the signal line conductors 12 without increasing the spacing of the signal line conductors next, an effect of easy signal transmission line production that can improve the cross-talk is obtained.
図13では、信号線導体12の断面形状が正方形である例を示しているが、断面中心に対して点対称な正多角形であれば、断面形状が正方形であるものに限るものではない。 In Figure 13, the cross-sectional shape of the signal line conductors 12 shows an example a square, as long as a point symmetrical regular polygon with respect to the cross-sectional center, not limited to those cross-sectional shape is square.

なお、本願発明はその発明の範囲内において、各実施の形態の自由な組み合わせ、あるいは各実施の形態の任意の構成要素の変形、もしくは各実施の形態において任意の構成要素の省略が可能である。 Incidentally, the present invention is within the scope of the invention, it is possible to omit any component deformation or in each of the embodiments of any of the components of a free combination, or each of the embodiments, the respective embodiments .

1 基板、2 誘電体層、3 グラウンド層、10,11,12 信号線導体、21 誘電体、22 空気層、23 誘電体、24 誘電体層、31 二等辺三角形。 1 substrate, 2 a dielectric layer, 3 a ground layer, 10, 11, 12 signal line conductors, 21 the dielectric, 22 an air layer, 23 a dielectric, 24 a dielectric layer, 31 an isosceles triangle.

Claims (14)

  1. 上下をグラウンド層で挟まれている誘電体層と、 Vertical dielectric layers sandwiched by the ground layers,
    前記誘電体層内に配線されている複数の信号線導体とからなる信号伝送路において、 In the signal transmission line and a plurality of signal line conductors, which are wired to said dielectric layer,
    前記複数の信号線導体の断面形状が、断面中心に対して点対称な正多角形であることを特徴とする信号伝送路。 The cross-sectional shape of the plurality of signal line conductors is, the signal transmission path, which is a point-symmetrical regular polygon with respect to the cross-sectional center.
  2. 前記複数の信号線導体のうち、隣り合っている信号線導体の1つの頂点同士が最近端となるように、前記複数の信号線導体が配置されていることを特徴とする請求項1記載の信号伝送路。 Among the plurality of signal line conductors, as one apexes of signal line conductors which are adjacent is proximate end, according to claim 1, wherein said plurality of signal line conductors are arranged signal transmission path.
  3. 前記複数の信号線導体のうち、隣り合っている信号線導体の1つの辺同士が最近端となるように、前記複数の信号線導体が配置されていることを特徴とする請求項1記載の信号伝送路。 Among the plurality of signal line conductors, as one side between the signal line conductors that are adjacent to each other becomes proximate end, according to claim 1, wherein said plurality of signal line conductors are arranged signal transmission path.
  4. 前記複数の信号線導体の断面形状が正方形であることを特徴とする請求項1から請求項3のうちのいずれか1項記載の信号伝送路。 Signal transmission path according to any one of claims 1 to 3, the cross-sectional shape of the plurality of signal line conductors is characterized in that it is a square.
  5. 前記複数の信号線導体の中で、隣り合っている一対の信号線導体のそれぞれが差動信号線を構成していることを特徴とする請求項1から請求項4のうちのいずれか1項記載の信号伝送路。 Among the plurality of signal line conductors, any one of claims 1 to each of the pair of signal line conductors that are adjacent to each other characterized in that it constitutes a differential signal lines claim 4 signal transmission path according.
  6. 前記差動信号線を構成している一対の信号線導体の間隙に、前記誘電体層よりも誘電率が低い誘電体が挿入されていることを特徴とする請求項5記載の信号伝送路。 Wherein the gap between the pair of signal line conductors constituting the differential signal line, the signal transmission path according to claim 5, wherein said dielectric layer dielectric having a lower dielectric constant than is characterized in that it is inserted.
  7. 前記差動信号線を構成している一対の信号線導体の間隙に、空気層が挿入されていることを特徴とする請求項5記載の信号伝送路。 Wherein the gap between the pair of signal line conductors constituting the differential signal line, the signal transmission path according to claim 5, wherein the air layer is inserted.
  8. 前記誘電体層よりも誘電率が低い誘電体によって、前記差動信号線を構成している一対の信号線導体が上下から挟み込まれていることを特徴とする請求項5から請求項7のうちのいずれか1項記載の信号伝送路。 By having a lower dielectric constant dielectric than the dielectric layer, of claim 7 that claim 5, characterized in that the pair of signal line conductors constituting the differential signal line is sandwiched from above and below signal transmission path according to any one of.
  9. 前記差動信号線を構成している一対の信号線導体を上下から挟み込むように、前記誘電体層よりも誘電率が低い誘電体層が配置されていることを特徴とする請求項5から請求項7のうちのいずれか1項記載の信号伝送路。 The so as to sandwich the pair of signal line conductors from above and below which constitute the differential signal lines, according claim 5, wherein the dielectric layer dielectric layer having a lower dielectric constant than is arranged signal transmission path according to any one of claim 7.
  10. 前記複数の信号線導体のそれぞれがシングルエンドの信号線であることを特徴とする請求項1から請求項4のうちのいずれか1項記載の信号伝送路。 Signal transmission path according to any one of claims 1 to 4, each of the plurality of signal line conductors is characterized in that it is a signal line of a single-ended.
  11. グラウンド層の上に配置されている誘電体層と、 A dielectric layer disposed on the ground layer,
    前記誘電体層の上に配線されている複数の信号線導体とからなる信号伝送路において、 In the signal transmission line and a plurality of signal line conductors that are routed over the dielectric layer,
    前記複数の信号線導体の断面形状が、断面中心に対して点対称な正多角形であることを特徴とする信号伝送路。 The cross-sectional shape of the plurality of signal line conductors is, the signal transmission path, which is a point-symmetrical regular polygon with respect to the cross-sectional center.
  12. 前記複数の信号線導体の断面形状が正方形であることを特徴とする請求項11記載の信号伝送路。 Signal transmission line of claim 11, wherein the cross-sectional shape of the plurality of signal line conductors is characterized in that it is a square.
  13. 前記複数の信号線導体の中で、隣り合っている一対の信号線導体のそれぞれが差動信号線を構成していることを特徴とする請求項11または請求項12記載の信号伝送路。 Wherein the plurality of in signal line conductors, claim 11 or claim 12 signal transmission path according respectively, characterized in that it constitutes a differential signal lines of the pair of signal line conductors that are adjacent.
  14. 前記複数の信号線導体のそれぞれがシングルエンドの信号線であることを特徴とする請求項11または請求項12記載の信号伝送路。 Claim 11 or claim 12 signal transmission path, wherein the each of the plurality of signal line conductors are signal lines for single-ended.
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