JP2011227038A - 物理量センサ - Google Patents

Abstract

【課題】高精度の物理量検出信号を得ることを可能とした物理量センサを提供する。
【解決手段】外部から印加された物理量を電気信号に変換する振動子２０と、振動子を発振させる発振回路３０と、振動子からの被検波信号を発振回路からの検波信号に基づいて検波する検波回路６０を有する物理量センサ１００において、検波回路の前段で発振回路からの検波信号及び振動子からの被検波信号の何れか一方の信号をΔΣ変調し且つ変調信号Ｖ２６を出力するΔΣ変調器７０と、出力電圧が可変な可変電圧源と、可変電圧源の出力電圧を制御する制御部を更に有し、ΔΣ変調器は出力電圧を基準として作成されたフィードバック信号Ｖ２２を用いてΔΣ変調を行うことを特徴とする物理量センサ。
【選択図】図３

Description

本発明は、ΔΣ変調を適用した物理量センサに関する。

カーナビゲーション・システムやロボットの姿勢制御等を行うための物理量センサとして、圧電振動素子を用いたジャイロセンサが知られている（例えば、特許文献１参照）。

図１は、従来のジャイロセンサの一例を示す図である。

図１に示すように、ジャイロセンサ１は、検出電極５及び６を有する水晶振動子２を含む発振回路３と、検出電極５及び６の検出信号に基づいてコリオリの力を検出する検出回路１０とによって構成される。検出電極５及び６は、水晶振動子２の検出用枝に形成されており、発振回路３からは水晶振動子２の駆動用枝に形成された駆動電極からの出力に基づいて２値化処理を行い、矩形波である検波クロックＣＬが出力される。

水晶振動子２は、発振回路３によって一定振幅で発振が継続されているが、このとき、水晶振動子２が角速度ωで回転されたとすると、水晶振動子２の駆動用枝の振動方向に対して直角な方向に角速度ωに比例したコリオリの力Ｆが働く。このコリオリの力Ｆによる応力によって、水晶振動子２は、駆動周波数に等しい周波数で振動が励起され、この振動によって検出用枝に形成された検出電極５及び６に圧電歪効果による電荷が発生する。

この発生した電荷により、検出電極５及び６に微小な逆相の電流である検出電流Ｉ１及びＩ２が流れる。検出回路１０のＩ／Ｖ変換回路１１及び１２は、この検出電流Ｉ１及びＩ２をそれぞれ電流電圧変換して検出電圧Ｖ１０及びＶ１１を出力し、差動増幅器１３は、検出電圧Ｖ１０とＶ１１の差分を増幅して差動出力Ｖ１２を出力する。同期検波回路１４は、差動出力Ｖ１２を入力して発振回路３から出力される矩形波である検波クロックＣＬのタイミングに合わせて同期検波を行い、検波出力Ｖ１３を出力する。ＬＰＦ（ローパスフィルタ）１５は、検波出力Ｖ１３の交流成分をカットし、角速度に応じた直流電圧である角速度検出信号Ｖ１４を出力する。

図２は、同期検波回路１４における信号例を示す図である。

図２（ａ）は差動増幅器１３の差動出力Ｖ１２が同期検波回路１４に入力された場合を示し、図２（ｂ）は差動出力Ｖ１２の２倍の周期のノイズ１が同期検波回路１４に入力された場合を示し、図２（ｃ）は差動出力Ｖ１２の３倍の周期のノイズ２が同期検波回路１４に入力された場合を示している。

図２（ａ）に示すように、差動出力Ｖ１２は、検波クロックＣＬで検波されて、検波出力Ｖ１３を出力し、ＬＰＦ１５で交流成分がカットされ、所定の値を有する直流電圧である角速度検出信号Ｖ１４として出力される。

図２（ｂ）に示すように、差動出力Ｖ１２の２倍の周期のノイズ１が同期検波回路１４に入力された場合には、検波クロックＣＬによって検波されるが、同期検波出力Ｖ１３が上下対称の波形となるため、ＬＰＦ１５で交流成分がカットされると、ＬＰＦ１５の出力はＯ（ゼロ）となり、角速度検出信号Ｖ１４に悪影響は及ぼさない。しかしながら、図２（ｃ）に示すように、差動出力Ｖ１２の３倍の周期のノイズ２が同期検波回路１４に入力された場合には、検波クロックＣＬによって検波されると、同期検波出力Ｖ１３が上下非対称の波形となるため、ＬＰＦ１５で交流成分がカットされても、直流成分が残り、角速度検出信号Ｖ１４にノイズ成分が残ってしまう。なお、図２（ｃ）は差動出力Ｖ１２の３倍の周期のノイズについて説明しているが、差動出力Ｖ１２の奇数倍の高調波ノイズについても同様の問題がある。

即ち、検波信号に重畳された高調波ノイズが、同期検波回路に入力されると、角速度検出信号にノイズの影響が反映されてしまうという不具合があった。

特開２００７−５７３４０（図９）

そこで、本発明は、上記の問題点を解決することを目的とした物理量センサを提供することを目的とする。

また、本発明は、高精度の物理量検出信号を得ることを可能とした物理量センサを提供することを目的とする。

さらに、本発明は、高精度の角速度検出信号を得ることを可能とした物理量センサを提供することを目的とする。

本発明に係る物理量センサは、外部から印加された物理量を電気信号に変換する振動子と、振動子を発振させる発振回路と、振動子からの被検波信号を発振回路からの検波信号に基づいて検波する検波回路を有し、検波回路の前段で発振回路からの検波信号及び振動子からの被検波信号の何れか一方の信号をΔΣ変調し且つ変調信号を出力するΔΣ変調器と、出力電圧が可変な可変電圧源と、可変電圧源の出力電圧を制御する制御部を更に有し、ΔΣ変調器は出力電圧を基準として作成されたフィードバック信号を用いてΔΣ変調を行うことを特徴とする。

ジャイロセンサは、振動子と、振動子を発振させる発振回路と、発振回路からの検波信号及び振動子からの被検波信号の何れか一方の信号をΔΣ変調するΔΣ変調器と、発振回路からの検波信号及び振動子からの被検波信号の他方の信号をΔΣ変調器の出力信号に基づいて検波する検波回路と、検波回路の出力信号の交流成分を除去するローパスフィルタを有することを特徴とする。

また、ジャイロセンサでは、検波回路は、振動子からの被検波信号及び被検波信号の反転信号の何れか一方を、ΔΣ変調器の出力信号に基づいて出力する第１スイッチング回路を更に有することが好ましい。

さらに、ジャイロセンサでは、定電圧源と、定電圧源からの電圧信号及び電圧信号の反転信号の何れか一方を、ΔΣ変調器の出力信号に基づいて出力する第２スイッチング回路を更に有し、ΔΣ変調器は、第２スイッチング回路の出力信号を、フィードバック信号として用いることが好ましい。

本発明に係る物理量センサでは、基準電圧を可変とすることで、物理量センサに可変利得増幅機能（感度補償機能）を持たせることが可能となった。さらに、専用の可変利得増幅回路がは不要であるので、専用回路による雑音の発生や回路規模の増大といった不具合を防止することが更に可能となった。

本発明に係る物理量センサでは、振動子の周囲温度を検出し、検出結果に基づいて基準電圧を可変とすることで、物理量センサに温度補償機能を持たせることが可能となった。

ジャイロセンサでは、発振回路からの検波信号及び振動子からの被検波信号の何れか一方の信号をΔΣ変調した変調信号を用いて、発振回路からの検波信号及び前記振動子からの被検波信号の他方の信号の検波を行っているため、検波する信号に重畳された高調波による影響を受けず、高精度の角速度検出信号を得ることが可能となった。

また、ジャイロセンサでは，定電圧源を用いてフィードバック信号を生成することにより、電源電圧変動の影響を受けない角速度検出信号を得ることができる。

従来のジャイロセンサの一例を示す図である。 図１に示すジャイロセンサの同期検波回路１４における信号例を示す図である。 本発明に係る物理量センサをジャイロセンサ１００を例にして示した図である。 水晶振動子と各種電極との接続状態とを示す図である。 ジャイロセンサ１００における信号例を示す図である。 本発明に係る物理量センサに適用可能な加速度センサ用の素子例を示す図である。 図６に示す素子１２０と各種電極との接続状態を示す図である。 本発明に係る物理量センサを更に他のジャイロセンサ２００を例にして示した図である。 本発明に係る物理量センサを更に他のジャイロセンサ２０１を例にして示した図である。 本発明に係る物理量センサを更に他のジャイロセンサ２０２を例にして示した図である。

以下図面を参照して、本発明に係る物理量センサについて説明する。但し、本発明の技術的範囲はそれらの実施の形態に限定されず、特許請求の範囲に記載された発明とその均等物に及ぶ点に留意されたい。

図３は、本発明に係る物理量センサをジャイロセンサ１００を例にして示した図である。

ジャイロセンサ１００は、発振回路３０及び検出回路５０を含み、検出回路５０は、角速度検出信号Ｖ２８を出力するよう構成されている。

発振回路３０は、水晶振動子２０、Ｉ／Ｖ変換回路３７、ＬＰＦ３８、自動利得制御回路（以下、ＡＧＣと言う）３９、利得可変増幅器（以下、ＶＧＡと言う）４０、位相回路４５等を含んで構成されている。

図４は、水晶振動子と各種電極との接続状態とを示す図である。

水晶振動子２０は、二つの駆動用枝２０ａ、２０ｂと一つの検出用枝２０ｃの３本の枝を有する三又振動子である。駆動用枝２０ａ、２０ｂには対となる駆動電極２３、２４が形成されている。水晶振動子２０は、駆動電極２３に印加される交流の駆動電圧Ｖｏｕｔによって励振し、駆動電極２４から交流の出力電流Ｉｏｕｔが出力される。なお、水晶振動子２０の構造は、図４に示す三又振動子には限定されず、例えば、他の形状の三又振動子、二又の音叉型振動子等を利用することも可能である。また、振動子の材料は水晶に限定されず、ＰＺＴなど他の圧電材料を用いても良い。

駆動電極２３は、駆動用枝２０ａの対向する２面に形成される駆動電極２３ａ、２３ｂと、駆動用枝２０ｂの対向する２面に形成される駆動電極２３ｃ、２３ｄを含んでいる。また、駆動電極２４は、駆動用枝２０ａの対向する他の２面に形成される駆動電極２４ａ、２４ｂと、駆動用枝２０ｂの対抗する他の２面に形成される駆動電極２４ｃ、２４ｄを含んでいる。駆動電極２３ａ、２３ｂ、２３ｃ、２３ｄはそれぞれ電気的に接続されて駆動電極２３として外部と接続され、駆動電極２４ａ、２４ｂ、２４ｃ、２４ｄもそれぞれ電気的に接続されて駆動電極２４として外部と接続される。

検出用枝２０ｃには、対となる検出電極２５、２６が形成されている。検出電極２５は、検出用枝２０ｃの対向する面の一部に形成される検出電極２５ａ、２５ｂを含んでいる。また、検出電極２６は、検出用枝２０ｃの対向する面の一部に形成される検出電極２６ａ、２６ｂを含んでいる。検出電極２５ａ、２５ｂはそれぞれ電気的に接続されて検出電極２５として外部と接続され、また検出電極２６ａ、２６ｂもそれぞれ電気的に接続されて検出電極２６として外部と接続される。

発振回路３０のＩ／Ｖ変換回路３７は、水晶振動子２０の一方の駆動電極２４から流れ出す出力電流Ｉｏｕｔを入力として、交流信号Ｖ１を出力する。ＬＰＦ３８は、交流信号Ｖ１を入力として、フィルタ出力信号Ｖ２を出力する。ＡＧＣ３９は、交流信号Ｖ１を入力して、所定の基準電圧と比較し、制御電圧Ｖ５を出力する。ＶＧＡ４０は、フィルタ出力信号Ｖ２を入力として、制御信号Ｖ５に基づいて、駆動電圧Ｖｏｕｔを出力し、水晶振動子２０の駆動電極２３に印加する。

位相回路４５は、被検波信号である電流Ｉ１及びＩ２の位相と、検波信号Ｖ９との位相差が０°となるように、交流信号Ｖ１の位相を調整して、検波信号Ｖ９を出力する。なお、位相回路４５は、駆動電圧Ｖｏｕｔに基づいて検波信号Ｖ９を出力するようにしても良い。

発振回路３０の上記構成によって、水晶振動子２０は駆動電圧Ｖｏｕｔによって駆動され、自励発振が継続される。そして、水晶振動子２０が発振を継続すると、駆動用枝２０ａ、２０ｂは矢印Ｘ方向（図４参照）に振動し、また、検出用枝２０ｃも駆動用枝２０、２０ｂに同期して矢印Ｘ方向に振動する。

検出回路５０は、Ｉ／Ｖ変換回路５１及び５２、差動増幅器５３、検波回路６０、基準電源（不図示）と接続された第２バッファ６５及び第２反転増幅器６６、第２バッファ６５及び第２反転増幅器６６の出力を切り替える第２スイッチ６７、スイッチ制御部６８、ΔΣ変調器７０、ＬＰＦ８０等から構成される。

検波回路６０は、差動増幅器５３と接続された第１バッファ６１及び第１反転増幅器６２、第１バッファ６１及び第１反転増幅器６２の出力を切り替える第１スイッチ６３を含んで構成される。また、ΔΣ変調器７０は、加算器７１、ループフィルタ７２、Ａ／Ｄ変換器７３、Ｄ／Ａ変換器７４等を含んで構成される。なお、Ａ／Ｄ変換器は１ビットでもよく、その場合には、Ｄ／Ａ変換器７４が無くとも良い。図５では、Ａ／Ｄ変換器が１ビットの場合の波形について示している。

水晶振動子２０は、発振回路３０によって一定振幅で発振が継続されているが、このとき、水晶振動子２０が角速度ωで回転されたとすると、水晶振動子２０の駆動用枝２０ａ、２０ｂの振動方向（Ｘ方向）に対して直角なＺ方向に角速度ωに比例したコリオリの力Ｆが働く（図４参照）。このコリオリの力Ｆは、Ｆ＝２・ｍ・ω・Ｖで表され、ｍは水晶振動子２０の駆動用枝２０ａ、２０ｂ又は検出用枝２０ｃの等価質量であり、Ｖは駆動周波数ｆ０（Ｈｚ）で振動する速度である。このコリオリの力Ｆによる応力によって、水晶振動子２０は、Ｚ方向に駆動周波数に等しい周波数で振動が励起され、この振動によって検出用枝に形成された検出電極２５及び２６に圧電歪効果による電荷が発生する。

この発生した電荷により、検出電極２５及び２６に微小な逆相の電流である検出電流Ｉ１及びＩ２が流れる。検出回路５０のＩ／Ｖ変換回路５１及び５２は、この検出電流Ｉ１及びＩ２をそれぞれ電流電圧変換して検出電圧Ｖ１０及びＶ１１を出力し、差動増幅器５３は、検出電圧Ｖ１０及びＶ１１の差分を増幅して差動出力Ｖ１２を出力する。

検波回路６０の第１バッファ６１は、差動出力Ｖ１２を入力として、差動出力と同じ出力Ｖ２０を出力し、第１反転増幅器６２は、差動出力Ｖ１２が反転した出力Ｖ２１を出力する。同様に、第２バッファ６５は、基準電源からの基準電圧信号（Ｖｓｔｄ）を入力として、基準電圧信号と同じ信号を出力し、第２反転増幅器６６は、基準電圧信号が反転した信号を出力する。

第２スイッチ６７の出力は、Ｄ／Ａ変換器７４に入力され、アナログ信号Ｖ２３に変換されて加算器７０へ入力される。加算器７１では、発振回路３０の位相回路４５から出力される検波信号Ｖ９から、アナログ信号Ｖ２３が減算され、減算出力信号Ｖ２４が出力される。ループフィルタ７２は、減算出力信号Ｖ２４を入力とし、これを積分してフィルタ出力信号Ｖ２５を出力する。Ａ／Ｄ変換器７３は、フィルタ出力信号Ｖ２５をデジタル信号Ｖ２６に変換して出力する。

スイッチ制御部６８は、デジタル信号Ｖ２６がＨｉｇｈの場合には、第１スイッチ６３を制御して第１バッファ６１からの出力Ｖ２０を出力するように制御し、且つ第２スイッチ６７を制御して第２バッファ６５からの信号が出力されるように制御する。また、スイッチ制御部６８は、デジタル信号Ｖ２６がＬｏｗの場合には、第１スイッチ６３を制御して第１反転増幅器６２からの出力Ｖ２１を出力するように制御し、且つ第２スイッチ６７を制御して第２反転増幅器６６からの出力が出力されるように制御する。

図５は、ジャイロセンサ１００における信号例を示す図である。

図５（ａ）に示すように、第１バッファ６１の出力Ｖ２０を実線で、第１反転増幅器６２の出力２１を点線で記載している。なお、出力Ｖ２０は、差動増幅器５３の差動出力Ｖ１２と同じ電圧波形を示しており、水晶振動子２０の検査用枝２０ｃからの信号に基づく被検波信号に相当する。

ΔΣ変調器７０では、Ａ／Ｄ変換器７３の出力を制御信号として、元となる検波信号Ｖ９より充分高速に第２スイッチ６７を切り替え、その出力Ｖ２２をＤ／Ａ変換器７４によりアナログ信号に変換してＤ／Ａ変換器出力信号Ｖ２３を生成している。さらに、加算器７１において検波信号Ｖ９とＤ／Ａ変換器７４の出力Ｖ２３とを比較し、その差をループフィルタ７２で積算し、Ａ／Ｄ変換器７３にフィードバックしている。

このように、ΔΣ変調器７０は、発振回路３０の位相回路４５から出力される検波信号Ｖ９から、ΔΣ変調されたデジタル信号Ｖ２６（図５（ｂ）参照）を生成している。なお、デジタル信号Ｖ２６がＨｉｇｈの場合の電圧値は、基準電源の電圧Ｖｓｔｄにほぼ等しい。スイッチ制御部６８は、Ａ／Ｄ変換器７３の出力であるデジタル信号Ｖ２６に基づいて、第１スイッチ６３のスイッチングを行っているが、これは、デジタル信号Ｖ２６を用いて、被検波信号である差動信号Ｖ１２を同期検波していることに相当する。ＬＰＦ８０は、第１スイッチ６３の出力信号Ｖ２７（図５（ｃ）参照）の交流成分を除去し、角速度に応じた直流電圧である角速度検出信号Ｖ２８（図５（ｄ）参照）を出力する。

ここで、Ａ／Ｄ変換器７３の出力であるデジタル信号Ｖ２６は、被検波信号Ｖ９をデジタル信号に変換したものであって、被検波信号Ｖ９と、Ａ／Ｄ変換器７３のサンプリング周波数以外の特定の周波数成分を有していない。したがって、図２（ｃ）で説明したように、Ｖ９の奇数倍の高調波が検波信号に重畳されていた場合であっても、角速度検出信号Ｖ２８に及ぼす影響が極めて少ない。

なお、検出回路５０の回路構成より、以下の式が成立しているものと考えられる。
（（ＬＶ９−ＬＶ２２・ＤＡ）・ＬＦ＋Ｅ）・ＬＶｓｔｄ＝ＬＶ２２
したがって、
ＬＶ２２＝ＬＶ９・ＬＦ・Ｖｓｔｄ／（１＋ＤＡ・ＬＦ・Ｖｓｔｄ）＋Ｅ・Ｖｓｔｄ／（１＋ＤＡ・ＬＦ・Ｖｓｔｄ）
ここで、ループフィルタ７２の伝達関数をＩＦ、Ｄ／Ａ変換器７３の伝達関数をＤＡ、Ａ／Ｄ変換器７３での量子化ノイズをｅ、量子化ノイズｅをラプラス変換したものをＥとする。第１スイッチ６３の出力信号Ｖ２７をラプラス変換したものをＬＶ２７、第２スイッチ６７の出力信号Ｖ２２をラプラス変換したものをＬＶ２２、差動信号Ｖ１２をラプラス変換したものをＬＶ１２、検波信号Ｖ９をラプラス変換したものをＬＶ９とする。

上記において、ＤＡ・ＬＦ・Ｖｓｔｄ＞＞１となるように設定しておけば、ＬＶ２２≒ＬＶ９／ＤＡであり、ＤＡ≒１と考えれば、以下の式（１）の関係が成り立つ。
ＬＶ２２≒ＬＶ９ （１）

さらに、検波回路６０と、基準電源に接続された第２バッファ６５、第２反転増幅器６６及び第２スイッチ６７の回路の類似性より、ＬＶ１２とＬＶ２７との関係と、ＶｓｔｄとＬＶ２２との関係が同じであることは明らかであるので、以下の式（２）の関係が成り立つ。
ＬＶ２７＝ＬＶ１２・ＬＶ２２／Ｖｓｔｄ （２）

式（１）及び（２）から、以下の式（３）の関係が成り立つ。
ＬＶ２７＝ＬＶ９・ＬＶ１２／Ｖｓｔｄ （３）
即ち、検出回路５０の第１スイッチ６３の出力信号Ｖ２７は、被検波信号である差動信号１２と検波信号９との積と比例していることが理解できる。

上記のジャイロセンサ１００では、同期検波を行う際、ΔΣ変調器７０によって、検波信号Ｖ９をデジタル信号に変換したものを利用して同期検波を行っているので、高調波、例えば、外部からの周期的機械振動に起因するもの等によって、角速度検出信号Ｖ２８に誤差が生じるのを防止することが可能となる。また、第１スイッチ６３のスイッチングを利用して検波を行っていることから、ジャイロセンサ１００全体をＣＭＯＳ回路で実現できるという利点もある。

また、ジャイロセンサ１００では、ΔΣ変調器７０を利用しているが、ΔΣ変調では、ループフィルタ７２を適切に設定することにより、量子化ノイズを高周波側に押し出し、低周波側のノイズを低減することができる（ノイズシェービング）。したがって、ジャイロセンサにおいて重要な検波後の低周波成分に重畳される、Ａ／Ｄ変換器７３の量子化ノイズを低く抑えることができるという利点もある。

図６は、本発明に係る物理量センサに適用可能な加速度センサ用の素子例を示す図である。

図６に示す素子１２０は、第１音叉型水晶振動子１２１、第２音叉型水晶振動子１２２、及び結合子１２３から構成される。駆動側である第１音叉型水晶振動子１２１は、第１駆動用枝１２１ａ及び第２駆動用枝１２１ｂを有し、検出側である第２音叉型水晶振動子１２２は、第１検出用枝１２２ａ及び第２検出用枝１２２ｂを有している。

第１音叉型水晶振動子１２１の駆動電極に交流電圧を加えて、第１駆動用枝１２１ａ及び第２駆動用枝１２１ｂをＹ´軸周りに変位する互いに逆相の捩れ振動を持続させる。この時、ＸＹ平面に対して面対称な±Ｚ軸方向に加速度が生じると、第１駆動用枝１２１ａ及び第２駆動用枝１２１ｂにはコリオリの力によって他のモードの振動が発生する。発生した振動は、結合子１２３を介して検出側である第２音叉型水晶振動子１２２に伝播する。伝播した振動によって、第２音叉型水晶振動子１２２の第１検出用枝１２２ａ及び第２検出用枝１２２ｂにＹ´軸周りに変位する互いに逆相の捩れ振動が発生する。この振動によって発生した交流信号を検出することによって生じた加速度に対応した加速度信号を得ることが可能となる。

図７は、図６に示す素子１２０と各種電極との接続状態を示す図である。

第１音叉型水晶振動子１２１の第１駆動用枝１２１ａには、そのＺ´軸方向から見て表面に形成された外側駆動用電極１２４ａ、中側駆動用電極１２４ｂ及び内側駆動用電極１２４ｃと、そのＺ´軸方向から見て裏面に形成された外側駆動用電極１２４ｄ、中側駆動用電極１２４ｅ及び内側駆動用電極１２４ｆとが形成されている。また、第１音叉型水晶振動子１２１の第２駆動用枝１２１ｂには、そのＺ´軸方向から見て表面に形成された外側駆動用電極１２５ｃ、中側駆動用電極１２５ｂ及び内側駆動用電極１２５aと、そのＺ´軸方向から見て裏面に形成された外側駆動用電極１２５ｆ、中側駆動用電極１２５ｅ及び内側駆動用電極１２５ｄとが形成されている。

電極１２４ａ、１２４ｃ、１２４ｅ、１２５ｂ、１２５ｄ及び１２５ｆがそれぞれ電気的に接続されて駆動電極２３として外部と接続されるように構成されている。また、電極１２４ｂ、１２４ｄ、１２４ｆ、１２５ａ、１２５ｃ及び１２５ｅがそれぞれ電気的に接続されて駆動電極２４として外部と接続されるように構成されている。

第２音叉型水晶振動子１２２の第１検出用枝１２２ａには、そのＺ´軸方向から見て表面に形成された電極１２６ａ、裏面に形成された電極１２６ｃ及び両側面に形成された電極１２６ｂ及び１２６ｄを有している。また、第２音叉型水晶振動子１２２の第２検出用枝１２２ｂには、そのＺ´軸方向から見て表面に形成された電極１２７ａ、裏面に形成された電極１２７ｃ及び両側面に形成された電極１２７ｂ及び１２７ｄを有している。

電極１２６ｂ、１２６ｄ、１２７ａ及び１２７ｃがそれぞれ電気的に接続されて検出電極２５として外部と接続されるように構成されている。電極１２６ａ、１２６ｃ、１２７ｂ及び１２７ｄがそれぞれ電気的に接続されて検出電極２６として外部と接続されるように構成されている。

図３に示す様な発振回路３０から、所定の交流電圧Ｖｏｕｔを図７に示す駆動電極２３及び２４に印加することによって、第１駆動用枝１２１ａ及び第２駆動用枝１２１ｂをＹ´軸周りに変位する互いに逆相の捩れ振動を持続させることが可能となる。この時、発振回路３０の位相回路４５から出力される電圧（Ｖ９相当）、検出用の第２音叉型水晶振動子１２２と接続されている検出電極２５及び２６から出力される電流（Ｉ１及びＩ２相当）を検出回路５０に入力することによって、検出回路５０の出力Ｖ２８から、素子１２０に加わった加速度に対応する信号を出力することができる。このように、図３〜図５に示したジャイロセンサ１００に適用した本発明に係る物理量検出センサの構成は、加速度センサにも適用可能である。なお、図６及び図７に加速度センサを構成する素子として示した素子１２０は一例であってそれに限定されるものではない。

図８は、本発明に係る物理量センサを他のジャイロセンサ２００を例にして示した図である。

図８に示すジャイロセンサ２００おいて、図３と同じ構成には同じ番号を付して説明を省略する。図３に示すジャイロセンサ１００と図８に示すジャイロセンサ２００との差異は、ジャイロセンサ１００の検出回路５０の基準電圧信号（Ｖｓｔｄ）の代わりに、一定の電圧ではなく可変電圧を出力することができる電源回路２２０を含む検出回路２１０を有している点のみである。

電源回路２２０は、基準電源と接続されたデジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ）９０、ＤＡＣ９０の出力を設定するための設定信号を出力する制御回路９１、複数の設定データを記憶したメモリ９２等を含んで構成されている。

図３に示すジャイロセンサ１００では、上述したように、ＬＰＦ８０において、出力信号Ｖ２７の交流成分を除去したものが角速度検出信号Ｖ２８であること及び上記の式（３）より、角速度検出信号Ｖ２８、被検波信号Ｉ１に対応した電圧Ｖ１０、被検波信号Ｉ２に対応した電圧Ｖ１１、検波信号Ｖ９、及び基準電圧信号（Ｖｓｔｄ）の関係は以下の式（４）の様に表わすことができる。
Ｖ２８＝（Ｖ１１−Ｖ１０）Ｖ９／Ｖｓｔｄ （４）

式（４）より、ジャイロセンサ２００において、基準電圧信号（Ｖｓｔｄ）の代わりにＤＡＣ９０の出力電圧Ｖ３０を用い、その値を可変することによって、角速度検出信号Ｖ２８のゲイン調整を行うことが可能となる。具体的には、出力電圧Ｖ３０を高く設定すれば、角速度検出信号Ｖ２８は低い値を有することとなり、出力電圧Ｖ３０を低く設定すれば、角速度検出信号Ｖ２８は高い値を有することとなる。

ところで、水晶振動子２０には個体差が存在するため、出力される角速度検出信号Ｖ２８の値に差が生じる。そこで、予想される水晶振動子の特性の個体差を補償できるように、出力電圧Ｖ３０の出力範囲を設計しておく。そして、ジャイロセンサ１００に搭載された水晶振動子２０の特性が分かった段階で、メモリ９２を書き換えて出力電圧Ｖ３０を切り替えることで、予想される水晶振動子の特性の個体差を補償する。メモリ９２へ書き込む値は、水晶振動子２０単体の特性から決定してもよいし、角速度検出信号Ｖ２８の測定結果から決定してもよい。いずれにしろ、制御回路９１は、入力されたタイプに応じて、ジャイロセンサ１００に搭載された水晶振動子２０のタイプに合った最適な出力電圧３０を出力すべく、ＤＡＣ９０を制御することとなる。

上記のような電源回路２２０によって、水晶振動子２０の固体差に拘らず、ほぼ一定の角速度検出信号Ｖ２８を出力することが可能となった。即ち、電源回路２２０は、検出回路２１０に対して可変利得増幅機能（感度補償機能）を持たせる働きをしているが、専用の可変利得増幅回路が不要であるので、専用回路による雑音の発生や回路規模の増大といった不具合を防止することができるという更なる利点がある。

図９は、本発明に係る物理量センサを更に他のジャイロセンサ２０１を例にして示した図である。

図９に示すジャイロセンサ２０１おいて、図３と同じ構成には同じ番号を付して説明を省略する。図３に示すジャイロセンサ１００と図９に示すジャイロセンサ２０１との差異は、ジャイロセンサ１００の検出回路５０の基準電圧信号（Ｖｓｔｄ）の代わりに、一定の電圧ではなく可変電圧を出力することができる電源回路２２１を含む検出回路２１１有している点のみである。

電源回路２２１は、基準電源と接続されたデジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ）９０、ＤＡＣ９０の出力を設定するための設定信号を出力する制御回路９１、水晶振動子２０の周囲温度を検出して、検出した温度に対応した温度信号を出力する温度センサ９３等を含んで構成されている。

ところで、水晶振動子２０は、温度特性を有しているため、周囲温度が変化すると、それに応じて出力される角速度検出信号Ｖ２８の値も変化する。そこで、温度センサ９３からの出力に応じて、制御回路９１がＤＡＣ９０の出力を可変するように制御する。

上記のような電源回路２２１によって、水晶振動子２０の温度特性に拘らず、ほぼ一定の角速度検出信号Ｖ２８を出力することが可能となった。即ち、電源回路２２１は、検出回路２１１に対して温度補償機能を持たせる働きをしている。

図１０は、本発明に係る物理量センサを更に他のジャイロセンサ２０２を例にして示した図である。

図１０に示すジャイロセンサ２０２おいて、図３と同じ構成には同じ番号を付して説明を省略する。図３に示すジャイロセンサ１００と図１０に示すジャイロセンサ２０２との差異は、ジャイロセンサ１００の検出回路５０の基準電圧信号（Ｖｓｔｄ）の代わりに、一定の電圧ではなく可変電圧を出力することができる電源回路２２２を含む検出回路２１２有している点のみである。

電源回路２２２は、基準電源と接続されたデジタルアナログコンバータ（ＤＡＣ）９０、ＤＡＣ９０の出力を設定するための設定信号を出力する制御回路９１、複数の設定データを記憶したメモリ９２、ジャイロセンサ２０２の周囲温度を検出して、検出した温度に対応した温度信号を出力する温度センサ９３等を含んで構成されている。

電源回路２２２では、水晶振動子２０の特性の個体差，および特性の温度依存性を補償するために、水晶振動子の特性に関するデータがメモリ９２に記憶され且つ水晶振動子の温度特性を補償するための温度センサ９３を有している。したがって、電源回路２２２からは、メモリ９２に書き込まれたデータに対応する、水晶振動子２０の特性に応じた電圧を基準に、温度センサ９３からの温度信号による補正が加えられた出力電圧３０が出力されることとなる。なお、水晶振動子の温度特性にも個体差が生じる場合がある。そこで、制御回路９１が、更に、水晶振動子毎の温度特性の個体差を補償するように、温度センサ９３からの温度信号による補正をした出力電圧３０に対して、更に補正を加えるようにしても良い。

上記のような電源回路２２２によって、水晶振動子２０の固体差及び温度特性に拘らず、ほぼ一定の角速度検出信号Ｖ２８を出力することが可能となった。即ち、電源回路２２２は、検出回路２１２に対して可変利得増幅機能（感度補償機能）及び温度補償機能を持たせる働きをしている。

上記のジャイロセンサ１００、２００、２０１及び２０２では、検波信号Ｖ９をΔΣ変調器７０を利用してデジタル信号に変換したものを利用して、被検波信号Ｖ１２を検波するように構成した。しかしながら、被検波信号Ｖ１２をΔΣ変調器７０を利用してデジタル信号に変換したものを利用して、検波信号Ｖ９を検波するように構成しても良い。

更に、上記のジャイロセンサ１００、２００、２０１及び２０２において、検波信号Ｖ９の反転信号をΔΣ変調器７０を利用してデジタル信号に変換したものを利用して、被検波信号Ｖ１２を検波するように構成しも良いし、被検波信号Ｖ１２の反転信号をΔΣ変調器７０を利用してデジタル信号に変換したものを利用して、検波信号Ｖ９を検波するように構成しても良い。

本発明に係る物理量センサは、ジャイロセンサ、加速度センサ等の水晶振動子を利用した物理量を測定するセンサに良好に適用することが可能である。

２０ 水晶振動子
３０ 発振回路
３７ Ｉ／Ｖ変換器
３８ ＬＰＦ
３９ ＡＧＣ
４０ ＶＧＡ
４５ 位相回路
５０、２１０、２１１、２１２ 検出回路
５１、５２ Ｉ／Ｖ変換器
５３ 差動増幅回路
６０ 検波回路
６１ 第１バッファ
６２ 第１反転増幅器
６３ 第１スイッチ
６５ 第２バッファ
６６ 第２反転増幅器
６７ 第２スイッチ
７０ ΔΣ変調器
７１ 加算器
７２ ループフィルタ
７３ Ａ／Ｄ変換器
７４ Ｄ／Ａ変換器
８０ ＬＰＦ
９１ 制御回路
９２ メモリ
９３ 温度センサ
２２０、２２１、２２２ 電源回路

Claims (7)

1. 外部から印加された物理量を電気信号に変換する振動子と、前記振動子を発振させる発振回路と、前記振動子からの被検波信号を前記発振回路からの検波信号に基づいて検波する検波回路と、を有する物理量センサにおいて、
   前記検波回路の前段で、前記発振回路からの検波信号及び前記振動子からの被検波信号の何れか一方の信号をΔΣ変調し、変調信号を出力するΔΣ変調器と、
   出力電圧が可変な可変電圧源と、
   前記可変電圧源の出力電圧を制御する制御部と、を更に有し、
   前記ΔΣ変調器は、前記出力電圧を基準として作成されたフィードバック信号を用いてΔΣ変調を行う、
   ことを特徴とする物理量センサ。
2. 振動子に応じたデータを記憶するメモリを更に有し、
   前記制御部は、前記データに基づいて前記可変電圧源の出力電圧を制御する、請求項１に記載の物理量センサ。
3. 前記振動子の周囲温度を検出するための温度センサを更に有し、
   前記制御部は、前記温度センサの出力に基づいて前記可変電圧源の出力電圧を制御する、請求項１に記載の物理量センサ。
4. 振動子に応じたデータを記憶するメモリと、
   前記振動子の周囲温度を検出するための温度センサを更に有し、
   前記制御部は、前記データ及び前記温度センサの出力に基づいて前記可変電圧源の出力電圧を制御する、請求項１に記載の物理量センサ。
5. 前記検波回路の出力信号の交流成分を除去するローパスフィルタを更に有する、請求項１〜４の何れか一項に記載の物理量センサ。
6. 前記検波回路は、前記振動子からの被検波信号及び前記被検波信号の反転信号の何れか一方を、前記ΔΣ変調器の変調信号に基づいて出力する第１スイッチング回路を更に有する、請求項１〜５の何れか一項に記載の物理量センサ。
7. 前記可変電圧源からの出力電圧及び前記可変電圧源からの出力電圧の反転出力の何れか一方を、前記ΔΣ変調器の変調信号に基づいて出力する第２スイッチング回路を更に有し、
   前記第２スイッチング回路の出力信号をフィードバック信号として用いる、請求項１〜６の何れか一項に記載の物理量センサ。

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