JP2014078529A - 電力コントロール - Google Patents

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Abstract

【課題】
低電力電灯のような製品のために低電力を供給する電源を提供する。
【解決手段】
低電圧AC信号を調節するために、調光コントロール信号の負荷サイクル又は新しいサイクルを開始する変圧器に応じ、インダクタを介して周期的にON状態及びOFF状態に切り替えるように設計されたAC電圧源を受領する電力ブースタを利用して、放電ランプ又はLEDランプのような電圧源を駆動する装置が開示されている。非限定的ではあるが、(a)出力ブーストされた電圧、(b)グローブ電流及び(c)インダクタ入力電流の1つを比較する、主として1つのコンパレータからの検出された入力に応じてブースタコントロール回路は、所定のターゲットブースト電圧への電流供給を調節する。
【選択図】 図2

Description

本発明は電力コントロール(制御)システムに関する。特に、本発明は低電力光源のコントロールに関するが、これには限定はされない。

照明装置からコントロールされた光出力を提供するための壁型調光器(以降“ディマー”)が長年利用されてきた。AC(交流)幹線用の多種多様なディマーが利用できるが、今日最も多用されているのは前縁および後縁ディマー(leading edge and trailing edge dimmer)として知られるものである。この技術は20世紀初頭に開発されたものであり、ディマーを適正に起動操作し、ラッチ操作するのに十分な負荷(load)を提供するために負荷に大きく依存する(ほとんどの場合は白熱電球)。典型的には前縁および後縁ディマーはシリコン制御整流器(SCR)固体素子であり、ブレークオーバ電圧によって、またはショットキーダイオードのような陽極(アノード)と陰極(カソード)との間の臨界電圧上昇率を超えることでラッチ操作が可能である。前縁ディマーは正弦波の前縁を切り落とし、後端ディマーは正弦波の後縁を切り落とす。

SCRをコントロールしているディマー回路を流れる電流はRCネットワークを介して起動機構もコントロールする。ここでは抵抗は実際の負荷(グローブ)自身である。すなわち、もしインピーダンスが高すぎるか、あるいは負荷が容量性または誘導性であれば、RCネットワーク/起動レベルは閾値を大きく位相シフトさせることができず、場合によっては不安定になり、点滅現象が発生する(すなわち、大抵の現存エネルギー節約型グローブは従来構造では効率的に調光できない)。

世界市場における低電圧(12V)20W〜50Wの二色ハロゲンダウンライトの利用拡大は、ディマーおよび変圧器(240VAC幹線を利用し、12VACに変換)の両方の製造コストを、ダウンライトに非常に“低品質な”電力を供給するところにまで引き下げた。商業施設、産業施設および住宅地でのこのようなシステムの設置には、不適切な設計がディマー、変圧器およびダウンライトに損傷を及ぼす可能性があるため、変圧器およびディマーの慎重な選択を必要とする。

エネルギー効率が高い照明は、ディマーおよび変圧器(典型的には10W未満)の両方に対して大幅に小さい負荷を与え、ディマーおよび変圧器にそれぞれの仕様を離れて作動させる。これで以下を含む不安定性が発生する:
1.低負荷での電流はディマーを最低仕様以下で作動させ、調光範囲を劣化させ、グローブ内で可視(点滅)となるエッジのトリガ操作における電位変動を引き起こす;
2.先端エッジと後端エッジの不安定性は磁性変圧器に壊滅的な誘導電圧によるパイク現象を引き起こし、変圧器と照明器具に損傷を及ぼしかねない;
3.これら装置の切換モードの出力を減衰させ、安定性を維持するため、多くの電子変圧器はその出力に低インピーダンス負荷(20W〜50W)を必要とする;
4.設計された仕様(典型的には20W〜50W)の範囲内に入らせるように出力電流負荷を“感知”するため、低インピーダンス負荷の提供は多くの電子変圧器にとっては非常に重要である。

現在、3種の関係する独立技術分野が存在する。すなわち、冷陰極蛍光ランプ(CCFL)、発光ダイオード(LED)およびハロゲンダウンライトシステムである。

通常の蛍光灯および白熱灯で見られる伝統的な加熱素子やフィラメントを必要とせずに、冷陰極蛍光ランプ(CCFL)は特定波長光(赤、緑、青、UV、等々)あるいは所定帯域幅(暖白色、熱白色、青白色)を発生させる。

先駆者であるコンパクト蛍光ランプ(CFL)は、大抵は折畳形成あるいは屈曲形成されてコンパクト化された単純な伝統的な蛍光ランプである。この技術は白熱グローブよりも効率がよい。なぜならCFLは絶対温度3000度以上に加熱が必要なフィラメントを必要としないからである。高温フィラメントの存在は過熱現象の主原因であり、最後にはフィラメントは蒸発によって落下し、あるいは点灯と消灯の反復による加熱と冷却の繰り返しによる蓄積する力学的ストレスによって崩壊する。

CFLとは異なり、冷陰極蛍光ランプ(CCFL)はフィラメントを持たない。その代わり、発光物質のコーティングの励起に依存する。CCFLは設計形態によっては100ルーメン/W以上を提供でき、加熱フィラメントの疲労劣化がないために20000時間以上にわたって使用できる。十分に大きな振幅および周波数のAC電圧源が、所望の光を発光させる十分なイオンを励起するのに必要である。典型的にはCCFLの電流は小さく、大抵は約6mA以下である。最良効率は電源周波数が10KHz以上のときに達成される。

CCFLは商業的に20年近く使用されてきており、フラットスクリーンテレビやラップトップのようなLCDスクリーンで一般的に見られる。これらのグローブ(電球)の光出力は非常に効率的であるため、安定した電源を確保してコンスタントな光が提供されるように注意が払われなければならない。数マイクロ秒以内の適用電力により発光するが、照明器具自体が熱を持ち、加熱発光後に負性インピーダンスが所定の電圧に対してさらに多量の電流を発生させて輝度を増す。

通常、LCDテレビ等の商業的利用形態は、光出力を安定させて制御可能とする光センサ及び/又は電流センサを組み込んだ複雑なコントロールシステムを有する。

典型的には、CCFL管は2mmから5mmの直径であり、管長は100mmから約500mmである。典型的には、通常では5Vから25Vである入力電圧を増加させるにはインバータを必要とし、インバータの出力電圧を400Vから1200Vにし、グローブに流れる電流を約5.0mAから6.0mAとする。製造業者にもよるが、これで18000から30000cd/m2の輝度で、30000時間の使用寿命が提供される。従って、高輝度、長寿命、高信頼性および設置容易性が提供される。

LEDは、電圧が印加されて、電子が特定エネルギーバンドギャップを超えるとき所定周波数の光を発光する非線形シリコンベースのPN接合体である。LEDは狭範囲の波長の光を発光し、IRからUVに至るまで完全選択できる。しかし、このことによって白色または暖白色のようなさらに広いスペクトルの光が所望されるときには問題が発生する。発光物質コーティングのようなレトランスミッタ(再送達)物質が必要であるが、これらの効果は限定的でしかない。別の問題点は、ハロゲン光分野で必要に応じて大量の光を発生させるには比較的に大規模なエミッタを必要とするが、これら装置は非常に高価であり、大電流での抵抗損失によって引き起こされる熱ストレスによる装置破壊を防止するために大掛かりな放熱措置を必要とする。

別分野の低電力照明はハロゲンダウンライトであり、伝統的に12Vである。なぜなら幹線電力(110Vから220V)では、フィラメント技術の完成が容易ではなかったからである。熱反射、UVフィルタおよびハロゲンガスを維持するフィラメントが関与する複雑なシステムを利用したハロゲングローブは従来の白熱電球よりも少々向上したルーメン/Wと使用寿命を達成する。白熱電灯系の一部としての白熱ランプは、フィラメントの物理温度に従って発光する超高温フィラメントを利用する。運用は非常に簡単であるが、発生する電磁エネルギーの帯域幅は広く、赤外線から紫外線にまで至る。このエネルギーのほとんどは人間の眼に見える可視光線に変換され、非常に非効率な光源となる。漏電の問題と、有効性が低いフィラメントは一般的に長い使用寿命を有する傾向にあるので、ほとんどのハロゲンランプは10ルーメン/Wであるが、15ルーメン/Wまで達成することが可能である。

上述のように、大抵のハロゲングローブは12VACで使用される。よって、幹線電圧を低下させるためには電力変圧器の形態を必要とする。初期の変圧器は磁性であり、鉄芯周囲に異なる巻比のコイルを有していた。近年は電子変圧器が開発された。これら電子変圧器は通常の変圧器とは非常に異なる作用を提供する(切換モード)。これらは一般的に効率が優れ、過重な負荷を排除し保護すること、および穏やかな始動のような追加の安全措置が講じられている。

本発明の1つの目的は、低電力電灯のような製品のために低電力を供給する電源を提供することである。

本発明の別の目的は、従来技術の諸問題の少なくとも一部を克服するか、少なくとも改善することができる電源を提供する手段および方法を提供することである。

近年、様々な製造業者がエネルギー効率の良いハロゲン代替品を製造しようとしている。これら全ては発光ダイオード(LED)技術に基づくものであるように思われる。現行の適用手段は標準の整流器を備えた降圧回路(バッキング回路)を利用する。その結果、電源は容量性の負荷を受ける。これで装置は、ステップダウンした負荷を駆動するのに十分な電圧を受領しないか、高エネルギー及び/又は高周波スパイクが電源によって発生するので深刻な故障につながる。現在、基礎的なヒートシンク以外を利用する形態は市場では殆ど存在せず、小型の内蔵ファンを含むものでさえ存在する。追加の費用および利用の複雑性によって、大抵の形態は、規定効率および使用寿命を確定させるのに必須であるダイ(die)の温度に基づいてLED電力を制限する能力を有していない。

本発明によれば、任意の数のフィードバックセンサによってコントロールされ、一点での(シングルポイントの)比較だけを活用した方法で、広範囲の電圧源を増強及び/又は降圧するための回路を含んだ電力コントロールシステムが提供される。そうすることで非常に利用度が低い運用時に電源に十分に低いインピーダンスを提供し、ハロゲン12Vインバータおよび調光回路のような敏感な電力供給時に適切で完全な運用を確実に提供することができる。

前記のシングルポイントの比較は、基準閾値電圧であるなら、検知された最高電流が入力電流をON状態またはOFF状態となるようにトリガ操作するよう、インダクタ電流を含むことができる複数のセンサをブースト電圧またはグローブ電流と論理的に比較することができる。

本発明によれば、出力のターゲットブースタ電圧を入力電流と比較するために1つのコンパレータのみを使用し、電流が制限され、電圧が制御されたブースタを含んだ電力コントロールシステムが提供される。ここでは、AC入力電流が過度に低い場合にはブースタは非常に低いインピーダンスとして表れ、インダクタを接地状態にロックし、ターゲット電圧ブースタに対して、ディマーと電子変圧器の両方の通常運用を可能にするのに十分な電圧を提供し、電力が回復したとき、新しいサイクルを開始する変圧器により、または起動操作するディマーによりインダクタチャージ(給電)サイクルは再開し、必要とされる電力のみを引き出させる。

本発明はまた、放電ランプあるいはLEDランプのような電圧源を駆動する装置をも提供する。この装置は以下の要素を含んでいる:
低電圧AC信号を調整するために、インダクタを介して調光コントロール信号の負荷サイクルまたは新しいサイクルを開始する変圧器に対応して周期的にON操作とOFF操作を実施するように設計されているAC電圧源を受領する電力ブースタ;
所定のターゲットブースト電圧であるなら放電するようにターゲット電圧ブーストを提供するブースタコントロール回路。

ここで、ブースタコントロール回路は、感知された入力電流、ブースト電圧またはグローブ電流に応じて設定されたターゲットブースト電圧に対する電流供給を調節し、
さらに、ブースタコントロール回路は、電圧ブーストをモニターするためにコンパレータを含んでおり、もし電圧が設定されたターゲットブースト電圧未満に降下すれば、接地状態になったときに電力ブースタのインダクタを介して電流を供給し、ターゲット電流が達成されたら解放し、ターゲット電圧ブーストを増加させ、設定されたターゲットブースト電圧であればターゲット電圧ブーストを解放する。

1実施態様においては、ブースタコントロール回路は、変圧器から電源または負荷インピーダンスを分離している変圧器の入力または出力における2つの同型の受動素子が関与して安定した(バランス)インピーダンス変圧器システムを駆動する。ここで受動素子とはレジスタ、コンデンサまたはインダクタであり、それぞれの受動素子は、与えられた変圧器の巻線および相互対称状態の同タイプ、同一値の負荷と直列状態に置かれ、対称的または均衡された負荷となり、負荷値は予め調整されて所望の負荷の均衡が提供される。

ブースタ回路は様々な周波数のキャリアで作動し、非対称的および継続的に所定のターゲット電圧ブーストを調整し、ターゲット電圧ブーストを所定のターゲット電圧ブーストと比較する。

ブースタコントロール回路は、
電圧ブーストをモニターするコンパレータを含み、所定のターゲットブースト電圧未満に降下したら、接地状態とされたときに、電圧ブースタのインダクタを介して電流を供給し、ターゲット電流が達成されると解放し、ターゲット電圧ブーストを増加させ、所定のターゲットブースト電圧であればターゲット電圧ブーストを解放し、
さらに入力電圧をモニターするコンパレータを含み、所定のターゲット電圧を超えるとブースタステージから切り離し、ターゲット電圧がターゲット値を下回ると再接続する。

この装置は、インダクタの負荷サイクルとランプ電流との間の関係に従って変動する調光コントロール信号の負荷サイクルを有することができる。

この装置は、ターゲット電圧を下回ると実質的に瞬間的な電圧ブースタの電力供給を可能にし、ターゲット電圧が負荷に放電する時にはコンパレータのリセットを遅らせるダイオードを含んだ電流がコントロールされているブースタを有することができる。

この装置は、限定はしないが、以下のいずれかを比較する1つのコンパレータを含むことができる:
a)出力がブーストされた電圧;
b)グローブ電流;
c)インダクタ入力電流;
d)変圧器一次電流;
e)照明器具出力;
f)温度;
g)モータ速度。

この装置は次の要素のいずれかの入力を比較することでターゲット電流を調節する複入力コンパレータを有することができる:(a)出力ブースト電圧、(b)グローブ電流、または(c)インダクタ入力電流、等々。好適には、この複入力コンパレータは複数の入力を比較することでターゲット電流を調節する。さらに好適には、複入力コンパレータは複数の入力を受領でき、1以上の入力が設定条件を超えると、あるいは設定条件に到達するとコンパレータは起動操作され、少なくとも1つの励起予備条件が達成されるとコンパレータは状態を変化させる。

この装置は、バックロイヤトポロジー(buck royer topology)を備えたバッファコンデンサをさらに含むことができる。ここでは、ソフトウェアはロイヤのチューニング処理されたタンク回路がゼロ電圧に接近する正確な時刻に、降圧を開始(fire)操作する。タンク回路は変圧器によく用いられるものであり、放電ランプで十分に効率的である周波数にチューニング処理できる。

この装置は、調光コントロール信号の負荷サイクルで直接的に変動する放電ランプを通流するランプ電流を有することができる。

この装置は、トランジスタタイプ及び/又はシリコンスイッチを含んだ電力レギュレータを有することができる。

この装置は、降圧レギュレータを含んだ電力レギュレータを含むことができる。

本発明はまた、放電ランプと、その放電ランプを駆動する装置との組み合わせを含む。放電ランプと装置は、広範囲の電圧源を任意の数のフィードバックセンサによってコントロールする手法でブースト処理するための回路を含み、シングルポイントの比較のみを利用する電力コントロールシステムをさらに含んでいる。そうすることで、ハロゲン12Vインバータと調光回路のような敏感な電力供給によって正確でフル稼動を可能とするように非常に低い作動時に十分に低いインピーダンスを電圧源に提供する。

本発明は、ハウジング体と開放型のシュラウドとを有した統合した光源をさらに提供する。このハウジングはハウジングに共軸的に取り付けられた電力コントロールシステムおよびらせん状の電球(ヘリカルグローブ)または環状の電球(ハローグローブ)を収容するサイズである。ハウジングはさらに、凸状フランジを有して実質的に円錐台形である外側反射要素が適合状態で取り付けられている凹状内側反射要素を含んでいる。このヘリカルグローブはその利用時に内側反射要素および外側反射要素と相対的に配置が可能であり、ヘリカルグローブから光を外側に投射させる。

反射要素は利用可能な光のさらに高い利用によって追加の輝度出力の発生を助け、効率を増大させる。反射要素は、光源の外側で光を捕獲して誘導することでこの改善された効率を達成し、内部でも光を捕獲して誘導する。

反射は巻かれたらせん状の構造物(コイル)内で通常に捕獲される光を外側に導き、所定の反射設計の効率を増強させる。理論には拘束されないが、その所定の設計によりコイル内に捕獲される光の抽出において、らせんコイル(へリックスコイル)間の空間が狭いほど、反射要素の効率は高くなる。さらなる利点には以下が含まれる:
1.ハロゲンダウンライトの交換には物理的にコンパクトな製品を必要としており、反射要素は、所定のスペースにフィットすることができる照明器具を効果的に最大化させて利用を便利にしている;
2.反射要素は、限定はしないが、CFL、CCFL、LED、等々を含む様々な照明技術のための重要な光学的効率改善を提供する。

内側反射要素と外側反射要素はハウジングのシュラウドとの一体化が可能である。

ハウジングはハウジング体よりも小型である突出した背部部を含むことができ、小型ソケットにさらに容易に挿入でき、突出したコンタクトによって電源に容易に接続できる。

本発明は、新規な電源および新規なハウジングによって増強されることにより、小型ダウンライト器具で使用されるCCFLあるいは他のらせん状の電球(ヘリカルグローブ)または環状の電球(ハローグローブ)の利用機会を初めて提供する。

また本発明は、二色ハロゲンダウンライトのために現存のインフラに設置できる冷陰極蛍光ランプ(CCFL)ベースの後付用製品を提供することもできる。この技術はそれらに匹敵する光量を放射するが、電力の消費は大幅に少ない。この電力の減少は運用コストを大きく低減し、20000時間の利用期間と相俟ってその技術はハロゲンダウンライト技術に成り代わる理想的な候補である。

これは以下の2つの理由で重要な意味がある:
1.このトポロジーは、1つのコンパレータのみを使用し、電流制限され、電圧制御されたブースタである;
2.AC入力電流が低すぎるとき、典型的には2オーム未満であるRsを介してインダクタを接地状態に固定するのでブースタは非常に低いインピーダンスとして表れるであろう。あるいは、ディマーと電子変圧器の両方の通常作動に十分なインピーダンスとして表れる。電力が回復すると、変圧器が新しいサイクルを開始するか、調光のトリガ操作によって、インダクタのチャージサイクルが再開し、必要な電力のみを導入させる。

本発明の好適ないくつかの実施例を添付図面を利用して以下で詳細に解説する。

本発明による低電圧照明具のための電源の1実施例の最上位のブロック図である。 本発明による低電圧照明具のための電源の1実施例のブースタの論理ブロック図である。 本発明による低電圧照明具のための電源の1実施例のブースタのブロック図である。 本発明による低電圧照明具のための電源の1実施例の区分回路図である。 従来技術のハロゲンと、延伸ハウジングを備えた本発明の低電圧照明具のための電源を備えたCCFLと、本発明の新規な改良ハウジング内の低電圧照明具のための電源を備えたCCFLの側面図と断面図である。 従来技術における他の大きさの照明器具と比較した、新しいデザイン(2番目)の側面図を比較したものである。

図1には、新規であって進歩的な方法で従来技術の課題を解決するソフトウェアおよび独自のハードウェアのコントロールシステムからなる複雑な実施形態を単純化したブロック図が示されている。

図1で示すように、単純なAC整流およびスムージング(ブロック1.1)の後で、新規な電流制御電圧ブースト電源トポロジー(ブロック1.2)が不安定なAC電源を安定した100Hz(または電源の基礎周波数の2倍)のPWM電圧に変換する。この負荷サイクルは入力電力RMS電圧を表わす。PWM負荷はAC入力rms電力が移行するときに調節される。ブースト自体は非同期であり、ターゲットブースト電圧が変動する際に連続的に調整される。Vboost(ブースタ出力電圧)はバッファコンデンサ(ブロック1.3)に保存される。このターゲット電圧ブースタ値は、電流制御電圧ブースト電源トポロジー(ブロック1.2)内のコンパレータに通じる電圧分配器によってモニターされる。

論理モードの運用から(および図2を参照)、明確な論理的意味合いで、回路は、信号をバイアスし、その精度に影響を及ぼすであろう干渉を発生させずに全入力を組み合わせる。各センサーは、測定対象のターゲット境界(電流、電圧、位相、あるいは他のパラメータ)が所望値でコンパレータ(D)規準電圧と等しくなるように加重処理される。

出力は、効果的に下記のデジタル論理式として与えられる。
言うまでも無く入力数に理論的制限は存在しない。

コンパレータ(D)入力による電圧は入力の最高値である。もし最高入力値が基準電圧を超えれば、コンパレータは低を出力し、ブーストインダクタ用のチャージスイッチを切る。いずれの入力電圧も閾値を超えなければ、コンパレータは高を出力し、ブースタインダクタをチャージする。この場合、インダクタ電流はインダクタ電流センサー(A)によってモニターされ、やがてセンサーはコンパレータ(D)に閾値を超えた信号を提供し、インダクタのチャージスイッチを切る。これでインダクタはブースタ出力コンデンサ(コンデンサ)に放電する。ローパスフィルタの形態であるために電流センサーRsを通じてインダクタ電流はチャージすることはないが、インダクタ電流センサーは、短時間は高のままである。

やがてインダクタ電流センサー(A)は放電し、信号電圧を低減させる。他の信号が基準電圧を超えなければ、インダクタチャージプロセスは再スタートする。しかし、もしブーストインダクタ放電がブースト電圧(B)またはグローブ電流(C)を十分に上昇させ、片方または両方が閾値を超えるなら、コンパレータ(D)は低のまま残る。この回路はこの状態に残り、センサー電圧は閾値を超えない。

このように、コントローラは1以上の境界に到達するまで運用できる。本発明のグローブバラスト(globe ballast)の実施例では、電力が最初に適用されると、全信号は低になり、コンパレータ(D)を作動開始させる。インダクタは所望の最大電流に到達するまでチャージし、そこでブーストインダクタはチャージを停止し、ブースタのキャップに放電を開始する。これはブースタターゲット電圧かグローブ電流が目標値に到達するまで継続される。もし、CCFLが冷状態であれば、あるいは古ければ、ターゲット運行電流(target running current)に到達するのに必要な出力電圧は、ガラスがさらに新しく、さらに暖かい場合よりも高い。よって、このことは、ブースタ電圧センサー(B)がグローブ電流センサー(C)に先立って閾値に到達することを意味する。しかし、ガラスが温まるに従ってインピーダンスは降下し、同じ電圧に対して電流量が増加する。やがて、グローブ電流は十分に高くなり、ターゲット閾値に到達する。すなわち、コンパレータ(D)はグローブ電流に対してトラッキング(追尾)し、ブースタ電圧に対してはトラッキングしない。

これで暖かいときには過剰電力でグローブをオーバドライブすることなく最も速いウォームアップが保証される。

駆動スイッチは起動のために低信号を必要とするであろうから“OR”または“NOR”の選択は任意である。両コンパレータが入力を共有するが、出力は独立形態である同一電源で降圧とブーストの両方を調節するために、異なる設計の2つのそのような電力コントローラが使用されれば有益である。本発明の解決法では、起動のために論理“Hi”を必要とするN−FETを備えた誘導性負荷の負スイッチングが存在し、“NOR”ゲートは論理解決法であった。もし“OR”ゲートが好まれれば、コンパレータへの加算入力と基準入力を単に交換するだけである。

図1と図2で図示する一般構造を利用した特定構造に対して図3は電圧(ブロック3)示し、ブーストインダクタ(ブロック3.2)を介して、高電圧バッファ電圧(ブロック1.3)を提供する。コンパレータシステムはそれらの間に適用される。このシステムは特にVin<Voutの関係の時に機能する。

スイッチング(切換え)が瞬間的なものではなく、従って中央値をバランス(均衡)させるための機会を提供する前に、システムが再トリガ処理されるのを防止するため、インダクタ電流放電フィルタ(ブロック3.3)が提供される。出力電圧バッファVout(ブロック1.3)のブースト電圧分配器(ブロック3.4)は分割電圧をコンパレータ加算ポイント(ブロック3.6)に入力する。この値はコンパレータ(ブロック3.8)によってVref(ブロック3.7)と比較され、必要な電圧未満であればブーストインダクタの負荷サイクルを変更し、Voutにさらに電流を提供するようにトリガ処理する。

Vboostがターゲット値未満に降下すると、コンパレータが起動し、整流器コンデンサンスに接続したインダクタを、電流センサーレジスタRsを介して接地状態に導く。Rsでの電圧は、Vboost電圧分配器と同じ接点でショットキーダイオードを介してコンパレータにも供給される。そこでVboost電圧分配器および高速スイッチングコンデンサの低レジスタを使用して形成されたRCネットワークによってフィルタ処理される。その結果、コンパレータを(ショットキーを介して)トリガ処理するのに十分に高い電流にインダクタが到達したとき、高ピークはコンデンサ内に瞬時に保存されるが、RCネットワークを介して放電するだけである。このことは、インダクタに過剰にチャージさせないために重要であり、バッファコンデンサに放電するための十分な時間が与えられる。

一旦、ピーク電流が検出されるとコンパレータはOFFになり、通常のブースタ形態に応じて、チャージされたインダクタを別のダイオードを介してバッファコンデンサに強制的に放電させる。インダクタが放電する際にVboostは上昇するであろう。コンパレータ入力でフィルタRcネットワークも放電するであろう。その結果、やがてはコンパレータ高に電圧分配器入力を保持するよう、十分に高いレベルにVboostが到達するか、RCネットワークが放電し、コンパレータをONにしてインダクタに再びチャージする。

これは2つの理由で重要である。まずこのトポロジーは電流制限および電圧制御されたブースタであり、1つのコンパレータのみを利用していることである。次にAC入力電流が低すぎると、ブースタは、Rs(典型的には2オーム未満)を介してインダクタを接地状態にロックするので非常に低いインピーダンスとして表れるであろう。あるいはディマーと電子変圧器の両方の通常運行に十分なものとして現れるであろう。電力が回復すると、変圧器が新しいサイクルを開始するか、調光トリガ処理のために、インダクタチャージサイクルが再開し、必要な電力のみを導き出すであろう。

バッファコンデンサは十分に安定的なエネルギーが同期バックロイヤトポロジーに利用可能であることを確実にする。ソフトウェアでコントロールされているバックは、ロイヤの調整されたタンク回路がゼロ電圧に近づく正確な時間に開始(fire)処理される。典型的にはタンク回路(一次および二次)は、変圧器によく用いられるものであり、CCFLで効果的であるように十分に速い周波数にチューニングされる。現在の解決法は約60KHzを使用するが、これは所与の変圧器に対しては任意であると考えられる。降圧期間は、通常のCCFLの遅いウォームアップ期間を加速するように調節できる。

ブースタがそのようにコントロールされている安定した出力を供給するので、バック負荷は固定が可能であり、さらに安定したロイヤ周波数が得られる。ソフトウェアでコントロールされた同期のロイヤネットワークを使用する際に、現在の解決法はトランジスタの代わりに高電流FETを使用する。典型的には、これではハロゲ変圧器により供給される比較的に低電圧で同一効果を提供することはできない。

図4には低電圧のための電源の部分の分離回路図が存在する。図4は、この明細書で解説されている様々な部分を図示する。特に以下である:
1.入力調節;
2.ブースタ部;
3.バック部;
4.コントローラ部;
5.インバータ部;
6.電圧レギュレータ。

入力調節部は取付式のツェナーダイオードを有し、高電圧スパイクが回路の残り部分に到達するのを防止しているが、上記のアイテム1、3、5および6は基本的には標準形態のものである。インバータの二次段階の電流センサー形態はグローブ電流モニターを実施させる。レギュレータはコントローラ回路がそれを必要とする場合の実施例として図示されている。

ブースタ部は、切換トランジスタの電源に電流センサーレジスタを含ませるべく標準のブースタ形態がどのように改良されるかを示す。これは前述のようにコンパレータに送られる前にフィルタ処理される。さらに電圧分配器が存在し、ブースタ電圧に同じフィードバック通路を介してモニターさせる。

コントローラ部は、ターゲットの形態が自励振動ロイヤ回路を有する場合にはコンパレータを含むだけであろう。しかし、本発明の形態は、説明のために図示されている、電圧バックを備えた同期インバータを利用する。レギュレータ、整流ブリッジ、トランジスタ、ダイオードおよび複数のコンデンサとレジスタを含んだ全半導体素子は独立させることも、あるいは1体の集積回路内に組み込むこともできる。

上記の技術が現存の12VACMR16のハロゲングローブ市場を目指す場合には、形状因子(フォームファクタ)は大抵の現存ソケットに適合しなければならず、バラストコントローラ全体は両面型の36mm径PCB内に、約12mmの深さで存在しなければならない。

本発明はハロゲングローブに適用されるときには放電ランプと、放電ランプを起動させるハウジングを含んだ装置の組み合わせを含む。

図5には、本発明の可能なCCFL形態の典型的ハロゲングローブの形状因子の比較が図示されている。CCFLへリックスは従来の“ポイントソース(点光源)”ハロゲン白熱グローブよりも図抜けて大きい。その結果、その寸法が利用可能なスペースのほとんどを占めるシリンダにCCFLが近づくなら、点光源を焦点させる標準のパラボラ鏡は実効性がなくなる。

図5のグローブ2は、ヘリックスとバラストがMR16コネクタと、その底部のガラスプレート内にいかに提供されているか図示する。しかし、その結果、光出力の大部分が内部反射し、出力全体を減少させている。ヘリックス形状因子の別問題は、ほぼ半分の照明具平面全体がヘリックス内であり、さらなる内部損失を招く。さらに、MR16のウェッジがバラストハウジングに置換されており、雌型コネクタが利用できないであろう。

これら諸問題にも拘わらず、ユーザによっては形状因子がさらに美的であると考えるかも知れない。特にグローブが完全にリセス(凹状)している状態の場合はそうであろう。

図5のグローブ3はグローブ2の変形である。ここで反射深度は減少されて反射角度が最良化されており、内部反射ではなくグローブからの放射線を形成する。さらに、内部反転反射が存在し、可能な限り多くのヘリックス内部光を外側に焦点処理し、利用可能な光をさらに有効に利用する。反射には凸状に延び出るフランジ型円錐台外側反射要素が取り付けられている。これはハウジングから部分的に外側に延び出るヘリックスを有する犠牲を払って実行されている。これはMR16ウェッジがまだ存在し、存在するMR16雌型ソケットとの両立性が提供される発散光(利用形態による)手段を提供するであろう。

低電圧のための電源が実質的な有効性を有することが示された。この電流グローブ構造は安定的であるが、以下を含む問題のさらなる改善が必要である:
1.電子変圧器によっては電力コントロール最小負荷により望まれるものより弱光のままである;
2.不充分な負荷による現存ディマー形態の不安定な調光;
3.電圧と入力電流はコントロールされるが、ランプ電流は直接には調整されず、長いウォーミングアップ時間が必要になる。

第1の問題点は現存するトポリジーを利用するためにチューニング処理できることである。しかし、これはディマーの調光の安定性の犠牲を伴う。単純な解決法は整流器コンデンサンスを増加させることであるが、さらに不安定な変圧器でrms電力を増加させるであろう。しかし、グローブの負荷が一層容量的になるため、ディマーによってはビートパターン(beat pattern)を発生させ、ユーザの邪魔になる。さらなる利点は最大ブースタスイッチング速度と電流を増加させ、バッファ容量を増加させることで可能であると考えられる。

最も単純な解決法は、通常の家庭用機器と同様にディマーにさらに多くのグローブを持たせることである。通常のハロゲングローブはほぼ常に1つのディマーに対して複数のグローブで設計されている。すなわち6Wだけの電力コントロール負荷でも4つのこのようなグローブで24Wとなり、従って最低ディマー必要条件を超える。

第3の問題点の解決法としては、1つだけのコンパレータを使用して電圧と電流を並行してモニターするとき、さらに別なモニター(グローブ電流のもの)を加えることが可能なことである。さらに別な電流の分路を使用することで(今回は、高電圧、低電流出力ステージ)、グローブ電流の波形(図2、ブロック2.5)をモニターすることができる。追跡を回避するために信号を十分に整流してスムージングすることで、得られるセンサーは、デジタル論理においては“OR”ゲート(あるいは特殊な場合には“NOR”)に類似する他のもの(ブースト電流および電圧)と組み合わせることができる。

アナログシステムの場合には、コンパレータ閾値を超えるものは全て“1”と考え、それ未満は“0”と考える。この意義は、任意の数の入力をモニターすることができることであり、そのいずれも目的の閾値を超えることでブースタをOFF状態にすることができる。例えば、電力が始めて適用されると、インダクタ電流、ブースタ電圧およびグローブ電流は全て閾値よりはるかに小さくなるであろう。これで“NOR”ゲートを高くし、全入力を低くする。これでインダクタチャージングが開始する。やがてインダクタ電流が閾値に到達し、NORに“1”を電流感知ラインに登録させ、ゲートをOFFにする。もし所望のブースト電圧が検出されたら、それも高いと見做され、他の入力を無視してNORゲート出力を低く保つであろう。同じことがグローブ電流にも言える。

それぞれの所望値(インダクタ電流、ブースト電圧、グローブ電流)が“プログラム”可能であり、最大ブースト電圧は実際に少々高くなるので、これはウォームアップ時間を大きく短縮させるであろう。すなわちグローブ電流が達成されるまで、当初のブースト電圧はさらに大きい。グローブがウォームアップするに従ってグローブインピーダンスは、グローブ電流がさらに低いブースタ電圧によって維持できるようになるまで降下する。これでグローブ電流でのNORゲートトラッキングによって“Hi”としてはトリガ処理されることはなくなる。

実際には、個々のセンサーはデジタル信号として処理されるが、それらはもちろんアナログであるため、個別のセンサーに干渉させないことが重要である。電力コントロール利用形態においては、ブースタ電圧とインダクタ電流フィルタとを1体に組み込んで素子とPCBのスペースが節約できることが発見された(概念的にはそれらは別々の信号である)。もし必要であれば、上述と同じ方法で出力電圧をモニターすることもできる。信号を組み合わせて隔離することは、ダイオード(図2、ブロック2.7)を使用すれば簡単であり、信号がコンパレータ(図2、ブロック2.8)に到達する前に実行されなければならない。コンパレータ入力の電圧は入力の大きな方の電圧である。これは基準電圧(図2、ブロック2.7)と比較した値である。

本発明の重要性と発明性の理解は、本発明が導き出されたプロセスの検討により増強されるであろう。本発明の開発は2つの明確な分野であるCCFLと低電力ハロゲン照明具から誘導されたことが理解されるであろう。しかし、技術の各部分の利用は単純なものではなく、このような広範な領域を組み合わせることに関する特殊な問題を克服するには研究開発を必要とした。

多様なハロゲンバラスト(ディマーの存在有/無)からの電圧出力は相当程度に変動するであろう。すなわち、CCFLのような高効率照明システムに効率的に電力を供給する前に大量の条件調整が必要である。CCFLは超高温の純粋なエネルギーのキャパシタンスを通じて電力変動を平均化する加熱要素には頼らないため、電源の最も小さな変動でさえも照明出力の変動から絶望的な故障に至るまで起こし得る。

LCD表示装置に使用されるコントローラを検査したとき、入力電圧は正確でなければならないため、複雑性および形状因子が利用できないことが発見された。効率はたった50%程度であった。コストも膨大であった。

存在する240ボルトのCCFLとCFL回路を考察すると、発見されたほとんどの例は、高周波AC反転のための変圧器フィードバック回路駆動トランジスタを利用したもっとも基本的なロイヤ回路に依存していた。これは十分に安定した高電圧AC源では良好に動作したが、大抵の電子変圧器および調光形態では効果がなかった。また、問題になるのは、トランジスタが大量に電力降下させ、効率(およびバラストの有効寿命)を大きく低下させるので、240VACと較べて12VAC電源で必要な比較的に高い電流であった。

最初の試みは、電界効果トランジスタ(FET)を使用してハロゲンバラストから直接的に送られてくる電力を整流、フィルタ、およびインバート処理し、それをCCFLグローブへの昇圧変圧器に送ることであった。この形態は図1のブロック1.1をブロック1.4と統合することと同じであった。しかし、これには大きな障害があった。それらの一部はつぎのようなものである:
1.幹線電力の変動の過敏性により光出力が変動した;
2.サージとスパイクが回路の熱焼損を引き起こした;
3.調光時にディマーが変動した;
4.ディマーは半輝度を超えては調光しなかった;
5.電子変圧器によっては不充分な負荷によりON状態にならなかった;
6.異なる変圧器が異なる平均光出力(出力RMS電圧は変動)を発生させた;
7.変動電圧レールは、自然共鳴周波数がドリフトし、不安定で非効率な光出力となることを意味した;
8.低rms電圧は、一次変圧器での大電流を意味し、高い抵抗損失となった。

AC電力振動(オシレーション)の特徴、調光トポロジーおよびバラスト多様性のような現存の幹線並びにハロゲンインフラの研究を通じて以下が発見された:
1.ディマーは典型的には運行に10Wの最低負荷を必要とし、その負荷は大きな位相シフト(容量性あるいは誘導性)を持ってはならない;
2.電子変圧器は出力調整に最低負荷を必要とする;
3.磁性変圧器は、ディマーを利用するように設計されると危険なほど高い電圧スパイクを出力するかも知れない(特に選択ディマーが不正確タイプ(降下エッジvs上昇エッジ)である場合)。

さらに、CCFLの特徴の研究により以下が発見された:
1.CCFLガラス管はインピーダンス総量に比例して増加する種々な長さで入手できるが、最良の光出力と有効利用できる寿命のための定格の運用電流は6mAである;
2.インピーダンスは少々容量性であり、温度と共に変動する。グローブが暖かいほどインピーダンスは低くなり、同じ入力電圧では電流が増加する。その結果、一定電圧が供給されるなら、温度が約40度から50度に上昇すると数分間にわたって光は明るくなる;
3.ウォームアップ時間は周囲温度、入力電力、ガラスの古さ等の因子によって変動する。

一次変圧器に供給する降下電圧の固定降圧期間を、通常の非同期性である1つのコンパレータ電流調整バックと交換することを含んで、様々な解決法が試行された。その結果、様々な入力電圧にわたって全光出力で安定性が増幅された。しかしながら、調光はまだ不安定であった。降圧は12VAC変圧器に十分な負荷を印加できず、特定ディマーにも印加できなかった。

前述した主要な問題点を再考すると、低RMS電流を保証する十分に高い電圧を安定供給することが必要であることが明確になった。この低RMS電流は、特に入力が低“Lo”であるときに供給レールにも重負荷を印加した。

上述の対処の変更はチャージの際と同様にブースタ回路に関してであった。ブースタインダクタは入力レールから接地される。すなわち電源によって低インピーダンスとして見做される。所望の入力レベルが低いときに、出力が適正位相にあり、コンパレータだけがONおよびOFFとなって供給を増加させるバック供給源とは異なり、問題点は、典型的にはブーストトポロジーが状況情報または複合位相反転を必要とすることであった。ほとんどの現存トポロジーは同期的であり、ブースト初期化に必要な変換を同期化させるのに固定クロックを必要とすると考えられている。チャージ電流、最大電圧および最低電圧を個々にモニターするのに、恐らく非同期性は複数のコンパレータを必要とするであろう。

しかし、容易な解決法を保証するためには1つのコンパレータを使用する必要があることが確認された。なぜなら、部分的には高速切換機能を備えた選択されたマイクロコントローラにおいて利用可能であり、部分的には従来のPWMベースのZ変換離散コントロールシステムを導入する試みが、CPU電力、費用、サイズおよび複雑性の大きな改善を必要としたからである。

これは、接地されたときにインダクタを流れる電流をモニターする1つのコンパレータを使用し、ターゲット電流が達成されると解放し、ブースタ入力電力がバックとインバータドローとの均衡に到達するまでその電圧が増加するバッファキャップにチャージ電流を送る実験を必要とした。これに関する最初の自明な問題点は、インダクタが所望ターゲット電流に到達した瞬間(シャントレジスタを通してモニター)、コンパレータはOFFになり、シャントと脱係合し、コンパレータに低を検出させ、インダクタをほぼ瞬時に接地させ、ラナウェイ継続電流となることである。

調節(fix)は、フィルタされたRCネットワークであり、コンパレータが低入力を検出する前に効果的に時間を遅らせた。但し、その遅延は2通りの作用をした。1つは上昇エッジも遅延したことである。このことはコンパレータも遅すぎてターゲット電流に対応できなかっただけではなく、インダクタがOFFとなる前にフィルタが目標値に到達する際に直ちにそれがターンバックし、放電はほとんど不要であったことである。

これを解決するため、増加するインダクタ電流によってシャント電圧が増加するとき、フィルタコンデンサを瞬時にチャージするダイオードを導入した。すなわち、チャージ時にコンパレータはインダクタの瞬間電流をモニターしており、適正な瞬間にスイッチをOFFにする。ダイオードが電流を分流器に戻らせないため、RCフィルタは所望のレートで、コンパレータを再びONにトリガ処理する前にバッファコンデンサへの放電に十分な時間をインダクタに提供できる時間だけ放電する。

基本的に、1つのコンパレータだけを使用して、非常に単純ではあるが効果的なゼロオーダ電流コントロールブースタトポロジー(zero order current)が得られた。

この技術は非常に好適に機能することが発見された。少なくともバックステージ負荷(buck stage load)に関しては何の不都合も発生しなかった。すなわち、CCFLガラスおよび不可避な素子の誤差変動に対してもほとんど誤差が発生しなかった。何らかの理由で負荷がバッファコンデンサから十分な電力を流出させなかったなら、やがてはブースタからの継続電流がバッファ電圧を故障状態にし、それに接続されている全てを破壊するであろう。

この解決法は電圧ブースタに電圧リミットを適用することであった。最終的にはこのことは1つのレジスタの追加によって達成された。出力電圧が最大所望電圧を超えたなら、ヒットされている目的の閾値になる抵抗値によって、インダクタRCフィルタレジスタをバッファコンデンサに接続することで電圧分配器が提供された。これは図2のブロック2.3、ブロック2.4およびブロック1.3間の接続にて図示されている。

この改善は、電圧分配器比によってプログラム可能な電圧を対象にすることを可能とし、最大電流レートで探求することを可能とする。この設計は電流が制限され、電圧が調整された非同期ブースト回路であるが、それでも1つのコンパレータのみを使用する。

この技術により、いかなる所与の波形に対してもバックとインバータ部に電圧入力を効果的に保証することができるようになった。すなわち、素子の誤差、耐久性および現存のハロゲンシステムにおける調光処理に望まれる十分に低いインピーダンスには殆ど依存しない。固定された高バッファ電圧(入力電圧との比較)は低インバータ電流を提供し、幹線周波数(100Hz)の2倍で運用される略矩形波であった。すなわち、ON状態時にはCCFLは常に同輝度であったが、負荷サイクルはディマークロップ信号に対応して変化し、多様な変圧器とディマーのためのPWMコントロール調光が得られた。

1形態ではブースタコントロール回路は、電源インピーダンスまたは負荷インピーダンスを変圧器から隔離する変圧器の入力あるいは出力の2つの同タイプの素子が関与する均衡インピーダンス変圧器システムを含んでいる。受動部はレジスタ、コンデンサまたはインダクタでよく、それぞれの受動部は所与の変圧器巻部および負荷と直列であり、それらは互いに対称的に配置され、同タイプであり、対称的あるいは均衡した負荷となる値であり、それらの値は予め調整されて所望の負荷均衡状態を提供している。

蛍光照明に関する1利用例では、受動部はコンデンサである。このような形態は多くの利点を提供する。このような利用形態では、設計条件によっては、それらコンデンサ値が等しい必要はない。

均衡容量インバータは、限定はされないがCCFL、CFLおよびEEFLを含んだ蛍光照明媒体に対して以下の利点を有する。これらの利点は他の産業分野においても有用性を有する:
1.蛍光ランプ等のような非リニア負荷の隔離を通して変圧器での物理的振動を低減させる;
2.近隣の金属との容量結合を均衡させ、危険な電圧を減少させる;
3.均衡結合は周囲金属を通じて普通に発生する漏電を大きく減少させる;
4.電圧は複数素子により共有されるので、低電圧定格コンデンサが電圧インバータのために利用できる;
5.利用条件を満たすために隔離コンデンサは直列の1以上のものでよい。この条件の1例は電圧定格化である。

均衡受動変圧器システムは他の非リニア負荷からの変圧器の隔離を提供し、一般的な利用性を有する。

前述の解説は本発明の1好適実施例のものであり、本発明の説明のみを目的としている。電源およびその利用法の変形は本発明の範囲内で可能であり、本発明の範囲内に含まれるものである。

特に、本発明は外部電極蛍光ランプ(EEFL)において利用が可能である。EEFLはCCFLに類似したものである。管の両端にて容量結合することで、EEFLはガラス内に延び入る電極を必要としない。その結果、電極の劣化が事実上排除されるため、大幅に長い使用寿命が得られる。電気的にEEFLは、小さな調整だけでCCFLで使用される同種のコントローラと両立できる。よって、EEFLと関連するので本発明の利用性が理解されるであろう。

本発明は他の低電力手段および高電力手段にも利用できる。これにはさらに効果的なLEDベースの照明解決法およびAC並びにDCの低電圧および高電圧利用のためにスケール可能な電源のためのコントロールシステムも含まれる。このことは、LED12Vダウンライト代替品が現存の調光インフラとは両立できないために意義がある。

本発明は電力コントロール(制御)システムに関する。特に、本発明は低電力光源のコントロールに関するが、これには限定はされない。

照明装置からコントロールされた光出力を提供するための壁型調光器(以降“ディマー”)が長年利用されてきた。AC(交流)幹線用の多種多様なディマーが利用できるが、今日最も多用されているのは前縁および後縁ディマー(leading edge and trailing edge dimmer)として知られるものである。この技術は20世紀初頭に開発されたものであり、ディマーを適正に起動操作し、ラッチ操作するのに十分な負荷(load)を提供するために負荷に大きく依存する(ほとんどの場合は白熱電球)。典型的には前縁および後縁ディマーはシリコン制御整流器(SCR)固体素子であり、ブレークオーバ電圧によって、またはショットキーダイオードのような陽極(アノード)と陰極(カソード)との間の臨界電圧上昇率を超えることでラッチ操作が可能である。前縁ディマーは正弦波の前縁を切り落とし、後端ディマーは正弦波の後縁を切り落とす。

SCRをコントロールしているディマー回路を流れる電流はRCネットワークを介して起動機構もコントロールする。ここでは抵抗は実際の負荷(グローブ)自身である。すなわち、もしインピーダンスが高すぎるか、あるいは負荷が容量性または誘導性であれば、RCネットワーク/起動レベルは閾値を大きく位相シフトさせることができず、場合によっては不安定になり、点滅現象が発生する(すなわち、大抵の現存エネルギー節約型グローブは従来構造では効率的に調光できない)。

世界市場における低電圧(12V)20W〜50Wの二色ハロゲンダウンライトの利用拡大は、ディマーおよび変圧器(240VAC幹線を利用し、12VACに変換)の両方の製造コストを、ダウンライトに非常に“低品質な”電力を供給するところにまで引き下げた。商業施設、産業施設および住宅地でのこのようなシステムの設置には、不適切な設計がディマー、変圧器およびダウンライトに損傷を及ぼす可能性があるため、変圧器およびディマーの慎重な選択を必要とする。

エネルギー効率が高い照明は、ディマーおよび変圧器(典型的には10W未満)の両方に対して大幅に小さい負荷を与え、ディマーおよび変圧器にそれぞれの仕様を離れて作動させる。これで以下を含む不安定性が発生する:
1.低負荷での電流はディマーを最低仕様以下で作動させ、調光範囲を劣化させ、グローブ内で可視(点滅)となるエッジのトリガ操作における電位変動を引き起こす;
2.先端エッジと後端エッジの不安定性は磁性変圧器に壊滅的な誘導電圧によるパイク現象を引き起こし、変圧器と照明器具に損傷を及ぼしかねない;
3.これら装置の切換モードの出力を減衰させ、安定性を維持するため、多くの電子変圧器はその出力に低インピーダンス負荷(20W〜50W)を必要とする;
4.設計された仕様(典型的には20W〜50W)の範囲内に入らせるように出力電流負荷を“感知”するため、低インピーダンス負荷の提供は多くの電子変圧器にとっては非常に重要である。

現在、3種の関係する独立技術分野が存在する。すなわち、冷陰極蛍光ランプ(CCFL)、発光ダイオード(LED)およびハロゲンダウンライトシステムである。

通常の蛍光灯および白熱灯で見られる伝統的な加熱素子やフィラメントを必要とせずに、冷陰極蛍光ランプ(CCFL)は特定波長光(赤、緑、青、UV、等々)あるいは所定帯域幅(暖白色、熱白色、青白色)を発生させる。

先駆者であるコンパクト蛍光ランプ(CFL)は、大抵は折畳形成あるいは屈曲形成されてコンパクト化された単純な伝統的な蛍光ランプである。この技術は白熱グローブよりも効率がよい。なぜならCFLは絶対温度3000度以上に加熱が必要なフィラメントを必要としないからである。高温フィラメントの存在は過熱現象の主原因であり、最後にはフィラメントは蒸発によって落下し、あるいは点灯と消灯の反復による加熱と冷却の繰り返しによる蓄積する力学的ストレスによって崩壊する。

CFLとは異なり、冷陰極蛍光ランプ(CCFL)はフィラメントを持たない。その代わり、発光物質のコーティングの励起に依存する。CCFLは設計形態によっては100ルーメン/W以上を提供でき、加熱フィラメントの疲労劣化がないために20000時間以上にわたって使用できる。十分に大きな振幅および周波数のAC電圧源が、所望の光を発光させる十分なイオンを励起するのに必要である。典型的にはCCFLの電流は小さく、大抵は約6mA以下である。最良効率は電源周波数が10KHz以上のときに達成される。

CCFLは商業的に20年近く使用されてきており、フラットスクリーンテレビやラップトップのようなLCDスクリーンで一般的に見られる。これらのグローブ(電球)の光出力は非常に効率的であるため、安定した電源を確保してコンスタントな光が提供されるように注意が払われなければならない。数マイクロ秒以内の適用電力により発光するが、照明器具自体が熱を持ち、加熱発光後に負性インピーダンスが所定の電圧に対してさらに多量の電流を発生させて輝度を増す。

通常、LCDテレビ等の商業的利用形態は、光出力を安定させて制御可能とする光センサ及び/又は電流センサを組み込んだ複雑なコントロールシステムを有する。

典型的には、CCFL管は2mmから5mmの直径であり、管長は100mmから約500mmである。典型的には、通常では5Vから25Vである入力電圧を増加させるにはインバータを必要とし、インバータの出力電圧を400Vから1200Vにし、グローブに流れる電流を約5.0mAから6.0mAとする。製造業者にもよるが、これで18000から30000cd/m2の輝度で、30000時間の使用寿命が提供される。従って、高輝度、長寿命、高信頼性および設置容易性が提供される。

LEDは、電圧が印加されて、電子が特定エネルギーバンドギャップを超えるとき所定周波数の光を発光する非線形シリコンベースのPN接合体である。LEDは狭範囲の波長の光を発光し、IRからUVに至るまで完全選択できる。しかし、このことによって白色または暖白色のようなさらに広いスペクトルの光が所望されるときには問題が発生する。発光物質コーティングのようなレトランスミッタ(再送達)物質が必要であるが、これらの効果は限定的でしかない。別の問題点は、ハロゲン光分野で必要に応じて大量の光を発生させるには比較的に大規模なエミッタを必要とするが、これら装置は非常に高価であり、大電流での抵抗損失によって引き起こされる熱ストレスによる装置破壊を防止するために大掛かりな放熱措置を必要とする。

別分野の低電力照明はハロゲンダウンライトであり、伝統的に12Vである。なぜなら幹線電力(110Vから220V)では、フィラメント技術の完成が容易ではなかったからである。熱反射、UVフィルタおよびハロゲンガスを維持するフィラメントが関与する複雑なシステムを利用したハロゲングローブは従来の白熱電球よりも少々向上したルーメン/Wと使用寿命を達成する。白熱電灯系の一部としての白熱ランプは、フィラメントの物理温度に従って発光する超高温フィラメントを利用する。運用は非常に簡単であるが、発生する電磁エネルギーの帯域幅は広く、赤外線から紫外線にまで至る。このエネルギーのほとんどは人間の眼に見える可視光線に変換され、非常に非効率な光源となる。漏電の問題と、有効性が低いフィラメントは一般的に長い使用寿命を有する傾向にあるので、ほとんどのハロゲンランプは10ルーメン/Wであるが、15ルーメン/Wまで達成することが可能である。

上述のように、大抵のハロゲングローブは12VACで使用される。よって、幹線電圧を低下させるためには電力変圧器の形態を必要とする。初期の変圧器は磁性であり、鉄芯周囲に異なる巻比のコイルを有していた。近年は電子変圧器が開発された。これら電子変圧器は通常の変圧器とは非常に異なる作用を提供する(切換モード)。これらは一般的に効率が優れ、過重な負荷を排除し保護すること、および穏やかな始動のような追加の安全措置が講じられている。

本発明の1つの目的は、低電力電灯のような製品のために低電力を供給する電源を提供することである。

本発明の別の目的は、従来技術の諸問題の少なくとも一部を克服するか、少なくとも改善することができる電源を提供する手段および方法を提供することである。

近年、様々な製造業者がエネルギー効率の良いハロゲン代替品を製造しようとしている。これら全ては発光ダイオード(LED)技術に基づくものであるように思われる。現行の適用手段は標準の整流器を備えた降圧回路(バッキング回路)を利用する。その結果、電源は容量性の負荷を受ける。これで装置は、ステップダウンした負荷を駆動するのに十分な電圧を受領しないか、高エネルギー及び/又は高周波スパイクが電源によって発生するので深刻な故障につながる。現在、基礎的なヒートシンク以外を利用する形態は市場では殆ど存在せず、小型の内蔵ファンを含むものでさえ存在する。追加の費用および利用の複雑性によって、大抵の形態は、規定効率および使用寿命を確定させるのに必須であるダイ(die)の温度に基づいてLED電力を制限する能力を有していない。

本発明の形態によれば、広範囲の電圧源を増強及び/又は降圧するための回路を含んだ電力コントロールシステムが提供され、該回路は複数のフィードバックセンサを有し、また該回路は信号と、増強及び/又は降圧のいずれかのセンサーとの一点(シングルポイント)でのみの比較とを有し、該回路は複数のフィードバックセンサと一点での比較によってコントロールされ、利用度が低い運用時に電源に低いインピーダンスを提供し、ハロゲン12Vインバータおよび調光回路のような敏感な電力供給時に適切な運用を確実に提供することができる。

さらに前記の回路はインダクタを含み、センサからの信号はインダクタ電流、ブースト電圧またはグローブ電流を含み、グローブ電流は電力コントロールシステムによって制御されるグローブに供給される電流を意味する。前記のシングルポイントの比較は、論理的な比較を行うコンパレータを含む。該コンパレータは基準電圧への複数の信号を比較し、すべての信号が基準電圧を下回る場合には、コンパレータは電流をインダクタに流すトリガ操作をするよう信号を出力し、又は、少なくとも1つの信号が基準電圧と同値又は基準電圧を上回る場合、コンパレータはインダクタから電流を放電するトリガ操作のための信号を出力する。

本発明の別の形態によれば、ディマー及び/又は電子変圧器に利用するための電力コントロールシステムが提供される。電力コントロールシステムはインダクタを備える電流が制限され、電圧が制御されたブースタと、インダクタチャージ(給電)スイッチと、出力されたターゲットブースト電圧と入力電力を比較し、信号を出力するただ1つのコンパレータを含み、インダクタチャージスイッチを操作する。ここでは、AC入力電流がコンパレータの基準よりも低い場合には、ブースタは、インダクタチャージスイッチをONに切り替えることによりインダクタを設置状態にロックし、ディマー及び/又は電子変圧器の通常運用を可能にし、入力電圧が増加した場合、電流がインダクタを流れ、電流が基準に達すると、インダクタチャージスイッチはOFFに切り替わる。このプロセスにより、ディマー又はサイクルを開始する変圧器からの調光コントロール信号の負荷サイクルに応じて、周期的にインダクタチャージスイッチをON操作とOFF操作が行われる。

本発明の別の形態では、LEDランプのような電子機器を駆動する装置をも提供する。この装置は以下の要素を含んでいる:
整電AC電圧源を受領する電力ブースタで、放電ランプあるいはLEDランプを流れる電流を調整するために、ディマー又はサイクルを開始する変圧器からの調光コントロール信号の負荷サイクルに応じて、振動するように配置されるインダクタとインダクタチャージスイッチを含む。ブースタコントロール回路は複数の入力センサとただ1つのコンパレータを備え、コンパレータは複数のセンサからの複数の信号と、コンパレータ基準電圧とを比較し、インダクタチャージスイッチを操作するための信号を出力し、すべての信号が基準電圧を下回る場合には、コンパレータは電流をインダクタに流すトリガ操作をするよう信号を出力し、又は、少なくとも1つの信号が基準電圧と同値又は基準電圧を上回る場合、コンパレータはインダクタから電流を放電するトリガ操作のための信号を出力し、これにより電流をインダクタから放電する。

複数のセンサ信号は、以下を含む場合がある。(a)ブースタの出力電圧である出力ブースト電圧、(b)電子機器のグローブに供給される電流であるグローブ電流、(c)インダクタを流れる電流であるインダクタ入力電流、(d)変圧器一次電流、(e)光束。それぞれの複数の信号はコンパレータの基準電圧に関連して増減されるターゲットブースト電圧を備える。

ある実施形態においては、コンパレータはブースト電圧と基準電圧とを比較し、所定のターゲットブースト電圧未満に降下したら、インダクタチャージスイッチがONに切り替わることにより接地状態とされたときに、電圧ブースタのインダクタを介して電流を供給し、ターゲット電流が達成されると解放し、ターゲット電圧ブーストを増加させ、所定のターゲットブースト電圧であればインダクタチャージスイッチはOFFのままである。

1実施態様においては、ブースタコントロール回路は、変圧器から電源または負荷インピーダンスを分離している変圧器の入力または出力における2つの同型の受動素子が関与して安定した(バランス)インピーダンス変圧器システムを駆動する。ここで受動素子とはレジスタ、コンデンサまたはインダクタであり、それぞれの受動素子は、変圧器の巻線および負荷と直列状態に置かれ、受動素子はそれぞれ対称的に対向して配置され、受動素子は対称的、又は安定した負荷をもたらす同一値である。

ブースタコントロール回路は様々な周波数のキャリアで作動し、ブースタコントロール回路はターゲット電圧ブーストを所定のターゲット電圧ブーストと比較することにより、非対称的および継続的に所定のターゲット電圧ブーストを調整する。

ブースタコントロール回路はダイオードを含むことができる。ブースト電圧が基準電圧を下回る場合、ダイオードは電圧ブースタを充電し、電圧が負荷を介して放電される場合コンパレータのリセットを遅延させる。

この装置は、インダクタの負荷サイクルとランプ電流との間の関係に従って変動する調光コントロール信号の負荷サイクルを有することができる。

この装置は、バックロイヤトポロジー(buck royer topology)を備えたバッファコンデンサをさらに含むことができる。ここでは、ソフトウェアはロイヤのチューニング処理されたタンク回路がゼロ電圧に接近する正確な時刻に、降圧を開始(fire)操作する。タンク回路は変圧器によく用いられるものであり、放電ランプで十分に効率的である周波数にチューニング処理できる。

この装置は、調光コントロール信号の負荷サイクルで変動する放電ランプを通流するグローブ電流を有することができる。

この装置は、トランジスタタイプ及び/又はシリコンスイッチを含んだ電力ブースタを有することができる。

この装置は、降圧レギュレータを含んだ電力ブースタを含むことができる。

本発明は、開放型の中空体(hollow body)を備えるハウジングを有した統合した光源をさらに提供する。このハウジングはハウジングに共軸的に取り付けられた電力コントロールシステムまたは上記の装置、及びらせん状の電球(ヘリカルグローブ)または環状の電球(ハローグローブ)を収容するサイズである。

ハウジングは好ましくはさらに、凸状フランジを有して実質的に円錐台形である外側反射要素が適合状態で取り付けられている凹状内側反射要素を有する中央錐形反射を含んでいる。このヘリカルグローブまたはハローグローブはその利用時に内側反射要素および外側反射要素と相対的に配置が可能であり、ヘリカルグローブまたはハローグローブから光を外側に投射させ、ヘリカルグローブのらせん状のコイル間の間隔が減少すると、中央円錐体はコイル内に捕獲された光を抽出することにより、所定のスペースのための光束の量を増加する。

反射要素は利用可能な光のさらに高い利用によって追加の輝度出力の発生を助け、効率を増大させる。反射要素は、光源の外側で光を捕獲して誘導することでこの改善された効率を達成し、内部でも光を捕獲して誘導する。

反射は巻かれたらせん状の構造物(コイル)内で通常に捕獲される光を外側に導き、所定の反射設計の効率を増強させる。理論には拘束されないが、その所定の設計によりコイル内に捕獲される光の抽出において、らせんコイル(へリックスコイル)間の空間が狭いほど、反射要素の効率は高くなる。さらなる利点には以下が含まれる:
1.ハロゲンダウンライトの交換には物理的にコンパクトな製品を必要としており、反射要素は、所定のスペースにフィットすることができる照明器具を効果的に最大化させて利用を便利にしている;
2.反射要素は、限定はしないが、CFL、CCFL、LED、等々を含む様々な照明技術のための重要な光学的効率改善を提供する。

中央錐形反射は好ましくは、らせん状コイル、ハローグローブまたは表面(LEDリング)内で通常に捕獲される光を外側に導き、所定の反射設計の効率を増強させる。

反射する中央錐形は、電球型蛍光ランプ(CFL)、冷陰極蛍光ランプ(CCFL)、発光ダイオード(LED)を含む照明技術のための重要な光学的効率改善を提供する。

内側及び外側の反射要素は、好ましくはハウジングの解放された中空体と一体である。ハウジングはハウジング体よりも小型である突出した背部部を含むことができ、小型ソケットにさらに容易に挿入でき、突出したコンタクトによって電源に容易に接続できる

本発明は、新規な電源および新規なハウジングによって増強されることにより、小型ダウンライト器具で使用されるCCFLあるいは他のらせん状の電球(ヘリカルグローブ)または環状の電球(ハローグローブ)の利用機会を初めて提供する。

また本発明は、二色ハロゲンダウンライトのために現存のインフラに設置できる冷陰極蛍光ランプ(CCFL)ベースの後付用製品を提供することもできる。この技術はそれらに匹敵する光量を放射するが、電力の消費は大幅に少ない。この電力の減少は運用コストを大きく低減し、20000時間の利用期間と相俟ってその技術はハロゲンダウンライト技術に成り代わる理想的な候補である。

これは以下の2つの理由で重要な意味がある:
1.このトポロジーは、1つのコンパレータのみを使用し、電流制限され、電圧制御されたブースタである;
2.AC入力電流が低すぎるとき、典型的には2オーム未満であるRsを介してインダクタを接地状態に固定するのでブースタは非常に低いインピーダンスとして表れるであろう。あるいは、ディマーと電子変圧器の両方の通常作動に十分なインピーダンスとして表れる。電力が回復すると、変圧器が新しいサイクルを開始するか、調光のトリガ操作によって、インダクタのチャージサイクルが再開し、必要な電力のみを導入させる。

本発明の好適ないくつかの実施例を添付図面を利用して以下で詳細に解説する。

本発明による低電圧照明具のための電源の1実施例の最上位のブロック図である。 本発明による低電圧照明具のための電源の1実施例のブースタの論理ブロック図である。 本発明による低電圧照明具のための電源の1実施例のブースタのブロック図である。 本発明による低電圧照明具のための電源の1実施例の区分回路図である。 従来技術のハロゲンと、延伸ハウジングを備えた本発明の低電圧照明具のための電源を備えたCCFLと、本発明の新規な改良ハウジング内の低電圧照明具のための電源を備えたCCFLの側面図と断面図である。 従来技術における他の大きさの照明器具と比較した、新しいデザイン(2番目)の側面図を比較したものである。

図1には、新規であって進歩的な方法で従来技術の課題を解決するソフトウェアおよび独自のハードウェアのコントロールシステムからなる複雑な実施形態を単純化したブロック図が示されている。

図1で示すように、単純なAC整流およびスムージング(ブロック1.1)の後で、新規な電流制御電圧ブースト電源トポロジー(ブロック1.2)が不安定なAC電源を安定した100Hz(または電源の基礎周波数の2倍)のパルス幅変調(PWM電圧に変換する。この負荷サイクルは入力電力の二乗平均平方根(RMS電圧を表わす。PWM負荷サイクルはAC入力RMS電力が移行するときに調節される。ブースタコントロール回路自体は非同期であり、ターゲットブースト電圧が変動する際に連続的に調整される。Vboost(ブースタ出力電圧)はバッファコンデンサ(ブロック1.3)に保存される。このターゲットブースト電圧値は、電流制御電圧ブースト電源トポロジー(ブロック1.2)内のコンパレータに通じる電圧分配器によってモニターされる。

論理モードの運用から(および図2を参照)、明確な論理的意味合いで、回路は、信号をバイアスし、その精度に影響を及ぼすであろう干渉を発生させずに全入力信号を組み合わせる。各入力信号センサー(A、B、C)は、測定対象の信号のターゲット(電流、電圧、位相、あるいは他のパラメータ)が所望値でコンパレータ(D)規準電圧と等しくなるように加重処理または拡大縮小される。

出力は、効果的に下記のデジタル論理式として与えられる。


言うまでも無く入力数に理論的制限は存在しない。

コンパレータ(D)入力による電圧は入力の最高値である。もし最高入力値が基準電圧を超えれば、コンパレータは低を出力し、ブーストインダクタ用のチャージスイッチを切る。いずれの入力電圧も閾値を超えなければ、コンパレータは高を出力し、ブースタインダクタをチャージする。この場合、インダクタ電流はインダクタ電流センサー(A)によってモニターされ、やがてセンサーはコンパレータ(D)にコンパレータ基準電圧値を超えた信号を提供し、インダクタのチャージスイッチを切る。これでインダクタはブースタ出力コンデンサ(コンデンサ)に放電する。ローパスフィルタの形態であるために電流センサーRsを通じてインダクタ電流はチャージすることはないが、インダクタ電流センサーは、短時間は高のままである。

やがてインダクタは放電し、電流センサー(A)の信号電圧を低減させる。どの信号基準電圧を超えなければ、インダクタチャージプロセスは再スタートする。しかし、もしブーストインダクタ放電がブースト電圧(B)またはグローブ電流(C)を十分に上昇させ、片方または両方が基準電圧を超えるなら、コンパレータ(D)の出力は低のまま残る。この回路はこの状態に残り、ブースト電圧はターゲット電圧、従ってコンパレータ基準電圧を超えない。

このように、コントローラは1以上のターゲットに到達するまで運用できる。本発明の実施例はグローブバラスト(globe ballast)で、負荷、この実施例ではグローブ、を介して電力を制御するためのものである。グローブ電力が最初に適用されると、全信号(インダクタ電流、ブースト電圧及びグローブ電流)は低になり、コンパレータ(D)を作動開始させる。インダクタはターゲット電流である所望の最大電流に到達するまでチャージし、そこでブーストインダクタはチャージを停止し、ブースタ出力コンデンサに放電を開始する。これはブースト電圧かグローブ電流がその目標値に到達するまで継続される。グローブがCCFLである実施例において、もし、CCFLが冷状態であれば、あるいは古ければ、CCFLを作動させるターゲット電流に到達するのに必要な出力電圧は、ガラスがさらに新しく、さらに暖かい場合よりも高い。よって、このことは、ブースタ電圧センサー(B)がグローブ電流センサー(C)に先立ってターゲット値に到達することを意味する。しかし、ガラスが温まるに従ってグローブのインピーダンスは降下し、同じ電圧に対して電流量が増加する。やがて、グローブ電流は十分に高くなり、ターゲットグローブ電流に到達する。すなわち、コンパレータ(D)はグローブ電流に対してトラッキング(追尾)し、ブース電圧に対してはトラッキングしない。

これで暖かいときには過剰電力でグローブをオーバドライブすることなく最も速いウォームアップが保証される。

駆動スイッチ(インダクタ充電スイッチ)は起動のために低信号を必要とするであろうから“OR”または“NOR”の選択は任意である。両コンパレータが入力を共有するが、出力は独立形態である同一電源で降圧とブーストの両方を調節するために、異なる設計の2つのそのような電力コントローラが使用されれば有益である。本発明の解決法は、起動のために論理“Hi”を必要とするN−FETを備えた誘導性負荷の負スイッチングを有し従って“NOR”ゲートは論理解決法であ。もし“OR”ゲートが好まれれば、コンパレータへの加算入力と基準入力を単に交換するだけである。

図3と図4は図1と図2で図示する一般構造を利用した特定システムについて言及している。図3は電圧(ブロック3)を示し、ブーストインダクタ(ブロック3.2)を介して、高電圧バッファ電圧(ブロック1.3)を提供する。コンパレータシステムはそれらの間で使用される。このシステムは特にVin<Voutの関係の時に機能する。

スイッチング(切換え)が瞬間的なものではなく、従って信号が反応するための機会を提供する前に、システムが再トリガ処理されるのを防止するため、インダクタ電流放電フィルタ(ブロック3.3)が提供される。出力電圧バッファVout(ブロック1.3)のブースト電圧分配器(ブロック3.4)は分割電圧をコンパレータ加算ポイント(ブロック3.6)に入力する。この値はコンパレータ(ブロック3.8)によってコンパレータの基準電圧であるVref(ブロック3.7)と比較され、コンパレータは必要な電圧未満であればブーストインダクタの負荷サイクルを変更し、負荷であるVoutにさらに電流を提供するようにトリガ処理する。

Vboostがそのターゲット値未満に降下すると、コンパレータが起動し、整流器コンデンサンスに接続したインダクタを、電流センサーレジスタRsを介して接地状態に導く。Rsでの電圧は、Vboost電圧分配器と同じ接点でショットキーダイオードを介してコンパレータにも供給される。そこでVboost電圧分配器および高速スイッチングコンデンサの低レジスタを使用して形成されたRCネットワークによってフィルタ処理される。その結果、コンパレータを(ショットキーを介して)トリガ処理するのに十分に高い電流にインダクタが到達したとき、高ピークはコンデンサ内に瞬時に保存されるが、RCネットワークを介して放電するだけである。このことは、インダクタに過剰にチャージさせないために重要であり、バッファコンデンサに放電するための十分な時間が与えられる。

一旦、インダクタ電流がそのターゲットインダクタ電流に達すると、つまりピークインダクタ電流が検出されるとコンパレータはOFFになり、通常のブースタ形態に応じて、チャージされたインダクタを別のダイオードを介してバッファコンデンサに強制的に放電させる。インダクタが放電する際にVboostは上昇するであろう。コンパレータ入力でフィルタRcネットワークも放電するであろう。その結果、やがてはコンパレータ高に電圧分配器入力を保持するよう、十分に高いレベルにVboostが到達するか、RCネットワークが放電し、コンパレータをONにしてインダクタに再びチャージする。

これは2つの理由で重要である。まずこのトポロジーは電流制限および電圧制御されたブースタであり、1つのコンパレータのみを利用していることである。次にAC入力電流が低すぎると、ブースタは、Rs(典型的には2オーム未満)を介してインダクタを接地状態にロックするので非常に低いインピーダンスとして表れるであろう。あるいはディマーと電子変圧器の両方の通常運行に十分なものとして現れるであろう。電力が回復すると、変圧器が新しいサイクルを開始するか、調光トリガ処理のために、インダクタチャージサイクルが再開し、必要な電力のみを導き出すであろう。

バッファコンデンサは十分に安定的なエネルギーが同期バックロイヤトポロジーに利用可能であることを確実にする。ソフトウェアでコントロールされているバックは、ロイヤの調整されたタンク回路がゼロ電圧に近づく正確な時間に開始(fire)処理される。典型的にはタンク回路(一次および二次)は、変圧器によく用いられるものであり、CCFLで効果的であるように十分に速い周波数にチューニングされる。現在の解決法は約60KHzを使用するが、これは所与の変圧器に対しては任意であると考えられる。降圧期間は、通常のCCFLの遅いウォームアップ期間を加速するように調節できる。

ブースタがそのようにコントロールされている安定した出力を供給するので、バック負荷は固定が可能であり、さらに安定したロイヤ周波数が得られる。ソフトウェアでコントロールされた同期のロイヤネットワークを使用する際に、現在の解決法はトランジスタの代わりに高電流FETを使用する。典型的には、これではハロゲ変圧器により供給される比較的に低電圧で同一効果を提供することはできない。

図4には低電圧のための電源の部分の分離回路図が存在する。図4は、この明細書で解説されている様々な部分を図示する。特に以下である:
1.入力調節;
2.ブースタ部;
3.バック部;
4.コントローラ部;
5.インバータ部;
6.電圧レギュレータ。

入力調節部は取付式のツェナーダイオードを有し、高電圧スパイクが回路の残り部分に到達するのを防止しているが、上記のアイテム1、3、5および6は基本的には標準形態のものである。インバータの二次段階の電流センサー形態はグローブ電流モニターを実施させる。レギュレータはコントローラ回路がそれを必要とする場合の実施例として図示されている。

ブースタ部は、切換トランジスタの電源に電流センサーレジスタを含ませるべく標準のブースタ形態がどのように改良されるかを示す。これは前述のようにコンパレータに送られる前にフィルタ処理される。さらに電圧分配器が存在し、ブースタ電圧に同じフィードバック通路を介してモニターさせる。

コントローラ部は、ターゲットの形態が自励振動ロイヤ回路を有する場合にはコンパレータを含むだけであろう。しかし、本発明の形態は、説明のために図示されている、電圧バックを備えた同期インバータを利用する。レギュレータ、整流ブリッジ、トランジスタ、ダイオードおよび複数のコンデンサとレジスタを含んだ全半導体素子は独立させることも、あるいは1体の集積回路内に組み込むこともできる。

上記の技術が現存の12VACMR16のハロゲングローブ市場を目指す場合には、形状因子(フォームファクタ)は大抵の現存ソケットに適合しなければならず、バラストコントローラ全体は両面型の36mm径PCB内に、約12mmの深さで存在しなければならない。

本発明の実施形態はハロゲングローブに適用されるときには統合した光源であり、放電ランプと、放電ランプを起動させる装置の組み合わせを含むみ、統合した光源は開放型の中空体を備えるハウジングを有し、ハウジングは放電ランプと放電ランプを駆動する装置を収容するサイズである。放電ランプはハウジングに共軸的に取り付けられたヘリカルグローブである

図5には、本発明の可能なCCFL形態の典型的ハロゲングローブの形状因子の比較が図示されている。CCFLへリックスグローブは従来の“ポイントソース(点光源)”ハロゲン白熱グローブよりも図抜けて大きい。その結果、その寸法が利用可能なスペースのほとんどを占めるシリンダにCCFLが近づくなら、点光源を焦点させる標準のパラボラ鏡は実効性がなくなる。

図5のグローブ2は、ヘリックスとバラストがMR16コネクタと、その底部のガラスプレート内にいかに提供されているか図示する。しかし、その結果、光出力の大部分が内部反射し、出力全体を減少させている。ヘリックス形状因子の別問題は、ほぼ半分の照明具平面全体がヘリックス内であり、さらなる内部損失を招く。さらに、MR16のウェッジがバラストハウジングに置換されており、雌型コネクタが利用できないであろう。

これら諸問題にも拘わらず、ユーザによっては形状因子がさらに美的であると考えるかも知れない。特にグローブが完全にリセス(凹状)している状態の場合はそうであろう。

図5のグローブ3はグローブ2の変形である。ここで反射深度は減少されて反射角度が最良化されており、内部反射ではなくグローブからの放射線を形成する。さらに、内部反転反射が存在し、可能な限り多くのヘリックス内部光を外側に焦点処理し、利用可能な光をさらに有効に利用する。反射には凸状に延び出るフランジ型円錐台外側反射要素が取り付けられている。これはハウジングから部分的に外側に延び出るヘリックスを有する犠牲を払って実行されている。このことは幾ばくかの発散光(利用形態による)をもたらすことがあるものの、これはMR16ウェッジがまだ存在し、存在するMR16雌型ソケットとの両立性を可能とする。

低電圧のための電源が実質的な有効性を有することが示された。この電流グローブ構造は安定的であるが、以下を含む問題のさらなる改善が必要である:
1.電子変圧器によっては電力コントロール最小負荷により望まれるものより弱光のままである;
2.不充分な負荷による現存ディマー形態の不安定な調光;
3.電圧と入力電流はコントロールされるが、ランプ電流またはグローブ電流は直接には調整されず、長いウォーミングアップ時間が必要になる。

第1の問題点は現存するトポリジーを利用するためにチューニング処理できることである。しかし、これはディマーの調光の安定性の犠牲を伴う。単純な解決法は整流器コンデンサンスを増加させることであるが、さらに不安定な変圧器でRMS電力を増加させるであろう。しかし、グローブの負荷が一層容量的になるため、ディマーによってはビートパターン(beat pattern)を発生させ、ユーザの邪魔になる。さらなる利点は最大ブースタスイッチング速度と電流を増加させ、バッファ容量を増加させることで可能であると考えられる。

第2の問題点の解決法は、通常の家庭用機器と同様にディマーにさらに多くのグローブを持たせることである。通常のハロゲングローブはほぼ常に1つのディマーに対して複数のグローブで設計されている。すなわち6Wだけの電力コントロール負荷でも4つのこのようなグローブで24Wとなり、従って最低ディマー必要条件を超える。

第3の問題点の解決法としては、1つだけのコンパレータを使用して電圧と電流を同時に基準電圧と比較するとき、さらに別な信号(グローブ電流のもの)を加えることが可能なことである。さらに別な電流の分路を使用することで(今回は、高電圧、低電流出力ステージ)、グローブ電流の波形(図、ブロック.5)をモニターすることができる。追跡を回避するために信号を十分に整流してスムージングすることで、得られるセンサーは、デジタル論理においては“OR”ゲート(あるいはこの特殊な場合には“NOR”)に類似する他のもの(ブースト電流および電圧)と組み合わせることができる。

本発明のアナログシステムの場合には、コンパレータ基準値を超えるものは全て“1”と考え、それ未満は“0”と考える。この意義は、複数の数の入力を比較することができることであり、そのいずれもそれぞれの目的の値、従ってコンパレータ基準値を超えることでブースタをOFF状態にすることができる。例えば、電力が始めて適用されると、インダクタ電流、ブースタ電圧およびグローブ電流は全てそれぞれの目的の値、従ってコンパレータ基準値よりはるかに小さくなるであろう。これで“NOR”ゲートを高くし、全入力を低くする。これでインダクタチャージングが開始する。やがてインダクタ電流がそれぞれの目的の値、従ってコンパレータ基準値に到達し、NORに“1”を電流感知ラインに登録させ、ゲートをOFFにする。もし所望のブースト電圧が検出されたら、それも高いと見做され、他の入力を無視してNORゲート出力を低く保つであろう。同じことがグローブ電流にも言える。

それぞれの目的の値(インダクタ電流、ブースト電圧、グローブ電流)が“プログラム”可能であり、最大ブースト電圧は実際に少々高くなるので、これはウォームアップ時間を大きく短縮させるであろう。すなわちグローブ電流が達成されるまで、当初のブースト電圧はさらに大きい。グローブがウォームアップするに従ってグローブインピーダンスは、グローブ電流がさらに低いブースタ電圧によって維持できるようになるまで降下する。これでグローブ電流でのNORゲートトラッキングによって“Hi”としてはトリガ処理されることはなくなる。

実際には、個々のセンサーはデジタル信号として処理されるが、それらはもちろんアナログであるため、個別のセンサーに干渉させないことが重要である。電力コントロール利用形態においては、ブースタ電圧とインダクタ電流フィルタとを1体に組み込んで素子とPCBのスペースが節約できることが発見された(概念的にはそれらは別々の信号である)。もし必要であれば、上述と同じ方法で出力電圧をモニターすることもできる。信号を組み合わせて隔離することは、ダイオード(図、ブロック)を使用すれば実行でき、信号がコンパレータ(図、ブロック.8)に到達する前に実行されなければならない。コンパレータ入力の電圧は入力の大きな方の電圧である。これは基準電圧(図、ブロック.7)と比較した値である。

本発明の重要性と発明性の理解は、本発明が導き出されたプロセスの検討により増強されるであろう。本発明の開発は2つの明確な分野であるCCFLと低電力ハロゲン照明具から誘導されたことが理解されるであろう。しかし、技術の各部分の利用は単純なものではなく、このような広範な領域を組み合わせることに関する特殊な問題を克服するには研究開発を必要とした。

多様なハロゲンバラスト(ディマーの存在有/無)からの電圧出力は相当程度に変動するであろう。すなわち、CCFLのような高効率照明システムに効率的に電力を供給する前に大量の条件調整が必要である。CCFLは超高温の純粋なエネルギーのキャパシタンスを通じて電力変動を平均化する加熱要素には頼らないため、電源の最も小さな変動でさえも照明出力の変動から絶望的な故障に至るまで起こし得る。

LCD表示装置に使用されるコントローラを検査したとき、入力電圧は正確でなければならないため、複雑性および形状因子が利用できないことが発見された。効率はたった50%程度であった。コストも膨大であった。

存在する240ボルトのCCFLとCFL回路を考察すると、発見されたほとんどの例は、高周波AC反転のための変圧器フィードバック回路駆動トランジスタを利用したもっとも基本的なロイヤ回路に依存していた。これは十分に安定した高電圧AC源では良好に動作したが、大抵の電子変圧器および調光形態では効果がなかった。また、問題になるのは、トランジスタが大量に電力降下させ、効率(およびバラストの有効寿命)を大きく低下させるので、240VACと較べて12VAC電源で必要な比較的に高い電流であった。

最初の試みは、電界効果トランジスタ(FET)を使用してハロゲンバラストから直接的に送られてくる電力を整流、フィルタ、およびインバート処理し、それをCCFLグローブへの昇圧変圧器に送ることであった。この形態は図1のブロック1.1をブロック1.4と統合することと同じであった。しかし、これには大きな障害があった。それらの一部はつぎのようなものである:
1.幹線電力の変動の過敏性により光出力が変動した;
2.サージとスパイクが回路の熱焼損を引き起こした;
3.調光時にディマーが変動した;
4.ディマーは半輝度を超えては調光しなかった;
5.電子変圧器によっては不充分な負荷によりON状態にならなかった;
6.異なる変圧器が異なる平均光出力(出力RMS電圧は変動)を発生させた;
7.変動電圧レールは、自然共鳴周波数がドリフトし、不安定で非効率な光出力となることを意味した;
8.低RMS電圧は、一次変圧器での大電流を意味し、高い抵抗損失となった。

AC電力振動(オシレーション)の特徴、調光トポロジーおよびバラスト多様性のような現存の幹線並びにハロゲンインフラの研究を通じて以下が発見された:
1.ディマーは典型的には運行に10Wの最低負荷を必要とし、その負荷は大きな位相シフト(容量性あるいは誘導性)を持ってはならない;
2.電子変圧器は出力調整に最低負荷を必要とする;
3.磁性変圧器は、ディマーを利用するように設計されると危険なほど高い電圧スパイクを出力するかも知れない(特に選択ディマーが不正確タイプ(降下エッジvs上昇エッジ)である場合)。

さらに、CCFLの特徴の研究により以下が発見された:
1.CCFLガラス管はインピーダンス総量に比例して増加する種々な長さで入手できるが、最良の光出力と有効利用できる寿命のための定格の運用電流は6mAである;
2.インピーダンスは少々容量性であり、温度と共に変動する。グローブが暖かいほどインピーダンスは低くなり、同じ入力電圧では電流が増加する。その結果、一定電圧が供給されるなら、温度が約40度から50度に上昇すると数分間にわたって光は明るくなる;
3.ウォームアップ時間は周囲温度、入力電力、ガラスの古さ等の因子によって変動する。

一次変圧器に供給する降下電圧の固定降圧期間を、通常の非同期性である1つのコンパレータ電流調整バックと交換することを含んで、様々な解決法が試行された。その結果、様々な入力電圧にわたって全光出力で安定性が増幅された。しかしながら、調光はまだ不安定であった。降圧は12VAC変圧器に十分な負荷を印加できず、特定ディマーにも印加できなかった。

前述した主要な問題点を再考すると、低RMS電流を保証する十分に高い電圧を安定供給することが必要であることが明確になった。この低RMS電流は、特に入力が低“Lo”であるときに供給レールにも重負荷を印加した。

上述の対処の変更はチャージの際と同様にブースタ回路に関してであった。ブースタインダクタは入力レールから接地される。すなわち電源によって低インピーダンスとして見做される。所望の入力レベルが低いときに、出力が適正位相にあり、コンパレータだけがONおよびOFFとなって供給を増加させるバック供給源とは異なり、問題点は、典型的にはブーストトポロジーが状況情報または複合位相反転を必要とすることであった。ほとんどの現存トポロジーは同期的であり、ブースト初期化に必要な変換を同期化させるのに固定クロックを必要とすると考えられている。チャージ電流、最大電圧および最低電圧を個々にモニターするのに、恐らく非同期性は複数のコンパレータを必要とするであろう。

しかし、容易な解決法を保証するためには1つのコンパレータを使用する必要があることが確認された。なぜなら、部分的には高速切換機能を備えた選択されたマイクロコントローラにおいて利用可能であり、部分的には従来のPWMベースのZ変換離散コントロールシステムを導入する試みが、CPU電力、費用、サイズおよび複雑性の大きな改善を必要としたからである。

これは、接地されたときにインダクタを流れる電流をモニターする1つのコンパレータを使用し、ターゲット電流が達成されると解放し、ブースタ入力電力がバックとインバータドローとの均衡に到達するまでその電圧が増加するバッファキャップにチャージ電流を送る実験を必要とした。これに関する最初の自明な問題点は、インダクタが所望ターゲット電流に到達した瞬間(シャントレジスタを通してモニター)、コンパレータはOFFになり、シャントと脱係合し、コンパレータに低を検出させ、インダクタをほぼ瞬時に接地させ、ラナウェイ継続電流となることである。

調節(fix)は、フィルタされたRCネットワークであり、コンパレータが低入力を検出する前に効果的に時間を遅らせた。但し、その遅延は2通りの作用をした。1つは上昇エッジも遅延したことである。このことはコンパレータも遅すぎてターゲット電流に対応できなかっただけではなく、インダクタがOFFとなる前にフィルタが目標値に到達する際に直ちにそれがターンバックし、放電はほとんど不要であったことである。

これを解決するため、増加するインダクタ電流によってシャント電圧が増加するとき、フィルタコンデンサを瞬時にチャージするダイオードを導入した。すなわち、チャージ時にコンパレータはインダクタの瞬間電流をモニターしており、適正な瞬間にスイッチをOFFにする。ダイオードが電流を分流器に戻らせないため、RCフィルタは所望のレートで、コンパレータを再びONにトリガ処理する前にバッファコンデンサへの放電に十分な時間をインダクタに提供できる時間だけ放電する。

基本的に、1つのコンパレータだけを使用して、非常に単純ではあるが効果的なゼロオーダ電流コントロールブースタトポロジー(zero order current)が得られた。

この技術は非常に好適に機能することが発見された。少なくともバックステージ負荷(buck stage load)に関しては何の不都合も発生しなかった。すなわち、CCFLガラスおよび不可避な素子の誤差変動に対してもほとんど誤差が発生しなかった。何らかの理由で負荷がバッファコンデンサから十分な電力を流出させなかったなら、やがてはブースタからの継続電流がバッファ電圧を故障状態にし、それに接続されている全てを破壊するであろう。

この解決法は電圧ブースタに電圧リミットを適用することであった。最終的にはこのことは1つのレジスタの追加によって達成された。出力電圧が最大所望電圧を超えたなら、ヒットされている目的の閾値になる抵抗値によって、インダクタRCフィルタレジスタをバッファコンデンサに接続することで電圧分配器が提供された。これは図のブロック.3、ブロック.4およびブロック1.3間の接続にて図示されている。

この改善は、電圧分配器比によってプログラム可能な電圧を対象にすることを可能とし、最大電流レートで探求することを可能とする。この設計は電流が制限され、電圧が調整された非同期ブースト回路であるが、それでも1つのコンパレータのみを使用する。

この技術により、いかなる所与の波形に対してもバックとインバータ部に電圧入力を効果的に保証することができるようになった。すなわち、素子の誤差、耐久性および現存のハロゲンシステムにおける調光処理に望まれる十分に低いインピーダンスには殆ど依存しない。固定された高バッファ電圧(入力電圧との比較)は低インバータ電流を提供し、幹線周波数(100Hz)の2倍で運用される略矩形波であった。すなわち、ON状態時にはCCFLは常に同輝度であったが、負荷サイクルはディマークロップ信号に対応して変化し、多様な変圧器とディマーのためのPWMコントロール調光が得られた。

1形態ではブースタコントロール回路は、電源インピーダンスまたは負荷インピーダンスを変圧器から隔離する変圧器の入力あるいは出力の2つの同タイプの素子が関与する均衡インピーダンス変圧器システムを含んでいる。受動素子はレジスタ、コンデンサまたはインダクタでよく、それぞれの受動素子は所与の変圧器巻部および負荷と直列であり、それらは互いに対称的に配置され、同タイプであり、対称的あるいは均衡した負荷となる値であり、それらの値は予め調整されて所望の負荷均衡状態を提供している。

蛍光照明に関する1利用例では、受動素子はコンデンサである。このような形態は多くの利点を提供する。このような利用形態では、設計条件によっては、それらコンデンサ値が等しい必要はない。

均衡容量インバータは、限定はされないがCCFL、CFLおよびEEFLを含んだ蛍光照明媒体に対して以下の利点を有する。これらの利点は他の産業分野においても有用性を有する:
1.蛍光ランプ等のような非リニア負荷の隔離を通して変圧器での物理的振動を低減させる;
2.近隣の金属との容量結合を均衡させ、危険な電圧を減少させる;
3.均衡結合は周囲金属を通じて普通に発生する漏電を大きく減少させる;
4.電圧は複数素子により共有されるので、低電圧定格コンデンサが電圧インバータのために利用できる;
5.利用条件を満たすために隔離コンデンサは直列の1以上のものでよい。この条件の1例は電圧定格化である。

均衡受動変圧器システムは他の非リニア負荷からの変圧器の隔離を提供し、一般的な利用性を有する。

前述の解説は本発明の1好適実施例のものであり、本発明の説明のみを目的としている。電源およびその利用法の変形は本発明の範囲内で可能であり、本発明の範囲内に含まれるものである。

特に、本発明は外部電極蛍光ランプ(EEFL)において利用が可能である。EEFLはCCFLに類似したものである。管の両端にて容量結合することで、EEFLはガラス内に延び入る電極を必要としない。その結果、電極の劣化が事実上排除されるため、大幅に長い使用寿命が得られる。電気的にEEFLは、小さな調整だけでCCFLで使用される同種のコントローラと両立できる。よって、EEFLと関連するので本発明の利用性が理解されるであろう。

本発明は他の低電力手段および高電力手段にも利用できる。これにはさらに効果的なLEDベースの照明解決法およびAC並びにDCの低電圧および高電圧利用のためにスケール可能な電源のためのコントロールシステムも含まれる。このことは、LED12Vダウンライト代替品が現存の調光インフラとは両立できないために意義がある。

Claims (28)

  1. 電力コントロールシステムであって、任意の数のフィードバックセンサーによってコントロールされる形態にて広範な電圧源をブースト処理及び/又は降圧処理するための回路を含んでおり、
    ブースト処理及び/又は降圧処理のために一点での比較のみを利用しており、
    極めて低い作動中に前記電圧源に十分に低いインピーダンスを提供し、ハロゲン12Vインバータおよび調光回路のような高感度な供給源によって適切で十分な運用を実施させることを特徴とする電力コントロールシステム。
  2. 一点での比較は、基準閾値の電圧であれば、検知された最も高い電流が入力電流をONまたはOFFにトリガ処理するように、インダクタ電流を含んだ複数のセンサーのブースト電圧またはグローブ電流との論理比較であることを特徴とする請求項1記載の電力コントロールシステム。
  3. 電流を制限して電圧制御されたブースタを含んだ電力コントロールシステムであって、出力のターゲットブースタ電圧を入力電流と比較するための1つのコンパレータのみを利用しており、
    AC入力電流が低過ぎると、前記ブースタは非常に低いインピーダンスとして表れ、インダクタを接地状態に固定し、ディマーと電子変圧器の両方の通常運行を実行させるのに十分な電圧をターゲット電圧ブースタに提供し、
    電力が回復すると、変圧器が新しいサイクルを開始するか、ディマーがトリガ処理するかによってインダクタのチャージサイクルが復帰し、必要な電力のみを引き出させることを特徴とする電力コントロールシステム。
  4. 放電ランプまたはLEDランプのような電圧源を駆動するための装置であって、
    低電圧AC信号を調節するために、調光コントロール信号の負荷サイクルまたは新しいサイクルを開始する変圧器に対応してインダクタを介して周期的にON操作およびOFF操作するように設計されているAC電圧源を受領する電力ブースタと、
    所定のターゲットブースト電圧であれば、放電するためのターゲット電圧ブーストを提供するためのブースタコントロール回路と、
    を含んでおり、前記ブースタコントロール回路は、検出された入力電流、ブースト電圧又はグローブ電流に従って、所定のターゲットブースト電圧に電流供給を適合させることを特徴とする装置。
  5. ブースタコントロール回路は、変圧器から供給源または負荷インピーダンスを隔離している、該変圧器の入力または出力に2つの同一タイプの受動素子が関与する安定したインピーダンス変圧器システムを含んでおり、前記受動素子はレジスタ、コンデンサまたはインダクタであり、それぞれの受動素子は所与の変圧器の巻部と直列であり、対称的に両側に配置されており、同一タイプの値である負荷は対称的または均衡した負荷になっており、値は予め調整されて所望の安定した負荷を提供することを特徴とする請求項4記載の装置。
  6. 放電ランプは蛍光照明器具であり、受動素子はコンデンサであることを特徴とする請求項5記載の装置。
  7. ブースタコントロール回路は、
    電圧ブーストをモニターするコンパレータであって、接地状態にされたとき、電力ブースタのインダクタを介して電流を提供する所定のターゲットブースト電圧未満に降下したら、ターゲット電流が達成されたときに解放してターゲット電圧ブーストを増加させ、所定のターゲットブースト電圧であればターゲット電圧ブーストを解放するコンパレータと、
    入力電圧をモニターするコンパレータであって、所定のターゲット電圧を超えたら昇圧段階から切断され、ターゲット電圧が該所定のターゲット電圧未満に降下したら再接続するコンパレータと、
    を含んでいることを特徴とする請求項4記載の装置。
  8. ブースタコントロール回路は、(a)ブーストされた出力電圧、(b)グローブ電流、および(c)インダクタ入力電流、等々の少なくとも1つを比較することでターゲット電流を調節する複数入力コンパレータを含んでおり、該複数入力コンパレータは前記入力の複数を比較することでターゲット電流を調節し、
    前記コンパレータは、前記入力の1以上が設定条件を超えるかそれに到達したときにトリガ処理され、少なくとも1つの励起予備条件に到達すると前記コンパレータは状態を変更させることを特徴とする請求項4記載の装置。
  9. ブースタ回路は、所定のターゲット電圧ブーストを同期的および継続的に調節し、ターゲット電圧ブーストを該所定のターゲット電圧ブーストと比較する可変周波数キャリアで運用可能であることを特徴とする請求項4記載の装置。
  10. 調光コントロール信号の負荷サイクルは、インダクタの負荷サイクルとランプ電流との間の関係に従って変動することを特徴とする請求項4記載の装置。
  11. 電流制御ブースタは、ターゲット電圧未満のときに電圧ブースタを瞬間的にチャージさせ、負荷へターゲット電圧を放電する時に、コンパレータのリセットを遅延させるためのダイオードを含んでいることを特徴とする請求項4記載の装置。
  12. 以下の要素を非限定的に比較するために主として1つのコンパレータをさらに含んでいることを特徴とする請求項4記載の装置:
    a)出力ブーストされた電圧;
    b)グローブ電流;
    c)インダクタ入力電流;
    d)一次変圧器電流;
    e)光束;
    f)温度;
    g)モータ速度。
  13. 放電ランプを流れるランプ電流は調光コントロール信号の負荷サイクルによって直接的に変動することを特徴とする請求項4記載の装置。
  14. 電力レギュレータはトランジスタタイプのスイッチを含んでいることを特徴とする請求項4記載の装置。
  15. 電力レギュレータは降圧レギュレータを含んでいることを特徴とする請求項4記載の装置。
  16. 放電ランプと、該放電ランプを駆動するための装置との組み合わせ構造であり、電力コントロールシステムをさらに含んでおり、
    該電力コントロールシステムは、任意の数のフィードバックセンサーによってコントロールされる形態にて広範な電圧源をブースト処理するための回路を含んでおり、一点での比較のみを利用しており、極めて低い作動中に前記電圧源に十分に低いインピーダンスを提供し、ハロゲン12Vインバータおよび調光回路のような敏感な供給源によって適切で十分な運用を実施させることを特徴とする組み合わせ構造。
  17. 請求項1から15のいずれかに記載の放電ランプを駆動する装置を利用することを特徴とする放電ランプと該放電ランプを駆動する装置との組み合わせ構造。
  18. 開放シュラウドを備えたハウジングを有した一体型光源であって、該ハウジングは、請求項1から15のいずれかに記載の放電ランプを駆動する装置を利用した放電ランプと放電ランプを駆動する装置とを含む大きさで、該放電ランプは前記ハウジングに同軸状態で取り付けられているヘリカルグローブ体であることを特徴とする光源。
  19. ハウジングは、凸形状で外側に広がり、実質的に円錐台形状の外側反射要素を備えた凹形状内側反射要素をさらに含んでおり、らせん状または環状のグローブ体は、使用時に前記内側反射要素および前記外側反射要素と相対関係に位置し、前記らせん状のグローブ体から外側へ光を放出させることを特徴とする請求項18記載の光源。
  20. 中央錐形反射は、光を、通常にはらせん、環または表面(LED環)内において、捕獲させて外側に放出させ、所与の反射設計の効率を向上させることを特徴とする請求項18記載の光源。
  21. ヘリックスコイル間の間隔が狭いほど、所与の設計において該コイル内に捕獲される光を抽出する中央錐形反射の効果が向上し、所与の間隔に対して照明量を効果的に最大化させることを特徴とする請求項18記載の光源。
  22. 反射性の中央錐形反射は、非限定的にCFL、CCFL、LED、等々を含んだ様々な照明技術のために、光学的な効率を大きく改善することを特徴とする請求項18記載の光源。
  23. 内側反射要素および外側反射要素はハウジングのシュラウドと一体化できることを特徴とする請求項19記載の光源。
  24. ハウジングは、電気ソケットに容易に挿入できるように該ハウジングの本体よりも小さな延出後部を含んでおり、延出コンタクトを介して電源に電気的に接続されることを特徴とする請求項18記載の光源。
  25. 本明細書で説明され、添付図面において図示されている電力コントロールシステム。
  26. 本明細書で説明され、添付図面において図示されている放電ランプまたはLEDランプのような電圧源を駆動する装置。
  27. 本明細書で説明され、添付図面において図示されている放電ランプと、放電ランプを駆動する装置の組み合わせ構造。
  28. 本明細書で説明され、添付図面において図示されている一体型光源。
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