JP2010279214A - Power conversion apparatus - Google Patents

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直哉 中島
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Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial System Corp
東芝三菱電機産業システム株式会社
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a power conversion apparatus that combines a voltage-type converter advantageous in economical efficiency with a parallel resonance circuit capable of controlling a coil voltage. <P>SOLUTION: The conversion apparatus is constituted of a DC power supply 9, the voltage-type converter 5 for converting a direct current of the DC power supply 9 into an alternating current, and an impedance element arranged between the output of the voltage-type converter 5 and the parallel resonance circuit 7 acting as a load. The impedance element contains at least any of a reactor 6 and a transformer 10, and has an inductance value so that an output current of the voltage-type converter 5 at the transient operation is suppressed from becoming excessive. An output frequency of the voltage-type converter 5 almost agrees with a resonance frequency of the parallel resonance circuit 7. <P>COPYRIGHT: (C)2011,JPO&INPIT

Description

本発明は、鋼板を高周波磁界により誘導加熱する用途などに適用される電力変換装置に関する。   The present invention relates to a power conversion device applied to an application of induction heating of a steel plate by a high frequency magnetic field.
従来から、例えば鋼板等の被加熱材料を誘導加熱するために、高周波の交流を出力する電力変換装置が使用されている。この電力変換装置は大別して下記の2種類の構成が用いられてきた。   2. Description of the Related Art Conventionally, a power conversion device that outputs high-frequency alternating current has been used for induction heating of a material to be heated such as a steel plate. This power converter is roughly classified into the following two types.
その一つは、電流形変換器と並列共振回路との組合せ構成である。この場合、鋼板などの材料を加熱するためのコイルと並列に共振用コンデンサを接続して電流形変換器の負荷とする。コイルは、等価的にインダクタンスと抵抗であり、コンデンサと並列共振回路を形成する。そしてコイルのインダクタンス成分に流れる電流の大半は、コンデンサから供給される。電流形変換器は、コイルの抵抗成分に流れる有効電流を主に供給する。電流形変換器としては従来から損失の少ない他励式変換器(負荷転流形変換器)が用いられて来た。(例えば特許文献1参照。)。最近は制御の融通性を考慮して自励式変換器も用いられている。   One of them is a combination configuration of a current source converter and a parallel resonant circuit. In this case, a resonance capacitor is connected in parallel with a coil for heating a material such as a steel plate to serve as a load of the current source converter. The coil is equivalently an inductance and a resistance, and forms a parallel resonance circuit with the capacitor. Most of the current flowing through the inductance component of the coil is supplied from the capacitor. The current source converter mainly supplies an effective current flowing through the resistance component of the coil. Conventionally, a separately excited converter (load commutation type converter) with low loss has been used as a current source converter. (For example, refer to Patent Document 1). Recently, self-excited converters are also used in consideration of control flexibility.
他の一つは電圧形自励式変換器(以降、電圧形変換器と呼称。)と直列共振回路との組合せ構成である。この場合はコイルと直列に共振用コンデンサを接続して電圧形変換器の負荷とする(例えば特許文献2参照。)。   The other is a combination configuration of a voltage source self-excited converter (hereinafter referred to as a voltage source converter) and a series resonant circuit. In this case, a resonance capacitor is connected in series with the coil to serve as a load of the voltage source converter (see, for example, Patent Document 2).
特開2005−317223号公報(第3−5頁、第1図)Japanese Patent Laying-Open No. 2005-317223 (page 3-5, FIG. 1) 特開2003−230280号公報(第3−5頁、第1図)Japanese Patent Laid-Open No. 2003-230280 (page 3-5, FIG. 1)
近年、産業用として使用されるインバータの大半は電圧形変換器であり、IGBTなどの半導体デバイスは、電圧形変換器を前提に設計され、逆並列ダイオードとIGBTが一体になったモジュール構成が多く市販されている。したがって、電流形変換器を製作するには特殊な半導体デバイスを使用する必要がある。あるいは、IGBTとダイオードの2つの部品を直列接続して使う必要がある。前者の場合、特殊な仕様となるので、納期が長くかかり、コストも高くなる恐れがある。また、後者の場合は変換器の用品点数が増加し、コストが高くなる恐れがある。   In recent years, most inverters used for industrial use are voltage-type converters, and semiconductor devices such as IGBTs are designed on the assumption of voltage-type converters and have many module configurations in which antiparallel diodes and IGBTs are integrated. It is commercially available. Therefore, it is necessary to use a special semiconductor device to manufacture the current source converter. Alternatively, it is necessary to use two parts, IGBT and diode, connected in series. In the case of the former, since it is a special specification, it takes a long time for delivery and there is a risk that the cost will also increase. In the latter case, the number of articles for the converter increases, which may increase the cost.
一方、直列共振回路を用いると、回路中の加熱コイル電圧が高くなり、塵埃などの多い工場環境での絶縁上の問題が生じる恐れがある。   On the other hand, when a series resonance circuit is used, the heating coil voltage in the circuit becomes high, which may cause an insulation problem in a factory environment with a lot of dust.
本発明は上記に鑑みて為されたものであり、用品の入手性と経済性で有利な電圧形変換器とコイル電圧の制御が可能な並列共振回路を組み合わせることのできる電力変換装置を提供することを目的とする。   The present invention has been made in view of the above, and provides a power conversion device capable of combining a voltage-type converter that is advantageous in terms of availability of goods and economy and a parallel resonant circuit capable of controlling coil voltage. For the purpose.
上記目的を達成するために、本発明の電力変換装置は、直流電源と、この直流電源の直流を交流に変換する電圧形変換器と、この電圧形変換器の出力と、負荷である並列共振回路の間に設けられたインピーダンス素子とを具備し、前記インピーダンス素子は、少なくともリアクトル及び変圧器の何れかを含むものであると共に、過渡運転時の前記電圧形変換器の出力電流が過大とならないインダクタンス値を有し、前記電圧形変換器の出力周波数を、前記並列共振回路の共振周波数とほぼ一致させるようにしたことを特徴としている。   In order to achieve the above object, a power conversion device according to the present invention includes a DC power supply, a voltage source converter that converts DC of the DC power source into AC, an output of the voltage source converter, and a parallel resonance that is a load. An impedance element provided between the circuits, the impedance element including at least one of a reactor and a transformer, and an inductance value at which an output current of the voltage source converter during transient operation is not excessive. And the output frequency of the voltage source converter is made to substantially coincide with the resonance frequency of the parallel resonance circuit.
この発明によれば、経済性で有利な電圧形変換器とコイル電圧の制御が可能な並列共振回路を組み合わせることのできる電力変換装置を提供することが可能となる。   According to the present invention, it is possible to provide a power converter capable of combining a voltage-type converter advantageous in terms of economy and a parallel resonant circuit capable of controlling a coil voltage.
本発明の実施例1に係る電力変換装置の回路構成図。The circuit block diagram of the power converter device which concerns on Example 1 of this invention. 実施例1説明用の回路構成図。FIG. 2 is a circuit configuration diagram for explaining the first embodiment. 本発明における有効電力制御の基本動作の説明図。Explanatory drawing of the basic operation | movement of active power control in this invention. 本発明の実施例2に係る電力変換装置の回路構成図。The circuit block diagram of the power converter device which concerns on Example 2 of this invention. 実施例2の動作説明図。FIG. 6 is an operation explanatory diagram of the second embodiment. 本発明の実施例3に係る電力変換装置の回路構成図。The circuit block diagram of the power converter device which concerns on Example 3 of this invention. 実施例3の動作説明図。FIG. 9 is an operation explanatory diagram of Embodiment 3. 本発明の実施例4に係る電力変換装置の回路構成図。The circuit block diagram of the power converter device which concerns on Example 4 of this invention. 本発明の実施例5に係る電力変換装置の回路構成図。The circuit block diagram of the power converter device which concerns on Example 5 of this invention. 本発明の実施例6に係る電力変換装置の回路構成図。The circuit block diagram of the power converter device which concerns on Example 6 of this invention. 本発明の実施例7に係る電力変換装置の回路構成図。The circuit block diagram of the power converter device which concerns on Example 7 of this invention. 本発明の実施例8に係る電力変換装置の回路構成図。The circuit block diagram of the power converter device which concerns on Example 8 of this invention.
以下、図面を参照して本発明の実施例について説明する。   Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
以下、図1乃至図3を参照して本発明の実施例1に係る電力変換装置を説明する。   Hereinafter, with reference to FIG. 1 thru | or FIG. 3, the power converter device which concerns on Example 1 of this invention is demonstrated.
図1は本発明の実施例1に係る電力変換装置の回路構成図である。図1において、交流電源1から供給される交流電圧は、変圧器2を介して整流器3に与えられる。整流器3によって交流が直流に変換され、直流コンデンサ4によって直流電圧は平滑されて電圧形変換器5に与えられる。電圧形変換器5の出力は、リアクトル6を介して並列共振回路7に接続されている。並列共振回路7は、コイルを等価的に表わすリアクトル7Aとこれに並列に接続されたコンデンサ7Bで構成される。実際にはこの並列共振回路7は加熱するための有効電力を生じさせる抵抗分が含まれるが、以下の説明を簡単にするためこの抵抗分を省略する。   FIG. 1 is a circuit configuration diagram of a power conversion apparatus according to Embodiment 1 of the present invention. In FIG. 1, an AC voltage supplied from an AC power source 1 is applied to a rectifier 3 via a transformer 2. The rectifier 3 converts alternating current into direct current, and the direct current capacitor 4 smoothes the direct current voltage and applies it to the voltage source converter 5. The output of the voltage source converter 5 is connected to the parallel resonance circuit 7 via the reactor 6. The parallel resonant circuit 7 includes a reactor 7A equivalently representing a coil and a capacitor 7B connected in parallel thereto. Actually, the parallel resonant circuit 7 includes a resistance component that generates active power for heating, but this resistance component is omitted for the sake of simplicity of the following description.
電圧形変換器5はゲート回路8から与えられるゲートパルスによって内部のスイッチング素子がオンオフ制御されており、その出力周波数はほぼ並列共振回路7の共振周波数と同一となっている。ここでほぼという意味は以下に示す通りである。電圧形変換器5が並列共振回路7の電圧位相に従って制御される所謂他制式の場合には出力周波数は並列共振回路7の周波数に一致する。そしてしこの周波数は基本的に並列共振回路7の共振周波数にとなる。これに対しで電圧形変換器5が自制式で並列共振回路7の電圧位相のフィードバックがない場合には、電圧形変換器5の周波数は自由に選定可能である。しかしながら、効率の最大値近傍、力率も1近辺を維持することが運転性能上重要であるので、電圧形変換器5の出力周波数は並列共振回路7の共振周波数の近傍の周波数とすることが実用的には望ましい。   In the voltage source converter 5, an internal switching element is on / off controlled by a gate pulse supplied from a gate circuit 8, and its output frequency is substantially the same as the resonance frequency of the parallel resonance circuit 7. The meaning of almost here is as follows. In the case of a so-called other control system in which the voltage source converter 5 is controlled according to the voltage phase of the parallel resonant circuit 7, the output frequency matches the frequency of the parallel resonant circuit 7. This frequency is basically the resonance frequency of the parallel resonance circuit 7. On the other hand, when the voltage source converter 5 is self-limiting and there is no feedback of the voltage phase of the parallel resonant circuit 7, the frequency of the voltage source converter 5 can be freely selected. However, maintaining the vicinity of the maximum efficiency value and the power factor of about 1 is important in terms of operating performance, so the output frequency of the voltage-type converter 5 should be a frequency in the vicinity of the resonance frequency of the parallel resonance circuit 7. Practically desirable.
以下本発明の動作を本発明におけるインピーダンス素子としてのリアクトル6の作用効果を中心として図2及び図3を参照して説明する。   Hereinafter, the operation of the present invention will be described with reference to FIG. 2 and FIG. 3 focusing on the function and effect of the reactor 6 as the impedance element in the present invention.
図2は本実施例説明用の回路構成図であり、図1の回路に対してリアクトル6を除いた回路構成となっている。また、図を単純化するため、図1における交流電源1、変圧器2、整流器3及び直流コンデンサ4の部分を直流電源9に置き換えている。   FIG. 2 is a circuit configuration diagram for explaining the present embodiment, which is a circuit configuration excluding the reactor 6 from the circuit of FIG. In order to simplify the drawing, the AC power source 1, the transformer 2, the rectifier 3 and the DC capacitor 4 in FIG. 1 are replaced with a DC power source 9.
図2において、並列共振回路7の電圧と直流電源電圧に差がある状態で、電圧形変換器5のスイッチング素子をオンして作動させると、直流電源9から上下アームのスイッチング素子を介して並列共振回路7のコンデンサ7Aに充電電流が流れる。この充電電流の上昇率を抑制する回路が無いので、非常に大きな突入電流となるおそれがあり、このためスイッチング素子が破損する恐れがある。しかし、図1に示すように、リアクトル6を設置することにより、スイッチング素子に流れる電流の上昇率が抑制され、安全にスイッチング素子をオンさせることができる。従ってリアクトル6のインダクタンスは、起動時などの過渡運転時に電圧形変換器5の出力電流が過大とならないような値以上に選定する必要がある。   In FIG. 2, when the switching element of the voltage source converter 5 is turned on and operated in a state where there is a difference between the voltage of the parallel resonance circuit 7 and the DC power supply voltage, the voltage source converter 5 is connected in parallel via the switching elements of the upper and lower arms. A charging current flows through the capacitor 7A of the resonance circuit 7. Since there is no circuit that suppresses the rate of increase of the charging current, there is a risk of a very large inrush current, which may damage the switching element. However, as shown in FIG. 1, by installing the reactor 6, the rate of increase of the current flowing through the switching element is suppressed, and the switching element can be turned on safely. Therefore, the inductance of the reactor 6 needs to be selected to a value that does not cause the output current of the voltage source converter 5 to be excessive during transient operation such as startup.
次に、本発明における有効電力制御の基本動作について図3を参照して説明する。図3(a)に示すように、電圧形変換器5の出力電圧の基本波成分をV、並列共振回路7に印加される電圧の基本波成分をV、リアクトル6の両端電圧の基本波成分をV、リアクトル6を流れる電流の基本波成分をIとする。このとき、上記した各電圧、電流の関係は図3(b)に示したベクトル図の関係となる。 Next, the basic operation of active power control in the present invention will be described with reference to FIG. As shown in FIG. 3A, the fundamental wave component of the output voltage of the voltage source converter 5 is V 1 , the fundamental wave component of the voltage applied to the parallel resonant circuit 7 is V 2 , and the fundamental of the voltage across the reactor 6 is shown. The wave component is V X , and the fundamental wave component of the current flowing through the reactor 6 is I X. At this time, the relationship between each voltage and current described above is the relationship shown in the vector diagram shown in FIG.
図3(b)のベクトル図の扱う周波数成分は、基本的には共振回路の共振周波数fである。並列共振回路7に印加される電圧は、ほぼ周波数がfの正弦波となりVと一致する。一方、電圧形変換器5の出力電圧は矩形波でありこの基本波がVとなる。この矩形波の基本周波数は、前述したように共振周波数fにほぼ一致するよう制御されている。リアクトル6のインダクタンスをLとし、電圧Vと電圧Vの位相差を示す位相角をδとすると、電圧形変換器5から並列共振回路7へ送られる有効電力Pは、次の式で示される。 Frequency components handled by the vector diagram of FIG. 3 (b), basically the resonance frequency f r of the resonance circuit. Voltage applied to the parallel resonance circuit 7 is substantially frequency coincides with V 2 a sine wave of f r. On the other hand, the output voltage of the voltage source converter 5 is a rectangular wave the fundamental wave is V 1. Fundamental frequency of the square wave is controlled so as to match substantially the resonant frequency f r as described above. When the inductance of the reactor 6 is L and the phase angle indicating the phase difference between the voltage V 1 and the voltage V 2 is δ, the effective power P sent from the voltage source converter 5 to the parallel resonant circuit 7 is expressed by the following equation: It is.
P=V1×V2sinδ/(2πfL) ・・・(1)
この式の導出を以下説明する。ベクトル図での説明を簡単化するため、V1とV2及びリアクトル電圧VXが、図3(b)に示すように直角三角形を構成していると仮定する。リアクトル6にかかる電圧の振幅VXは以下の(2))式、その電流振幅IXは(3)式で示される。電流IXの位相がV2とほぼ同位相であることから、有効電力Pは、IXとV2の積、(4)式により得られる。
P = V 1 × V 2 sin δ / (2πf r L) (1)
Derivation of this equation will be described below. In order to simplify the explanation in the vector diagram, it is assumed that V 1 and V 2 and the reactor voltage V X form a right triangle as shown in FIG. The voltage amplitude V X applied to the reactor 6 is expressed by the following equation (2)), and the current amplitude I X is expressed by the following equation (3). Since the phase of the current I X is substantially in phase with V 2 , the active power P is obtained from the product of I X and V 2 , equation (4).
X=V1sinδ ・・・(2)
X=VX/(2πfL)=V1sinδ/(2πfL)・・・(3)
P=V2×IX ・・・(4)
尚、V1、V2及びVXの関係が仮定した上記状態と異なっていても(1)式は成立するが、その説明は省略する。
V X = V 1 sin δ (2)
I X = V X / (2πf r L) = V 1 sin δ / (2πf r L) (3)
P = V 2 × I X (4)
Even if the relationship between V 1 , V 2, and V X is different from the assumed state, equation (1) is established, but the description thereof is omitted.
以上から、リアクトル6を設置し、電圧形変換器5の出力電圧振幅V1あるいは、共振回路電圧と電圧形変換器5の出力電圧の位相差である位相角δを制御することによって、並列共振回路7に送る有効電力を制御することができることが分かる。 From the above, the parallel resonance is achieved by installing the reactor 6 and controlling the output voltage amplitude V 1 of the voltage source converter 5 or the phase angle δ which is the phase difference between the resonance circuit voltage and the output voltage of the voltage source converter 5. It can be seen that the active power sent to the circuit 7 can be controlled.
ここで、リアクトル6の大きさについて考察する。   Here, the size of the reactor 6 will be considered.
電圧形変換器5あるいはその負荷である並列共振回路7の定格電圧から、V1とV2の上限が決まる。図3のベクトル図から、意味ある位相角δの最大値は90度であることは自明である。さらに、電力が変動した際の余裕分を考慮すると、位相角δは90度より小さく設定するのがよく、したがって、sinδは1よりも小さい値となる。一方、コイルに送る電力Pは、コイルの負荷である被加熱体に与えたい電力で決定される。これらの条件を満足するようなリアクトル6を選択すれば良いことになる。 The upper limits of V 1 and V 2 are determined from the rated voltage of the voltage source converter 5 or the parallel resonant circuit 7 which is its load. From the vector diagram of FIG. 3, it is obvious that the maximum value of the meaningful phase angle δ is 90 degrees. Furthermore, considering the margin when the power fluctuates, the phase angle δ is preferably set to be smaller than 90 degrees, and therefore sin δ is a value smaller than 1. On the other hand, the electric power P to be sent to the coil is determined by the electric power desired to be given to the heated object that is the load of the coil. It is only necessary to select a reactor 6 that satisfies these conditions.
(1)式を変形すると、次の(5)式が得られる。これから、リアクトルLと共振周波数fの積は、所定の値より小さく設定する必要があることが分かる。 When the equation (1) is modified, the following equation (5) is obtained. Now, the product of the reactor L and the resonant frequency f r It can be seen that it is necessary to set smaller than a predetermined value.
L=V12sinδ/2πP<V12/2πP・・・(5)
この(5)式は、意味ある位相角δの最大値が90度以下であることから得られたものであるが、電力が変動した際の余裕を残しておくことなど考慮すると、位相差δは90度より小さく設定するのがよい。そして実用的にはδは30度以下すなわちsinδは1/2以下としてリアクトルLによる電圧降下を必要以上大きくしないようにするのが好ましい。これは電圧形変換器5から見た並列共振回路の力率を略0.9以上とすることと等価である。
f r L = V 1 V 2 sin δ / 2πP <V 1 V 2 / 2πP (5)
This equation (5) is obtained from the fact that the maximum value of the meaningful phase angle δ is 90 degrees or less. However, in consideration of leaving a margin when the power fluctuates, the phase difference δ Is preferably set smaller than 90 degrees. Practically, δ is preferably 30 degrees or less, that is, sin δ is 1/2 or less so that the voltage drop due to the reactor L is not increased more than necessary. This is equivalent to setting the power factor of the parallel resonant circuit viewed from the voltage source converter 5 to approximately 0.9 or more.
以下、本発明の実施例2に係る電力変換装置を図4及び図5を参照して説明する。   Hereinafter, the power converter concerning Example 2 of the present invention is explained with reference to Drawing 4 and Drawing 5. FIG.
図4は本発明の実施例2に係る電力変換装置の回路構成図である。この実施例2の各部について、図1の本発明の実施例1に係る電力変換装置の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例2が実施例1と異なる点は、電圧指令または電力指令を入力とし、その出力をゲート回路8に与える位相調整回路8Aを設けた点である。   FIG. 4 is a circuit configuration diagram of the power conversion apparatus according to the second embodiment of the present invention. About each part of this Example 2, the same part as each part of the power converter device which concerns on Example 1 of this invention of FIG. 1 is shown with the same code | symbol, and the description is abbreviate | omitted. The second embodiment is different from the first embodiment in that a phase adjustment circuit 8A is provided which receives a voltage command or a power command and supplies the output to the gate circuit 8.
この実施例2の動作について図5を参照して説明する。図5(a)は電圧形変換器5の出力電圧と電圧形変換器5を構成する各スイッチング素子U、X、V及びYのオンオフ状態を示すタイミングチャートである。位相調整回路8Aが動作しない状態においては、電圧形変換器5の出力電圧は破線で図示した電圧となり、その基本波は図のV10である。このとき、スイッチング素子Uがオン/オフするタイミングは図示した実線の波形より位相角αだけ位相が進んだ状態となっている。同様に、スイッチング素子Vがオン/オフするタイミングは図示した実線の波形より位相角αだけ位相が遅れた状態となっている。すなわち、位相調整回路8Aが動作しない状態においては、スイッチング素子Uがオンすると同時にスイッチング素子Vがオフする通常の動作を行なっている。 The operation of the second embodiment will be described with reference to FIG. FIG. 5A is a timing chart showing the output voltage of the voltage source converter 5 and the on / off states of the switching elements U, X, V and Y constituting the voltage source converter 5. In the state where the phase adjustment circuit 8A does not operate, the output voltage of the voltage source converter 5 becomes the voltage shown by the broken line, and the fundamental wave is V 10 in the figure. At this time, the timing at which the switching element U is turned on / off is in a state where the phase is advanced by the phase angle α from the waveform of the solid line shown in the figure. Similarly, the timing at which the switching element V is turned on / off is in a state in which the phase is delayed by the phase angle α from the waveform of the solid line shown in the figure. That is, in a state where the phase adjustment circuit 8A does not operate, a normal operation is performed in which the switching element U is turned off at the same time as the switching element U is turned on.
これに対し、図5(a)に実線で示したように、スイッチング素子Uとスイッチング素子Vのオン/オフのタイミングを位相角2αだけずらすことによって出力電圧のパルス幅が狭くなり、その基本波V1も実線で示した波形となる。 On the other hand, as shown by a solid line in FIG. 5A, the pulse width of the output voltage is narrowed by shifting the ON / OFF timing of the switching element U and the switching element V by the phase angle 2α, and the fundamental wave V 1 also has a waveform indicated by a solid line.
図5(b)に示したベクトル図によって上記の変化が説明できる。すなわち、当初破線で示した出力電圧V10、並列共振回路7に印加される電圧V20、リアクトル6の両端電圧VX0、そしてリアクトル6を流れる電流IX0は、スイッチング素子Uとスイッチング素子Vのオン/オフのタイミングを位相角2αだけずらすことによって夫々図示したようにV1、V、V、そしてIと小さくなる方向に調整される。 The above change can be explained by the vector diagram shown in FIG. That is, the output voltage V 10 initially indicated by the broken line, the voltage V 20 applied to the parallel resonant circuit 7, the voltage V X0 across the reactor 6, and the current I X0 flowing through the reactor 6 are By shifting the on / off timing by the phase angle 2α, the timing is adjusted so as to decrease to V 1 , V 2 , V X , and I X as shown in the figure.
以上によって位相調整回路8Aによって電圧指令または電力指令に応じて上記位相角αを調整することによって電力制御を行うことが可能となる。   As described above, power control can be performed by adjusting the phase angle α in accordance with the voltage command or the power command by the phase adjustment circuit 8A.
この実施例2では電圧形変換器の出力電圧を変化させる具体例を示したが、この実施例2以外の方法によって電圧形変換器の出力電圧を変化させるようにしても良い。例えば1周期の間に複数回のオンオフを行って複数個のパルス出力を得るようにし、スイッチング素子Vのオン/オフのタイミングを調整することによってこれらのパルス幅を制御するようにしても良い。   In the second embodiment, a specific example of changing the output voltage of the voltage source converter is shown. However, the output voltage of the voltage source converter may be changed by a method other than the second embodiment. For example, a plurality of pulse outputs may be obtained by turning on and off a plurality of times during one period, and the pulse width may be controlled by adjusting the on / off timing of the switching element V.
上記のような出力電圧制御は、起動時のソフトスタートを行なう場合に有効となる。例えば実施例2において起動時は電圧形変換器5のパルス幅をほぼゼロから徐々に広げるようにする。このようにすれば、起動電流を小さくでき、滑らかな起動が可能となる。   The output voltage control as described above is effective when performing a soft start at the time of startup. For example, in Example 2, at the time of start-up, the pulse width of the voltage source converter 5 is gradually increased from almost zero. In this way, the starting current can be reduced and a smooth starting can be achieved.
以下、本発明の実施例3に係る電力変換装置を図6及び図7を参照して説明する。   Hereinafter, the power converter concerning Example 3 of the present invention is explained with reference to FIG.6 and FIG.7.
図6は本発明の実施例3に係る電力変換装置の回路構成図である。この実施例3の各部について、図1の本発明の実施例1に係る電力変換装置の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例3が実施例1と異なる点は、位相指令または電力指令を入力とし、その出力をゲート回路8に与える同期位相調整回路8Bを設けた点、並列共振回路7に印加される電圧を電圧検出器7Cで検出し、同期位相調整回路8Bに与える構成とした点である。   FIG. 6 is a circuit configuration diagram of the power conversion device according to the third embodiment of the present invention. The same parts of the third embodiment as those of the power conversion apparatus according to the first embodiment of the present invention shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. The third embodiment is different from the first embodiment in that a phase command or power command is input and a synchronous phase adjustment circuit 8B is provided for supplying the output to the gate circuit 8, and the voltage applied to the parallel resonance circuit 7 is The point is that the voltage detector 7C detects the signal and supplies it to the synchronous phase adjustment circuit 8B.
電圧検出器7Cによって検出された電圧の周波数に同期した信号が同期位相調整回路8Bによって生成されてゲート回路8に与えられるので、電圧形変換器5の出力周波数は並列共振回路7の周波数と一致する。すなわち電圧形変換器5は他制式となる。そして、位相指令または電力指令に応じて電圧形変換器5の出力周波数の、並列共振回路7の周波数に対する位相が制御される。   Since a signal synchronized with the frequency of the voltage detected by the voltage detector 7C is generated by the synchronous phase adjusting circuit 8B and applied to the gate circuit 8, the output frequency of the voltage source converter 5 matches the frequency of the parallel resonant circuit 7. To do. That is, the voltage source converter 5 is a different type. Then, the phase of the output frequency of the voltage source converter 5 with respect to the frequency of the parallel resonance circuit 7 is controlled in accordance with the phase command or the power command.
上記制御の動作について図7を参照して説明する。図7は図5(a)相当のタイミングチャートである。図示したように、電圧形変換器5の出力電圧の基本波分の位相が、並列共振回路7に印加される電圧Vに対して位相角δだけ進んだ位相となるように電圧形変換器5を構成するスイッチング素子のオンオフのタイミングを調整する。そして、位相指令または電力指令に応じてこの位相角δを調整するようにすれば、前述したように(1)式によって有効電力制御が可能となる。尚、この位相角制御の場合、位相角δを変化させたとき、電圧形変換器5の出力周波数が若干変化して全体がバランスする。 The operation of the control will be described with reference to FIG. FIG. 7 is a timing chart corresponding to FIG. As shown in the figure, the voltage source converter 5 is such that the phase of the fundamental wave of the output voltage of the voltage source converter 5 is a phase advanced by a phase angle δ with respect to the voltage V 2 applied to the parallel resonant circuit 7. The on / off timing of the switching elements constituting 5 is adjusted. If the phase angle δ is adjusted according to the phase command or the power command, the active power can be controlled by the equation (1) as described above. In the case of this phase angle control, when the phase angle δ is changed, the output frequency of the voltage source converter 5 is slightly changed to balance the whole.
図8は本発明の実施例4に係る電力変換装置の回路構成図である。本実施例は電圧形変換器が複数台で構成される例である。図示したように電圧形変換器5A、5B及び5Cは夫々直流電源9A、9B及び9Cから給電され、これらの出力は夫々リアクトル6A、6B及び6Cを介して並列共振回路7に並列に接続されている。尚、本実施例以降の実施例の回路構成図においては簡単のためゲート回路8の図示を省略する。   FIG. 8 is a circuit configuration diagram of the power conversion device according to the fourth embodiment of the present invention. This embodiment is an example in which a plurality of voltage source converters are configured. As shown in the figure, voltage source converters 5A, 5B and 5C are fed from DC power sources 9A, 9B and 9C, respectively, and their outputs are connected in parallel to parallel resonant circuit 7 via reactors 6A, 6B and 6C, respectively. Yes. Note that the gate circuit 8 is not shown in the circuit configuration diagrams of the embodiments after this embodiment for simplicity.
このように複数台の電圧形変換器で構成することによっても、実施例2及び実施例3で示したような電力制御を行うことが可能となる。また、この場合は、1台の電圧形変換器の場合より大きな電力を負荷に供給することができる。   As described above, by configuring with a plurality of voltage source converters, it is possible to perform power control as shown in the second and third embodiments. In this case, more power can be supplied to the load than in the case of a single voltage source converter.
なお、本実施例では、複数の電圧形変換器に対し、個別に直流電源を設ける構成を示したが、1台の直流電源から複数の電圧形変換器に電源を供給する構成としても良い。   In the present embodiment, a configuration in which DC power sources are individually provided for a plurality of voltage source converters has been described, but power may be supplied from a single DC power source to a plurality of voltage source converters.
また、本実施例は3台の例を示したが、他の台数でも同様な効果が得られることは明らかである。   Moreover, although the present Example showed the example of 3 units | sets, it is clear that the same effect is acquired also with another number.
図9は本発明の実施例5に係る電力変換装置の回路構成図である。この実施例5の各部について、図8の本発明の実施例4に係る電力変換装置の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例5が実施例4と異なる点は、リアクトル6A、6B及び6Cに代えて変圧器10A、10B及び10Cを用いる構成とした点である。   FIG. 9 is a circuit configuration diagram of the power conversion device according to the fifth embodiment of the present invention. About each part of this Example 5, the same part as each part of the power converter device which concerns on Example 4 of this invention of FIG. 8 is shown with the same code | symbol, and the description is abbreviate | omitted. The fifth embodiment is different from the fourth embodiment in that the transformers 10A, 10B, and 10C are used in place of the reactors 6A, 6B, and 6C.
変圧器は、通常、入出力間にインピーダンスがあり、リアクトルと等価な作用がある。したがって、リアクトルの代わりにインピーダンス素子として変圧器を設置しても、電圧形変換器と並列共振回路との間にインダクタンスを接続する構成と等価な構成とすることができる。このため、本実施例の作用効果は、実施例1と基本的に同等となる。尚、変圧器のインピーダンスのみでは前述した過電流が生じてしまう場合には、少量のリアクトルを直列に挿入すれば良い。   A transformer usually has an impedance between input and output, and has an effect equivalent to a reactor. Therefore, even if a transformer is installed as an impedance element instead of the reactor, a configuration equivalent to a configuration in which an inductance is connected between the voltage source converter and the parallel resonant circuit can be obtained. For this reason, the effect of a present Example becomes fundamentally equivalent to Example 1. FIG. If the above-described overcurrent occurs only with the transformer impedance, a small amount of reactor may be inserted in series.
また、変圧器の変圧比を適宜選択することによって、電圧形変換器の出力電圧と、負荷の並列共振回路の電圧とのマッチングを取ることが容易になる。   Further, by appropriately selecting the transformation ratio of the transformer, it becomes easy to match the output voltage of the voltage source converter and the voltage of the parallel resonant circuit of the load.
尚、本実施例では、複数の電圧形変換器に対し、個別に直流電源を設ける構成を示したが、1台の直流電源から複数の電圧形変換器に電源を供給する構成としても良い。   In the present embodiment, the configuration in which the DC power sources are individually provided for the plurality of voltage source converters is shown, but the power source may be supplied to the plurality of voltage source converters from one DC power source.
また、本実施例は3台の例を示したが、他の台数でも同様な効果が得られることは明らかである。   Moreover, although the present Example showed the example of 3 units | sets, it is clear that the same effect is acquired also with another number.
更に、電圧形変換器が1台の場合であっても、リアクトルの代わりに変圧器を設置することによって本発明の目的を達成できることも明らかである。   Further, it is apparent that the object of the present invention can be achieved by installing a transformer instead of a reactor even when there is only one voltage source converter.
図10は本発明の実施例6に係る電力変換装置の回路構成図である。この実施例6の各部について、図9の本発明の実施例5に係る電力変換装置の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例6が実施例5と異なる点は、変圧器10A、10B及び10Cの出力の結線方法を並列ではなく、直列とする構成とした点である。   FIG. 10 is a circuit configuration diagram of a power conversion apparatus according to Embodiment 6 of the present invention. About each part of this Example 6, the same part as each part of the power converter device which concerns on Example 5 of this invention of FIG. 9 is shown with the same code | symbol, and the description is abbreviate | omitted. The difference between the sixth embodiment and the fifth embodiment is that the output connection method of the transformers 10A, 10B, and 10C is not in parallel but in series.
本実施例の作用効果は、実施例1あるいは実施例5と同等となる。また、変圧器の変圧比を適宜選択することによって、電圧形変換器の出力電圧と、負荷の並列共振回路の電圧とのマッチングを取ることが容易になることも実施例5と同様である。この実施例6は並列共振回路の電圧が高い場合に適している。   The operational effects of the present embodiment are equivalent to those of the first or fifth embodiment. Similarly to the fifth embodiment, it becomes easy to match the output voltage of the voltage source converter and the voltage of the parallel resonant circuit of the load by appropriately selecting the transformation ratio of the transformer. The sixth embodiment is suitable when the voltage of the parallel resonant circuit is high.
なお、本実施例の場合も、1台の直流電源から複数の電圧形変換器に電源を供給する構成としても良い。   In the case of this embodiment as well, a configuration may be adopted in which power is supplied from a single DC power source to a plurality of voltage source converters.
また、本実施例は3台の例を示したが、他の台数でも同様な効果が得られることは明らかである。   Moreover, although the present Example showed the example of 3 units | sets, it is clear that the same effect is acquired also with another number.
図11は本発明の実施例7に係る電力変換装置の回路構成図である。この実施例7の各部について、図1の本発明の実施例1に係る電力変換装置の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例7が実施例1と異なる点は、整流器3の直流出力を平滑する直流コンデンサとして直列接続された2台の直流コンデンサ4P及び4Nを設けた点、直流コンデンサ4P及び4Nの各々の出力に電圧形変換器5P、5Nを夫々接続した点、電圧形変換器5P、5Nの各々の出力に変圧器10P、10Nを夫々接続し、変圧器10P、10Nの2次側出力を並列に並列共振回路7に接続する構成とした点である。   FIG. 11: is a circuit block diagram of the power converter device which concerns on Example 7 of this invention. About each part of this Example 7, the same part as each part of the power converter device which concerns on Example 1 of this invention of FIG. 1 is shown with the same code | symbol, and the description is abbreviate | omitted. The seventh embodiment differs from the first embodiment in that two DC capacitors 4P and 4N connected in series as DC capacitors for smoothing the DC output of the rectifier 3 are provided, and the outputs of the DC capacitors 4P and 4N, respectively. Are connected to voltage type converters 5P and 5N, respectively, and transformers 10P and 10N are connected to the outputs of voltage type converters 5P and 5N, respectively, and the secondary outputs of transformers 10P and 10N are connected in parallel. The configuration is such that the resonance circuit 7 is connected.
この実施例8の構成による作用は、直流電源の構成を除き、基本的に実施例6の作用と同様である。   The operation of the configuration of the eighth embodiment is basically the same as that of the sixth embodiment except for the configuration of the DC power supply.
交流電源1からの電力は、変圧器2を介し降圧され、整流器3により交流から直流へ変換される。直流コンデンサ4P、4Nは、直流電圧を一定に維持する。これら2台の直流コンデンサの電圧の和が、整流器3の出力電圧となる。2台の電圧形変換器5P、5Nからの有効電力出力が等しければ、2台の直流コンデンサの電圧は等しく維持される。   Electric power from the AC power source 1 is stepped down through the transformer 2 and converted from AC to DC by the rectifier 3. The DC capacitors 4P and 4N maintain the DC voltage constant. The sum of the voltages of these two DC capacitors becomes the output voltage of the rectifier 3. If the active power outputs from the two voltage source converters 5P and 5N are equal, the voltages of the two DC capacitors are kept equal.
本実施例によれば実施例6と同様な効果が得られると共に、複数の直流電圧源を簡素に構成できる。   According to the present embodiment, the same effects as those of the sixth embodiment can be obtained, and a plurality of DC voltage sources can be simply configured.
なお、本実施例では、変圧器10P、10Nの出力を並列接続する場合を説明したが、変圧器10P、10Nの出力を直列接続しても同様な効果が得られることは明らかである。   In addition, although the present Example demonstrated the case where the output of transformer 10P, 10N was connected in parallel, it is clear that the same effect is acquired even if the output of transformer 10P, 10N is connected in series.
また、本実施例は2台の例を示したが、他の台数でも同様な効果が得られることは、明らかである。   Moreover, although the present Example showed the example of 2 units | sets, it is clear that the same effect is acquired also by another number.
図12は本発明の実施例8に係る電力変換装置の回路構成図である。この実施例8の各部について、図10の本発明の実施例7に係る電力変換装置の各部と同一部分は同一符号で示し、その説明は省略する。この実施例8が実施例7と異なる点は、直流コンデンサ4P、4Nの出力に3レベル電圧形変換器5Tを接続し、この3レベル電圧形変換器5Tの出力を変圧器10を介して並列共振回路7に接続する構成とした点である。   FIG. 12 is a circuit configuration diagram of the power conversion device according to the eighth embodiment of the present invention. About each part of this Example 8, the same part as each part of the power converter device which concerns on Example 7 of this invention of FIG. 10 is shown with the same code | symbol, and the description is abbreviate | omitted. The eighth embodiment is different from the seventh embodiment in that a three-level voltage source converter 5T is connected to the outputs of the DC capacitors 4P and 4N, and the output of the three-level voltage source converter 5T is connected in parallel via the transformer 10. The configuration is such that the resonance circuit 7 is connected.
本実施例によれば実施例7において変圧器10P、10Nの出力を直列接続した場合とほぼ同様な効果が得られる。   According to the present embodiment, substantially the same effect as in the case where the outputs of the transformers 10P and 10N are connected in series in the seventh embodiment can be obtained.
尚、この実施例8は、図1に示した実施例1の構成において、直流電源3を正及び負の直流電源3P及び3Nを直列接続した構成に置き換え、また、2レベルの電圧形変換器5を3レベル電圧形変換器5Tに置き換えたものと等価になる。従って、実施例1に比して、出力波形を改善できると共により高い電圧で使用することが可能となる。   In the eighth embodiment, in the configuration of the first embodiment shown in FIG. 1, the DC power source 3 is replaced with a configuration in which positive and negative DC power sources 3P and 3N are connected in series, and a two-level voltage source converter is used. This is equivalent to replacing 5 with a three-level voltage source converter 5T. Therefore, as compared with the first embodiment, the output waveform can be improved and a higher voltage can be used.
1 交流電源
2 変圧器
3 整流器
4、4P、4N 直流コンデンサ
5、5A、5B、5C、5P、5N 電圧形変換器
5T 3レベル電圧形変換器
6、6A、6B、6C リアクトル
7 並列共振回路
7A コンデンサ
7B リアクトル
7C 電圧検出器
8 ゲート回路
8A 位相調整回路
8B 同期位相調整回路
9、9A、9B、9C 直流電源
10、10A、10B、10C、10P、10N 変圧器
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 AC power supply 2 Transformer 3 Rectifier 4, 4P, 4N DC capacitor 5, 5A, 5B, 5C, 5P, 5N Voltage type converter 5T Three level voltage type converter 6, 6A, 6B, 6C Reactor 7 Parallel resonance circuit 7A Capacitor 7B Reactor 7C Voltage detector 8 Gate circuit 8A Phase adjustment circuit 8B Synchronous phase adjustment circuit 9, 9A, 9B, 9C DC power supply 10, 10A, 10B, 10C, 10P, 10N Transformer

Claims (9)

  1. 直流電源と、
    この直流電源の直流を交流に変換する電圧形変換器と、
    この電圧形変換器の出力と、負荷である並列共振回路の間に設けられたインピーダンス素子と
    を具備し、
    前記インピーダンス素子は、少なくともリアクトル及び変圧器の何れかを含むものであると共に、過渡運転時の前記電圧形変換器の出力電流が過大とならないインダクタンス値を有し、
    前記電圧形変換器の出力周波数を、前記並列共振回路の共振周波数とほぼ一致させるようにしたことを特徴とする電力変換装置。
    DC power supply,
    A voltage source converter that converts the direct current of the direct current power source into alternating current;
    The output of this voltage source converter and an impedance element provided between a parallel resonant circuit as a load,
    The impedance element includes at least one of a reactor and a transformer, and has an inductance value that does not cause an excessive output current of the voltage source converter during transient operation.
    A power conversion device characterized in that an output frequency of the voltage source converter is substantially matched with a resonance frequency of the parallel resonance circuit.
  2. 前記負荷に供給する有効電力をP、前記電圧形変換器の出力電圧の基本波成分をV1、前記並列共振回路に印加される電圧の基本波成分をV2としたとき、
    前記インピーダンス素子のインダクタンス値と前記並列共振回路の共振周波数の積をV12/4πP以下としたことを特徴とする請求項1に記戴の電力変換装置。
    When the active power supplied to the load is P, the fundamental component of the output voltage of the voltage source converter is V 1 , and the fundamental component of the voltage applied to the parallel resonant circuit is V 2 ,
    2. The power converter according to claim 1, wherein a product of an inductance value of the impedance element and a resonance frequency of the parallel resonance circuit is set to V 1 V 2 / 4πP or less.
  3. 少なくとも前記電圧形変換器を構成するスイッチング素子のオンオフのタイミング及びオンオフの回数の何れかを調整することによって前記電圧形変換器の出力電圧を調整するようにしたことを特徴とする請求項1または請求項2に記戴の電力変換装置。   2. The output voltage of the voltage source converter is adjusted by adjusting at least one of the on / off timing and the number of on / off times of the switching elements constituting the voltage source converter. The power conversion device according to claim 2.
  4. 前記電圧形変換器の起動時には前記電圧形変換器の出力電圧を実質ゼロから徐々に立ち上げてソフトスタートするようにしたことを特徴とする請求項3に記戴の電力変換装置。   4. The power conversion apparatus according to claim 3, wherein when the voltage source converter is started, the output voltage of the voltage source converter is gradually raised from substantially zero and soft-started.
  5. 前記電圧形変換器の出力周波数は前記並列共振回路に印加される電圧の周波数と同期するようにフィードバック制御され、
    これらの2つの周波数の位相差を調整することによって前記負荷に供給する有効電力を調整するようにしたことを特徴とする請求項1または請求項2に記戴の電力変換装置。
    The output frequency of the voltage source converter is feedback controlled to synchronize with the frequency of the voltage applied to the parallel resonant circuit,
    The power converter according to claim 1 or 2, wherein the active power supplied to the load is adjusted by adjusting a phase difference between these two frequencies.
  6. 直流電源から給電される直流を交流に変換する複数台の電圧形変換器と、
    この各々の電圧形変換器の出力と、共通の負荷である並列共振回路の間に設けられた複数台のインピーダンス素子と
    を具備し、
    前記インピーダンス素子は、少なくともリアクトル及び変圧器の何れかを含むものであると共に、過渡運転時の前記電圧形変換器の出力電流が過大とならないインダクタンス値を有し、
    前記電圧形変換器の出力周波数を、前記並列共振回路の共振周波数とほぼ一致させるようにしたことを特徴とする電力変換装置。
    A plurality of voltage source converters for converting direct current fed from a direct current power source into alternating current; and
    The output of each voltage source converter, and a plurality of impedance elements provided between the parallel resonant circuit that is a common load,
    The impedance element includes at least one of a reactor and a transformer, and has an inductance value that does not cause an excessive output current of the voltage source converter during transient operation.
    A power conversion device characterized in that an output frequency of the voltage source converter is substantially matched with a resonance frequency of the parallel resonance circuit.
  7. 直流電源から給電される直流を交流に変換する複数台の電圧形変換器と、1次巻線がこの各々の電圧形変換器の出力側に夫々接続され、2次巻線が共通の負荷である並列共振回路に給電するように直列に接続された複数台の変圧器と
    を具備し、
    前記変圧器は、過渡運転時の前記電圧形変換器の出力電流が過大とならないインダクタンス値を有し、
    前記電圧形変換器の出力周波数を、前記並列共振回路の共振周波数とほぼ一致させるようにしたことを特徴とする電力変換装置。
    A plurality of voltage-type converters that convert direct current fed from a DC power source into alternating current and a primary winding are connected to the output side of each voltage-type converter, respectively, and a secondary winding is a common load. A plurality of transformers connected in series to power a certain parallel resonant circuit;
    The transformer has an inductance value that does not cause an excessive output current of the voltage source converter during transient operation,
    A power conversion device characterized in that an output frequency of the voltage source converter is substantially matched with a resonance frequency of the parallel resonance circuit.
  8. 直列接続された複数台の直流電源と、
    この各々の直流電源の直流を交流に変換する複数台の電圧形変換器と、
    この各々の電圧形変換器の出力と、共通の負荷である並列共振回路の間に夫々設けられた複数台の変圧器と
    を具備し、
    前記変圧器は、過渡運転時の前記電圧形変換器の出力電流が過大とならないインダクタンス値を有し、
    前記電圧形変換器の出力周波数を、前記並列共振回路の共振周波数とほぼ一致させるようにしたことを特徴とする電力変換装置。
    A plurality of DC power supplies connected in series;
    A plurality of voltage source converters for converting the direct current of each direct current power source into alternating current;
    A plurality of transformers each provided between the output of each voltage source converter and a parallel resonant circuit which is a common load;
    The transformer has an inductance value that does not cause an excessive output current of the voltage source converter during transient operation,
    A power conversion device characterized in that an output frequency of the voltage source converter is substantially matched with a resonance frequency of the parallel resonance circuit.
  9. 前記直流電源は、正及び負の直流電源を直列接続した構成であり、前記電圧形変換器は3レベル電圧形変換器であることを特徴とする請求項1乃至請求項5の何れか1項に記戴の電力変換装置。   6. The DC power source according to claim 1, wherein the DC power source has a configuration in which positive and negative DC power sources are connected in series, and the voltage source converter is a three-level voltage source converter. Power conversion device written in
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