JP2012244421A

JP2012244421A - Receiver device, communication system and communication method

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Publication number: JP2012244421A
Application number: JP2011112641A
Authority: JP
Inventors: Munehiro Matsui; 宗大松井; Tadao Nakagawa; 匡夫中川; Riichi Kudo; 理一工藤; Koichi Ishihara; 浩一石原; Masato Mizoguchi; 匡人溝口
Original assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Current assignee: Nippon Telegraph and Telephone Corp
Priority date: 2011-05-19
Filing date: 2011-05-19
Publication date: 2012-12-10

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a receiver device capable of improving an IQ balance characteristic without deteriorating transmission efficiency, by enabling calculation of a weight that makes a training signal unnecessary.SOLUTION: In a demodulation device of a receiver in a terminal, a synchronization processor 60 corrects processing timing and frequency deviation using a preamble added to a data signal and a pilot signal. A channel status estimator 64 estimates a channel status from the preamble signal. Based on the estimated channel status, an equalizer 65 performs equalization processing on a reception signal. A weight calculator 67 calculates a weight for IQ imbalance compensation from the signal after equalization processing. Based on the calculated weight, an error compensator 68 compensates IQ imbalance by adding after multiplying the weight by the signal after the equalization processing.

Description

本発明は、無線通信またはコヒーレント光通信におけるＩＱインバランスを補償するための信号処理を行う送受信装置、通信システム、及び通信方法に関する。 The present invention relates to a transmission / reception apparatus, a communication system, and a communication method for performing signal processing for compensating IQ imbalance in wireless communication or coherent optical communication.

この十年の間に、携帯電話や、ＦＴＴＨ（Fiber to the Home）等の発達により、インターネットを利用するユーザが増加した。この結果、様々なサービスが提供され、動画像配信など高スループットが必要となるサービスも登場している。これらのサービスを利用するために、携帯電話や、無線ＬＡＮ（Local Area Network）等の無線通信システムの広帯域化への要求が高まっており、ＦＴＴＨに匹敵する伝送速度を達成する次世代無線通信システムが検討されている。 Over the last decade, the number of users using the Internet has increased due to the development of mobile phones and FTTH (Fiber to the Home). As a result, various services are provided, and services that require high throughput such as moving image distribution have also appeared. In order to use these services, there is an increasing demand for broadband communication systems such as mobile phones and wireless local area networks (LANs), and next-generation wireless communication systems that achieve transmission speeds comparable to FTTH. Is being considered.

また、インターネットの発展に伴い、バックボーンネットワークを流れるトラヒック量が爆発的に増加しており、バックボーンネットワークの広帯域化も必要となっている。バックボーンネットワークを構成する光通信においては、ＷＤＭ（Wavelength Division Multiplexing）などの技術を用いて、キャパシティを上げてきたが限界に達しているため、最近は、１波長当たりのチャネルの広帯域化が検討されている。広帯域化を図るために、無線通信で用いられているデジタル信号処理を用いたコヒーレント送受信が有望視されており、現在盛んに研究されている。 In addition, with the development of the Internet, the amount of traffic flowing through the backbone network has increased explosively, and it is necessary to increase the bandwidth of the backbone network. In optical communications that make up the backbone network, WDM (Wavelength Division Multiplexing) and other technologies have been used to increase capacity, but recently, the limit has been reached. Has been. In order to increase the bandwidth, coherent transmission / reception using digital signal processing used in wireless communication is regarded as promising and is being actively studied.

無線通信や、コヒーレント光通信では、周波数有効利用が可能となる位相変調が必須となっている。位相変調を行うためには、送受信機では、通信に利用する帯域において良好なＩＱバランス特性を有する必要がある。ＩＱバランス特性としては、振幅、及び位相のそれぞれの面でのバランス特性があり、理想的な送受機では、同相チャネル（Ｉチャネル）と直交チャネル（Ｑチャネル）信号間の入出力ゲイン（入出力レベル）が等しく、且つ、位相差が９０度である。しかしながら、送受信機の広帯域化が進むにつれて、良好なＩＱバランス特性を広帯域に渡って達成するのは難しい。このようなＩＱバランス特性の悪化（ＩＱインバランス）は、誤り率を増加させ、通信品質を劣化させる問題がある。 In wireless communication and coherent optical communication, phase modulation that enables effective use of frequency is essential. In order to perform phase modulation, a transceiver needs to have a good IQ balance characteristic in a band used for communication. IQ balance characteristics include balance characteristics in terms of amplitude and phase. In an ideal handset, input / output gain (input / output) between in-phase channel (I channel) and quadrature channel (Q channel) signals. Level) is equal and the phase difference is 90 degrees. However, as the bandwidth of a transceiver increases, it is difficult to achieve a good IQ balance characteristic over a wide band. Such deterioration in IQ balance characteristics (IQ imbalance) increases the error rate and degrades communication quality.

ＩＱバランス特性には、周波数非選択性（周波数非依存性）と周波数選択性（周波数依存性）との２種類がある。周波数非選択性のＩＱインバランスは、直交変調器へ入力されるＩ／Ｑ信号のゲインがケーブル等の減衰によって差が生じた場合や、Ｉ／Ｑ信号に乗算されるローカル信号間の位相差が９０°からずれた場合に発生する。一方、周波数選択性のＩＱインバランス特性は、デジタル・アナログ変換器や、ローパスフィルタ、直交変調器ＩＣなどの周波数特性に起因し、広帯域化が進むほどＩＱバランス特性を良好に保つのは難しい。 There are two types of IQ balance characteristics: frequency non-selectivity (frequency independence) and frequency selectivity (frequency dependence). Non-frequency-selective IQ imbalance is the difference between the gain of the I / Q signal input to the quadrature modulator due to attenuation of the cable, etc., or the phase difference between the local signals multiplied by the I / Q signal. Occurs when the angle deviates from 90 °. On the other hand, the frequency-selective IQ imbalance characteristic is caused by the frequency characteristics of a digital / analog converter, a low-pass filter, a quadrature modulator IC, etc., and it is difficult to keep the IQ balance characteristic better as the bandwidth becomes wider.

周波数選択性ＩＱインバランスが存在する場合、直交変調器の出力信号は、数式（１）のように記述できる（例えば非特許文献１参照）。 When the frequency selective IQ imbalance exists, the output signal of the quadrature modulator can be described as Equation (1) (see Non-Patent Document 1, for example).

ここで、ｘ（ｔ）は時刻ｔにおける送信信号、ｙ（ｔ）は直交変調器の出力複素信号である。＊は畳み込み演算、^＊は複素共役を示す。また、ｇ_１（ｔ）及びｇ_２（ｔ）は、次式（２）、（３）で記述できる。 Here, x (t) is a transmission signal at time t, and y (t) is an output complex signal of the quadrature modulator. * Indicates a convolution operation, and ^* indicates a complex conjugate. Further, g ₁ (t) and g ₂ (t) can be described by the following expressions (2) and (3).

ここで、ａ、及びθは、周波数に依存しないＩ／Ｑ間の振幅比、及び位相の誤差[rad]であり、理想的な場合、ａ＝１、及びθ＝０となる。また、ｈ_Ｉ（ｔ）、及びｈ_Ｑ（ｔ）は、ローパスフィルタや、デジタル・アナログ変換器などに起因する、Ｉ／Ｑチャネルにおけるそれぞれのインパルス応答であり、理想の場合、ｈ_Ｉ（ｔ）＝ｈ_Ｑ（ｔ）となる。したがって、ａ＝１、θ＝０、且つ、ｈ_Ｉ（ｔ）＝ｈ_Ｑ（ｔ）の理想的である場合は、ｇ_２（ｔ）の値は０となり、複素共役の信号ｘ^＊（ｔ）が消え、所望信号であるｘ（ｔ）が直交変調器より出力される。 Here, a and θ are an amplitude ratio between I / Q and a phase error [rad] independent of frequency, and in an ideal case, a = 1 and θ = 0. Further, h _I (t) and h _Q (t) are respective impulse responses in the I / Q channel caused by a low-pass filter, a digital / analog converter, and the like. In an ideal case, h _I (t ) = H _Q (t). Therefore, if a = 1, θ = 0, and h _I (t) = h _Q (t) are ideal, the value of g ₂ (t) is 0, and the complex conjugate signal x ^* (t ) Disappears, and the desired signal x (t) is output from the quadrature modulator.

フーリエ変換により（１）を周波数領域の信号に変換すると、次式（４）のように記述できる。 When (1) is converted into a frequency domain signal by Fourier transform, it can be described as the following equation (4).

ここで、Ｇ_１（ｆ）及びＧ_２（ｆ）は、ｇ_１（ｔ）及びｇ_２（ｔ）のフーリエ変換後の信号である。また、Ｘ（ｆ）はｘ（ｔ）のフーリエ変換後の信号である。したがって、中心周波数（ローカル信号の周波数）を中心として対称となる周波数の信号（Ｘ^＊（−ｆ））が、ＩＱバランス特性に依存する係数（Ｇ_２（ｆ））と乗算され、干渉信号となって所望信号（Ｘ（ｆ））に合成される。図１７は、干渉信号が所望信号に合成される様子を示す概念図である。この結果、誤りが生じ、伝送品質が劣化する。 Here, G ₁ (f) and G ₂ (f) are signals after Fourier transform of g ₁ (t) and g ₂ (t). X (f) is a signal after x (t) Fourier transform. Therefore, a signal (X ^* (− f)) having a frequency symmetric with respect to the center frequency (frequency of the local signal) is multiplied by a coefficient (G ₂ (f)) that depends on the IQ balance characteristics, and the interference signal and And synthesized into a desired signal (X (f)). FIG. 17 is a conceptual diagram illustrating how an interference signal is combined with a desired signal. As a result, errors occur and transmission quality deteriorates.

シミュレーションにより、ＯＦＤＭシステムの送信機中に周波数選択性ＩＱインバランスが存在する場合の影響を示す。図１８は、ＯＦＤＭシステムのシミュレーションモデルによる送信機の構成を示すブロック図である。また、図１９は、図１８のＯＦＤＭシステムのシミュレーションモデルを用いて、送信機２００に周波数選択性ＩＱインバランスが存在する時のコンスタレーション結果である。 Simulations show the effect when frequency selective IQ imbalance exists in the transmitter of an OFDM system. FIG. 18 is a block diagram showing a configuration of a transmitter based on a simulation model of the OFDM system. FIG. 19 shows the constellation results when the transmitter 200 has a frequency selective IQ imbalance using the simulation model of the OFDM system of FIG.

ＱＰＳＫマッピング処理１は、バイナリ信号をＱＰＳＫ変調フォーマットに従ってＩＱ信号に変換する。逆フーリエ変換２は、逆フーリエ変換処理を行う。フーリエ変換のサイズを６４、その内のデータを伝送するために用いるサブキャリア数を４８としている。その後、フィルタ３、４、及び周波数非選択性ＩＱインバランス５を付加して周波数選択性ＩＱインバランス６を生成している。 The QPSK mapping process 1 converts a binary signal into an IQ signal according to a QPSK modulation format. Inverse Fourier transform 2 performs an inverse Fourier transform process. The size of the Fourier transform is 64, and the number of subcarriers used for transmitting the data is 48. Thereafter, the filters 3 and 4 and the frequency nonselective IQ imbalance 5 are added to generate the frequency selective IQ imbalance 6.

ｈ_Ｉ（ｔ）の分子、及び分母の係数は、［１，１，０］、及び［１，０．７１６２，０］とし、ｈ_Ｑ（ｔ）の分子、及び分母は、［１，１，０］、及び［１，０．４６０２，１］とした。周波数非選択性ＩＱインバランスにおけるＩ／Ｑチャネル間の振幅比ａと位相誤差θの値は、それぞれ、０．２ｄＢ、３度とした。図１９は、ＤＣ（直流）から高周波側に２０番目のサブキャリアのコンスタレーションを示している。周波数選択性ＩＱインバランスにより干渉信号が合成されて、コンスタレーションが広がっている。各点の距離が縮まったため、デマッピングを行う際に判定誤りが生じる可能性が高まる。 The numerator and denominator coefficients of h _I (t) are [1,1,0] and [1,0.7162,0], and the numerator and denominator of h _Q (t) are [1,1 , 0] and [1, 0.4602, 1]. The values of the amplitude ratio a and the phase error θ between the I / Q channels in the frequency non-selective IQ imbalance were 0.2 dB and 3 degrees, respectively. FIG. 19 shows a constellation of the 20th subcarrier from DC (direct current) to the high frequency side. Interference signals are synthesized by frequency-selective IQ imbalance, and the constellation is widened. Since the distance between each point is reduced, the possibility of a determination error occurring when performing demapping increases.

上記の周波数選択性ＩＱインバランスの補償を行う手法として、非特許文献２では、トレーニング信号を用いて、ＬＭＳなどの適応アルゴリズムにより、ＩＱインバランス補償用のウエイトを算出して、ＩＱインバランスを補償する手法が提案されている。 As a technique for compensating for the frequency selective IQ imbalance described above, Non-Patent Document 2 calculates IQ imbalance compensation weights by using an adaptive algorithm such as LMS using a training signal. Compensation techniques have been proposed.

” DIGITAL COMPENSATION OF RF IMPERFECTIONS FOR BROADBAND WIRELESS SYSTEMS” Proc. of the 14th IEEE Symposium on Communications and Vehicular Technology in the Benelux (SCVT), Delft, The Netherlands, Nov. 2007, paper number 17 p., Lirias number: 180018.”DIGITAL COMPENSATION OF RF IMPERFECTIONS FOR BROADBAND WIRELESS SYSTEMS” Proc. Of the 14th IEEE Symposium on Communications and Vehicular Technology in the Benelux (SCVT), Delft, The Netherlands, Nov. 2007, paper number 17 p., Lirias number: 180018. ”Compensation schemes and performance analysis of IQ imbalance in OFDM receivers” IEEE Trans. on Sig. Proc., Vol. 53, No. 8, pp. 3257-3268, 2005.“Compensation schemes and performance analysis of IQ imbalance in OFDM receivers” IEEE Trans. On Sig. Proc., Vol. 53, No. 8, pp. 3257-3268, 2005.

しかしながら、非特許文献２の方法では、トレーニング信号を必要とするため、伝送効率が低下する問題がある。すなわち、トレーニング信号を送信する時間を確保する必要があるため、データ信号を送信する時間が短くなり、スループットが低下する。
また、既存の通信システムに導入する場合、信号フォーマットの変更や、フォーマット変更に伴う信号処理方法の変更が必要となり、ＩＱインバランス補償装置の導入にかかるコストが大きくなるという問題がある。 However, the method of Non-Patent Document 2 requires a training signal, and thus has a problem that transmission efficiency decreases. That is, since it is necessary to secure time for transmitting the training signal, the time for transmitting the data signal is shortened, and the throughput is reduced.
Further, when it is introduced into an existing communication system, it is necessary to change the signal format and change the signal processing method accompanying the format change, and there is a problem that the cost for introducing the IQ imbalance compensator increases.

本発明は、このような事情を考慮してなされたものであり、その目的は、トレーニング信号が不要なウエイトの算出を可能とすることにより、伝送効率を低下させずに、ＩＱバランス特性の改善を行うことができる受信装置、通信システム、及び通信方法を提供することにある。 The present invention has been made in view of such circumstances, and its purpose is to improve IQ balance characteristics without reducing transmission efficiency by enabling calculation of weights that do not require training signals. It is an object to provide a receiving apparatus, a communication system, and a communication method capable of performing the above.

上述した課題を解決するために、本発明は、受信したＯＦＤＭ無線信号またはＯＦＤＭ光信号を同相チャネル（Ｉチャネル）と直交チャネル（Ｑチャネル）とからなるベースバンド信号に変換して復調する受信装置であって、送信装置または受信装置の周波数特性による周波数選択性ＩＱインバランスを補償するためのＩＱインバランス補償用ウエイトを算出するウエイト算出部と、前記ベースバンド信号に前記ウエイト算出部により算出された前記ＩＱインバランス補償用ウエイトを乗算してＩＱインバランスを補償する誤差補償部とを備える受信装置であって、前記ウエイト算出部は、各サブキャリアにおける受信信号と当該サブキャリアにおける送信信号の絶対振幅値と、当該サブキャリアに対して直流成分を挟んで対称の位置にあるサブキャリアにおける受信信号とから当該サブキャリアに対するＩＱインバランス補償用ウエイトを算出することを特徴とする。 In order to solve the above-described problem, the present invention converts a received OFDM radio signal or OFDM optical signal into a baseband signal composed of an in-phase channel (I channel) and a quadrature channel (Q channel) and demodulates the received signal. A weight calculating unit for calculating IQ imbalance compensation weight for compensating frequency selective IQ imbalance due to frequency characteristics of the transmitting device or the receiving device, and the baseband signal calculated by the weight calculating unit. And an error compensator that multiplies the IQ imbalance compensation weight to compensate IQ imbalance, wherein the weight calculator is configured to receive a reception signal in each subcarrier and a transmission signal in the subcarrier. The absolute amplitude value and the subcarrier are located symmetrically with the direct current component in between. Characterized in that from the received signal in subcarriers to calculate an IQ imbalance compensation weight for that subcarrier.

本発明は、上記の発明において、前記ウエイト算出部は、補償後の信号の絶対振幅値の平均値のべき乗が、送信信号の絶対振幅値の平均値から算出された値（Ｒ）に収束するまで繰り返すことにより前記ＩＱインバランス補償用ウエイトを算出することを特徴とする。 According to the present invention, in the above invention, the weight calculation unit causes the power of the average value of the absolute amplitude value of the compensated signal to converge to a value (R) calculated from the average value of the absolute amplitude value of the transmission signal. The IQ imbalance compensation weight is calculated by repeating the above.

また、上述した課題を解決するために、本発明は、ＯＦＤＭ無線信号またはＯＦＤＭ光信号を送信する送信装置と、受信したＯＦＤＭ無線信号またはＯＦＤＭ光信号を同相チャネル（Ｉチャネル）と直交チャネル（Ｑチャネル）からなるベースバンド信号に変換して復調する受信装置とから構成される通信システムであって、前記受信装置は、前記送信装置または当該受信装置の周波数特性による周波数選択性ＩＱインバランスを補償するためのＩＱインバランス補償用ウエイトを算出するウエイト算出部と、前記ウエイト算出部が算出したＩＱインバランス補償用ウエイトを前記送信装置に送信する送信部とを備え、前記送信装置は、送信信号であるベースバンド信号に前記受信装置から受信した前記ＩＱインバランス補償用ウエイトを乗算するプリディストーション部を備え、前記ウエイト算出部は、各サブキャリアにおける受信信号と、当該サブキャリアにおける送信信号の絶対振幅値と、当該サブキャリアに対して直流成分を挟んで対称の位置にあるサブキャリアにおける受信信号とから当該サブキャリアに対する前記ＩＱインバランス補償用ウエイトを算出することを特徴とする。 Further, in order to solve the above-described problem, the present invention relates to a transmitter that transmits an OFDM radio signal or an OFDM optical signal, and the received OFDM radio signal or OFDM optical signal into an in-phase channel (I channel) and a quadrature channel (Q And a receiving device that demodulates the baseband signal by converting the baseband signal to the baseband signal, and the receiving device compensates for frequency selectivity IQ imbalance based on frequency characteristics of the transmitting device or the receiving device. A weight calculating unit for calculating an IQ imbalance compensation weight for performing transmission, and a transmitter for transmitting the IQ imbalance compensation weight calculated by the weight calculating unit to the transmitting device, wherein the transmitting device transmits a transmission signal Is multiplied by the IQ imbalance compensation weight received from the receiver. A predistortion unit, and the weight calculation unit includes a reception signal in each subcarrier, an absolute amplitude value of a transmission signal in the subcarrier, and a sub-position at a position symmetrical to the subcarrier with a direct current component interposed therebetween. The IQ imbalance compensation weight for the subcarrier is calculated from the received signal on the carrier.

また、上述した課題を解決するために、本発明は、受信したＯＦＤＭ無線信号またはＯＦＤＭ光信号を同相チャネル（Ｉチャネル）と直交チャネル（Ｑチャネル）とからなるベースバンド信号に変換して復調する通信方法であって、送信装置または受信装置の周波数特性による周波数選択性ＩＱインバランスを補償するためのＩＱインバランス補償用ウエイトを算出するウエイト算出ステップと、前記ベースバンド信号に前記ウエイト算出ステップで算出された前記ＩＱインバランス補償用ウエイトを乗算してＩＱインバランスを補償する誤差補償ステップとを含み、前記ウエイト算出ステップは、各サブキャリアにおける受信信号と、当該サブキャリアにおける送信信号の絶対振幅値と、当該サブキャリアに対して直流成分を挟んで対称の位置にあるサブキャリアにおける受信信号とから当該サブキャリアに対するＩＱインバランス補償用ウエイトを算出することを特徴とする通信方法である。 In order to solve the above-described problem, the present invention converts the received OFDM radio signal or OFDM optical signal into a baseband signal composed of an in-phase channel (I channel) and a quadrature channel (Q channel) and demodulates it. In a communication method, a weight calculating step for calculating an IQ imbalance compensation weight for compensating a frequency selective IQ imbalance due to a frequency characteristic of a transmitting device or a receiving device, and a weight calculating step for the baseband signal in the weight calculating step An error compensation step of compensating the IQ imbalance by multiplying the calculated IQ imbalance compensation weight, and the weight calculation step includes a reception signal in each subcarrier and an absolute amplitude of a transmission signal in the subcarrier. Value and symmetric with respect to the subcarrier across the DC component A communication method and calculates the IQ imbalance compensation weight for that subcarrier and a received signal at a subcarrier in location.

また、上述した課題を解決するために、本発明は、バイナリ信号を変調しＯＦＤＭ無線信号またはＯＦＤＭ光信号に変換して送信する送信装置と、受信したＯＦＤＭ無線信号またはＯＦＤＭ光信号を同相チャネル（Ｉチャネル）と直交チャネル（Ｑチャネル）からなるベースバンド信号に変換して復調する受信装置との間で行われる通信方法であって、前記受信装置は、前記送信装置または当該受信装置の周波数特性による周波数選択性ＩＱインバランスを補償するためのＩＱインバランス補償用ウエイトを算出するウエイト算出ステップと、前記ウエイト算出ステップで算出したＩＱインバランス補償用ウエイトを前記送信装置に送信する送信ステップとを含み、前記送信装置は、送信信号であるベースバンド信号に前記受信装置から受信した前記ＩＱインバランス補償用ウエイトを乗算するプリディストーションステップを含み、前記ウエイト算出ステップは、各サブキャリアにおける受信信号と、当該サブキャリアにおける送信信号の絶対振幅値と、当該サブキャリアに対して直流成分を挟んで対称の位置にあるサブキャリアにおける受信信号とから当該サブキャリアに対するＩＱインバランス補償用ウエイトを算出することを特徴とする通信方法である。 In order to solve the above-described problem, the present invention relates to a transmitting apparatus that modulates a binary signal, converts the signal into an OFDM radio signal or an OFDM optical signal, and transmits the received OFDM radio signal or OFDM optical signal to an in-phase channel ( A communication method performed between a receiving apparatus that converts to a baseband signal composed of an I channel and an orthogonal channel (Q channel) and demodulates the baseband signal, wherein the receiving apparatus is a frequency characteristic of the transmitting apparatus or the receiving apparatus A weight calculating step for calculating an IQ imbalance compensation weight for compensating the frequency-selective IQ imbalance, and a transmission step for transmitting the IQ imbalance compensation weight calculated in the weight calculating step to the transmitter. The transmission device receives a baseband signal that is a transmission signal from the reception device. A predistortion step of multiplying the IQ imbalance compensation weight, wherein the weight calculation step includes a reception signal in each subcarrier, an absolute amplitude value of a transmission signal in the subcarrier, and a direct current with respect to the subcarrier. In this communication method, IQ imbalance compensation weights for subcarriers are calculated from received signals at subcarriers located symmetrically across the component.

この発明によれば、トレーニング信号が不要なウエイトの算出を可能とすることにより、伝送効率を低下させずに、ＩＱバランス特性の改善を行うことができる。 According to the present invention, it is possible to improve the IQ balance characteristics without degrading the transmission efficiency by making it possible to calculate weights that do not require a training signal.

本第１実施形態による、無線通信システムの構成を示す概念図である。It is a conceptual diagram which shows the structure of the radio | wireless communications system by this 1st Embodiment. 本第１実施形態による基地局１０中の送信機の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the transmitter in the base station 10 by this 1st Embodiment. 本第１実施形態による、基地局１０中の送信機２０における、変調装置２１の構成を示すブロック図である。FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a modulation device 21 in a transmitter 20 in a base station 10 according to the first embodiment. 本第１実施形態における端末１１中の受信機の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the receiver in the terminal 11 in this 1st Embodiment. 本第１実施形態による、端末１１中の受信機４０における復調装置４９の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the demodulation apparatus 49 in the receiver 40 in the terminal 11 by this 1st Embodiment. 本第１実施形態における、送信フレームフォーマットを示す概念図である。It is a conceptual diagram which shows the transmission frame format in this 1st Embodiment. 本第２実施形態による光信号送信装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the optical signal transmitter by this 2nd Embodiment. 本第２実施形態による光信号受信装置の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the optical signal receiver by this 2nd Embodiment. 本第２実施形態での光信号の送信フレームフォーマットを示す概念図である。It is a conceptual diagram which shows the transmission frame format of the optical signal in this 2nd Embodiment. 本第３実施形態による基地局１０中の送受信機の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the transmitter / receiver in the base station 10 by this 3rd Embodiment. 本第３実施形態による送信機２０の変調装置２１の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the modulation apparatus 21 of the transmitter 20 by this 3rd Embodiment. 本第３実施形態による受信機４０の復調装置５０ａの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the demodulator 50a of the receiver 40 by this 3rd Embodiment. 本第３実施形態による端末１１中の送受信機の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the transmitter / receiver in the terminal 11 by this 3rd Embodiment. 本第３実施形態による受信機４０の復調装置５０ｂの構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the demodulator 50b of the receiver 40 by this 3rd Embodiment. ＯＦＤＭシステムのシミュレーションモデルによる送信機、及び受信機の構成を示すブロック図である。It is a block diagram which shows the structure of the transmitter and receiver by the simulation model of an OFDM system. 本発明によるウエイト算出及びＩＱインバランス補償９を適用した場合の結果を示している。The result at the time of applying the weight calculation and IQ imbalance compensation 9 by this invention is shown. 干渉信号が所望信号に合成される様子を示す概念図である。It is a conceptual diagram which shows a mode that an interference signal is synthesize | combined with a desired signal. ＯＦＤＭシステムのシミュレーションモデルを示すブロック図である。It is a block diagram which shows the simulation model of an OFDM system. ＯＦＤＭシステムのシミュレーションモデルを用いて、送信機に周波数選択性ＩＱインバランスが存在する時のコンスタレーションを示す概念図である。It is a conceptual diagram which shows the constellation when the frequency selective IQ imbalance exists in a transmitter using the simulation model of an OFDM system.

無線通信や、コヒーレント光通信において位相変調を適用する場合、ＩＱバランス特性の劣化（ＩＱインバランス）により通信品質が劣化する。特に、フィルタの周波数特性等により起因する周波数選択性ＩＱインバランスを補償するための従来の技術として、トレーニング信号を用いて、ＬＭＳなどの適応アルゴリズムにより、ウエイト処理を行う手法がある。しかし、トレーニング信号を用いるため、伝送効率が低下するという問題がある。 When applying phase modulation in wireless communication or coherent optical communication, communication quality deteriorates due to deterioration of IQ balance characteristics (IQ imbalance). In particular, as a conventional technique for compensating for the frequency selective IQ imbalance caused by the frequency characteristics of a filter, there is a technique of performing weight processing using an adaptive algorithm such as LMS using a training signal. However, since a training signal is used, there is a problem that transmission efficiency is lowered.

本発明では、各サブキャリアにおける受信信号と、当該サブキャリアにおける送信信号の絶対振幅値と、当該サブキャリアに対して直流成分を挟んで対称の位置にあるサブキャリアにおける受信信号から当該サブキャリアに対するＩＱインバランス補償用ウエイトを算出する。なお、この際、補償後の信号の絶対振幅値の平均値のべき乗が、送信信号の絶対振幅値の平均値から算出された値（Ｒ）に収束するまで繰り返される。そして、ベースバンド信号にＩＱインバランス補償用ウエイトを乗算してＩＱインバランスを補償する。 In the present invention, the received signal in each subcarrier, the absolute amplitude value of the transmission signal in the subcarrier, and the received signal in the subcarrier located symmetrically with respect to the subcarrier across the DC component are The IQ imbalance compensation weight is calculated. At this time, it is repeated until the power of the average value of the absolute amplitude value of the compensated signal converges to a value (R) calculated from the average value of the absolute amplitude value of the transmission signal. Then, the IQ imbalance is compensated by multiplying the baseband signal by the IQ imbalance compensation weight.

このような構成とすることにより、受信信号と、送信信号の絶対振幅値の平均値の情報のみに基づいて重み係数を算出することができるため、従来必要であったトレーニング信号がなくとも、ＩＱインバランス補償用ウエイトを算出することができ、伝送効率を低下させること無く、周波数選択性ＩＱインバランスを補償することが可能となる。また、信号フォーマットの変更が不要であるため、既存の通信システムへの導入が容易となる。なお、送信側でプリディストーションを行う場合に、受信側で算出したウエイトを用いてプリディストーションを行うバリエーションがある。 By adopting such a configuration, the weighting coefficient can be calculated based only on the received signal and the information on the average value of the absolute amplitude value of the transmission signal. The imbalance compensation weight can be calculated, and the frequency selective IQ imbalance can be compensated without reducing the transmission efficiency. In addition, since it is not necessary to change the signal format, it can be easily introduced into an existing communication system. In addition, when predistortion is performed on the transmission side, there is a variation in which predistortion is performed using the weight calculated on the reception side.

以下、本発明の一実施形態を、図面を参照して説明する。 Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.

Ａ．第１実施形態
まず、本発明の第１実施形態について説明する。本第１実施形態では、２台の無線装置がＯＦＤＭ通信方式を用いて信号の送受信を行う無線通信システムを想定する。 A. First Embodiment First, a first embodiment of the present invention will be described. In the first embodiment, a wireless communication system in which two wireless devices transmit and receive signals using the OFDM communication scheme is assumed.

図１は、本第１実施形態による、無線通信システムの構成を示す概念図である。図１において、１台は基地局１０で、もう１台は端末１１である。本第１実施形態では、基地局１０から端末１１へアプリケーションデータを伝送するものとし、送信側である基地局１０中の送信機において周波数選択性ＩＱインバランスが発生しているものとし、受信側である端末１１の受信機内で上記周波数選択性ＩＱインバランスを補償する。なお、本第１実施形態の無線通信システムでは、送信信号の変調フォーマットは固定とし、受信側において、送信側で用いた変調フォーマット情報を保持しているものとする。 FIG. 1 is a conceptual diagram showing a configuration of a wireless communication system according to the first embodiment. In FIG. 1, one is a base station 10 and the other is a terminal 11. In the first embodiment, it is assumed that application data is transmitted from the base station 10 to the terminal 11, and a frequency-selective IQ imbalance is generated in the transmitter in the base station 10 that is the transmission side. The frequency-selective IQ imbalance is compensated for in the receiver of the terminal 11. In the wireless communication system according to the first embodiment, the modulation format of the transmission signal is fixed, and the modulation format information used on the transmission side is held on the reception side.

図２は、本第１実施形態による基地局１０中の送信機の構成を示すブロック図である。送信機２０は、変調装置２１、デジタル・アナログ信号変換器（ＤＡＣ）２２−１、２２−２、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）２３−１、２３−２、ローカル信号発生器２４、直交変調器２５、アンテナ２６から構成される。変調装置２１は、バイナリ信号を変調し、ベースバンドＩＱ信号に変換する。デジタル・アナログ信号変換器２２−１、２２−２は、デジタル信号をアナログ信号に変換する。ローパスフィルタ２３−１、２３−２は、所定の帯域の信号を通過させる。ローカル信号発生器２４は、ローカル信号を発生する。直交変調器２５は、アナログのベースバンドＩＱ信号とローカル信号とをミキシングし、高周波無線信号に変換する。アンテナ２６は、高周波無線信号を空中へ出力する。 FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a transmitter in the base station 10 according to the first embodiment. The transmitter 20 includes a modulation device 21, digital-to-analog signal converters (DACs) 22-1, 22-2, low-pass filters (LPF) 23-1, 23-2, a local signal generator 24, a quadrature modulator 25, The antenna 26 is configured. The modulation device 21 modulates the binary signal and converts it into a baseband IQ signal. The digital / analog signal converters 22-1 and 22-2 convert a digital signal into an analog signal. The low-pass filters 23-1 and 23-2 pass signals in a predetermined band. The local signal generator 24 generates a local signal. The quadrature modulator 25 mixes an analog baseband IQ signal and a local signal, and converts them into a high-frequency radio signal. The antenna 26 outputs a high-frequency radio signal into the air.

図３は、本第１実施形態による、基地局１０中の送信機２０における、変調装置２１の構成を示すブロック図である。図３において、変調装置２１は、マッピング処理部３０、シリアル・パラレル変換器（Ｓ／Ｐ）３１、逆フーリエ変換部３２、パラレル・シリアル変換器（Ｐ／Ｓ）３３、ＧＩ（Guard Interval）付加部３４、プリアンブル付加部３５から構成される。マッピング処理部３０は、入力されたバイナリ信号を、定められた変調フォーマットに従って、同相成分・直交成分からなるＩＱ信号に変換する。シリアル・パラレル変換器３１は、入力されたシリアルデータをパラレルに並べ替えして出力する。逆フーリエ変換部３２は、ＩＱ信号に対して逆フーリエ変換演算処理を行う。パラレル・シリアル変換器３３は、入力されたパラレルデータをシリアルに並べ替えして出力する。ＧＩ付加部３４は、ＧＩを付加する。プリアンブル付加部３５は、プリアンブルを付加する。 FIG. 3 is a block diagram illustrating a configuration of the modulation device 21 in the transmitter 20 in the base station 10 according to the first embodiment. In FIG. 3, a modulation device 21 includes a mapping processing unit 30, a serial / parallel converter (S / P) 31, an inverse Fourier transform unit 32, a parallel / serial converter (P / S) 33, and a GI (Guard Interval). Section 34 and preamble adding section 35. The mapping processing unit 30 converts the input binary signal into an IQ signal composed of an in-phase component and a quadrature component according to a predetermined modulation format. The serial / parallel converter 31 rearranges the input serial data in parallel and outputs it. The inverse Fourier transform unit 32 performs an inverse Fourier transform calculation process on the IQ signal. The parallel / serial converter 33 rearranges the input parallel data serially and outputs it. The GI adding unit 34 adds a GI. The preamble adding unit 35 adds a preamble.

図４は、本第１実施形態における端末１１中の受信機の構成を示すブロック図である。受信機４０は、アンテナ４１、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４２、ダウンコンバータ４３、ローカル信号発生器４４、バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）４５、アナログ・デジタル信号変換器（ＡＤＣ）４６、デジタル直交復調器４７、デジタルローカル信号発生器４８、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）４９−１、４９−２、復調装置５０から構成される。 FIG. 4 is a block diagram showing the configuration of the receiver in the terminal 11 in the first embodiment. The receiver 40 includes an antenna 41, a band pass filter (BPF) 42, a down converter 43, a local signal generator 44, a band pass filter (BPF) 45, an analog / digital signal converter (ADC) 46, and a digital quadrature demodulator 47. , A digital local signal generator 48, low pass filters (LPF) 49-1, 49-2, and a demodulator 50.

アンテナ４１は、高周波無線信号を受信する。ダウンコンバータ４３は、入力された高周波無線信号とローカル信号とをミキシングし、低周波無線信号に変換する。ローカル信号発生器４４は、ローカル信号を発生する。バンドパスフィルタ４２、４５は、所定の帯域の信号を通過させる。アナログ・デジタル信号変換器４６は、アナログ信号をデジタル信号に変換する。デジタル直交復調器４７は、デジタル信号化された低周波無線信号とデジタルのローカル信号とをミキシングし、ベースバンドＩＱ信号に変換する。デジタルローカル信号発生器４８は、デジタルのローカル信号を発生する。ローパスフィルタ４９−１、４９−２は、所定の帯域の信号を通過させる。復調装置５０は、ベースバンド無線信号を復調する。 The antenna 41 receives a high frequency radio signal. The down converter 43 mixes the input high-frequency radio signal and the local signal, and converts them into a low-frequency radio signal. The local signal generator 44 generates a local signal. The band pass filters 42 and 45 allow a signal of a predetermined band to pass. The analog / digital signal converter 46 converts an analog signal into a digital signal. The digital quadrature demodulator 47 mixes the digital low-frequency radio signal and the digital local signal, and converts them into a baseband IQ signal. The digital local signal generator 48 generates a digital local signal. The low-pass filters 49-1 and 49-2 pass signals in a predetermined band. The demodulator 50 demodulates the baseband radio signal.

図５は、本第１実施形態による、端末１１中の受信機４０における復調装置５０の構成を示すブロック図である。図５において、復調装置５０は、同期処理部６０、ＧＩ除去部６１、シリアル・パラレル変換器（Ｓ／Ｐ）６２、フーリエ変換部６３、チャネル状態推定部６４、等化部６５、ウエイト算出部６７、誤差補償部６８、パラレル・シリアル変換器（Ｐ／Ｓ）６９、デマッピング処理部７０から構成される。 FIG. 5 is a block diagram showing a configuration of the demodulation device 50 in the receiver 40 in the terminal 11 according to the first embodiment. In FIG. 5, a demodulator 50 includes a synchronization processing unit 60, a GI removal unit 61, a serial / parallel converter (S / P) 62, a Fourier transform unit 63, a channel state estimation unit 64, an equalization unit 65, and a weight calculation unit. 67, an error compensator 68, a parallel / serial converter (P / S) 69, and a demapping processor 70.

同期処理部６０は、データ信号に付加されたプリアンブルや、パイロット信号を用いて、タイミング同期、周波数オフセット同期処理等を行い、処理タイミングや、周波数ずれの補正を行う。ここで、プリアンブル、パイロット信号、トレーニング信号は、いずれも既知信号という点で共通するが、プリアンブルとパイロット信号は、無線チャネル状態の推定やタイミング同期、ローカル周波数のオフセットの補償、位相追従などに用いるものである。一方、従来技術において用いられているトレーニング信号は、ＩＱインバランスの推定に用いるために、プリアンブルとパイロット信号の他に追加されたものである。ＧＩ除去部６１は、ＧＩを除去する。シリアル・パラレル変換器６２は、入力されたシリアルデータをパラレルに並べ替えして出力する。フーリエ変換部６３は、フーリエ変換演算処理を行う。チャネル状態推定部６４は、プリアンブル信号からチャネル状態を推定する。 The synchronization processing unit 60 performs timing synchronization, frequency offset synchronization processing, and the like using a preamble added to the data signal and a pilot signal, and corrects processing timing and frequency deviation. Here, the preamble, pilot signal, and training signal are all common in that they are known signals, but the preamble and pilot signal are used for radio channel state estimation, timing synchronization, local frequency offset compensation, phase tracking, and the like. Is. On the other hand, the training signal used in the prior art is added in addition to the preamble and pilot signal for use in estimating IQ imbalance. The GI removal unit 61 removes the GI. The serial / parallel converter 62 rearranges the input serial data in parallel and outputs it. The Fourier transform unit 63 performs a Fourier transform calculation process. The channel state estimation unit 64 estimates the channel state from the preamble signal.

等化部６５は、推定したチャネル状態を基に、受信信号の等化処理を行う。ウエイト算出部６７は、等化処理後の信号からＩＱインバランス補償用ウエイトを算出する。誤差補償部６８は、算出されたウエイトを基に、等化処理後の信号に対しウエイトを乗算して加算することにより、ＩＱインバランスを補償する。パラレル・シリアル変換器６９は、入力されたパラレルデータをシリアルに並べ替えして出力する。デマッピング処理部７０は、同相成分・直交成分からなるＩＱ信号をバイナリ信号に変換する。 The equalization unit 65 performs equalization processing on the received signal based on the estimated channel state. The weight calculation unit 67 calculates the IQ imbalance compensation weight from the equalized signal. The error compensator 68 compensates the IQ imbalance by multiplying and adding the weights to the equalized signal based on the calculated weights. The parallel / serial converter 69 rearranges the input parallel data serially and outputs it. The demapping processing unit 70 converts an IQ signal composed of an in-phase component and a quadrature component into a binary signal.

次に、基地局１０から端末１１へアプリケーションデータを送信する際の、端末１１内の処理例を主に説明する。なお、ＯＦＤＭ信号を生成するためのフーリエ変換のサイズを６４、その内のデータを伝送するために用いるサブキャリア数を４８とする。 Next, an example of processing in the terminal 11 when transmitting application data from the base station 10 to the terminal 11 will be mainly described. It is assumed that the size of the Fourier transform for generating the OFDM signal is 64 and the number of subcarriers used for transmitting the data is 48.

上位レイヤから、２＊Ｎ＊４８ビットのアプリケーションデータがバイナリ信号として、基地局１０の送信機２０の変調装置２１に入力される。変調装置２１では、まず、マッピング処理部３０において、バイナリ信号をＩＱ信号に変換する。本第１実施形態では、ＱＰＳＫフォーマットに従ってＩＱ信号に変換する。この結果、Ｎ＊４８個のＱＰＳＫシンボルがマッピング処理部３０から出力される。次に、シリアル・パラレル変換器３１において、シリアルに入力されたシンボルを一旦蓄積した後、４８シンボルずつパラレルに出力する。 From the upper layer, 2 * N * 48-bit application data is input as a binary signal to the modulation device 21 of the transmitter 20 of the base station 10. In the modulation device 21, first, the mapping processor 30 converts the binary signal into an IQ signal. In the first embodiment, conversion to an IQ signal is performed according to the QPSK format. As a result, N * 48 QPSK symbols are output from the mapping processing unit 30. Next, the serial / parallel converter 31 temporarily accumulates the serially input symbols and then outputs them in parallel by 48 symbols.

その後、６４サブキャリア中のＤＣ（直流）を中心とする４８サブキャリアに上記４８シンボルを割り当てた後、逆フーリエ変換部３２による逆フーリエ変換処理を行う。次に、パラレル・シリアル変換器３３によってパラレルに入力された信号をシリアルに出力し、ＯＦＤＭシンボルを生成する。その後、ＧＩ付加部３４により、ガードインターバルがそれぞれのＯＦＤＭシンボルに付加される。以上の処理は、Ｎ回行われ、アプリケーションデータは、Ｎ個のＯＦＤＭシンボルに変換される。その後、プリアンブル付加部３５により、プリアンブルをＮ個のＯＦＤＭシンボル毎に付加し、復調装置２１から出力する。 Thereafter, the 48 symbols are assigned to 48 subcarriers centered on DC (direct current) in 64 subcarriers, and then an inverse Fourier transform process is performed by the inverse Fourier transform unit 32. Next, a signal input in parallel by the parallel / serial converter 33 is serially output to generate an OFDM symbol. Thereafter, the GI adding unit 34 adds a guard interval to each OFDM symbol. The above processing is performed N times, and the application data is converted into N OFDM symbols. Thereafter, the preamble adding unit 35 adds a preamble for every N OFDM symbols and outputs the result from the demodulator 21.

図６は、本第１実施形態における、送信フレームフォーマットを示す概念図である。図６において、送信フレームは、プリアンブルと、Ｎ個のＯＦＤＭシンボルとガードインターバル（ＧＩ）のペアとより構成される。この信号は、デジタル・アナログ信号変換器２２−１、２２−２によってアナログ信号に変換され、ローパスフィルタ２３−１、２３−２によって不要信号成分がカットされ、直交変調器２５へ入力される。直交変調器２５において、ローカル信号発生器２４からのローカル信号とミキシングされ、高周波無線信号に変換され、アンテナ２６より端末１１へ向けて放射される。 FIG. 6 is a conceptual diagram showing a transmission frame format in the first embodiment. In FIG. 6, the transmission frame is composed of a preamble, a pair of N OFDM symbols and a guard interval (GI). This signal is converted into an analog signal by the digital / analog signal converters 22-1 and 22-2, and unnecessary signal components are cut by the low-pass filters 23-1 and 23-2 and input to the quadrature modulator 25. In the quadrature modulator 25, the signal is mixed with the local signal from the local signal generator 24, converted into a high-frequency radio signal, and radiated from the antenna 26 toward the terminal 11.

端末１１では、アンテナ４１において信号を受信した後、バンドパスフィルタ４２によって所要信号を抽出してダウンコンバータ４３へ入力し、ローカル信号発生器４４からのローカル信号とミキシングして低周波無線信号に変換する。その後、バンドパスフィルタ４５によって不要な信号成分を除去し、アナログ・デジタル信号変換器４６によってアナログ信号からデジタル信号に変換する。次に、デジタル直交復調器４７において、デジタルローカル信号発生器４８からのデジタルローカル信号とミキシングし、ローパスフィルタ４９−１、４９−２によって不要信号を除去して、ベースバンドのＩＱ信号へ変換する。 In the terminal 11, after receiving a signal at the antenna 41, a required signal is extracted by the band pass filter 42, input to the down converter 43, mixed with the local signal from the local signal generator 44, and converted into a low frequency radio signal. To do. Thereafter, unnecessary signal components are removed by the band-pass filter 45, and the analog / digital signal converter 46 converts the analog signal into a digital signal. Next, in the digital quadrature demodulator 47, the digital local signal from the digital local signal generator 48 is mixed, and unnecessary signals are removed by the low-pass filters 49-1 and 49-2, and converted to a baseband IQ signal. .

その後、復調装置５０へ入力する。復調装置５０において、同期処理部６０により、プリアンブル・パイロット信号を用いて処理タイミングや、周波数ずれ補正等の同期処理を行い、データ信号をＧＩ除去部６１へ伝達する。ＧＩ除去部６１では、データ信号からＧＩを除去する。ＧＩ除去後、シリアル・パラレル変換器６２において、シリアルに入力された信号をパラレルに出力し、フーリエ変換部６３においてフーリエ変換を行う。フーリエ変換後、中心の４８サブキャリアに割り当てられた信号を抽出する。その後、プリアンブルをチャネル状態推定部６４へ、データ信号は等化部６５へ送る。 Then, it inputs into the demodulation apparatus 50. In the demodulator 50, the synchronization processing unit 60 performs synchronization processing such as processing timing and frequency deviation correction using the preamble / pilot signal, and transmits the data signal to the GI removal unit 61. The GI removal unit 61 removes GI from the data signal. After removing the GI, the serial / parallel converter 62 outputs the serially input signal in parallel, and the Fourier transform unit 63 performs Fourier transform. After Fourier transformation, the signal assigned to the central 48 subcarriers is extracted. Thereafter, the preamble is sent to the channel state estimation unit 64 and the data signal is sent to the equalization unit 65.

チャネル状態推定部６４では、プリアンブルを用いてチャネル状態の推定を行い、等化部６５へ伝達する。等化部６５では、伝達された推定チャネル状態を基に、受信信号の等化処理を行う。受信したＮ個のＯＦＤＭシンボルに対して上記処理を行い、この結果、サブキャリア毎にＮ個の受信シンボルが得られる。次に、受信シンボルは誤差補償部６８へ入力される。誤差補償部６８では、ウエイト算出部６７より伝達されたウエイトを用いて、各サブキャリアにおける受信シンボルに対し、次式（５）の演算を行う。すなわち、時刻ｔ（あるいは、シンボル番号）において、サブキャリアｋにおけるＩＱインバランス補償後の受信シンボルＹ^Ｃ（ｔ，ｋ）は、以下となる。 The channel state estimation unit 64 performs channel state estimation using the preamble and transmits the channel state to the equalization unit 65. The equalization unit 65 performs equalization processing on the received signal based on the transmitted estimated channel state. The above processing is performed on the received N OFDM symbols, and as a result, N received symbols are obtained for each subcarrier. Next, the received symbol is input to the error compensator 68. The error compensator 68 uses the weight transmitted from the weight calculator 67 to perform the calculation of the following equation (5) for the received symbol in each subcarrier. That is, at time t (or symbol number), received symbol Y ^C (t, k) after IQ imbalance compensation in subcarrier k is as follows.

ここで、サブキャリアｋで伝送した受信シンボルをＹ（ｔ，ｋ）、ＤＣ（直流）を挟んでｋと対称の位置にあるサブキャリア−ｋにおける受信シンボルをＹ（ｔ，−ｋ）とする。また、Ｗ_１（ｋ）及びＷ_２（ｋ）はサブキャリアｋにおけるウエイト、^＊は複素共役を示す。なお、フィードバック情報が無い場合には、Ｗ_１（ｋ）＝１、及びＷ_２（ｋ）＝０とする。サブキャリア毎に上記演算を行った後、パラレル・シリアル変換器６９に出力され、パラレルに入力された信号は、シリアルに出力される。その後、デマッピング処理部７０において、ＩＱ信号をバイナリ信号に変換し、上位レイヤへ送信する。ビット誤りがあった場合には、基地局１０へ再送要求を行う。 Here, a received symbol transmitted on subcarrier k is Y (t, k), and a received symbol on subcarrier -k at a position symmetrical to k across DC (direct current) is Y (t, -k). . W ₁ (k) and W ₂ (k) are weights in subcarrier k, and ^* is a complex conjugate. When there is no feedback information, W ₁ (k) = 1 and W ₂ (k) = 0. After performing the above calculation for each subcarrier, the signal input to the parallel / serial converter 69 and input in parallel is output serially. Thereafter, the demapping processing unit 70 converts the IQ signal into a binary signal and transmits it to the upper layer. If there is a bit error, a retransmission request is made to the base station 10.

同時に、ウエイト算出部６７において、サブキャリア毎にウエイトを算出する。ウエイト算出部６７では、各サブキャリアにおける受信信号と、当該サブキャリアにおける送信信号の絶対振幅値と、当該サブキャリアに対して直流成分を挟んで対称の位置にあるサブキャリアにおける受信信号から当該サブキャリアに対するＩＱインバランス補償用ウエイトを算出する。この際、補償後の信号の絶対振幅値の平均値のべき乗が、送信信号の絶対振幅値の平均値から算出された値（Ｒ）に収束するまで演算を繰り返しながら補償用ウエイトを算出する。具体的には、以下に示すＣＭＡ（Constant Modulus Algorithm）を用いて、反復処理でＩＱインバランス補償用のウエイトを算出する。 At the same time, the weight calculation unit 67 calculates the weight for each subcarrier. In the weight calculation unit 67, the sub-carrier is calculated from the received signal in each subcarrier, the absolute amplitude value of the transmission signal in the subcarrier, and the received signal in the subcarrier located symmetrically with respect to the subcarrier across the DC component. The IQ imbalance compensation weight for the carrier is calculated. At this time, the compensation weight is calculated while repeating the calculation until the power of the average value of the absolute value of the compensated signal converges to the value (R) calculated from the average value of the absolute value of the transmission signal. Specifically, the weight for IQ imbalance compensation is calculated by an iterative process using CMA (Constant Modulus Algorithm) shown below.

時刻ｔ（あるいは、シンボル番号）において、サブキャリアｋで伝送した受信シンボルをＹ（ｔ，ｋ）、ＤＣ（直流）を挟んでｋと対称の位置にあるサブキャリア−ｋにおける受信シンボルをＹ（ｔ，−ｋ）とすると、ウエイトＷ_１（ｋ）及びＷ_２（ｋ）は、次式（６）、（７）、（８）、（９）のように反復して算出される。 At time t (or symbol number), the received symbol transmitted on subcarrier k is Y (t, k), and the received symbol on subcarrier -k at a position symmetrical to k across DC (direct current) is Y ( t, −k), the weights W ₁ (k) and W ₂ (k) are repeatedly calculated as in the following equations (6), (7), (8), and (9).

ここで、μはステップサイズ、ｐはオーダである。Ｅ｜・｜は、信号の絶対値の平均値を示す。^＊は複素共役を示す。Ｅ｜Ｘ（ｔ，ｋ）｜は、送信信号の振幅値の絶対値の平均値であり、変調フォーマット情報から導出する。Ｐの値は１または２を設定する。本第１実施形態では、Ｐ＝２とする。数式（６）〜（９）は、次式（１０）〜（１３）のようになる。 Here, μ is the step size and p is the order. E | · | represents the average value of the absolute values of the signals. ^{* Indicates} a complex conjugate. E | X (t, k) | is the average value of the absolute values of the amplitude values of the transmission signal and is derived from the modulation format information. The value of P is set to 1 or 2. In the first embodiment, P = 2. Equations (6) to (9) are as shown in the following equations (10) to (13).

Ｎまで数式（１０）〜（１３）の処理を繰り返し、Ｗ’_１（Ｎ＋１，ｋ）、及びＷ’_２（Ｎ＋１，ｋ）をサブキャリアｋにおけるウエイトＷ_１（ｋ）、及びＷ_２（ｋ）とする。以下同様に、各サブキャリアにおけるウエイトを算出する。算出したウエイトは、誤差補償部６８へ伝達される。 The processing of the mathematical expressions (10) to (13) is repeated until N, and W ′ ₁ (N + 1, k) and W ′ ₂ (N + 1, k) are changed to weights W ₁ (k) and W ₂ (k ). Similarly, the weight in each subcarrier is calculated. The calculated weight is transmitted to the error compensator 68.

以後、端末１１において基地局１０から信号が受信された場合には、同様の処理を行う。このように、受信信号と、送信信号の絶対振幅値の平均値の情報のみに基づいて重み係数を算出することができるため、従来必要であったトレーニング信号がなくとも、重み係数を算出することができる。 Thereafter, when the terminal 11 receives a signal from the base station 10, the same processing is performed. As described above, since the weighting factor can be calculated based only on the information of the average value of the absolute amplitude value of the reception signal and the transmission signal, the weighting factor can be calculated even if there is no training signal that has been conventionally required. Can do.

上述した第１実施形態によれば、受信機（例えば端末１１中の受信機４０）において発生した周波数選択性ＩＱインバランスの補償にも本発明を適用することができる。本第１実施形態では、受信側のＩＱインバランスは発生しない構成であるが、ヘテロダイン受信構成や、ダイレクトコンバージョン受信構成に適用した場合には、ＩＱインバランスが受信機に発生する可能性がある。その場合でも、本第１実施形態と同様な構成により、受信機で発生したＩＱインバランスを補償することができる。 According to the first embodiment described above, the present invention can also be applied to compensation for frequency-selective IQ imbalance that occurs in a receiver (for example, the receiver 40 in the terminal 11). In the first embodiment, the reception side IQ imbalance does not occur. However, when applied to a heterodyne reception configuration or a direct conversion reception configuration, IQ imbalance may occur in the receiver. . Even in such a case, the IQ imbalance generated in the receiver can be compensated with the same configuration as in the first embodiment.

本第１実施形態では、信号が受信される都度、ウエイトを算出する構成であるが、この限りでは無い。例えば、ウエイト算出後、一定時間以上経過した場合に信号が受信された時に、ウエイトを再度算出するような構成でも良い。 In the first embodiment, the weight is calculated every time a signal is received, but this is not restrictive. For example, the configuration may be such that the weight is calculated again when a signal is received when a certain time or more has elapsed after the weight calculation.

本第１実施形態の無線通信システムでは、送信信号の変調フォーマットを変えないものとしたが、既存の無線通信システムの中には、通信状態に応じて変調フォーマットを適応的に変えるシステムがある。そのようなシステムでは、変調フォーマット情報を含むヘッダが送信フレームに付加されており、受信側においてヘッダを解析することにより、送信信号の変調フォーマットが分かるようになっている。したがって、本発明を、変調フォーマットを適応的に変えるシステムへ適用する際は、ヘッダを解析して変調フォーマット情報を得ることにより、送信した信号の振幅値の絶対値の平均値を導出することができ、ＩＱインバランス補償用ウエイトを求めることができる。 In the wireless communication system according to the first embodiment, the modulation format of the transmission signal is not changed. However, some existing wireless communication systems adaptively change the modulation format according to the communication state. In such a system, a header including modulation format information is added to a transmission frame, and by analyzing the header on the receiving side, the modulation format of the transmission signal can be known. Therefore, when the present invention is applied to a system that adaptively changes the modulation format, the average value of the absolute values of the amplitude values of the transmitted signal can be derived by analyzing the header and obtaining the modulation format information. The IQ imbalance compensation weight can be obtained.

本第１実施形態では、ウエイト算出部６７に用いる信号は、等化部６５からの出力信号である必要は無く、フーリエ変換部６３からの出力信号を用いてもよい。 In the first embodiment, the signal used for the weight calculation unit 67 does not need to be an output signal from the equalization unit 65, and an output signal from the Fourier transform unit 63 may be used.

Ｂ．第２実施形態
次に、本発明の第２実施形態について説明する。本第２実施形態では、２台の光通信装置が、ＯＦＤＭ通信方式を用いて信号の送受信を行う光通信システムを想定する。 B. Second Embodiment Next, a second embodiment of the present invention will be described. In the second embodiment, an optical communication system in which two optical communication apparatuses transmit and receive signals using the OFDM communication scheme is assumed.

図７は、本第２実施形態による光信号送信装置の構成を示すブロック図である。なお、図２に示す構成に対応する部分には同一の符号を付けている。図７において、光信号送信装置８０は、変調装置２１、デジタル・アナログ信号変換器２２−１、２２−２、ローパスフィルタ２３−１、２３−２、光変調器８１、レーザ８２から構成される。変調装置２１、デジタル・アナログ信号変換器２２−１、２２−２、ローパスフィルタ２３−１、２３−２は、第１実施形態と同様の構成、及び機能であるので説明を省略する。光変調器８１は、アナログのベースバンドＩＱ信号とレーザ光とをミキシングし、光信号に変換する。レーザ８２は、レーザ光を発生する。 FIG. 7 is a block diagram showing a configuration of the optical signal transmission apparatus according to the second embodiment. The parts corresponding to the configuration shown in FIG. In FIG. 7, the optical signal transmission device 80 includes a modulation device 21, digital / analog signal converters 22-1 and 22-2, low-pass filters 23-1 and 23-2, an optical modulator 81, and a laser 82. . Since the modulation device 21, the digital / analog signal converters 22-1, 22-2, and the low-pass filters 23-1, 23-2 have the same configurations and functions as those of the first embodiment, description thereof will be omitted. The optical modulator 81 mixes an analog baseband IQ signal and laser light and converts them into an optical signal. The laser 82 generates laser light.

図８は、本第２実施形態による光信号受信装置の構成を示すブロック図である。なお、図４に示す構成に対応する部分には同一の符号を付けている。図８において、光信号受信装置９０は、光バンドパスフィルタ（ＯＢＰＦ）９１、光カプラ９２、偏波コントローラ（ＰＣ）９３、レーザ９４、光−電気信号変換器９５、アナログ・デジタル信号変換器（ＡＤＣ）９６−１、９６−２、ローパスフィルタ４９−１、４９−２、復調装置５０から構成される。ローパスフィルタ４９−１、４９−２、復調装置５０は、第１実施形態と同様の構成、及び機能であるので説明を省略する。光パンドパスフィルタ９１は、所定の帯域の光信号を通過させる。光カプラ９２は、光信号とレーザ光とを合波する。偏波コントローラ９３は、光信号の偏光状態を制御する。光−電気信号変換器９５は、光信号を電気信号に変換する。アナログ・デジタル信号変換器９６−１、９６−２は、アナログのベースバンドＩＱ信号をデジタル信号に変換する。 FIG. 8 is a block diagram showing a configuration of the optical signal receiving apparatus according to the second embodiment. The parts corresponding to the configuration shown in FIG. In FIG. 8, an optical signal receiver 90 includes an optical bandpass filter (OBPF) 91, an optical coupler 92, a polarization controller (PC) 93, a laser 94, an optical-electrical signal converter 95, and an analog / digital signal converter ( ADC) 96-1, 96-2, low pass filters 49-1, 49-2, and demodulator 50. The low-pass filters 49-1 and 49-2 and the demodulator 50 have the same configuration and function as those in the first embodiment, and thus description thereof is omitted. The optical panda pass filter 91 passes an optical signal of a predetermined band. The optical coupler 92 combines the optical signal and the laser beam. The polarization controller 93 controls the polarization state of the optical signal. The optical-electrical signal converter 95 converts an optical signal into an electrical signal. The analog / digital signal converters 96-1 and 96-2 convert an analog baseband IQ signal into a digital signal.

次に、光信号送信装置８０、光信号受信装置９０の処理例を以下に説明する。
図９は、本第２実施形態での光信号の送信フレームフォーマットを示す概念図である。上位レイヤから、連続するアプリケーションデータがバイナリ信号として、光信号送信装置８０内の変調装置２１に入力される。変調装置２１は、第１実施形態と同様に、バイナリ信号をＯＦＤＭ信号に変換する。信号の送信フレームフォーマットは、図９に示すように、Ｎ個のＯＦＤＭシンボル毎にプリアンブルが付加される。これらの信号は、デジタル・アナログ信号変換器２２−１、２２−２によりアナログ信号に変換された後、ローパスフィルタ２３−１、２３−２を経て、光変調器８１へ入力され、光信号に変換された後、伝送される。 Next, processing examples of the optical signal transmitter 80 and the optical signal receiver 90 will be described below.
FIG. 9 is a conceptual diagram showing a transmission frame format of an optical signal in the second embodiment. From the upper layer, continuous application data is input to the modulation device 21 in the optical signal transmission device 80 as a binary signal. The modulation device 21 converts a binary signal into an OFDM signal as in the first embodiment. As shown in FIG. 9, the signal transmission frame format includes a preamble for each of N OFDM symbols. These signals are converted into analog signals by the digital / analog signal converters 22-1 and 22-2, and then input to the optical modulator 81 through the low-pass filters 23-1 and 23-2. After conversion, it is transmitted.

光信号受信装置９０では、受信した光信号が、偏光状態が調整されたレーザ光と共に光カプラ９２に入力され、その後、光−電気信号変換器９５において、電気信号に変換される。電気信号は、アナログ・デジタル信号変換器９６−１、９６−２においてデジタル信号に変換され、ローパスフィルタ４９−１、４９−２を経て、復調装置５０へ入力される。復調装置５０では、第１実施形態と同様な処理により、ＩＱインバランス補償用ウエイトを算出し、誤差補償部６８において周波数選択性ＩＱインバランスを補償した後に復調し、バイナリ信号を上位レイヤへ出力する。 In the optical signal receiver 90, the received optical signal is input to the optical coupler 92 together with the laser light whose polarization state is adjusted, and then converted into an electrical signal by the optical-electrical signal converter 95. The electrical signals are converted into digital signals by the analog / digital signal converters 96-1 and 96-2, and input to the demodulator 50 through the low-pass filters 49-1 and 49-2. In the demodulator 50, IQ imbalance compensation weight is calculated by the same processing as in the first embodiment, the error compensation unit 68 compensates the frequency selectivity IQ imbalance and then demodulates, and outputs the binary signal to the upper layer. To do.

上述した第２実施形態によれば、光信号送信装置８０、または光信号受信装置９０において発生した周波数選択性ＩＱインバランスを補償することができる。
本第１実施形態では、図９に示すような送信フレームフォーマットを用いたが、この限りでは無く、プリアンブルを付加しない構成でも、本発明を適用できる。 According to the second embodiment described above, it is possible to compensate for the frequency-selective IQ imbalance that occurs in the optical signal transmitter 80 or the optical signal receiver 90.
In the first embodiment, the transmission frame format as shown in FIG. 9 is used. However, the present invention is not limited to this, and the present invention can be applied to a configuration in which no preamble is added.

Ｃ．第３実施形態
次に、本発明の第３実施形態について説明する。
第１実施形態と同様に、２台の無線装置がＯＦＤＭ通信方式を用いて信号の送受信を行う無線通信システムを想定する。無線通信システムの構成は図１と同様である。基地局１０から端末１１へ信号を伝送するものとし、基地局１０中の送信機において周波数選択性ＩＱインバランスが発生したものとする。端末１１の受信機内で周波数選択性ＩＱインバランス補償用のウエイトを算出し、基地局１０の送信機へフィードバックし、送信機内でプリディストーションを行うことによって、上記周波数選択性ＩＱインバランスを補償する処理例について説明する。 C. Third Embodiment Next, a third embodiment of the present invention will be described.
As in the first embodiment, a wireless communication system in which two wireless devices transmit and receive signals using the OFDM communication scheme is assumed. The configuration of the wireless communication system is the same as in FIG. It is assumed that a signal is transmitted from the base station 10 to the terminal 11, and a frequency selective IQ imbalance occurs in the transmitter in the base station 10. The frequency selective IQ imbalance compensation weight is calculated in the receiver of the terminal 11, fed back to the transmitter of the base station 10, and predistortion is performed in the transmitter to compensate for the frequency selective IQ imbalance. A processing example will be described.

図１０は、本第３実施形態による基地局１０中の送受信機の構成を示すブロック図である。図１０において、送信機２０は図２の構成と同様であり、受信機４０は図４の構成と同様であるので、それぞれ同一の符号を付けて説明を省略する。但し、送信機２０の変調装置２１と、受信機４０の復調装置５０ａとが異なる。受信機４０の復調装置５０ａは、ウエイト情報を送信機２０の変調装置２１に供給する。サーキュレータ１００は、送信信号と受信信号の流れる方向を切り替える。送受信アンテナ１０１は、送信機２０からの送信信号をサーキュレータ１００を介して送信し、受信した受信信号を、サーキュレータ１００を介して受信機４０に供給する。 FIG. 10 is a block diagram showing a configuration of a transceiver in the base station 10 according to the third embodiment. 10, the transmitter 20 has the same configuration as that shown in FIG. 2, and the receiver 40 has the same configuration as that shown in FIG. However, the modulation device 21 of the transmitter 20 and the demodulation device 50a of the receiver 40 are different. The demodulator 50 a of the receiver 40 supplies weight information to the modulator 21 of the transmitter 20. Circulator 100 switches the direction in which the transmission signal and the reception signal flow. The transmission / reception antenna 101 transmits a transmission signal from the transmitter 20 via the circulator 100 and supplies the received reception signal to the receiver 40 via the circulator 100.

図１１は、本第３実施形態による送信機２０の変調装置２１の構成を示すブロック図である。なお、図３に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。変調装置２１では、図３に示す構成に、プリディストーション処理部３６が付加された構成である。プリディストーション処理部３６は、受信機４０の復調装置５０ａから伝達されたウエイトを送信信号に乗算し、加算することによって、直交変調器２５から出力された信号の干渉成分が打ち消されるようにプリディストーション処理を行う。 FIG. 11 is a block diagram showing a configuration of the modulation device 21 of the transmitter 20 according to the third embodiment. The parts corresponding to those in FIG. The modulation device 21 has a configuration in which a predistortion processing unit 36 is added to the configuration shown in FIG. The predistortion processing unit 36 multiplies the transmission signal by the weight transmitted from the demodulator 50a of the receiver 40 and adds the weight to the predistortion so as to cancel the interference component of the signal output from the quadrature modulator 25. Process.

図１２は、本第３実施形態による受信機４０の復調装置５０ａの構成を示すブロック図である。なお、図４に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。復調装置５０ａでは、図５に示す構成から誤差補償部６８、及びウエイト算出部６７を取り除いた構成である。 FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of the demodulation device 50a of the receiver 40 according to the third embodiment. Note that portions corresponding to those in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals and description thereof is omitted. The demodulating device 50a has a configuration in which the error compensating unit 68 and the weight calculating unit 67 are removed from the configuration shown in FIG.

図１３は、本第３実施形態による端末１１中の送受信機の構成を示すブロック図である。図１３に示す端末１１の送受信機の構成は、図１０に示す基地局１０の送受信機の構成とほぼ同様である。図１３において、図１０に対応する部分には同一の符号を付けて説明を省略する。端末１１の受信機４０において、復調装置５０ｂが異なる。 FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of a transceiver in the terminal 11 according to the third embodiment. The configuration of the transceiver of the terminal 11 shown in FIG. 13 is substantially the same as the configuration of the transceiver of the base station 10 shown in FIG. In FIG. 13, parts corresponding to those in FIG. In the receiver 40 of the terminal 11, the demodulator 50b is different.

図１４は、本第３実施形態による受信機４０の復調装置５０ｂの構成を示すブロック図である。図５に示す構成と比べ、及び誤差補償部６８を取り除いた構成である。ウエイト算出部６７によって算出されたウエイト情報が、送信機２０の変調装置２１に供給される。 FIG. 14 is a block diagram showing a configuration of a demodulation device 50b of the receiver 40 according to the third embodiment. Compared to the configuration shown in FIG. 5, the configuration is such that the error compensation unit 68 is removed. The weight information calculated by the weight calculation unit 67 is supplied to the modulation device 21 of the transmitter 20.

以下に、基地局１０、及び端末１１における処理例を説明する。ＯＦＤＭ信号を生成するためのフーリエ変換のサイズを６４、その内のデータを伝送するために用いるサブキャリア数を４８とする。 Hereinafter, processing examples in the base station 10 and the terminal 11 will be described. The size of the Fourier transform for generating the OFDM signal is 64, and the number of subcarriers used for transmitting the data is 48.

第１実施形態と同様に、２＊Ｎ＊４８ビットのアプリケーションデータがバイナリ信号として、基地局１０の送信機２０の変調装置２１に入力される。変調装置２１において、マッピング処理部３０により、ＱＰＳＫフォーマットに従って、バイナリ信号をＩＱ信号に変換する。この結果、Ｎ＊４８シンボルが生成される。次に、シリアル・パラレル変換器３１において、４８シンボルをパラレルに出力する。その後、プリディストーション処理部３６において、端末１１よりフィードバックされたウエイトを用いてプリディストーション処理を行う。時刻ｔ、サブキャリアｋで伝送する送信信号をＸ（ｔ，ｋ）、ＤＣ（直流）を挟んでｋと対称の位置にあるサブキャリア−ｋにおける送信信号をＸ（ｔ，−ｋ）、フィードバックされたウエイトをＷ_１（ｋ）及びＷ_２（ｋ）とすると、プリディストーション後の送信信号Ｘ^Ｐ（ｔ，ｋ）は、次式（１４）のように処理される。 Similar to the first embodiment, 2 * N * 48-bit application data is input as a binary signal to the modulation device 21 of the transmitter 20 of the base station 10. In the modulation device 21, the mapping processor 30 converts the binary signal into an IQ signal according to the QPSK format. As a result, N * 48 symbols are generated. Next, in the serial / parallel converter 31, 48 symbols are output in parallel. Thereafter, the predistortion processing unit 36 performs predistortion processing using the weight fed back from the terminal 11. At time t, the transmission signal transmitted at subcarrier k is X (t, k), the transmission signal at subcarrier -k at a position symmetrical to k across DC (direct current) is X (t, -k), and feedback. Assuming that the weights are W ₁ (k) and W ₂ (k), the predistorted transmission signal X ^P (t, k) is processed as in the following equation (14).

なお、フィードバック情報が無い場合には、Ｗ_１（ｋ）＝１、及びＷ_２（ｋ）＝０とする。サブキャリア毎に上記演算を行った後、逆フーリエ変換器３２に出力する。逆フーリエ変換器３２において、逆フーリエ変換処理を行い、パラレル・シリアル変換器３３を介して、ＯＦＤＭシンボルを生成する。ＧＩ付加部３４では、ガードインターバルがＯＦＤＭシンボル毎に付加され、さらに、プリアンブル付加部３５で、プリアンブルが付加されて、変調装置２１から出力される。この時の送信フレームフォーマットは、図６と同様である。デジタル・アナログ信号変換器２２−１、２２−２によってアナログ信号に変換し、ローパスフィルタ２３−１、２３−２によって不要信号成分をカットした後、直交変調器２５においてローカル信号とミキシングして無線信号に変換し、送受信アンテナ１０１より放射する。 When there is no feedback information, W ₁ (k) = 1 and W ₂ (k) = 0. After performing the above calculation for each subcarrier, the result is output to the inverse Fourier transformer 32. In the inverse Fourier transformer 32, an inverse Fourier transform process is performed, and an OFDM symbol is generated via the parallel / serial converter 33. The GI adding unit 34 adds a guard interval for each OFDM symbol, and the preamble adding unit 35 adds the preamble and outputs it from the modulation device 21. The transmission frame format at this time is the same as in FIG. It is converted into an analog signal by the digital / analog signal converters 22-1 and 22-2, and unnecessary signal components are cut by the low-pass filters 23-1 and 23-2. The signal is converted into a signal and radiated from the transmitting / receiving antenna 101.

端末１１では、送受信アンテナ１０１において信号を受信した後、バンドパスフィルタ４２によって所要信号を抽出してダウンコンバータ４３へ入力し、ローカル信号とミキシングして、低周波無線信号に変換する。その後、バンドパスフィルタ４５によって不要な信号成分を除去し、アナログ・デジタル信号変換器４６によってアナログ信号からデジタル信号に変換する。次に、デジタル直交復調器４７において、デジタルローカル信号とミキシングし、ローパスフィルタ４９−１、４９−２を経てベースバンドＩＱ信号に変換した後、復調装置５０ｂへ入力する。 In the terminal 11, after receiving a signal at the transmission / reception antenna 101, a required signal is extracted by the band pass filter 42, input to the down converter 43, mixed with the local signal, and converted into a low-frequency radio signal. Thereafter, unnecessary signal components are removed by the band-pass filter 45, and the analog / digital signal converter 46 converts the analog signal into a digital signal. Next, in the digital quadrature demodulator 47, the digital local signal is mixed, converted into a baseband IQ signal through low-pass filters 49-1, 49-2, and then input to the demodulator 50b.

復調装置５０ｂにおいて、第１実施形態と同様に、同期処理部６０による同期処理、Ｇ除去部６１によるＧＩ除去、フーリエ変換部６３によるフーリエ変換、及び等化部６５による等化を行う。その後、等化後の信号は、パラレル・シリアル変換器６９によりシリアルに出力された後、デマッピング処理部７０によってバイナリ信号に変換され、上位レイヤへ送られる。ビット誤りがあった場合には、基地局１０へ再送要求を行う。同時に、ウエイト算出部６７において、サブキャリア毎にウエイトを算出する。ウエイトは、第１実施形態と同様に、ＣＭＡを用いて反復処理により算出する。算出したウエイトの情報は、送信機２０を介して基地局１０へ送られる。送信機２０における送信処理は、第１実施形態の基地局１０の送信機２０と同様である。ウエイト情報の伝達は、定期的に行われる。 In the demodulator 50b, as in the first embodiment, synchronization processing by the synchronization processing unit 60, GI removal by the G removal unit 61, Fourier transform by the Fourier transform unit 63, and equalization by the equalization unit 65 are performed. After that, the equalized signal is serially output by the parallel / serial converter 69, converted to a binary signal by the demapping processing unit 70, and sent to the upper layer. If there is a bit error, a retransmission request is made to the base station 10. At the same time, the weight calculation unit 67 calculates the weight for each subcarrier. As in the first embodiment, the weight is calculated by iterative processing using CMA. The calculated weight information is sent to the base station 10 via the transmitter 20. The transmission process in the transmitter 20 is the same as that of the transmitter 20 of the base station 10 of the first embodiment. The transmission of weight information is performed periodically.

基地局１０では、送受信アンテナ１０１において端末１１から送信された、ウエイト情報を格納した信号を受信した後、端末１１の受信機４０と同様に、受信機内で受信処理を行い、ウエイト情報を取得する。ウエイト情報は、送信機２０内の変調装置２１中のプリディストーション処理部３６へ伝達される。プリディストーション処理部３６は、伝達されたウエイトを用いて、送信信号に対してプリディストーション処理を行う。
なお、ウエイト情報の伝達は、定期的に行われるものとしたが、ウエイト値が予め定められた量以上変動した場合に伝達する処理でも良い。 In the base station 10, after receiving the signal storing the weight information transmitted from the terminal 11 by the transmission / reception antenna 101, the receiving process is performed in the receiver in the same manner as the receiver 40 of the terminal 11 to obtain the weight information. . The weight information is transmitted to the predistortion processing unit 36 in the modulation device 21 in the transmitter 20. The predistortion processing unit 36 performs predistortion processing on the transmission signal using the transmitted weight.
Note that the transmission of the weight information is performed periodically, but a process of transmitting the weight information when the weight value fluctuates by a predetermined amount or more may be used.

次に、シミュレーションにより、第１実施形態を想定したＯＦＤＭシステムにおける効果を示す。図１５は、ＯＦＤＭシステムのシミュレーションモデルによる送信機、及び受信機の構成を示すブロック図である。また、図１６は、図１５のＯＦＤＭシステムのシミュレーションモデルを用いて、本発明による周波数選択性ＩＱインバランスの補償を行った場合のコンスタレーション結果である。図１５における送信機２００は、図１８と同一である。よって、同じ符号を付けて説明を省略する。一方、受信機３００におけるフーリエ変換７は、フーリエ変換処理を行う。等化８は、受信信号の振幅、及び位相を元に戻す。その後、本発明によるウエイト算出及び周波数選択性ＩＱインバランス補償９を行う。 Next, the effect of the OFDM system assuming the first embodiment is shown by simulation. FIG. 15 is a block diagram illustrating a configuration of a transmitter and a receiver based on an OFDM system simulation model. FIG. 16 is a constellation result when frequency selective IQ imbalance compensation according to the present invention is performed using the simulation model of the OFDM system of FIG. The transmitter 200 in FIG. 15 is the same as that in FIG. Therefore, the same reference numerals are given and the description is omitted. On the other hand, the Fourier transform 7 in the receiver 300 performs a Fourier transform process. Equalization 8 restores the amplitude and phase of the received signal. Thereafter, weight calculation and frequency selectivity IQ imbalance compensation 9 according to the present invention are performed.

図１６は、図１９に示すコンスタレーションに対して、本発明によるウエイト算出及びＩＱインバランス補償９を適用した場合の結果を示している。ＯＦＤＭシンボル数Ｎは、２００、ステップサイズは、０．０４としている。ＩＱインバランス補償により干渉信号が消え、コンスタレーションの広がりが抑圧されていることが分かる。 FIG. 16 shows the results when the weight calculation and IQ imbalance compensation 9 according to the present invention are applied to the constellation shown in FIG. The number N of OFDM symbols is 200, and the step size is 0.04. It can be seen that the interference signal disappears due to the IQ imbalance compensation, and the spread of the constellation is suppressed.

上述した第１乃至第３実施形態によれば、無線送受信機において発生した周波数選択性ＩＱインバランスを補償することができる。 According to the first to third embodiments described above, it is possible to compensate for the frequency selective IQ imbalance generated in the radio transceiver.

１０基地局
１１端末
２０送信機
２１変調装置
２２−１、２２−２デジタル・アナログ信号変換器（ＤＡＣ）
２３−１、２３−２ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
２４ローカル信号発生器
２５直交変調器
２６アンテナ
３０マッピング処理部
３１シリアル・パラレル変換器（Ｓ／Ｐ）
３２逆フーリエ変換部
３３パラレル・シリアル変換器（Ｐ／Ｓ）
３４ＧＩ（Guard Interval）付加部
３５プリアンブル付加部
３６プリディストーション処理部
４０受信機
４１アンテナ
４２バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
４３ダウンコンバータ
４４ローカル信号発生器
４５バンドパスフィルタ（ＢＰＦ）
４６アナログ・デジタル信号変換器（ＡＤＣ）
４７デジタル直交復調器
４８デジタルローカル信号発生器
４９−１、４９−２ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
５０、５０ａ、５０ｂ復調装置
６０同期処理部
６１ＧＩ除去部
６２シリアル・パラレル変換器（Ｓ／Ｐ）
６３フーリエ変換部
６４チャネル状態推定部
６５等化部
６７ウエイト算出部
６８誤差補償部
６９パラレル・シリアル変換器（Ｐ／Ｓ）
７０デマッピング処理部
８０光信号送信装置
８１光変調器
８２レーザ
９０光信号受信装置
９１光バンドパスフィルタ（ＯＢＰＦ）
９２光カプラ
９３偏波コントローラ（ＰＣ）
９４レーザ
９５光−電気信号変換器
９６−１、９６−２アナログ・デジタル信号変換器（ＡＤＣ）
１００サーキュレータ
１０１送受信アンテナ DESCRIPTION OF SYMBOLS 10 Base station 11 Terminal 20 Transmitter 21 Modulator 22-1 and 22-2 Digital / analog signal converter (DAC)
23-1, 23-2 Low-pass filter (LPF)
24 Local Signal Generator 25 Quadrature Modulator 26 Antenna 30 Mapping Processing Unit 31 Serial / Parallel Converter (S / P)
32 Inverse Fourier Transform Unit 33 Parallel / Serial Converter (P / S)
34 GI (Guard Interval) adder 35 Preamble adder 36 Predistortion processor 40 Receiver 41 Antenna 42 Band pass filter (BPF)
43 Down converter 44 Local signal generator 45 Band pass filter (BPF)
46 Analog to Digital Signal Converter (ADC)
47 Digital quadrature demodulator 48 Digital local signal generator 49-1, 49-2 Low pass filter (LPF)
50, 50a, 50b Demodulator 60 Synchronization processor 61 GI remover 62 Serial / parallel converter (S / P)
63 Fourier transform unit 64 Channel state estimation unit 65 Equalization unit 67 Weight calculation unit 68 Error compensation unit 69 Parallel / serial converter (P / S)
70 Demapping Processing Unit 80 Optical Signal Transmitter 81 Optical Modulator 82 Laser 90 Optical Signal Receiver 91 Optical Bandpass Filter (OBPF)
92 Optical coupler 93 Polarization controller (PC)
94 Laser 95 Opto-electric signal converter 96-1, 96-2 Analog to digital signal converter (ADC)
100 Circulator 101 Transmit / Receive Antenna

Claims

A receiving apparatus that converts a received OFDM radio signal or OFDM optical signal into a baseband signal composed of an in-phase channel (I channel) and a quadrature channel (Q channel) and demodulates the baseband signal,
A weight calculation unit that calculates a weight for IQ imbalance compensation for compensating frequency selective IQ imbalance due to frequency characteristics of a transmission device or a reception device;
An error compensator that compensates IQ imbalance by multiplying the baseband signal by the IQ imbalance compensation weight calculated by the weight calculator,
The weight calculation unit is configured to calculate a value based on a received signal in each subcarrier, an absolute amplitude value of a transmission signal in the subcarrier, and a received signal in a subcarrier that is symmetrical with respect to the subcarrier with a direct current component interposed therebetween. A receiving apparatus that calculates IQ imbalance compensation weights for subcarriers.

The weight calculation unit repeats the IQ imbalance compensation by repeating until the power of the average value of the absolute value of the compensated signal converges to a value (R) calculated from the average value of the absolute value of the transmission signal. The receiving apparatus according to claim 1, wherein a weight for use is calculated.

A transmission device that modulates a binary signal, converts the signal into an OFDM radio signal or an OFDM optical signal, and transmits the signal, and a baseband signal composed of an in-phase channel (I channel) and an orthogonal channel (Q channel). A communication system comprising a receiving device that converts to a demodulator
The receiving device is:
A weight calculating unit for calculating IQ imbalance compensation weight for compensating frequency selective IQ imbalance due to frequency characteristics of the transmitting device or the receiving device;
A transmission unit that transmits the IQ imbalance compensation weight calculated by the weight calculation unit to the transmission device;
The transmitter is
A predistortion unit that multiplies the IQ imbalance compensation weight received from the reception device by a baseband signal that is a transmission signal;
The weight calculation unit is configured to calculate a value based on a received signal in each subcarrier, an absolute amplitude value of a transmission signal in the subcarrier, and a received signal in a subcarrier that is symmetrical with respect to the subcarrier with a direct current component interposed therebetween. A communication system, characterized in that said IQ imbalance compensation weight for a subcarrier is calculated.

The weight calculation unit repeats the IQ imbalance compensation by repeating until the power of the average value of the absolute value of the compensated signal converges to a value (R) calculated from the average value of the absolute value of the transmission signal. 4. The communication system according to claim 3, wherein a weight for use is calculated.

A communication method for converting a received OFDM radio signal or OFDM optical signal into a baseband signal composed of an in-phase channel (I channel) and a quadrature channel (Q channel) and demodulating the baseband signal,
A weight calculating step of calculating a weight for IQ imbalance compensation for compensating frequency selective IQ imbalance due to frequency characteristics of a transmitting device or a receiving device;
An error compensation step of compensating the IQ imbalance by multiplying the baseband signal by the IQ imbalance compensation weight calculated in the weight calculation step,
The weight calculation step is performed based on a received signal in each subcarrier, an absolute amplitude value of a transmission signal in the subcarrier, and a received signal in a subcarrier located symmetrically with respect to the subcarrier with a direct current component interposed therebetween. A communication method characterized by calculating IQ imbalance compensation weights for subcarriers.

A transmission device that modulates a binary signal, converts the signal into an OFDM radio signal or an OFDM optical signal, and transmits the signal, and a baseband signal composed of an in-phase channel (I channel) and an orthogonal channel (Q channel). A communication method performed with a receiving device that converts and demodulates to
The receiving device is:
A weight calculating step of calculating a weight for IQ imbalance compensation for compensating frequency selective IQ imbalance due to frequency characteristics of the transmitting device or the receiving device;
A transmission step of transmitting the IQ imbalance compensation weight calculated in the weight calculation step to the transmission device;
The transmitter is
A predistortion step of multiplying a baseband signal as a transmission signal by the IQ imbalance compensation weight received from the receiver;
The weight calculation step is performed based on a received signal in each subcarrier, an absolute amplitude value of a transmission signal in the subcarrier, and a received signal in a subcarrier located symmetrically with respect to the subcarrier with a direct current component interposed therebetween. A communication method characterized by calculating IQ imbalance compensation weights for subcarriers.