JP2010015416A

JP2010015416A - 電源回路および電池内蔵型機器

Info

Publication number: JP2010015416A
Application number: JP2008175382A
Authority: JP
Inventors: Shinichi Matsubara; 伸一松原; Nobuyuki Otaka; 信行大高
Original assignee: Sanyo Electric Co Ltd; Sanyo Semiconductor Co Ltd
Current assignee: Sanyo Electric Co Ltd; System Solutions Co Ltd
Priority date: 2008-07-04
Filing date: 2008-07-04
Publication date: 2010-01-21
Anticipated expiration: 2028-07-04
Also published as: JP5290649B2

Abstract

【課題】複数の電源を切り換えて負荷に給電する電源回路について特定の電源の使用を削減することである。
【解決手段】出力部２０は、電源接続端子１１に接続され電源１からの供給電圧ＶＤＤ１を利用して電圧Ｖｏ１を出力する出力部１１０と、電源接続端子１２に接続され電源２からの供給電圧ＶＤＤ２を利用して電圧Ｖｏ２を出力する出力部２１０とを含み、電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２のうちで高い方を負荷３へ出力する。制御部３０は端子１１，１２と出力部１１０，２１０とに接続されている。制御部３０は、電圧ＶＤＤ１に対する電圧ＶＤＤ２の電圧差（供給電圧差）が予め設定された正値の電源切換電圧差よりも小さい場合には電圧Ｖｏ１の方が高くなるように電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２を制御し、供給電圧差が電源切換電圧差よりも大きい場合には電圧Ｖｏ２の方が高くなるように電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２を制御する。
【選択図】図１

Description

本発明は、電源回路および電池内蔵型機器に係り、特に複数の電源を切り換える電源回路およびそのような電源回路を備えた電池内蔵型機器に関する。

一般に、ビデオカメラ、携帯電話機等の携帯型電子機器は、内蔵バッテリによって駆動可能であるとともに、外部電源によっても駆動可能である。この場合、内蔵バッテリと外部電源とを切り換えて負荷に電圧を供給する電源回路が用いられる。

下記特許文献１には、直流電源と内蔵バッテリとを自動的に切り換えて負荷回路に給電する電源回路が記載されている。この電源回路では、負荷回路が接続される出力端子に第１のＰチャネル型ＭＯＳＦＥＴのソースと第２のＰチャネル型ＭＯＳＦＥＴのソースとが接続され、上記第１のＭＯＳＦＥＴのドレインが外部直流電源に接続され、上記第２のＭＯＳＦＥＴのドレインが内蔵バッテリに接続されている。

上記２つのＭＯＳＦＥＴは差動スイッチング回路によってオン／オフが制御される。当該差動スイッチング回路は、内蔵バッテリの電圧が外部直流電源の電圧よりも高いときは、第２のＭＯＳＦＥＴをオンにするとともに第１のＭＯＳＦＥＴをオフにする。これにより、内蔵バッテリから第２のＭＯＳＦＥＴを介して負荷回路に通電される。逆に内蔵バッテリの電圧が外部直流電源の電圧よりも低いときは、差動スイッチング回路は第１のＭＯＳＦＥＴをオンにするとともに第２のＭＯＳＦＥＴをオフにする。これにより、外部直流電源から第１のＭＯＳＦＥＴを介して負荷回路に通電される。

このように、当該電源回路では、外部直流電源の電圧と内蔵バッテリの電圧とが一致した場合に電源が切り換えられ、両電圧のうちで高い方の電圧が使用される。

特開平６−７０４８７号公報

しかし、上記電源回路による電源切り換えは、いずれの電源の電圧が高いかのみを以て実行されるので、外部直流電源の電圧が負荷回路を駆動可能なレベルにあっても内蔵バッテリの電圧の方が高ければ、内蔵バッテリが使用されてしまう。

本発明の目的は、複数の電源のうちの特定の電源の使用を削減可能な電源回路および内蔵電池の使用を削減可能な電池内蔵型機器を提供することである。

本発明に係る電源回路は、第１電源接続端子に接続される第１電源と第２電源接続端子に接続される第２電源とを切り換えて負荷接続端子へ電圧を出力する電源回路であって、前記第１電源接続端子に接続され前記第１電源からの供給電圧を利用して第１出力電圧を出力する第１出力部と、前記第２電源接続端子に接続され前記第２電源からの供給電圧を利用して第２出力電圧を出力する第２出力部とを含み、前記第１出力電圧と前記第２出力電圧とのうちで高い方を前記負荷接続端子へ出力する出力部と、前記出力部と前記第１電源接続端子と前記第２電源接続端子とに接続され、前記第１電源からの供給電圧と前記第２電源からの供給電圧とに基づいて前記第１出力電圧と前記第２出力電圧とを制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記第１電源からの供給電圧に対する前記第２電源からの供給電圧の電圧差である供給電圧差が予め設定された正値の電源切換電圧差よりも小さい場合には、前記第１出力電圧の方が高くなるように前記第１出力電圧と前記第２出力電圧とを制御し、前記供給電圧差が前記電源切換電圧差よりも大きい場合には、前記第２出力電圧の方が高くなるように前記第１出力電圧と前記第２出力電圧とを制御することを特徴とする。

ここで、前記制御部は、前記供給電圧差が前記電源切換電圧差よりも大きい場合に、前記供給電圧差が小さいほど前記第１出力電圧と前記第２出力電圧との電圧差を小さくすることが好ましい。

また、前記制御部は、前記供給電圧差が前記電源切換電圧差に等しい場合に、前記第１出力電圧の値を前記第２出力電圧の値に等しくすることが好ましい。

また、前記第１出力部は、前記制御部に接続された第１入力端子を有し前記第１電源からの供給電圧を前記第１入力端子への印加電圧と同じ電圧値に定電圧化して前記第１出力電圧として出力する第1定電圧回路で構成され、前記第２出力部は、前記制御部に接続された第２入力端子を有し前記第２電源からの供給電圧を前記第２入力端子への印加電圧と同じ電圧値に定電圧化して前記第２出力電圧として出力する第２定電圧回路で構成され、前記制御部は、前記第１入力端子の電圧と前記第２入力端子の電圧とを制御することによって、前記第１出力電圧と前記第２出力電圧とを制御することが好ましい。

また、前記制御部は、前記第１電源の供給電圧から予め定められた所定電圧を低減して前記第１出力部の前記第１入力端子に印加する第１電圧低減部と、前記第２電源の供給電圧から前記所定電圧以上の電圧を低減して前記第２出力部の前記第２入力端子に印加する第２電圧低減部と、を含み、前記供給電圧差が前記電源切換電圧差よりも大きい場合、前記供給電圧差が小さいほど前記第２電圧低減部での電圧低減量を大きくすることによって、前記第２入力端子の電圧と前記第１入力端子の電圧との電圧差を小さくすることが好ましい。

また、前記第２電圧低減部は、前記第２電源接続端子と前記第２出力部の前記第２入力端子との間に接続された抵抗と、前記抵抗に流れる電流量を設定する電流設定部であって、前記第１電源からの供給電圧に応じた電流量を有する第１電流と前記第２電源からの供給電圧に応じた電流量を有する第２電流とを相補的に制御するプッシュプル回路を含み、前記第１電流と同じ電流量の電流を前記抵抗に流す電流設定部と、を含むことが好ましい。

本発明に係る電池内蔵型機器は、内蔵電池接続端子に接続される内蔵電池と外部電源接続端子に接続される外部電源とを切り換えて動作可能な電池内蔵型機器であって、前記外部電源接続端子に接続され前記外部電源からの供給電圧を利用して第１出力電圧を出力する第１出力部と、前記内蔵電池接続端子に接続され前記内蔵電池からの供給電圧を利用して第２出力電圧を出力する第２出力部とを含み、前記第１出力電圧と前記第２出力電圧とのうちで高い方を出力する出力部と、前記出力部と前記外部電源接続端子と前記内蔵電池接続端子とに接続され、前記外部電源からの供給電圧と前記内蔵電池からの供給電圧とに基づいて前記第１出力電圧と前記第２出力電圧とを制御する制御部と、を備え、前記制御部は、前記外部電源からの供給電圧に対する前記内蔵電池からの供給電圧の電圧差である供給電圧差が予め設定された正値の電源切換電圧差よりも小さい場合には、前記第１出力電圧の方が高くなるように前記第１出力電圧と前記第２出力電圧とを制御し、前記供給電圧差が前記電源切換電圧差よりも大きい場合には、前記第２出力電圧の方が高くなるように前記第１出力電圧と前記第２出力電圧とを制御することを特徴とする。

上記構成によれば、第２電源（または内蔵電池）からの供給電圧の方が第１電源（または外部電源）からの供給電圧よりも高い場合であっても上記供給電圧差が電源切換電圧差よりも小さい場合には、第１出力電圧が出力される。このため、第１電源からの供給電圧と第２電源からの供給電圧とが一致した場合に電源を切り換える構成に比べて、第２電源の使用を削減することができる。したがって、第２電源を温存することができ、第２電源について性能劣化や寿命低下等を抑制することができる。

図１に、本発明の実施の形態に係る電源回路１０を例示するブロック図を示す。なお、図１には、説明のために、電源回路１０に接続される電源１，２および負荷３も併記している。電源回路１０は、第１電源１から第１電源接続端子１１を介して供給される電圧ＶＤＤ１と、第２電源２から第２電源接続端子１２を介して供給される電圧ＶＤＤ２とのうちの一方の電圧を利用して、負荷接続端子１３へ、すなわち負荷接続端子１３に接続された負荷３へ出力電圧Ｖｏを出力する回路である。このため、電源回路１０を電源切換回路と呼んでもよい。ここでは、電圧ＶＤＤ１，ＶＤＤ２，Ｖｏが直流電圧である場合を例示する。また、説明の簡単のために、各種電圧についての符号をその電圧値についても用いることにする。なお、第１電源１からの供給電圧ＶＤＤ１を第１供給電圧ＶＤＤ１とも呼び、第２電源２からの供給電圧ＶＤＤ２を第２供給電圧ＶＤＤ２とも呼ぶことにする。

電源１，２としてそれぞれ各種の電源が適用可能であり、例えば、放電のみが可能な一次電池、放電だけでなく充電も可能な二次電池（いわゆる蓄電池）、商用交流電圧を直流変換して出力する電源（いわゆるＡＣ−ＤＣコンバータ）、直流電圧を所定電圧値に昇圧または降圧し当該変換後の電圧を出力する電源（いわゆるＤＣ−ＤＣコンバータ）等が適用可能である。また、電源１，２は、同種の電源（例えば二次電池どうし）であってもよいし、異種の電源（例えば二次電池とＡＣ−ＤＣコンバータ）であってもよい。

また、電源１，２の一方または両方が電源回路１０とともに同じ機器内に収容されていてもよい。例えば図２のブロック図に例示される機器５０では、電源回路１０とともに、内蔵電池５２が第２電源２（図１参照）として機器内部に設けられている。また、この電池内蔵型機器５０は、第１電源１（図１参照）としての外部電源５１との接続が電源接続端子１１において可能に構成されている。なお、内蔵電池５２は例えば一次電池や二次電池で構成され、外部電源は例えばＡＣ−ＤＣコンバータで構成される。また、内蔵電池５２は、機器５０の筐体外部へ取り外し可能に設けられていてもよいし、筐体内部に固定されるものであってもよい。

電池内蔵型機器５０として例えば携帯電話、携帯型音楽プレーヤ、携帯型コンピュータ等が例示されるが、当該機器５０は携帯型の機器に限られるものではなく、例えば内蔵電池５２をバックアップ電源として備える各種機器であってもよい。

図１および図２において、負荷３は、例えば電源回路１０から電圧Ｖｏが給電されて動作する回路であり、例えば各種の演算回路、制御回路、駆動回路である。また、負荷３は、電源回路１０からの出力電圧Ｖｏを利用して各種電圧を生成する他の電源回路であってもよい。また、負荷３は、モータ等の機械的動作を伴う部品等であってもよい。

なお、説明を簡単にするために「端子」という用語を用いるが、端子は回路上の導電部分について任意に定めることができ、その具体的な構成や形状は問わない。すなわち、端子は例えば、コネクタ部品や金具であってもよいし、素子のリード部であってもよいし、配線の一部分であってもよい。また、「接続」という表現とは、特に明記しない限り、電気的接続を言うものとする。

図１のブロック図に示すように、電源回路１０は、出力部２０と、当該出力部２０を制御する制御部３０とを含んでいる。

出力部２０は、第１出力部１１０と、第２出力部２１０とを含んでいる。第１出力部１１０は、第１電源接続端子１１に接続されており、当該端子１１を介して第１電源１から供給される電圧ＶＤＤ１を利用して第１出力電圧Ｖｏ１を生成し出力する。第２出力部２１０は、第２電源接続端子１２に接続されており、当該端子１２を介して第２電源２から供給される電圧ＶＤＤ２を利用して第２出力電圧Ｖｏ２を生成し出力する。出力部２０は、第１出力電圧Ｖｏ１と第２出力電圧Ｖｏ２とのうちで高い方の電圧を選択的に負荷接続端子１３へ出力する。

制御部３０は、第１出力部１１０と第２出力部２１０とに接続されているとともに第１電源接続端子１１と第２電源接続端子１２とに接続されており、第１電源１からの供給電圧値ＶＤＤ１と第２電源２からの供給電圧値ＶＤＤ２との大小関係に基づいて、第１出力部１１０からの出力電圧値Ｖｏ１と第２出力部２１０からの出力電圧値Ｖｏ２とを制御する。

ここで、図３および図４に電源回路１０の動作を例示する特性図を示す。なお、図面の煩雑を避けるために、図３の上段および下段ならびに図４にグラフを分けている。図３および図４には、第２供給電圧ＶＤＤ２を一定とした場合を例示しており、各グラフの横軸に第１供給電圧ＶＤＤ１を取って電圧ＶＤＤ１，ＶＤＤ２，Ｖｏ１，Ｖｏ２，Ｖｏ，ΔＶＤＤ（＝ＶＤＤ２−ＶＤＤ１）の各電圧値の関係を図示している。

ここで、上記電圧ΔＶＤＤは、第１供給電圧ＶＤＤ１と第２供給電圧ＶＤＤ２との電圧差であり、第１供給電圧ＶＤＤ１に対する第２供給電圧ＶＤＤ２の電圧差、すなわち第１供給電圧ＶＤＤ１を基準電位とした場合の第２供給電圧の電位とする。この場合、供給電圧差ΔＶＤＤは正値、０（ゼロ）、負値のいずれをも取り得る。

図３および図４に示すように、電源回路１０では、供給電圧差ΔＶＤＤが予め設定された正値ΔＶｔよりも小さい場合には、第１出力部１１０の出力電圧Ｖｏ１の方が第２出力部２１０の出力電圧Ｖｏ２よりも高くなるように出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２が制御される。これにより、電源回路１０は、第１供給電圧ＶＤＤ１を利用して生成された電圧Ｖｏ１を出力電圧Ｖｏとして出力する。

他方、供給電圧差ΔＶＤＤが上記正値ΔＶｔよりも大きい場合には、第２出力電圧Ｖｏ２の方が第１出力電圧Ｖｏ１よりも高くなるように出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２が制御される。これにより、電源回路１０は、第２供給電圧ＶＤＤ２を利用して生成された電圧Ｖｏ２を出力電圧Ｖｏとして出力する。

なお、供給電圧差ΔＶＤＤが上記正値ΔＶｔに等しい場合には、出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２のいずれを出力電圧Ｖｏとしてもよい。

第１出力電圧Ｖｏ１と第２出力電圧Ｖｏ２とが切り換わる際の基準値となる上記正値ΔＶｔを、電源切換電圧差ΔＶｔと呼ぶことにする。

ここで、電源回路１０との比較のために、第１供給電圧ＶＤＤ１と第２供給電圧ＶＤＤ２とが一致した場合、換言すればΔＶＤＤ＝０の場合に、電源１，２を切り換える構成による特性図を図１１に示す。なお、図１１において電圧ＶＤＤ１，ＶＤＤ２の特性線は図３および図４と同様である。

図４と図１１とを比較すれば分かるように、電源回路１０によれば、第２供給電圧ＶＤＤ２の方が第１供給電圧ＶＤＤ１よりも高い場合であっても供給電圧差ΔＶＤＤが電源切換電圧差ΔＶｔよりも小さい場合には、第１出力電圧Ｖｏ１が出力される。このため、供給電圧値ＶＤＤ１，ＶＤＤ２が一致した場合に電源を切り換える構成に比べて、第２電源２の使用（図２の例では内蔵電池５２の使用）を削減することができる。したがって、第２電源２を温存することができ、第２電源２について性能劣化や寿命低下等を抑制することができる。例えば、図２の電池内蔵型機器５０が外部電源５１に接続され外部電源５１の供給電圧ＶＤＤ１と内蔵電池５２の供給電圧ＶＤＤ２とがほぼ等しい場合には、外部電源５１を使用した方が内蔵電池５２を温存できるので、好ましいことが分かる。

また、図３および図４に示すように、電源回路１０では制御部３０の制御下で、ΔＶＤＤ＞ΔＶｔの場合において供給電圧差ΔＶＤＤが小さいほど出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２間の電圧差が小さくなるように制御される。なお、図３には図１１との比較において第２出力電圧値Ｖｏ２を第１出力電圧値Ｖｏ１に近づける場合を例示しているが、逆に第１出力電圧値Ｖｏ１を第２出力電圧値Ｖｏ２に近づけるように制御することも可能であるし、両電圧値Ｖｏ１，Ｖｏ２を変化させて電圧差が小さくなるように制御することも可能である。また、図３および図４に示すように、ΔＶＤＤ＝ΔＶｔの場合において両出力電圧値Ｖｏ１，Ｖｏ２が等しくなるように制御される。この場合、Ｖｏ１＝Ｖｏ２のときのΔＶＤＤの値がΔＶｔにあたる。

これに対し、図５に示す電源回路１０の動作例のように、出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２を供給電圧ＶＤＤ１，ＶＤＤ２の変化に単に追従させ、ΔＶＤＤ＝ΔＶｔの場合を境界にして出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２を切り換える場合であっても、上記と同様に第２電源２を温存することは可能である。

図５の動作例と図３および図４の動作例とを比較すると、ΔＶＤＤ＝ΔＶｔにおける出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２間の電圧差に相違がある。すなわち、図３および図４の動作例では、電源切り換えの際の出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２間の電圧差が図５の動作例に比べて小さい。このため、負荷接続端子１３を介して負荷３にラッシュ電流が流れるのを低減・防止することができ、負荷３の不具合を防止することができる。

かかる点に鑑みれば、ΔＶＤＤ＞ΔＶｔにおいて第２出力電圧Ｖｏ２が図５の動作例と図３および図４の動作例と間の中間的な変化をする場合であっても、上記と同様にラッシュ電流の防止を図ることは可能である。これに対し、図３および図４の動作例のように出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２が切り換わる際に両電圧値Ｖｏ１，Ｖｏ２を等しくする（連続させる）ことによって、上記ラッシュ電流の防止効果をより確実にすることができる。また、ΔＶＤＤ＝ΔＶｔにおいて電圧値Ｖｏ１，Ｖｏ２が連続することによって、電圧値Ｖｏ１，Ｖｏ２が滑らかに切り換わり、ΔＶＤＤ＝ΔＶｔ付近での出力電圧値Ｖｏを安定させることができる。

上記では第２供給電圧ＶＤＤ２を一定とした場合を例示したが、図６に第１供給電圧ＶＤＤ１を一定とした場合を例示する。図６において各グラフの横軸に第２供給電圧ＶＤＤ２を取って電圧ＶＤＤ１，ＶＤＤ２，Ｖｏ，ΔＶＤＤの各電圧値の関係を図示している。図６の動作例の場合についても上記と同様の説明があてはまり、第２電源２の温存等を図ることができる。また、供給電圧ＶＤＤ１，ＶＤＤ２の両方が変動する場合もありえるが、そのような場合の電源回路１０の動作は上記説明から容易に理解することができる。

図７〜図１０に電源回路１０の回路構成の一例を示す。かかる例示の回路を以下に説明するが、各部２０，３０の上記各種機能を実現可能である限り他の回路構成を適用してもよい。

図７の例において、第１出力部１１０は、第１入力端子１１２と、演算増幅器１１４と、ドライバトランジスタ１１６とを含む定電圧回路によって構成されている。図７ではドライバトランジスタ１１６をＰチャネル型ＭＯＳＦＥＴで例示している。なお、ドライバトランジスタ１１６はソース端子とドレイン端子との間に寄生ダイオード１１８を有している。

ドライバトランジスタ１１６について、入力側端子（ここではドレイン端子）は第１電源接続端子１１に接続されており、第１出力電圧Ｖｏ１が出力される出力側端子（ここではソース端子）は負荷接続端子１３に接続されており、入力側端子と出力側端子との間の導通状態を制御する電圧が印加される制御端子は演算増幅器１１４の出力端子に接続されている。

演算増幅器１１４について、基準電圧入力端子（ここでは反転入力端子）は第１入力端子１１２に接続されており、帰還入力端子（ここでは非反転入力端子）はドライバトランジスタ１１６の出力側端子、換言すれば負荷接続端子１３に接続されている。

かかる構成によれば、第１出力部１１０は、第１供給電圧ＶＤＤ１を、第１入力端子１１２への印加電圧Ｖｃ１に等しい電圧に定電圧化し、当該定電圧を第１出力電圧Ｖｏ１として出力することができる。

同様に、図７の例において、第２出力部２１０は、第２入力端子２１２と、演算増幅器２１４と、ドライバトランジスタ２１６とを含む定電圧回路によって構成されている。図７ではドライバトランジスタ２１６をＰチャネル型ＭＯＳＦＥＴで例示している。なお、ドライバトランジスタ２１６はソース端子とドレイン端子との間に寄生ダイオード２１８を有している。

ドライバトランジスタ２１６について、入力側端子（ここではドレイン端子）は第２電源接続端子１２に接続されており、第２出力電圧Ｖｏ２が出力される出力側端子（ここではソース端子）は負荷接続端子１３に接続されており、入力側端子と出力側端子との間の導通状態を制御する電圧が印加される制御端子は演算増幅器２１４の出力端子に接続されている。

演算増幅器２１４について、基準電圧入力端子（ここでは反転入力端子）は第２入力端子２１２に接続されており、帰還入力端子（ここでは非反転入力端子）はドライバトランジスタ２１６の出力側端子、換言すれば負荷接続端子１３に接続されている。

かかる構成によれば、第２出力部２１０は、第２供給電圧ＶＤＤ２を、第２入力端子２１２への印加電圧Ｖｃ２に等しい電圧に定電圧化し、当該定電圧を第２出力電圧Ｖｏ２として出力することができる。

図７の例ではドライバトランジスタ１１６，２１６は出力側端子が互いに直結されている。この場合、帰還される電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｃ１よりも高いときにドライバトランジスタ１１６がオフになるように、また、帰還電圧Ｖｏが基準電圧Ｖｃ２よりも高いときにドライバトランジスタ２１６がオフになるように、ドライバトランジスタ１１６，２１６および演算増幅器１１４，２１４を設定することによって、出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２のうちの高い方を出力電圧Ｖｏとして出力させることができる。この構成により、追加のスイッチング素子を用いることなく、電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２を、換言すれば電源１，２を切り換えることができる。

図７ではドライバトランジスタ１１６，２１６の帰還入力端子がそれぞれ負荷接続端子１３に接続される構成を例示したが、両帰還入力端子を互いに接続するとともに１本の共通配線によって負荷接続端子１３に接続してもよい。

また、出力部１１０，２１０を他の構成の定電圧回路で構成してもよく、例えば、各ドライバトランジスタ１１６，２１６にＮチャネル型ＭＯＳＦＥＴを用いるとともに演算増幅器１１４，２１４の入力端子の接続形態を上記とは逆にすることも可能である。また、例えば演算増幅器１１４，２１４を用いずに入力端子１１２，２１２をドライバトランジスタ１１６，２１６の制御端子に接続した構成によっても、電圧Ｖｏ１または電圧Ｖｏ２を選択的に出力することは可能である。しかし、出力部１１０，２１０を上記のように負帰還回路にすることによって、出力電圧Ｖｏとして定電圧が得られ、当該安定した電圧Ｖｏを負荷３に給電できるので、より好ましい。

上記のように出力電圧値Ｖｏ１，Ｖｏ２は出力部１１０，２１０の入力端子１１２，２１２への印加電圧値Ｖｃ１，Ｖｃ２によって制御される。図７に示すように出力部１１０，２１０の入力端子１１２，２１２は制御部３０に接続されており、制御部３０によって入力端子１１２，２１２の電圧が制御される。以下に制御部３０の構成例を説明する。

制御部３０は、図７の例では、第１電源１からの供給電圧ＶＤＤ１を低減して第１出力部１１０の入力端子１１２に印加する第１電圧低減部１５０と、第２電源２からの供給電圧ＶＤＤ２を低減して第２出力部２１０の入力端子２１２に印加する第２電圧低減部２５０とを含んでいる。

第１電圧低減部１５０は、図７の例では、抵抗１５２と、ダイオード１５４と、定電流源１５６とを含んでいる。抵抗１５２の一端は第１電源接続端子１１に接続されており、抵抗１５２の他端はダイオード１５４のアノードに接続されており、ダイオード１５４のカソードは定電流源１５６に接続されており、定電流源１５６は接地されている。また、抵抗１５２の上記他端、換言すればダイオード１５４のアノードは第１出力部１１０の入力端子１１２に接続されている。

かかる構成によれば、定電流源１５６による定電流Ｉ１が抵抗１５２に流れるので、第１供給電圧ＶＤＤ１が抵抗１５２での電圧降下分だけ低減された電圧Ｖｃ１が、第１出力部１１０の入力端子１１２に印加される（図３〜図６参照）。抵抗１５２の抵抗値と定電流Ｉ１の電流値とは予め所定値に設定されており、このため抵抗１５２による電圧降下量は予め設定された一定値になる。なお、抵抗１５２に流れる電流Ｉ１は定電流源１５６によって設定されるため、定電流源１５６を第１電圧低減部１５０の電流設定部１６２と呼ぶことができる。

定電流源１５６は、例えば図８に例示の回路で構成することが可能である。かかる例示の定電流源１５６は、トランジスタ１７０と、抵抗１７２と、演算増幅器１７４とを含んでいる。トランジスタ１７０は図８ではＮＰＮバイポーラトランジスタで例示しており、コレクタ端子が上記ダイオード１５４のカソードに接続されており、エミッタ端子は抵抗１７２を介して接地されている。トランジスタ１７０のベース端子は演算増幅器１７４の出力端子に接続されている。演算増幅器１７４について、反転入力端子はトランジスタ１７０のエミッタ端子に接続されており、非反転入力端子は抵抗４０２，４０４に接続されている。

抵抗４０２，４０４は電源電位ＶＤＤと接地電位との間に直列接続されており、電圧ＶＤＤが抵抗４０２，４０４で分圧された電圧が演算増幅器１７４の非反転入力端子に印加される。なお、抵抗４０２，４０４の接続点には調整端子４０６が接続されており、この調整端子４０６に不図示の抵抗を接続することによって電源電圧ＶＤＤの分圧比を調整することが可能である。なお、電源電位ＶＤＤは例えば電源回路１０の出力電圧Ｖｏを利用して生成された定電圧を用いることが可能である。

第２電圧低減部２５０は、図７の例では、抵抗２５２と、ダイオード２５４，２５８と、定電流源２５６，２６０とを含んでいる。抵抗２５２の一端は第２電源接続端子１２に接続されており、抵抗２５２の他端はダイオード２５４のアノードに接続されており、ダイオード２５４のカソードは定電流源２５６に接続されており、定電流源２５６は接地されている。また、抵抗２５２の上記他端、換言すればダイオード２５４のアノードは、ダイオード２５８のアノードに接続されており、ダイオード２５８のカソードは定電流源２６０に接続されており、定電流源２６０は接地されている。また、抵抗２５２の上記他端、換言すればダイオード２５４，２５８のアノードは第２出力部２１０の入力端子２１２に接続されている。

かかる構成によれば、定電流源２５６による定電流Ｉ２と定電流源２６０による定電流Ｉ３とを合計した電流（Ｉ２＋Ｉ３）が抵抗２５２に流れるので、第２供給電圧ＶＤＤ２が抵抗２５２での電圧降下分だけ低減された電圧Ｖｃ２が、第２出力部２１０の入力端子２１２に印加される（図３〜図６参照）。

抵抗２５２の抵抗値と定電流Ｉ２の電流値とは予め所定値に設定されている。他方、定電流源２６０は、電源接続端子１１，１２に接続されており、供給電圧ＶＤＤ１，ＶＤＤ２の電圧値に応じて電流Ｉ３の電流値を設定する機能を有している（後に詳述する）。このため、抵抗２５２における電流Ｉ２による電圧降下量と抵抗１５２における電流Ｉ１による電圧降下量とを同じに設定することによって、抵抗２５２での総電圧降下量（電流Ｉ２，Ｉ３を合計した電流による電圧降下量）を、抵抗１５２での電圧降下量と同じかまたはそれ以上に設定可能である。

なお、抵抗２５２に流れる電流は定電流源２５６，２６０によって設定されるため、定電流源２５６，２６０を第２電圧低減部２５０の電流設定部２６２と呼ぶことができる。

定電流源２５６は、例えば図９に例示の回路で構成することが可能である。かかる例示の定電流源２５６は、トランジスタ２７０と、抵抗２７２と、演算増幅器２７４とを含んでいる。トランジスタ２７０は図９ではＮＰＮバイポーラトランジスタで例示しており、コレクタ端子が上記ダイオード２５４のカソードに接続されており、エミッタ端子は抵抗２７２を介して接地されている。トランジスタ２７０のベース端子は演算増幅器２７４の出力端子に接続されている。演算増幅器２７４について、反転入力端子はトランジスタ２７０のエミッタ端子に接続されており、非反転入力端子は、上記抵抗４０２，４０４に接続されている。

定電流源２６０は、例えば図１０に例示の回路で構成することが可能である。かかる例示の定電流源２６０は、演算増幅器３０２と、トランジスタ３０４，３０８，３１０，３１２，３２２，３２４，３４２，３４４，３５２，３５４，３５６，３５８と、抵抗３０６，３２６，３２８，３３０，３４６，３４８とを含んでいる。図１０では、トランジスタ３０４，３１２，３２２，３２４，３４２，３４４，３５６，３５８をＮＰＮバイポーラトランジスタで例示し、トランジスタ３０８，３１０，３５２，３５４をＰＮＰバイポーラトランジスタで例示している。

演算増幅器３０２の非反転入力端子は、抵抗４１２，４１４に接続されている。抵抗４１２，４１４は電源電位ＶＤＤと接地電位との間に直列接続されており、電圧ＶＤＤが抵抗４１２，４１４で分圧された電圧が演算増幅器３０２の非反転入力端子に印加される。演算増幅器３０２の反転入力端子は、抵抗３０６を介して接地されているとともに、トランジスタ３０４のエミッタ端子に接続されている。トランジスタ３０４のベース端子は演算増幅器３０２の出力端子に接続されている。このため、演算増幅器３０２とトランジスタ３０４と抵抗３０６とが定電流回路を構成している。当該定電流回路の出力電流は演算増幅器３０２の非反転入力端子への印加電圧、すなわち抵抗４１２，４１４による電源電位ＶＤＤの分圧比によって設定される。なお、抵抗４１２，４１４の接続点には調整端子４１６が接続されており、この調整端子４１６に不図示の抵抗を接続することによって電源電圧ＶＤＤの分圧比を調整することが可能である。

トランジスタ３０８のコレクタ端子は、上記トランジスタ３０４のコレクタ端子に接続されている。トランジスタ３０８，３１０のエミッタ端子はともに第１電源接続端子１１に接続されており、トランジスタ３０８，３１０のベース端子は互いに接続されているとともにトランジスタ３０８のコレクタ端子に接続されている。このため、トランジスタ３０８，３１０はカレントミラー回路を構成している。

トランジスタ３１２のコレクタ端子は上記トランジスタ３１０のコレクタ端子に接続されている。トランジスタ３１２のベース端子は、トランジスタ３２２，３４２のベース端子に接続されているとともに、トランジスタ３１２のコレクタ端子に接続されている。トランジスタ３１２，３２２，３４２のエミッタ端子は接地されている。このため、トランジスタ３１２，３２２，３４２はカレントミラー回路を構成している。トランジスタ３２２のコレクタ端子は抵抗３３０の一端に接続されており、トランジスタ３４２のコレクタ端子は抵抗３３０の他端に接続されている。

トランジスタ３２４のエミッタ端子は抵抗３３０の上記一端に接続されている。トランジスタ３２４のベース端子は、抵抗３２６を介して第１電源接続端子１１に接続されているとともに、抵抗３２８を介して接地されている。トランジスタ３２４のコレクタ端子はトランジスタ３５２のコレクタ端子に接続されている。また、トランジスタ３４４のエミッタ端子は抵抗３３０の上記他端に接続されている。トランジスタ３４４のベース端子は、抵抗３４６を介して第２電源接続端子１２に接続されているとともに、抵抗３４８を介して接地されている。トランジスタ３４４のコレクタ端子は第２電源接続端子１２に接続されている。

トランジスタ３５２，３５４のエミッタ端子はともに第１電源接続端子１１に接続されており、トランジスタ３５２，３５４のベース端子は互いに接続されているとともにトランジスタ３５２のコレクタ端子に接続されている。このため、トランジスタ３５２，３５４はカレントミラー回路を構成している。トランジスタ３５４のコレクタ端子はトランジスタ３５６のコレクタ端子に接続されている。

トランジスタ３５６のベース端子は、トランジスタ３５８のベース端子に接続されているとともに、トランジスタ３５６のコレクタ端子に接続されている。トランジスタ３５６，３５８のエミッタ端子は接地されている。このため、トランジスタ３５６，３５８はカレントミラー回路を構成している。トランジスタ３５８のコレクタ端子は、上記ダイオード２５８のカソードに接続されている。

かかる構成によれば、第１供給電圧ＶＤＤ１が抵抗３２６，３２８で分圧された電圧がトランジスタ３２４のベース端子に入力されるので、トランジスタ３２４は第１供給電圧ＶＤＤ１の電圧値に応じた電流量を有する電流（第１電流）Ｉａを出力する。同様に、第２供給電圧ＶＤＤ２が抵抗３４６，３４８で分圧された電圧がトランジスタ３４４のベース端子に入力されるので、トランジスタ３４４は第２供給電圧ＶＤＤ２の電圧値に応じた電流量を有する電流（第２電流）Ｉｂを出力する。

ここで、当該トランジスタ３２４，３４４は、抵抗３３０とトランジスタ３２２，３４２とに接続されており、また、トランジスタ３２２，３４２には、演算増幅器３０２とトランジスタ３０４とによって生成された定電流に等しい電流量の電流が流れる。このため、電流Ｉａ，Ｉｂの合計電流は予め設定された一定値に保持される。換言すれば、電流Ｉａ，Ｉｂは相補的に制御される。つまり、抵抗３２６，３２８，３４６，３４８，３３０とトランジスタ３２４，３４４，３２２，３４２とを含んでプッシュプル回路３２０が構成されている。

また、上記構成によれば、電流Ｉａと同じ電流量の電流が、トランジスタ３５２，３５４，３５６，３５８を介して取り出され、上記電流Ｉ３として抵抗２５２に流れる。

このため、第１供給電圧ＶＤＤ１が増加するに従って、または第２供給電圧ＶＤＤ２が減少するに従って、電流Ｉａすなわち電流Ｉ３が増加し、抵抗２５２での電圧降下は大きくなる。その結果、抵抗２５２に電流Ｉ２のみが流れる場合に比べて、電圧Ｖｃ２が小さくなる（図３、図４、図６参照）。なお、上記のように電流Ｉａ，Ｉｂの合計電流は一定値に規制されるので、電圧Ｖｃ２は当該一定電流値に対応した電圧値に収束する（図３、図４、図６参照）。

逆に、第１供給電圧ＶＤＤ１が減少するに従って、または第２供給電圧ＶＤＤ２が増加するに従って、電流Ｉａすなわち電流Ｉ３は減少し、抵抗２５２での電圧降下は電流Ｉ２による成分が支配的になる（図３、図４、図６参照）。その結果、例えば抵抗２５２，１５２の抵抗値が等しく電流Ｉ２，Ｉ１の設定電流量が等しい場合には、抵抗２５２での電圧降下量と抵抗１５２での電圧降下量とは同じになる（図３、図４、図６参照）。

上記構成の電源回路１０によれば、図３および図４の動作例を実現することができる。

電流Ｉ３の増加によって電圧Ｖｃ２が減少し始める際の当該電圧Ｖｃ２の電圧値は、例えば抵抗３２６，３４６の抵抗値の選定によって予め設定可能であり、供給電圧差ΔＶＤＤが電源切換電圧差ΔＶｔよりも大きい電圧範囲内に設定されている。これにより、供給電圧差ΔＶＤＤが電源切換電圧差ΔＶｔよりも大きい場合において、供給電圧差ΔＶＤＤが小さくなるほど第２電圧低減部２５０での電圧低減量が大きくなる。その結果、第２入力端子２１２への印加電圧値Ｖｃ２を第１入力端子１１２への印加電圧値Ｖｃ１に近づける制御、すなわち第２出力電圧値Ｖｏ２を第１出力電圧値Ｖｏ１に近づける制御を行うことができる。

また、上記構成によれば出力電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２が切り換わる際に両電圧Ｖｏ１，Ｖｏ２が等しくなるので、滑らかに（連続的に）出力電圧Ｖｏを切り換えることができ、また、ΔＶＤＤ＝ΔＶｔ付近での出力電圧値Ｖｏを安定させることができる。ここで、Ｖｏ１＝Ｖｏ２となる際の当該電圧値Ｖｏ１，Ｖｏ２（換言すれば制御電圧値Ｖｃ１，Ｖｃ２）は、トランジスタ３２２，３４２に流れる電流量によって制御可能である。すなわち、演算増幅器３０２とトランジスタ３０４とによる定電流回路の出力電流量を、例えば抵抗４１２，４１４の抵抗値の選定や調整端子４１６への抵抗の追加によって調整することにより、Ｖｏ１＝Ｖｏ２となる際の電圧値Ｖｏ２（＝Ｖｃ２）を設定することが可能である。

また、上記例示の制御部３０では供給電圧ＶＤＤ１，ＶＤＤ２を低減することによって、またその電圧低減量を制御することによって制御電圧Ｖｃ１，Ｖｃ２を生成するので、制御部３０の構成が簡単なもので済む。

上記では電源回路１０が２個の電源１，２を切り換える場合を例示したが、電源回路１０を応用して３個以上の電源を切り換える電源回路を構成することも可能であり、そのような電源回路は電源回路１０の上記構成を含んでいる。

本発明の実施の形態に係る電源回路を例示するブロック図である。本発明の実施の形態に係る電池内蔵型機器を例示するブロック図である。本発明の実施の形態に係る電源回路の動作を例示する特性図である。本発明の実施の形態に係る電源回路の動作を例示する特性図である。本発明の実施の形態に係る電源回路の動作を例示する特性図である。本発明の実施の形態に係る電源回路の動作を例示する特性図である。本発明の実施の形態に係る電源回路を例示する回路図である。本発明の実施の形態に係る電源回路を例示する回路図である。本発明の実施の形態に係る電源回路を例示する回路図である。本発明の実施の形態に係る電源回路を例示する回路図である。比較用の特性図である。

符号の説明

１第１電源、２第２電源、１０電源回路、１１第１電源接続端子、１２第２電源接続端子、１３負荷接続端子、２０出力部、３０制御部、５０電池内蔵型機器、５１外部電源（第１電源）、５２内蔵電池（第２電源）、１１０第１出力部、１１２第１入力端子、１５０第１電圧低減部、１５２，２５２抵抗、１６２，２６２電流設定部、２１０第２出力部、２１２第２入力端子、２５０第２電圧低減部、３２０プッシュプル回路、Ｉ１，Ｉ２，Ｉ３電流、Ｉａ第１電流、Ｉｂ第２電流、ＶＤＤ１第１電源からの供給電圧、ＶＤＤ２第２電源からの供給電圧、Ｖｃ１第１入力端子への印加電圧、Ｖｃ２第２入力端子への印加電圧、Ｖｏ１第１出力電圧、Ｖｏ２第２出力電圧、Ｖｏ出力電圧、ΔＶＤＤ供給電圧差、ΔＶｔ電源切換電圧差。

Claims

第１電源接続端子に接続される第１電源と第２電源接続端子に接続される第２電源とを切り換えて負荷接続端子へ電圧を出力する電源回路であって、
前記第１電源接続端子に接続され前記第１電源からの供給電圧を利用して第１出力電圧を出力する第１出力部と、前記第２電源接続端子に接続され前記第２電源からの供給電圧を利用して第２出力電圧を出力する第２出力部とを含み、前記第１出力電圧と前記第２出力電圧とのうちで高い方を前記負荷接続端子へ出力する出力部と、
前記出力部と前記第１電源接続端子と前記第２電源接続端子とに接続され、前記第１電源からの供給電圧と前記第２電源からの供給電圧とに基づいて前記第１出力電圧と前記第２出力電圧とを制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、
前記第１電源からの供給電圧に対する前記第２電源からの供給電圧の電圧差である供給電圧差が予め設定された正値の電源切換電圧差よりも小さい場合には、前記第１出力電圧の方が高くなるように前記第１出力電圧と前記第２出力電圧とを制御し、
前記供給電圧差が前記電源切換電圧差よりも大きい場合には、前記第２出力電圧の方が高くなるように前記第１出力電圧と前記第２出力電圧とを制御することを特徴とする電源回路。
請求項１に記載の電源回路であって、
前記制御部は、前記供給電圧差が前記電源切換電圧差よりも大きい場合に、前記供給電圧差が小さいほど前記第１出力電圧と前記第２出力電圧との電圧差を小さくすることを特徴とする電源回路。
請求項２に記載の電源回路であって、
前記制御部は、前記供給電圧差が前記電源切換電圧差に等しい場合に、前記第１出力電圧の値を前記第２出力電圧の値に等しくすることを特徴とする電源回路。
請求項１ないし３のいずれか１項に記載の電源回路であって、
前記第１出力部は、前記制御部に接続された第１入力端子を有し前記第１電源からの供給電圧を前記第１入力端子への印加電圧と同じ電圧値に定電圧化して前記第１出力電圧として出力する第1定電圧回路で構成され、
前記第２出力部は、前記制御部に接続された第２入力端子を有し前記第２電源からの供給電圧を前記第２入力端子への印加電圧と同じ電圧値に定電圧化して前記第２出力電圧として出力する第２定電圧回路で構成され、
前記制御部は、前記第１入力端子の電圧と前記第２入力端子の電圧とを制御することによって、前記第１出力電圧と前記第２出力電圧とを制御することを特徴とする電源回路。
請求項４に記載の電源回路であって、
前記制御部は、
前記第１電源の供給電圧から予め定められた所定電圧を低減して前記第１出力部の前記第１入力端子に印加する第１電圧低減部と、
前記第２電源の供給電圧から前記所定電圧以上の電圧を低減して前記第２出力部の前記第２入力端子に印加する第２電圧低減部と、
を含み、
前記供給電圧差が前記電源切換電圧差よりも大きい場合、前記供給電圧差が小さいほど前記第２電圧低減部での電圧低減量を大きくすることによって、前記第２入力端子の電圧と前記第１入力端子の電圧との電圧差を小さくすることを特徴とする電源回路。
請求項５に記載の電源回路であって、
前記第２電圧低減部は、
前記第２電源接続端子と前記第２出力部の前記第２入力端子との間に接続された抵抗と、
前記抵抗に流れる電流量を設定する電流設定部であって、前記第１電源からの供給電圧に応じた電流量を有する第１電流と前記第２電源からの供給電圧に応じた電流量を有する第２電流とを相補的に制御するプッシュプル回路を含み、前記第１電流と同じ電流量の電流を前記抵抗に流す電流設定部と、
を含むことを特徴とする電源回路。
内蔵電池接続端子に接続される内蔵電池と外部電源接続端子に接続される外部電源とを切り換えて動作可能な電池内蔵型機器であって、
前記外部電源接続端子に接続され前記外部電源からの供給電圧を利用して第１出力電圧を出力する第１出力部と、前記内蔵電池接続端子に接続され前記内蔵電池からの供給電圧を利用して第２出力電圧を出力する第２出力部とを含み、前記第１出力電圧と前記第２出力電圧とのうちで高い方を出力する出力部と、
前記出力部と前記外部電源接続端子と前記内蔵電池接続端子とに接続され、前記外部電源からの供給電圧と前記内蔵電池からの供給電圧とに基づいて前記第１出力電圧と前記第２出力電圧とを制御する制御部と、
を備え、
前記制御部は、
前記外部電源からの供給電圧に対する前記内蔵電池からの供給電圧の電圧差である供給電圧差が予め設定された正値の電源切換電圧差よりも小さい場合には、前記第１出力電圧の方が高くなるように前記第１出力電圧と前記第２出力電圧とを制御し、
前記供給電圧差が前記電源切換電圧差よりも大きい場合には、前記第２出力電圧の方が高くなるように前記第１出力電圧と前記第２出力電圧とを制御することを特徴とする電池内蔵型機器。