JP2009151073A - 集積回路装置、電気光学装置及び電子機器 - Google Patents

Abstract

【課題】回路の小規模化を図りながら表示特性を向上できる集積回路装置、電気光学装置及び電子機器の提供。
【解決手段】集積回路装置１０は第１の方向（Ｄ１）に沿って配置される第１〜第Ｎのメモリブロック（ＭＢ１〜ＭＢ６）と、電源回路（ＰＢ）と、第１〜第Ｎのメモリブロックの第２の方向（Ｄ２）に配置されるデータドライバ（ＤＲ）を含む。電源回路は、アナログ基準電源電圧（ＡＧＮＤ）を出力するアナログ基準電源電圧出力回路（ＡＲ）を含む。アナログ基準電源電圧出力回路が、第１〜第Ｎのメモリブロックのうちの第Ｍのメモリブロックと第Ｍ＋１のメモリブロックとの間に配置される。アナログ基準電源ライン（ＡＧＬ）が、データドライバにおいて第１の方向に沿って配線される。
【選択図】図３

Description

本発明は、集積回路装置、電気光学装置及び電子機器等に関する。

従来より、携帯電話機、テレビ、プロジェクタ（投写型表示装置）などの電子機器に用いられる電気光学パネルとして、単純マトリクス方式の液晶パネルや、薄膜トランジスタ（Thin Film Transistor）などのスイッチ素子を用いたアクティブマトリクス方式の液晶パネルなどが知られている。また近年はＥＬ（Electro Luminescence）などの発光素子を用いた電気光学パネルも脚光を浴びている。

そして、近年、電気光学パネルの画面サイズの拡大や画素数の増加により、電気光学パネルのデータ線（ソース線）の本数が増大する一方、各データ線に与える電圧の高精度化が要求されている。更には、電気光学パネルを搭載する電子機器の低消費電力化、軽量小型化の要求により、データ線を駆動するデータドライバ（ソースドライバ）の低消費電力化やチップサイズの縮小化も要求されている。

例えば、特許文献１及び特許文献２には、データドライバのデータ線を駆動する出力回路のレール・ツー・レール（Rail-to-Rail）動作を可能にする一方で、高精度にデータ線に電圧を供給できる構成が開示されている。

しかしながら、特許文献１及び特許文献２に開示された技術では、各出力回路が補助回路を搭載することにより駆動能力を制御してレール・ツー・レール動作を実現させる。そのため、補助回路を付加回路として搭載する必要があり、データドライバの回路規模が大きくなるという問題があった。また、データ線に与える電圧のばらつきを抑えるためにトランジスタのサイズを大きくする必要があり、チップサイズが増加してしまうという課題があった。

また特許文献３には、データドライバブロックとメモリブロックを集積回路装置の長辺方向に沿って隣接配置することで、チップサイズを縮小化するレイアウト手法が開示されている。

しかしながら、このレイアウト手法によっても、チップサイズの縮小化と表示特性の向上の両立という課題の達成が不十分であった。
特開２００５−１７５８１１号公報 特開２００５−１７５８１２号公報 特開２００７−２４３１２５号公報

本発明の幾つかの態様によれば、回路の小規模化を図りながら表示特性を向上できる集積回路装置、電気光学装置及び電子機器を提供できる。

本発明は、第１の方向に沿って配置され、画像データを記憶する第１〜第Ｎ（Ｎは２以上の整数）のメモリブロックと、電源電圧を生成する電源回路と、前記第１の方向に直交する方向を第２の方向とした場合に、前記第１〜第Ｎのメモリブロックの前記第２の方向に配置され、電気光学装置の複数のデータ線にデータ信号を供給するデータドライバとを含み、前記電源回路は、アナログ基準電源電圧を出力するアナログ基準電源電圧出力回路を含み、前記アナログ基準電源電圧出力回路が、前記第１〜第Ｎのメモリブロックのうちの第Ｍのメモリブロックと第Ｍ＋１のメモリブロック（Ｍは自然数）との間に配置され、前記アナログ基準電源電圧を供給するためのアナログ基準電源ラインが、前記データドライバにおいて前記第１の方向に沿って配線される集積回路装置に関係する。

本発明によれば、第１の方向に沿って配置される第１〜第Ｎのメモリブロックの第２の方向に、データドライバが配置される。そして、電源回路が有するアナログ基準電源電圧出力回路が、第Ｍのメモリブロックと第Ｍ＋１のメモリブロックの間に配置され、アナログ基準電源ラインが、データドライバの領域において第１の方向に沿って配線される。このようにすれば、アナログ基準電源電圧生成回路を、第１〜第Ｎのメモリブロックの例えば左端部や右端部を除く領域に配置できるようになる。従って、データドライバに配線されるアナログ基準電源ラインのインピーダンスを均一化でき、表示特性の悪化を最小限に抑えることが可能になる。

また本発明では、前記アナログ基準電源電圧は、前記データドライバが有する演算増幅器の第１の入力端子と第２の入力端子のうちの、前記第２の入力端子に供給されてもよい。

このようにすれば、アナログ基準電源電圧を基準とした増幅動作を、演算増幅器に行わせることが可能になる。

また本発明では、前記アナログ基準電源電圧は、前記演算増幅器の高電位側電源電圧と低電位側電源電圧の間の電圧に設定されてもよい。

このようにすれば、アナログ基準電源電圧を基準とした演算増幅器の適正な増幅動作が可能になり、演算増幅器の増幅動作の飽和などを防止できる。

また本発明では、前記アナログ基準電源電圧出力回路は、前記アナログ基準電源電圧の安定化用キャパシタを接続するためのアナログ基準電源パッドと、前記データドライバとの間に配置されてもよい。

このようにすれば、アナログ基準電源電圧出力回路を、安定化用キャパシタを接続するためのアナログ基準電源パッドの近くに配置することなどが可能になり、アナログ基準電源電圧の電圧変動の抑制を実現できる。

また本発明では、前記電源回路は、基準電源電圧を抵抗分割するラダー抵抗回路と、前記ラダー抵抗回路により抵抗分割された複数の分割電圧のうちのいずれかの分割電圧を選択して前記アナログ基準電源電圧出力回路に出力する選択回路とを含み、前記アナログ基準電源電圧出力回路は、前記ラダー抵抗回路と前記アナログ基準電源パッドとの間に配置されてもよい。

このようにすれば、レイアウト効率の向上と、アナログ基準電源電圧の電圧変動の抑制とを、両立することが可能になる。

また本発明では、前記電源回路は、Ｋ次昇圧用キャパシタ（Ｋは自然数）を接続するためのＫ次昇圧用パッドと、前記第Ｍのメモリブロックとの間に配置されるＫ次昇圧回路と、Ｋ＋１次昇圧用キャパシタを接続するためのＫ＋１次昇圧用パッドと、前記第Ｍ＋１のメモリブロックとの間に配置されるＫ＋１次昇圧回路とを含み、前記アナログ基準電源パッドは、前記Ｋ次昇圧用パッドと前記Ｋ＋１次昇圧用パッドとの間に配置されてもよい。

このようにすれば、キャパシタを接続するためのＫ次昇圧用パッド、アナログ基準電源パッド、Ｋ＋１次昇圧用パッドを、同じ付近の場所にまとめて配置することが可能になり、利便性の向上等を図れる。

また本発明では、前記電源回路及び前記データドライバを制御するロジック回路を含み、前記ロジック回路用のパッドが、前記Ｋ次昇圧用パッド、前記アナログ基準電源パッド及び前記Ｋ＋１次昇圧用パッドの前記第１の方向に配置されてもよい。

このようにすれば、ロジック回路用パッドへの外部での配線が、キャパシタの接続の邪魔になるなどの事態を防止できる。

また本発明では、前記アナログ基準電源電圧は、前記データドライバが有するサンプルホールド回路が含む演算増幅器の第１の入力端子と第２の入力端子のうちの、前記第２の入力端子に供給されてもよい。

このようにすれば、アナログ基準電源電圧を基準とした増幅動作を行う演算増幅器を用いて、サンプルホールド回路を実現できるようになる。

また本発明では、前記データドライバは、フリップアラウンド型の前記サンプルホールド回路により構成される階調生成アンプを含んでもよい。

このようなフリップアラウンド型サンプルホールド回路を用いれば、階調生成アンプに電圧のサンプルホールド機能を持たせることができる共に、いわゆるオフセットフリーを実現できるため、バラツキの少ない高精度の電圧をデータ線に供給できる。

また本発明では、前記階調生成アンプは、前記演算増幅器と、前記演算増幅器の前記第１の入力端子と前記階調生成アンプの第１の入力ノードとの間に設けられ、サンプリング期間において前記第１の入力ノードの入力電圧に応じた電荷が蓄積される第１のサンプリング用キャパシタと、前記演算増幅器の前記第１の入力端子と前記階調生成アンプの第２の入力ノードとの間に設けられ、前記サンプリング期間において前記第２の入力ノードの入力電圧に応じた電荷が蓄積される第２のサンプリング用キャパシタとを含み、前記サンプリング期間において前記第１、第２のサンプリング用キャパシタに蓄積された電荷に応じた出力電圧を、ホールド期間において出力してもよい。

このようにすれば、サンプリング期間において第１、第２の入力ノードへの入力電圧を第１、第２のサンプリング用キャパシタにサンプリングし、第１、第２のサンプリング用キャパシタのフリップアラウンド動作を行うことで、第１、第２のサンプリング用キャパシタに蓄積された電荷に応じた出力電圧を、ホールド期間において出力できるようになる。

また本発明では、前記階調生成アンプは、前記第２の入力端子に前記アナログ基準電源電圧が供給される前記演算増幅器と、前記階調生成アンプの第１の入力ノードと前記演算増幅器の前記第１の入力端子との間に設けられた第１のサンプリング用スイッチ素子及び第１のサンプリング用キャパシタと、前記階調生成アンプの第２の入力ノードと前記演算増幅器の前記第１の入力端子との間に設けられた第２のサンプリング用スイッチ素子及び第２のサンプリング用キャパシタと、前記演算増幅器の出力端子と前記第１の入力端子との間に設けられた帰還用スイッチ素子と、前記第１のサンプリング用スイッチ素子と前記第１のサンプリング用キャパシタとの間の第１の接続ノードと、前記演算増幅器の前記出力端子との間に設けられた第１のフリップアラウンド用スイッチ素子と、前記第２のサンプリング用スイッチ素子と前記第２のサンプリング用キャパシタとの間の第２の接続ノードと、前記演算増幅器の前記出力端子との間に設けられた第２のフリップアラウンド用スイッチ素子を含んでもよい。

このようにすれば、第１、第２のサンプリング用スイッチ素子や帰還用スイッチ素子を用いて第１、第２のサンプリング用キャパシタへの入力電圧のサンプリングを実現し、第１、第２のフリップアラウンド用スイッチ素子を用いて、第１、第２のサンプリング用キャパシタのフリップアラウンド動作を実現できる。

また本発明では、前記サンプリング期間においては、前記第１、第２のサンプリング用スイッチ素子及び前記帰還用スイッチ素子がオンになると共に、前記第１、第２のフリップアラウンド用スイッチ素子がオフになり、ホールド期間においては、前記第１、第２のサンプリング用スイッチ素子及び前記帰還用スイッチ素子がオフになると共に、前記第１、第２のフリップアラウンド用スイッチ素子がオンになってもよい。

このように、サンプリング期間において第１、第２のサンプリング用スイッチ素子及び帰還用スイッチ素子がオンになることで、演算増幅器のイマジナリーショート機能を利用して、第１、第２のサンプリング用キャパシタに入力電圧に応じた電荷を蓄積できる。またホールド期間において第１、第２のフリップアラウンド用スイッチ素子をオンにすることで、第１、第２のサンプリング用キャパシタに蓄積された電荷に応じた出力電圧を、階調生成アンプの出力ノードに出力できる。

また本発明では、前記第１、第２のサンプリング用スイッチ素子は、前記帰還用スイッチ素子がオフになった後にオフになってもよい。

このようにすれば、第１、第２のサンプリング用スイッチ素子等からのチャージインジェクションによる悪影響を最小限に抑えることができる。

また本発明では、前記演算増幅器の前記第２の入力端子に供給される前記アナログ基準電源電圧は、前記第１、第２のサンプリング用スイッチ素子、前記帰還用スイッチ素子、前記第１、第２のフリップアラウンド用スイッチ素子のスイッチ制御信号の高電位側電源電圧と低電位側電源電圧の間の電圧に設定されてもよい。

このようにアナログ基準電源電圧を設定すれば、チャージインジェクションによる悪影響を更に低減できる。

また本発明は、上記のいずれかに記載の集積回路装置を含む電気光学装置に関係する。

また本発明は、上記に記載の電気光学装置を含む電子機器に関係する。

以下、本発明の好適な実施の形態について詳細に説明する。なお以下に説明する本実施形態は特許請求の範囲に記載された本発明の内容を不当に限定するものではなく、本実施形態で説明される構成の全てが本発明の解決手段として必須であるとは限らない。

１．集積回路装置の回路構成
図１に本実施形態の集積回路装置１０（ドライバ）の回路構成例を示す。なお本実施形態の集積回路装置１０は図１の構成に限定されず、その構成要素の一部（例えば走査ドライバ、階調電圧生成回路、ロジック回路等）を省略したり、他の構成要素を追加するなどの種々の変形実施が可能である。

電気光学パネル４００（電気光学装置）は、複数のデータ線（例えばソース線）と、複数の走査線（例えばゲート線）と、データ線及び走査線により特定される複数の画素を有する。そして各画素領域における電気光学素子（狭義には液晶素子、ＥＬ素子等）の光学特性を変化させることで、表示動作を実現する。この電気光学パネル（狭義には表示パネル）は、例えばＴＦＴ、ＴＦＤなどのスイッチ素子を用いたアクティブマトリクス方式のパネルにより構成できる。なお電気光学パネルは、アクティブマトリクス方式以外のパネルであってもよいし、液晶パネル以外の例えば有機ＥＬ（Electro Luminescence）や無機ＥＬなどの発光素子を用いたパネルであってもよい。

メモリ２０（表示データＲＡＭ）は画像データを記憶する。メモリセルアレイ２２は複数のメモリセルを含み、少なくとも１フレーム（１画面）分の画像データ（表示データ）を記憶する。ローアドレスデコーダ２４（ＭＰＵ／ＬＣＤローアドレスデコーダ）はローアドレスについてのデコード処理を行い、メモリセルアレイ２２のワード線の選択処理を行う。カラムアドレスデコーダ２６（ＭＰＵカラムアドレスデコーダ）はカラムアドレスについてのデコード処理を行い、メモリセルアレイ２２のビット線の選択処理を行う。ライト／リード回路２８（ＭＰＵライト／リード回路）はメモリセルアレイ２２への画像データのライト処理や、メモリセルアレイ２２からの画像データのリード処理を行う。

ロジック回路４０（ドライバ用ロジック回路）は、表示タイミングを制御するための制御信号やデータ処理タイミングを制御するための制御信号などを生成する。このロジック回路４０は例えばゲートアレイ（Ｇ／Ａ）などの自動配置配線により形成できる。

制御回路４２は各種制御信号を生成したり、装置全体の制御を行う。具体的には階調電圧生成回路１１０に対して、階調特性（γ特性）を調整するための階調調整データ（γ補正データ）を出力したり、電源回路９０に対して、電源電圧を調整するための電源調整データを出力する。またローアドレスデコーダ２４、カラムアドレスデコーダ２６、ライト／リード回路２８を用いたメモリへのライト／リード処理を制御する。

表示タイミング制御回路４４は表示タイミングを制御するための各種の制御信号を生成し、メモリ２０から電気光学パネル４００側への画像データの読み出しを制御する。ホスト（ＭＰＵ）インターフェース回路４６は、ホストからのアクセス毎に内部パルスを発生してメモリ２０にアクセスするホストインターフェースを実現する。ＲＧＢインターフェース回路４８は、ドットクロックにより動画のＲＧＢデータをメモリ２０に書き込むＲＧＢインターフェースを実現する。なおホストインターフェース回路４６、ＲＧＢインターフェース回路４８のいずれか一方のみを設ける構成としてもよい。

データドライバ５０は、電気光学パネル４００（電気光学装置）のデータ線に供給するデータ信号（電圧、電流）を生成する回路である。具体的にはデータドライバ５０は、メモリ２０から画像データ（階調データ、表示データ）を受け、階調電圧生成回路１１０から複数（例えば２５６段階）の階調電圧（基準電圧）を受ける。そして、これらの複数の階調電圧の中から、画像データ（階調データ）に対応する電圧（データ電圧）を選択して、電気光学パネル４００のデータ線に出力する。

走査ドライバ７０は電気光学パネル４００の走査線を駆動するための走査信号を生成する回路である。具体的には、内蔵するシフトレジスタにおいて信号（イネーブル入出力信号）を順次シフトし、このシフトされた信号をレベル変換した信号を、走査信号（走査電圧）として電気光学パネル４００の各走査線に出力する。なお走査ドライバ７０に、走査アドレス生成回路やアドレスデコーダを含ませ、走査アドレス生成回路が走査アドレスを生成して出力し、アドレスデコーダが走査アドレスのデコード処理を行うことで、走査信号を生成してもよい。

電源回路９０は各種の電源電圧を生成する回路であり、図２（Ａ）にその構成例を示す。昇圧回路９２は、入力電源電圧や内部電源電圧を、昇圧用キャパシタや昇圧用トランジスタを用いてチャージポンプ方式で昇圧し、昇圧電圧を生成する回路であり、１次〜４次昇圧回路などを含むことができる。この昇圧回路９２により、走査ドライバ７０や階調電圧生成回路１１０が使用する高電圧を生成できる。ＶＣＯＭ生成回路１００は、電気光学パネル４００の対向電極に供給するＶＣＯＭ電圧を生成して出力する。制御回路１０２は電源回路９０の制御を行うものであり、各種の制御レジスタなどを含む。出力回路１０４（レギュレータ回路、電源電圧供給回路）は、昇圧回路９２により生成された昇圧電圧の電圧調整等を行って、各種の電源電圧を出力する。

階調電圧生成回路（γ補正回路）１１０は階調電圧を生成する回路であり、図２（Ｂ）にその構成例を示す。ラダー抵抗回路１１２（電圧分割回路）は、電源回路９０で生成された階調電圧生成用の電源電圧ＶＧＭＨ、ＶＧＭＬに基づいて、階調電圧Ｖ０〜Ｖ６４を生成して出力する。具体的にはラダー抵抗回路１１２は、電源電圧ＶＧＭＨ、ＶＧＭＬの間に直列に接続された複数の抵抗ＲＤ０〜ＲＤ６５を有し、これらの抵抗間のタップに階調電圧Ｖ０〜Ｖ６４を出力する。ここで抵抗ＲＤ０〜ＲＤ６５は可変抵抗になっており、その抵抗値は調整レジスタ１１４に設定された階調調整データに基づいて設定される。これにより、電気光学パネル４００の種類等に応じた最適な階調特性（γ補正特性）の階調電圧を生成できる。

なお極性反転駆動の場合には、正極期間（広義には第１の期間）と負極期間（広義には第２の期間）とで、階調電圧Ｖ０〜Ｖ６４の電圧値を異ならせてもよい。この場合には正極期間用の階調電圧と負極期間用の階調電圧は、ラダー抵抗回路１１２の抵抗ＲＤ０〜ＲＤ６５の抵抗値の設定を階調調整データに基づき切り替えることで生成できる。

またＲ（広義には第１の色成分）用、Ｇ（広義には第２の色成分）用、Ｂ（広義には第３の色成分）用で、階調特性を異ならせてもよい。このようにＲ、Ｇ、Ｂ独立の階調特性（γ特性）にする場合には、階調電圧生成回路１１０は、データドライバ５０が有するサンプルホールド回路のＲ（赤）用のサンプリング期間においてＲ用の階調電圧を出力し、Ｇ（緑）用のサンプリング期間においてＧ用の階調電圧を出力し、Ｂ（青）用のサンプリング期間においてＢ用の階調電圧を出力すればよい。この場合のＲ、Ｇ、Ｂ用の階調電圧は、ラダー抵抗回路１１２の抵抗ＲＤ０〜ＲＤ６５の抵抗値の設定を階調データに基づき切り替えることで生成できる。

また階調電圧生成回路１１０の構成は図２（Ｂ）に限定されず、階調電圧Ｖ０〜Ｖ６４のインピーダンス変換を行う回路（例えば演算増幅器）を設けたり、正極用、負極用の複数のラダー抵抗回路を設けたり、Ｒ用、Ｇ用、Ｂ用の複数のラダー抵抗回路を設けるなどの変形実施が可能である。

２．集積回路装置のレイアウト配置
図３に本実施形態の集積回路装置１０のレイアウト配置例を示す。図３では、集積回路装置１０の短辺である第１の辺ＳＤ１から対向する第３の辺ＳＤ３へと向かう方向を第１の方向Ｄ１とし、Ｄ１の反対方向を第３の方向Ｄ３としている。また集積回路装置１０の長辺である第２の辺ＳＤ２から対向する第４の辺ＳＤ４へと向かう方向を第２の方向Ｄ２とし、Ｄ２の反対方向を第４の方向Ｄ４としている。なお、図３では集積回路装置１０の左辺が第１の辺ＳＤ１で、右辺が第３の辺ＳＤ３になっているが、左辺が第３の辺ＳＤ３で、右辺が第１の辺ＳＤ１であってもよい。

図３の集積回路装置１０は、複数のメモリブロックＭＢ１〜ＭＢ６（広義には第１〜第Ｎのメモリブロック。Ｎは２以上の整数）を含む。これらのメモリブロックＭＢ１〜ＭＢ６は、画像表示のための画像データを記憶する。またメモリブロックＭＢ１〜ＭＢ６はＤ１方向に沿って配置（配列）される。

具体的にはメモリブロックＭＢ１〜ＭＢ６は、図１のメモリ２０をバンク分割したものである。そしてメモリブロックＭＢ１〜ＭＢ６（メモリセルアレイ）の各々は、電気光学パネル４００の第１のデータ線群〜第６のデータ線群の各々に供給するデータ信号に対応する画像データを記憶する。なおメモリブロックＭＢ１〜ＭＢ６のブロック数は６個に限定されず、任意である。また、メモリセルアレイと共に各メモリブロックに設けられるカラムアドレスデコーダ、ローアドレスデコーダ、センスアンプブロック等は、各メモリブロックに独立に設けてもよいし、その一部又は全部を共有化してもよい。

集積回路装置１０は、電源電圧を生成する電源回路ＰＢを含む。この電源回路ＰＢは例えば図１、図２（Ａ）で説明した構成の回路である。なお図３では電源回路ＰＢはメモリブロックＭＢ３とＭＢ４の間に設けられているが、電源回路ＰＢの一部を、メモリブロックＭＢ１〜ＭＢ６のＤ４方向に設けてもよい。例えば電源回路ＰＢの昇圧回路（昇圧トランジスタ）を、メモリブロックＭＢ１〜ＭＢ６と、ＭＢ１〜ＭＢ６のＤ４方向に設けられるパッド配置領域との間の、細長の領域に形成してもよい。

集積回路装置１０はデータドライバＤＲを含む。このデータドライバＤＲはメモリブロックＭＢ１〜ＭＢ６のＤ２方向側に配置され、電気光学パネル４００（電気光学装置）の複数のデータ線にデータ信号（データ電圧、データ電流）を供給する。

具体的にはこのデータドライバＤＲ（データドライバブロック、サブドライバブロック）は、ラッチ回路（プリラッチ回路、ポストラッチ回路）、Ｄ／Ａ変換回路（ＤＡＣ）、或いはデータ線駆動回路（ドライバセル、出力回路、バッファ回路）等を含むことができる。これらのラッチ回路、Ｄ／Ａ変換回路、データ線駆動回路は、例えば電気光学パネル４００のデータ線毎（サブピクセル毎、ピクセル毎）に設けることができる。なお複数のデータ線で、ラッチ回路、Ｄ／Ａ変換回路、或いはデータ線駆動回路を共用する構成にしてもよい。

データドライバＤＲが含むラッチ回路は、メモリブロックＭＢ〜ＭＢ６（メモリ）からの画像データ（サブピクセル画像データ）をラッチする。Ｄ／Ａ変換回路は、ラッチされたデジタルの画像データのＤ／Ａ変換を行い、アナログのデータ信号を生成する。具体的には図１の階調電圧生成回路１１０から複数の階調電圧（基準電圧）を受け、これらの複数の階調電圧の中から、デジタルの画像データに対応する電圧を選択して、データ信号（データ電圧）として出力する。データ線駆動回路は、Ｄ／Ａ変換回路からのデータ信号を演算増幅器等を用いてバッファリングして、電気光学パネル４００のデータ線に出力し、データ線を駆動する。なお電気光学パネル４００が例えば低温ポリシリコンＴＦＴの液晶パネル等である場合には、データ線駆動回路は、Ｒ用、Ｇ用、Ｂ用のデータ信号を多重化して時分割で出力してもよい。このようにすることでデータ信号用のパッド（広義には端子）の数を減らすことができる。またデータドライバＤＲは後述するように複数のデータドライバブロックを含むものであってもよい。この場合には、各データドライバブロックは、複数のメモリブロックのうちの対応するメモリブロックに記憶される画像データを受けて、データ線を駆動する。

図３に示すように電源回路ＰＢは、アナログ基準電源電圧であるＡＧＮＤを出力（供給）するＡＧＮＤ出力回路ＡＲ（アナログ基準電源電圧出力回路、アナログ基準電源電圧用レギュレータ）を含む。このＡＧＮＤ出力回路ＡＲは、例えばアナログ基準電源電圧ＡＧＮＤの出力インピーダンスを低くするための演算増幅器（オペアンプ）などを含むことができる。またＡＧＮＤの電圧レベルの調整回路を含んでもよい。このＡＧＮＤは、例えば高電位側電源電圧と低電位側電源電圧（例えばデータドライバが有する演算増幅器の電源電圧）の間（中間）の電圧であり、例えばアナログ回路の動作の基準となる電源電圧（演算増幅器の信号増幅の基準となる電源電圧等）である。

また図３に示すようにＡＧＮＤ出力回路ＡＲ（電源回路ＰＢ）は、メモリブロックＭＢ３とＭＢ４の間（広義には第１〜第Ｎのメモリブロックのうちの第Ｍのメモリブロックと第Ｍ＋１のメモリブロックとの間。Ｍは自然数）に配置される。即ちＡＧＮＤ出力回路ＡＲ（ＡＧＮＤ生成回路）が集積回路装置１０の中央部付近（真ん中）に配置される。例えば集積回路装置１０の短辺ＳＤ１に沿ったラインを第１のラインとし、短辺ＳＤ３に沿ったラインを第２のラインとし、第１のラインと第２のラインの真ん中を通るラインを中央ラインとする。そして第１のラインと中央ラインの真ん中を通るラインを第３のラインとし、第２のラインと中央ラインの真ん中を通るラインを第４のラインとした場合に、ＡＧＮＤ出力回路ＡＲは、例えば第３のラインと第４のラインの間の領域に配置される。

また図３では、ＡＧＮＤ（アナログ基準電源電圧）を供給するためのＡＧＮＤラインＡＧＬ（アナログ基準電源ライン）が、データドライバＤＲにおいてＤ１方向に沿って配線される。具体的には、ＡＧＮＤラインＡＧＬは、ＡＧＮＤ出力回路ＡＲからデータドライバＤＲに対してＤ２方向に沿って取り出し線によって引き出された後、Ｄ１方向及びＤ３方向に直角に折り返される。そしてＡＧＮＤラインＡＧＬは、データドライバＤＲ上（ＤＲの領域）においてＤ１方向に沿って配線される。この場合に、Ｄ１方向に沿って複数本のＡＧＮＤラインを配線してもよい。

図４（Ａ）にデータドライバＤＲの内部構成を模式的に示す。同図に示すようにデータドライバＤＲは複数の演算増幅器ＯＰＡ１〜ＯＰＡｍ（ｍは２以上の整数）を含む。この演算増幅器ＯＰＡ１〜ＯＰＡｍは、例えばデータ線ＤＬ１〜ＤＬｍに供給されるデータ信号ＤＳ１〜ＤＳｍのインピーダンス変換を行うためのものである。即ちデータ信号ＤＳ１〜ＤＳｍの出力インピーダンスを低くして、データ線ＤＬ１〜ＤＬｍを低インピーダンスで駆動するために用いられる。そして図４（Ａ）に示すように、ＡＧＮＤは、データドライバＤＲが有する演算増幅器ＯＰＡ（ＯＰＡ１〜ＯＰＡｍ）の反転入力端子（広義には第１の入力端子）と非反転入力端子（広義には第２の入力端子）のうちの例えば非反転入力端子に供給される。なお反転入力端子にＡＧＮＤを供給する変形実施も可能である。また図４（Ａ）では、各データ線毎に演算増幅器が設けられているが、複数のデータ線に対して１つの演算増幅器を設ける構成にしてもよい。また演算増幅器の出力端子とデータ線の間にスイッチ素子や他の演算増幅器を設ける構成としてもよい。

図４（Ｂ）に示すように、ＡＧＮＤは、演算増幅器ＯＰＡ（ＯＰＡ１〜ＯＰＡｍ）の高電位側電源電圧ＶＤＤＨＳと低電位側電源電圧ＶＳＳの間（中間）の電圧に設定（調整）される。具体的には、例えばＡＧＮＤ＝ＶＳＳ＋（ＶＤＤＨＳ＋ＶＳＳ）／ＭＬに設定される。そしてＶＳＳ＝０Ｖ、ＭＬ＝２とすると、ＡＧＮＤ＝（ＶＤＤＨＳ＋ＶＳＳ）／２になる。なお、係数ＭＬは必ずしもＭＬ＝２である必要はなく、表示特性等に応じて適宜調整することができ、少なくともＭＬ＞１であればよい。

また電源電圧ＶＤＤＨＳは、例えば演算増幅器ＯＰＡが有する高電位側のＰ型トランジスタのソースに供給される電圧であり、電源電圧ＶＳＳは、低電位側のＮ型トランジスタのソースに供給される電圧である。演算増幅器ＯＰＡはこれらのＶＤＤＨＳ、ＶＳＳを動作電源電圧として動作する。

従来のドライバの集積回路装置では、本実施形態のようなＡＧＮＤは生成されず、入力端子にＡＧＮＤが供給される演算増幅器は用いられていなかった。具体的には、データドライバの演算増幅器として、いわゆるボルテージフォロワ接続の演算増幅器が用いられていた。そして、このようなボルテージフォロワ接続の演算増幅器を用いる場合には、不感帯領域を無くして出力電圧をフルスイングするために、いわゆるレール・ツー・レール（Rail-to-Rail）型の演算増幅器を採用する必要があった。

しかしながら、レール・ツー・レール型の演算増幅器は、補助回路を付加回路として搭載する必要があるため、回路が大規模化したり、消費電力が大きくなってしまうなどの問題があった。

またボルテージフォロワ接続の演算増幅器では、演算増幅器のオフセット電圧によりデータ信号の電圧が変動してしまうという問題もある。従って、このオフセット電圧に起因してデータ線の電圧にバラツキが発生し、表示ムラなどの表示特性の悪化を招く。

この場合に、演算増幅器による駆動の後に、Ｄ／Ａ変換回路（階調電圧生成回路）によりデータ線を直接に駆動するＤＡＣ駆動を採用することも考えられる。しかしながら、このＤＡＣ駆動では、電流供給能力の不足により、駆動期間に余裕が無くなって、大型パネルに対応できなくなったり、消費電力の増加を招くなどの問題がある。

この点、本実施形態のようにＡＧＮＤを用いた演算増幅器を使用すれば、例えばこのＡＧＮＤを中心にして増幅動作が行われるため、レール・ツー・レール型の演算増幅器等を採用しなくても済むように、演算増幅器の増幅動作の飽和も防止できる。従って、回路の小規模化や低消費電力化を図れる。

また、ＡＧＮＤを用いた演算増幅器は、後述するようにサンプルホールド回路に使用できる。そしてサンプルホールド回路では、ボルテージフォロワ接続の演算増幅器とは異なり、例えばフリップアラウンド型のサンプルホールド回路などを採用することで、オフセット電圧をキャンセルでき、いわゆるオフセットフリーを実現できる。そして、このようなオフセットフリーを実現できれば、上述のようなＤＡＣ駆動が不要になり、回路の小規模化や低消費電力化と、表示特性の向上とを両立できる。

ところが、ＡＧＮＤを用いた場合に、このＡＧＮＤの電圧レベルが変動すると、データ信号の電圧も変動してしまう。そして、ドライバの集積回路装置では、その中央部にはメモリブロックやデータドライバが配置されるため、電源回路は、集積回路装置の左端や右端に配置されるのが一般的であった。

しかしながら、電源回路が例えば集積回路装置の左端に配置されるのに合わせて、ＡＧＮＤ出力回路も集積回路装置の左端に配置すると、左端の場所でのＡＧＮＤのインピーダンスと右端の場所でのＡＧＮＤのインピーダンスが異なってしまう。従って、左端でのデータ信号の電圧と右端でのデータ信号の電圧が異なってしまい、表示特性が悪化するおそれがある。

この点、図３では、ＡＧＮＤ出力回路ＡＲ（電源回路ＰＢ）をメモリブロックＭＢ３とＭＢ４の間に配置しているため、ＡＧＮＤ出力回路ＡＲを集積回路装置１０の中央部付近に配置できる。従って、集積回路装置１０の左端や右端にＡＧＮＤ出力回路ＡＲを配置する手法に比べて、ＡＧＮＤのインピーダンスを均一化することができ、データ信号の電圧の変動を最小限に抑えることが可能になる。従って、回路の大規模化や消費電力の増加等を抑えながら、表示特性の悪化を最小限に抑えることが可能になる。

３．サンプルホールド回路
図４（Ａ）等に示す演算増幅器ＯＰＡ１〜ＯＰＡｍの各々は、例えばデータドライバＤＲが有するサンプルホールド回路に用いることができる。このサンプルホールド回路としては、例えばフリップアラウンド型のサンプルホールド回路を採用できる。

図５（Ａ）、図５（Ｂ）を用いてフリップアラウンド型のサンプルホールド回路について更に詳細に説明する。

例えば図５（Ａ）、図５（Ｂ）において、フリップアラウンド型のサンプルホールド回路は、演算増幅器ＯＰＡと、サンプリング用キャパシタＣＳを含む。サンプリング用キャパシタＣＳは、演算増幅器ＯＰＡの反転入力端子（広義には第１の入力端子）とサンプルホールド回路の入力ノードＮＩとの間に設けられる。そして図５（Ａ）に示すようにキャパシタＣＳには、サンプリング期間において入力ノードＮＩの入力電圧ＶＩに応じた電荷が蓄積される。

なお図５（Ａ）に示すようにサンプリング期間では演算増幅器ＯＰＡの出力がＯＰＡの反転入力端子のノードＮＥＧに帰還される。また、演算増幅器ＯＰＡの非反転入力端子（広義には第２の入力端子）には、アナログ基準電源電圧であるＡＧＮＤが供給される。従って演算増幅器ＯＰＡのイマジナリーショート機能により、キャパシタＣＳの一端が接続されるノードＮＥＧは、ＡＧＮＤに設定される。これによりキャパシタＣＳには、入力電圧ＶＩに応じた電荷が蓄積されるようになる。

図５（Ｂ）に示すようにホールド期間においては、サンプルホールド回路は、サンプリング期間においてサンプリング用キャパシタＣＳに蓄積された電荷に応じた出力電圧ＶＱを、その出力ノードＮＱに出力する。具体的には、その一端にノードＮＥＧが接続されるキャパシタＣＳの他端を、演算増幅器ＯＰＡの出力端子に接続するフリップアラウンド動作を行うことで、ＣＳに蓄積された電荷に応じた出力電圧ＶＱを出力する。

以上のようなフリップアラウンド型のサンプルホールド回路を用いれば、後に詳述するように、いわゆるオフセットフリーを実現できる。従って、データ線間での出力電圧のバラツキを最小限に抑えることができ、バラツキの少ない高精度の電圧をデータ線に供給でき、表示品質を向上できる。また、Ｄ／Ａ変換回路によりデータ線を直接駆動するＤＡＣ駆動が不要になるため、高速駆動や制御の簡素化を実現できる。

図５（Ｃ）にフリップアラウンド型のサンプルホールド回路の詳細な構成例を示す。このサンプルホールド回路は、演算増幅器ＯＰＡと、サンプリング用スイッチ素子ＳＳと、サンプリング用キャパシタＣＳと、帰還用スイッチ素子ＳＦと、フリップアラウンド用スイッチ素子ＳＡを含む。なおこれらの一部の構成要素を省略したり、他の構成要素を追加するなどの変形実施も可能である。またスイッチ素子ＳＳ、ＳＡ、ＳＦは、例えばトランスファーゲートなどのＣＭＯＳトランジスタにより構成できる。

演算増幅器ＯＰＡの非反転入力端子（第２の入力端子）には、アナログ基準電源電圧ＡＧＮＤが設定される。

サンプリング用スイッチ素子ＳＳ及びサンプリング用キャパシタＣＳは、サンプルホールド回路の入力ノードＮＩと演算増幅器ＯＰＡの反転入力端子（第１の入力端子）との間に設けられる。帰還用スイッチ素子ＳＦは、演算増幅器ＯＰＡの出力端子とＯＰＡの反転入力端子との間に設けられる。

フリップアラウンド用スイッチ素子ＳＡは、スイッチ素子ＳＳとキャパシタＣＳとの間の接続ノードＮＳと、演算増幅器ＯＰＡの出力端子との間に設けられる。

そして図５（Ａ）に示すようにサンプリング期間においては、サンプリング用スイッチ素子ＳＳ及び帰還用スイッチ素子ＳＦがオンになると共に、フリップアラウンド用スイッチ素子ＳＡがオフになる。これにより、フリップアラウンド型サンプルホールド回路のサンプリング動作を実現できる。

一方、図５（Ｂ）に示すようにホールド期間においては、サンプリング用スイッチ素子ＳＳ及び帰還用スイッチ素子ＳＦがオフになると共に、フリップアラウンド用スイッチ素子ＳＡがオンになる。これにより、フリップアラウンド型サンプルホールド回路のホールド動作を実現できる。

この図５（Ｃ）のフリップアラウンド型のサンプルホールド回路では、後に詳述するように帰還スイッチ素子ＳＦでのチャージインジェクションの問題が発生する。この点、図４（Ｂ）に示すように、演算増幅器ＯＰＡの非反転入力端子に、高電位側電源電圧ＶＤＤＨＳと低電位側電源電圧ＶＳＳの間の電圧であるＡＧＮＤを供給すれば、帰還スイッチ素子ＳＦのトランスファーゲートのＮ型トランジスタからの電荷量とＰ型トランジスタからの電荷量のアンバランスを低減できる。従って、スイッチ素子ＳＦがオフになることによるチャージインジェクションの悪影響を最小限に抑えることが可能になる。

また図５（Ｃ）のフリップアラウンド型のサンプルホールド回路では、ＡＧＮＤが変動すると、演算増幅器ＯＰＡの出力電圧ＶＱも変動してしまい、この結果、データ信号の電圧も変動してしまう。

この点、図３に示すようにＡＧＮＤラインＡＧＬを配線すれば、ＡＧＮＤのインピーダンスを均一化できるため、演算増幅器ＯＰＡの反転入力端子に供給されるＡＧＮＤの変動を最小限に抑えることができる。この結果、データ信号の電圧変動も最小限に抑えることができ、表示品質の劣化を防止できる。

４．データドライバブロック、メモリブロックのレイアウト配置
図３のデータドライバＤＲは複数のデータドライバブロックにより構成できる。この場合のデータドライバブロックとメモリブロックのレイアウト配置例について図６を用いて説明する。

図６では、メモリブロックＭＢ１〜ＭＢ６（広義には第１〜第Ｎのメモリブロック）は、Ｄ１方向に沿って配置され、画像データを記憶する。

またデータドライバブロックＤＢ１〜ＤＢ６（広義には第１〜第Ｎのデータドライバブロック）は、Ｄ１方向に沿って配置される。具体的にはメモリブロックＭＢ１〜ＭＢ６のＤ２方向において、Ｄ１方向に沿って配置される。そして電気光学パネル４００（電気光学装置）の複数のデータ線にデータ信号を供給する。この場合に、メモリブロックＭＢ１は、データドライバブロックＤＢ１でのデータ信号の生成に必要な画像データを記憶し、メモリブロックＭＢ２は、データドライバブロックＤＢ２でのデータ信号の生成に必要な画像データを記憶する。同様に、メモリブロックＭＢ３〜ＭＢ６は、データドライバブロックＤＢ３〜ＤＢ６でのデータ信号の生成に必要な画像データを記憶する。

そしてメモリブロックＭＢ１〜ＭＢ６（第１〜第Ｎのメモリブロック）のうちのメモリブロックＭＢ１（広義には第Ｊのメモリブロック。Ｊは１≦Ｊ≦Ｎとなる整数）は、少なくとも１サブピクセル分（例えば１〜８サブピクセル分）の画像データであるサブピクセル画像データを、そのメモリセルアレイから点順次で読み出す。そして読み出されたサブピクセル画像データを、データドライバブロックＤＢ１〜ＤＢ６のうちの対応するデータドライバブロックＤＢ１（広義には第Ｊのデータドライバブロック）に対して時分割に出力する。即ち従来は線順次で読み出していた画像データを、メモリブロックＭＢ１のポート（データドライバ側ポート）から点順次で読み出す。

具体的には、メモリブロックＭＢ１とデータドライバブロックＤＢ１との間には、サブピクセル画像データ（Ｒ、Ｇ、Ｂの画像データ）を時分割で転送するためのｋビット（ｋは自然数。例えばｋ＝８、１６、３２等）のデータ転送バスＴＢ１が配線される。そして、このデータ転送バスＴＢ１を介して、ｋビットのサブピクセル画像データが転送される。

そしてデータドライバブロックＤＢ１は、メモリブロックＭＢ１からサブピクセル画像データを受け、サブピクセル画像データに対応するデータ信号を出力する。

同様にメモリブロックＭＢ２は、対応するデータドライバブロックＤＢ２に対して、サブピクセル画像データを点順次で読み出して時分割に出力する。具体的には、メモリブロックＭＢ２とデータドライバブロックＤＢ２との間には、サブピクセル画像データを時分割で転送するためのｋビットのデータ転送バスＴＢ２が配線される。そして、このデータ転送バスＴＢ２を介して、ｋビットのサブピクセル画像データが転送される。

そしてデータドライバブロックＤＢ２は、メモリブロックＭＢ２からサブピクセル画像データを受け、サブピクセル画像データに対応するデータ信号を出力する。

同様にして、メモリブロックＭＢ３〜ＭＢ６と、それに対応するデータドライバブロックＤＢ３〜ＤＢ６との間でも、データ転送バスＴＢ３〜ＴＢ６を介してサブピクセル画像データが時分割に転送される。

なおメモリブロックＭＢ１〜ＭＢ６とデータドライバブロックＤＢ１〜ＤＢ６の間でのサブピクセル画像データの転送は、各水平走査期間において並列に同時に行われる。例えば第１の走査線と第１のデータ線群との交差位置に対応するサブピクセルの画像データを、メモリブロックＭＢ１とデータドライバブロックＤＢ１の間で転送している期間において、それと同時に並列に、第１の走査線と第１のデータ線群の隣の第２のデータ線群との交差位置に対応するサブピクセルの画像データが、メモリブロックＭＢ２とデータドライバブロックＤＢ２の間で転送される。メモリブロックＭＢ３〜ＭＢ６とデータドライバブロックＤＢ３〜ＤＢ６の間のデータ転送も同様である。

このように本実施形態では、これまでは線順次で行われていたメモリ（ＲＡＭ）からの画像データの読み出しを、点順次で行っている。そして各メモリブロックから点順次で読み出されたサブピクセルの画像データを、そのメモリブロックに対応するデータドライバブロックに対して時分割に転送している。このようにすれば、メモリブロックＭＢ１〜ＭＢ６とデータドライバブロックＤＢ１〜ＤＢ６の間のレイアウト配置の位置関係の相互の依存性を無くすことが可能になり、メモリブロックＭＢ１〜ＭＢ６のレイアウト配置に影響を受けることなく、データドライバブロックＤＢ１〜ＤＢ６を配置できる。従って、レイアウト配置の自由度が高まり、レイアウト効率を向上できる。これにより、例えば集積回路装置１０のＤ２方向の幅Ｗを小さくでき、スリムな細長チップの実現が可能になる。この結果、集積回路装置１０のチップ面積の削減や、実装の容易化を図れる。

例えば図７（Ａ）、図７（Ｂ）に本実施形態の比較例の集積回路装置を示す。図７（Ａ）の集積回路装置７００では、メモリブロックＭＢ１のＤ２方向側にデータドライバブロックＤＢ１が配置され、メモリブロックＭＢ２のＤ２方向側にデータドライバブロックＤＢ２が配置される。そしてメモリブロックＭＢ１とＭＢ２の間や、データドライバブロックＤＢ１とＤＢ２の間に他の回路が配置される。

図７（Ａ）では、メモリブロックＭＢ１からの画像データの読み出しは線順次で行われ、メモリブロックＭＢ１の画像データ（１ライン分の画像データ）が所定のタイミングで一斉に読み出されて、データドライバブロックＤＢ１に出力される。同様に、メモリブロックＭＢ２からの画像データの読み出しも線順次で行われ、メモリブロックＭＢ２の画像データが所定のタイミングで一斉に読み出されて、データドライバブロックＤＢ２に出力される。このため、メモリブロックＭＢ１とデータドライバブロックＤＢ１の間は、対応するデータ線の本数と同じ本数（電気光学パネルのデータ線の例えば半分の本数）の信号線で接続され、メモリブロックＭＢ２とデータドライバブロックＤＢ２の間も、対応するデータ線の本数と同じ本数の信号線で接続される。従って、これらの信号線の本数が非常に多いため、メモリブロックＭＢ１、ＭＢ２とデータドライバブロックＤＢ１、ＤＢ２のレイアウト配置の自由度が低い。例えば、メモリブロックＭＢ１とデータドライバブロックＤＢ１を、その中心位置がＤ１方向においてずれるように配置しようとすると、その間を接続する信号線の配線領域が原因で、集積回路装置７００のＤ２方向での幅Ｗが大幅に増えてしまう。このため、幅Ｗを小さくしてスリムな細長チップを実現することが難しいという課題がある。特に、高精細化のために電気光学パネルのデータ線の本数が増えた場合に、これに対応することが難しいという課題がある。

また図７（Ｂ）の集積回路装置７１０（特開２００７−２４３１２５号公報）では、メモリブロックＭＢ１とデータドライバブロックＤＢ１がＤ１方向に沿って隣接配置される。メモリブロックＭＢ２〜ＭＢ５とデータドライバブロックＤＢ２〜ＤＢ５のレイアウト配置も同様である。

この図７（Ｂ）の集積回路装置７１０によれば、図７（Ａ）の集積回路装置７００に比べて、レイアウト配置の自由度が高く、Ｄ２方向での幅Ｗを小さくできるという利点がある。

しかしながら、図７（Ｂ）では、各メモリブロックから各データドライバブロックへの信号線はＤ１（Ｄ３）方向に沿って配線されるため、この信号線等が原因となって、各データドライバブロックのレイアウト面積が大きくなってしまうという課題がある。また各データドライバブロックの出力信号線を、データ信号用のパッドに接続するための配線の並び替えが必要になる。従って、この配線の並び替えのためにＤ２方向での幅Ｗを今ひとつ小さくできないという課題もある。

この点、図６では、各メモリブロックからは点順次で画像データが読み出される。従って、各メモリブロックと各データドライバブロックを接続するデータ転送バス（ＴＢ１〜ＴＢ６）の本数はｋ本であり、図７（Ａ）において各メモリブロックと各データドライバブロックを接続する信号線の本数に比べて格段に少ない。従って、レイアウトの自由度が図７（Ａ）に比べて高い。

例えば図６では複数のメモリブロックのうちの第Ｊのメモリブロックと、複数のデータドライバブロックのうちの第Ｊのデータドライバブロックを、その中心位置がＤ１方向においてずれて配置できる。従って、このようにずらしたレイアウト配置を行うことで形成された空き領域に、メモリブロックやデータドライバブロック以外の他の回路や、パッド（広義には端子）等を配置することができ、レイアウト効率を向上できる。

例えば図６のようにメモリブロックＭＢ１〜ＭＢ６とデータドライバブロックＤＢ１〜ＤＢ６をずらして配置すれば、メモリブロックＭＢ６（第Ｎのメモリブロック）のＤ１方向であって、データドライバブロックＤＢ６（第Ｎのデータドライバブロック）のＤ４方向に、空き領域を形成できる。従って、この空き領域に、例えば階調電圧生成回路やロジック回路等の他の回路を配置できる。

また図６のようにＭＢ１〜ＭＢ６とＤＢ１〜ＤＢ６をずらして配置すれば、メモリブロックＭＢ１（第１のメモリブロック）のＤ２方向であって、データドライバブロックＤＢ１（第１のデータドライバブロック）のＤ３方向にも、空き領域を形成できる。従って、この空き領域に、例えば電気光学パネル４００（電気光学装置）の複数の走査線に走査信号を供給するための複数の走査信号用パッドを配置できる。これにより、空き領域の有効活用が可能になり、レイアウト効率を向上できる。

また図６では、メモリブロックＭＢ３とデータドライバブロックＤＢ３の間のデータ転送バスＴＢ３の本数は例えばｋ＝８又は１６というように少なく、メモリブロックＭＢ４とデータドライバブロックＤＢ４の間のデータ転送バスＴＢ４の本数も例えばｋ＝８又は１６というように少ない。従って、例えばメモリブロックＭＢ３をＤ３方向側にずらして配置すると共に、メモリブロックＭＢ４をＤ１方向側にずらして配置することで、メモリブロックＭＢ３とＭＢ４の間に空き領域を形成できる。従って、この空き領域に、例えば図３に示すように電源回路ＰＢ等の他の回路を配置できるようになる。そしてこのように電源回路ＰＢを配置することで、電源回路ＰＢのＡＧＮＤ出力回路が出力しデータドライバＤＲに供給されるアナログ基準電源電圧ＡＧＮＤのインピーダンスを、均一化できる。これにより表示特性の悪化を防止できるため、レイアウト効率の向上と表示特性の向上を両立できる。

また図７（Ｂ）の比較例では各データドライバブロック内に各メモリブロックからの多数の信号線を配線する必要があったが、図６ではこのような配線を不要にできる。従って、図７（Ｂ）に比べて各データドライバブロックの面積を格段に小さくすることができる。この結果、集積回路装置１０のＤ２方向での幅Ｗを小さくでき、スリムな細長チップを実現できると共にチップ面積を縮小化できる。また図７（Ｂ）では、各データドライバブロックからの出力信号線の配線の並び替えが必要であったが、図６ではこのような配線の並び替えを不要にできる。従って、この並び替え領域を原因とする幅Ｗの増加を防止でき、集積回路装置１０のより一層のスリム化を実現できる。

図８に本実施形態の集積回路装置１０の詳細なレイアウト配置例を示す。なお図８はレイアウト配置は一例であり、本実施形態のレイアウト配置は図８に限定されるものではない。

図８ではＤ１方向に沿ってメモリブロックＭＢ１〜ＭＢ１０（第１〜第Ｎのメモリブロック）が配置される。またメモリブロックＭＢ１〜ＭＢ１０のＤ２方向においてＤ１方向に沿ってデータドライバブロックＤＢ１〜ＤＢ１０が配置される。この場合にメモリブロックＭＢ１〜ＭＢ１０の各メモリブロックと、データドライバブロックＤＢ１〜ＤＢ１０の対応するデータドライバブロックは、その中心位置がＤ１方向においてずれて配置される。即ちメモリブロックＭＢ１〜ＭＢ１０の右端と、データドライバブロックＤＢ１〜ＤＢ１０の右端はＤ１方向においてずれており、メモリブロックＭＢ１〜ＭＢ１０の左端と、データドライバブロックＤＢ１〜ＤＢ１０の左端もＤ１方向においてずれている。

階調電圧生成回路ＧＢは複数の階調電圧を生成し、データドライバブロックＤＢ１〜ＤＢ１０に供給する。この場合の階調電圧の信号線は例えばメモリブロックＭＢ１〜ＭＢ１０上に配線される。そして図８では階調電圧生成回路ＧＢは、右端のメモリブロックＭＢ１０（第Ｎのメモリブロック）のＤ１方向であって、右端のデータドライバブロックＤＢ１０（第Ｎのデータドライバブロック）のＤ４方向に配置される。このようにすれば、この空き領域を有効活用して階調電圧生成回路ＧＢを配置できる。

集積回路装置１０の左端に配置された走査ドライバＳＢ１は走査信号を生成する。そしてこの走査信号は、走査信号用パッド領域ＰＳＲ１に配置される走査信号用パッドを介して電気光学パネル４００の走査線に供給される。同様に、集積回路装置１０の右端に配置された走査ドライバＳＢ２は走査信号を生成する。この走査信号は、走査信号用パッド領域ＰＳＲ２に配置される走査信号用パッドを介して電気光学パネル４００の走査線に供給される。

この場合に図８では、走査線に走査信号を供給するための複数の走査信号用パッド（領域ＰＳＲ１）が、左端のメモリブロックＭＢ１（第１のメモリブロック）のＤ２方向であって、左端のデータドライバブロックＤＢ１（第１のデータドライバブロック）のＤ３方向に配置される。このようにすれば、この空き領域を有効活用して領域ＰＳＲ１の多数の走査信号用パッドを配置できる。

また図８では、メモリブロックＭＢ６（第Ｍのメモリブロック）とメモリブロックＭＢ７（第Ｍ＋１のメモリブロック）の間に、ＡＧＮＤ出力回路ＡＲが配置される。そしてこのＡＧＮＤ出力回路ＡＲからのＡＧＮＤラインが、データドライバブロックＤＢ１〜ＤＢ１０上をＤ１方向に沿って配線される。これによりＡＧＮＤのインピーダンスの均一化を図れる。

なお図８では、データドライバブロックＤＢ１〜ＤＢ１０のＤ２方向には、データ信号用のパッド配置領域ＰＤＲ（第１のインターフェース領域。出力側Ｉ／Ｏ領域）が設けられる。また、メモリブロックＭＢ１〜ＭＢ１０のＤ４方向側のパッド領域ＰＩＯＲ（第２のインターフェース領域。入力側Ｉ／Ｏ領域）には、ロジック回路ＬＢ用のパッド（入出力パッド）や、電源回路ＰＢの昇圧用のキャパシタを接続するための昇圧用パッドや、電源安定化用のキャパシタを接続するための電源パッドが配置される。またメモリブロックＭＢ１〜ＭＢ１０と、このパッド領域ＰＩＯＲとの間の細長の領域には、電源回路ＰＢの昇圧トランジスタ（昇圧回路）が配置される。このように配置することで、昇圧トランジスタのドレイン等をショートパスで昇圧用パッドに接続できるようになる。

５．データ転送の詳細
次にデータドライバブロックとメモリブロック間のデータ転送の詳細について説明する。図９では、メモリブロックＭＢ１〜ＭＢ６（第１〜第Ｎのメモリブロック）とデータドライバブロックＤＢ１〜ＤＢ６（第１〜第Ｎのメモリブロック）の間に、ラッチ回路が設けられている。具体的には、プリラッチ回路ＬＴＡ１〜ＬＴＡ６（広義には第１〜第Ｎのプリラッチ回路）と、ポストラッチ回路ＬＴＢ１〜ＬＴＢ６（広義には第１〜第Ｎのポストラッチ回路）が設けられている。

そしてプリラッチ回路ＬＴＡ１〜ＬＴＡ６（前段のラッチ回路）のうちのプリラッチ回路ＬＴＡ１（広義には第Ｊのプリラッチ回路）は、メモリブロックＭＢ１（第Ｊのメモリブロック）から時分割に出力されるサブピクセル画像データを順次ラッチする。具体的には、ｋビットのサブピクセル画像データを、プリラッチ回路ＬＴＡ１が有する複数のｋビットのフリップフロップ回路（レジスタ）のうちの左側のフリップフロップ回路から右側のフリップフロップ回路に、クロックＤＣＫを用いて順次ラッチする。即ちｋビットのサブピクセル画像データを、イネーブル信号ＥＮＢによりラッチがイネーブルされたフリップフロップ回路に順次ラッチする。なおサブピクセル画像データであるＲデータ、Ｇデータ、Ｂデータの各々が８ビットのデータであったとすると、１サブピクセル分の画像データが転送される場合にはｋ＝８になり、２サブピクセル分の画像データが転送される場合にはｋ＝１６になる。

そしてポストラッチ回路ＬＴＢ１〜ＬＴＢ６（後段のラッチ回路）のうちのポストラッチ回路ＬＴＢ１（広義には第Ｊのポストラッチ回路）は、プリラッチ回路ＬＴＡ１（第Ｊのプリラッチ回路）でのサブピクセル画像データのラッチ後に、ラッチされたサブピクセル画像データをプリラッチ回路ＬＴＡ１から線順次で読み出してラッチする。そしてラッチされたサブピクセル画像データをデータドライバブロックＤＢ１（第Ｊのデータドライバブロック）に出力する。具体的にはポストラッチ回路ＬＴＢ１は、プリラッチ回路ＬＴＡ１にラッチされた全てのサブピクセル画像データを、ラッチクロックＬＣＫを用いて一斉に読み出してラッチする。そしてラッチされたサブピクセル画像データをデータドライバブロックＤＢ１に出力する。

またプリラッチ回路ＬＴＡ２は、メモリブロックＭＢ２から時分割に出力されるサブピクセル画像データを順次ラッチする。そしてポストラッチ回路ＬＴＢ２は、プリラッチ回路ＬＴＡ２でのサブピクセル画像データのラッチ後に、ラッチされたサブピクセル画像データをプリラッチ回路ＬＴＡ２から線順次で読み出してラッチする。そしてラッチされたサブピクセル画像データをデータドライバブロックＤＢ２に出力する。その他のプリラッチ回路ＬＴＡ３〜ＬＴＡ６、ポストラッチ回路ＬＴＢ３〜ＬＴＢ６の動作も同様である。またプリラッチ回路ＬＴＡ１〜ＬＴＡ６のラッチ動作は並列に同じタイミングで行われ、ポストラッチ回路ＬＴＢ１〜ＬＴＢ６のラッチ動作も並列に同じタイミングで行われる。

図１０にプリラッチ回路ＬＴＡ１、ポストラッチ回路ＬＴＢ１、データドライバブロックＤＢ１の詳細な構成例を示す。なおプリラッチ回路ＬＴＡ２〜ＬＴＡ６、ポストラッチ回路ＬＴＢ２〜ＬＴＢ６、データドライバブロックＤＢ２〜ＤＢ６の詳細な構成も図１０と同様であるため、説明を省略する。

プリラッチ回路ＬＴＡ１（第Ｊのプリラッチ回路）は、複数のフリップフロップ回路ＦＦＡ１０〜ＦＦＡ１５を含む。これらのフリップフロップ回路ＦＦＡ１０〜ＦＦＡ１５の各々は、ｋ＝８ビットのサブピクセル画像データを保持できる回路（レジスタ）になっている。

またポストラッチ回路ＬＴＢ１（第Ｊのポストラッチ回路）も、複数のフリップフロップ回路ＦＦＢ１０〜ＦＦＢ１５を含む。これらのフリップフロップ回路ＦＦＢ１０〜ＦＦＢ１５の各々も、ｋ＝８ビットのサブピクセル画像データを保持できる回路（レジスタ）になっている。

データドライバブロックＤＢ１（第Ｊのデータドライバブロック）は複数のサブドライバブロックＳＤＢ０〜ＳＤＢ５を含む。ＳＤＢ０〜ＳＤＢ５の各サブドライバブロックは、メモリブロックＭＢ１（第Ｊのメモリブロック）からのサブピクセル画像データに基づいて、少なくとも１ピクセル分に対応するデータ信号を出力する。例えばサブドライバブロックＳＤＢ０は、サブピクセル画像データに基づいて、１ピクセル分に対応するＲ用、Ｇ用、Ｂ用のデータ信号ＤＳＲ０、ＤＳＧ０、ＤＳＢ０を出力する。同様にサブドライバブロックＳＤＢ１は、１ピクセル分に対応するＲ用、Ｇ用、Ｂ用のデータ信号ＤＳＲ１、ＤＳＧ１、ＤＳＢ１を出力する。他のサブドライバブロックＳＤＢ２〜ＳＤＢ５も同様である。

そして図１０では、ＳＤＢ０〜ＳＤＢ５の各サブドライバブロックは、Ｄ／Ａ変換回路と、このＤ／Ａ変換回路を共用する複数のデータ線駆動回路（サブピクセルドライバセル、階調アンプ）を含む。

例えばサブドライバブロックＳＤＢ０は、Ｄ／Ａ変換回路ＤＡＣ０と、ＤＡＣ０を時分割で共用するデータ線駆動回路ＧＲ０、ＧＧ０、ＧＢ０を含む。これらのＧＲ０、ＧＧ０、ＧＢ０は、各々、Ｒ用、Ｇ用、Ｂ用のデータ線駆動回路であり、Ｒ用、Ｇ用、Ｂ用のデータ信号ＤＳＲ０、ＤＳＧ０、ＤＳＢ０を出力する。

またサブドライバブロックＳＤＢ１は、Ｄ／Ａ変換回路ＤＡＣ１と、ＤＡＣ１を時分割で共用するデータ線駆動回路ＧＲ１、ＧＧ１、ＧＢ１を含む。これらのＧＲ１、ＧＧ１、ＧＢ１は、各々、Ｒ用、Ｇ用、Ｂ用のデータ線駆動回路であり、Ｒ用、Ｇ用、Ｂ用のデータ信号ＤＳＲ１、ＤＳＧ１、ＤＳＢ１を出力する。他のサブドライバセルＳＤＢ２〜ＳＤＢ５も同様である。なおＤＳＲ１、ＤＳＧ１、ＤＳＢ１は、ＤＳＲ０、ＤＳＧ０、ＤＳＢ０の隣のピクセル用のデータ信号であり、ＤＳＲ２、ＤＳＧ２、ＤＳＢ２は、ＤＳＲ１、ＤＳＧ１、ＤＳＢ１の隣のピクセル用のデータ信号である。

次に図１１の信号波形例を用いて図１０の動作について説明する。まず図１１のＦ１に示すように、メモリブロックＭＢ１は、ｋ＝８ビットのサブピクセル画像データＲ０〜Ｒ５を点順次で読み出して、時分割に出力する。するとＦ２に示すように、プリラッチ回路ＬＴＡ１（第Ｊのプリラッチ回路）は、メモリブロックＭＢ１（第Ｊのメモリブロック）から時分割に出力されるＲ（広義には第１の色成分）のサブピクセル画像データＲ０〜Ｒ５を、順次にラッチする。具体的にはＦ３に示すようにイネーブル信号ＥＮＢが「０」を指示すると、図１０のフリップフロップ回路ＦＦＡ１０がクロックＤＣＫを用いてサブピクセル画像データＲ０をラッチする。またＦ４に示すようにイネーブル信号ＥＮＢが「１」を指示すると、隣のフリップフロップ回路ＦＦＡ１１がサブピクセル画像データＲ１をクロックＤＣＫを用いてラッチする。同様に信号ＥＮＢが「２」、「３」、「４」、「５」を指示した場合には、フリップフロップ回路ＦＦＡ１２、ＦＦＡ１３、ＦＦＡ１４、ＦＦＡ１５が、各々、サブピクセル画像データＲ２、Ｒ３、Ｒ４、Ｒ５をクロックＤＣＫを用いてラッチする。

次にポストラッチ回路ＬＴＢ１（第Ｊのポストラッチ回路）は、プリラッチ回路ＬＴＡ１がＲ（第１の色成分）のサブピクセル画像データＲ０〜Ｒ５のラッチをＦ５に示すように完了した後に、Ｆ６に示すように、ラッチされたサブピクセル画像データＲ０〜Ｒ５をプリラッチ回路ＬＴＡ１から線順次で読み出してラッチする。具体的には、プリラッチ回路ＬＴＡ１のフリップフロップ回路ＦＦＡ１０〜ＦＦＡ１５にラッチされたサブピクセル画像データＲ０〜Ｒ５を、ポストラッチ回路ＬＴＢ１のフリップフロップ回路ＦＦＢ１１〜ＦＦＢ１５がラッチクロックＬＣＫを用いて一斉にラッチする。

データドライバブロックＤＢ１（第Ｊのデータドライバブロック）は、Ｆ７に示すようにポストラッチ回路ＬＴＢ１にＲのサブピクセル画像データＲ０〜Ｒ５がラッチされると、Ｆ８に示すようにラッチされたサブピクセル画像データＲ０〜Ｒ５に対応する信号（電圧）をサンプリングする。そして、サンプリングされた電圧をＦ９に示すようにホールドする。具体的には、サブドライバブロックＳＤＢ０〜ＳＤＢ５のＤ／Ａ変換回路ＤＡＣ０〜ＤＡＣ５の各々が、サブピクセル画像データＲ０〜Ｒ５の各々をＤ／Ａ変換する。するとサブドライバブロックＳＤＢ０〜ＳＤＢ５のＲ用のデータ線駆動回路ＧＲ０〜ＧＲ５（サンプルホールド回路）の各々が、Ｄ／Ａ変換により得られた電圧をサンプリングして、ホールドする。

次にプリラッチ回路ＬＴＡ１は、Ｆ１０に示すように、メモリブロックＭＢ１から時分割に出力されるＧ（広義には第２の色成分）のサブピクセル画像データＧ０〜Ｇ５を、順次にラッチする。

次にポストラッチ回路ＬＴＢ１は、プリラッチ回路ＬＴＡ１がサブピクセル画像データＧ０〜Ｇ５のラッチをＦ１１に示すように完了した後に、Ｆ１２に示すように、ラッチされたサブピクセル画像データＧ０〜Ｇ５をプリラッチ回路ＬＴＡ１から線順次で読み出してラッチする。

次に、データドライバブロックＤＢ１は、Ｆ１３に示すようにポストラッチ回路ＬＴＢ１にサブピクセル画像データＧ０〜Ｇ５がラッチされると、Ｆ１４に示すようにラッチされたサブピクセル画像データＧ０〜Ｇ５に対応する信号（電圧）をサンプリングする。そして、サンプリングされた電圧をＦ１５に示すようにホールドする。

次にプリラッチ回路ＬＴＡ１は、Ｆ１６に示すように、メモリブロックＭＢ１から時分割に出力されるＢ（広義には第３の色成分）のサブピクセル画像データＢ０〜Ｂ５を、順次にラッチする。

次にポストラッチ回路ＬＴＢ１は、プリラッチ回路ＬＴＡ１がサブピクセル画像データＢ０〜Ｂ５のラッチをＦ１７に示すように完了した後に、Ｆ１８に示すように、ラッチされたサブピクセル画像データＢ０〜Ｂ５をプリラッチ回路ＬＴＡ１から線順次で読み出してラッチする。

次に、データドライバブロックＤＢ１は、Ｆ１９に示すようにポストラッチ回路ＬＴＢ１にサブピクセル画像データＢ０〜Ｂ５がラッチされると、Ｆ２０に示すようにラッチされたサブピクセル画像データＢ０〜Ｂ５に対応する信号（電圧）をサンプリングする。そして、サンプリングされた電圧をＦ２１に示すようにホールドする。

以上のように図１１の手法によれば、Ｒのサブピクセル画像データ、Ｇのサブピクセル画像データ、Ｂのサブピクセル画像データを、Ｒ、Ｇ、Ｂの順番で順次ラッチして、データドライバブロックＤＢ１に入力できる。そしてデータドライバブロックＤＢ１は、Ｒ、Ｇ、Ｂのサブピクセル画像データに対応する信号（電圧）をサンプリングしてホールドする。

このようにすれば、例えば、Ｒ用、Ｇ用、Ｂ用の階調特性が異なる場合に、図２（Ｂ）の階調電圧生成回路１１０が、Ｒ用、Ｇ用、Ｂ用の階調電圧を時分割で出力することで、いわゆるＲ、Ｇ、Ｂ独立のγ補正を実現でき、表示品質を向上できる。

なお、以上では、各メモリブロックが１サブピクセル分の画像データを時分割（点順次）で出力する場合について説明したが、本実施形態ではこれに限定されず、複数サブピクセル分の画像データを時分割で出力してもよい。この場合のプリラッチ回路ＬＴＡ１、ポストラッチ回路ＬＴＢ１、データドライバブロックＤＢ１の構成例を図１２に示す。図１２では、メモリブロックＭＢ１から、２サブピクセル分であるｋ＝１６ビットのサブピクセル画像データが出力される。そしてこの１６ビットのサブピクセル画像データがフリップフロップ回路ＦＦＡ１０〜ＦＦＡ１５に順次ラッチされる。そして、その後に、次段のフリップフロップ回路ＦＦＢ１０〜ＦＦＢ１５にラッチされる。

また図１２ではＳＤＢ０〜ＳＤＢ５の各サブドライバブロックは、メモリブロックＭＢ１からのサブピクセル画像データに基づいて、２ピクセル分に対応するデータ信号を出力する。具体的にはサブドライバブロックＳＤＢ０は、２ピクセル分に対応するＲ用、Ｇ用、Ｂ用のデータ信号ＤＳＲ０、ＤＳＧ０、ＤＳＢ０、ＤＳＲ１、ＤＳＧ１、ＤＳＢ１を出力する。同様にサブドライバブロックＳＤＢ１は、２ピクセル分に対応するＲ用、Ｇ用、Ｂ用のデータ信号ＤＳＲ２、ＤＳＧ２、ＤＳＢ２、ＤＳＲ３、ＤＳＧ３、ＤＳＢ３を出力する。他のサブドライバブロックＳＤＢ２〜ＳＤＢ５も同様である。

このような構成にすることで、メモリブロックからプリラッチ回路へのデータ転送を高速化できる。これにより、データドライバブロックでのサンプリング動作やホールド動作に時間的な余裕を持たせることが可能になる。

６．電源回路
図１３に電源回路（ＰＢ）の構成例を示す。なお電源回路は図１３の構成に限定されず、その構成要素の一部を省略したり、他の構成要素を追加するなどの変形実施が可能である。

図１３の電源回路は、１次〜４次昇圧回路９３〜９６、昇圧クロックの生成用の発振回路９８、ＶＣＯＭ生成回路１００、制御回路１０２、ＶＤＤＨＳ、ＡＧＮＤ、ＶＧＭＨ、ＶＧＭＬ、ＶＯＮＲＥＧ、ＶＯＦＲＥＧ、ＶＤＤＬ、ＶＯＳＣ、ＶＲＥＧの出力回路ＨＲ、ＡＲ、ＧＨＲ、ＧＬＲ、ＮＲ、ＦＲ、ＬＲ、ＳＣＲ、ＲＲを含む。ここで１次〜４次昇圧回路９３〜９６は、各々、１次〜４次昇圧トランジスタと１次〜４次昇圧制御回路ＣＴ１〜ＣＴ４を含み、１次〜４次の昇圧動作を行う。１次〜４次昇圧制御回路ＣＴ１〜ＣＴ４は１次〜４次昇圧回路９３〜９６の制御を行う回路であり、１次〜４次昇圧トランジスタに昇圧クロックを供給する。ＶＣＯＭ生成回路１００は、電気光学パネルの対向電極に供給するＶＣＯＭ電圧ＶＣＯＭＨ、ＶＣＯＭＬ等を生成して出力する。制御回路１０２は電源回路の制御を行う。

制御回路１０２は、電源レジスタ部１０３（インデックスレジスタ）を含む。電源レジスタ部１０３は複数のレジスタを有する。そしてロジック回路（ＬＢ）からのアドレス信号のレジスタアドレスで指定されるレジスタに対して、ロジック回路からのデータ信号で設定される電源調整データが書き込まれる。

次に図１４の電位関係図を用いて電源回路の動作について説明する。１次昇圧回路９３は、ＶＤＤとＶＳＳの間の電圧を正方向に昇圧し、１次昇圧電圧である電源電圧ＶＯＵＴを生成する。２次昇圧回路９４は、ＶＤＤとＶＳＳの間の電圧を負方向に昇圧し、２次昇圧電圧である電源電圧ＶＯＵＴＭを生成する。３次昇圧回路９５は、電源電圧ＶＯＦＲＥＧとＶＳＳとの間の電圧を負方向に昇圧し、走査ドライバ用の負電源電圧ＶＥＥ（ゲートオフ電圧）を生成する。４次昇圧回路９６は、電源電圧ＶＯＮＲＥＧとＶＥＥと間の電圧を正方向に昇圧し、走査ドライバ用の電源電圧ＶＤＤＨＧ（ゲートオン電圧）を生成する。

図１３の出力回路（レギュレータ）ＨＲ、ＧＨＲ、ＧＬＲ、ＮＲ、ＦＲは、電源電圧ＶＯＵＴの電位を調整（降圧）して、電源電圧ＶＤＤＨＳ、ＶＧＭＨ、ＶＧＭＬ、ＶＯＮＲＥＧ、ＶＯＦＲＥＧを出力する。また出力回路（レギュレータ）ＬＲ、ＳＣＲは、電源電圧ＶＤＤの電位を調整（降圧）して、電源電圧ＶＤＤＬ、ＶＯＳＣを出力する。ここでＶＤＤＨＳは、データドライバ用の高電位側電源電圧であり、ＶＧＭＨ、ＶＧＭＬは階調電圧生成回路用の最大階調電圧、最小階調電圧である。ＶＯＮＲＥＧ、ＶＯＦＲＥＧは、ＶＤＤＨＧ、ＶＥＥ生成用の基準電源電圧である。ＶＤＤＬは内部ロジック用の電源電圧であり、ＶＯＳＣは発振用の電源電圧である。

次に図１５を用いてＡＧＮＤの具体的な生成手法について説明する。図１５に示すように電源回路は、図１３では不図示のラダー抵抗回路ＲＤＣと選択回路ＳＥＬＣを更に含む。

ラダー抵抗回路ＲＤＣは、直列接続された複数の抵抗ＲＣ０〜ＲＣｉを含む。そして基準電源電圧ＶＲＥＧ（ＶＲＥＧとＶＳＳの間）を抵抗分割する。ここで基準電源電圧ＶＲＥＧは、演算増幅器ＯＰＢ１と抵抗ＲＢ１、ＲＢ２を含むＶＲＥＧ出力回路ＲＲが、リファレンス電圧ＶＲＥＦに基づいて生成して出力する。なおトランジスタＴＢ１は、表示オフ時の電荷のディスチャージ用のトランジスタである。

選択回路ＳＥＬＣは、ラダー抵抗回路ＲＤＣにより抵抗分割された複数の分割電圧のうちのいずれかの分割電圧であるＶＳＣ１を選択して、ＡＧＮＤ出力回路ＡＲに出力する。また選択回路ＳＥＬＣは分割電圧ＶＳＣ１をＶＤＤＨＳ出力回路ＨＲにも出力する。

ＡＧＮＤ出力回路ＡＲは、ボルテージフォロワ接続された演算増幅器ＯＰＢ３を含み、分割電圧ＶＳＣ１のインピーダンス変換を行って、ＶＳＣ１と同じ電圧のＡＧＮＤを出力する。ＶＤＤＨＳ出力回路ＨＲは、演算増幅器ＯＰＢ２と抵抗ＲＢ３、ＲＢ４を含み、分割電圧ＶＳＣ１に基づいてデータドライバ用の電源電圧ＶＤＤＨＳを生成して出力する。なおトランジスタＴＢ２、ＴＢ３は、表示オフ時の電荷のディスチャージ用のトランジスタである。

図１５において例えばＶＤＤＨＳ出力回路ＨＲの抵抗ＲＢ３、ＲＢ４の抵抗値を等しくすれば、ＶＤＤＨＳ出力回路ＨＲは、ＶＳＣ１の電圧を調整し、ＶＳＣ１の２倍の電圧を電源電圧ＶＤＤＨＳとして出力することになる。この電圧調整により、ＡＧＮＤ＝（ＶＤＤＨＳ＋ＶＳＳ）／２の電圧が、ＡＧＮＤ出力回路ＡＲから出力されることになる。

７．電源回路のレイアウト配置
図１６に電源回路の詳細なレイアウト配置例を示す。図１６のＨ１に示すＡＧＮＤパッド（アナログ基準電源パッド、アナログ基準電源端子）には、図示しないＡＧＮＤの安定化用キャパシタ（コンデンサ）が接続される。Ｈ２、Ｈ３、Ｈ４、Ｈ５に示すＶＲＥＧ、ＶＧＭＨ、ＶＧＭＬ、ＶＤＤＨＳのパッドにも電源電圧の安定化用キャパシタが接続される。これらの安定化用キャパシタは、外付け部品として接続されるキャパシタである。具体的には、これらのキャパシタは、集積回路装置１０のＩＣが実装されるフレキシブル基板などの回路基板に、外付け部品として実装される。

そして図１６のＨ６に示すように、ＡＧＮＤ出力回路ＡＲは、Ｈ１に示すＡＧＮＤパッドと、Ｈ７に示すデータドライバＤＲとの間に配置される。

即ちＡＧＮＤのインピーダンスの均一化のためには、ＡＧＮＤ出力回路ＡＲは、データドライバＤＲのなるべく近くに配置することが望ましい。一方、ＡＧＮＤの電圧変動を抑えるためには、ＡＧＮＤの安定化用キャパシタが必要であり、安定化用キャパシタとＡＧＮＤ出力回路ＡＲとの間のインピーダンスは、低ければ低いほどよい。

そこで図１６では、このようなインピーダンスの均一化とＡＧＮＤの電圧変動の抑制のバランスをとって、Ｈ６に示すようにＡＧＮＤ出力回路ＡＲを、ＡＧＮＤパッドとデータドライバＤＲとの間に配置している。このようにすれば、ＡＧＮＤ出力回路ＡＲをＨ１に示すＡＧＮＤパッドの近くに配置できるため、安定化用キャパシタによる電圧変動の抑制を期待できる。またデータドライバＤＲとの距離もそれほど離れないため、ＡＧＮＤのインピーダンスの均一化も実現できるようになる。

また図１６のＨ６に示すように、ＡＧＮＤ出力回路ＡＲは、Ｈ８に示すラダー抵抗回路ＲＤＣとＨ１に示すＡＧＮＤパッドとの間に配置される。

このようにすれば、Ｈ９の位置に配置される電源レジスタ部１０３からの電源調整データにより、Ｈ８やＨ１０の位置に配置されるラダー抵抗回路ＲＤＣや選択回路ＳＥＬＣでの電源電圧調整を行い、選択回路ＳＥＬＣからの分割電圧ＶＳＣ１を、ショートパスでＡＧＮＤ出力回路ＡＲに入力できる。従って、レイアウト効率の向上と、ＡＧＮＤ出力回路ＡＲをＡＧＮＤパッドの近くに配置することによるＡＧＮＤの電圧変動の抑制とを、両立できるようになる。

また図１６のＨ１１の位置には、３次昇圧用キャパシタ（広義にはＫ次昇圧用キャパシタ。Ｋは自然数）を接続するための３次昇圧用パッド（広義にはＫ次昇圧用パッド）が配置される。またＨ１２の位置には、３次昇圧回路（広義にはＫ次昇圧回路）が配置される。即ち３次昇圧回路は、３次昇圧用パッドとメモリブロックＭＢ６（第Ｍのメモリブロック）との間に配置される。

またＨ１３の位置には、４次昇圧用キャパシタ（広義にはＫ＋１次昇圧用キャパシタ）を接続するための４次昇圧用パッド（広義にはＫ＋１次昇圧用パッド）が配置される。またＨ１４の位置には、４次昇圧回路（広義にはＫ＋１次昇圧回路）が配置される。即ち４次昇圧回路は、４次昇圧用パッドとメモリブロックＭＢ７（第Ｍ＋１のメモリブロック）との間に配置される。

そしてＨ１に示すようにＡＧＮＤパッドは、Ｈ１１に示す３次昇圧用パッドとＨ１３に示す４次昇圧用パッドとの間に配置される。

例えば３次昇圧用パッド、４次昇圧用パッドには、外付け部品である図示しない３次昇圧用キャパシタ、４次昇圧用キャパシタが接続される。一方、前述のようにＨ１に示すＡＧＮＤパッドにも、外付け部品である安定化用キャパシタが接続される。従って、Ｈ１、Ｈ１１、Ｈ１３等に示すようにパッドを配置すれば、外付け部品のキャパシタ（コンデンサ）が接続されるパッドを、同じ付近の場所にまとめて配置できる。従って、回路基板へのキャパシタの実装を簡素化、効率化できる。これにより、ユーザの利便性の向上等を図れる。

図１７に、これらの３次昇圧用パッド、ＡＧＮＤパッド、４次昇圧用パッドと、ロジック回路用パッドの配置関係を示す。ここでロジック回路ＬＢは、例えば電源回路ＰＢやデータドライバＤＲを制御する。具体的には電源回路ＰＢやデータドライバＤＲに対して制御信号（制御データ）等を出力して制御を行う。

そして図１７のＨ２０では、ロジック回路用パッドが、Ｈ２１、Ｈ２２、Ｈ２３に示す３次昇圧用パッド、ＡＧＮＤパッド及び４次昇圧用パッドのＤ１方向に配置される。

このようにすれば、外付け部品であるキャパシタが接続される３次昇圧用パッド、ＡＧＮＤパッド及び４次昇圧用パッドと、このようなキャパシタが接続されないロジック回路用パッドとを、場所を分けて配置できる。従って、外付け部品のキャパシタが接続されるパッドを、同じ付近の場所にまとめて配置でき、実装を簡素化できる。またロジック回路用パッドへの回路基板上での配線が、キャパシタの接続の邪魔にならないようになるため、実装の効率化も図れる。

８．データドライバ
次にデータドライバの詳細な構成例について図１８を用いて説明する。図１８は、データドライバのうち、図１０や図１２で説明したＳＤＢ０〜ＳＤＢ５の各サブドライバブロックの構成例である。具体的には各サブドライバブロックは、Ｄ／Ａ変換回路５２、データ線駆動回路６０-1〜６０-Ｌを含む。そして図１８では、１つのＤ／Ａ変換回路５２が、複数のデータ線駆動回路６０-1〜６０-Ｌ（第１〜第Ｌのデータ線駆動回路）により共用される。なおデータ線駆動回路等を電気光学パネルの各データ線毎に設けてもよいし、データ線駆動回路が複数のデータ線を時分割に駆動するようにしてもよい。またデータドライバ（集積回路装置）の一部又は全部を電気光学パネル上に一体に形成してもよい。

Ｄ／Ａ変換回路５２（電圧生成回路）は、例えば図１のメモリ２０から階調データＤＧ（画像データ、表示データ）を受ける。そして階調データＤＧに対応した第１、第２の階調電圧ＶＧ１、ＶＧ２を出力する。

具体的には、Ｄ／Ａ変換回路５２は、階調データを受け、階調データに対応した第１、第２の階調電圧ＶＧ１、ＶＧ２を、第１〜第Ｌのサンプリング期間の各サンプリング期間に時分割に出力する。

データ線駆動回路６０-1〜６０-Ｌは階調生成アンプ６２-1〜６２-Ｌ（ＧＡ１〜ＧＡＬ）を含む。これらの階調生成アンプ６２-1〜６２-Ｌの各々は、第１〜第Ｌのサンプリング期間の各サンプリング期間においてＤ／Ａ変換回路５２から出力された第１、第２の階調電圧ＶＧ１、ＶＧ２をサンプリングし、ＶＧ１とＶＧ２の間の階調電圧を生成する。

図１９にデータドライバ（サブドライバブロック）の第２の構成例を示す。図１９では、データ線駆動回路６０-1〜６０-Ｌは、階調生成アンプ６２-1〜６２-Ｌの後段に設けられた駆動アンプ６４-1〜６４-Ｌ（第１〜第Ｌの駆動アンプ）を更に含む。

データ線駆動回路６０-1〜６０-Ｌが含む駆動アンプ６４-1〜６４-Ｌ（ＤＡ１〜ＤＡＬ）は、第１〜第Ｌのサンプリング期間の後の駆動アンプ用サンプリング期間において、階調生成アンプ６２-1〜６２-Ｌの出力電圧をサンプリングする。そして駆動アンプ用サンプリング期間の後の駆動アンプ用ホールド期間において、サンプリングされた出力電圧を出力する。

例えば図２０に、６個のデータ線駆動回路ＧＡ１〜ＧＡ６によりＤ／Ａ変換回路５２が共用される場合の信号波形例を示す。データ線駆動回路ＧＡ１〜ＧＡ６はサンプリング期間ＴＳ１〜ＴＳ６（第１〜第Ｌのサンプリング期間）においてサンプリング動作を行い、その後のホールド期間ＴＨ１〜ＴＨ６（第１〜第Ｌのホールド期間）においてホールド動作を行う。

そして駆動アンプＤＡ１〜ＤＡ６は、サンプリング期間ＴＳ１〜ＴＳ６の後の駆動アンプ用サンプリング期間ＴＤＳにおいて、サンプリング動作を行い、その後の駆動アンプ用ホールド期間ＴＤＨにおいて、ホールド動作を行う。

図１８、図１９の構成によれば、データ線駆動回路毎にＤ／Ａ変換回路を設ける必要はなく、複数のデータ線駆動回路６０-1〜６０-Ｌに対して１つのＤ／Ａ変換回路５２を設ければ済む。従って、集積回路装置内でのＤ／Ａ変換回路５２の占有面積を削減でき、集積回路装置の小規模化を図れる。

そしてこのように、Ｄ／Ａ変換回路５２が時分割に第１、第２の階調電圧ＶＧ１、ＶＧ２を出力したとしても、階調生成アンプ６２-1〜６２-Ｌのサンプリング機能により、第１〜第Ｌの各サンプリング期間での電圧の適正なサンプリングが可能になる。

また、このようにＤ／Ａ変換回路５２を時分割に使用すると、図２０に示すようにサンプリング期間ＴＳ１〜ＴＳ６の総和時間が長くなってしまう。このため、例えば階調生成アンプＧＡ６のホールド期間ＴＨ６が短くなり、データ線の駆動時間に余裕が無くなってしまう。

この点、図１９に示すように階調生成アンプＧＡ１〜ＧＡ６の後段に駆動アンプＤＡ１〜ＤＡ６を設ければ、図２０のＥ１５に示すように、サンプリング期間ＴＳ１〜ＴＳ６の間、駆動アンプＤＡ１〜ＤＡ６がホールド動作モードになってデータ線を駆動できる。従って、データ線の駆動時間を長くすることができ、データ線に高精度な電圧を供給できる。

また、これまでのデータドライバでは、データ線に供給する電圧を高精度化するために、例えば駆動期間の後半にＤ／Ａ変換回路によりデータ線を直接駆動するＤＡＣ駆動を行っていた。このために、各データ線毎に同じ構成のＤ／Ａ変換回路を設ける必要があり、Ｄ／Ａ変換回路のレイアウト面積が原因となって集積回路装置の大規模化を招いていた。

この点、階調生成アンプや駆動アンプにサンプルホールド機能を持たせて、例えばフリップアラウンド型サンプルホールド回路により構成すれば、いわゆるオフセットフリーを実現できる。従って、データ線への出力電圧のバラツキを最小限に抑えて、データ線に高精度な電圧を供給できるようになるため、上記のＤＡＣ駆動が不要になる。従って、各データ線毎に同じ構成のＤ／Ａ変換回路を設ける必要がなくなり、図１８、図１９に示すように、１つのＤ／Ａ変換回路を複数のデータ線駆動回路で共用できるようになる。従って、データ線の電圧の高精度化とデータドライバの小面積化を両立できる。

また図１８、図１９の構成によれば、階調電圧線を、Ｒ用（赤）、Ｇ用（緑）、Ｂ用（青）に時分割に共用できるという利点もある。

例えば図１のメモリ２０とデータドライバ５０とを接続するデータ転送バス（階調データバス）が例えば１６ビットのバスであったとする。また、Ｒ、Ｇ、Ｂの各サブピクセルのビット数が８ビットであり、Ｒ、Ｇ、Ｂのサブピクセルから構成されるピクセルのビット数が８×３＝２４ビットであったとする。

この場合に図２０のＥ１、Ｅ２では、第１の画素の８ビットのサブピクセル画像データＲ０（階調データ）と、第１の画素の隣の第２の画素の８ビットのサブピクセル画像データＲ１（階調データ）が、図６で説明した１６ビットのデータ転送バス（階調データバス）を介して各メモリブロックから各データドライバブロックに転送される。

そして図２０のＥ３ではＤ／Ａ変換回路５２は、８ビットのサブピクセル画像データＲ０に対応する第１、第２の階調電圧ＶＧ１、ＶＧ２を出力する。するとＥ４に示すように階調生成アンプＧＡ１は、サンプリング期間ＴＳ１においてＶＧ１、ＶＧ２のサンプリング動作を行って、ＶＧ１とＶＧ２の間の階調電圧を生成する。

またＥ５ではＤ／Ａ変換回路５２は、８ビットのサブピクセル画像データＲ１に対応する第１、第２の階調電圧ＶＧ１、ＶＧ２を出力する。するとＥ６に示すように階調生成アンプＧＡ２は、サンプリング期間ＴＳ２においてＶＧ１、ＶＧ２のサンプリング動作を行って、ＶＧ１とＶＧ２の間の階調電圧を生成する。

またＥ７、Ｅ８では、８ビットのサブピクセル画像データＧ０と、第２の画素の８ビットのサブピクセル画像データＧ１が、１６ビットのデータ転送バス（階調データバス）を介して各メモリブロックから各データドライバブロックに転送される。

そしてＥ９ではＤ／Ａ変換回路５２は、８ビットのサブピクセル画像データＧ０に対応する第１、第２の階調電圧ＶＧ１、ＶＧ２を出力する。するとＥ１０に示すように階調生成アンプＧＡ３は、サンプリング期間ＴＳ３においてＶＧ１、ＶＧ２のサンプリング動作を行って、ＶＧ１とＶＧ２の間の階調電圧を生成する。

またＥ１１ではＤ／Ａ変換回路５２は、８ビットのサブピクセル画像データＧ１に対応する第１、第２の階調電圧ＶＧ１、ＶＧ２を出力する。するとＥ１２に示すように階調生成アンプＧＡ４は、サンプリング期間ＴＳ４においてＶＧ１、ＶＧ２のサンプリング動作を行って、ＶＧ１とＶＧ２の間の階調電圧を生成する。なおＥ１３、E１４ではサブピクセル画像データＢ０、Ｂ１が転送され、上記の同様の処理が行われる。

このようにすれば、Ｒ用、Ｇ用、Ｂ用に別々の階調電圧線を設けなくも済むようになり、１本の階調電圧線をＲ用、Ｇ用、Ｂ用の階調電圧の転送に時分割に使用できるようになる。例えば図２０のＥ１、Ｅ２では階調電圧線をＲ用に使用し、Ｅ７、Ｅ８では階調電圧線をＧ用に使用し、Ｅ１３、Ｅ１４では階調電圧線をＢ用に使用できる。

例えば、Ｒ用、Ｇ用、Ｂ用に、各々、６４本の階調電圧線が必要な場合に、Ｒ用、Ｇ用、Ｂ用に別々の階調電圧線を設ける手法では、６４×３＝１９２本の階調電圧線が必要になる。

この点、本実施形態では、１本の階調電圧線をＲ用、Ｇ用、Ｂ用に時分割に使用しているため、６４本の階調電圧線で済むようになり、階調電圧線の配線領域を大幅に削減でき、集積回路装置の小面積化を図れる。

なお本実施形態では低消費電力化を実現するために、データ線の共通電位設定手法（イコライズ）を採用している。具体的には図２０のＥ１６に示すように、駆動アンプ用サンプリング期間ＴＤＳにおいて、駆動アンプＤＡ１〜ＤＡ６の出力線をコモン電圧ＶＣＯＭ等の共通電位に設定する。例えば共通電位であるコモン電圧ＶＣＯＭに設定する。なお共通電位はＶＣＯＭに限定されず、例えばＧＮＤの電位などであってもよい。

このようにすれば、電気光学パネルに蓄積された電荷を再利用して、電気光学パネルのデータ線への電荷の充放電が行われるようになるため、より一層の低消費電力化を図れる。

９．スイッチ回路
以下、本実施形態のデータドライバの種々の変形例について説明する。なお、以下では説明を簡素化するために、１つのＤ／Ａ変換回路５２を共用するデータ線駆動回路６０-1〜６０-Ｌ、階調生成アンプ６２-1〜６２-Ｌ、駆動アンプ６４-1〜６４-Ｌを、各々、代表してデータ線駆動回路６０、階調生成アンプ６２、駆動アンプ６４と記載して、説明を行う。

図２１に本実施形態のデータドライバの変形例を示す。この変形例では、スイッチ回路５４が新たに追加されている。図２１において、Ｄ／Ａ変換回路５２は、図１の階調電圧生成回路１１０から階調電圧線を介して複数の階調電圧（例えばＶ０〜Ｖ１２８、Ｖ０〜Ｖ６４）を受ける。そしてこれらの複数の階調電圧の中から階調データＤＧに対応した第１、第２の階調電圧ＶＧ１、ＶＧ２を選択して出力する。この場合に、Ｄ／Ａ変換回路５２が出力する第１、第２の階調電圧ＶＧ１、ＶＧ２は、隣り合う階調電圧になる。具体的には、階調電圧線を介してＤ／Ａ変換回路５２に入力される複数の階調電圧（Ｖ０〜Ｖ１２８、Ｖ０〜Ｖ６４）において隣り合う階調電圧（例えばＶ０とＶ１、Ｖ１とＶ２、Ｖ２とＶ３）になる。

例えば図２２において階調データＤＧはＤ７〜Ｄ０の８ビット（２５６階調）のデータになっている。またＤ／Ａ変換回路５２には複数の階調電圧Ｖ０〜Ｖ１２８が入力される。ここでは、Ｖ０〜Ｖ１２８には、Ｖ０＞Ｖ１＞Ｖ２・・・・Ｖ１２７＞Ｖ１２８という単調減少の関係が成り立っている。但しＶ０＜Ｖ１＜Ｖ２・・・・Ｖ１２７＜Ｖ１２８という単調増加の関係が成り立つようにしてもよい。

Ｄ／Ａ変換回路５２は、階調データがＤＧ（Ｄ７〜Ｄ０）＝（００００００００）、（０００００００１）の場合には、ＶＧ１＝Ｖ１、ＶＧ２＝Ｖ０を出力し、（００００００１０）、（００００００１１）の場合には、ＶＧ１＝Ｖ１、ＶＧ２＝Ｖ２を出力する。またＤＧ＝（０００００１００）、（０００００１０１）の場合には、ＶＧ１＝Ｖ３、ＶＧ２＝Ｖ２を出力し、（０００００１１０）、（０００００１１１）の場合には、ＶＧ１＝Ｖ３、ＶＧ２＝Ｖ４を出力する。

このようにＤ／Ａ変換回路５２は、階調電圧生成回路１１０から入力される階調電圧Ｖ０〜Ｖ１２８のうち、階調データＤＧに応じた階調電圧であって、隣り合う第１、第２の階調電圧ＶＧ１、ＶＧ２を出力する。なお図２１、図２２はＤ／Ａ変換回路５２が第１、第２の階調電圧ＶＧ１、ＶＧ２の２種類の階調電圧を生成する例であるが、出力される階調電圧の種類（数）はこれに限定されるものではない。

データ線駆動回路６０（データ線駆動回路６０-1〜６０-Ｌ）は電気光学パネル４００のデータ線を駆動する回路であり、階調生成アンプ６２（階調生成アンプ６２-1〜６２-Ｌ）を含む。この階調生成アンプ６２（階調生成サンプルホールド回路）は、第１の階調電圧ＶＧ１と第２の階調電圧ＶＧ２の間の階調電圧を生成して出力できる。

図２２において階調生成アンプ６２は、階調データがＤＧ＝（０００００００１）の場合には、ＶＧ１＝Ｖ１とＶＧ２＝Ｖ０の間の階調電圧ＶＳ＝Ｖ０−（Ｖ０−Ｖ１）／２を生成（サンプリング）して出力する。なお階調データがＤＧ＝（００００００００）の場合にはＶＳ＝ＶＧ２＝Ｖ０を出力する。また階調データがＤＧ＝（００００００１１）の場合には、ＶＧ１＝Ｖ１とＶＧ２＝Ｖ２の間の階調電圧ＶＳ＝Ｖ１−（Ｖ１−Ｖ２）／２を生成して出力する。なお階調データがＤＧ＝（００００００１０）の場合にはＶＳ＝ＶＧ１＝Ｖ１を出力する。

スイッチ回路５４はＤ／Ａ変換回路５２とデータ線駆動回路６０との間に設けられる。なおスイッチ回路５４はＤ／Ａ変換回路５２又はデータ線駆動回路６０の構成要素であってもよい。

スイッチ回路５４は複数のスイッチ素子を含む。例えば図２１では第１〜第４のスイッチ素子ＳＷ１〜ＳＷ４を含む。なおスイッチ素子の個数はこれに限定されず、例えば８個、１６個等であってもよい。また各スイッチ素子ＳＷ１〜ＳＷ４はＣＭＯＳのトランジスタにより構成できる。具体的にはＰ型トランジスタとＮ型トランジスタとからなるトランスファーゲートにより構成できる。そしてこれらのトランジスタは、図示しないスイッチ制御信号生成回路からのスイッチ制御信号によりオン・オフされる。

スイッチ素子ＳＷ１は、Ｄ／Ａ変換回路５２の第１の階調電圧ＶＧ１の出力ノードである第１の電圧出力ノードＮＧ１と、階調生成アンプ６２（データ線駆動回路６０）の第１の入力ノードＮＩ１との間に設けられる。スイッチ素子ＳＷ２は、Ｄ／Ａ変換回路５２の第２の階調電圧ＶＧ２の出力ノードである第２の電圧出力ノードＮＧ２と、階調生成アンプ６２の入力ノードＮＩ１との間に設けられる。これらのスイッチ素子ＳＷ１とＳＷ２は排他的にオン・オフになる。例えば図２２に示すように階調データがＤＧ＝（００００００００）の場合にはＳＷ１がオフになる一方でＳＷ２がオンになり、ＤＧ＝（０００００００１）の場合にはＳＷ１がオンになる一方でＳＷ２がオフになる。

スイッチ素子ＳＷ３は、Ｄ／Ａ変換回路５２の電圧出力ノードＮＧ１と階調生成アンプ６２の入力ノードＮＩ２との間に設けられる。スイッチ素子ＳＷ４は、Ｄ／Ａ変換回路５２の電圧出力ノードＮＧ２と階調生成アンプ６２の入力ノードＮＩ２との間に設けられる。これらのスイッチ素子ＳＷ３とＳＷ４は排他的にオン・オフになる。例えばＤＧ＝（０００００００１）の場合にはＳＷ３がオフになる一方でＳＷ４がオンになり、ＤＧ＝（００００００１０）の場合にはＳＷ３がオンになる一方でＳＷ４がオフになる。

図２２に示すように、階調データがＤＧ＝（００００００００）の場合には、Ｄ／Ａ変換回路５２はＶＧ１＝Ｖ１、ＶＧ２＝Ｖ０を出力する。またスイッチ回路５４のスイッチ素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４は、各々、オフ、オン、オフ、オンになる。従って階調生成アンプ６２の入力ノードＮＩ１、ＮＩ２には、各々、ＶＩ１＝ＶＧ２＝Ｖ０、ＶＩ２＝ＶＧ２＝Ｖ０が入力される。これにより階調生成アンプ６２は階調電圧（サンプリング電圧）ＶＳ＝Ｖ０を出力する。

一方、階調データがＤＧ＝（０００００００１）の場合には、スイッチ素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４は、各々、オン、オフ、オフ、オンになる。従って階調生成アンプ６２は、その入力ノードＮＩ１、ＮＩ２にＶＩ１＝ＶＧ１＝Ｖ１、ＶＩ２＝ＶＧ２＝Ｖ０が入力され、階調電圧ＶＳ＝Ｖ０−（Ｖ０−Ｖ１）／２を出力する。即ち階調データＤＧ＝（０００００００１）に対応する階調電圧を出力する。

階調データがＤＧ＝（００００００１０）の場合には、Ｄ／Ａ変換回路５２はＶＧ１＝Ｖ１、ＶＧ２＝Ｖ２を出力する。またスイッチ素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４は、各々、オン、オフ、オン、オフになる。従って階調生成アンプ６２は、その入力ノードＮＩ１、ＮＩ２にＶＩ１＝ＶＧ１＝Ｖ１、ＶＩ２＝ＶＧ１＝Ｖ１が入力され、階調電圧ＶＳ＝Ｖ１を出力する。

一方、階調データがＤＧ＝（００００００１１）の場合には、スイッチ素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４は、各々、オフ、オン、オン、オフになる。従って階調生成アンプ６２は、その入力ノードＮＩ１、ＮＩ２にＶＩ１＝ＶＧ２＝Ｖ２、ＶＩ２＝ＶＧ１＝Ｖ１が入力され、階調電圧ＶＳ＝Ｖ１−（Ｖ１−Ｖ２）／２を出力する。即ち階調データＤＧ＝（００００００１１）に対応する階調電圧を出力する。

そして図２２から明らかなように、スイッチ素子ＳＷ１〜ＳＷ４は、階調データＤＧの下位ビットに基づいてオン・オフされる。即ち階調データＤＧの下位ビットに基づき生成されたスイッチ制御信号に基づいて、スイッチ素子ＳＷ１〜ＳＷ４はオン・オフされる。例えば階調データＤＧの下位ビットであるＤ１、Ｄ０が（００）の場合には、図２２に示すようにスイッチ素子ＳＷ１、ＳＷ２、ＳＷ３、ＳＷ４は、各々、オフ、オン、オフ、オンになり、（０１）の場合には、各々、オン、オフ、オフ、オンになる。また（１０）の場合には、オン、オフ、オン、オフになり、（１１）の場合にはオフ、オン、オン、オフになる。

以上に説明したデータドライバによれば、階調生成アンプ６２により階調電圧を生成できるため、図１の階調電圧生成回路１１０が生成する階調電圧の個数（種類）を削減できる。これにより階調電圧線の本数を削減できると共に、Ｄ／Ａ変換回路５２の回路規模を削減できる。

例えば階調データＤＧが８ビットであり、階調数が２^８＝２５６階調である場合に、従来の手法では、階調電圧生成回路１１０は２５６個の階調電圧を生成する必要があり、Ｄ／Ａ変換回路５２には、これらの２５６個の階調電圧の中から階調データＤＧに応じた階調電圧を選択するセレクタ群が必要になる。従って、階調電圧生成回路１１０やＤ／Ａ変換回路５２の大規模化を招く。また階調電圧線の本数も２５６本になるため、配線領域の占有面積も大きくなる。

この点、図２１のデータドライバによれば、階調生成アンプ６２により階調電圧が生成されるため、階調電圧生成回路１１０は例えば１２８個の階調電圧を生成すればよく、Ｄ／Ａ変換回路５２には、これらの１２８個の階調電圧の中から電圧を選択するセレクタ群を設ければ済む。従って、従来の手法に比べて回路規模の大幅な削減が可能になる。また階調電圧線の本数も１２８本にすることができ、配線領域の面積も大幅に削減できる。なお、実際には、階調生成アンプ６２が第１、第２の階調電圧ＶＧ１、ＶＧ２を分割した電圧を生成するため、上記の場合に階調電圧線は１２８＋１＝１２９本必要になる。

また図２１のデータドライバによれば、階調生成アンプ６２にサンプルホールド機能を持たせることができる。従って、Ｄ／Ａ変換回路５２によりデータ線を直接駆動するＤＡＣ駆動を行わなくても、バラツキが少ない電圧をデータ線に供給できる。即ち比較的小規模で簡素な回路構成で、精度の高い電圧をデータ線に供給できる。更に階調生成アンプ６２にサンプルホールド機能を持たせることで、１つのＤ／Ａ変換回路５２を複数のデータ線駆動回路６０で共有する構成が可能になり、更なる回路の小規模化を図れる。

また図２１のデータドライバによれば、Ｄ／Ａ変換回路５２とデータ線駆動回路６０の間にスイッチ回路５４が設けられる。従って、Ｄ／Ａ変換回路５２からの第１、第２の階調電圧ＶＧ１、ＶＧ２に基づいて、例えば図２２に示すように（ＶＩ１、ＶＩ２）＝（Ｖ０、Ｖ０）、（Ｖ１、Ｖ０）、（Ｖ１、Ｖ１）、（Ｖ２、Ｖ１）・・・というような入力電圧を階調生成アンプ６２に入力できる。これにより階調生成アンプ６２は、例えばＶＳ＝Ｖ０、Ｖ０−（Ｖ０−Ｖ１）／２、Ｖ１、Ｖ１−（Ｖ１−Ｖ２）／２、Ｖ２・・・というような単調減少（或いは単調増加）する階調電圧を出力できるようになり、簡素な回路構成で適正な階調電圧出力を実現できる。

１０．フリップアラウンド型サンプルホールド回路
階調生成アンプ６２は、いわゆるフリップアラウンド型サンプルホールド回路により構成できる。ここでフリップアラウンド型のサンプルホールド回路は、例えば、サンプリング期間において、入力電圧に応じた電荷をサンプリング用キャパシタにサンプリングし、ホールド期間において、このサンプリング用キャパシタのフリップアラウンド動作を行って、蓄積された電荷に対応する電圧をその出力ノードに出力する回路である。

図２３（Ａ）、図２３（Ｂ）を用いてフリップアラウンド型サンプルホールド回路について更に詳細に説明する。

例えば図２３（Ａ）、図２３（Ｂ）において、フリップアラウンド型サンプルホールド回路により構成される階調生成アンプ６２は、演算増幅器ＯＰ１と、第１、第２のサンプリング用キャパシタＣＳ１、ＣＳ２（複数のサンプリング用キャパシタ）を含む。

サンプリング用キャパシタＣＳ１は、演算増幅器ＯＰ１の反転入力端子（第１の入力端子）と階調生成アンプ６２の入力ノードＮＩ１との間に設けられる。そして図２３（Ａ）に示すようにキャパシタＣＳ１には、サンプリング期間において入力ノードＮＩ１の入力電圧ＶＩ１に応じた電荷が蓄積される。

サンプリング用キャパシタＣＳ２は、演算増幅器ＯＰ１の反転入力端子と階調生成アンプ６２の入力ノードＮＩ２との間に設けられる。そしてキャパシタＣＳ２には、サンプリング期間において入力ノードＮＩ２の入力電圧ＶＩ２に応じた電荷が蓄積される。

なお図２３（Ａ）に示すようにサンプリング期間では演算増幅器ＯＰ１の出力がＯＰ１の反転入力端子のノードＮＥＧに帰還される。また、演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端子（第２の入力端子）は、ＡＧＮＤに設定される。従って演算増幅器ＯＰ１のイマジナリーショート機能により、キャパシタＣＳ１、ＣＳ２の一端が接続されるノードＮＥＧは、ＡＧＮＤに設定される。これによりキャパシタＣＳ１、ＣＳ２には、入力電圧ＶＩ１、ＶＩ２に応じた電荷が蓄積されるようになる。

図２３（Ｂ）に示すようにホールド期間においては、階調生成アンプ６２は、サンプリング期間においてサンプリング用キャパシタＣＳ１、ＣＳ２に蓄積された電荷に応じた出力電圧ＶＱＧ（＝ＶＳ）を、その出力ノードＮＱＧに出力する。具体的には、その一端にノードＮＥＧが接続されるキャパシタＣＳ１、ＣＳ２の他端を、演算増幅器ＯＰ１の出力端子に接続するフリップアラウンド動作を行うことで、ＣＳ１、ＣＳ２に蓄積された電荷に応じた出力電圧ＶＱＧを出力する。

以上のようなフリップアラウンド型サンプルホールド回路により階調生成アンプ６２を構成すれば、いわゆるオフセットフリーを実現できる。

例えば演算増幅器ＯＰ１の反転入力端子と非反転入力端子の間に発生するオフセット電圧をＶＯＦとし、説明を簡素化するためにＡＧＮＤを仮に０Ｖとし、サンプリング期間での入力電圧をＶＩ１＝ＶＩ２＝ＶＩとし、並列接続されるキャパシタＣＳ１、ＣＳ２の並列容量値をＣＳとする。すると、サンプリング期間において蓄積される電荷Ｑは下式のように表される。

Ｑ＝（ＶＩ−ＶＯＦ）×ＣＳ （１）
一方、ホールド期間でのノードＮＥＧの電圧をＶＸとし、出力電圧をＶＱＧとすると、ホールド期間において蓄積される電荷Ｑ’は下式のように表される。

Ｑ’＝（ＶＱＧ−ＶＸ）×ＣＳ （２）
また演算増幅器ＯＰ１の増幅率をＡとすると、ＶＱＧは下式のように表される。

ＶＱＧ＝−Ａ×（ＶＸ−ＶＯＦ） （３）
すると電荷保存の法則によりＱ＝Ｑ’となるため、下式が成立する。

（ＶＩ−ＶＯＦ）×ＣＳ＝（ＶＱＧ−ＶＸ）×ＣＳ （４）
従って上式（３）、（４）により、
ＶＱＧ＝ＶＩ−ＶＯＦ＋ＶＸ＝ＶＩ−ＶＯＦ＋ＶＯＦ−ＶＱＧ／Ａ
が成立する。従って、階調生成アンプ６２の出力電圧ＶＱＧは下式のように表される。

ＶＱＧ＝｛１／（１＋１／Ａ）｝×ＶＩ （５）
上式（５）から明らかなように、階調生成アンプ６２の出力電圧ＶＱＧは、オフセット電圧ＶＯＦに依存せず、オフセットをキャンセルできるため、オフセットフリーを実現できる。

図２４（Ａ）、図２４（Ｂ）にフリップアラウンド型サンプルホールド回路を用いた階調生成アンプ６２の詳細な構成例を示す。図２４（Ａ）、図２４（Ｂ）の階調生成アンプ６２は、演算増幅器ＯＰ１と、第１、第２のサンプリング用スイッチ素子ＳＳ１、ＳＳ２と、第１、第２のサンプリング用キャパシタＣＳ１、ＣＳ２と、帰還用スイッチ素子ＳＦＧと、第１、第２のフリップアラウンド用スイッチ素子ＳＡ１、ＳＡ２を含む。また出力用スイッチ素子ＳＱＧを含む。なおこれらの一部の構成要素を省略したり、他の構成要素を追加するなどの変形実施も可能である。またスイッチ素子ＳＳ１、ＳＳ２、ＳＡ１、ＳＡ２、ＳＦＧ、ＳＱＧは、例えばトランスファーゲートなどのＣＭＯＳトランジスタにより構成できる。

演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端子（第２の入力端子）にはＡＧＮＤが設定される。サンプリング用スイッチ素子ＳＳ１及びサンプリング用キャパシタＣＳ１は、階調生成アンプ６２の入力ノードＮＩ１と演算増幅器ＯＰ１の反転入力端子（第１の入力端子）との間に設けられる。サンプリング用スイッチ素子ＳＳ２及びサンプリング用キャパシタＣＳ２は、階調生成アンプ６２の入力ノードＮＩ２と演算増幅器ＯＰ１の反転入力端子との間に設けられる。

帰還用スイッチ素子ＳＦＧは、演算増幅器ＯＰ１の出力端子とＯＰ１の反転入力端子との間に設けられる。

フリップアラウンド用スイッチ素子ＳＡ１は、スイッチ素子ＳＳ１とキャパシタＣＳ１との間の第１の接続ノードＮＳ１と、演算増幅器ＯＰ１の出力端子との間に設けられる。フリップアラウンド用スイッチ素子ＳＡ２は、スイッチ素子ＳＳ２とキャパシタＣＳ２との間の第２の接続ノードＮＳ２と、演算増幅器ＯＰ１の出力端子との間に設けられる。

そして図２４（Ａ）に示すようにサンプリング期間においては、サンプリング用スイッチ素子ＳＳ１、ＳＳ２及び帰還用スイッチ素子ＳＦＧがオンになると共に、フリップアラウンド用スイッチ素子ＳＡ１、ＳＡ２がオフになる。

一方、図２４（Ｂ）に示すようにホールド期間においては、サンプリング用スイッチ素子ＳＳ１、ＳＳ２及び帰還用スイッチ素子ＳＦＧがオフになると共に、フリップアラウンド用スイッチ素子ＳＡ１、ＳＡ２がオンになる。

また出力用スイッチ素子ＳＱＧは、演算増幅器ＯＰ１の出力端子と階調生成アンプ６２の出力ノードＮＱＧとの間に設けられる。そして図２４（Ａ）に示すようにサンプリング期間においては、出力用スイッチ素子ＳＱＧはオフになる。これにより、階調生成アンプ６２の出力がハイインピーダンス状態になり、サンプリング期間中の不確定な電圧が後段に伝達されるのを防止できる。

一方、図２４（Ｂ）に示すように、ホールド期間においては、出力用スイッチ素子ＳＱＧはオンになる。これにより、サンプリング期間において生成された階調電圧である電圧ＶＱＧを出力できる。

次に図２５を用いて、図２４（Ａ）、図２４（Ｂ）の回路動作を説明する。ノードＮＧ１には、Ｄ／Ａ変換回路５２からの第１の階調電圧ＶＧ１が入力され、ノードＮＧ２には、ＶＧ１とは電圧レベルが異なる第２の階調電圧ＶＧ２が入力される。

スイッチ回路５４のスイッチ素子ＳＷ１、ＳＷ２は、階調データＤＧに応じていずれか一方が排他的にオンになる。スイッチ素子ＳＷ３、ＳＷ４も、階調データＤＧに応じていずれか一方が排他的にオンになる。

サンプリング期間においては、サンプリング用スイッチ素子ＳＳ１、ＳＳ２、帰還用スイッチ素子ＳＦＧに入力されるスイッチ制御信号がアクティブ（Ｈレベル）になるため、スイッチ素子ＳＳ１、ＳＳ２、ＳＦＧはオンになる。一方、フリップアラウンド用スイッチ素子ＳＡ１、ＳＡ２、出力用スイッチ素子ＳＱＧに入力されるスイッチ制御信号が非アクティブ（Ｌレベル）になるため、スイッチ素子ＳＡ１、ＳＡ２、ＳＱＧはオフになる。

ホールド期間においては、スイッチ素子ＳＳ１、ＳＳ２、ＳＦＧに入力されるスイッチ制御信号が非アクティブになるため、ＳＳ１、ＳＳ２、ＳＦＧはオフになる。一方、スイッチ素子ＳＡ１、ＳＡ２、ＳＱＧに入力されるスイッチ制御信号がアクティブになるため、ＳＡ１、ＳＡ２、ＳＱＧはオンになる。

なお図２５のＡ１、Ａ２に示すように、サンプリング用スイッチ素子ＳＳ１、ＳＳ２は、帰還用スイッチ素子ＳＦＧがオフになった後にオフになる。このようにすれば、チャージインジェクションの悪影響を最小限に抑えることができる。そしてＡ３に示すように、フリップアラウンド用スイッチ素子ＳＡ１、ＳＡ２、出力用スイッチ素子ＳＱＧは、サンプリング用スイッチ素子ＳＳ１、ＳＳ２がオフになった後にオンになる。

例えば図２６（Ａ）に、スイッチ素子となるトランスファーゲートＴＧの例を示す。トランスファーゲートＴＧを構成するＮ型トランジスタＴＮ、Ｐ型トランジスタＴＰのゲートにはスイッチ制御信号ＣＮＮ、ＣＮＰが入力されている。そしてトランスファーゲートＴＧがオフになる時に、ゲート・ドレイン間やゲート・ソース間の寄生容量Ｃｇｄ、Ｃｇｓを原因とするクロックフィードスルーが発生する。またトランスファーゲートＴＧのオフ時に、チャネルの電荷がドレインやソースに流れ込み、チャージインジェクションが発生する。

この点、本実施形態では、図２６（Ｂ）に示すように帰還用スイッチ素子ＳＦＧがオフになった後に、図２６（Ｃ）に示すようにサンプリング用スイッチ素子ＳＳ１、ＳＳ２がオフになるため、チャージインジェクションやクロックフィードスルーによる悪影響を低減できる。

即ち図２６（Ｂ）のようにスイッチ素子ＳＳ１、ＳＳ２がオン状態の時にスイッチ素子ＳＦＧがオフになると、スイッチ素子ＳＦＧでのチャージインジェクションやクロックフィードスルーの影響は受けてしまう。しかしながら、図２６（Ｃ）に示すようにスイッチ素子ＳＳ１、ＳＳ２がオフになるタイミングでは、スイッチ素子ＳＦＧがオフになっておりノードＮＥＧがハイインピーダンス状態になっている。従って、ＳＳ１、ＳＳ２でのクロックフィードスルーやチャージインジェクションによる影響は受けないようになるため、チャージインジェクションやフィードスルーによる悪影響を低減できる。

なお図２６（Ａ）のトランスファーゲートＴＧのトランジスタＴＮ、ＴＰのゲートには、ＶＤＤＨＳ〜ＶＳＳの振幅のスイッチ制御信号ＣＮＮ、ＣＮＰが入力される。従って、トランスファーゲートＴＧのドレイン又はソースの電位がＶＳＳやＶＤＤＨＳに設定されると、Ｎ型トランジスタＴＮからの電荷量とＰ型トランジスタＴＰからの電荷量にアンバランスが生じ、チャージインジェクションによる電荷が相殺されずに残るようになる。

この点、図２６（Ｂ）のようにスイッチ素子ＳＦＧがオフになる直前では、演算増幅器ＯＰ１の非反転入力端子には、ＶＤＤＨＳとＶＳＳの中間電圧となるＡＧＮＤが設定され、演算増幅器ＯＰ１のイマジナリーショート機能により、ノードＮＥＧの電位はＡＧＮＤ＝（ＶＤＤＨＳ＋ＶＳＳ）／２に設定される。従って、スイッチ素子ＳＦＧがオフになる直前ではＳＦＧのソース及びドレインはＡＧＮＤに設定され、入力される階調電圧の依存性がないと共に、トランスファーゲートＴＧのＮ型トランジスタからの電荷量とＰ型トランジスタからの電荷量のアンバランスを低減できるため、スイッチ素子ＳＦＧがオフになることによるチャージインジェクションの悪影響を最小限に抑えることができる。

１１．電子機器
図２７（Ａ）、図２７（Ｂ）に本実施形態の集積回路装置１０を含む電子機器や電気光学装置５００の構成例を示す。なお図２７（Ａ）、図２７（Ｂ）の構成要素の一部を省略したり、他の構成要素（例えばカメラ、操作部又は電源等）を追加するなどの種々の変形実施が可能である。また本実施形態の電子機器は携帯電話機には限定されず、デジタルカメラ、ＰＤＡ、電子手帳、電子辞書、テレビ、プロジェクタ、或いは携帯型情報端末などであってもよい。

図２７（Ａ）、図２７（Ｂ）においてホストデバイス４１０は、例えばＭＰＵ、ベースバンドエンジンなどである。このホストデバイス４１０は、表示ドライバである集積回路装置１０の制御を行う。或いはアプリケーションエンジンやベースバンドエンジンとしての処理や、圧縮、伸長、サイジングなどのグラフィックエンジンとしての処理を行うこともできる。また図２７（Ｂ）の画像処理コントローラ４２０は、ホストデバイス４１０に代行して、圧縮、伸長、サイジングなどのグラフィックエンジンとしての処理を行う。

図２７（Ａ）の場合には、集積回路装置１０としてメモリ内蔵のものを用いることができる。即ちこの場合には集積回路装置１０は、ホストデバイス４１０からの画像データを、一旦内蔵メモリに書き込み、書き込まれた画像データを内蔵メモリから読み出して、電気光学パネルを駆動する。一方、図２７（Ｂ）の場合には、集積回路装置１０としてメモリ非内蔵のものを用いることができる。即ちこの場合には、ホストデバイス４１０からの画像データは、画像処理コントローラ４２０の内蔵メモリに書き込まれる。そして集積回路装置１０は、画像処理コントローラ４２０の制御の下で、電気光学パネル４００を駆動する。

なお、上記のように本実施形態について詳細に説明したが、本発明の新規事項および効果から実体的に逸脱しない多くの変形が可能であることは当業者には容易に理解できるであろう。従って、このような変形例はすべて本発明の範囲に含まれるものとする。例えば、明細書又は図面において、少なくとも一度、より広義または同義な異なる用語（第１の入力端子、第２の入力端子等）と共に記載された用語（反転入力端子、非反転入力端子等）は、明細書又は図面のいかなる箇所においても、その異なる用語に置き換えることができる。また集積回路装置、電気光学装置、電子機器等の構成、動作も本実施形態で説明したものに限定に限定されず、種々の変形実施が可能である。

本実施形態の集積回路装置の回路構成例。 図２（Ａ）、図２（Ｂ）は電源回路、階調電圧生成回路の構成例。 本実施形態の集積回路装置のレイアウト配置例。 図４（Ａ）、図４（Ｂ）はデータドライバが有する演算増幅器の説明図。 図５（Ａ）〜図５（Ｃ）はフリップアラウンド型サンプルホールド回路の説明図。 メモリブロック、データドライバブロックのレイアウト配置例。 図７（Ａ）、図７（Ｂ）は本実施形態の比較例の集積回路装置の説明図。 集積回路装置の詳細なレイアウト配置例。 データドライバブロックとメモリブロック間のデータ転送の説明図。 プリラッチ回路、ポストラッチ回路、データドライバブロックの構成例。 図１０の構成の動作を説明する信号波形例。 プリラッチ回路、ポストラッチ回路、データドライバブロックの他の構成例。 電源回路の詳細な構成例。 電源回路の動作を説明するための電位関係図。 ＡＧＮＤの生成手法の説明図。 電源回路の詳細なレイアウト配置例。 ロジック回路用パッド、ＡＧＮＤパッド、昇圧用パッドの配置例。 データドライバの構成例。 データドライバの第２の構成例。 データドライバの動作を説明するための信号波形例。 データドライバの変形例。 Ｄ／Ａ変換回路、スイッチ回路、階調生成アンプの動作説明図。 図２３（Ａ）、図２３（Ｂ）はフリップアラウンド型サンプルホールド回路の説明図。 図２４（Ａ）、図２４（Ｂ）はフリップアラウンド型サンプルホールド回路を用いた階調生成アンプの構成例。 階調生成アンプの回路動作の説明図。 図２６（Ａ）〜図２６（Ｃ）は本実施形態のスイッチ制御手法の説明図。 図２７（Ａ）、図２７（Ｂ）は電子機器の構成例。

符号の説明

ＭＢ１〜ＭＢ１０ メモリブロック、ＤＢ１〜ＤＢ１０ データドライバブロック、
ＤＲ データドライバ、ＰＢ 電源回路、ＡＲ ＡＧＮＤ出力回路、
ＡＧＬ ＡＧＮＤライン、ＬＴＡ１〜ＬＴＡ６ プリラッチ回路、
ＬＴＢ１〜ＬＴＢ６ ポストラッチ回路、ＳＤＢ０〜ＳＤＢ６ サブドライバブロック、
１０ 集積回路装置、２０ メモリ、２２ メモリセルアレイ、
２４ ローアドレスデコーダ、２６ カラムアドレスデコーダ、
２８ ライト／リード回路、４０ ロジック回路、４２ 制御回路、
４４ 表示タイミング制御回路、４６ ホストインターフェース回路、
４８ ＲＧＢインターフェース回路、５０ データドライバ、
５２ Ｄ／Ａ変換回路、５４ スイッチ回路、
６０ ６０-1〜６０-L データ線駆動回路、６２、６２-1〜６２-L 階調生成アンプ、
６４ ６４-1〜６４-L 駆動アンプ、７０ 走査ドライバ、
９０ 電源回路、９２ 昇圧回路、１００ ＶＣＯＭ生成回路、１０２ 制御回路、
１０４ 出力回路、１１０ 階調電圧生成回路、１１２ ラダー抵抗回路、
１１４ 調整レジスタ、４００ 電気光学パネル、４１０ ホストデバイス、
４２０ 画像処理コントローラ、５００ 電気光学装置

Claims (16)

1. 第１の方向に沿って配置され、画像データを記憶する第１〜第Ｎ（Ｎは２以上の整数）のメモリブロックと、
   電源電圧を生成する電源回路と、
   前記第１の方向に直交する方向を第２の方向とした場合に、前記第１〜第Ｎのメモリブロックの前記第２の方向に配置され、電気光学装置の複数のデータ線にデータ信号を供給するデータドライバとを含み、
   前記電源回路は、
   アナログ基準電源電圧を出力するアナログ基準電源電圧出力回路を含み、
   前記アナログ基準電源電圧出力回路が、前記第１〜第Ｎのメモリブロックのうちの第Ｍのメモリブロックと第Ｍ＋１のメモリブロック（Ｍは自然数）との間に配置され、
   前記アナログ基準電源電圧を供給するためのアナログ基準電源ラインが、前記データドライバにおいて前記第１の方向に沿って配線されることを特徴とする集積回路装置。
2. 請求項１において、
   前記アナログ基準電源電圧は、
   前記データドライバが有する演算増幅器の第１の入力端子と第２の入力端子のうちの、前記第２の入力端子に供給されることを特徴とする集積回路装置。
3. 請求項２において、
   前記アナログ基準電源電圧は、
   前記演算増幅器の高電位側電源電圧と低電位側電源電圧の間の電圧に設定されることを特徴とする集積回路装置。
4. 請求項１乃至３のいずれかにおいて、
   前記アナログ基準電源電圧出力回路は、
   前記アナログ基準電源電圧の安定化用キャパシタを接続するためのアナログ基準電源パッドと、前記データドライバとの間に配置されることを特徴とする集積回路装置。
5. 請求項４において、
   前記電源回路は、
   基準電源電圧を抵抗分割するラダー抵抗回路と、
   前記ラダー抵抗回路により抵抗分割された複数の分割電圧のうちのいずれかの分割電圧を選択して前記アナログ基準電源電圧出力回路に出力する選択回路とを含み、
   前記アナログ基準電源電圧出力回路は、前記ラダー抵抗回路と前記アナログ基準電源パッドとの間に配置されることを特徴とする集積回路装置。
6. 請求項４又は５において、
   前記電源回路は、
   Ｋ次昇圧用キャパシタ（Ｋは自然数）を接続するためのＫ次昇圧用パッドと、前記第Ｍのメモリブロックとの間に配置されるＫ次昇圧回路と、
   Ｋ＋１次昇圧用キャパシタを接続するためのＫ＋１次昇圧用パッドと、前記第Ｍ＋１のメモリブロックとの間に配置されるＫ＋１次昇圧回路とを含み、
   前記アナログ基準電源パッドは、前記Ｋ次昇圧用パッドと前記Ｋ＋１次昇圧用パッドとの間に配置されることを特徴とする集積回路装置。
7. 請求項６において、
   前記電源回路及び前記データドライバを制御するロジック回路を含み、
   前記ロジック回路用のパッドが、前記Ｋ次昇圧用パッド、前記アナログ基準電源パッド及び前記Ｋ＋１次昇圧用パッドの前記第１の方向に配置されることを特徴とする集積回路装置。
8. 請求項１乃至７のいずれかにおいて、
   前記アナログ基準電源電圧は、
   前記データドライバが有するサンプルホールド回路が含む演算増幅器の第１の入力端子と第２の入力端子のうちの、前記第２の入力端子に供給されることを特徴とする集積回路装置。
9. 請求項８において、
   前記データドライバは、
   フリップアラウンド型の前記サンプルホールド回路により構成される階調生成アンプを含むことを特徴とする集積回路装置。
10. 請求項９において、
    前記階調生成アンプは、
    前記演算増幅器と、
    前記演算増幅器の前記第１の入力端子と前記階調生成アンプの第１の入力ノードとの間に設けられ、サンプリング期間において前記第１の入力ノードの入力電圧に応じた電荷が蓄積される第１のサンプリング用キャパシタと、
    前記演算増幅器の前記第１の入力端子と前記階調生成アンプの第２の入力ノードとの間に設けられ、前記サンプリング期間において前記第２の入力ノードの入力電圧に応じた電荷が蓄積される第２のサンプリング用キャパシタとを含み、
    前記サンプリング期間において前記第１、第２のサンプリング用キャパシタに蓄積された電荷に応じた出力電圧を、ホールド期間において出力することを特徴とする集積回路装置。
11. 請求項９において、
    前記階調生成アンプは、
    前記第２の入力端子に前記アナログ基準電源電圧が供給される前記演算増幅器と、
    前記階調生成アンプの第１の入力ノードと前記演算増幅器の前記第１の入力端子との間に設けられた第１のサンプリング用スイッチ素子及び第１のサンプリング用キャパシタと、
    前記階調生成アンプの第２の入力ノードと前記演算増幅器の前記第１の入力端子との間に設けられた第２のサンプリング用スイッチ素子及び第２のサンプリング用キャパシタと、
    前記演算増幅器の出力端子と前記第１の入力端子との間に設けられた帰還用スイッチ素子と、
    前記第１のサンプリング用スイッチ素子と前記第１のサンプリング用キャパシタとの間の第１の接続ノードと、前記演算増幅器の前記出力端子との間に設けられた第１のフリップアラウンド用スイッチ素子と、
    前記第２のサンプリング用スイッチ素子と前記第２のサンプリング用キャパシタとの間の第２の接続ノードと、前記演算増幅器の前記出力端子との間に設けられた第２のフリップアラウンド用スイッチ素子を含むことを特徴とする集積回路装置。
12. 請求項１１において、
    前記サンプリング期間においては、前記第１、第２のサンプリング用スイッチ素子及び前記帰還用スイッチ素子がオンになると共に、前記第１、第２のフリップアラウンド用スイッチ素子がオフになり、
    ホールド期間においては、前記第１、第２のサンプリング用スイッチ素子及び前記帰還用スイッチ素子がオフになると共に、前記第１、第２のフリップアラウンド用スイッチ素子がオンになることを特徴とする集積回路装置。
13. 請求項１２において、
    前記第１、第２のサンプリング用スイッチ素子は、前記帰還用スイッチ素子がオフになった後にオフになることを特徴とする集積回路装置。
14. 請求項１１乃至１３のいずれかにおいて、
    前記演算増幅器の前記第２の入力端子に供給される前記アナログ基準電源電圧は、前記第１、第２のサンプリング用スイッチ素子、前記帰還用スイッチ素子、前記第１、第２のフリップアラウンド用スイッチ素子のスイッチ制御信号の高電位側電源電圧と低電位側電源電圧の間の電圧に設定されることを特徴とする集積回路装置。
15. 請求項１乃至１４のいずれかに記載の集積回路装置を含むことを特徴とする電気光学装置。
16. 請求項１５に記載の電気光学装置を含むことを特徴とする電子機器。

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