JP2013150530A - Electric power conversion system - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、スイッチング素子に起因するノイズを抑制する機能を有する電力変換装置に関する。 The present invention relates to a power conversion device having a function of suppressing noise caused by a switching element.
高調波電流を抑制し、力率を改善するPFC(Power Factor Correction)回路や、直流を交流に変換するインバータなどは、スイッチング素子を備える。これらのPFC回路およびインバータは、スイッチング素子にパルス信号を入力し、そのスイッチング動作により、電圧(電流)波形を目標波形に整形する。入力するパルス信号として、PWM(Pulse Width Modulation)信号が使われている。 A PFC (Power Factor Correction) circuit that suppresses harmonic current and improves a power factor, an inverter that converts direct current into alternating current, and the like include a switching element. These PFC circuits and inverters input a pulse signal to a switching element, and shape a voltage (current) waveform into a target waveform by the switching operation. A PWM (Pulse Width Modulation) signal is used as an input pulse signal.
上記のスイッチング動作に伴い、パルス信号の周波数を基本周波数とする高調波成分が、周波数ノイズレベルのピークとして現れる。PFC回路およびインバータには、この周波数ノイズレベルがEMI(Electro Magnetic Interference)規格に定められた規定値を満足することが強く要求されている。 Along with the above switching operation, a harmonic component having the fundamental frequency of the pulse signal appears as a peak of the frequency noise level. There is a strong demand for PFC circuits and inverters that the frequency noise level satisfies a specified value defined in the EMI (Electro Magnetic Interference) standard.
この要求を満たすために、特許文献1に開示されるパルス制御装置では、スペクトラム拡散法が用いられている。スペクトラム拡散法は、パルス信号の基本周波数を所定の拡散幅Δfで変化させる。この変化により、基本周波数の高調波成分である周波数ノイズレベルを分散し、ピークを低下させることができる。
In order to satisfy this requirement, the spread spectrum method is used in the pulse control device disclosed in
また、スペクトラム拡散法には、特許文献2に開示される電気車電力変換装置のように、予め基本周波数パターンを複数用意し、各周波数パターンをランダムに参照することで、基本周波数を変動させる方式も提案されている。
In addition, in the spread spectrum method, as in the electric vehicle power converter disclosed in
しかしながら、従来のスペクトラム拡散法においては、周波数ノイズレベルを低下させることと、スイッチング動作による本来の回路動作であるスイッチング動作を損なわないこととを両立するための、具体的な周波数決定手段および計算方法は、未だ確立されていない。 However, in the conventional spread spectrum method, a specific frequency determination means and calculation method for reducing both the frequency noise level and maintaining the switching operation that is the original circuit operation by the switching operation. Has not yet been established.
特許文献1,2には、具体的な周波数決定手段は開示されているが、本来の回路動作への言及はされていない。特許文献2の方式では、変化する基本周波数は一定のパターン内ではあるが、ランダムに参照されており、参照される基本周波数に偏りが生じることが懸念され、スペクトラムの拡散効果が弱まる可能性があり、安定的な動作が実現できるとは言えない。
また、特許文献1,2の方式に共通する課題として、本来の回路動作とは無関係にスイッチング周波数を変化させており、本来の回路動作に悪影響を与えるおそれがある。
Further, as a problem common to the methods of
本発明の目的は、安定的にノイズレベルを低下させることができる電力変換装置を提供することである。 The objective of this invention is providing the power converter device which can reduce a noise level stably.
本発明は、電圧入力部と、
電圧出力部と、
前記電圧入力部と電圧出力部との間に接続され、スイッチング素子および前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御回路を有する力率改善回路と、を備え、
前記スイッチング制御回路は、基準とする電圧波形に応じて、スイッチング周波数を変動させ、前記スイッチング素子を制御することを特徴とする電力変換装置である。
The present invention includes a voltage input unit;
A voltage output section;
A power factor correction circuit that is connected between the voltage input unit and the voltage output unit and has a switching element and a switching control circuit that controls the switching element;
The switching control circuit is a power conversion device that controls a switching element by changing a switching frequency according to a reference voltage waveform.
また本発明は、前記スイッチング制御回路は、前記スイッチング周波数を決定する三角波キャリアの周波数を変動させるための周波数変動制御部を備え、
前記周波数変動制御部は、前記電圧入力部からの入力電圧を検出する入力電圧検出手段を有し、検出した入力電圧に応じて、出力させる三角波キャリアの周波数の変動を制御することを特徴とする。
In the present invention, the switching control circuit includes a frequency variation control unit for varying the frequency of the triangular wave carrier that determines the switching frequency,
The frequency variation control unit includes input voltage detection means for detecting an input voltage from the voltage input unit, and controls a variation in the frequency of a triangular wave carrier to be output according to the detected input voltage. .
また本発明は、前記周波数変動制御部は、三角波キャリア出力部を備え、前記三角波キャリア出力部は、前記入力電圧検出手段が検出した入力電圧の瞬時値に応じて、出力させる三角波キャリアの傾きを決定し、三角波キャリアの傾きを変動させて出力することで、入力電圧の瞬時値が高い場合はスイッチング周波数を高く、入力電圧の瞬時値が低い場合はスイッチング周波数を低く制御することを特徴とする。 Further, according to the present invention, the frequency fluctuation control unit includes a triangular wave carrier output unit, and the triangular wave carrier output unit sets an inclination of the triangular wave carrier to be output according to an instantaneous value of the input voltage detected by the input voltage detection unit. By determining and changing the slope of the triangular wave carrier, the switching frequency is increased when the instantaneous value of the input voltage is high, and the switching frequency is controlled low when the instantaneous value of the input voltage is low. .
また本発明は、前記力率改善回路は、アクティブフィルタ型力率改善回路であることを特徴とする。 According to the present invention, the power factor correction circuit is an active filter type power factor correction circuit.
また本発明は、前記アクティブフィルタ型力率改善回路は、ブリッジレスPFC型回路、インターリーブ型回路、または単相アクティブフィルタ型回路であることを特徴とする。 Further, the present invention is characterized in that the active filter type power factor correction circuit is a bridgeless PFC type circuit, an interleave type circuit, or a single phase active filter type circuit.
本発明によれば、基準とする電圧波形に応じて、スイッチング周波数を変動させ、前記スイッチング素子を制御するので、スイッチング周波数を周期的に変化させることができ、従来技術のようにランダムに変化させた場合に懸念される、周波数の偏りを防ぐことができ、安定的な周波数ノイズレベルの低下を実現できる。 According to the present invention, the switching frequency is controlled according to the reference voltage waveform, and the switching element is controlled. Therefore, the switching frequency can be periodically changed, and can be changed randomly as in the prior art. In this case, it is possible to prevent the frequency deviation which is a concern, and to realize a stable reduction in the frequency noise level.
また本発明によれば、電圧入力部からの入力電圧を検出し、検出した入力電圧に応じて、スイッチング周波数を決定する三角波キャリアの周波数の変動を制御するので、本来の回路動作を踏まえた上で、スイッチング周波数を変動させることができる。 Further, according to the present invention, the input voltage from the voltage input unit is detected, and the fluctuation of the frequency of the triangular wave carrier that determines the switching frequency is controlled according to the detected input voltage. Thus, the switching frequency can be varied.
また本発明によれば、入力電圧検出手段が検出した入力電圧の瞬時値に応じて、出力させる三角波キャリアの傾きを決定し、三角波キャリアの傾きを変動させて出力し、入力電圧の瞬時値が高い場合はスイッチング周波数を高く、入力電圧の瞬時値が低い場合はスイッチング周波数を低く制御する。 Further, according to the present invention, the inclination of the triangular wave carrier to be output is determined according to the instantaneous value of the input voltage detected by the input voltage detecting means, the inclination of the triangular wave carrier is changed and output, and the instantaneous value of the input voltage is determined. When the input voltage is high, the switching frequency is increased, and when the instantaneous value of the input voltage is low, the switching frequency is controlled low.
これにより、スイッチング動作で変化させる入力電流の変化率に合わせて、スイッチング周波数が変動するので、スイッチング周波数の変動が、PFC制御回路の本来の回路動作である入力電流の成形動作に影響せず、高い力率改善動作を維持したまま、周波数ノイズレベルの低下を実現できる。 Thereby, since the switching frequency fluctuates in accordance with the change rate of the input current changed by the switching operation, the fluctuation of the switching frequency does not affect the input current shaping operation which is the original circuit operation of the PFC control circuit, The frequency noise level can be reduced while maintaining a high power factor correction operation.
また本発明によれば、前記力率改善回路として、アクティブフィルタ型力率改善回路を用いることができ、前記アクティブフィルタ型力率改善回路は、ブリッジレス型回路、インターリーブ型回路、または単相アクティブフィルタ型回路であることが好ましい。 Further, according to the present invention, an active filter type power factor correction circuit can be used as the power factor correction circuit, and the active filter type power factor correction circuit is a bridgeless type circuit, an interleave type circuit, or a single-phase active type. A filter type circuit is preferable.
以下、添付図面を参照しながら、本発明におけるパルス制御装置の好ましい実施例を説明する。 Hereinafter, preferred embodiments of a pulse control device according to the present invention will be described with reference to the accompanying drawings.
本発明は、基準とする入力電圧波形に応じて、スイッチング周波数を変動させることで、周波数ノイズレベルの低下と、力率改善動作とを両立する。 The present invention achieves both a reduction in frequency noise level and a power factor correction operation by varying the switching frequency according to the reference input voltage waveform.
図1は、本発明の1実施形態であるブリッジレス型PFC回路100の構成を示す回路図である。ブリッジレス型PFC回路100は、電圧入力部Aと、PFC制御回路Bと、電圧出力部Cとを有する。
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration of a
電圧入力部Aは、入力電源である交流電源1、入力電圧検出手段2および入力電流検出手段3を有する。
電圧出力部Cは、出力負荷12および出力電圧検出手段13を有する。
The voltage input unit A includes an
The voltage output unit C includes an
PFC制御回路Bは、交流電源1の電流波形の整形と直流電圧の昇圧に寄与するリアクトル4、直列接続した整流素子5とスイッチング素子7、直列接続した整流素子6とスイッチング素子8、これら2組の上下アームを並列接続した整流部30、整流部30の出力に接続した平滑コンデンサ11、入力電圧検出手段2の検出値と入力電流検出手段3の検出値と出力電圧検出手段13の検出値とに基づいて、スイッチング素子7およびスイッチング素子8のスイッチング動作を制御するPFC制御部9、およびPFC制御部9においてスイッチング素子7とスイッチング素子8のオンオフを切り替える制御信号の指令信号である三角波キャリアを出力する三角波出力部10を有する。
The PFC control circuit B includes a
次に、ブリッジレス型PFC回路100の力率改善動作について説明する。
図1のようなコンデンサインプット型の整流回路においては、交流電源1の交流電圧が、平滑コンデンサ11に蓄えられた電圧よりも大きくならないと入力電流は流れない。それ以外の時間でも入力電流を流すため、スイッチング素子7とスイッチング素子8とをオン状態にすることで、リアクトル4と、スイッチング素子7と、スイッチング素子8とを介して、交流電源1を短絡する。この短絡により、入力電流を流すことができる。この際、入力電流波形が入力電圧波形に対して相似形となるように、PFC制御部9は、入力電圧に対して入力電流が少ない場合にはスイッチング素子7とスイッチング素子8とをオン状態にし、入力電圧に対して入力電流が多い場合にはスイッチング素子7とスイッチング素子8とをオフ状態にする。また、スイッチング素子7とスイッチング素子8とがオン状態の際、リアクトル4にはエネルギーが蓄積され、オフ状態の際には、そのエネルギーが出力負荷12に放出されるため出力直流電圧は昇圧される。
Next, the power factor improving operation of the
In the capacitor input type rectifier circuit as shown in FIG. 1, the input current does not flow unless the AC voltage of the
図2は、PFC制御部9の構成を示すブロック図である。PFC制御部9は、比較回路14とパルス信号出力部15とを有する。
FIG. 2 is a block diagram illustrating a configuration of the PFC control unit 9. The PFC control unit 9 includes a
PFC制御部9は、入力電圧検出手段2および入力電流検出手段3から出力される検出結果を比較回路14で比較し、入力電流波形が入力電圧波形に対して相似形とするように、パルス信号出力部15を制御する。
The PFC control unit 9 compares the detection results output from the input
出力電圧検出手段13からの出力電圧を、目標電圧値に近付ける制御も含め、パルス信号出力部15はパルス信号をスイッチング素子7およびスイッチング素子8に出力する。三角波キャリア信号16は、パルス信号出力部15が出力するパルス信号の基本周波数を決める信号である。一般的には周波数固定の三角波を用いると、高調波成分が重畳されてノイズレベルのピークが大きくなる問題がある。
The pulse
本発明では、この三角波キャリアの周波数を固定するのではなく、入力電圧に応じて変動させることで、力率改善動作を損なうことなく、ノイズレベルのピークを抑制することを可能としている。以下にその原理を説明する。 In the present invention, the frequency of the triangular wave carrier is not fixed, but is varied according to the input voltage, so that the peak of the noise level can be suppressed without impairing the power factor correction operation. The principle will be described below.
図3は、三角波出力部10の構成を示す回路図である。
絶対値ブロック17は、入力電圧検出手段2からの入力電圧検出値fVが負の値の場合、その値を正の値に変換し、脈流とする。この脈流の値は0を含んでおり、後段の積算ブロック19に0が入力された場合、その出力も0となってしまい、三角波が出力されなくなってしまう。それを防ぐため加算ブロック18は、その脈流の値に定数Aを加える。この定数Aは任意に決めることができ、その他の制御ブロックでの設定値などを考慮して決定すればよい。積算ブロック19は、加算ブロック18の出力(fV+A)を定数B倍する。積算ブロック19の出力aを三角波の傾きとする。この出力aは、以下の式(1)で表わされる。
FIG. 3 is a circuit diagram showing a configuration of the triangular
When the input voltage detection value fV from the input voltage detection means 2 is a negative value, the
入力電圧検出手段2によって検出される入力電圧検出値fVは、入力電圧に応じて変化するため、出力aもfVに応じて変化することになる。この際、定数A、定数Bによって、三角波の傾きの基準値である出力aが決定されるため、出力したい三角波の傾きに応じてそれぞれの定数A,Bを決定すればよい。本実施形態では、たとえばA=4,B=0.08とした。 Since the input voltage detection value fV detected by the input voltage detection means 2 changes according to the input voltage, the output a also changes according to fV. At this time, the constant A and the constant B determine the output a which is a reference value of the inclination of the triangular wave. Therefore, the constants A and B may be determined according to the inclination of the triangular wave to be output. In this embodiment, for example, A = 4 and B = 0.08.
図4は、積算ブロック19の出力がa1であった場合の三角波出力部10の動作を示す模式図である。図4には、積算ブロック19から後段の動作について示している。
FIG. 4 is a schematic diagram illustrating the operation of the triangular
積分ブロック20は、積算ブロック19で出力した三角波の傾きa1(図4の(1))から、関数a1(t)を出力する(図4の(2))。
The
傾き切り替え検出ブロック21は、積分ブロック20で出力した関数a1(t)の値が、10以上になったことと、0以下になったこととを検出する。傾き切り替え出力ブロック22は、値が10以上になった場合は、値0を示す出力信号を出力し、0以下になった場合は、値1を示す出力信号を出力する。信号変換ブロック23は、傾き切り替え出力ブロック22から出力された出力信号が入力され、その信号を0.5減算する。入力された出力信号が0を示す場合は、積算ブロック19に対して―0.5を出力し、入力された出力信号が1を示す場合は、0.5を出力し、傾きの正負を決定する。このフィードバック動作により、積分ブロック20はa1(t)と−a1(t)とを出力し、三角波キャリア信号を発生させる(図4の(3))。
The slope switching
これにより、入力電圧が低いときは三角波キャリアの傾きを緩やかに(周波数を低く)、入力電圧が高いときは三角波キャリアの傾きを急に(周波数を高く)変動させ、三角波キャリアの周波数変動によって、結果としてスイッチング周波数を変動させる。 As a result, when the input voltage is low, the slope of the triangular wave carrier is gently changed (low frequency), and when the input voltage is high, the slope of the triangular wave carrier is changed suddenly (high frequency). As a result, the switching frequency is varied.
電源を短絡させて電流を流すというPFC回路の動作において、入力電圧の波形に応じて、スイッチング動作時に流れる電流量、力率改善に求められる電流変化量は異なる。 In the operation of the PFC circuit in which a current is supplied by short-circuiting the power supply, the amount of current flowing during the switching operation and the amount of current change required for power factor improvement differ depending on the waveform of the input voltage.
図5は、本発明の制御による動作結果を示す模式図である。入力電圧の小さい領域では、電源の短絡時に流れる電流変化量di/dtは小さいが、大きな電流の変化が要求される。本発明の制御によれば、この領域でスイッチング周波数が低くなる。つまり、電流変化量di/dtは小さいが、スイッチング周波数が低くなることで電源の短絡状態が長く続くため、電流の総変化量を大きくすることができる。また、入力電圧の大きい領域では、電源の短絡時に流れる電流変化量di/dtは大きいが、大きな電流の変化は要求されない。本発明の制御によれば、この領域では、電流変化量di/dtは大きいが、スイッチング周波数が高くなることで電源の短絡状態が短いため、電流の総変化量を低く抑えることができる。 FIG. 5 is a schematic diagram showing an operation result by the control of the present invention. In a region where the input voltage is small, the current change amount di / dt that flows when the power supply is short-circuited is small, but a large current change is required. According to the control of the present invention, the switching frequency is lowered in this region. That is, although the current change amount di / dt is small, the short-circuit state of the power source continues for a long time when the switching frequency is lowered, so that the total current change amount can be increased. In the region where the input voltage is high, the current change amount di / dt that flows when the power supply is short-circuited is large, but a large current change is not required. According to the control of the present invention, the current change amount di / dt is large in this region, but since the short circuit state of the power supply is short due to the high switching frequency, the total current change amount can be kept low.
このように、本発明の制御によれば、PFC回路動作の要求に合致するように、スイッチング周波数を制御しており、この動作により、力率改善効果を損なうことなく、周波数ノイズレベルを低下させることができる。 As described above, according to the control of the present invention, the switching frequency is controlled so as to meet the requirements of the PFC circuit operation, and this operation reduces the frequency noise level without impairing the power factor improvement effect. be able to.
図6は、図1に示すブリッジレス型PFC回路100についてのシミュレーション結果を示す図である。図6(1)は、スイッチング周波数を固定した場合の結果を示し、図6(2)は、本発明の結果を示す。横軸は周波数(kHz)を示し、縦軸はノイズレベル(−)を示す。
FIG. 6 is a diagram showing simulation results for the
周波数を固定した場合のノイズレベルでは、スイッチング周波数による基本周波数とその高調波について、するどいピークが現れている。この結果に対して本発明を適用した場合のノイズレベルでは、ピークが幅を持ち、ピーク高さを抑えることができている。 At the noise level when the frequency is fixed, a prominent peak appears for the fundamental frequency due to the switching frequency and its harmonics. In the noise level when the present invention is applied to this result, the peak has a width and the peak height can be suppressed.
図7は、図6のシミュレーション結果をデシベル表記にて示した図である。図7(1)は、周波数を固定した場合の結果を示し、図7(2)は、本発明の結果を示す。横軸は周波数(kHz)を示し、縦軸はノイズレベル(dB)を示す。 FIG. 7 is a diagram showing the simulation result of FIG. 6 in decibel notation. FIG. 7 (1) shows the result when the frequency is fixed, and FIG. 7 (2) shows the result of the present invention. The horizontal axis represents frequency (kHz), and the vertical axis represents noise level (dB).
本発明の結果と周波数を固定した場合の結果とを比較すると、雑音端子電圧規格範囲の低周波数領域において6dB程度、高周波数領域において3dB程度、ノイズを抑えることができている。 Comparing the result of the present invention with the result when the frequency is fixed, the noise can be suppressed by about 6 dB in the low frequency region of the noise terminal voltage standard range and about 3 dB in the high frequency region.
図8は、図1に示すブリッジレス型PFC回路100についてのシミュレーション結果を示す図である。図8(1)は、スイッチング周波数をランダムに変化させる従来のランダム拡散方式によるシミュレーション結果のノイズレベルを示し、図8(2)は、本発明の制御方式によるシミュレーション結果のノイズレベルを示す。スイッチング周波数を拡散させる範囲は両方式で共通としているため、ノイズ抑制効果は同等と言える。
FIG. 8 is a diagram showing simulation results for the
図9は、図8に示すシミュレーション結果で、入力電流波形を示す図である。図9(1)は、ランダム拡散方式によるシミュレーション結果の入力電流波形を示し、図9(2)は、本発明の制御方式によるシミュレーション結果の入力電流波形を示す。 FIG. 9 is a diagram showing an input current waveform in the simulation result shown in FIG. FIG. 9 (1) shows the input current waveform of the simulation result by the random diffusion method, and FIG. 9 (2) shows the input current waveform of the simulation result by the control method of the present invention.
ランダム拡散方式による制御結果では、電流波形の乱れが大きく出ているが、本発明の制御結果では、電流波形の乱れは出ていない。上記のように得られた電流波形について、力率で両方式を比較すると、ランダム拡散方式では、96.81%であるのに対し、本発明では98.01%であり、本発明により1.2%改善している。つまり、従来技術ではノイズ抑制のために、本来の回路動作である力率改善効果が低下してしまっていたが、本発明では力率改善効果を高く保ったまま、ノイズを抑えることができている。 Although the current waveform is greatly disturbed in the control result by the random diffusion method, the current waveform is not disturbed in the control result of the present invention. Comparing both formulas in terms of power factor for the current waveform obtained as described above, it is 96.81% in the random diffusion method, whereas it is 98.01% in the present invention. 2% improvement. In other words, in the prior art, the power factor improvement effect, which is the original circuit operation, has been reduced to suppress noise, but in the present invention, noise can be suppressed while keeping the power factor improvement effect high. Yes.
図10は、本発明の他の実施形態である単相アクティブフィルタ型PFC回路101の構成を示す回路図である。単相アクティブフィルタ型PFC回路101は、ブリッジレス型PFC回路100と類似の構成を有しており、同じ動作を行う部位については、同じ参照符号を付して詳細な説明は省略する。単相アクティブフィルタ型PFC回路101は、電圧入力部Aと、PFC制御回路Bと、電圧出力部Cとを有する。電圧入力部Aと、電圧出力部Cとはブリッジレス方式PFC回路と共通である。また、PFC制御回路Bでは、リアクトル4の前段または後段にダイオードブリッジ31が接続されているが、リアクトル4と、整流素子5と、スイッチング素子7と、平滑コンデンサ11とについては、ブリッジレス型PFC回路100と同様に動作する。つまり、ブリッジレス型PFC回路100と単相アクティブフィルタ型PFC回路101とは、回路の基本構成が同じであり、PFC制御としての基本動作も同じである。
FIG. 10 is a circuit diagram showing a configuration of a single-phase active filter
図11は、図10に示す単相アクティブフィルタ型PFC回路101についてのシミュレーション結果を示す図である。図11(1)は、従来のランダム拡散方式によるシミュレーション結果のノイズレベルを示し、図11(2)は、本発明の制御方式によるシミュレーション結果のノイズレベルを示す。また、図12は、図11に示すシミュレーション結果で、入力電流波形を示す図である。図12(1)は、従来のランダム拡散方式によるシミュレーション結果の入力電流波形を示し、図12(2)は、本発明の制御方式によるシミュレーション結果の入力電流波形を示す。ブリッジレス型PFC回路100の結果と同様に、ノイズ抑制効果は、両方式で同等であるが、ランダム拡散方式の制御結果では、電流波形の乱れが大きく出ている。上記のように得られた電流波形について、力率で両方式を比較すると、ランダム拡散方式では、95.22%であるのに対し、本発明では97.12%であり、本発明により1.9%改善している。つまり、本発明により、単相アクティブフィルタ型PFC回路101においても、ブリッジレス型PFC回路100と同様に、力率改善効果を高く保ったまま、ノイズを抑えることができている。
FIG. 11 is a diagram showing simulation results for the single-phase active filter
図13は、本発明のさらに他の実施形態であるインターリーブ型PFC回路102の構成を示す回路図である。本回路も上記の単相アクティブフィルタ型PFC回路101と同じく、回路の基本構成と基本動作はブリッジレス型PFC回路100とほぼ同じであり、本発明によりブリッジレス型PFC回路100および単相アクティブフィルタ型PFC回路101と同様に、力率改善効果を高く保ったまま、ノイズを抑えることができている。
FIG. 13 is a circuit diagram showing a configuration of an interleaved
以上、本発明は入力交流電流を、入力交流電圧波形に近づくように成形する技術であり、上記の各実施形態に拘わらず、基準とする電圧が交流電圧であり、スイッチング制御の対象も交流電圧であるスイッチング電源に適用できる。すなわち、時間軸t方向に振幅が変化する入力電流波形をi(t)とし、時間軸方向に電圧振幅が変化する入力電圧波形をv(t)とし、i(t)とv(t)との位相のズレをαとし、比例係数をaおよびbとし、成形後の電流波形をI(t)とすると、i(t)=a×v(t+a)で表される電流波形を、I(t)=b×v(t)に成形するスイッチング電源に適用できる。この場合、比例係数をaおよびbの関係が、a=bであっても、a≠bであっても適用可能である。 As described above, the present invention is a technique for shaping the input AC current so as to approximate the input AC voltage waveform. Regardless of the above embodiments, the reference voltage is the AC voltage, and the object of switching control is also the AC voltage. It can be applied to a switching power supply. That is, an input current waveform whose amplitude changes in the time axis t direction is i (t), an input voltage waveform whose voltage amplitude changes in the time axis direction is v (t), and i (t) and v (t) If the phase shift of α is α, the proportionality coefficient is a and b, and the current waveform after molding is I (t), the current waveform represented by i (t) = a × v (t + a) The present invention can be applied to a switching power supply that is formed into I (t) = b × v (t). In this case, the proportionality coefficient can be applied regardless of whether the relationship between a and b is a = b or a ≠ b.
1 交流電源
2 入力電圧検出手段
3 入力電流検出手段
4 リアクトル
5 整流素子
6 整流素子
7 スイッチング素子
8 スイッチング素子
9 PFC制御部
10 三角波出力部
11 平滑コンデンサ
12 出力負荷
13 出力電圧検出手段
14 比較回路
15 パルス信号出力部
16 三角波キャリア信号
17 絶対値ブロック
18 加算ブロック
19 積算ブロック
20 積分ブロック
21 切り替え検出ブロック
22 切り替え出力ブロック
23 信号変換ブロック
30 整流部
31 ダイオードブリッジ
32 リアクトル
100 ブリッジレス型PFC回路
101 単相アクティブフィルタ型PFC回路
102 インターリーブ型PFC回路
A 電圧入力部
B PFC制御回路
C 電圧出力部
DESCRIPTION OF
Claims (5)
電圧出力部と、
前記電圧入力部と電圧出力部との間に接続され、スイッチング素子および前記スイッチング素子を制御するスイッチング制御回路を有する力率改善回路と、を備え、
前記スイッチング制御回路は、基準とする電圧波形に応じて、スイッチング周波数を変動させ、前記スイッチング素子を制御することを特徴とする電力変換装置。 A voltage input section;
A voltage output section;
A power factor correction circuit that is connected between the voltage input unit and the voltage output unit and has a switching element and a switching control circuit that controls the switching element;
The switching control circuit controls the switching element by changing a switching frequency according to a reference voltage waveform.
前記周波数変動制御部は、前記電圧入力部からの入力電圧を検出する入力電圧検出手段を有し、検出した入力電圧に応じて、出力させる三角波キャリアの周波数の変動を制御することを特徴とする請求項1記載の電力変換装置。 The switching control circuit includes a frequency variation control unit for varying the frequency of a triangular wave carrier that determines the switching frequency,
The frequency variation control unit includes input voltage detection means for detecting an input voltage from the voltage input unit, and controls a variation in the frequency of a triangular wave carrier to be output according to the detected input voltage. The power conversion device according to claim 1.
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