JP2012142216A - 半導体発光素子の点灯装置およびそれを用いた照明器具 - Google Patents

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Abstract

【課題】スイッチング電源回路により半導体発光素子を点灯させる点灯装置において、半導体発光素子を定格電流付近から非常に微弱な光出力まで安定に調光点灯させる。
【解決手段】スイッチング素子Q1と、そのオンデューティを可変とする制御回路(1、2)と、誘導性素子(インダクタL1)と、整流素子(ダイオードD1)と、平滑コンデンサC1と、平滑コンデンサC1に並列接続されるインピーダンス要素(抵抗R1、R2)を備え、前記インピーダンス要素の両端電圧により半導体発光素子9を駆動する点灯装置であって、前記インピーダンス要素の値は、スイッチング素子Q1のオンデューティが最大のとき、半導体発光素子9に流れる電流が前記インピーダンス要素に流れる電流よりも大きく、スイッチング素子Q1のオンデューティが最小のとき、前記インピーダンス要素に流れる電流が半導体発光素子9に流れる電流よりも大きくなるように設定した。
【選択図】図1

Description

本発明は、発光ダイオード(LED)のような半導体発光素子を点灯させる半導体発光素子の点灯装置及びそれを用いた照明器具に関するものである。

従来、特許文献1(特開2008−91436号公報)には、非常に微弱な光出力から定格電流の光出力まで制御可能な半導体発光素子を用いた光源装置において、半導体発光素子と並列接続され、前記半導体発光素子に流れる駆動電流を分流する分流手段を備える回路構成とすることが提案されている。また、その分流手段の具体例として、抵抗、定電流ダイオードまたはサーミスタを用いることが提案されている。

特許文献2(特開2009−232623号公報)によれば、非常に微弱な光出力から定格電流の光出力まで制御可能な半導体発光素子のためのスイッチング電源装置において、定格電流付近ではスイッチング電源の出力電流を電流目標値と一致するように定電流制御し、非常に微弱な光出力ではスイッチング電源の出力電圧を電圧目標値と一致するように定電圧制御することが提案されている。

特開2008−91436号公報 特開2009−232623号公報

特許文献1の技術は、非常に微弱な光出力から定格電流の光出力まで制御することを狙いとしているが、固体撮像素子の検査用光源としての用途が想定されており、微小電流を高精度にLEDに送るためのドライブ回路はD/A変換器とアナログドライバーで構成されていた。このため、ドライブ回路が高価で非効率なものとなり、家庭用やオフィス用の照明器具には適さなかった。また、分流手段に起因する電力ロスが軽視されていた。

特許文献2の技術では、スイッチング電源装置を用いているので、特許文献1の技術に比べると、電力ロスは低減されているが、定格電流付近で用いる定電流制御のためのフィードバック制御系と、非常に微弱な光出力で用いる定電圧制御のためのフィードバック制御系を共に必要とし、回路構成が複雑で高価なものとなる欠点があった。

本発明は、発光ダイオードのような半導体発光素子を定格電流付近から非常に微弱な光出力まで安定に調光点灯させる半導体発光素子の点灯装置を安価に実現することを課題とする。

請求項1の発明は、上記の課題を解決するために、図1に示すように、直流電源と直列的に接続されるスイッチング素子Q1と、前記スイッチング素子Q1を高周波でオンオフ制御する制御回路(高周波発振回路1+パルス幅設定回路2)と、前記スイッチング素子Q1を介して前記直流電源から断続的に電流を通電される誘導性素子(インダクタL1)と、前記誘導性素子から流れる電流を通電する整流素子(ダイオードD1)と、前記整流素子を介して前記誘導性素子から流れる電流により充電される平滑コンデンサC1と、前記平滑コンデンサC1に並列接続されるインピーダンス要素(抵抗R1、R2)とを備え、前記インピーダンス要素(抵抗R1、R2)の両端電圧により半導体発光素子9を駆動する点灯装置であって、前記制御回路は、前記スイッチング素子Q1のオンデューティを可変とする手段を備え、前記インピーダンス要素の値は、前記スイッチング素子Q1のオンデューティが最大のとき、前記半導体発光素子9に流れる電流が前記インピーダンス要素に流れる電流よりも大きく、前記スイッチング素子Q1のオンデューティが最小のとき、前記インピーダンス要素に流れる電流が前記半導体発光素子9に流れる電流よりも大きくなるように設定したことを特徴とするものである。

請求項2の発明は、請求項1記載の半導体発光素子の点灯装置において、前記制御回路に制御用電源電圧を供給する制御用電源回路3を備え、前記インピーダンス要素は前記制御用電源回路3の全部または一部であることを特徴とする(図6、図7)。

請求項3の発明は、請求項1または2のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置において、前記インピーダンス要素は可変インピーダンス要素であり、前記スイッチング素子Q1のオンデューティが最小のときのインピーダンス値は、前記スイッチング素子Q1のオンデューティが最大のときのインピーダンス値よりも小さいことを特徴とする(図4、図5、図6)。

請求項4の発明は、請求項1〜3のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置において、前記スイッチング素子Q1のオンデューティを可変とする手段は、前記スイッチング素子Q1のオンオフ周波数を固定として、オン期間を可変とする手段、または、前記スイッチング素子Q1のオン期間を固定として、オンオフ周波数を可変とする手段、または、前記スイッチング素子Q1のオン期間とオンオフ周波数を共に可変とする手段のいずれかであることを特徴とする。

請求項5の発明は、請求項1〜4のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置において、前記直流電源は昇圧比が可変とされたチョッパ回路4であり、前記スイッチング素子Q1のオンデューティが最小のときの昇圧比は、前記スイッチング素子Q1のオンデューティが最大のときの昇圧比よりも小さいことを特徴とする(図6)。

請求項6の発明は、請求項1〜5のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置と、この点灯装置から電流を供給される半導体発光素子を具備する照明器具である(図9)。

本発明によれば、スイッチング電源回路により半導体発光素子を点灯させる点灯装置において、スイッチング素子のオンデューティの制御範囲に限界があっても、半導体発光素子に流れる電流を広い範囲で安定に制御することができ、定格電流付近から非常に微弱な光出力まで安定に調光点灯させることができる。

本発明の実施形態1の概略構成を示すブロック回路図である。 本発明の実施形態1の詳細な構成を示す回路図である。 本発明の実施形態1の動作説明図である。 本発明の実施形態2の動作説明図である。 本発明の実施形態2の要部構成を示す回路図である。 本発明の実施形態3の概略構成を示すブロック回路図である。 本発明の実施形態3の要部構成を示す回路図である。 本発明を適用できる各種のスイッチング電源回路の回路図である。 本発明の実施形態5の照明器具の概略構成を示す断面図である。

(実施形態1)
図1は本発明の実施形態1の構成を示している。図2は図1の構成の詳細を示している。高周波発振回路1とパルス幅設定回路2は、汎用のタイマー用集積回路IC1、IC2とその周辺回路により構成されている。高周波発振回路1はスイッチング素子Q1のオンオフ周波数を設定しており、パルス幅設定回路2はスイッチング素子Q1のオンパルス幅を設定している。

《IC1、IC2について》
タイマー用集積回路IC1、IC2は、周知のタイマーIC(いわゆる555)であり、例えば、ルネサスエレクトロニクス社(旧NECエレクトロニクス所管)のμPD5555またはそのデュアル版(μPD5556)もしくはそれらの互換品を用いれば良い。1番ピンはグランド端子、8番ピンは電源端子である。電源端子とグランド端子間に接続されるコンデンサC11、C21は電源バイパス用の小容量のコンデンサであり、電源電圧Vccのノイズを除去している。

2番ピンはトリガー端子であり、この端子が5番ピンの電圧の半分(通常は電源電圧Vccの1/3)よりも低くなると、内部のフリップフロップが反転して、3番ピン(出力端子)がHighレベルとなり、7番ピン(放電端子)は開放状態となる。
4番ピンはリセット端子であり、この端子がLowレベルになると、動作停止状態となり、3番ピン(出力端子)はLowレベルに固定される。

5番ピンは制御端子であり、内蔵の分圧抵抗により通常は電源電圧Vccの2/3となる基準電圧が印加されている。5番ピンと1番ピンの間に接続されるコンデンサC12、C22は、5番ピンの基準電圧のノイズを除去するバイパス用の小容量のコンデンサである。
6番ピンはスレショルド端子であり、この端子が5番ピンの電圧(通常は電源電圧Vccの2/3)よりも高くなると、内部のフリップフロップが反転して、3番ピン(出力端子)がLowレベルとなり、7番ピン(放電端子)は1番ピンと短絡された状態となる。

《高周波発振回路1について》
図1の高周波発振回路1を構成する第1のタイマー用集積回路IC1は、時定数設定用の抵抗R6、R9とコンデンサC6を外付けされて、無安定マルチバイブレータとして動作する。コンデンサC6の電圧は、2番ピン(トリガー端子)と6番ピン(スレショルド端子)に入力されて、内部の基準電圧(電源電圧Vccの1/3、2/3)と比較されている。

電源投入初期には、コンデンサC6の電圧は2番ピン(トリガー端子)で比較される基準電圧(電源電圧Vccの1/3)よりも低いので、3番ピン(出力端子)がHighレベルとなり、7番ピン(放電端子)は開放状態となる。これにより、コンデンサC6は電源電圧Vccから抵抗R9、R6を介して充電される。

コンデンサC6の電圧が6番ピン(スレショルド端子)で比較される基準電圧(電源電圧Vccの2/3)よりも高くなると、3番ピン(出力端子)はLowレベルとなり、7番ピン(放電端子)は1番ピンと短絡された状態となる。これにより、コンデンサC6は抵抗R6を介して放電される。

コンデンサC6の電圧が2番ピン(トリガー端子)で比較される基準電圧(電源電圧Vccの1/3)よりも低くなると、3番ピン(出力端子)がHighレベルとなり、7番ピン(放電端子)は開放状態となる。これにより、コンデンサC6は電源電圧Vccから抵抗R9、R6を介して再び充電される。以下、同じ動作を繰り返す。

抵抗R9、R6とコンデンサC6の時定数は、3番ピン(出力端子)の発振周波数が数十kHzの高周波となるように設定される。また、抵抗R6、R9の抵抗値はR6≪R9となるように設定される。このため、抵抗R6、R9を介してコンデンサC6を充電している期間(3番ピンの出力端子がHighレベルである期間)に比べて、抵抗R6を介してコンデンサC6を放電する期間(3番ピンの出力端子がLowレベルである期間)は極端に短くなる。これにより、高周波発振回路1を構成する第1のタイマー用集積回路IC1の3番ピン(出力端子)からは、パルス幅の短いLowレベルのパルスが数十kHzの高周波で繰り返し出力されることになる。このパルス幅の短い立下りパルスを用いて、第2のタイマー用集積回路IC2の2番ピンを1周期毎に1回だけトリガーする。

《パルス幅設定回路2について》
図2のパルス幅設定回路2を構成する第2のタイマー用集積回路IC2は、時定数設定用の抵抗R7、可変抵抗VR2とコンデンサC7を外付けされて、単安定マルチバイブレータとして動作する。時定数設定用の抵抗R7、可変抵抗VR2の直列回路には、フォトカプラPC2の受光素子が並列接続されており、これにより単安定マルチバイブレータのパルス幅をフォトカプラPC2の光信号強度に応じて可変制御している。第2のタイマー用集積回路IC2の2番ピン(トリガー端子)に、パルス幅の短いLowレベルのパルスが入力されると、その立下りエッジにおいて、第2のタイマー用集積回路IC2の3番ピン(出力端子)はHighレベルとなり、7番ピン(放電端子)は開放状態となる。このため、コンデンサC6は、時定数設定用の抵抗R7、可変抵抗VR2の直列回路とフォトカプラPC2の受光素子を介して充電される。その充電電圧が6番ピン(スレショルド端子)で比較される基準電圧(電源電圧Vccの2/3)よりも高くなると、3番ピン(出力端子)はLowレベルとなり、7番ピン(放電端子)は1番ピンと短絡された状態となる。これにより、コンデンサC7は瞬時に放電される。

したがって、第2のタイマー用集積回路IC2の3番ピンから出力されるHighレベルのパルス信号のパルス幅は、コンデンサC7をグランド電位から基準電圧(電源電圧Vccの2/3)まで充電するのに要する時間で決まる。その時間の最大値は、高周波発振回路1を構成する第1のタイマー用集積回路IC1の発振周期よりも短くなるように設定される。また、その時間の最小値は、第1のタイマー用集積回路IC1の3番ピンから出力されるLowレベルのトリガーパルスのパルス幅よりも長くなるように設定される。

第2のタイマー用集積回路IC2の3番ピンから出力されるHighレベルのパルス信号は、スイッチング素子Q1のオン駆動信号となる。IC2の3番ピンがHighレベルのとき、抵抗R21を介して抵抗R22に電流が流れて、抵抗R22の両端電圧がスイッチング素子Q1のゲート・ソース間スレショルド電圧以上となり、スイッチング素子Q1はオン状態となる。IC2の3番ピンがLowレベルのとき、ダイオードD5、抵抗R20を介してスイッチング素子Q1のゲート・ソース間の電荷が引き抜かれることにより、スイッチング素子Q1はオフ状態となる。

《調光回路について》
次に、フォトカプラPC2の受光素子に光信号を与える調光回路の構成について説明する。調光回路は、図1の直流変換回路5、絶縁回路6、無極性化回路7を含んで構成されている。

調光回路に入力される調光信号は、周波数が1kHzで振幅が10Vのパルス幅可変の矩形波電圧信号よりなるPWM信号であり、蛍光灯のインバータ点灯装置の調光信号として広く用いられている。この調光信号を伝送する調光信号線は、電源線とは別に各照明器具に配線されている。

図1の無極性化回路7は、図2の全波整流器DB2により実現されており、調光信号線の配線を逆極性に接続しても正常に動作するように、全波整流器DB2の交流入力端子を調光信号線に接続している。全波整流器DB2の直流出力端子間には、抵抗R31を介してツェナーダイオードZD2が接続されており、ツェナーダイオードZD2の両端には抵抗R32を介してフォトカプラPC1の発光素子が接続されている。

図2のフォトカプラPC1は、図1の絶縁回路6として機能している。調光信号線と電源線には、複数の照明器具が並列に接続されることが一般的である。その場合、各照明器具の回路グランドが同一電位であるとは限らないから、調光信号線と各照明器具の回路グランドは絶縁しておく必要がある。フォトカプラPC1の発光素子は調光信号線に接続されており、受光素子は抵抗R33と直列に接続されて、照明器具の回路グランドと電源電圧Vccの間に接続されている。

調光信号線のPWM信号がHighレベルのとき、フォトカプラPC1の発光素子は光信号を発生し、フォトカプラPC1の受光素子の抵抗値は低下するから、抵抗R33とフォトカプラPC1の受光素子の接続点の電圧は低下する。反対に、調光信号線のPWM信号がLowレベルのとき、フォトカプラPC1の発光素子は光信号を発生せず、フォトカプラPC1の受光素子の抵抗値は高くなるから、抵抗R33とフォトカプラPC1の受光素子の接続点の電圧は上昇する。この電圧変化は、調光信号の周波数(1kHz)で繰り返されるが、抵抗R5とコンデンサC5よりなる時定数回路により平滑することにより、直流電圧に変換される。

図2のオペアンプA1、A2を内蔵した集積回路IC5と、抵抗R5、コンデンサC5よりなる回路は、図1の直流変換回路5を構成している。集積回路IC5としては、例えば、ルネサスエレクトロニクス社(旧NECエレクトロニクス所管)のμPC358もしくはその互換品を用いれば良い。オペアンプA1は、バッファアンプとして使用しており、抵抗R33とフォトカプラPC1の受光素子の接続点の電圧を低インピーダンス化して抵抗R5とコンデンサC5の直列回路に印加している。

調光信号のPWM信号がLowレベルである期間が長いと、抵抗R5を介してコンデンサC5が充電される期間が長くなるので、コンデンサC5の電圧は増加する。反対に、調光信号のPWM信号がHighレベルである期間が長いと、抵抗R5を介してコンデンサC5が放電される期間が長くなるので、コンデンサC5の電圧は減少する。このコンデンサC5の電圧を、オペアンプA2よりなるバッファアンプにより低インピーダンス化して出力し、フォトカプラPC2の発光素子を駆動している。

コンデンサC5の電圧が低いときは、オペアンプA2の出力電圧も低くなるから、電源電圧Vccから抵抗R3を介してフォトカプラPC2の発光素子に流れる電流が増加し、フォトカプラPC2の受光素子の抵抗値は低下する。つまり、調光信号のPWM信号がHighレベルである期間が長くなると、パルス幅設定回路2により設定されるスイッチング素子Q1のオンパルス幅が短くなり、半導体発光素子9の光出力は減少する方向となる。

逆に、コンデンサC5の電圧が高いときは、オペアンプA2の出力電圧が高くなるから、電源電圧Vccから抵抗R3を介してフォトカプラPC2の発光素子に流れる電流が減少し、フォトカプラPC2の受光素子の抵抗値は増加する。つまり、調光信号のPWM信号がLowレベルである期間が長くなると、パルス幅設定回路2により設定されるスイッチング素子Q1のオンパルス幅が長くなり、半導体発光素子9の光出力は増加する方向となる。したがって、調光信号線が断線したような場合には、半導体発光素子9の光出力は最大となる。

《降圧チョッパ回路8について》
次に、直流電源となる平滑コンデンサC2の直流電圧を降圧して平滑コンデンサC1に充電する降圧チョッパ回路8の構成について説明する。平滑コンデンサC2の正極には、平滑コンデンサC1の正極が接続されている。平滑コンデンサC1の負極はインダクタL1を介してMOSFETよりなるスイッチング素子Q1のドレイン電極とダイオードD1のアノード電極に接続されている。ダイオードD1のカソード電極は、平滑コンデンサC1の正極に接続されている。スイッチング素子Q1のソース電極は平滑コンデンサC2の負極に接続されている。

スイッチング素子Q1がオンすると、直流電源となる平滑コンデンサC2から、平滑コンデンサC1、インダクタL1、スイッチング素子Q1を介して電流が流れる。スイッチング素子Q1がオフすると、インダクタL1の蓄積エネルギーがダイオードD1を介して平滑コンデンサC1に放出される。平滑コンデンサC1の両端には、抵抗R1、R2が並列に接続されている。抵抗R1、R2の両端電圧は出力コネクタCN2を介して半導体発光素子9に供給される。半導体発光素子9は複数個のLEDを直列または並列または直並列接続したLEDモジュールであっても良い。

図2の試作機では、抵抗R1、R2として、いずれも27kΩ3Wの抵抗を用いた。したがって、抵抗R1、R2を並列接続したインピーダンス要素の値は13.5kΩとなる。平滑コンデンサC1は150μFの電解コンデンサを用いた。半導体発光素子9は32個のLEDを直列接続し、全点灯時の電流は300mA、電圧は98Vであった。半導体発光素子9に流れる電流は、図3に示すように、50μA〜300mAの範囲で制御できた。半導体発光素子9の電圧は、80V〜98Vの範囲で変化した。抵抗R1、R2には6〜7mA程度の電流が常に流れていた。

スイッチング素子Q1のオンパルス幅を設定するパルス幅設定回路2は、最大のパルス幅と最小のパルス幅の比率に制御限界があるから、50μA〜300mAという4桁ものダイナミックレンジの出力を直接実現することは出来ないが、抵抗R1、R2に6〜7mA程度のアイドリング電流を常に流すことにより、(6mA+50μA)〜(7mA+300mA)という2桁のダイナミックレンジの出力を実現することは可能である。つまり、抵抗R1、R2は、出力コネクタCN2を介して負荷側に流れ出る電流のダイナミックレンジを拡大させる役割を担っている。

また、抵抗R1、R2は出力コネクタCN2を介して半導体発光素子9から電源装置を見たときの電源インピーダンスを低下させる役割を担っているとも言える。負荷インピーダンスが極端に高いときに、電源インピーダンスも高いままであると、負荷電圧が安定しなくなり、結果的に、光出力の変動を抑制できなくなる。これに対して、図2の回路では、抵抗R1、R2の並列回路が6〜7mA程度のアイドリング電流を安定して流していることにより、抵抗R1、R2の両端には常に安定した電圧が生成されていることになり、たとえ半導体発光素子9のインピーダンスが極端に高い状態であっても、半導体発光素子9の両端電圧が不安定になることを防止できる。これにより、非常に微弱な光出力から定格電流の光出力まで安定して制御することが可能となる。

本実施形態では、調光点灯時に降圧チョッパ回路8の発振動作を低周波で間欠的に停止させる必要が無いので、特に調光度合が深いときに、光出力がちらつくことが無い利点がある。また、特許文献1のように電圧フィードバック制御や電流フィードバック制御を必要としないので、構成が簡単で安価に実現できる利点がある。本発明者らの実験によれば、最小10μAの電流まで電圧フィードバック制御なしでも安定に調光点灯できることを確認した。

《フィルタ回路10について》
入力コネクタCN1には商用交流電源(AC100V、50/60Hz)が接続される。入力コネクタCN1は、電流ヒューズFUSEを介してラインフィルタLfの入力端子に接続されている。ラインフィルタLfの入力端子には、サージ電圧保護素子ZNRとフィルタコンデンサCfが並列接続されている。ラインフィルタLfの出力端子は全波整流器DBの交流入力端子に接続されている。

《整流回路11について》
全波整流器DB1の直流出力端子間には、コンデンサC9が並列接続されている。このコンデンサC9は高周波バイパス用であり、平滑作用は有していない。全波整流器DB1の直流出力端子の負極は回路基板上のグランドであり、コンデンサCa,Cbの直列回路を介してシャーシ電位FGに高周波的に接地されている。

《昇圧チョッパ回路4について》
全波整流器DB1の直流出力端子の正極は、インダクタL2を介してMOSFETよりなるスイッチング素子Q2のドレイン電極と、ダイオードD2のアノード電極に接続されている。スイッチング素子Q2のソース電極は、電流検出抵抗R4を介して全波整流器DB1の直流出力端子の負極に接続されている。ダイオードD2のカソード電極は、平滑コンデンサC2の正極に接続されている。平滑コンデンサC2の負極は、全波整流器DB1の直流出力端子の負極に接続されている。

インダクタL2とスイッチング素子Q2、ダイオードD2、平滑コンデンサC2は昇圧チョッパ回路4の主回路を構成している。昇圧チョッパ回路4の動作は周知であり、スイッチング素子Q2が高周波でオンオフすることにより、全波整流器DB1から出力される脈流電圧を昇圧して平滑コンデンサC2に平滑化された直流電圧(例:DC410V)を生成する。

平滑コンデンサC2はアルミ電解コンデンサ等よりなる大容量のコンデンサであり、高周波バイパス用の小容量のコンデンサC20が並列接続されている。コンデンサC20はフィルムコンデンサなどで構成されており、平滑コンデンサC2に流れる高周波成分をバイパスする。

《PFC制御回路IC4について》
PFC制御回路IC4は、STマイクロエレクトロニクス社製のL6562Aである。このICは、4番ピンで検出されるスイッチング素子Q2の電流が所定のピーク値に達すると、スイッチング素子Q2をオフ状態とし、5番ピンで検出されるインダクタL2のエネルギー放出が無くなると、スイッチング素子Q2を再度オンさせるように動作する。また、3番ピンで検出される脈流電圧が高いときは、スイッチング素子Q2のオン時間が長くなるように、反対に、脈流電圧が低いときは、スイッチング素子Q2のオン時間が短くなるように、スイッチング素子Q2のピーク電流の目標値を制御する。さらに、1番ピンで検出される平滑コンデンサC2の出力電圧が目標値よりも高いときは、スイッチング素子Q2のオン時間が短くなるように、反対に、平滑コンデンサC2の出力電圧が目標値よりも低いときは、スイッチング素子Q2のオン時間が長くなるように、スイッチング素子Q2のピーク電流の目標値を制御する。

1番ピン(INV)は内蔵の誤差増幅器の反転入力端子、2番ピン(COMP)は誤差増幅器の出力端子、3番ピン(MULT)は内蔵の乗算回路の入力端子、4番ピン(CS)はチョッパ電流検出端子、5番ピン(ZCD)はゼロクロス検出端子、6番ピン(GND)はグランド端子、7番ピン(GD)はゲートドライブ端子、8番ピン(Vcc)は電源端子である。

昇圧チョッパ回路4の入力電圧であるコンデンサC9の両端電圧は、交流電源電圧を全波整流した脈流電圧となる。この脈流電圧は、抵抗R91〜R93と抵抗R94により分圧されて、PFC制御回路IC4の3番ピンに入力される。3番ピンに接続されたIC内部の乗算回路(図示せず)は、全波整流器DB1を介して商用交流電源から引き込まれる入力電流のピーク値を脈流電圧波形と相似形とする制御に用いられる。

平滑コンデンサC2の直流電圧は抵抗R11〜R14の直列回路と、抵抗R15及び可変抵抗VR1の直列回路により分圧されて、PFC制御回路IC4の1番ピンに入力されている。1番ピンと2番ピンの間に接続されたコンデンサC42、C43と抵抗R43はIC内部の誤差増幅器の帰還インピーダンスである。

電流検出抵抗R4の両端電圧は、抵抗R44とコンデンサC44よりなるノイズフィルタ回路を介してPFC制御回路IC4の4番ピンに入力されている。インダクタL2の2次巻線n2の一端はPFC制御回路IC4の6番ピンに接続されて回路グランドに接続されており、他端は抵抗R45を介してPFC制御回路IC4の5番ピンに入力されている。

PFC制御回路IC4の7番ピンはゲートドライブ端子である。7番ピンがHighレベルになると、抵抗R41を介して抵抗R42に電流が流れて、抵抗R42の両端電圧が上昇し、スイッチング素子Q2のゲート・ソース間スレショルド電圧以上となることにより、スイッチング素子Q2がオンとなる。7番ピンがLowレベルになると、ダイオードD6、抵抗R40を介してスイッチング素子Q2のゲート・ソース間の蓄積電荷が放電されることにより、スイッチング素子Q2がオフとなる。

《制御用電源回路3について》
平滑コンデンサC2には、IPD素子IC3とその周辺回路よりなる制御用電源回路3が接続されている。IPD素子IC3は、いわゆるインテリジェント・パワー・デバイスであり、例えば、パナソニック製のMIP2E2Dよりなる。この素子は、ドレイン端子Dとソース端子Sとコントロール端子Cを有する3ピンのICであり、内部にパワーMOSFETよりなるスイッチング素子と、そのオンオフ動作を制御するための制御回路を内蔵している。

IPD素子IC3のドレイン端子Dとソース端子Sの間に内蔵されたスイッチング素子と、インダクタL3と、平滑コンデンサC3とダイオードD3により降圧チョッパ回路が構成されている。また、ツェナーダイオードZD1とダイオードD4、平滑コンデンサC4、コンデンサC40によりIPD素子IC3の電源回路が構成されている。平滑コンデンサC3は他の集積回路IC1、IC2、IC4、IC5に制御用電源電圧Vccを供給している。したがって、IPD素子IC3が動作を開始するまでは、他の集積回路IC1、IC2、IC4、IC5は動作しない。

電源投入初期において、平滑コンデンサC2がダイオードD2、インダクタL2を介して全波整流器DB1の出力電圧により充電されると、IPD素子IC3のドレイン端子D→コントロール端子C→平滑コンデンサC4→インダクタL3→平滑コンデンサC3の経路で電流が流れて、平滑コンデンサC4が図示された極性に充電される。この平滑コンデンサC4の電圧がIPD素子IC3の内部の制御回路の動作電源となって、IPD素子IC3が動作を開始し、ドレイン端子Dとソース端子Sの間のスイッチング素子がオンオフを開始する。

IPD素子IC3のドレイン端子Dとソース端子Sの間のスイッチング素子がオンのとき、平滑コンデンサC2→IPD素子IC3のドレイン端子D→ソース端子S→インダクタL3→平滑コンデンサC3の経路で電流が流れて、平滑コンデンサC3が充電される。前記スイッチング素子がオフすると、インダクタL3の蓄積エネルギーがダイオードD3を介して平滑コンデンサC3に放出される。これにより、IPD素子IC3とインダクタL3、ダイオードD3、平滑コンデンサC3よりなる回路は降圧チョッパ回路として動作し、平滑コンデンサC2の電圧を降圧した制御用電源電圧Vccが平滑コンデンサC3に得られる。

また、IPD素子IC3のドレイン端子Dとソース端子Sの間のスイッチング素子がオフのとき、ダイオードD3を介して回生電流が流れるが、このとき、インダクタL3の両端電圧は、平滑コンデンサC3の電圧Vc3とダイオードD3の順電圧Vd3の和の電圧(Vc3+Vd3)にクランプされる。この電圧から、ツェナーダイオードZD1のツェナー電圧Vz1とダイオードD4の順電圧Vd4の和の電圧(Vz1+Vd4)を差し引いた電圧がコンデンサC4の電圧Vc4となる。IPD素子IC3に内蔵された制御回路は、ソース端子Sとコントロール端子Cの間に接続されたコンデンサC4の電圧Vc4が一定となるように、IPD素子IC3のドレイン端子Dとソース端子Sの間のスイッチング素子をオンオフ制御する。これにより、結果的に、平滑コンデンサC3の電圧は一定となるように制御され、同時に、IPD素子IC3に動作電源を与えることができる。

平滑コンデンサC3に制御用電源電圧Vccが得られると、PFC制御回路IC4が動作を開始して、昇圧チョッパ回路4が動作すると共に、タイマー用集積回路IC1、IC2が動作を開始することにより、スイッチング素子Q1が高周波でオンオフされる。また、バッファ用オペアンプIC5が動作を開始することにより、調光動作が可能となる。

《電源断検出回路12について》
全波整流器DB1の交流入力端子には、ダイオードD8、D9のアノード端子が接続されている。ダイオードD8、D9のカソード端子は、抵抗R81、R82の並列回路を介してトランジスタQ3のベース電極に接続されている。トランジスタQ3のベース電極とエミッタ電極の間には、コンデンサC8と抵抗R8の並列回路よりなる時定数回路が接続されている。トランジスタQ3のエミッタ電極は全波整流器DB1の直流出力端子の負極に接続されている。

商用交流電源が通電されているときは、ダイオードD8またはD9、抵抗R81、R82を介してコンデンサC8が充電されることにより、トランジスタQ3はオン状態となっている。このため、抵抗R83を介するトランジスタQ4のバイアス電流はトランジスタQ3にバイパスされており、トランジスタQ4はオフ状態に維持される。一方、商用交流電源が遮断されると、コンデンサC8の充電経路が無くなるので、コンデンサC8の充電電荷は抵抗R8を介して放電される。コンデンサC8と抵抗R8の時定数を適切に設定しておくことにより、商用交流電源が複数サイクルにわたって遮断された場合に、トランジスタQ3がオフ状態となる。トランジスタQ3がオフ状態となると、平滑コンデンサC2の電荷が残っている間は、平滑コンデンサC3にも安定した制御用電源電圧Vccが維持されるので、抵抗R83を介して抵抗R84に電流が流れて、トランジスタQ4が順バイアスされ、オン状態となる。

抵抗R85、R86の直列回路は、トランジスタQ4がオフ状態のときに、電源電圧Vccを分圧して、第2のタイマー用集積回路IC2の4番ピンにイネーブル信号を供給している。抵抗R86に並列接続されたコンデンサC81はノイズ除去用の小容量のコンデンサである。

トランジスタQ4がオンされると、前記イネーブル信号がトランジスタQ4にバイパスされるので、第2のタイマー用集積回路IC2の4番ピン(リセット端子)はLowレベルとなり、IC2の動作が停止するので、スイッチング素子Q1はオフ状態に固定される。これにより図1の電源断検出回路12が構成されている。

(実施形態2)
図4は本発明の実施形態2の動作説明図である。本実施形態では、調光度合が深くなるにつれて、半導体発光素子と並列に接続されたインピーダンス要素に流れる電流が増加するように動作する。

本実施形態の動作を実現するための具体的な回路構成の一例を図5に示す。図1または図2の抵抗R1、R2の並列回路の代わりに、抵抗R51、R52とフォトカプラPC3の受光素子とトランジスタQ5からなる可変インピーダンス回路が接続されている。他の構成は実施形態1と同じで良い。フォトカプラPC3の発光素子(図示せず)は、図2のフォトカプラPC2の発光素子と直列に接続しても良いし、兼用しても良い。

調光度合が深くなって、発光ダイオード(LED)側に流れる電流が減少すると、フォトカプラPC3の受光素子の抵抗値が低下するので、抵抗R52を介してトランジスタQ5に流れるベース電流が増加し、トランジスタQ5の抵抗値が下がるから、抵抗R51を介して流れるアイドリング電流は増加する。これにより、調光度合が深いときの動作が安定する。

反対に、調光度合が浅くなって、発光ダイオード(LED)側に流れる電流が増加すると、フォトカプラPC3の受光素子の抵抗値が増加するので、抵抗R52を介してトランジスタQ5に流れるベース電流が減少し、トランジスタQ5の抵抗値が高くなるから、抵抗R51を介して流れるアイドリング電流は減少する。これにより、調光度合が浅いときの電力ロスを低減できる。

(実施形態3)
図6は本発明の実施形態3の構成を示す。本実施形態では、スイッチング素子Q1が高電位側に配置され、半導体発光素子9が低電位側に配置されている。半導体発光素子9には、制御用電源回路3が並列接続されている。制御用電源回路3は、高周波発振回路1やパルス幅設定回路2、昇圧チョッパ回路4の制御回路、直流変換回路5などに動作電源を供給している。

直流変換回路5の出力には、高周波発振回路1の発振周波数を設定する周波数設定回路51、昇圧チョッパ回路4の昇圧比を設定する昇圧比設定回路52、可変インピーダンス素子VRのインピーダンス値を設定するインピーダンス設定回路53が接続されている。

周波数設定回路51は、調光度合が深いときに、高周波発振回路1の発振周波数が低くなるように制御する。例えば、図2のタイマー用集積回路IC1の5番ピン(制御端子)の電圧を上昇させたり、コンデンサC6を充電するための抵抗R9の抵抗値を増加させるように制御すれば良い。

高周波発振回路1の発振周波数は、パルス幅設定回路2のパルス幅と同時に変化させても良いし、パルス幅設定回路2のパルス幅が下限に達した後、高周波発振回路1の発振周波数を低下させるように制御しても良い。

昇圧比設定回路52は、調光度合が深いときに、昇圧チョッパ回路4の昇圧比が低くなるように制御する。例えば、図2の抵抗R11〜R15と可変抵抗VR1よりなる分圧回路の分圧比を上昇させるように制御すれば良い。

昇圧比設定回路52の昇圧比は、パルス幅設定回路2のパルス幅と同時に変化させても良いし、パルス幅設定回路2のパルス幅が下限に達した後、昇圧比設定回路52の昇圧比を低下させるように制御しても良い。

インピーダンス設定回路53は、調光度合が深いときに、可変インピーダンス素子VRのインピーダンス値が低くなるように制御する。可変インピーダンス素子VRのインピーダンス値は、パルス幅設定回路2のパルス幅と同時に変化させても良いし、パルス幅設定回路2のパルス幅が下限に達した後、インピーダンス値を低下させるように制御しても良いし、パルス幅設定回路2のパルス幅が下限に達する前に、インピーダンス値を先行して低下させるように制御しても良い。

スイッチング素子Q1の駆動回路21は、パルス幅設定回路2の出力信号によりスイッチング素子Q1をオンオフ制御する。駆動回路21の一例を図7に示す。

駆動回路21は、スイッチング素子Q1をオンオフ駆動するための反転出力回路IC6と、反転出力回路IC6に動作電源を供給するハイサイド電源回路よりなる。ハイサイド電源回路は、低電位側に配置された制御用電源回路3のインダクタL3の2次巻線L3aの出力により、ダイオードD61と抵抗R61を介して平滑コンデンサC61を充電し、その充電電圧HVccをツェナーダイオードZD6により定電圧化している。平滑コンデンサC61の電圧は、反転出力回路IC6に電源電圧として供給されると共に、フォトカプラPC4の受光素子と抵抗R62の直列回路に印加されている。フォトカプラPC4の発光素子は、抵抗R63を介して、低電位側のタイマー用集積回路IC2の3番ピン(出力端子)に出力されている。

パルス幅設定回路2としてのタイマー用集積回路IC2の3番ピンがHighレベルになると、抵抗R63を介してフォトカプラPC4の発光素子に電流が流れて、光信号が発生する。この光信号を受光して、フォトカプラPC4の受光素子の抵抗値が低下すると、反転出力回路IC6の入力電圧がLowレベルとなり、反転出力回路IC6の出力電圧はHighレベルとなり、スイッチング素子Q1はオン状態となる。

パルス幅設定回路2としてのタイマー用集積回路IC2の3番ピンがLowレベルになると、フォトカプラPC4の光信号が消失し、フォトカプラPC4の受光素子の抵抗値が上昇する。これにより、反転出力回路IC6の入力電圧がHighレベルとなり、反転出力回路IC6の出力電圧はLowレベルとなり、スイッチング素子Q1はオフ状態となる。

反転出力回路IC6は汎用ロジックICのインバータであっても良いし、シュミットインバータであっても良い。

次に、低電位側に配置された制御用電源回路3の起動回路31について説明する。電源投入初期に、平滑コンデンサC1の充電電圧が低いときには、抵抗R72、トランジスタQ7のベース・エミッタ間、抵抗R73を介して平滑コンデンサC1に電流が流れることで、トランジスタQ7がオン状態となり、抵抗R71、トランジスタQ7のコレクタ・エミッタ間、抵抗R73を介して平滑コンデンサC1が充電される。平滑コンデンサC1の充電電圧が制御用電源回路3のIPD素子IC3の起動可能電圧に達すると、IPD素子IC3が発振動作を開始する。これにより、平滑コンデンサC3に低電位側の制御用電源電圧Vccが得られると共に、駆動回路21の電源用の平滑コンデンサC61に高電位側の制御用電源電圧HVccが得られる。これらの電源電圧Vcc、HVccが得られることで、スイッチング素子Q1のオンオフ動作が開始し、平滑コンデンサC1の充電電圧はさらに上昇する。

ツェナーダイオードZD7のツェナー電圧は、制御用電源回路3のIPD素子IC3の起動可能電圧よりも高く設定されており、なおかつ、半導体発光素子9の発光可能な電圧(図3の80V〜98V)よりも低く設定されている。このため、スイッチング素子Q1がオンオフ動作を開始することで平滑コンデンサC1の電圧が半導体発光素子9の発光可能な電圧に達すると、平滑コンデンサC1から抵抗R73、ダイオードD7、ツェナーダイオードZD7の経路で逆方向に電流が流れて、トランジスタQ7のベース・エミッタ間が逆バイアスされる。これにより、トランジスタQ7のコレクタ・エミッタ間はオフ状態に維持されて、トランジスタQ7を介する起動電流は遮断される。

図7の回路では、半導体発光素子9の調光範囲(図3の50μA〜300mAの範囲)において、制御用電源回路3の消費電流と、起動回路31の抵抗R73、ダイオードD7、ツェナーダイオードZD7の直列回路を介する消費電流の合計が、実施形態1の抵抗R1、R2に流れていたアイドリング電流(6〜7mA)と同程度か、または、それ以上となるように設計される。これにより、実施形態1では無駄に消費されていたアイドリング電流の有効活用が可能となり、電力ロスを低減できる利点がある。

(実施形態4)
上述の実施形態1〜3では、スイッチング電源回路として降圧チョッパ回路を用いているが、図8(a)〜(d)に示すような各種のスイッチング電源回路に本発明を適用することもできる。図8(a)は昇圧チョッパ回路81、図8(b)は昇降圧チョッパ回路82、図8(c)はフライバックコンバータ回路83、図8(d)はフォワードコンバータ回路84の例である。いずれの回路も、入力端子A−B間に接続される直流電源と直列に、高周波でオンオフ制御されるスイッチング素子Q1を備え、前記スイッチング素子Q1を介して前記直流電源から断続的に電流を通電される誘導性素子(インダクタL1またはトランスT1)と、前記誘導性素子(インダクタL1またはトランスT1)から流れる電流を通電する整流素子(ダイオードD1)と、前記整流素子(ダイオードD1)を介して前記誘導性素子(インダクタL1またはトランスT1)から流れる電流により充電される平滑コンデンサC1を備え、前記平滑コンデンサC1に出力端子C−D間を介して接続される半導体発光素子を駆動する点灯装置である。出力端子C−D間には、スイッチング素子Q1のオンデューティが最小となる場合においても、半導体発光素子が点灯するのに必要な最低動作電圧(例えば、図3の80Vの電圧)を安定に発生させるように、インピーダンス要素(例えば、図1の抵抗R1、R2)が並列接続される。

(実施形態5)
図9は本発明のLED点灯装置を用いた電源別置型LED照明器具の概略構成を示している。この電源別置型LED照明器具では、LEDモジュール90の筐体92とは別のケースに電源ユニットとしての点灯装置80を内蔵している。こうすることによってLEDモジュール90は薄型化することが可能となり、別置型の電源ユニットとしての点灯装置80は場所によらず設置可能となる。

器具筐体92は、下端開放された金属製の円筒体よりなり、下端開放部は光拡散板93で覆われている。この光拡散板93に対向するように、LEDモジュール90が配置されている。91はLED実装基板であり、LEDモジュール90のLED9a,9b,9c,…を実装している。器具筐体92は天井100に埋め込まれており、天井裏に配置された電源ユニットとしての点灯装置80からリード線94とコネクタ95を介して配線されている。

電源ユニットとしての点灯装置80の内部には、実施形態1〜4で説明した回路が収納されている。LED9a,9b,9c,…の直列回路(LEDモジュール90)が上述の半導体発光素子9に対応している。

本実施形態では、電源ユニットとしての点灯装置80がLEDモジュール90とは別の筐体に収納される電源別置型LED照明器具を例示したが、LEDモジュール90と同じ筐体に電源ユニットを収納した電源一体型LED照明器具に本発明の点灯装置を用いても構わない。

また、本発明の点灯装置は、照明器具に限らず、各種の光源、例えば、液晶ディスプレイのバックライトや、複写機、スキャナ、プロジェクタなどの光源として利用しても構わない。

上述の各実施形態の説明では、半導体発光素子9として発光ダイオードを例示したが、これに限定されるものではなく、例えば、有機EL素子や半導体レーザー素子などであっても良い。

Q1 スイッチング素子
L1 インダクタ
D1 ダイオード
C1 平滑コンデンサ
1 高周波発振回路
2 パルス幅設定回路
9 半導体発光素子
R1 抵抗
R2 抵抗

Claims (6)

  1. 直流電源と直列的に接続されるスイッチング素子と、前記スイッチング素子を高周波でオンオフ制御する制御回路と、前記スイッチング素子を介して前記直流電源から断続的に電流を通電される誘導性素子と、前記誘導性素子から流れる電流を通電する整流素子と、前記整流素子を介して前記誘導性素子から流れる電流により充電される平滑コンデンサと、前記平滑コンデンサに並列接続されるインピーダンス要素とを備え、前記インピーダンス要素の両端電圧により半導体発光素子を駆動する点灯装置であって、
    前記制御回路は、前記スイッチング素子のオンデューティを可変とする手段を備え、
    前記インピーダンス要素の値は、前記スイッチング素子のオンデューティが最大のとき、前記半導体発光素子に流れる電流が前記インピーダンス要素に流れる電流よりも大きく、前記スイッチング素子のオンデューティが最小のとき、前記インピーダンス要素に流れる電流が前記半導体発光素子に流れる電流よりも大きくなるように設定したことを特徴とする半導体発光素子の点灯装置。
  2. 前記制御回路に制御用電源電圧を供給する制御用電源回路を備え、前記インピーダンス要素は前記制御用電源回路の全部または一部であることを特徴とする請求項1記載の半導体発光素子の点灯装置。
  3. 前記インピーダンス要素は可変インピーダンス要素であり、前記スイッチング素子のオンデューティが最小のときのインピーダンス値は、前記スイッチング素子のオンデューティが最大のときのインピーダンス値よりも小さいことを特徴とする請求項1または2のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置。
  4. 前記スイッチング素子のオンデューティを可変とする手段は、前記スイッチング素子のオンオフ周波数を固定として、オン期間を可変とする手段、または、前記スイッチング素子のオン期間を固定として、オンオフ周波数を可変とする手段、または、前記スイッチング素子のオン期間とオンオフ周波数を共に可変とする手段のいずれかであることを特徴とする請求項1〜3のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置。
  5. 前記直流電源は昇圧比が可変とされたチョッパ回路であり、前記スイッチング素子のオンデューティが最小のときの昇圧比は、前記スイッチング素子のオンデューティが最大のときの昇圧比よりも小さいことを特徴とする請求項1〜4のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置。
  6. 請求項1〜5のいずれかに記載の半導体発光素子の点灯装置と、この点灯装置から電流を供給される半導体発光素子を具備する照明器具。
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