JP2008278735A - Direct current power source apparatus - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a direct current power source apparatus which controls an output including a transient voltage and obtains a stable operation. <P>SOLUTION: The apparatus supplies a direct current to a load 43 by on-off-driving a flyback transformer 38 by an IPD 39. When a smoothing capacitor 41 to smooth the output of the flyback transformer 38 reduces an electrostatic capacity by a characteristic time-dependent change and becomes an open mode by a dry-up, for the overvoltage applied to the load 43, the apparatus turns a Zener diode 47 to be connected in parallel to the load 43 on, controls an operation of a transistor 50 to control the IPD 39 and controls an off-term of the IPD 39. <P>COPYRIGHT: (C)2009,JPO&INPIT

Description

本発明は、例えばIPD(Intelligent Power Device)を使用した直流電源装置に関するものである。   The present invention relates to a DC power supply device using, for example, an IPD (Intelligent Power Device).
最近、パワーデバイスとしてIPDが各分野に広く用いられるようになっており、発光ダイオードなどの発光素子の電源として、IPDを用いた直流電源装置が実用化されている。   Recently, IPD has been widely used in various fields as a power device, and a DC power supply apparatus using IPD has been put into practical use as a power source for light emitting elements such as light emitting diodes.
図10は、従来のIPDを用いた直流電源装置の一例を示すもので、交流電源1がコンデンサ2、インピーダンス3を有するフィルタ回路4、トランス5を介して全波整流回路6の入力端子に接続され、この全波整流回路6の正負極の出力端子の間に平滑コンデンサ7が接続され、この平滑コンデンサ7両端には、フライバックトランス8及びスイッチング手段としてのIPD9が接続されている。フライバックトランス8は、1次巻線801及び2次巻線802を有し、2次巻線802には、図示極性のダイオード10と平滑コンデンサ11からなる整流平滑回路12が接続されている。IPD9は、ドレイン端子D、ソース端子S、コントロール端子EN及び電源端子BPを有するスイッチング電源用制御ICであり、ドレイン端子D、ソース端子Sの間に接続されるパワーMOSFETなどのスイッチング素子901と、このスイッチング素子901のオンオフを制御するPWM制御回路(パルス幅制御回路)902などが内蔵されている。また、IPD9は、スイッチング素子901を前記フライバックトランス8の1次巻線801に直列に接続され、PWM制御回路902によるスイッチング素子901のオンオフによりフライバックトランス8をスイッチング駆動する。なお、21は、IPD9の電源端子BPに接続された電源用コンデンサである。   FIG. 10 shows an example of a conventional DC power supply using an IPD. An AC power supply 1 is connected to an input terminal of a full-wave rectifier circuit 6 through a capacitor 2, a filter circuit 4 having an impedance 3, and a transformer 5. A smoothing capacitor 7 is connected between the positive and negative output terminals of the full-wave rectifier circuit 6, and a flyback transformer 8 and an IPD 9 as a switching means are connected to both ends of the smoothing capacitor 7. The flyback transformer 8 includes a primary winding 801 and a secondary winding 802, and a rectifying / smoothing circuit 12 including a diode 10 and a smoothing capacitor 11 having the illustrated polarity is connected to the secondary winding 802. The IPD 9 is a switching power supply control IC having a drain terminal D, a source terminal S, a control terminal EN, and a power supply terminal BP. A switching element 901 such as a power MOSFET connected between the drain terminal D and the source terminal S; A PWM control circuit (pulse width control circuit) 902 for controlling on / off of the switching element 901 is incorporated. The IPD 9 has a switching element 901 connected in series to the primary winding 801 of the flyback transformer 8, and drives the flyback transformer 8 by switching the switching element 901 on and off by the PWM control circuit 902. Reference numeral 21 denotes a power supply capacitor connected to the power supply terminal BP of the IPD 9.
フライバックトランス8の2次巻線802には、整流平滑回路12を介して発光ダイオード(LED)などの負荷13が接続されている。また、負荷13には、並列に抵抗14、負荷13に加わる過電圧を防止するツェナーダイオード15及び抵抗16の直列回路が接続されている。さらにツェナーダイオード15と抵抗16の接続点には、抵抗17を介してトランジスタ18のベースが接続されている。このトランジスタ18は、エミッタを全波整流回路6の負極の出力端子に、コレクタをIPD9のコントロール端子ENにそれぞれ接続されている。トランジスタ18は、ベース・エミッタ電圧VBEによりIPD9のコントロール端子ENにPWM制御回路902より引き抜く電流(PWM制御回路392のパルス幅制御のための電流)の制御を行う。トランジスタ18のベースとエミッタ間には、抵抗19が接続され、また、前記負荷13と抵抗16の接続点とトランジスタ18のエミッタの間には、抵抗20が接続されている。この抵抗20は、負荷13に対して直列に接続されており、負荷13に流れる電流に相応した電圧を検出し、この検出電圧によりトランジスタ18の動作を制御する。この場合、抵抗20の抵抗値は、前記検出電圧に応じたトランジスタ18の動作により負荷13に流れる電流Iが一定の値になるように設定されている。   A load 13 such as a light emitting diode (LED) is connected to the secondary winding 802 of the flyback transformer 8 via the rectifying and smoothing circuit 12. In addition, a series circuit of a resistor 14 and a Zener diode 15 and a resistor 16 for preventing an overvoltage applied to the load 13 is connected to the load 13 in parallel. Further, the base of the transistor 18 is connected to the connection point between the Zener diode 15 and the resistor 16 via the resistor 17. The transistor 18 has an emitter connected to the negative output terminal of the full-wave rectifier circuit 6 and a collector connected to the control terminal EN of the IPD 9. The transistor 18 controls the current drawn from the PWM control circuit 902 to the control terminal EN of the IPD 9 by the base-emitter voltage VBE (current for controlling the pulse width of the PWM control circuit 392). A resistor 19 is connected between the base and emitter of the transistor 18, and a resistor 20 is connected between the connection point of the load 13 and resistor 16 and the emitter of the transistor 18. The resistor 20 is connected in series to the load 13, detects a voltage corresponding to the current flowing through the load 13, and controls the operation of the transistor 18 based on the detected voltage. In this case, the resistance value of the resistor 20 is set such that the current I flowing through the load 13 becomes a constant value by the operation of the transistor 18 according to the detection voltage.
このような直流電源装置は、交流電源1の交流電力が全波整流回路6で全波整流され、平滑コンデンサ7で平滑されてフライバックトランス8及びIPD9に供給される。この状態で、IPD9のPWM制御回路902の制御によるスイッチング素子901のオンオフによりフライバックトランス8がスイッチング駆動される。この場合、スイッチング素子901のオンでフライバックトランス8の1次巻線801に電流を流してエネルギーを蓄積し、スイッチング素子901のオフで、1次巻線801に蓄積したエネルギーを2次巻線802を通して放出し、整流平滑回路12を介して負荷13に直流電力を供給する。この場合、抵抗20両端に検出される電圧によりトランジスタ18の動作が制御される。また、トランジスタ18の動作によりIPD9のコントロール端子ENより引き抜かれる電流が制御される。これによりIPD9のスイッチング素子901のオフ期間が制御され、負荷13に流れる電流Iが一定に制御される。   In such a DC power supply device, the AC power of the AC power supply 1 is full-wave rectified by the full-wave rectifier circuit 6, smoothed by the smoothing capacitor 7, and supplied to the flyback transformer 8 and the IPD 9. In this state, the flyback transformer 8 is switched and driven by turning on and off the switching element 901 under the control of the PWM control circuit 902 of the IPD 9. In this case, when the switching element 901 is turned on, current is passed through the primary winding 801 of the flyback transformer 8 to store energy, and when the switching element 901 is turned off, energy stored in the primary winding 801 is stored in the secondary winding. It is discharged through 802 and DC power is supplied to the load 13 through the rectifying and smoothing circuit 12. In this case, the operation of the transistor 18 is controlled by the voltage detected across the resistor 20. Further, the current drawn from the control terminal EN of the IPD 9 is controlled by the operation of the transistor 18. Thereby, the off period of the switching element 901 of the IPD 9 is controlled, and the current I flowing through the load 13 is controlled to be constant.
ところで、このような直流電源装置は、長い期間使い続けると、整流平滑回路12を構成する平滑コンデンサ11の特性が劣化する。つまり、一般に、平滑コンデンサ11には、電解コンデンサが使用されているが、かかる電解コンデンサは、時間の経過とともに静電容量が徐々に減少する傾向を示し、最終的な寿命末期には、ドライアップによるオープンモードになる。   By the way, when such a DC power supply device is continuously used for a long period, the characteristics of the smoothing capacitor 11 constituting the rectifying and smoothing circuit 12 deteriorate. That is, in general, an electrolytic capacitor is used as the smoothing capacitor 11, but this electrolytic capacitor shows a tendency that the capacitance gradually decreases with the passage of time. Open mode by.
このため、このような電解コンデンサを平滑コンデンサ11として使用した場合、平滑コンデンサ11がドライアップによりオープンモードになった状態で、IPD9によりフライバックトランス8がスイッチング駆動されると、フライバックトランス8の2次巻線802より放出されるエネルギーは、平滑コンデンサ11で平滑されることなく所定の過渡電圧が負荷13に印加される。図4(a)は、このとき負荷13側に供給される出力の波形を示すもので、例えば、ピーク電圧Vpが40Vにもなる過渡電圧を含む出力が40〜60kHzの高い周波数で発生される。   For this reason, when such an electrolytic capacitor is used as the smoothing capacitor 11, when the flyback transformer 8 is switched and driven by the IPD 9 in a state where the smoothing capacitor 11 is in the open mode by dry-up, the flyback transformer 8 The energy discharged from the secondary winding 802 is not smoothed by the smoothing capacitor 11 but a predetermined transient voltage is applied to the load 13. FIG. 4A shows the waveform of the output supplied to the load 13 at this time. For example, an output including a transient voltage having a peak voltage Vp of 40 V is generated at a high frequency of 40 to 60 kHz. .
このようなピーク電圧Vpの過渡電圧は、そのまま負荷13側に印加される。すると、負荷13側には定格以上の電流が流れ、回路内部が異常に発熱することがあり、この異常発熱により回路を構成する電子部品が破損し、直流電源装置を動作不能に陥れるという問題を生じる。   Such a transient voltage of the peak voltage Vp is applied to the load 13 as it is. Then, a current exceeding the rating flows to the load 13 side, and the inside of the circuit may abnormally generate heat, and the abnormal heat generation damages the electronic components constituting the circuit and makes the DC power supply inoperable. Arise.
本発明は上記事情に鑑みてなされたもので、過渡電圧を含む出力を抑制し、安定した動作を得られる直流電源装置を提供することを目的とする。   The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object of the present invention is to provide a DC power supply device that can suppress an output including a transient voltage and obtain a stable operation.
請求項1記載の発明は、スイッチング手段により駆動され、交流電源の交流電力より直流電力を生成し負荷に供給する直流電力生成手段と、前記負荷に供給される直流電力に含まれる所定の過渡電圧を検出する過渡電圧検出手段と、前記過渡電圧検出手段により検出される検出信号により前記スイッチング手段のスイッチング動作を制御する制御手段と、を具備したことを特徴とする直流電源装置。   The invention described in claim 1 is driven by the switching means, generates DC power from the AC power of the AC power supply and supplies the DC power to the load, and a predetermined transient voltage included in the DC power supplied to the load. A DC power supply device comprising: a transient voltage detecting means for detecting the control signal; and a control means for controlling a switching operation of the switching means by a detection signal detected by the transient voltage detecting means.
請求項2記載の発明は、請求項1記載の発明において、前記制御手段は、前記スイッチング手段のスイッチング動作のオフ期間を制御することを特徴としている。   According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the invention, the control unit controls an off period of a switching operation of the switching unit.
請求項3記載の発明は、請求項1記載の発明において、前記制御手段は、前記過渡電圧検出手段により検出される検出信号により前記スイッチング手段のスイッチング動作を停止させることを特徴としている。   According to a third aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the control unit stops the switching operation of the switching unit by a detection signal detected by the transient voltage detection unit.
請求項4記載の発明は、請求項1乃至3のいずれか一記載の発明において、過渡電圧検出手段は、第1のツェナーダイオードよりなり、該第1のツェナーダイオードは、無負荷電圧より高い所定の過渡電圧に相当するツェナー電圧が設定されていることを特徴としている。   The invention according to claim 4 is the invention according to any one of claims 1 to 3, wherein the transient voltage detecting means includes a first Zener diode, and the first Zener diode is higher than the no-load voltage. A Zener voltage corresponding to the transient voltage is set.
請求項5記載の発明は、請求項4記載の発明において、前記第1のツェナーダイオードのツェナー電圧VZD2は、前記無負荷電圧に応動する第2のツェナーダイオードのツェナー電圧をVZD1、前記所定の過渡電圧のピーク値をVpとしたとき、
ZD1≦VZD2≦Vp
に設定されることを特徴としている。
According to a fifth aspect of the present invention, in the fourth aspect of the present invention, the Zener voltage V ZD2 of the first Zener diode is V ZD1 , the Zener voltage of the second Zener diode that responds to the no-load voltage. When the peak value of the transient voltage is Vp,
V ZD1 ≦ V ZD2 ≦ Vp
It is characterized by being set to.
請求項6記載の発明は、スイッチング手段により駆動され、交流電源の交流電力より直流電力を生成し負荷に供給する直流電力生成手段と、前記負荷に印加される出力が該負荷に対し許容される最大出力のときの前記スイッチング手段に流れるスイッチング電流を基準値として設定する基準値設定手段と、前記スイッチング手段に流れるスイッチング電流を検出する電流検出手段と、前記電流検出手段で検出される前記スイッチング手段に流れるスイッチング電流と前記基準値設定手段に設定される基準値との比較結果に応じて前記スイッチング手段のスイッチング動作を制御するスイッチ制御手段とを具備したことを特徴としている。   The invention described in claim 6 is driven by the switching means, generates DC power from the AC power of the AC power source and supplies the DC power to the load, and the output applied to the load is allowed for the load. Reference value setting means for setting a switching current flowing in the switching means at the maximum output as a reference value, current detection means for detecting the switching current flowing in the switching means, and the switching means detected by the current detection means Switch control means for controlling the switching operation of the switching means in accordance with a comparison result between the switching current flowing through the reference value and the reference value set in the reference value setting means.
請求項7記載の発明は、請求項6記載の発明において、前記スイッチ制御手段は、前記スイッチング手段に流れるスイッチング電流が前記基準値設定手段に設定される基準値を超えると、前記スイッチング手段のオフ期間を制御するることを特徴としている。   According to a seventh aspect of the invention, in the sixth aspect of the invention, the switch control means turns off the switching means when a switching current flowing through the switching means exceeds a reference value set in the reference value setting means. It is characterized by controlling the period.
請求項8記載の発明は、請求項6記載の発明において、前記スイッチ制御手段は、前記スイッチング手段に流れるスイッチング電流が前記基準値設定手段に設定される基準値を超えると、前記前記スイッチング手段のオン期間を制御することを特徴としている。   According to an eighth aspect of the present invention, in the sixth aspect of the invention, when the switching current flowing through the switching means exceeds a reference value set in the reference value setting means, the switch control means It is characterized by controlling the on period.
本発明によれば、過渡電圧を含む出力を抑制し、安定した動作を得られる直流電源装置を提供できる。   ADVANTAGE OF THE INVENTION According to this invention, the direct-current power supply device which can suppress the output containing a transient voltage and can obtain the stable operation | movement can be provided.
以下、本発明の実施の形態を図面に従い説明する。   Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
(第1の実施の形態)
まず、本発明の直流電源装置が適用される照明器具について簡単に説明する。図1及び図2において、22は器具本体で、この器具本体22は、アルミニウムのダイカスト製のもので、両端を開口した円筒状をしている。この器具本体22は、内部を仕切り部材22a、22bにより上下方向に3分割され、下方開口と仕切り部材22aの間の空間は、光源部23に形成されている。この光源部23には、複数のLED23aと反射体23bが設けられている。複数のLED23aは、仕切り部材22a下面に設けられた円盤状の配線基板23cの円周方向に沿って等間隔に配置され実装されている。
(First embodiment)
First, the lighting fixture to which the DC power supply device of the present invention is applied will be briefly described. 1 and 2, reference numeral 22 denotes an instrument body, which is made of aluminum die casting and has a cylindrical shape with both ends opened. The appliance main body 22 is divided into three in the vertical direction by partition members 22 a and 22 b, and a space between the lower opening and the partition member 22 a is formed in the light source unit 23. The light source unit 23 is provided with a plurality of LEDs 23a and a reflector 23b. The plurality of LEDs 23a are arranged and mounted at equal intervals along the circumferential direction of a disk-shaped wiring board 23c provided on the lower surface of the partition member 22a.
器具本体22の仕切り部材22aと22bの間の空間は電源室24に形成されている。この電源室24は、仕切り部材22a上部に配線基板24aが配置されている。この配線基板24aには、前記複数のLED23aを駆動するための本発明の直流電源装置を構成する各電子部品が設けられている。この直流電源装置と複数のLED23aは、リード線25により接続されている。   A space between the partition members 22 a and 22 b of the instrument main body 22 is formed in the power supply chamber 24. In the power supply chamber 24, a wiring board 24a is disposed on the partition member 22a. The wiring board 24a is provided with each electronic component constituting the DC power supply device of the present invention for driving the plurality of LEDs 23a. The DC power supply device and the plurality of LEDs 23 a are connected by lead wires 25.
器具本体22の仕切り板22bと上方開口の間の空間は、電源端子室26に形成されている。この電源端子室26は、仕切り板22bに電源端子台27が設けられている。この電源端子台27は、電源室24の直流電源装置に商用電源の交流電力を供給するための端子台で、電絶縁性の合成樹脂で構成されたボックス27aの両面に電源ケーブル用端子部となる差込口27b、送りケーブル用端子部となる差込口27c及び電源線及び送り線を切り離すリリースボタン27dなどを有している。   A space between the partition plate 22 b of the instrument body 22 and the upper opening is formed in the power supply terminal chamber 26. In the power terminal chamber 26, a power terminal block 27 is provided on the partition plate 22b. The power supply terminal block 27 is a terminal block for supplying AC power of commercial power to the DC power supply device in the power supply chamber 24. The power cable terminal block 27 is provided on both sides of a box 27a made of electrically insulating synthetic resin. And a release button 27d for cutting off the power line and the feed line.
図3は、このように構成された照明器具の電源室24に組み込まれる本発明の直流電源装置の概略構成を示している。   FIG. 3 shows a schematic configuration of the DC power supply device of the present invention incorporated in the power supply chamber 24 of the lighting fixture thus configured.
図3において、31は交流電源で、この交流電源31は、不図示の商用電源からなっている。この交流電源31には、コンデンサ32、インピーダンス33を有するフィルタ回路34、トランス35を介して全波整流回路36の入力端子が接続されている。この全波整流回路36は、交流電源31からの交流電力を全波整流した出力を発生する。   In FIG. 3, 31 is an AC power source, and this AC power source 31 is a commercial power source (not shown). The AC power supply 31 is connected to an input terminal of a full-wave rectifier circuit 36 through a capacitor 32, a filter circuit 34 having an impedance 33, and a transformer 35. The full-wave rectifier circuit 36 generates an output obtained by full-wave rectifying the AC power from the AC power supply 31.
全波整流回路36の正負極の出力端子の間には、平滑コンデンサ37が接続され、この平滑コンデンサ37両端には、フライバックトランス38及びスイッチング手段としてのIPD39が接続されている。フライバックトランス38は、1次巻線381及び2次巻線382を有するもので、2次巻線382に、図示極性のダイオード40と平滑コンデンサ(電解コンデンサ)41からなる整流平滑回路42が接続されている。これらフライバックトランス38及び整流平滑回路42は、交流電源31からの交流電力より直流電力を生成する直流電力生成手段を構成している。IPD39は、ドレイン端子D、ソース端子S、コントロール端子EN及び電源端子BPを有するスイッチング電源用制御ICであり、ドレイン端子D、ソース端子Sの間に接続されるパワーMOSFETなどのスイッチング素子391と、このスイッチング素子391のオンオフを制御するPWM制御回路392などが内蔵されている。また、IPD39は、スイッチング素子391を前記フライバックトランス38の1次巻線381に直列に接続され、PWM制御回路392の制御によるスイッチング素子391のオンオフによりフライバックトランス38をスイッチング駆動する。また、IPD39は、後述するトランジスタ50の動作によりコントロール端子ENより引き抜かれる電流が制御され、スイッチング素子391のオフ期間が制御される。なお、56は、IPDの電源端子BPに接続された電源用コンデンサである。   A smoothing capacitor 37 is connected between the positive and negative output terminals of the full-wave rectifier circuit 36, and a flyback transformer 38 and an IPD 39 as switching means are connected to both ends of the smoothing capacitor 37. The flyback transformer 38 includes a primary winding 381 and a secondary winding 382, and a rectifying / smoothing circuit 42 including a diode 40 and a smoothing capacitor (electrolytic capacitor) 41 of the illustrated polarity is connected to the secondary winding 382. Has been. The flyback transformer 38 and the rectifying / smoothing circuit 42 constitute DC power generating means for generating DC power from AC power from the AC power supply 31. The IPD 39 is a switching power supply control IC having a drain terminal D, a source terminal S, a control terminal EN, and a power supply terminal BP. A switching element 391 such as a power MOSFET connected between the drain terminal D and the source terminal S; A PWM control circuit 392 for controlling on / off of the switching element 391 is incorporated. The IPD 39 has a switching element 391 connected in series to the primary winding 381 of the flyback transformer 38 and switches the flyback transformer 38 by turning on and off the switching element 391 under the control of the PWM control circuit 392. Further, in the IPD 39, a current drawn from the control terminal EN is controlled by an operation of a transistor 50 described later, and an off period of the switching element 391 is controlled. Reference numeral 56 denotes a power supply capacitor connected to the power supply terminal BP of the IPD.
フライバックトランス38の2次巻線382には、上述した整流平滑回路42を介して負荷43(図2で述べたLED23aに相当)が接続されている。また、負荷43には、抵抗44、第2のツェナーダイオードとしてのツェナーダイオード45と抵抗46の直列回路と、第1のツェナーダイオードとしてのツェナーダイオード47と抵抗48の直列回路がそれぞれ並列に接続されている。ツェナーダイオード45は、負荷43側がオープンになったときの無負荷電圧に応動して負荷43に印加される過電圧を防止する。また、ツェナーダイオード47は、過渡電圧検出手段を構成するもので、平滑コンデンサ41がドライアップによりオープンモードになった状態で、フライバックトランス38のスイッチング駆動により2次巻線382より放出されるエネルギーによる所定の過渡電圧に応動する。   A load 43 (corresponding to the LED 23a described in FIG. 2) is connected to the secondary winding 382 of the flyback transformer 38 via the rectifying and smoothing circuit 42 described above. The load 43 is connected in parallel with a resistor 44, a series circuit of a Zener diode 45 and a resistor 46 as a second Zener diode, and a series circuit of a Zener diode 47 and a resistor 48 as a first Zener diode. ing. The Zener diode 45 prevents an overvoltage applied to the load 43 in response to a no-load voltage when the load 43 side is open. The Zener diode 47 constitutes a transient voltage detecting means, and energy released from the secondary winding 382 by switching drive of the flyback transformer 38 in a state where the smoothing capacitor 41 is in an open mode by dry-up. It responds to a predetermined transient voltage by.
この場合、ツェナーダイオード47のツェナー電圧VZD2は、ツェナーダイオード45のツェナー電圧をVZD1、平滑コンデンサ41のドライアップによりフライバックトランス8の2次巻線802より放出されるエネルギーによる過渡電圧のピーク値をVpとしたとき、
ZD1≦VZD2≦Vp
の関係に設定されている。一例として、負荷43側がオープンになったときの無負荷電圧が20V、平滑コンデンサ41のドライアップにより発生する過渡電圧のピーク値Vpが40Vである場合、ツェナーダイオード45のツェナー電圧VZD1=20V、ツェナーダイオード47のツェナー電圧VZD2=30Vにそれぞれ設定される。
In this case, the Zener voltage V ZD2 of Zener diode 47, the Zener voltage of the Zener diode 45 V ZD1, peak transients caused by energy released from the secondary winding 802 of the flyback transformer 8 by the dry-up of the smoothing capacitor 41 When the value is Vp,
V ZD1 ≦ V ZD2 ≦ Vp
The relationship is set. As an example, when the no-load voltage when the load 43 side is open is 20 V, and the peak value Vp of the transient voltage generated by the dry-up of the smoothing capacitor 41 is 40 V, the Zener voltage V ZD1 = 20 V of the Zener diode 45, The zener voltage V ZD2 of the zener diode 47 is set to 30V.
ツェナーダイオード45と抵抗46の接続点と、ツェナーダイオード47と抵抗48の接続点の間には、抵抗49が接続され、また、ツェナーダイオード47と抵抗48の接続点には、トランジスタ50のベースが接続されている。このトランジスタ50には、PN接合の半導体素子が用いられている。また、トランジスタ50は、エミッタを全波整流回路36の負極の出力端子に、コレクタをIPD39のコントロール端子ENにそれぞれ接続されている。トランジスタ50は、制御手段としての制御回路51を構成するもので、ベース・エミッタ電圧VBEによりIPD39のコントロール端子ENより引き抜く電流(PWM制御回路392のパルス幅制御のための電流)の制御を行う。   A resistor 49 is connected between the connection point of the Zener diode 45 and the resistor 46, and a connection point of the Zener diode 47 and the resistor 48. The base of the transistor 50 is connected to the connection point of the Zener diode 47 and the resistor 48. It is connected. The transistor 50 is a PN junction semiconductor element. The transistor 50 has an emitter connected to the negative output terminal of the full-wave rectifier circuit 36 and a collector connected to the control terminal EN of the IPD 39. The transistor 50 constitutes a control circuit 51 as control means, and controls the current drawn from the control terminal EN of the IPD 39 by the base-emitter voltage VBE (current for controlling the pulse width of the PWM control circuit 392).
トランジスタ50のベースとエミッタ間には、抵抗52が接続され、また、前記負荷43と抵抗46の接続点とトランジスタ50のエミッタの間には、検出手段として検出回路53を構成する抵抗54と図示極性のダイオード55の直列回路が接続されている。   A resistor 52 is connected between the base and emitter of the transistor 50, and between the connection point of the load 43 and the resistor 46 and the emitter of the transistor 50, a resistor 54 constituting a detection circuit 53 is shown as detection means. A series circuit of polar diodes 55 is connected.
これら抵抗54とダイオード55の直列回路は、負荷43に対して直列に接続されており、負荷43に流れる電流に相応した電圧を検出し、この検出電圧によりトランジスタ50の動作を制御する。この場合、ダイオード55は、前記トランジスタ50と同じ構造のPN接合の半導体素子で、温度特性がほぼ同等のものが用いられる。つまり、ダイオード55を含む検出回路53の温度特性が前記トランジスタ50の温度特性とほぼ同等になるようにしている。また、抵抗54とダイオード55の直列回路の抵抗値は、前記検出電圧(抵抗54とダイオード55の直列回路の両端電圧)に応じたトランジスタ50の動作により、IPD39が負荷43に流れる電流Iを一定に制御するように設定されている。   The series circuit of the resistor 54 and the diode 55 is connected in series to the load 43, detects a voltage corresponding to the current flowing through the load 43, and controls the operation of the transistor 50 based on the detected voltage. In this case, the diode 55 is a PN junction semiconductor element having the same structure as that of the transistor 50 and having substantially the same temperature characteristics. That is, the temperature characteristic of the detection circuit 53 including the diode 55 is made substantially equal to the temperature characteristic of the transistor 50. In addition, the resistance value of the series circuit of the resistor 54 and the diode 55 is a constant value of the current I flowing through the load 43 by the IPD 39 by the operation of the transistor 50 according to the detected voltage (the voltage across the series circuit of the resistor 54 and the diode 55). It is set to control.
このような直流電源装置は、交流電源31の交流電力が全波整流回路36で全波整流され、平滑コンデンサ37で平滑されてフライバックトランス38及びIPD39に供給される。この状態で、IPD39のPWM制御回路392によるスイッチング素子391のオンオフによりフライバックトランス38がスイッチング駆動される。   In such a DC power supply device, the AC power of the AC power supply 31 is full-wave rectified by the full-wave rectifier circuit 36, smoothed by the smoothing capacitor 37, and supplied to the flyback transformer 38 and the IPD 39. In this state, the flyback transformer 38 is switching driven by turning on and off the switching element 391 by the PWM control circuit 392 of the IPD 39.
この場合、スイッチング素子391のオンでフライバックトランス38の1次巻線381に電流を流してエネルギーを蓄積し、スイッチング素子391のオフで、1次巻線381に蓄積したエネルギーを2次巻線382を通して放出し、整流平滑回路42を介して負荷43に直流電力を供給する。   In this case, when the switching element 391 is turned on, a current is passed through the primary winding 381 of the flyback transformer 38 to accumulate energy, and when the switching element 391 is turned off, the energy accumulated in the primary winding 381 is secondary winding. The electric power is discharged through 382 and DC power is supplied to the load 43 through the rectifying and smoothing circuit 42.
この場合、検出回路53の抵抗54とダイオード55の直列回路の両端より検出される電圧によりトランジスタ48の動作が制御され、IPD39のコントロール端子ENより引き抜かれる電流が制御される。これにより、スイッチング素子391のオフ期間が制御されて負荷43に流れる電流Iが一定に制御されている。   In this case, the operation of the transistor 48 is controlled by the voltage detected from both ends of the series circuit of the resistor 54 and the diode 55 of the detection circuit 53, and the current drawn from the control terminal EN of the IPD 39 is controlled. Thereby, the OFF period of the switching element 391 is controlled, and the current I flowing through the load 43 is controlled to be constant.
ここで、例えば、常温において、トランジスタ50のベース・エミッタ電圧VBE=0.8V、抵抗54の抵抗値R=1.25Ω、ダイオード55の順方向電圧が0.3Vで、これら抵抗54とダイオード55の直列回路の両端に発生する電圧(この場合、抵抗54両端に発生する0.5Vと、ダイオード55両端に発生する0.3Vによる0.8V)によりトランジスタ50の動作制御が行われているものとする。この場合、検出回路53に流れる電流Iは、0.4A((0.8V−0.3V)/1.25Ω)となり、この電流Iが負荷43に供給されている。   Here, for example, at room temperature, the base-emitter voltage VBE of the transistor 50 is 0.8 V, the resistance value R of the resistor 54 is R = 1.25Ω, and the forward voltage of the diode 55 is 0.3 V. The operation of the transistor 50 is controlled by a voltage generated at both ends of the series circuit (0.5 V generated at both ends of the resistor 54 and 0.3 V generated at both ends of the diode 55). And In this case, the current I flowing through the detection circuit 53 is 0.4 A ((0.8 V−0.3 V) /1.25Ω), and this current I is supplied to the load 43.
この状態で、周囲温度環境の変化によりトランジスタ50のベース・エミッタ電圧VBEが変動し、例えば、常温時より0.1V低下し、0.7Vになったとする。すると、抵抗54の抵抗値R=1.25Ωが、そのままなのに対し、トランジスタ50と同一構造で、ほぼ同様な温度特性を有するダイオード55は、トランジスタ50と同じだけ順方向電圧が低下し、0.2Vに変化する。これにより、抵抗54とダイオード55の直列回路の両端に発生する電圧(抵抗54両端に発生する0.5Vと、ダイオード55両端に発生する0.2Vによる0.7V)によりトランジスタ50は、ベース・エミッタ電圧VBE=0.7Vで動作が制御され、このとき負荷43に流れる電流Iは、0.4A(0.7V−0.2V)/1.25Ω)で、周囲温度環境が変化する前と同じ一定電流を流しつづけることができる。   In this state, it is assumed that the base-emitter voltage VBE of the transistor 50 fluctuates due to a change in the ambient temperature environment, and is, for example, 0.1 V lower than normal temperature and 0.7 V. Then, while the resistance value R = 1.25Ω of the resistor 54 remains as it is, the diode 55 having the same structure as that of the transistor 50 and having substantially the same temperature characteristics has the same forward voltage as that of the transistor 50. Change to 2V. As a result, the transistor 50 is connected to the base circuit by the voltage generated at both ends of the series circuit of the resistor 54 and the diode 55 (0.5 V generated at both ends of the resistor 54 and 0.2 V generated at both ends of the diode 55). The operation is controlled with the emitter voltage VBE = 0.7V. At this time, the current I flowing through the load 43 is 0.4A (0.7V−0.2V) /1.25Ω), and before the ambient temperature environment changes. The same constant current can continue to flow.
一方、このような直流電源装置は、整流平滑回路42を構成する平滑コンデンサ41が特性経時変化により静電容量を減少し、ドライアップによるオープンモードになることがある。この場合、この状態で、IPD39によりフライバックトランス38がスイッチング駆動されると、フライバックトランス38の2次巻線382より放出されるエネルギーは、平滑コンデンサ41で平滑されることなく、負荷43に図4(a)に示すようなピーク電圧Vpが40Vにもなる過渡電圧が印加される。   On the other hand, in such a DC power supply device, the smoothing capacitor 41 constituting the rectifying / smoothing circuit 42 may be reduced in capacitance due to characteristic aging, and may be in an open mode due to dry-up. In this case, when the flyback transformer 38 is switched and driven by the IPD 39 in this state, the energy released from the secondary winding 382 of the flyback transformer 38 is not smoothed by the smoothing capacitor 41 but is applied to the load 43. A transient voltage having a peak voltage Vp as high as 40 V as shown in FIG.
すると、このときの過渡電圧のピーク電圧Vpによりツェナーダイオード47がオンする(この場合、ツェナーダイオード45もオンする。)。ツェナーダイオード47がオンすると、このツェナーダイオード47を流れる電流(検出信号)によりトランジスタ50のベース電流量が増加し、IPD39のコントロール端子ENより引き抜かれる電流が増加する。これにより、IPD39は、スイッチング素子391のオフ期間が長くなるように制御される。図4(b)は、このときフライバックトランス38の2次巻線382より負荷43に供給される出力の波形を示すもので、例えば、ピーク電圧Vpが30V(この電圧はツェナーダイオード47のツェナー電圧VZD2で決定される。)で、100Hz以下の低い周波数の出力が発生する。これにより、負荷43に供給される出力の過渡電圧を抑制でき、流れる電流も定格以内に抑えることができるので、回路内部に異常発熱を生じることのない動作が得られる。 Then, the Zener diode 47 is turned on by the peak voltage Vp of the transient voltage at this time (in this case, the Zener diode 45 is also turned on). When the Zener diode 47 is turned on, the amount of base current of the transistor 50 increases due to the current (detection signal) flowing through the Zener diode 47, and the current drawn from the control terminal EN of the IPD 39 increases. Thereby, the IPD 39 is controlled so that the OFF period of the switching element 391 becomes longer. 4B shows the waveform of the output supplied to the load 43 from the secondary winding 382 of the flyback transformer 38 at this time. For example, the peak voltage Vp is 30 V (this voltage is the zener of the zener diode 47). With a voltage V ZD2 ), a low frequency output of 100 Hz or less is generated. Thereby, the transient voltage of the output supplied to the load 43 can be suppressed, and the flowing current can be suppressed within the rating, so that an operation without causing abnormal heat generation in the circuit can be obtained.
したがって、このようにすれば、フライバックトランス38をIPD39によりオンオフ駆動して負荷43に直流電力を供給するもので、フライバックトランス38の出力を平滑する平滑コンデンサ41が特性経時変化により静電容量を減少しドライアップによるオープンモードとなったとき、負荷43に印加される所定の過渡電圧を含む出力に対し、負荷43側に接続されるツェナーダイオード47をオンさせて、IPD39を制御するトランジスタ50の動作を制御し、IPD39のスイッチング動作のオフ期間を制御するようにした。つまり、ツェナーダイオード47のオンにともない、トランジスタ50の動作によりIPD39でのスイッチング動作のオフ期間を大きくすることにより、負荷43に供給される出力の過渡電圧を抑制でき、流れる電流を定格以内に抑えることができるので、回路内部に異常発熱を生じることのない動作を得られ、さらに、この異常発熱により回路を構成する電子部品が破損するような事故も防止できるので、平滑コンデンサ41がドライアップ状態になっても、引き続き装置を安定して動作させることができる。   Therefore, in this way, the flyback transformer 38 is driven on and off by the IPD 39 to supply DC power to the load 43, and the smoothing capacitor 41 that smoothes the output of the flyback transformer 38 has an electrostatic capacity due to a characteristic change over time. When the open mode by the dry-up is reduced and the output including a predetermined transient voltage applied to the load 43 is turned on, the Zener diode 47 connected to the load 43 side is turned on to control the IPD 39. The off-period of the switching operation of the IPD 39 is controlled. That is, as the Zener diode 47 is turned on, the transient period of the output supplied to the load 43 can be suppressed by increasing the OFF period of the switching operation in the IPD 39 by the operation of the transistor 50, and the flowing current is kept within the rating. Therefore, it is possible to obtain an operation that does not cause abnormal heat generation inside the circuit, and it is possible to prevent an accident that the electronic components constituting the circuit are damaged due to the abnormal heat generation, so that the smoothing capacitor 41 is in a dry-up state. Even if it becomes, it can continue to operate the apparatus stably.
また、ツェナーダイオード47のオンにともなうトランジスタ50の動作によりIPD39のオフ期間を大きくすることで負荷43に供給される出力を、例えば100Hz以下の低い周波数の出力にできるので、負荷43として発光ダイオードを用いた場合、この低い周波数の出力で駆動される発光ダイオードを、ちらついた状態で点灯させることができ、このときの発光ダイオードの点灯状態から平滑コンデンサ41のドライアップを知ることもできる。   Further, by increasing the off period of the IPD 39 by the operation of the transistor 50 when the Zener diode 47 is turned on, the output supplied to the load 43 can be set to a low frequency output of, for example, 100 Hz or less. When used, the light emitting diode driven with this low frequency output can be lit in a flickering state, and the dry-up of the smoothing capacitor 41 can be known from the lighting state of the light emitting diode at this time.
さらに、平滑コンデンサ41のドライアップを検出する回路は、ツェナーダイオード47のみを接続する構成であり、回路構成を簡単にできるので、装置をコンパクト化できるとともに、価格的にも安価にできる。   Furthermore, the circuit for detecting the dry-up of the smoothing capacitor 41 has a configuration in which only the Zener diode 47 is connected. Since the circuit configuration can be simplified, the apparatus can be made compact and the cost can be reduced.
(変形例)
第1の実施の形態では、ツェナーダイオード47のオンにともない、IPD39でのスイッチング動作のオフ期間を制御するようにしたが、例えば、図3に示すようにツェナーダイオード47のオンにより異常を検出する異常検出部61を設け、この異常検出部61の検出信号によりIPD39の動作を完全に停止させ、さらに不図示の警報手段により異常を報知するようにしてもよい。このようにすれば、直流電源装置の運用上の信頼性を高めることができる。
(Modification)
In the first embodiment, when the Zener diode 47 is turned on, the off period of the switching operation in the IPD 39 is controlled. For example, as shown in FIG. 3, an abnormality is detected when the Zener diode 47 is turned on. An abnormality detection unit 61 may be provided, the operation of the IPD 39 may be completely stopped by the detection signal of the abnormality detection unit 61, and an abnormality may be notified by alarm means (not shown). In this way, operational reliability of the DC power supply device can be improved.
(第2の実施の形態)
第1の実施の形態では、直流電力生成手段としてフライバックトランスを使用し、このフライバックトランスをIPDによりスイッチング駆動するようにしたが、この第2の実施の形態では、コイルを有するチョッパー方式を採用している。
(Second Embodiment)
In the first embodiment, a flyback transformer is used as DC power generation means, and this flyback transformer is driven to be switched by IPD. However, in the second embodiment, a chopper method having a coil is used. Adopted.
図5は、本発明の第2の実施の形態の概略構成を示すもので、図3と同一部分には同符号を付している。   FIG. 5 shows a schematic configuration of the second embodiment of the present invention, and the same parts as those in FIG.
この場合、平滑コンデンサ37両端には、図示極性のダイオード57とIPD39が接続されている。また、ダイオード57の両端にコイル58と平滑コンデンサ59の直列回路が接続されている。平滑コンデンサ59の両端に負荷43と検出回路53が接続されている。また、負荷43と並列にツェナーダイオード47が接続されている。ここでのツェナーダイオード47は、第1の実施の形態で述べたのと同様なもので、平滑コンデンサ59のドライアップにともなう所定の過渡電圧のピーク電圧Vpでオンし、制御回路51を構成するトランジスタのベース電流を増加させ、IPD39のコントロール端子ENより引き抜かれる電流を増加させる。   In this case, both ends of the smoothing capacitor 37 are connected to a diode 57 and an IPD 39 having the polarities shown in the figure. A series circuit of a coil 58 and a smoothing capacitor 59 is connected to both ends of the diode 57. A load 43 and a detection circuit 53 are connected to both ends of the smoothing capacitor 59. A Zener diode 47 is connected in parallel with the load 43. The Zener diode 47 here is the same as that described in the first embodiment, and is turned on at the peak voltage Vp of a predetermined transient voltage that accompanies the dry-up of the smoothing capacitor 59, thereby constituting the control circuit 51. The base current of the transistor is increased, and the current drawn from the control terminal EN of the IPD 39 is increased.
ダイオード57は、IPD39のスイッチング素子391のオンの時にコイル58にエネルギーを蓄積するように電流の方向を決めるとともに、スイッチング素子391のオフの時にコイル58に蓄えられていたエネルギーを負荷43を通して還流させるためのものである。負荷43には、平滑コンデンサ60が並列に接続されている。   The diode 57 determines the direction of the current so that energy is stored in the coil 58 when the switching element 391 of the IPD 39 is turned on, and recirculates the energy stored in the coil 58 through the load 43 when the switching element 391 is turned off. Is for. A smoothing capacitor 60 is connected to the load 43 in parallel.
この場合も、交流電源31の交流電力が全波整流回路36で全波整流され、平滑コンデンサ37で平滑されて直流電源として供給される。この状態で、IPD39スイッチング素子391のオンオフによりコイル59がスイッチング駆動され、スイッチング素子391のオンで電流を流してエネルギーを蓄積し、オフで、蓄積したエネルギーをコンデンサ59に蓄える。このようにしてコイル58のスイッチング駆動により、平滑コンデンサ60を介して負荷43に直流電力が供給される。   Also in this case, the AC power of the AC power supply 31 is full-wave rectified by the full-wave rectifier circuit 36, smoothed by the smoothing capacitor 37, and supplied as a DC power supply. In this state, when the IPD 39 switching element 391 is turned on and off, the coil 59 is driven to switch. When the switching element 391 is turned on, current is passed to accumulate energy, and when the IPD 39 switching element 391 is turned on, energy is accumulated. In this way, DC power is supplied to the load 43 via the smoothing capacitor 60 by switching driving of the coil 58.
この場合、平滑コンデンサ59が特性経時変化によりドライアップによるオープンモードになると、この状態で、IPD39によりコイル58がスイッチング駆動されると、コイル58より放出されるエネルギーは、平滑コンデンサ59で平滑されることなく、負荷43に大きな過渡電圧を含む出力として印加される。すると、このときの過渡電圧のピーク電圧Vpによりツェナーダイオード47がオンし、このツェナーダイオード47を流れる電流により制御回路51のトランジスタ50のベース電流が増加し、IPD39のコントロール端子ENより引き抜かれる電流も増加する。これにより、IPD39は、スイッチング素子391のオフ期間が長くなるように制御され、コイル58より負荷43に供給される出力は、ピーク電圧Vpを抑制された低い周波数の出力として発生される。   In this case, when the smoothing capacitor 59 is in an open mode due to dry-up due to a characteristic change over time, when the coil 58 is switched by the IPD 39 in this state, the energy released from the coil 58 is smoothed by the smoothing capacitor 59. Without being applied to the load 43 as an output including a large transient voltage. Then, the Zener diode 47 is turned on by the peak voltage Vp of the transient voltage at this time, the base current of the transistor 50 of the control circuit 51 is increased by the current flowing through the Zener diode 47, and the current drawn from the control terminal EN of the IPD 39 is also To increase. As a result, the IPD 39 is controlled so that the OFF period of the switching element 391 becomes longer, and the output supplied from the coil 58 to the load 43 is generated as a low-frequency output in which the peak voltage Vp is suppressed.
これにより、負荷43に供給される出力の過渡電圧を抑制でき、流れる電流も定格以内に抑えることができるので、回路内部に異常発熱を生じることのない動作が得られ、第1の実施の形態と同様な効果が期待できる。   As a result, the transient voltage of the output supplied to the load 43 can be suppressed, and the flowing current can be suppressed within the rating, so that an operation without causing abnormal heat generation in the circuit can be obtained, and the first embodiment The same effect can be expected.
なお、上述した第1の実施の形態の変形例は、この第2の実施の形態にも適用できる。   Note that the modification of the first embodiment described above can also be applied to the second embodiment.
(第3の実施の形態)
図6は、本発明の第3の実施の形態の概略構成を示すもので、図3と同一部分には同符号を付している。
(Third embodiment)
FIG. 6 shows a schematic configuration of the third embodiment of the present invention, and the same parts as those in FIG.
この場合、平滑コンデンサ37両端には、フライバックトランス38の1次巻線381及びスイッチング手段としてのスイッチング素子62が直列に接続されている。スイッチング素子62には、FET、ハイポーラトランジスタ、IPDなどのスイッチングトランジスタが用いられる。スイッチング素子62には、制御部63が接続されている。制御部63については後述する。   In this case, both ends of the smoothing capacitor 37 are connected in series with a primary winding 381 of a flyback transformer 38 and a switching element 62 as switching means. As the switching element 62, a switching transistor such as an FET, a hyperpolar transistor, or an IPD is used. A control unit 63 is connected to the switching element 62. The controller 63 will be described later.
負荷43には、検出回路64が直列に接続されている。この検出回路64は、負荷43に流れる電流を検出するもので、その検出信号を上記制御部63に入力する。   A detection circuit 64 is connected to the load 43 in series. The detection circuit 64 detects a current flowing through the load 43 and inputs the detection signal to the control unit 63.
制御部63は、電流検出部631、基準値設定部632、比較部633、スイッチ制御部634を有している。電流検出部631は、例えばスイッチング素子62がオンしているときのインピーダンスを利用してスイッチング素子62に流れるスイッチング電流(例えば平均値)を検出する。基準値設定部632は、負荷43に印加される出力(直流電力)が最大(負荷43に対して許容される最大出力)のときにスイッチング素子62に流れるスイッチング電流の値(例えば平均値)を基準値として記憶している。比較部633は、電流検出部631で検出されるスイッチング素子62に流れるスイッチング電流と基準値設定部632に設定される基準値とを比較し、この結果を出力する。スイッチ制御部634は、比較部633の比較結果に応じてスイッチング素子62のオンオフを制御する。また、制御部63は、検出回路64の検出信号により負荷43に流れる電流を一定にするようにスイッチング素子62のオンオフを制御する機能も有している。   The control unit 63 includes a current detection unit 631, a reference value setting unit 632, a comparison unit 633, and a switch control unit 634. The current detection unit 631 detects a switching current (for example, an average value) flowing through the switching element 62 using, for example, impedance when the switching element 62 is on. The reference value setting unit 632 sets the value (for example, average value) of the switching current that flows through the switching element 62 when the output (DC power) applied to the load 43 is maximum (maximum output allowed for the load 43). It is stored as a reference value. The comparison unit 633 compares the switching current flowing through the switching element 62 detected by the current detection unit 631 with the reference value set in the reference value setting unit 632, and outputs the result. The switch control unit 634 controls on / off of the switching element 62 according to the comparison result of the comparison unit 633. The control unit 63 also has a function of controlling the on / off of the switching element 62 so that the current flowing through the load 43 is made constant by the detection signal of the detection circuit 64.
このような構成において、いま、負荷43に印加される出力が、該負荷43に対して許容される最大出力以下である場合、電流検出部631で検出されるスイッチング素子62に流れるスイッチング電流は、基準値設定部632に設定された基準値を超えることがない。この状態で、スイッチ制御部634により、比較部633の比較結果に基づいて図7(a)に示すクロック信号によりスイッチング素子62がオンオフ制御されると、同図(c)に示すように基準値(同図(b)参照)を超えないスイッチング電流がフライバックトランス38の1次巻線381に流れ、スイッチング素子62のオンでフライバックトランス38の1次巻線381にエネルギーが蓄積され、スイッチング素子62のオフで、1次巻線381に蓄積したエネルギーが2次巻線382を通して放出され、整流平滑回路42を介して負荷43に直流電力が供給される。   In such a configuration, when the output applied to the load 43 is less than or equal to the maximum output allowed for the load 43, the switching current flowing through the switching element 62 detected by the current detection unit 631 is It does not exceed the reference value set in the reference value setting unit 632. In this state, when the switching element 62 is on / off controlled by the clock signal shown in FIG. 7A by the switch control unit 634 based on the comparison result of the comparison unit 633, the reference value as shown in FIG. A switching current not exceeding (see FIG. 5B) flows in the primary winding 381 of the flyback transformer 38, and energy is accumulated in the primary winding 381 of the flyback transformer 38 when the switching element 62 is turned on. When the element 62 is turned off, the energy accumulated in the primary winding 381 is released through the secondary winding 382, and DC power is supplied to the load 43 through the rectifying and smoothing circuit 42.
次に、負荷43に印加される出力が、該負荷43に対して許容される最大出力を超えたような場合、電流検出部631で検出されるスイッチング素子62に流れるスイッチング電流が基準値設定部632に設定された基準値を超える。この場合も、スイッチ制御部634は、このときの比較部633の比較結果に基づいて図8(a)に示すクロック信号に対しスイッチング素子62をオンオフ制御するが、このときのスイッチ制御部634の制御は、同図(a)に示すクロック信号に対して、所定クロック数ごとにスイッチング素子62を全くオンさせないオフ期間を設定し、同図(b)に示すようにスイッチング電流が流れない期間(図示A参照)を強制的に設ける。これにより、フライバックトランス38の1次巻線381に流れるスイッチング電流により2次巻線382より放出されるエネルギーは強制的に抑制され、負荷43に印加される出力も許容される最大出力を超えることなく抑制される。このような動作は、電流検出部631で検出されるスイッチング素子62に流れるスイッチング電流が基準値設定部632に設定される基準値以下になるまで続けられ、その後、スイッチング電流が基準値以下になると、上述した図7で説明した動作に復帰する。   Next, when the output applied to the load 43 exceeds the maximum output allowed for the load 43, the switching current flowing through the switching element 62 detected by the current detection unit 631 is the reference value setting unit. The reference value set in 632 is exceeded. Also in this case, the switch control unit 634 controls on / off of the switching element 62 with respect to the clock signal shown in FIG. 8A based on the comparison result of the comparison unit 633 at this time. The control sets an off period in which the switching element 62 is not turned on at every predetermined number of clocks with respect to the clock signal shown in FIG. 8A, and a period in which the switching current does not flow as shown in FIG. Forcibly provided). As a result, the energy released from the secondary winding 382 is forcibly suppressed by the switching current flowing through the primary winding 381 of the flyback transformer 38, and the output applied to the load 43 also exceeds the allowable maximum output. It is suppressed without. Such an operation is continued until the switching current flowing through the switching element 62 detected by the current detection unit 631 becomes equal to or less than the reference value set in the reference value setting unit 632, and then the switching current becomes equal to or less than the reference value. The operation returns to the operation described with reference to FIG.
したがって、このようにすれば、負荷43に印加される出力が、該負荷43に対して許容される最大出力のときにスイッチング素子62に流れるスイッチング電流を基準値として設定し、この基準値に対し電流検出部631で検出されるスイッチング素子62に流れるスイッチング電流を比較し、この比較結果に応じてスイッチング素子62のオフ期間を制御するようにした。これにより、スイッチング素子62に流れるスイッチング電流が基準値を超えるような場合、スイッチング電流が流れないオフ期間によりフライバックトランス38を介して放出されるエネルギーを強制的に抑制することができるので、負荷43に印加される出力が許容される最大出力を超えることなく抑制することができ、例えば、負荷の変動や入力電源の変動などが生じた場合も、許容される以上の出力が負荷43に印加されるのを確実に防止できる。また、LEDのような半導体素子で電圧、電流、温度などに対し動作条件が厳しい負荷を駆動する場合でも、負荷に過剰な出力が印加されることがないので電源装置としての動作の信頼性を高めることができる。   Therefore, in this way, the switching current flowing through the switching element 62 when the output applied to the load 43 is the maximum output allowed for the load 43 is set as a reference value, The switching current flowing through the switching element 62 detected by the current detection unit 631 is compared, and the OFF period of the switching element 62 is controlled according to the comparison result. As a result, when the switching current flowing through the switching element 62 exceeds the reference value, the energy released through the flyback transformer 38 can be forcibly suppressed during the off period when the switching current does not flow. The output applied to the output 43 can be suppressed without exceeding the allowable maximum output. For example, even when a load change or input power supply change occurs, an output exceeding the allowable value is applied to the load 43. Can be surely prevented. Even when a semiconductor element such as an LED is used to drive a load whose operating conditions are severe with respect to voltage, current, temperature, etc., an excessive output is not applied to the load. Can be increased.
上述した第3の実施の形態では、スイッチング素子62に流れるスイッチング電流が基準値を超えると、スイッチング素子62をオンさせないオフ期間を設定し、スイッチング電流が流れない期間Aを強制的に設けるようにしたが、この方法に限らず、例えば、スイッチング素子62に流れるスイッチング電流が基準値を超えると、スイッチング素子62のオン期間を制御し、図9(b)に示すようにスイッチング電流のオンオフ期間Tのうちオン期間を強制的に小さくする方向に設定(図示B参照)するようにしても、上述したと同様な効果を得られる。また、上述した第3の実施の形態では、スイッチング素子62に流れるスイッチング電流の平均値を検出するようにしたが、スイッチング電流のピーク値を検出して上述した動作を実行させるようにしても良い。   In the above-described third embodiment, when the switching current flowing through the switching element 62 exceeds the reference value, an off period in which the switching element 62 is not turned on is set, and a period A in which the switching current does not flow is forcibly provided. However, the present invention is not limited to this method. For example, when the switching current flowing through the switching element 62 exceeds a reference value, the ON period of the switching element 62 is controlled, and as shown in FIG. Even if the ON period is forcibly set to be reduced (see B in the figure), the same effect as described above can be obtained. In the third embodiment described above, the average value of the switching current flowing through the switching element 62 is detected. However, the above-described operation may be performed by detecting the peak value of the switching current. .
なお、本発明は、上記実施の形態に限定されるものでなく、実施段階では、その要旨を変更しない範囲で種々変形することが可能である。例えば、上述した実施の形態では、負荷43に流れる電流を常に一定にするように制御する定電流制御について述べたが、これに限らず、負荷43に印加する電圧を常に一定にするように制御する定電圧制御を適用したものでもよい。また、上述した第1及び第2の実施の形態では、スイッチング手段にIPD39を使用し負荷43に流れる電流に応じてトランジスタ50の制御により、コントロール端子ENより引き抜かれる電流を制御するようにしたが制御シーケンスとしては、IPD39を使用したものに限らず他の方法も適用できる。さらに、上述した実施の形態では、負荷43として発光ダイオードの例を述べたか、他の直流負荷にも適用できる。さらに、上述した実施の形態では、交流電源31を備えたものを述べているが、交流電源31は、装置外部に設けられるものでもよい。   In addition, this invention is not limited to the said embodiment, In the implementation stage, it can change variously in the range which does not change the summary. For example, in the above-described embodiment, constant current control for controlling the current flowing through the load 43 to be always constant has been described. However, the present invention is not limited thereto, and control is performed so that the voltage applied to the load 43 is always constant. The constant voltage control may be applied. In the first and second embodiments described above, the current drawn from the control terminal EN is controlled by controlling the transistor 50 according to the current flowing through the load 43 using the IPD 39 as the switching means. The control sequence is not limited to the one using the IPD 39, and other methods can be applied. Furthermore, in the above-described embodiment, an example of a light emitting diode is described as the load 43, or the present invention can be applied to other DC loads. Furthermore, in the above-described embodiment, the AC power supply 31 is described. However, the AC power supply 31 may be provided outside the apparatus.
さらに、上記実施の形態には、種々の段階の発明が含まれており、開示されている複数の構成要件における適宜な組み合わせにより種々の発明が抽出できる。例えば、実施の形態に示されている全構成要件から幾つかの構成要件が削除されても、発明が解決しようとする課題の欄で述べた課題を解決でき、発明の効果の欄で述べられている効果が得られる場合には、この構成要件が削除された構成が発明として抽出できる。   Furthermore, the above embodiments include inventions at various stages, and various inventions can be extracted by appropriately combining a plurality of disclosed constituent elements. For example, even if some constituent requirements are deleted from all the constituent requirements shown in the embodiment, the problem described in the column of the problem to be solved by the invention can be solved, and is described in the column of the effect of the invention. If the above effect is obtained, a configuration from which this configuration requirement is deleted can be extracted as an invention.
本発明の第1の実施の形態にかかる直流電源装置が適用される照明器具を示す斜視図。The perspective view which shows the lighting fixture with which the direct-current power supply device concerning the 1st Embodiment of this invention is applied. 第1の実施の形態にかかる直流電源装置が適用される照明器具の断面図。Sectional drawing of the lighting fixture to which the DC power supply device concerning 1st Embodiment is applied. 第1の実施の形態にかかる直流電源装置の概略構成を示す図。The figure which shows schematic structure of the DC power supply device concerning 1st Embodiment. 第1の実施の形態にかかる直流電源装置の動作を説明する図。The figure explaining operation | movement of the direct-current power supply device concerning 1st Embodiment. 本発明の第2の形態にかかる直流電源装置の概略構成を示す図。The figure which shows schematic structure of the DC power supply device concerning the 2nd form of this invention. 本発明の第3の形態にかかる直流電源装置の概略構成を示す図。The figure which shows schematic structure of the DC power supply device concerning the 3rd form of this invention. 第3の実施の形態にかかる直流電源装置の動作を説明する図。The figure explaining operation | movement of the DC power supply device concerning 3rd Embodiment. 第3の実施の形態にかかる直流電源装置の動作を説明する図。The figure explaining operation | movement of the DC power supply device concerning 3rd Embodiment. 第3の実施の形態にかかる直流電源装置の他の例の動作を説明する図。The figure explaining operation | movement of the other example of the direct-current power supply device concerning 3rd Embodiment. 従来の直流電源装置の概略構成を示す図。The figure which shows schematic structure of the conventional DC power supply device.
符号の説明Explanation of symbols
22…器具本体、22a.22b…仕切り部材
23…光源部、23a…LED、23b…反射体
23c…配線基板、24…電源室、24a…配線基板
25…リード線、26…電源端子室
27…電源端子台、27a…ボックス
27b、27c…差込口、27d…リリースボタン
31…交流電源、32…コンデンサ、33…インピーダンス
34…フィルタ回路、35…トランス、36…全波整流回路
37…平滑コンデンサ、38…フライバックトランス
381…1次巻線、382…2次巻線
39…IPD、391…スイッチング素子
392…PWM制御回路、40…ダイオード
41…平滑コンデンサ、42…整流平滑回路
43…負荷、44、46,48、52、54…抵抗
45、47…ツェナーダイオード、50…トランジスタ
51…制御回路、53…検出回路、
55、57…ダイオード、
58…コイル、59、60…平滑コンデンサ
61…異常検出部、62…スイッチング素子、
63…制御部、631…電流検出部、632…基準値設定部、
633…比較部、634…スイッチ制御部
22 ... Instrument body, 22a. 22b ... Partition member 23 ... Light source part, 23a ... LED, 23b ... Reflector 23c ... Wiring board, 24 ... Power supply room, 24a ... Wiring board 25 ... Lead wire, 26 ... Power supply terminal room 27 ... Power supply terminal block, 27a ... Box 27b, 27c ... outlet, 27d ... release button 31 ... AC power supply, 32 ... capacitor, 33 ... impedance 34 ... filter circuit, 35 ... transformer, 36 ... full wave rectifier circuit 37 ... smoothing capacitor, 38 ... flyback transformer 381 ... Primary winding, 382 ... Secondary winding 39 ... IPD, 391 ... Switching element 392 ... PWM control circuit, 40 ... Diode 41 ... Smoothing capacitor, 42 ... Rectification smoothing circuit 43 ... Load, 44, 46, 48, 52 54 ... Resistor 45, 47 ... Zener diode, 50 ... Transistor 51 ... Control circuit, 53 ... Detection circuit,
55, 57 ... diodes,
58 ... Coil, 59, 60 ... Smoothing capacitor 61 ... Abnormality detection unit, 62 ... Switching element,
63 ... Control unit, 631 ... Current detection unit, 632 ... Reference value setting unit,
633: Comparison unit, 634 ... Switch control unit

Claims (8)

  1. スイッチング手段により駆動され、交流電源の交流電力より直流電力を生成し負荷に供給する直流電力生成手段と、
    前記負荷に供給される直流電力に含まれる所定の過渡電圧を検出する過渡電圧検出手段と、
    前記過渡電圧検出手段により検出される検出信号により前記スイッチング手段のスイッチング動作を制御する制御手段と、
    を具備したことを特徴とする直流電源装置。
    DC power generation means that is driven by the switching means, generates DC power from the AC power of the AC power supply, and supplies the DC power to the load;
    Transient voltage detecting means for detecting a predetermined transient voltage included in the DC power supplied to the load;
    Control means for controlling the switching operation of the switching means by a detection signal detected by the transient voltage detection means;
    A DC power supply device comprising:
  2. 前記制御手段は、前記スイッチング手段のスイッチング動作のオフ期間を制御することを特徴とする請求項1記載の直流電源装置。 2. The DC power supply apparatus according to claim 1, wherein the control unit controls an off period of a switching operation of the switching unit.
  3. 前記制御手段は、前記過渡電圧検出手段により検出される検出信号により前記スイッチング手段のスイッチング動作を停止させることを特徴とする請求項1記載の直流電源装置。 2. The DC power supply apparatus according to claim 1, wherein the control means stops the switching operation of the switching means by a detection signal detected by the transient voltage detection means.
  4. 過渡電圧検出手段は、第1のツェナーダイオードよりなり、該第1のツェナーダイオードは、無負荷電圧より高い所定の過渡電圧に相当するツェナー電圧が設定されていることを特徴とする請求項1乃至3のいずれか一記載の直流電源装置。 The transient voltage detecting means includes a first Zener diode, and the first Zener diode is set with a Zener voltage corresponding to a predetermined transient voltage higher than a no-load voltage. 4. The DC power supply device according to any one of 3.
  5. 前記第1のツェナーダイオードのツェナー電圧VZD2は、前記無負荷電圧に応動する第2のツェナーダイオードのツェナー電圧をVZD1、前記所定の過渡電圧のピーク値をVpとしたとき、
    ZD1≦VZD2≦Vp
    に設定されることを特徴とする請求項4記載の直流電源装置。
    When the Zener voltage V ZD2 of the first Zener diode is V ZD1 and the peak value of the predetermined transient voltage is Vp, the Zener voltage of the second Zener diode responding to the no-load voltage is
    V ZD1 ≦ V ZD2 ≦ Vp
    The DC power supply device according to claim 4, wherein
  6. スイッチング手段により駆動され、交流電源の交流電力より直流電力を生成し負荷に供給する直流電力生成手段と、
    前記負荷に印加される出力が該負荷に対し許容される最大出力のときの前記スイッチング手段に流れるスイッチング電流を基準値として設定する基準値設定手段と、
    前記スイッチング手段に流れるスイッチング電流を検出する電流検出手段と、
    前記電流検出手段で検出される前記スイッチング手段に流れるスイッチング電流と前記基準値設定手段に設定される基準値との比較結果に応じて前記スイッチング手段のスイッチング動作を制御するスイッチ制御手段と
    を具備したことを特徴とする直流電源装置。
    DC power generation means that is driven by the switching means, generates DC power from the AC power of the AC power supply, and supplies the DC power to the load;
    Reference value setting means for setting, as a reference value, a switching current flowing in the switching means when the output applied to the load is the maximum output allowed for the load;
    Current detection means for detecting a switching current flowing in the switching means;
    Switch control means for controlling the switching operation of the switching means according to a comparison result between a switching current flowing through the switching means detected by the current detection means and a reference value set in the reference value setting means. A direct current power supply device.
  7. 前記スイッチ制御手段は、前記スイッチング手段に流れるスイッチング電流が前記基準値設定手段に設定される基準値を超えると、前記スイッチング手段のオフ期間を制御することを特徴とする請求項6記載の直流電源装置。 7. The DC power supply according to claim 6, wherein the switch control unit controls an OFF period of the switching unit when a switching current flowing through the switching unit exceeds a reference value set in the reference value setting unit. apparatus.
  8. 前記スイッチ制御手段は、前記スイッチング手段に流れるスイッチング電流が前記基準値設定手段に設定される基準値を超えると、前記前記スイッチング手段のオン期間を制御することを特徴とする請求項6記載の直流電源装置。 7. The direct current according to claim 6, wherein the switch control means controls the ON period of the switching means when a switching current flowing through the switching means exceeds a reference value set in the reference value setting means. Power supply.
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