JP2013070539A - Isolated bidirectional dc-dc converter - Google Patents

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聡 小迎
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Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a more practical flyback type isolated bidirectional DC-DC converter.SOLUTION: An isolated bidirectional DC-DC converter 1 includes: a transformer 2 in which a primary winding 21 and a secondary winding 22 are isolated and wound on a core 23; a first switching element 3 connected to the primary winding 21 of the transformer 2; a first rectifying element 4 connected in parallel with the first switching element 3; a second switching element 5 connected to the secondary winding 22 of the transformer 2; and a second rectifying element 6 connected in parallel with the second switching element 5.

Description

本発明は、フライバック方式の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータに関する。   The present invention relates to a flyback type isolated bidirectional DC-DC converter.

従来より、１次巻線と２次巻線を絶縁してコアに巻いたトランスを用いて、直流電力を１次巻線側と２次巻線側の双方向に供給し合うことができる絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータが知られている。このような絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを介することで、２つの独立した装置は、どちらの方向からでも電力を送受でき、融通し合うことができる。   Conventionally, insulation that can supply DC power to both sides of the primary and secondary windings using a transformer that is wound around the core with the primary and secondary windings insulated. Type bidirectional DC-DC converters are known. Through such an insulated bidirectional DC-DC converter, two independent devices can transmit and receive power from either direction and can be interchanged.

絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、必要とされる構成が一般に比較的簡易であるフライバック方式のものも提案されている。例えば、特許文献１には、無瞬断電源装置に含まれる複数の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの一つにフライバック方式のものが含まれている。また、非特許文献１では、フライバック方式の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの基本的な特性が説明されている。   Insulated bidirectional DC-DC converters have also been proposed that have a required configuration that is relatively simple in general. For example, Patent Document 1 includes a flyback type one of a plurality of insulated bidirectional DC-DC converters included in an uninterruptible power supply. Non-Patent Document 1 describes basic characteristics of a flyback-type insulated bidirectional DC-DC converter.

特開２００６−１０９６２７号公報（段落００２２〜００２３、第４図）JP 2006-109627 A (paragraphs 0022 to 0023, FIG. 4)

井上正一、外２名、“絶縁形双方向ＤＣ―ＤＣコンバータ”、電学論Ｄ、平成４年、第１１２巻、第１号、ｐ．８１−８２Shoichi Inoue, 2 others, “Insulated Bidirectional DC-DC Converter”, Denki Theory D, 1992, Vol. 112, No. 1, p. 81-82

しかしながら、従来のフライバック方式の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、実用に十分な程には具体的ではなく、より実用的な構成にする余地がある。特に、フライバック方式で用いられるスイッチング素子には、オンからオフになる瞬間に漏れインダクタンスに蓄積されたエネルギーにより生じる過渡的な高電圧がかかる。そのため、絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換効率が余り低くならないようにしつつ、スイッチング素子が破壊されてしまわないように、高電圧のピーク電圧を下げる必要がある。   However, the conventional flyback type insulated bidirectional DC-DC converter is not concrete enough for practical use, and there is room for a more practical configuration. In particular, a switching element used in the flyback system is subjected to a transient high voltage generated by energy stored in the leakage inductance at the moment when it is turned off from on. Therefore, it is necessary to reduce the peak voltage of the high voltage so that the switching element is not destroyed while the power conversion efficiency of the insulated bidirectional DC-DC converter is not so low.

本発明は、係る事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、より実用的なフライバック方式の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することにある。   The present invention has been made in view of the above reasons, and an object of the present invention is to provide a more practical flyback type insulated bidirectional DC-DC converter.

上記目的を達成するために、請求項１に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、１次巻線と２次巻線を絶縁してコアに巻いたトランスと、該トランスの１次巻線に接続された第１のスイッチング素子と、該第１のスイッチング素子に並列に接続された第１の整流素子と、前記トランスの２次巻線に接続された第２のスイッチング素子と、該第２のスイッチング素子と並列に接続された第２の整流素子と、を備えることを特徴とする。   In order to achieve the above object, an insulated bidirectional DC-DC converter according to claim 1 comprises a transformer in which a primary winding and a secondary winding are insulated and wound around a core, and a primary winding of the transformer. A first switching element connected to the line; a first rectifying element connected in parallel to the first switching element; a second switching element connected to the secondary winding of the transformer; And a second rectifying element connected in parallel with the second switching element.

請求項２に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のスイッチング素子に接続される前記１次巻線の極性と、前記第２のスイッチング素子に接続される前記２次巻線の極性とは、互いに逆になっていることを特徴とする。   The insulated bidirectional DC-DC converter according to claim 2 is the insulated bidirectional DC-DC converter according to claim 1, wherein the polarity of the primary winding connected to the first switching element is The polarity of the secondary winding connected to the second switching element is opposite to each other.

請求項３に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１又は２に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子は相補にオンオフすることを特徴とする。   The insulated bidirectional DC-DC converter according to claim 3 is the insulated bidirectional DC-DC converter according to claim 1 or 2, wherein the first switching element and the second switching element are complementary. It is characterized by being turned on and off.

請求項４に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記トランスは、前記コアにはフェライト系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はバイファイラ巻きになっていることを特徴とする。   The insulated bidirectional DC-DC converter according to claim 4 is the insulated bidirectional DC-DC converter according to any one of claims 1 to 3, wherein the transformer includes a ferrite-based material in the core. The primary winding and the secondary winding are bifilar windings.

請求項５に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記トランスは、前記コアにはフェライト系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はサンドイッチ巻きになっていることを特徴とする。   The insulated bidirectional DC-DC converter according to claim 5 is the insulated bidirectional DC-DC converter according to any one of claims 1 to 3, wherein the transformer includes a ferrite-based material in the core. Is used, and the primary winding and the secondary winding are sandwiched.

請求項６に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記トランスは、前記コアにはアモルファス系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はバイファイラ巻きになっていることを特徴とする。   The insulated bidirectional DC-DC converter according to claim 6 is the insulated bidirectional DC-DC converter according to any one of claims 1 to 3, wherein the transformer includes an amorphous material in the core. The primary winding and the secondary winding are bifilar windings.

請求項７に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記トランスは、前記コアにはアモルファス系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はサンドイッチ巻きになっていることを特徴とする。   The insulated bidirectional DC-DC converter according to claim 7 is the insulated bidirectional DC-DC converter according to any one of claims 1 to 3, wherein the transformer includes an amorphous material in the core. Is used, and the primary winding and the secondary winding are sandwiched.

請求項８に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記トランスは、前記コアには積層鋼板系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はバイファイラ巻きになっていることを特徴とする。   The insulated bidirectional DC-DC converter according to claim 8 is the insulated bidirectional DC-DC converter according to any one of claims 1 to 3, wherein the transformer has a laminated steel plate system in the core. A material is used, and the primary winding and the secondary winding are bifilar windings.

請求項９に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記トランスは、前記コアには積層鋼板系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はサンドイッチ巻きになっていることを特徴とする。   The insulated bidirectional DC-DC converter according to claim 9 is the insulated bidirectional DC-DC converter according to any one of claims 1 to 3, wherein the transformer has a laminated steel plate system in the core. A material is used, and the primary winding and the secondary winding are sandwiched.

請求項１０に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜９のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のスイッチング素子及び／又は前記第２のスイッチング素子は、ＩＧＢＴであることを特徴とする。   The insulated bidirectional DC-DC converter according to claim 10 is the insulated bidirectional DC-DC converter according to any one of claims 1 to 9, wherein the first switching element and / or the first The switching element 2 is an IGBT.

請求項１１に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜９のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のスイッチング素子及び／又は前記第２のスイッチング素子は、シリコン系ＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする。   The insulated bidirectional DC-DC converter according to claim 11 is the insulated bidirectional DC-DC converter according to any one of claims 1 to 9, wherein the first switching element and / or the first The switching element 2 is a silicon MOSFET.

請求項１２に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜９のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のスイッチング素子及び／又は前記第２のスイッチング素子は、ＳｉＣ系ＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする。   The insulated bidirectional DC-DC converter according to claim 12 is the insulated bidirectional DC-DC converter according to any one of claims 1 to 9, wherein the first switching element and / or the first The switching element 2 is a SiC-based MOSFET.

請求項１３に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜１２のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１の整流素子及び／又は前記第２の整流素子は、ＳｉＣ系ダイオードであることを特徴とする。   The insulated bidirectional DC-DC converter according to claim 13 is the insulated bidirectional DC-DC converter according to any one of claims 1 to 12, wherein the first rectifying element and / or the first The rectifying element 2 is a SiC diode.

請求項１４に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１〜１３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のスイッチング素子の遮断時に生じる過渡的な高電圧を吸収する第１のスナバ回路及び／又は前記第２のスイッチング素子の遮断時に生じる過渡的な高電圧を吸収する第２のスナバ回路を備えていることを特徴とする。   The insulated bidirectional DC-DC converter according to claim 14 is the insulated bidirectional DC-DC converter according to any one of claims 1 to 13, wherein the transient is generated when the first switching element is cut off. A first snubber circuit that absorbs a high voltage and / or a second snubber circuit that absorbs a transient high voltage generated when the second switching element is cut off.

請求項１５に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータは、請求項１４に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、前記第１のスナバ回路及び前記第２のスナバ回路はそれぞれ、少なくとも整流器とコンデンサと抵抗器を含んでいることを特徴とする。   The insulated bidirectional DC-DC converter according to claim 15 is the insulated bidirectional DC-DC converter according to claim 14, wherein each of the first snubber circuit and the second snubber circuit is at least a rectifier. And a capacitor and a resistor.

本発明の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータによれば、より実用的なフライバック方式の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータを提供することが可能になる。また、１次巻線と２次巻線の結合度を上げられるトランスにして漏れインダクタンスを減らすことで、電力変換効率が良好でありながら、スイッチング素子にかかる過渡的な高電圧のピーク電圧を下げることが可能になる。   According to the insulated bidirectional DC-DC converter of the present invention, it is possible to provide a more practical flyback-type insulated bidirectional DC-DC converter. Moreover, by reducing the leakage inductance by using a transformer that can increase the degree of coupling between the primary winding and the secondary winding, the peak voltage of the transient high voltage applied to the switching element is lowered while the power conversion efficiency is good. It becomes possible.

本発明の実施形態に係る絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの概略回路図である。1 is a schematic circuit diagram of an insulated bidirectional DC-DC converter according to an embodiment of the present invention. 同上の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの一つの例を示す模式的な断面図である。It is a typical sectional view showing one example of a transformer of an insulation type bidirectional DC-DC converter same as the above. 同上の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの他の例を示す模式的な断面図である。It is a typical sectional view showing other examples of a transformer of an insulation type bidirectional DC-DC converter same as the above. 同上の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータのトランスの更に他の例を示すものであって、（ａ）が概略外観図、（ｂ）が回路図の例、（ｃ）が回路図の他の例である。The other example of the transformer of the insulation type bidirectional DC-DC converter same as the above is shown, (a) is a schematic external view, (b) is an example of a circuit diagram, (c) is another circuit diagram. It is an example. 同上の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの動作波形図である。It is an operation | movement waveform diagram of the insulation type bidirectional DC-DC converter same as the above. 同上の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの過渡的な高電圧を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the transient high voltage of the insulation type bidirectional DC-DC converter same as the above. 同上の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの電力変換効率を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the power conversion efficiency of an insulation type bidirectional | two-way DC-DC converter same as the above. 同上の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータの別の動作波形図である。It is another operation | movement waveform diagram of the insulation type bidirectional | two-way DC-DC converter same as the above.

以下、本発明を実施するための好ましい形態を図面を参照しながら説明する。本発明の実施形態に係る絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、図１に示すように、端子Ｔ１と端子Ｔ２の間に入力した直流電力を変換して端子Ｔ３と端子Ｔ４の間に出力でき、かつ、端子Ｔ３と端子Ｔ４の間に入力した直流電力を変換して端子Ｔ１と端子Ｔ２の間に出力できるように、１次巻線２１と２次巻線２２を絶縁してコア２３に巻いたトランス２と、トランス２の１次巻線２１に接続された第１のスイッチング素子３と、第１のスイッチング素子３に並列に接続された第１の整流素子４と、トランス２の２次巻線２２に接続された第２のスイッチング素子５と、第２のスイッチング素子５と並列に接続された第２の整流素子６と、を備えている。   Hereinafter, preferred embodiments for carrying out the present invention will be described with reference to the drawings. As shown in FIG. 1, the insulated bidirectional DC-DC converter 1 according to the embodiment of the present invention converts DC power input between the terminal T1 and the terminal T2 and outputs it between the terminal T3 and the terminal T4. The primary winding 21 and the secondary winding 22 are insulated so that the DC power input between the terminals T3 and T4 can be converted and output between the terminals T1 and T2, and the core 23 is insulated. A first winding element 2 connected to a primary winding 21 of the transformer 2, a first rectifier element 4 connected in parallel to the first switching element 3, and a transformer 2 A second switching element 5 connected to the secondary winding 22 and a second rectifying element 6 connected in parallel with the second switching element 5 are provided.

また、絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、第１のスイッチング素子３の遮断時に生じる過渡的な高電圧を吸収する保護回路として第１のスナバ回路７を、第２のスイッチング素子５の遮断時に生じる過渡的な高電圧を吸収する保護回路として第２のスナバ回路８を備えている。また、絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１は、端子Ｔ１と端子Ｔ２の間の電圧を安定化するコンデンサ９と、端子Ｔ３と端子Ｔ４の間の電圧を安定化するコンデンサ１０と、を備えている。   In addition, the insulated bidirectional DC-DC converter 1 includes a first snubber circuit 7 as a protection circuit that absorbs a transient high voltage generated when the first switching element 3 is shut off, and a second switching element 5 is shut off. A second snubber circuit 8 is provided as a protection circuit for absorbing a transient high voltage that sometimes occurs. The insulated bidirectional DC-DC converter 1 includes a capacitor 9 that stabilizes the voltage between the terminal T1 and the terminal T2, and a capacitor 10 that stabilizes the voltage between the terminal T3 and the terminal T4. Yes.

トランス２は、１次巻線２１と２次巻線２２が互いに絶縁されてコア２３に巻かれている。この実施形態では、１次巻線２１の一端は端子Ｔ１に、１次巻線２１の他端は第１のスイッチング素子３に接続されており、２次巻線２２の一端は端子Ｔ３に、２次巻線２２の他端は第２のスイッチング素子５に接続されている。   The transformer 2 is wound around a core 23 with a primary winding 21 and a secondary winding 22 insulated from each other. In this embodiment, one end of the primary winding 21 is connected to the terminal T1, and the other end of the primary winding 21 is connected to the first switching element 3, and one end of the secondary winding 22 is connected to the terminal T3. The other end of the secondary winding 22 is connected to the second switching element 5.

第１のスイッチング素子３に接続される１次巻線２１の極性と、第２のスイッチング素子５に接続される２次巻線２２の極性とは、互いに逆になっている。   The polarity of the primary winding 21 connected to the first switching element 3 and the polarity of the secondary winding 22 connected to the second switching element 5 are opposite to each other.

トランス２は、１次巻線２１と２次巻線２２の結合度を上げて漏れインダクタンスを減らすように、以下のような構成にするのが好ましい。その１つ目は、図２に示すように、１次巻線２１と２次巻線２２がバイファイラ巻きになっているものである。バイファイラ巻きは、絶縁した電線からなる１次巻線２１（図２では黒丸で示す）と絶縁した電線からなる２次巻線２２（図２では白丸で示す）とが組になって交互にコア２３の周りに巻き回されたものである。   The transformer 2 is preferably configured as follows so as to increase the degree of coupling between the primary winding 21 and the secondary winding 22 and reduce the leakage inductance. First, as shown in FIG. 2, the primary winding 21 and the secondary winding 22 are bifilar wound. The bifilar winding is a combination of primary windings 21 (indicated by black circles in FIG. 2) made of insulated wires and secondary windings 22 (indicated by white circles in FIG. 2) made of insulated wires in pairs. 23 is wound around.

２つ目は、図３に示すように、１次巻線２１と２次巻線２２がサンドイッチ巻きになっているものである。サンドイッチ巻きは、絶縁した電線からなる１次巻線２１（図３では黒丸で示す）がコア２３の周りに巻き回され、その上に絶縁した電線からなる２次巻線２２（図３では白丸で示す）が巻き回され、更にその上に絶縁した電線からなる１次巻線２１（図３では黒丸で示す）が巻き回されたものである。   Second, as shown in FIG. 3, the primary winding 21 and the secondary winding 22 are sandwiched. In the sandwich winding, a primary winding 21 (indicated by a black circle in FIG. 3) made of an insulated wire is wound around a core 23, and a secondary winding 22 (indicated by a white circle in FIG. 3) made of an insulated wire thereon. ) And a primary winding 21 (indicated by a black circle in FIG. 3) made of an insulated wire is wound thereon.

また、コア２３を図４（ａ）に示すようなＵ字コアとして、２箇所に１次巻線２１と２次巻線２２を巻いて、１次巻線２１、２１同士と２次巻線２２、２２同士を図４（ｂ）に示すように直列に接続したり、図４（ｃ）に示すように並列に接続したりすることも可能である。   Further, the core 23 is a U-shaped core as shown in FIG. 4A, and the primary winding 21 and the secondary winding 22 are wound at two locations, and the primary windings 21 and 21 and the secondary winding are wound. 22 and 22 may be connected in series as shown in FIG. 4B, or may be connected in parallel as shown in FIG. 4C.

コア２３には、酸化鉄を主成分とするフェライト系材料、アモルファス金属を主成分とするアモルファス系材料、又は、電磁鋼板を積層にした積層鋼板系材料を用いることができる。   For the core 23, a ferrite-based material whose main component is iron oxide, an amorphous-based material whose main component is an amorphous metal, or a laminated steel plate-based material in which electromagnetic steel plates are laminated can be used.

次に、第１のスイッチング素子３と第２のスイッチング素子５を説明する。第１のスイッチング素子３と第２のスイッチング素子５は、ＩＧＢＴ、又はＭＯＳＦＥＴなどが用いられる。ＭＯＳＦＥＴには、シリコンを主材料とするシリコン系ＭＯＳＦＥＴ、又はＳｉＣを主材料とするＳｉＣ系ＭＯＳＦＥＴなどが用いられる。   Next, the first switching element 3 and the second switching element 5 will be described. For the first switching element 3 and the second switching element 5, an IGBT or a MOSFET is used. As the MOSFET, a silicon-based MOSFET whose main material is silicon, an SiC-based MOSFET whose main material is SiC, or the like is used.

第１のスイッチング素子３と第２のスイッチング素子５は、入力端子（すなわち、ＩＧＢＴ及びＭＯＳＦＥＴの場合ではゲート端子）に入力されるそれぞれの制御信号である第１の制御信号Ａ、第２の制御信号Ｂに応じて、相補にオンオフ、すなわち交互にオンオフする。本実施形態では、図５（ａ）に示すような第１の制御信号Ａがハイレベルのときに第１のスイッチング素子３はオンし、第１の制御信号Ａがローレベルのときに第１のスイッチング素子３はオフする。また、図５（ｂ）に示すような第２の制御信号Ｂがハイレベルのときに第２のスイッチング素子５はオンし、第２の制御信号Ｂがローレベルのときに第２のスイッチング素子５はオフする。第１の制御信号Ａがローレベルになってから第２の制御信号Ｂがハイレベルになり、第２の制御信号Ｂがローレベルになってから第１の制御信号Ａがハイレベルになる。これらの第１の制御信号Ａ及び第２の制御信号Ｂは、マイコンなどの制御部１１が生成する。   The first switching element 3 and the second switching element 5 are a first control signal A and a second control signal which are respective control signals inputted to input terminals (that is, gate terminals in the case of IGBT and MOSFET). Depending on the signal B, they are complementarily turned on / off, that is, alternately turned on / off. In the present embodiment, the first switching element 3 is turned on when the first control signal A as shown in FIG. 5A is at the high level, and the first switching signal 3 is turned on when the first control signal A is at the low level. The switching element 3 is turned off. Further, as shown in FIG. 5B, the second switching element 5 is turned on when the second control signal B is at the high level, and the second switching element 5 is turned on when the second control signal B is at the low level. 5 turns off. The second control signal B becomes high level after the first control signal A becomes low level, and the first control signal A becomes high level after the second control signal B becomes low level. The first control signal A and the second control signal B are generated by a control unit 11 such as a microcomputer.

第１の整流素子４と第２の整流素子６は、シリコンを主材料とするシリコン系ダイオード、又はＳｉＣを主材料とするＳｉＣ系ダイオードなどが用いられる。   For the first rectifying element 4 and the second rectifying element 6, a silicon-based diode whose main material is silicon, an SiC-based diode whose main material is SiC, or the like is used.

第１のスナバ回路７は、１次巻線２１と第１のスイッチング素子３との接続点Ｃに接続されて、その接続点Ｃにおいて第１のスイッチング素子３のオンからオフになる瞬間に生じる過渡的な高電圧を吸収する。本実施形態では、第１のスナバ回路７は、１次巻線２１と第１のスイッチング素子３との接続点Ｃにアノードが接続される整流器７１と、整流器７１のカソードに一端が接続されるコンデンサ７２と、整流器７１のカソードに一端が接続される抵抗器７３を含んでいる。また、スナバ回路８は、２次巻線２２と第２のスイッチング素子５との接続点Ｄに接続されて、その接続点Ｄにおいて第２のスイッチング素子５のオンからオフになる瞬間に生じる過渡的な高電圧を吸収する。本実施形態では、第２のスナバ回路８は、２次巻線２２と第２のスイッチング素子５との接続点Ｄにアノードが接続される整流器８１と、整流器８１のカソードに一端が接続されるコンデンサ８２と、整流器８１のカソードに一端が接続される抵抗器８３を含んでいる。   The first snubber circuit 7 is connected to the connection point C between the primary winding 21 and the first switching element 3, and is generated at the instant when the first switching element 3 is turned off from the connection point C. Absorbs transient high voltages. In the present embodiment, the first snubber circuit 7 has a rectifier 71 whose anode is connected to the connection point C between the primary winding 21 and the first switching element 3, and one end connected to the cathode of the rectifier 71. A capacitor 72 and a resistor 73 having one end connected to the cathode of the rectifier 71 are included. Further, the snubber circuit 8 is connected to the connection point D between the secondary winding 22 and the second switching element 5, and a transient occurs at the moment when the second switching element 5 is turned off from the connection point D. To absorb high voltage. In the present embodiment, the second snubber circuit 8 has a rectifier 81 whose anode is connected to the connection point D between the secondary winding 22 and the second switching element 5, and one end connected to the cathode of the rectifier 81. A capacitor 82 and a resistor 83 having one end connected to the cathode of the rectifier 81 are included.

次に、絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の動作を、端子Ｔ１と端子Ｔ２の間に電力が供給されている場合は図５に基づいて、端子Ｔ３と端子Ｔ４の間に電力が供給されている場合は図８に基づいて、それぞれ説明する。   Next, in the operation of the insulated bidirectional DC-DC converter 1, when power is supplied between the terminal T1 and the terminal T2, power is supplied between the terminal T3 and the terminal T4 based on FIG. Each case will be described with reference to FIG.

端子Ｔ１と端子Ｔ２の間に電力が供給されている場合は、以下のようにして、１次巻線側から２次巻線側に電力が送られて、端子Ｔ３と端子Ｔ４の間から電力が出力される。   When power is supplied between the terminal T1 and the terminal T2, power is sent from the primary winding side to the secondary winding side as follows, and power is supplied from between the terminal T3 and the terminal T4 as follows. Is output.

すなわち、図５（ａ）に示すように、制御部１１からの第１の制御信号Ａがハイレベルになって第１のスイッチング素子３がオンすると、１次巻線２１に電流Ｉ１が流れ、発生する磁束によりコア２３が磁化されエネルギーが蓄えられる。そのとき、第２のスイッチング素子５はオフしており、かつ、第２の整流素子６に印加される電圧は逆方向になるので、２次巻線２２には電流Ｉ２は流れない。第１の制御信号Ａがローレベルになって第１のスイッチング素子３がオフすると、コア２３に蓄えられていたエネルギーが放出されることにより、第２の制御信号Ｂがハイレベルになってオンした第２のスイッチング素子５及び第２の整流素子６を通って電流が流れ、２次巻線２２に電流Ｉ２が流れる。２次巻線２２に流れる電流Ｉ２は、コンデンサ１０に蓄積され安定化されて、端子Ｔ３と端子Ｔ４の間から所定の電圧の電力が出力される。このように、絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１はフライバック方式の動作となっている。 That is, as shown in FIG. 5A, when the first control signal A from the control unit 11 becomes a high level and the first switching element 3 is turned on, a current I 1 flows through the primary winding 21. The core 23 is magnetized by the generated magnetic flux and energy is stored. At that time, the second switching element 5 is off and the voltage applied to the second rectifying element 6 is in the reverse direction, so that the current I 2 does not flow through the secondary winding 22. When the first control signal A becomes low level and the first switching element 3 is turned off, the energy stored in the core 23 is released, so that the second control signal B becomes high level and turned on. A current flows through the second switching element 5 and the second rectifying element 6, and a current I 2 flows in the secondary winding 22. The current I 2 flowing through the secondary winding 22 is accumulated and stabilized in the capacitor 10, and power of a predetermined voltage is output from between the terminals T 3 and T 4. As described above, the insulated bidirectional DC-DC converter 1 operates in a flyback manner.

また、第１のスイッチング素子３のオンからオフになる瞬間に、１次巻線２１と第１のスイッチング素子３との接続点Ｃには、図６（ｃ）に示すように過渡的な高電圧が生じるが、そのピーク電圧は、１次巻線２１と２次巻線２２の結合度を上げて漏れインダクタンスを減らすことと、第１のスナバ回路７で吸収することと、により下げられている。それにより、第１のスイッチング素子３の破壊が防止される。ここで、１次巻線２１と２次巻線２２の結合度を上げて漏れインダクタンスを減らすことにより、絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の電力変換効率が良好であり、かつ、第１のスナバ回路７において吸収する必要のある高電圧を抑えてそこで発生する熱の量を抑えることができる。熱の量を抑えることで、放熱が容易になり、絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１を大出力にすることも可能になる。   Further, at the moment when the first switching element 3 is turned off, the connection point C between the primary winding 21 and the first switching element 3 has a transient high as shown in FIG. Although the voltage is generated, the peak voltage is lowered by increasing the degree of coupling between the primary winding 21 and the secondary winding 22 to reduce the leakage inductance, and by absorbing it by the first snubber circuit 7. Yes. Thereby, destruction of the first switching element 3 is prevented. Here, by increasing the degree of coupling between the primary winding 21 and the secondary winding 22 to reduce the leakage inductance, the power conversion efficiency of the insulated bidirectional DC-DC converter 1 is good, and the first The high voltage that needs to be absorbed in the snubber circuit 7 can be suppressed, and the amount of heat generated there can be suppressed. By suppressing the amount of heat, heat dissipation can be facilitated, and the insulated bidirectional DC-DC converter 1 can have a large output.

図７は、結合度を上げるために１次巻線２１と２次巻線２２をバイファイラ巻きにしたもの（曲線ａ）と、１次巻線２１と２次巻線２２を通常に巻いたもの（曲線ｂ）と、について、１次巻線側から２次巻線側への電力変換効率を測定し、比較して示したものである。バイファイラ巻きにしたものは、約９５％の電力変換効率が得られている。また、それより、このトランス２は結合度が高く、漏れインダクタンスが低いことを示している。   FIG. 7 shows a bifilar winding of the primary winding 21 and the secondary winding 22 (curve a) and a normal winding of the primary winding 21 and the secondary winding 22 in order to increase the degree of coupling. For (curve b), the power conversion efficiency from the primary winding side to the secondary winding side is measured and compared. A bifilar-wound product has a power conversion efficiency of about 95%. Moreover, this shows that the transformer 2 has a high degree of coupling and a low leakage inductance.

この絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１では、第１のスイッチング素子３がオフしたときに２次巻線２２に流れる電流Ｉ２は、端子Ｔ３と端子Ｔ４の間に接続される外部の負荷が無負荷か軽負荷の状態の場合は、図５（ｄ）に示すような、正の値から負の値まで、最後までとぎれず、徐々に連続して減少するものとなる。この電流Ｉ２は、外部の負荷が重負荷の状態の場合は、図５（ｆ）に示すような、外部の負荷が無負荷か軽負荷の状態の場合の波形を正の方向に平行移動したような波形で、正の値のままで徐々に連続して減少するものとなる。なお、外部の負荷が無負荷か軽負荷の状態の場合の１次巻線２１に流れる電流Ｉ１及び外部の負荷が重負荷の状態の場合の１次巻線２１に流れる電流Ｉ１は、それぞれ図５（ｃ）、図５（ｅ）に示すとおりである。 In this insulated bidirectional DC-DC converter 1, the current I 2 flowing through the secondary winding 22 when the first switching element 3 is turned off is generated by an external load connected between the terminals T 3 and T 4. In the case of no load or light load, as shown in FIG. 5 (d), the value decreases gradually from the positive value to the negative value, and not to the end. When the external load is in a heavy load state, this current I 2 is translated in the positive direction in the waveform when the external load is in the no load or light load state as shown in FIG. In such a waveform, it gradually decreases continuously with a positive value. Incidentally, the current I 1 current I 1 and the external load flowing through the primary winding 21 when the external load is no-load or light load flows through the primary winding 21 when the state of the load is heavy, These are as shown in FIG. 5 (c) and FIG. 5 (e), respectively.

このように、外部の負荷が無負荷か軽負荷の状態或いは重負荷の状態であっても、２次巻線２２に流れる電流Ｉ２は、最後までとぎれずに徐々に連続して減少する連続モードとなっている。 As described above, even when the external load is no load, light load, or heavy load, the current I 2 flowing through the secondary winding 22 is continuously reduced continuously without decreasing to the end. It is in mode.

また、この絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１では、第１のスイッチング素子３がオンする時間に従ってコア２３にエネルギーが蓄え、第１のスイッチング素子３がオフする時間に従ってエネルギーが放出される。それにより、第１のスイッチング素子３がオンする時間の割合（デューティ比）に忠実に対応した電圧が端子Ｔ３と端子Ｔ４の間に発生する。これは、重負荷の状態でも軽負荷の状態でも変わらない。１次巻線２１と２次巻線２２の巻数が等しく、第１のスイッチング素子３がオンする時間と第１のスイッチング素子３がオフする時間が同じ（デューティが５０％）ならば、端子Ｔ３と端子Ｔ４には、端子Ｔ１と端子Ｔ２に印加される電圧とほぼ等しい電圧が発生する。従って、負荷が無負荷か軽負荷の状態の場合でも、重負荷の状態の場合でも、第１のスイッチング素子３がオンする時間と第１のスイッチング素子３がオフする時間の割合を変えることにより、端子Ｔ３と端子Ｔ４に発生する電圧を容易に調整できることとなる。   Further, in this insulated bidirectional DC-DC converter 1, energy is stored in the core 23 according to the time when the first switching element 3 is turned on, and energy is released according to the time when the first switching element 3 is turned off. Thereby, a voltage faithfully corresponding to the ratio (duty ratio) of the time when the first switching element 3 is turned on is generated between the terminal T3 and the terminal T4. This is the same regardless of whether the load is heavy or light. If the number of turns of the primary winding 21 and the secondary winding 22 is equal, and the time when the first switching element 3 is turned on and the time when the first switching element 3 is turned off are the same (duty is 50%), the terminal T3 The terminal T4 generates a voltage substantially equal to the voltage applied to the terminals T1 and T2. Therefore, by changing the ratio of the time for which the first switching element 3 is turned on and the time for which the first switching element 3 is turned off, whether the load is a no-load or light load state or a heavy load state. Thus, the voltage generated at the terminals T3 and T4 can be easily adjusted.

また、端子Ｔ３と端子Ｔ４の間に電力が供給されている場合は、以下のようにして、２次巻線側から１次巻線側に電力が送られて、端子Ｔ１と端子Ｔ２の間から電力が出力される。なお、下記の電流Ｉ１’は１次巻線２１に流れる電流であって上記の電流Ｉ１とは逆向きである。また、下記の電流Ｉ２’は２次巻線２２に流れる電流であって上記の電流Ｉ２とは逆向きである。 Further, when power is supplied between the terminal T3 and the terminal T4, power is sent from the secondary winding side to the primary winding side as follows, and between the terminal T1 and the terminal T2. Output power. In addition, the following current I 1 ′ is a current flowing through the primary winding 21 and is opposite to the current I 1 . Further, the following current I 2 ′ is a current flowing through the secondary winding 22 and is opposite to the current I 2 .

すなわち、図８（ａ）に示すように、制御部１１からの第２の制御信号Ｂがハイレベルになって第２のスイッチング素子５がオンすると、２次巻線２２に電流Ｉ２’が流れ、発生する磁束によりコア２３が磁化されエネルギーが蓄えられる。そのとき、第１のスイッチング素子３はオフしており、かつ、第１の整流素子４に印加される電圧は逆方向になるので、１次巻線２１には電流Ｉ１’は流れない。第２の制御信号Ｂがローレベルになって第１のスイッチング素子５がオフすると、コア２３に蓄えられていたエネルギーが放出されることにより、第１の制御信号Ａがハイレベルになってオンした第１のスイッチング素子３及び第１の整流素子４を通って電流が流れ、１次巻線２１に電流Ｉ１’が流れる。１次巻線２１に流れる電流Ｉ１’は、コンデンサ９に蓄積され安定化されて、端子Ｔ１と端子Ｔ２の間から所定の電圧の電力が出力される。このように、絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１はフライバック方式の動作となっている。 That is, as shown in FIG. 8A, when the second control signal B from the control unit 11 becomes a high level and the second switching element 5 is turned on, a current I 2 ′ is supplied to the secondary winding 22. The core 23 is magnetized by the generated and generated magnetic flux, and energy is stored. At this time, the first switching element 3 is off and the voltage applied to the first rectifying element 4 is in the reverse direction, so that the current I 1 ′ does not flow through the primary winding 21. When the second control signal B becomes low level and the first switching element 5 is turned off, the energy stored in the core 23 is released, so that the first control signal A becomes high level and turned on. A current flows through the first switching element 3 and the first rectifying element 4, and a current I 1 ′ flows in the primary winding 21. The current I 1 ′ flowing through the primary winding 21 is accumulated in the capacitor 9 and stabilized, and electric power having a predetermined voltage is output from between the terminals T1 and T2. As described above, the insulated bidirectional DC-DC converter 1 operates in a flyback manner.

また、第２のスイッチング素子５のオンからオフになる瞬間に、２次巻線２２と第２のスイッチング素子５との接続点Ｄには、上述した第１のスイッチング素子３のオンからオフになる瞬間の接続点Ｃと同様に、過渡的な高電圧が生じるが、そのピーク電圧は、１次巻線２１と２次巻線２２の結合度を上げて漏れインダクタンスを減らすことと、第２のスナバ回路８で吸収することと、により下げられている。それにより、第２のスイッチング素子５の破壊が防止される。ここで、１次巻線２１と２次巻線２２の結合度を上げて漏れインダクタンスを減らすことにより、絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１の電力変換効率が良好であり、かつ、第２のスナバ回路８において吸収する必要のある高電圧を抑えてそこで発生する熱の量を抑えることができる。熱の量を抑えることで、放熱が容易になり、絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１を大出力にすることも可能になる。   In addition, at the moment when the second switching element 5 is turned off, the connection point D between the secondary winding 22 and the second switching element 5 is turned off from the first switching element 3 described above. A transient high voltage is generated in the same manner as the connection point C at a certain moment. The peak voltage increases the degree of coupling between the primary winding 21 and the secondary winding 22 to reduce the leakage inductance, Is absorbed by the snubber circuit 8. Thereby, destruction of the second switching element 5 is prevented. Here, by increasing the degree of coupling between the primary winding 21 and the secondary winding 22 and reducing the leakage inductance, the power conversion efficiency of the insulated bidirectional DC-DC converter 1 is good, and the second The high voltage that needs to be absorbed in the snubber circuit 8 can be suppressed, and the amount of heat generated there can be suppressed. By suppressing the amount of heat, heat dissipation can be facilitated, and the insulated bidirectional DC-DC converter 1 can have a large output.

この絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１では、第２のスイッチング素子５がオフしたときに１次巻線２１に流れる電流Ｉ１’は、端子Ｔ１と端子Ｔ２の間に接続される外部の負荷が無負荷か軽負荷の状態の場合は、図８（ｄ）に示すような、正の値から負の値まで、最後までとぎれず、徐々に連続して減少するものとなる。この電流Ｉ１’は、外部の負荷が重負荷の状態の場合は、図８（ｆ）に示すような、外部の負荷が無負荷か軽負荷の状態の場合の波形を正の方向に平行移動したような波形で、正の値のままで徐々に連続して減少するものとなる。なお、外部の負荷が無負荷か軽負荷の状態の場合の２次巻線２２に流れる電流Ｉ２’及び外部の負荷が重負荷の状態の場合の２次巻線２２に流れる電流Ｉ２’は、それぞれ図８（ｃ）、図８（ｅ）に示すとおりである。 In this insulated bidirectional DC-DC converter 1, the current I 1 ′ flowing through the primary winding 21 when the second switching element 5 is turned off is an external load connected between the terminals T 1 and T 2. In the state of no load or light load, as shown in FIG. 8 (d), the value gradually decreases continuously from the positive value to the negative value without being interrupted until the end. When the external load is in a heavy load state, the current I 1 ′ is parallel to the positive direction of the waveform when the external load is in the no load or light load state as shown in FIG. It is a waveform that has moved, and gradually decreases continuously with a positive value. Incidentally, 'current I 2 flowing and external load to the secondary winding 22 when the state of the heavy load' second current I 2 flowing in the winding 22 when the external load is no-load or light load conditions Are as shown in FIG. 8C and FIG. 8E, respectively.

このように、外部の負荷が無負荷か軽負荷の状態或いは重負荷の状態であっても、１次巻線２１に流れる電流Ｉ１’は、最後までとぎれずに徐々に連続して減少する連続モードとなっている。 As described above, even when the external load is no load, light load, or heavy load, the current I 1 ′ flowing through the primary winding 21 gradually and continuously decreases without being interrupted until the end. Continuous mode.

また、この絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ１では、第２のスイッチング素子５がオンする時間に従ってコア２３にエネルギーが蓄え、第２のスイッチング素子５がオフする時間に従ってエネルギーが放出される。それにより、第２のスイッチング素子５がオンする時間の割合（デューティ比）に忠実に対応した電圧が端子Ｔ１と端子Ｔ２の間に発生する。これは、重負荷の状態でも軽負荷の状態でも変わらない。２次巻線２２と１次巻線２１の巻数が等しく、第２のスイッチング素子５がオンする時間と第２のスイッチング素子５がオフする時間が同じ（デューティが５０％）ならば、端子Ｔ１と端子Ｔ２には、端子Ｔ３と端子Ｔ４に印加される電圧とほぼ等しい電圧が発生する。従って、負荷が無負荷か軽負荷の状態の場合でも、重負荷の状態の場合でも、第２のスイッチング素子５がオンする時間と第２のスイッチング素子５がオフする時間の割合を変えることにより、端子Ｔ１と端子Ｔ２に発生する電圧を容易に調整できることとなる。   Further, in this insulated bidirectional DC-DC converter 1, energy is stored in the core 23 according to the time when the second switching element 5 is turned on, and energy is released according to the time when the second switching element 5 is turned off. Thereby, a voltage faithfully corresponding to the ratio (duty ratio) of the time when the second switching element 5 is turned on is generated between the terminal T1 and the terminal T2. This is the same regardless of whether the load is heavy or light. If the number of turns of the secondary winding 22 and the primary winding 21 is equal, and the time when the second switching element 5 is turned on is the same as the time when the second switching element 5 is turned off (duty is 50%), the terminal T1 The terminal T2 generates a voltage substantially equal to the voltage applied to the terminals T3 and T4. Therefore, by changing the ratio of the time when the second switching element 5 is turned on and the time when the second switching element 5 is turned off, regardless of whether the load is a no-load or light load state or a heavy load state. Thus, the voltage generated at the terminals T1 and T2 can be easily adjusted.

以上、本発明の実施形態に係る絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータについて説明したが、本発明は、上述の実施形態に記載したものに限られることなく、特許請求の範囲に記載した事項の範囲内でのさまざまな設計変更が可能である。   As described above, the insulated bidirectional DC-DC converter according to the embodiment of the present invention has been described. However, the present invention is not limited to the above-described embodiment, and the scope of matters described in the claims. Various design changes are possible.

１ 絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ
２ トランス
２１ １次巻線
２２ ２次巻線
２３ コア
３ 第１のスイッチング素子
４ 第１の整流素子
５ 第２のスイッチング素子
６ 第２の整流素子
７ 第１のスナバ回路
８ 第２のスナバ回路 1 Insulating Bidirectional DC-DC Converter 2 Transformer 21 Primary Winding 22 Secondary Winding 23 Core 3 First Switching Element 4 First Rectifier 5 Second Switching Element 6 Second Rectifier 7 First Snubber circuit 8 Second snubber circuit

Claims (15)

１次巻線と２次巻線を絶縁してコアに巻いたトランスと、
該トランスの１次巻線に接続された第１のスイッチング素子と、
該第１のスイッチング素子に並列に接続された第１の整流素子と、
前記トランスの２次巻線に接続された第２のスイッチング素子と、
該第２のスイッチング素子と並列に接続された第２の整流素子と、
を備えることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。 A transformer in which a primary winding and a secondary winding are insulated and wound around a core;
A first switching element connected to the primary winding of the transformer;
A first rectifying element connected in parallel to the first switching element;
A second switching element connected to the secondary winding of the transformer;
A second rectifying element connected in parallel with the second switching element;
An insulated bidirectional DC-DC converter comprising: 請求項１に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１のスイッチング素子に接続される前記１次巻線の極性と、前記第２のスイッチング素子に接続される前記２次巻線の極性とは、互いに逆になっていることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。 The insulated bidirectional DC-DC converter according to claim 1,
The polarity of the primary winding connected to the first switching element and the polarity of the secondary winding connected to the second switching element are opposite to each other. Isolated bidirectional DC-DC converter. 請求項１又は２に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１のスイッチング素子と前記第２のスイッチング素子は相補にオンオフすることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。 The insulated bidirectional DC-DC converter according to claim 1 or 2,
The insulated bidirectional DC-DC converter, wherein the first switching element and the second switching element are complementarily turned on and off. 請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記トランスは、前記コアにはフェライト系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はバイファイラ巻きになっていることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。 In the insulated bidirectional DC-DC converter according to any one of claims 1 to 3,
In the transformer, an insulating bidirectional DC-DC converter is characterized in that a ferrite-based material is used for the core, and the primary winding and the secondary winding are bifilar windings. 請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記トランスは、前記コアにはフェライト系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はサンドイッチ巻きになっていることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。 In the insulated bidirectional DC-DC converter according to any one of claims 1 to 3,
2. The insulated bidirectional DC-DC converter according to claim 1, wherein a ferrite material is used for the core of the transformer, and the primary winding and the secondary winding are sandwiched. 請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記トランスは、前記コアにはアモルファス系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はバイファイラ巻きになっていることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。 In the insulated bidirectional DC-DC converter according to any one of claims 1 to 3,
2. The insulated bidirectional DC-DC converter according to claim 1, wherein an amorphous material is used for the core, and the primary winding and the secondary winding are bifilar windings. 請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記トランスは、前記コアにはアモルファス系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はサンドイッチ巻きになっていることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。 In the insulated bidirectional DC-DC converter according to any one of claims 1 to 3,
2. The insulated bidirectional DC-DC converter according to claim 1, wherein an amorphous material is used for the core, and the primary winding and the secondary winding are sandwiched. 請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記トランスは、前記コアには積層鋼板系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はバイファイラ巻きになっていることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。 In the insulated bidirectional DC-DC converter according to any one of claims 1 to 3,
In the transformer, an insulated bidirectional DC-DC converter, wherein a laminated steel plate material is used for the core, and the primary winding and the secondary winding are bifilar windings. 請求項１〜３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記トランスは、前記コアには積層鋼板系材料が用いられ、前記１次巻線と前記２次巻線はサンドイッチ巻きになっていることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。 In the insulated bidirectional DC-DC converter according to any one of claims 1 to 3,
In the transformer, an insulating bidirectional DC-DC converter is characterized in that a laminated steel plate material is used for the core, and the primary winding and the secondary winding are sandwiched. 請求項１〜９のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１のスイッチング素子及び／又は前記第２のスイッチング素子は、ＩＧＢＴであることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。 In the insulated bidirectional DC-DC converter according to any one of claims 1 to 9,
The isolated bidirectional DC-DC converter, wherein the first switching element and / or the second switching element is an IGBT. 請求項１〜９のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１のスイッチング素子及び／又は前記第２のスイッチング素子は、シリコン系ＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。 In the insulated bidirectional DC-DC converter according to any one of claims 1 to 9,
The insulated bidirectional DC-DC converter, wherein the first switching element and / or the second switching element is a silicon MOSFET. 請求項１〜９のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１のスイッチング素子及び／又は前記第２のスイッチング素子は、ＳｉＣ系ＭＯＳＦＥＴであることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。 In the insulated bidirectional DC-DC converter according to any one of claims 1 to 9,
The insulated bidirectional DC-DC converter, wherein the first switching element and / or the second switching element is a SiC-based MOSFET. 請求項１〜１２のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１の整流素子及び／又は前記第２の整流素子は、ＳｉＣ系ダイオードであることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。 In the insulated bidirectional DC-DC converter according to any one of claims 1 to 12,
The insulated bidirectional DC-DC converter, wherein the first rectifying element and / or the second rectifying element is a SiC diode. 請求項１〜１３のいずれか１項に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１のスイッチング素子の遮断時に生じる過渡的な高電圧を吸収する第１のスナバ回路及び／又は前記第２のスイッチング素子の遮断時に生じる過渡的な高電圧を吸収する第２のスナバ回路を備えていることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。 In the insulated bidirectional DC-DC converter according to any one of claims 1 to 13,
A first snubber circuit that absorbs a transient high voltage generated when the first switching element is cut off and / or a second snubber circuit that absorbs a transient high voltage generated when the second switching element is cut off. An insulated bidirectional DC-DC converter comprising: 請求項１４に記載の絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータにおいて、
前記第１のスナバ回路及び前記第２のスナバ回路はそれぞれ、少なくとも整流器とコンデンサと抵抗器を含んでいることを特徴とする絶縁型双方向ＤＣ−ＤＣコンバータ。 The insulated bidirectional DC-DC converter according to claim 14,
Each of the first snubber circuit and the second snubber circuit includes at least a rectifier, a capacitor, and a resistor, and is an isolated bidirectional DC-DC converter.
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