JP2008278723A - System interconnection inverter of fuel cell - Google Patents

System interconnection inverter of fuel cell Download PDF

Info

Publication number
JP2008278723A
JP2008278723A JP2007122632A JP2007122632A JP2008278723A JP 2008278723 A JP2008278723 A JP 2008278723A JP 2007122632 A JP2007122632 A JP 2007122632A JP 2007122632 A JP2007122632 A JP 2007122632A JP 2008278723 A JP2008278723 A JP 2008278723A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
carrier frequency
converter
switching
current
switching carrier
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2007122632A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP5060827B2 (en
Inventor
Koji Konishi
功次 小西
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Kawamura Electric Inc
Original Assignee
Kawamura Electric Inc
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Kawamura Electric Inc filed Critical Kawamura Electric Inc
Priority to JP2007122632A priority Critical patent/JP5060827B2/en
Publication of JP2008278723A publication Critical patent/JP2008278723A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP5060827B2 publication Critical patent/JP5060827B2/en
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Landscapes

  • Dc-Dc Converters (AREA)
  • Inverter Devices (AREA)

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a system interconnection inverter of a fuel cell for reducing a loss of the whole DC-DC converter unit. <P>SOLUTION: The DC-DC converter unit 2 includes a full bridge inverter circuit 14, an isolation transformer 16, a rectifier circuit 17, a smoothing circuit 18, a comparator 19 which monitors input current of an isolation transformer 16, and a converter controller 20, which controls the full bridge inverter circuit 14, are provided. The comparator 19 generates a signal if an input current of the isolation transformer 16 exceeds a reference value. In the converter controller 20, a switching carrier frequency of the full bridge inverter circuit 14 is controlled based on an output of the comparator 19 and the output voltage information of the DC-DC converter unit 2 so that the switching carrier frequency is increased by a predetermined value for each carrier if the input current of the isolation transformer 16 exceeds a reference value and the switching carrier frequency is decreased by a predetermined value under control if the input current of the isolation transformer 16 does not exceed the reference value. <P>COPYRIGHT: (C)2009,JPO&INPIT

Description

本発明は、燃料電池の発電電力を交流に変換して商用電力系統に連系させる際に使用する系統連系インバータに関する。   The present invention relates to a grid-connected inverter that is used when power generated by a fuel cell is converted into alternating current and linked to a commercial power system.

燃料電池や太陽光発電による発電電力を交流変換して商用電力系統と連系運転するシステムがＣＯ２削減対策として普及している。このようなシステムでは、発電した直流電圧を昇圧して商用電力に同期した交流電力を生成するために系統連系インバータが使用されているが、この系統連系インバータは、自然エネルギーの有効利用やＣＯ２削減を担うものであることから自身の運転効率の良さが求められている。
系統連系インバータの損失としては、ＤＣ−ＤＣコンバータ部で発生するスイッチング損失、昇圧トランス（絶縁トランス）で発生する鉄損、インバータ回路部で発生するスイッチング損失等があり、例えば特許文献１ではスイッチングキャリア周波数を調整してＤＣ−ＤＣコンバータ部のスイッチング損失の低減を図っている。 A system in which power generated by a fuel cell or solar power is AC converted and connected to a commercial power system is widely used as a CO 2 reduction measure. In such a system, a grid-connected inverter is used to boost the generated DC voltage and generate AC power synchronized with the commercial power. Since it is responsible for CO 2 reduction, its own operational efficiency is required.
The loss of the grid interconnection inverter includes switching loss generated in the DC-DC converter unit, iron loss generated in the step-up transformer (insulation transformer), switching loss generated in the inverter circuit unit, and the like. The carrier frequency is adjusted to reduce the switching loss of the DC-DC converter unit.

特開２００５−８５０８８号公報JP-A-2005-85088

燃料電池の出力電圧はＤＣ４８Ｖ程度であり、この出力を商用電力系統に連系させる為には、ＤＣ−ＤＣコンバータ部で例えばＤＣ４００Ｖ程度まで昇圧させることになる。燃料電池を連系させる場合はこのように昇圧率が大きい為、ＤＣ−ＤＣコンバータ部には大きな電流が流れ、電流に比例するスイッチング損失はＤＣ−ＤＣコンバータ部で特に大きいものとなっていた。
そのため、上述したようにＤＣ−ＤＣコンバータ部のスイッチングキャリア周波数を下げてスイッチングの回数自体を削減し、スイッチング損失の低減を図っていた。ところが、この場合、周波数を下げ過ぎるとＤＣ−ＤＣコンバータ部に設けられている昇圧トランスが飽和する方向に進むため、大電流が流れて損失が増加すると共に、やがて昇圧できなくなる問題を内在しており、ＤＣ−ＤＣコンバータ部全体の損失の低減については特に考慮が成されていなかった。 The output voltage of the fuel cell is about 48V DC, and in order to link this output to the commercial power system, the DC-DC converter unit boosts the voltage to about 400V DC, for example. When the fuel cells are connected, the boosting rate is large as described above, so that a large current flows through the DC-DC converter section, and the switching loss proportional to the current is particularly large in the DC-DC converter section.
Therefore, as described above, the switching carrier frequency of the DC-DC converter unit is lowered to reduce the number of times of switching itself, thereby reducing the switching loss. However, in this case, if the frequency is lowered too much, the step-up transformer provided in the DC-DC converter section proceeds in the direction of saturation, so that a large current flows and the loss increases, and there is a problem that the voltage cannot be boosted before long. Therefore, no particular consideration has been given to reducing the loss of the entire DC-DC converter.

そこで、本発明はこのような問題点に鑑み、昇圧トランスの飽和特性も考慮し、ＤＣ−ＤＣコンバータ部全体の損失を低減させることが可能な燃料電池の系統連系インバータを提供することを目的とする。   In view of the above problems, the present invention has an object to provide a fuel cell system interconnection inverter capable of reducing the loss of the entire DC-DC converter unit in consideration of the saturation characteristics of the step-up transformer. And

上記課題を解決する為に、請求項１に記載の発明は、燃料電池の直流出力を昇圧するＤＣ−ＤＣコンバータ部と、直流電圧を交流電圧に変換するインバータ部とを有し、商用電力系統に連系運転する燃料電池の系統連系インバータであって、前記ＤＣ−ＤＣコンバータ部は、フルブリッジインバータ回路と、絶縁トランスと、整流回路と、平滑回路と、前記絶縁トランスの入力電流を監視する電流監視部と、前記フルブリッジインバータ回路を制御するコンバータ制御部とを有し、前記コンバータ制御部は、前記フルブリッジインバータ回路のスイッチングキャリア周波数を制御するスイッチングキャリア周波数制御ブロックと、ＤＣ−ＤＣコンバータ部出力を制御する出力電圧制御ブロックとから成り、前記スイッチングキャリア周波数制御ブロックは、電流監視部が予め設定された基準値を超える電流を検出したら、前記スイッチングキャリア周波数を上昇させる制御を行うことを特徴とする。   In order to solve the above-mentioned problem, the invention according to claim 1 includes a DC-DC converter section that boosts the direct current output of the fuel cell, and an inverter section that converts the direct current voltage into an alternating current voltage. The DC-DC converter unit monitors the input current of the full transformer inverter circuit, the insulation transformer, the rectifier circuit, the smoothing circuit, and the insulation transformer. A current monitoring unit for controlling the full-bridge inverter circuit, a converter control unit for controlling the switching carrier frequency of the full-bridge inverter circuit, and a DC-DC An output voltage control block for controlling the converter unit output, and the switching carrier frequency control. Blocks, upon detecting current exceeding the reference value current monitoring unit is set in advance, and performs a control for increasing the switching carrier frequencies.

この構成によれば、絶縁トランス入力電流を比較する基準値を例えば絶縁トランスの許容電流値に設定することで、絶縁トランスの入力電流値からスイッチングキャリア周波数が低い場合に発生する絶縁トランスの飽和を監視でき、スイッチング損失を下げる為にスイッチングキャリア周波数を下げても、絶縁トランスが飽和する事態を防ぐことができる。よって、飽和による大電流が流れて損失が増大することがなく、ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失を低減させることができる。   According to this configuration, by setting the reference value for comparing the insulation transformer input current to, for example, the allowable current value of the insulation transformer, the saturation of the insulation transformer that occurs when the switching carrier frequency is lower than the input current value of the insulation transformer. Even if the switching carrier frequency is lowered to reduce the switching loss, it is possible to prevent the insulation transformer from being saturated. Therefore, a large current due to saturation does not flow and the loss does not increase, and the loss of the entire DC-DC converter can be reduced.

請求項２の発明は、請求項１に記載の発明において、コンバータ制御部は、電流監視部が基準値を超える電流を検出しなければ、スイッチングキャリア周波数を１キャリア毎に予め設定した調整幅分下げることを特徴とする。
この構成によれば、常にスイッチングキャリア周波数が低い状態でフルブリッジインバータ回路をスイッチング動作させることができ、スイッチング損失を低減させることができる。 According to a second aspect of the present invention, in the first aspect of the present invention, the converter control unit, if the current monitoring unit does not detect a current exceeding the reference value, sets the switching carrier frequency by a preset adjustment width for each carrier. It is characterized by lowering.
According to this configuration, the full bridge inverter circuit can be switched in a state where the switching carrier frequency is always low, and the switching loss can be reduced.

本発明によれば、絶縁トランス入力電流を比較する基準値を絶縁トランスの許容電流値に設定することで、絶縁トランスの入力電流値からスイッチングキャリア周波数が低い場合に発生する絶縁トランスの飽和を監視でき、スイッチング損失を下げる為にスイッチングキャリア周波数を下げても、絶縁トランスが飽和する事態を防ぐことができる。よって、スイッチング損失と鉄損の双方を削減でき、ＤＣ−ＤＣコンバータ部の損失を低減できる。
According to the present invention, by setting the reference value for comparing the insulation transformer input current to the allowable current value of the insulation transformer, the saturation of the insulation transformer that occurs when the switching carrier frequency is lower than the input current value of the insulation transformer is monitored. Even if the switching carrier frequency is lowered to reduce the switching loss, it is possible to prevent the insulation transformer from being saturated. Therefore, both a switching loss and an iron loss can be reduced, and the loss of a DC-DC converter part can be reduced.

以下、本発明を具体化した実施の形態を、図面に基づいて詳細に説明する。図１は本発明に係る燃料電池の系統連系インバータの構成を示すブロック図であり、系統連系インバータ１は、燃料電池１０の出力電圧を昇圧するためのＤＣ−ＤＣコンバータ部２と、昇圧された直流電圧を交流変換するインバータ部３と、波形成形するためのフィルタ部４と、商用電力１１に接続されている負荷１２に対して電力の供給をオン／オフ操作する開閉器部５と、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２とインバータ部３、そして開閉器部５を制御する制御部６とを備えている。   DESCRIPTION OF EXEMPLARY EMBODIMENTS Hereinafter, embodiments of the invention will be described in detail with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of a grid-connected inverter of a fuel cell according to the present invention. The grid-connected inverter 1 includes a DC-DC converter section 2 for boosting the output voltage of the fuel cell 10, and a booster. An inverter unit 3 for converting the direct-current voltage to AC, a filter unit 4 for waveform shaping, and a switch unit 5 for turning on / off the supply of power to a load 12 connected to the commercial power 11 , A DC-DC converter unit 2, an inverter unit 3, and a control unit 6 that controls the switch unit 5.

図２は図１のＤＣ−ＤＣコンバータ部２の回路図を示している。図２に示すように、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２は、燃料電池１０の出力から高周波交流電圧矩形波を生成する第１〜第４スイッチング素子１５（１５ａ〜１５ｄ）から成るフルブリッジインバータ回路１４と、生成された矩形波を昇圧する昇圧トランスである絶縁トランス１６と、ダイオードブリッジにより全波整流する全波整流回路１７と、コイル１８ａとコンデンサ１８ｂを備えて整流波形を平滑にする平滑回路１８と、絶縁トランス１６の入力電流を検出して予め設定された電流基準値と比較する比較器（電流監視部）１９と、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電圧と比較器１９の比較出力情報を基に、各スイッチング素子１５ａ〜１５ｄのオン／オフさせるスイッチングキャリア周波数を制御すると共に、オン／オフのデューティー比を制御するコンバータ制御部２０とを備えている。尚、コンバータ制御部２０は制御部６の一部を構成している。   FIG. 2 shows a circuit diagram of the DC-DC converter unit 2 of FIG. As shown in FIG. 2, the DC-DC converter unit 2 includes a full bridge inverter circuit 14 including first to fourth switching elements 15 (15a to 15d) that generate a high-frequency AC voltage rectangular wave from the output of the fuel cell 10. An insulating transformer 16 that is a step-up transformer that boosts the generated rectangular wave, a full-wave rectifier circuit 17 that performs full-wave rectification by a diode bridge, and a smoothing circuit 18 that includes a coil 18a and a capacitor 18b to smooth the rectified waveform; A comparator (current monitoring unit) 19 that detects the input current of the isolation transformer 16 and compares it with a preset current reference value; the output voltage of the DC-DC converter unit 2 and the comparison output information of the comparator 19; In addition, the switching carrier frequency for turning on / off each of the switching elements 15a to 15d is controlled, and the on / off duty is controlled. And a converter control unit 20 for controlling. The converter control unit 20 constitutes a part of the control unit 6.

比較器１９は、電流基準値として、絶縁トランス１６の磁気飽和を考慮した上限許容電流値が設定され、後述する図４（ｃ）に示すような絶縁トランス１６の飽和による大電流が流れた場合に制御部６に信号を出力する。尚、電流基準値としてはＤＣ−ＤＣコンバータ部２の定格電流を若干上回る値としても良い。   In the comparator 19, an upper limit allowable current value in consideration of magnetic saturation of the insulation transformer 16 is set as a current reference value, and a large current flows due to saturation of the insulation transformer 16 as shown in FIG. A signal is output to the control unit 6. The current reference value may be a value slightly higher than the rated current of the DC-DC converter unit 2.

コンバータ制御部２０は、具体的に図３の制御構成図に示すように構成され、スイッチング素子１５のオン／オフのデューティー比を制御する出力電圧制御ブロック２０ａと、スイッチングキャリア周波数を制御するスイッチングキャリア周波数制御ブロック２０ｂとから構成されている。出力電圧制御ブロック２０ａは、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２の出力電圧のフィードバック値と出力目標電圧を比較してその差が０に近づくようにＰＩ演算を実施し、リミッタを経由した後、出力キャリア周波数でパルス幅変調し、その出力値でフルブリッジインバータ回路の第１〜第４スイッチング素子をオン／オフ制御する。   The converter control unit 20 is specifically configured as shown in the control configuration diagram of FIG. 3, and includes an output voltage control block 20a that controls the on / off duty ratio of the switching element 15, and a switching carrier that controls the switching carrier frequency. And a frequency control block 20b. The output voltage control block 20a compares the feedback value of the output voltage of the DC-DC converter unit 2 with the output target voltage, performs the PI calculation so that the difference approaches 0, passes the limiter, and then outputs the output carrier frequency. Is subjected to pulse width modulation, and the first to fourth switching elements of the full bridge inverter circuit are on / off controlled by the output value.

そして、スイッチングキャリア周波数制御ブロック２０ｂは、スイッチングキャリア周波数基準値を初期値として比較器１９から信号が出力されないときは１キャリア毎に予め指定された調整幅分、スイッチングキャリア周波数を低くする制御を実施する。そして、絶縁トランス１６が飽和し始めて電流が大きくなり、比較器１９から信号が出力されたら、逆にスイッチングキャリア周波数を調整幅分高くする制御を実施する。   The switching carrier frequency control block 20b performs control to lower the switching carrier frequency by an adjustment width designated in advance for each carrier when no signal is output from the comparator 19 with the switching carrier frequency reference value as an initial value. To do. When the insulation transformer 16 begins to saturate and the current increases and a signal is output from the comparator 19, control is performed to increase the switching carrier frequency by the adjustment width.

図４はＤＣ−ＤＣコンバータ部２の要部波形図を示し、図４（ａ）はフルブリッジインバータ回路１４のスイッチング素子１５をオン／オフ制御させる制御信号波形、図４（ｂ）は絶縁トランス１６の正常時の入力波形、図４（ｃ）は絶縁トランスの飽和時の入力波形を示している。
上記制御により、ＤＣ−ＤＣコンバータ部２は、スイッチングキャリア１回の期間で、図４（ａ）に示すように第１、第４スイッチング素子１５ａ，１５ｄがオン、第２、第３スイッチング素子１５ｂ，１５ｃがオフ、次の期間で反転させて各期間を交互に発生させ、高周波交流電圧矩形波を発生させる。そして、この動作により生じた高周波交流電圧矩形波が絶縁トランス１６で昇圧され、それを全波整流回路１７で全波整流され、平滑回路１８で平滑されて直流昇圧が実施される。 FIG. 4 is a waveform diagram of the main part of the DC-DC converter unit 2. FIG. 4 (a) is a control signal waveform for controlling on / off of the switching element 15 of the full bridge inverter circuit 14, and FIG. 4 (b) is an insulating transformer. FIG. 4C shows the input waveform when the insulation transformer is saturated.
With the control described above, the DC-DC converter unit 2 allows the first and fourth switching elements 15a and 15d to be turned on and the second and third switching elements 15b as shown in FIG. , 15c are turned off and inverted in the next period to generate each period alternately to generate a high-frequency AC voltage rectangular wave. The high-frequency AC voltage rectangular wave generated by this operation is boosted by the insulating transformer 16, is full-wave rectified by the full-wave rectifier circuit 17, is smoothed by the smoothing circuit 18, and the DC boost is performed.

そして、絶縁トランス１６が飽和状態に無い正常な状態では、入力される電圧及び電流波形は図４（ｂ）に示す状態にあり、比較器１９から飽和を通知する信号は出力されない。そのため、１キャリア毎に予め指定された調整幅分、スイッチングキャリア周波数が低くなって行く（制御Ａ）。逆に、絶縁トランス１６が飽和し始めると、電流波形が図４（ｃ）に示すようになるため、比較器１９から信号が出力され、調整幅分スイッチングキャリア周波数を高くする制御が実施される（制御Ｂ）。こうして、制御Ａと制御Ｂの何れかが常に実行されてスイッチングキャリア周波数は絶縁トランス１６が飽和しない下限状態の周波数を維持する。   In a normal state where the isolation transformer 16 is not in a saturated state, the input voltage and current waveforms are in the state shown in FIG. 4B, and a signal notifying the saturation is not output from the comparator 19. Therefore, the switching carrier frequency becomes lower by an adjustment width designated in advance for each carrier (control A). Conversely, when the isolation transformer 16 begins to saturate, the current waveform becomes as shown in FIG. 4C, so that a signal is output from the comparator 19 and control is performed to increase the switching carrier frequency by the adjustment width. (Control B). In this way, either control A or control B is always executed, and the switching carrier frequency maintains the lower limit frequency at which the isolation transformer 16 is not saturated.

スイッチング損失について具体的に説明すると、まず第１スイッチング素子１５ａのみでみた場合、第１スイッチング素子１５ａがオンする瞬間に、第２スイッチング素子１５ｂが持つ容量成分を充電するため大電流が第１スイッチング素子１５ａに流れ込む。このときスイッチングオン損失が発生する。また、第１スイッチング素子１５ａがオンからオフに移行するときに、今まで流れていた電流が流れなくなるまでの過渡期の電流がインピーダンスが高くなっている第１スイッチング素子１５ａを流れることで、スイッチングオフ損失が発生する。そして、これらの損失が他の第２〜第４スイッチング素子１５ｂ〜１５ｄにも発生し、この損失は１秒間にスイッチングキャリア周波数回発生する。
従って、昇圧運転目標を満足できる状態で、最も低いスイッチングキャリア周波数で運転した場合が、最もスイッチング損失が少ない運転になる。 The switching loss will be specifically described. First, when only the first switching element 15a is viewed, a large current is charged to charge the capacitance component of the second switching element 15b at the moment when the first switching element 15a is turned on. It flows into the element 15a. At this time, switching-on loss occurs. Further, when the first switching element 15a shifts from on to off, the current in the transition period until the current that has been flowing until now flows through the first switching element 15a having a high impedance, thereby switching. Off loss occurs. These losses also occur in the other second to fourth switching elements 15b to 15d, and this loss occurs for the number of switching carrier frequencies per second.
Therefore, the operation with the lowest switching loss occurs when the operation is performed at the lowest switching carrier frequency in a state where the boost operation target can be satisfied.

そして、絶縁トランス１６は小型化のために高周波絶縁トランスが使用されることになるが、このような絶縁トランスに低い周波数の矩形波を印加すると、直流電圧を印加する時間が長くなるため、トランスが飽和して図４（ｃ）に示すように急激に大きな電流が発生することになる。絶縁トランス１６は、製造上特性誤差（個体差）が大きい為、このような飽和に対して十分余裕有る周波数帯で使用されることになるため、従来はスイッチングキャリア周波数の下限値を限界値に設定することはできなかった。この点、上述した制御により限界値を自動選択して無理なくその周波数で動作させることができる。   A high-frequency insulating transformer is used as the insulating transformer 16 for miniaturization. However, when a rectangular wave having a low frequency is applied to such an insulating transformer, the time for applying a DC voltage becomes longer. Is saturated and a large current is suddenly generated as shown in FIG. Since the isolation transformer 16 has a large characteristic error (individual difference) in manufacturing, it is used in a frequency band having a sufficient margin for such saturation, so that the lower limit value of the switching carrier frequency is conventionally set to the limit value. It could not be set. In this respect, the limit value can be automatically selected by the above-described control and can be operated at the frequency without difficulty.

このように、絶縁トランス入力電流を比較する基準値を絶縁トランスの許容電流値に設定することで、絶縁トランスの入力電流値からスイッチングキャリア周波数が低い場合に発生する絶縁トランスの飽和を監視でき、スイッチング損失を下げる為にスイッチングキャリア周波数を下げても、絶縁トランスが飽和する事態を防ぐことができ、飽和による大電流が流れて損失が増大することがない。従って、ＤＣ−ＤＣコンバータ全体の損失を低減させることができる。
また、常にスイッチングキャリア周波数が低い状態でＤＣ−ＤＣコンバータをスイッチング動作させることができ、スイッチング損失を低減させることができる。 In this way, by setting the reference value for comparing the isolation transformer input current to the allowable current value of the isolation transformer, saturation of the isolation transformer that occurs when the switching carrier frequency is low from the input current value of the isolation transformer can be monitored. Even if the switching carrier frequency is lowered in order to reduce the switching loss, it is possible to prevent the insulating transformer from being saturated, and a large current due to the saturation does not flow and the loss does not increase. Therefore, the loss of the entire DC-DC converter can be reduced.
In addition, the DC-DC converter can be switched in a state where the switching carrier frequency is always low, and the switching loss can be reduced.

尚、下げすぎたスイッチングキャリア周波数を高くする分を少しでも早く行う場合は「×Ｋ」の値を１を超える値にすれば良い。また、スイッチングキャリア周波数の小刻みな変動を嫌う場合は、比較器からの信号が出ない状態でのスイッチングキャリア周波数を記憶させ、その周波数で運転を継続させればよい。   If the switching carrier frequency that has been lowered too much is increased as soon as possible, the value of “× K” may be set to a value exceeding 1. Further, in the case where the change in switching carrier frequency is disliked, the switching carrier frequency in a state where no signal is output from the comparator is stored, and the operation is continued at that frequency.

本発明に係る燃料電池の系統連系インバータの実施形態の一例を示す構成図である。It is a block diagram which shows an example of embodiment of the grid connection inverter of the fuel cell which concerns on this invention. 図１のＤＣ−ＤＣコンバータ部の回路図ある。It is a circuit diagram of the DC-DC converter part of FIG. 図２のＤＣ−ＤＣコンバータ部の制御構成図である。It is a control block diagram of the DC-DC converter part of FIG. ＤＣ−ＤＣコンバータ部の波形説明図であり、（ａ）はフルブリッジインバータ回路のスイッチング信号、（ｂ）は絶縁トランスの正常時入力波形、（ｃ）は絶縁トランスの飽和時入力波形を示している。It is waveform explanatory drawing of a DC-DC converter part, (a) is a switching signal of a full bridge inverter circuit, (b) is an input waveform at the time of normal of an insulation transformer, (c) shows an input waveform at the time of saturation of an insulation transformer. Yes.

符号の説明Explanation of symbols

１・・系統連系インバータ、２・・ＤＣ−ＤＣコンバータ部、３・・インバータ部、６・・制御部、１０・・燃料電池、１４・・フルブリッジインバータ回路、１５・・スイッチング素子、１６・・昇圧トランス（絶縁トランス）、１７・・全波整流回路、１９・・比較器（電流監視部）、２０・・コンバータ制御部、２０ａ・・出力電圧制御ブロック、２０ｂ・・スイッチングキャリア周波数制御ブロック。   1 .. Grid-connected inverter 2.. DC-DC converter part 3.. Inverter part 6.. Control part 10 ... Fuel cell 14 Full bridge inverter circuit 15 Switching element 16 ..Step-up transformer (insulation transformer), 17..Full wave rectifier circuit, 19..Comparator (current monitoring unit), 20..Converter control unit, 20a..Output voltage control block, 20b..Switching carrier frequency control block.

Claims (2)

燃料電池の直流出力を昇圧するＤＣ−ＤＣコンバータ部と、直流電圧を交流電圧に変換するインバータ部とを有し、商用電力系統に連系運転する燃料電池の系統連系インバータであって、
前記ＤＣ−ＤＣコンバータ部は、フルブリッジインバータ回路と、絶縁トランスと、整流回路と、平滑回路と、前記絶縁トランスの入力電流を監視する電流監視部と、前記フルブリッジインバータ回路を制御するコンバータ制御部とを有し、
前記コンバータ制御部は、前記フルブリッジインバータ回路のスイッチングキャリア周波数を制御するスイッチングキャリア周波数制御ブロックと、ＤＣ−ＤＣコンバータ部出力を制御する出力電圧制御ブロックとから成り、
前記スイッチングキャリア周波数制御ブロックは、電流監視部が予め設定された基準値を超える電流を検出したら、前記スイッチングキャリア周波数を上昇させる制御を行うことを特徴とする燃料電池の系統連系インバータ。 A fuel cell system inverter having a DC-DC converter unit for boosting a direct current output of a fuel cell and an inverter unit for converting a direct current voltage into an alternating voltage, which is connected to a commercial power system,
The DC-DC converter unit includes a full bridge inverter circuit, an insulating transformer, a rectifier circuit, a smoothing circuit, a current monitoring unit that monitors an input current of the insulating transformer, and a converter control that controls the full bridge inverter circuit. And
The converter control unit includes a switching carrier frequency control block that controls a switching carrier frequency of the full-bridge inverter circuit, and an output voltage control block that controls a DC-DC converter unit output,
The switching carrier frequency control block performs a control to increase the switching carrier frequency when the current monitoring unit detects a current exceeding a preset reference value. コンバータ制御部は、電流監視部が基準値を超える電流を検出しなければ、スイッチングキャリア周波数を１キャリア毎に予め設定した調整幅分下げる請求項１記載の燃料電池の系統連系インバータ。 2. The fuel cell system interconnection inverter according to claim 1, wherein the converter control unit lowers the switching carrier frequency by a preset adjustment width for each carrier unless the current monitoring unit detects a current exceeding the reference value.
JP2007122632A 2007-05-07 2007-05-07 Fuel cell grid-connected inverter Active JP5060827B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2007122632A JP5060827B2 (en) 2007-05-07 2007-05-07 Fuel cell grid-connected inverter

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2007122632A JP5060827B2 (en) 2007-05-07 2007-05-07 Fuel cell grid-connected inverter

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2008278723A true JP2008278723A (en) 2008-11-13
JP5060827B2 JP5060827B2 (en) 2012-10-31

Family

ID=40056028

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2007122632A Active JP5060827B2 (en) 2007-05-07 2007-05-07 Fuel cell grid-connected inverter

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP5060827B2 (en)

Cited By (9)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2014075944A (en) * 2012-10-05 2014-04-24 Origin Electric Co Ltd Bidirectional converter
JP2014075943A (en) * 2012-10-05 2014-04-24 Origin Electric Co Ltd Converter and bidirectional converter
WO2014098221A1 (en) * 2012-12-21 2014-06-26 オリジン電気株式会社 Converter, and bidirectional converter
WO2014192290A1 (en) * 2013-05-30 2014-12-04 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 Switching power supply device
WO2015072009A1 (en) * 2013-11-15 2015-05-21 オリジン電気株式会社 Bidirectional converter
JP2016005323A (en) * 2014-06-16 2016-01-12 オリジン電気株式会社 Converter and control method of converter
US20160190946A1 (en) * 2013-11-04 2016-06-30 Futurewei Technologies, Inc. Resonant Converters with Synchronous Rectifier Feedback
JPWO2014049779A1 (en) * 2012-09-27 2016-08-22 東芝三菱電機産業システム株式会社 Power converter
DE112018004544T5 (en) 2017-10-17 2020-05-28 Hitachi Automotive Systems, Ltd. CONTROL DEVICE

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006314189A (en) * 2005-04-06 2006-11-16 Matsushita Electric Ind Co Ltd Power regulation circuit and semiconductor device
JP2007020379A (en) * 2005-07-11 2007-01-25 Toyota Industries Corp Dc-dc converter and interconnection system

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006314189A (en) * 2005-04-06 2006-11-16 Matsushita Electric Ind Co Ltd Power regulation circuit and semiconductor device
JP2007020379A (en) * 2005-07-11 2007-01-25 Toyota Industries Corp Dc-dc converter and interconnection system

Cited By (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPWO2014049779A1 (en) * 2012-09-27 2016-08-22 東芝三菱電機産業システム株式会社 Power converter
JP2014075943A (en) * 2012-10-05 2014-04-24 Origin Electric Co Ltd Converter and bidirectional converter
CN104704731B (en) * 2012-10-05 2017-05-03 欧利生电气株式会社 Converter and bi-directional converter
KR20150038104A (en) 2012-10-05 2015-04-08 오리진 일렉트릭 캄파니 리미티드 Converter and bi-directional converter
JP2014075944A (en) * 2012-10-05 2014-04-24 Origin Electric Co Ltd Bidirectional converter
CN104704731A (en) * 2012-10-05 2015-06-10 欧利生电气株式会社 Converter and bi-directional converter
KR101654490B1 (en) 2012-10-05 2016-09-05 오리진 일렉트릭 캄파니 리미티드 Converter and bi-directional converter
WO2014098221A1 (en) * 2012-12-21 2014-06-26 オリジン電気株式会社 Converter, and bidirectional converter
JP2014124050A (en) * 2012-12-21 2014-07-03 Origin Electric Co Ltd Converter and bidirectional converter
JPWO2014192290A1 (en) * 2013-05-30 2017-02-23 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 Switching power supply
WO2014192290A1 (en) * 2013-05-30 2014-12-04 パナソニックＩｐマネジメント株式会社 Switching power supply device
US9667153B2 (en) 2013-05-30 2017-05-30 Panasonic Intellectual Property Management Co., Ltd. Switching power supply apparatus for generating control signal for lowering switching frequency of switching devices
US20160190946A1 (en) * 2013-11-04 2016-06-30 Futurewei Technologies, Inc. Resonant Converters with Synchronous Rectifier Feedback
US9787200B2 (en) * 2013-11-04 2017-10-10 Futurewei Technologies, Inc. Resonant converters with synchronous rectifier feedback
WO2015072009A1 (en) * 2013-11-15 2015-05-21 オリジン電気株式会社 Bidirectional converter
JP2016005323A (en) * 2014-06-16 2016-01-12 オリジン電気株式会社 Converter and control method of converter
DE112018004544T5 (en) 2017-10-17 2020-05-28 Hitachi Automotive Systems, Ltd. CONTROL DEVICE
US11101739B2 (en) 2017-10-17 2021-08-24 Hitachi Automotive Systems, Ltd. Control device with magnetic flux density calculation
DE112018004544B4 (en) 2017-10-17 2023-03-16 Hitachi Astemo, Ltd. CONTROL DEVICE

Also Published As

Publication number Publication date
JP5060827B2 (en) 2012-10-31

Similar Documents

Publication Publication Date Title
JP5060827B2 (en) Fuel cell grid-connected inverter
CN204068706U (en) Multi-stage power transducer
US8736237B2 (en) Controller with punctuated switching control circuit
US8711580B2 (en) Resonant conversion system with over-current protection processes
CN101741255B (en) Resonant switching converter having operating modes above and below resonant frequency
US7453248B2 (en) Switching power supply device
US9667153B2 (en) Switching power supply apparatus for generating control signal for lowering switching frequency of switching devices
US20050174813A1 (en) High efficiency power converter with synchronous rectification
JP2006067730A (en) Power factor improving circuit
CN110858753B (en) Feedforward enhanced feedback control of an isolated switch-mode power converter with secondary side rectified voltage sensing
JP6217340B2 (en) Power supply
JP2013021861A (en) Power-supply device and method of controlling the same
US9966864B2 (en) Electronic apparatus and control method of electronic apparatus
KR20090105116A (en) Dc/dc converter with multi-output
JP2010124567A (en) Switching power supply device
JP5424031B2 (en) Power factor correction circuit
CN110214411A (en) Simplification hybrid PWM/PFM control of SLLC converter
WO2015052743A1 (en) Electrical power converter
JP2011239539A (en) Switching power supply device and control method for the same
JP2007274852A (en) Dc/dc converter
US11095206B2 (en) AC-DC converter with boost front end having flat current and active blanking control
JP5554591B2 (en) Power supply
TW201501458A (en) AC-DC power conversion device and control method thereof
JP2006352959A (en) Dc-dc converter
JP2006033923A (en) Dc-dc converter device

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20090930

A131 Notification of reasons for refusal

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A131

Effective date: 20120131

A977 Report on retrieval

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A971007

Effective date: 20120131

A521 Request for written amendment filed

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523

Effective date: 20120323

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20120717

A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

Effective date: 20120806

FPAY Renewal fee payment (event date is renewal date of database)

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20150810

Year of fee payment: 3

R150 Certificate of patent or registration of utility model

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

Ref document number: 5060827

Country of ref document: JP

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250

R250 Receipt of annual fees

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R250