JP2008199839A - Switching power supply circuit - Google Patents

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Inventor
Masayuki Yasumura
昌之 安村
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Sony Corp
ソニー株式会社
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a switching power supply circuit for reducing the number of components, a ripple component and a spike component included in a DC output voltage. <P>SOLUTION: The switching power supply circuit comprises: switching elements Q1, Q2 half-bridge-connected for supplying AC power to a primary winding N1; a primary partial voltage resonance circuit formed by a leakage inductor L1 and a primary partial voltage resonance capacitor C1; a primary series resonance circuit formed by the leakage inductor L1 and a primary series resonance capacitor C5; a secondary series resonance circuit formed by a leakage inductor L2 and a secondary series resonance capacitor C3; and a secondary DC output voltage generating means having a diode Do, an inductor Lo and a secondary smoothing capacitor Co for converting AC power obtained in a secondary winding N2 and obtaining the output DC voltage Eo, and formed so as to drop a voltage generated in the secondary winding N2. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。   The present invention relates to a switching power supply circuit provided as a power supply for various electronic devices.
直流電圧を昇圧および降圧させるコンバータである昇降圧コンバータの一例として、図40に示すような、インダクタL11、インダクタL12、コンデンサC11、コンデンサCo11、高速ダイオードDo11およびスイッチング素子Q11を備え、入力の電圧Eiの電圧値を変換して負荷Rに出力直流電圧Eoを供給するチューク(Cuk)コンバータが知られている。チュークコンバータは、昇降圧コンバータとしての機能を有するのみならず、直流出力電圧に含まれるリップル電圧をゼロとする、所謂、ゼロリップルDC―DCコンバータである。以下、図面を引用して、チュークコンバータの動作原理の概要を説明する。   As an example of the step-up / step-down converter which is a converter for stepping up and stepping down the DC voltage, an inductor L11, an inductor L12, a capacitor C11, a capacitor Co11, a high speed diode Do11 and a switching element Q11 as shown in FIG. A Cuk converter is known that converts the voltage value of the output voltage and supplies the output DC voltage Eo to the load R. The Chuuk converter is a so-called zero ripple DC-DC converter that not only has a function as a step-up / step-down converter, but also makes the ripple voltage included in the DC output voltage zero. The outline of the operation principle of the Chuuk converter will be described below with reference to the drawings.
図40に示すチュークコンバータは、図41に示すようにインダクタL11、コンデンサCo11、高速ダイオードDo12およびスイッチング素子Q12を備え、入力の電圧Eiを昇圧して負荷Rに供給する電圧昇圧コンバータと、図42に示すようにインダクタL12、コンデンサCo11、高速ダイオードDo13およびスイッチング素子Q13を備え、入力の電圧Eiを降圧して負荷Rに供給する降圧コンバータとを組み合わせたものと考えることができる。すなわち、コンデンサC11によって昇圧コンバータと降圧コンバータとを結合したものと考えることができる。ここで、図41に示す昇圧コンバータ、および、図42に示す降圧コンバータの各々は、いずれも、周知の回路技術である。   40 includes an inductor L11, a capacitor Co11, a high speed diode Do12, and a switching element Q12 as shown in FIG. 41, and boosts an input voltage Ei and supplies it to a load R, and FIG. As shown, the inductor L12, the capacitor Co11, the high-speed diode Do13, and the switching element Q13 can be considered to be combined with a step-down converter that steps down the input voltage Ei and supplies it to the load R. That is, it can be considered that the step-up converter and the step-down converter are coupled by the capacitor C11. Here, each of the step-up converter shown in FIG. 41 and the step-down converter shown in FIG. 42 is a well-known circuit technology.
また、図40に示すチュークコンバータは、これと等価な回路であるトランスを有するコンバータに変形することができる。図43に示す回路は、チュークコンバータと等価な回路であるトランスを有するコンバータを最終的に導くために、図40に示す回路を書き換えたものであり、コンデンサC11をコンデンサC21とコンデンサC22との直列接続回路で置き換えるものである。さらに、図44に示す回路は、図43に示す回路におけるコンデンサC21とコンデンサC22との接続点のフローティング電位をインダクタL13によって固定するものである。図45に示す回路は、図44に示す回路におけるインダクタL13を1次巻線N1と2次巻線N2とを有するトランスによって構成するものである。図46に示す回路は、図45に示す回路における、1次巻線N1と2次巻線N2とが有する機能を電圧変換機能とインダクタンス機能とに分離した、図45と等価なる回路である。図46に示す回路における、リーケージインダクタL1のインダクタンスの値は1次巻線N1に生じるインダクタンスの値と等しいものであり、リーケージインダクタL2のインダクタンスの値は2次巻線N2に生じるインダクタンスの値と等しいものである。また、図46に示す回路における、1次巻線N1および2次巻線N2を巻回して形成されるトランスは、巻線比のみが意味を有する理想トランスである。   40 can be modified into a converter having a transformer which is an equivalent circuit. The circuit shown in FIG. 43 is obtained by rewriting the circuit shown in FIG. 40 in order to finally derive a converter having a transformer, which is a circuit equivalent to a Chuk converter, and a capacitor C11 is connected in series with a capacitor C21 and a capacitor C22. It is replaced with a connection circuit. Further, the circuit shown in FIG. 44 fixes the floating potential at the connection point between the capacitor C21 and the capacitor C22 in the circuit shown in FIG. 43 by the inductor L13. In the circuit shown in FIG. 45, the inductor L13 in the circuit shown in FIG. 44 is configured by a transformer having a primary winding N1 and a secondary winding N2. The circuit shown in FIG. 46 is a circuit equivalent to FIG. 45 in which the functions of the primary winding N1 and the secondary winding N2 in the circuit shown in FIG. 45 are separated into a voltage conversion function and an inductance function. In the circuit shown in FIG. 46, the inductance value of the leakage inductor L1 is equal to the inductance value generated in the primary winding N1, and the inductance value of the leakage inductor L2 is equal to the inductance value generated in the secondary winding N2. Are equal. Further, the transformer formed by winding the primary winding N1 and the secondary winding N2 in the circuit shown in FIG. 46 is an ideal transformer having only a winding ratio.
図46に示す回路における、負荷Rの両端に生じるリップル電圧を零とする、ゼロリップル条件は、1次巻線N1の巻数/2次巻線N2の巻数として得られる巻数の比である巻数比nと、トランスの1次巻線N1と2次巻線N2との結合係数kとの関係を、巻数比n=結合係数kとなる関係とすることによって得られる。この条件を満たす場合における、1次側の電流i1(図46を参照)のスイッチング周期における電流波形を図47に示す。図47において、電流i1が増加する領域はスイッチング素子Q11がオン(導通)となる期間に対応し、電流i1が減少する領域はスイッチング素子Q11がオフ(切断)となる期間に対応するものである。また、図48に2次側の電流i2(図46を参照)を示すが、図示されるように電流i2は直流電流であり、負荷Rの両端に印加される電圧にはリップルが発生しない。しかしながら、このような条件を満たす巻数比nを有し、このような条件を満たすリーケージインダクタL1とリーケージインダクタL2と有するようにして形成される複合トランス(インテグレーテッドマグネテックストランス)の設計、製造は困難であった。この結果、直流の電圧Ei、負荷Rの変化に対して、ゼロリップルで動作する範囲は、狭いものであった。また、スイッチング素子Q11と高速ダイオードDo11は、いずれも、所謂、ハードスイッチング動作をしており、ノイズの発生レベルも大きいものであった。このように、ゼロリップルで動作する範囲が狭いことと、ノイズ対策の困難なことから、図46に示す回路の実用化は困難視されていた。近年においては、チュークコンバータの発明者であるチューク博士は、このチュークコンバータを改良したテスラコンバータ(図示せず)の開発に成功している(例えば、特許文献1を参照)。このテスラコンバータは、図45に示す回路における1次巻線N1と並列にアクテイブクランプ回路を付加し、高速ダイオードDo11に替えてMOS―FETを用いる同期整流回路とし、ソフトスイッチング動作をさせるものである。   In the circuit shown in FIG. 46, the zero ripple condition in which the ripple voltage generated at both ends of the load R is zero is a turns ratio which is a ratio of the number of turns of the primary winding N1 / the number of turns of the secondary winding N2. The relationship between n and the coupling coefficient k between the primary winding N1 and the secondary winding N2 of the transformer is obtained by making the relationship that turns ratio n = coupling coefficient k. FIG. 47 shows a current waveform in the switching period of the primary-side current i1 (see FIG. 46) when this condition is satisfied. In FIG. 47, a region where the current i1 increases corresponds to a period during which the switching element Q11 is turned on (conducted), and a region where the current i1 decreases corresponds to a period during which the switching element Q11 is turned off (disconnected). . 48 shows the secondary current i2 (see FIG. 46). As shown, the current i2 is a direct current, and no ripple is generated in the voltage applied across the load R. However, the design and manufacture of a composite transformer (integrated magnetex transformer) formed so as to have a turn ratio n satisfying such a condition and having a leakage inductor L1 and a leakage inductor L2 satisfying such condition. It was difficult. As a result, the range of operation with zero ripple with respect to changes in the DC voltage Ei and the load R was narrow. Further, both the switching element Q11 and the high speed diode Do11 are performing a so-called hard switching operation and have a high noise generation level. Thus, practical application of the circuit shown in FIG. 46 has been considered difficult due to the narrow range of operation with zero ripple and the difficulty of noise suppression. In recent years, Dr. Chuuk, the inventor of the Chuuk converter, has succeeded in developing a Tesla converter (not shown) that improves the Chuuk converter (see, for example, Patent Document 1). In this Tesla converter, an active clamp circuit is added in parallel with the primary winding N1 in the circuit shown in FIG. 45, and a synchronous rectifier circuit using a MOS-FET is used instead of the high-speed diode Do11 to perform a soft switching operation. .
また、別の背景技術としては、図49に示すスイッチング電源回路がある。このスイッチング電源回路は、1次側には、直流電源Einから直流電力を供給され、オンとオフとを繰り返すスイッチング素子Q31、ダイオードD31、スイッチング素子Q32およびダイオードD32とによって形成されるハーフブリッジ回路を備えている。1次巻線N1と2次巻線N2とは磁気的に疎結合とされ、これによって、1次巻線N1にはリーケージインダクタL1が生じ、2次巻線N1にはリーケージインダクタL2が生じる。このリーケージインダクタL1は、1次側部分電圧共振コンデンサC1とともに、部分電圧共振回路として機能する1次側部分電圧共振回路を形成する。また、このリーケージインダクタL1は、1次側直列共振コンデンサC5とともに電流共振回路として機能する1次側直列共振回路を形成する。このようにして、1次側については、部分電圧共振回路と電流共振回路とを有する複合共振形コンバータを構成している。   As another background art, there is a switching power supply circuit shown in FIG. This switching power supply circuit is provided with a half bridge circuit formed by a switching element Q31, a diode D31, a switching element Q32, and a diode D32 which are supplied with DC power from the DC power supply Ein and repeatedly turned on and off on the primary side. I have. The primary winding N1 and the secondary winding N2 are magnetically loosely coupled, whereby a leakage inductor L1 is generated in the primary winding N1 and a leakage inductor L2 is generated in the secondary winding N1. The leakage inductor L1, together with the primary side partial voltage resonance capacitor C1, forms a primary side partial voltage resonance circuit that functions as a partial voltage resonance circuit. The leakage inductor L1 forms a primary side series resonance circuit that functions as a current resonance circuit together with the primary side series resonance capacitor C5. In this way, the primary side constitutes a composite resonance type converter having a partial voltage resonance circuit and a current resonance circuit.
このスイッチング電源回路の2次側は、2次巻線N2に生じる交流電力を2次側整流素子Doによって整流して、2次側平滑コンデンサCo1および2次側平滑コンデンサCo2とインダクタL31とで構成されるパイ型フィルタによって平滑して、出力直流電圧Eoを得ている。出力直流電圧Eoは制御回路1および発振・ドライブ回路2によって定電圧化される。   The secondary side of this switching power supply circuit is composed of a secondary side smoothing capacitor Co1, a secondary side smoothing capacitor Co2, and an inductor L31 by rectifying the AC power generated in the secondary winding N2 by the secondary side rectifying element Do. The output DC voltage Eo is obtained by being smoothed by the pie filter. The output DC voltage Eo is made constant by the control circuit 1 and the oscillation / drive circuit 2.
2次側整流素子Doは、高速ダイオードDo1、高速ダイオードDo2、高速ダイオードDo3および高速ダイオードDo4をブリッジ接続して形成されており、高速ダイオードDo1ないし高速ダイオードDo4の各々は、いずれも、ターンオフ時において、逆回復時間(trr)の影響によって、スパイク電圧を発生する。   The secondary side rectifying element Do is formed by bridge-connecting a high speed diode Do1, a high speed diode Do2, a high speed diode Do3, and a high speed diode Do4. Each of the high speed diode Do1 to the high speed diode Do4 is in the turn-off state. A spike voltage is generated due to the influence of the reverse recovery time (trr).
図50に図49に示すスイッチング電源回路の各部の波形を示す。図50の上段より下段に向かい、電流IQ31(図49を参照)、電流Io(図49を参照)、電圧Eo1(図49を参照)、電圧Eo2(図49を参照)の各々を示す。ここで、上述したスパイク電圧は図50に示す電圧Eo1に含まれるパルス状の電圧である。   FIG. 50 shows waveforms at various parts of the switching power supply circuit shown in FIG. 50, the current IQ31 (see FIG. 49), current Io (see FIG. 49), voltage Eo1 (see FIG. 49), and voltage Eo2 (see FIG. 49) are shown. Here, the spike voltage described above is a pulse voltage included in the voltage Eo1 shown in FIG.
このスパイク電圧は、出力直流電圧Eoが供給される負荷が電子機器である場合には、これらの機器にノイズ障害を与え、電子機器の誤動作、性能劣化を引き起こす場合があり、好ましいものではない。図49に示すスイッチング電源では、このような問題が生じることを回避して、よりスパイク電圧の量を少なくするために、上述したようにパイ型のフィルタ構成としている。   When the load to which the output DC voltage Eo is supplied is an electronic device, this spike voltage is not preferable because it may cause noise interference to these devices and cause malfunction and performance deterioration of the electronic devices. The switching power supply shown in FIG. 49 has a pi-type filter configuration as described above in order to avoid such a problem and further reduce the amount of spike voltage.
また、さらに別の背景技術としては、図51に示すスイッチング電源回路がある。このスイッチング電源回路は、ハーフブリッジ接続されたスイッチング素子Q31、ダイオードD31、スイッチング素子Q31およびダイオードD32を有し、1次巻線N1および2次巻線N2を有するコンバータトランスPITを有し、1次側については、1次側部分電圧共振コンデンサC1と1次側直列共振コンデンサC5とを有してなる1次側部分電圧共振回路と1次側直列共振回路とを備え、2次側は2次巻線N2に生じる交流電力を2次側整流素子Doと2次側平滑コンデンサCoとで整流して出力直流電圧Eoを得る複合共振コンバータである。   As another background art, there is a switching power supply circuit shown in FIG. This switching power supply circuit includes a switching element Q31, a diode D31, a switching element Q31, and a diode D32 that are half-bridge connected, and a converter transformer PIT that includes a primary winding N1 and a secondary winding N2. As for the side, a primary side partial voltage resonance circuit and a primary side series resonance circuit having a primary side partial voltage resonance capacitor C1 and a primary side series resonance capacitor C5 are provided, and the secondary side is secondary. The composite resonant converter obtains an output DC voltage Eo by rectifying AC power generated in the winding N2 by the secondary side rectifying element Do and the secondary side smoothing capacitor Co.
図51に示すスイッチング電源回路では、コンバータトランスPITは1次巻線N1と2次巻線N2とを磁気的に疎結合として構成されており、結合係数は0.85とされている。この結果として、1次巻線N1にはリーケージインダクタL1、2次巻線N2にはリーケージインダクタL2が生じ、リーケージインダクタL1は1次側部分電圧共振回路および1次側直列共振回路の構成部分となされている。また、1次側の直流電力は、交流電源ACからの交流電力をフィルタコンデンサCL1、フィルタコンデンサCL2およびコモンモードチョークコイルCMCからなるコモンモードフィルタを介して、1次側整流素子Diと1次側平滑コンデンサCiとで平滑して得られる。   In the switching power supply circuit shown in FIG. 51, the converter transformer PIT is configured such that the primary winding N1 and the secondary winding N2 are magnetically loosely coupled, and the coupling coefficient is 0.85. As a result, a leakage inductor L1 is generated in the primary winding N1, and a leakage inductor L2 is generated in the secondary winding N2, and the leakage inductor L1 is a component of the primary side partial voltage resonance circuit and the primary side series resonance circuit. Has been made. Further, the DC power on the primary side is converted from the AC power from the AC power supply AC through the common mode filter including the filter capacitor CL1, the filter capacitor CL2, and the common mode choke coil CMC. It is obtained by smoothing with the smoothing capacitor Ci.
図52は、図51に示すスイッチング電源回路の各部の波形を示すものであり、上段から順に、電圧V1(図51を参照)、電流IQ31(図51を参照)、電流I2(図51を参照)、出力直流電圧Eoに含まれる交流成分ΔEo(図51を参照)の各々を示すものである。   FIG. 52 shows waveforms at various parts of the switching power supply circuit shown in FIG. 51. From the top, the voltage V1 (see FIG. 51), current IQ31 (see FIG. 51), and current I2 (see FIG. 51) are shown. ), Each of the AC components ΔEo (see FIG. 51) included in the output DC voltage Eo.
図51に示すスイッチング電源回路では、出力直流電圧Eoを一定とするための発振・ドライブ回路2から供給される信号の周波数の変化の範囲は広く、図52に示す2次巻線に流れる電流I2の波形は滑らかで、正弦波に近いものであるが、2次側整流素子Doを形成する高速ダイオードDo1ないし高速ダイオードDo4は、逆回復時間(trr)を有する特性であるために、出力直流電圧Eoの交流成分ΔEoには、図52に図示するように、スイッチング周期の略1.2V程度の電圧値のスパイクが含まれる。   In the switching power supply circuit shown in FIG. 51, the range of change in frequency of the signal supplied from the oscillation / drive circuit 2 for keeping the output DC voltage Eo constant is wide, and the current I2 flowing through the secondary winding shown in FIG. However, the high-speed diode Do1 to the high-speed diode Do4 forming the secondary side rectifying element Do have characteristics having a reverse recovery time (trr), and therefore, the output DC voltage As shown in FIG. 52, the AC component ΔEo of Eo includes a spike having a voltage value of about 1.2 V in the switching period.
また、他の背景技術としては、図53に示すスイッチング電源回路がある。このスイッチング電源回路は、スパイク電圧を抑圧するとともに、力率の改善も同時に図るものである。1次側は、ハーフブリッジ接続されたスイッチング素子Q31、ダイオードD31、スイッチング素子Q31およびダイオードD32を有し、1次側部分電圧共振コンデンサC1と1次側直列共振コンデンサC5とを有してなる1次側部分電圧共振回路と1次側直列共振回路とを備え、高速ダイオードD1、インダクタLiおよびコンデンサCNとからなる電力回生方式の力率改善回路を備えている。2次側は、2次側直列共振コンデンサC3を有して形成される2次側直列共振回路を備え、2次巻線N2に生じる交流電力を2次側整流素子Doと2次側平滑コンデンサCoとで整流して出力直流電圧Eoを得る多重共振形コンバータである。この多重共振形コンバータのコンバータトランスPITの1次巻線N1と2次巻線N2との磁気的な結合係数は0.8とされ、リーケージインダクタL1と、リーケージインダクタL2とを得ている。   As another background art, there is a switching power supply circuit shown in FIG. This switching power supply circuit suppresses the spike voltage and simultaneously improves the power factor. The primary side includes a switching element Q31, a diode D31, a switching element Q31, and a diode D32 that are half-bridge connected, and includes a primary side partial voltage resonance capacitor C1 and a primary side series resonance capacitor C5. A secondary side voltage resonance circuit and a primary side series resonance circuit are provided, and a power regeneration type power factor correction circuit including a high speed diode D1, an inductor Li, and a capacitor CN is provided. The secondary side includes a secondary side series resonance circuit formed with a secondary side series resonance capacitor C3, and AC power generated in the secondary winding N2 is converted into a secondary side rectifying element Do and a secondary side smoothing capacitor. This is a multiple resonance type converter that rectifies with Co to obtain an output DC voltage Eo. The magnetic coupling coefficient between the primary winding N1 and the secondary winding N2 of the converter transformer PIT of this multi-resonant converter is 0.8, and a leakage inductor L1 and a leakage inductor L2 are obtained.
図54、図55は、図53に示すスイッチング電源回路の各部の波形を示すものである。図54は、上段から順に、電圧V1(図53を参照)、電流IQ31(図53を参照)、電流I2(図53を参照)、電圧Eo1に含まれる交流成分ΔEo1(図53参照)の各々を示すものである。   54 and 55 show the waveforms of the respective parts of the switching power supply circuit shown in FIG. FIG. 54 shows, in order from the top, voltage V1 (see FIG. 53), current IQ31 (see FIG. 53), current I2 (see FIG. 53), and AC component ΔEo1 (see FIG. 53) included in voltage Eo1. Is shown.
図55は、上段は、入力交流電圧VAC(図53を参照)、下段は、入力交流電流IAC(図53を参照)の各々を示すものである。   FIG. 55 shows the input AC voltage VAC (see FIG. 53) in the upper stage and the input AC current IAC (see FIG. 53) in the lower stage.
図53に示すスイッチング電源回路では、発振・ドライブ回路2から供給される信号の負荷電力の変動に対する周波数の変化範囲は、1次側の共振回路の周波数および2次側の直列共振回路の共振周波数を適切に選択することによって狭くすることができるものであり、このようにして、入力交流電圧VACの範囲を広くできるワイドレンジ対応とできるものである。また、力率改善回路を有するので、図55に示す波形から明らかなように力率も改善される。しかしながら、図54に示す交流成分ΔEo1から明らかなように、略1V程度のスパイク電圧が含まれ、2次側平滑コンデンサCo1に加えて、2次側平滑コンデンサCo2およびインダクタL31を追加したパイ型フィルタによって、このスパイク電圧を抑圧している。
米国特許第6462962号明細書 特開平6−169568号公報
In the switching power supply circuit shown in FIG. 53, the change range of the frequency with respect to the fluctuation of the load power of the signal supplied from the oscillation / drive circuit 2 is the frequency of the primary side resonance circuit and the resonance frequency of the secondary side series resonance circuit. Can be narrowed by appropriately selecting the input voltage, and in this way, it is possible to cope with a wide range that can widen the range of the input AC voltage VAC. Further, since the power factor improving circuit is provided, the power factor is also improved as is apparent from the waveform shown in FIG. However, as is apparent from the AC component ΔEo1 shown in FIG. 54, a spike voltage of about 1V is included, and a pi-type filter in which a secondary side smoothing capacitor Co2 and an inductor L31 are added in addition to the secondary side smoothing capacitor Co1. Therefore, this spike voltage is suppressed.
US Pat. No. 6,462,962 specification JP-A-6-169568
図46に示すチュークコンバータにおいては、上述したように、良好な特性を有する複合トランスを設計、製造することが困難である。また、これを改良したテスラコンバータにおいては、特許文献1に記載した回路構成では、1次側と2次側とに2つのコンバータ回路を備えるので、部品点数が多く、回路構成が複雑である。具体的には、3個のMOS−FETと高速ダイオードが必要とされ、構成部品の点数が増大するとともに、依然として複合トランスの入手が困難であるという点についての根本的な解決はされていない。また、図49および図51に示すコンバータ回路においては、高速ダイオードDo1ないし高速ダイオードDo4の逆回復時間(trr)によって、高速ダイオードのターンオフ時に、電圧Eo1に、スイッチング周期で発生するスパイク電圧が発生する。このスパイク電圧の抑制対策として、さらに、インダクタL31と2次側平滑コンデンサCo2とで形成されるローパスフィルタが必要とされるが、負荷側に悪影響を与えることなく、インダクタL31のインダクタンスと2次側平滑コンデンサCo2のキャパシタンスとを選択することは困難が伴うものである。   In the Chuuk converter shown in FIG. 46, as described above, it is difficult to design and manufacture a composite transformer having good characteristics. Moreover, in the Tesla converter which improved this, in the circuit structure described in patent document 1, since two converter circuits are provided in a primary side and a secondary side, a number of parts is large and a circuit structure is complicated. Specifically, three MOS-FETs and high-speed diodes are required, the number of components increases, and the fundamental solution regarding the difficulty of obtaining a composite transformer has not been made yet. In the converter circuits shown in FIGS. 49 and 51, a spike voltage generated in the switching period is generated in the voltage Eo1 when the high-speed diode is turned off due to the reverse recovery time (trr) of the high-speed diode Do1 to the high-speed diode Do4. . As a countermeasure against the spike voltage, a low-pass filter formed by the inductor L31 and the secondary side smoothing capacitor Co2 is further required, but the inductance of the inductor L31 and the secondary side are not adversely affected on the load side. It is difficult to select the capacitance of the smoothing capacitor Co2.
本発は、上述の課題を解決し、構成部品の点数を少なくし、構成が困難な複合トランスを用いることなく、負荷に供給する出力直流電圧に含まれるリップル成分およびスパイク成分を小さなものとするスイッチング電源回路を提供するものである。   The present invention solves the above-mentioned problems, reduces the number of components, and reduces the ripple component and spike component included in the output DC voltage supplied to the load without using a complex transformer that is difficult to configure. A switching power supply circuit is provided.
本発明のスイッチング電源回路は、交流電力を直流電力に変換する1次側整流素子と1次側平滑コンデンサとを有して形成される1次側整流回路で得られた直流電力を入力して交流電力を発生する1次側回路と、前記1次側回路で発生した交流電力を伝送するための1次巻線と2次巻線とが磁気的に疎結合とされて形成されるコンバータトランスと、前記2次巻線から負荷に定電圧の出力直流電圧を供給する2次側回路と、を備えるスイッチング電源回路であって、前記1次側回路は、前記1次巻線に交流電力を供給するハーフブリッジ接続とされ前記出力直流電圧を定電圧とするように制御される第1のスイッチング素子と第2のスイッチング素子と、前記コンバータトランスの1次巻線に生じるリーケージインダクと、前記第1のスイッチング素子に並列接続される1次側部分電圧共振コンデンサとで形成される1次側部分電圧共振回路と、前記コンバータトランスの1次巻線に生じるリーケージインダクタと、前記1次巻線に直列接続される1次側直列列共振コンデンサとで1次側直列共振周波数が支配されるようにして形成される1次側直列共振回路と、を具備し、前記2次側回路は、前記コンバータトランスの2次巻線に生じるリーケージインダクタと、前記2次巻線に直列接続される2次側直列共振コンデンサとで2次側直列共振周波数が支配されるようにして形成される2次側直列共振回路と、前記2次巻線に得られる交流電力を直流電力に変換して出力直流電圧を得る2次側直流出力電圧生成手段と、を具備し、前記2次側直流出力電圧生成手段は、前記2次側直列共振コンデンサと前記2次巻線との直列接続回路に並列に接続されるダイオードと、前記ダイオードに一端が接続されるインダクタと、前記インダクタの他端に接続される2次側平滑コンデンサと、を有して、前記2次巻線に生ずる電圧を降圧するように形成される。   The switching power supply circuit of the present invention inputs DC power obtained by a primary side rectifier circuit formed by including a primary side rectifier element that converts AC power into DC power and a primary side smoothing capacitor. A converter transformer formed by a primary side circuit for generating AC power and a primary winding and a secondary winding for transmitting the AC power generated by the primary side circuit being magnetically loosely coupled And a secondary side circuit that supplies a constant output DC voltage from the secondary winding to the load, wherein the primary side circuit supplies AC power to the primary winding. A first switching element and a second switching element which are connected to each other and are controlled so that the output DC voltage is a constant voltage; a leakage inductor generated in a primary winding of the converter transformer; 1 switch A primary side partial voltage resonance circuit formed by a primary side partial voltage resonance capacitor connected in parallel to the winding element, a leakage inductor generated in the primary winding of the converter transformer, and a series connection to the primary winding And a primary side series resonance circuit formed so that the primary side series resonance frequency is dominated by the primary side series column resonance capacitor, and the secondary side circuit includes: A secondary side series resonance circuit formed such that a secondary side series resonance frequency is dominated by a leakage inductor generated in the secondary winding and a secondary side series resonance capacitor connected in series to the secondary winding. And secondary side DC output voltage generating means for converting the AC power obtained in the secondary winding into DC power to obtain an output DC voltage, and the secondary side DC output voltage generating means includes: Secondary side A diode connected in parallel to a series connection circuit of a resonant capacitor and the secondary winding; an inductor connected at one end to the diode; and a secondary smoothing capacitor connected to the other end of the inductor; And the voltage generated in the secondary winding is stepped down.
このスイッチング電源回路では、1次側回路は、第1のスイッチング素子と第2のスイッチング素子とをハーフブリッジ接続として、コンバータトランスに交流電力を供給する。また、コンバータトランスの1次巻線に生じるリーケージインダクと、1次側部分電圧共振コンデンサとで形成される1次側部分電圧共振回路と、コンバータトランスの1次巻線に生じるリーケージインダクタと、この1次巻線に直列接続される1次側直列列共振コンデンサとで形成される1次側直列共振回路と、を具備し、2次側回路は、コンバータトランスの2次巻線に生じるリーケージインダクタと、2次巻線に直列接続される2次側直列共振コンデンサとで形成される2次側直列共振回路と、を具備するので、スイッチング損失が少ない多重共振形コンバータとして機能する。   In this switching power supply circuit, the primary side circuit supplies AC power to the converter transformer by using the first switching element and the second switching element as a half-bridge connection. A primary side partial voltage resonance circuit formed of a leakage inductor generated in the primary winding of the converter transformer and a primary side partial voltage resonance capacitor; a leakage inductor generated in the primary winding of the converter transformer; A primary side series resonance circuit formed with a primary side series string resonance capacitor connected in series to the primary winding, and the secondary side circuit is a leakage inductor generated in the secondary winding of the converter transformer. And a secondary side series resonance circuit formed by a secondary side series resonance capacitor connected in series to the secondary winding, it functions as a multiple resonance type converter with low switching loss.
また、2次側回路は、出力直流電流を得るための2次側直流出力電圧生成手段を具備し、この2次側直流出力電圧生成手段は、2次側直列共振コンデンサと2次巻線との直列接続回路に並列に接続されるダイオードと、このダイオードに一端が接続されるインダクタと、このインダクタの他端に接続される2次側平滑コンデンサと、を有して形成され、2次巻線に生ずる電圧を降圧する。2次側直流出力電圧生成手段は、このような接続態様を有して、出力直流電圧に含まれるリップル成分およびスパイク成分を小さなものとできる。   The secondary side circuit includes secondary side DC output voltage generation means for obtaining an output DC current. The secondary side DC output voltage generation means includes a secondary side series resonance capacitor, a secondary winding, and the like. A diode connected in parallel to the series connection circuit, an inductor having one end connected to the diode, and a secondary smoothing capacitor connected to the other end of the inductor. Step down the voltage generated on the line. The secondary side DC output voltage generating means has such a connection mode, and can reduce the ripple component and the spike component included in the output DC voltage.
本発明によれば、構成部品の点数を少なくし、構成が困難な複合トランスを用いることなく、負荷に供給する出力直流電圧に含まれるリップル成分とスパイク成分とを低減するスイッチング電源回路を提供することができる。   According to the present invention, there is provided a switching power supply circuit that reduces the ripple component and the spike component included in the output DC voltage supplied to the load without reducing the number of components and using a complex transformer that is difficult to configure. be able to.
以下、図面に沿って発明を実施するための最良の形態である実施形態について説明をする。まず図1に沿って、基本となる実施形態のスイッチング電源回路の説明をした後、種々の変形例の実施形態について説明をする。   DESCRIPTION OF EXEMPLARY EMBODIMENTS Hereinafter, embodiments that are the best mode for carrying out the invention will be described with reference to the drawings. First, the switching power supply circuit according to the basic embodiment will be described with reference to FIG. 1, and then various modified embodiments will be described.
図1に示すスイッチング電源回路の概要を説明する。図1に示すスイッチング電源回路は、交流電源ACから供給される交流電力を直流電力に変換する1次側整流素子Diと1次側平滑コンデンサCiとを有して形成される1次側整流回路で得られた直流電力を入力して交流電力を発生する1次側回路と、1次側回路で発生した交流電力を伝送するための1次巻線N1と2次巻線N2とが磁気的に疎結合とされて形成されるコンバータトランスPITと、2次巻線N2から負荷に定電圧の出力直流電圧Eoを供給する2次側回路と、を備えるスイッチング電源回路である。   An overview of the switching power supply circuit shown in FIG. 1 will be described. The switching power supply circuit shown in FIG. 1 includes a primary side rectifier circuit that includes a primary side rectifier element Di that converts AC power supplied from an AC power supply AC into DC power and a primary side smoothing capacitor Ci. The primary side circuit that generates the AC power by inputting the DC power obtained in step 1 and the primary winding N1 and the secondary winding N2 for transmitting the AC power generated in the primary side circuit are magnetic. Is a switching power supply circuit including a converter transformer PIT formed by being loosely coupled to each other and a secondary circuit for supplying a constant output DC voltage Eo from the secondary winding N2 to the load.
1次側回路は、ハーフブリッジ接続とされるスイッチング素子Q1(第1のスイッチング素子)とスイッチング素子Q2(第2のスイッチング素子)とを具備する。このスイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2とは、出力直流電圧Eoを定電圧とするように制御される。コンバータトランスPITの1次巻線N1に生じるリーケージインダクL1と、スイッチング素子Q1に並列接続される1次側部分電圧共振コンデンサC1とで形成される1次側部分電圧共振回路と、リーケージインダクタL1と1次巻線に直列接続される1次側直列列共振コンデンサC5とで1次側直列共振周波数が支配されるようにして形成される1次側直列共振回路と、を具備している。   The primary side circuit includes a switching element Q1 (first switching element) and a switching element Q2 (second switching element) that are half-bridge connected. The switching element Q1 and the switching element Q2 are controlled so that the output DC voltage Eo is a constant voltage. A primary side partial voltage resonant circuit formed by a leakage inductor L1 generated in the primary winding N1 of the converter transformer PIT, a primary side partial voltage resonant capacitor C1 connected in parallel to the switching element Q1, a leakage inductor L1, and A primary side series resonance circuit formed such that the primary side series resonance frequency is dominated by the primary side series string resonance capacitor C5 connected in series to the primary winding.
コンバータトランスPITの1次巻線N1と2次巻線N2とは磁気的に疎結合とされ、1次巻線N1と2次巻線N2の結合係数は、0.8以下とされている。   The primary winding N1 and the secondary winding N2 of the converter transformer PIT are magnetically loosely coupled, and the coupling coefficient between the primary winding N1 and the secondary winding N2 is 0.8 or less.
2次側回路は、コンバータトランスPITの2次巻線N2に生じるリーケージインダクタL2と、2次巻線N2に直列接続される2次側直列共振コンデンサC3とで2次側直列共振周波数が支配されるようにして形成される2次側直列共振回路と、2次巻線N2に得られる交流電力を直流電力に変換して出力直流電圧Eoを得る2次側直流出力電圧生成手段と、を具備している。この2次側直流出力電圧生成手段は、2次側直列共振コンデンサC3と2次巻線N2との直列接続回路に並列に接続されるダイオードDoと、ダイオードDoに一端が接続されるインダクタLoと、インダクタLoの他端に接続される2次側平滑コンデンサCoと、を有して、2次巻線N2に生ずる電圧を降圧するように形成される。   In the secondary side circuit, the secondary side series resonance frequency is dominated by the leakage inductor L2 generated in the secondary winding N2 of the converter transformer PIT and the secondary side series resonance capacitor C3 connected in series to the secondary winding N2. A secondary side series resonance circuit formed as described above, and secondary side DC output voltage generating means for converting the AC power obtained in the secondary winding N2 into DC power to obtain the output DC voltage Eo. is doing. This secondary side DC output voltage generating means includes a diode Do connected in parallel to the series connection circuit of the secondary side series resonant capacitor C3 and the secondary winding N2, and an inductor Lo connected at one end to the diode Do. And a secondary side smoothing capacitor Co connected to the other end of the inductor Lo, and is formed so as to step down the voltage generated in the secondary winding N2.
図1に示すスイッチング電源回路について、入力側から出力側に至る電力経路についてより、詳細に順に説明する。まず、商用の交流電源ACに対しては、フィルタコンデンサCL1およびフィルタコンデンサCL2とコモンモードチョークコイルCMCとによるコモンモードノイズフィルタが形成されている。   The switching power supply circuit shown in FIG. 1 will be described in detail in order from the power path from the input side to the output side. First, for a commercial AC power supply AC, a common mode noise filter is formed by a filter capacitor CL1, a filter capacitor CL2, and a common mode choke coil CMC.
そして、コモンモードノイズフィルタの出力側には、ダイオードDi1、ダイオードDi2、ダイオードDi3およびダイオードDi4をブリッジ接続として形成される1次側整流素子Diと、1次側平滑コンデンサCiと、から成る全波整流回路が1次側整流平滑回路として接続されている。この全波整流回路の入力側である、ダイオードDi3のカソードとダイオードDi1のアノードとの接続点と、ダイオードDi4のカソードとダイオードDi2のアノードとの接続点との各々に、商用の交流電源ACからの交流電力を入力して、ダイオードDi1のカソードとダイオードDi3のカソードとの接続点と、ダイオードDi4のアノードとダイオードDi3のアノードとの接続点との各々から整流された電力が得られ、これを1次側平滑コンデンサCiで平滑するようになされている。すなわち、1次側整流素子Diと1次側平滑コンデンサCiとは、交流電力を整流し平滑して直流電力を発生する1次側整流回路として機能することとなる。   On the output side of the common mode noise filter, a full-wave consisting of a primary side rectifier element Di formed with a diode Di1, a diode Di2, a diode Di3, and a diode Di4 as a bridge connection, and a primary side smoothing capacitor Ci. The rectification circuit is connected as a primary side rectification smoothing circuit. A commercial AC power supply AC is connected to each of a connection point between the cathode of the diode Di3 and the anode of the diode Di1 and a connection point between the cathode of the diode Di4 and the anode of the diode Di2 on the input side of the full-wave rectifier circuit. Rectified power is obtained from each of the connection point between the cathode of the diode Di1 and the cathode of the diode Di3 and the connection point of the anode of the diode Di4 and the anode of the diode Di3. Smoothing is performed by the primary side smoothing capacitor Ci. That is, the primary side rectifier element Di and the primary side smoothing capacitor Ci function as a primary side rectifier circuit that rectifies and smoothes AC power to generate DC power.
1次側平滑コンデンサCiの両端から、コンバ−タ部に直流電力が供給される。コンバ−タ部は、多重共振コンバ−タとして構成されている。この多重共振コンバ−タは、ハーフブリッジ接続とされ、1次側に部分電圧共振回路(1次側部分電圧共振回路)を有し、2次側にはスナバー回路と電流共振(2次側直列共振回路)とを有して構成されている。このように多重共振コンバ−タは、コンバータトランスPITを介して、1次側回路と2次側回路とを分離するようになされている。以下、1次側回路、2次側回路の順に説明をする。   DC power is supplied to the converter unit from both ends of the primary smoothing capacitor Ci. The converter unit is configured as a multiple resonance converter. This multiple resonance converter is half-bridge connected, has a partial voltage resonance circuit (primary side partial voltage resonance circuit) on the primary side, and a snubber circuit and current resonance (secondary side series) on the secondary side. Resonance circuit). As described above, the multiple resonance converter separates the primary side circuit and the secondary side circuit through the converter transformer PIT. Hereinafter, the primary side circuit and the secondary side circuit will be described in this order.
多重共振コンバ−タの1次側回路は、以下のように構成されている。ハーフブリッジ回路とされるスイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2との接続点は、1次側直列共振コンデンサC5を介して、コンバータトランスPITの1次巻線N1の一端に接続され、1次巻線N1の他端は接地されている。スイッチング素子Q1は、MOS−FETとされており、そのドレイン−ソース間に対しては、ボディダイオードDD1が並列に接続されている。ボディダイオードDD1のアノードはスイッチング素子Q1のソース、ボディダイオードDD1のカソードはスイッチング素子Q1のドレインと接続されている。また、スイッチング素子Q2も同様に、MOS−FETとされており、そのドレイン−ソース間に対しては、ボディダイオードDD2が並列に接続されている。ボディダイオードDD2のアノードはスイッチング素子Q2のソース、ボディダイオードDD2のカソードはスイッチング素子Q2のドレインと接続されている。ボディダイオードDD1およびボディダイオードDD2の各々は、MOS−FETの製造プロセス上、付随して形成される素子である。   The primary side circuit of the multiple resonance converter is configured as follows. A connection point between the switching element Q1 and the switching element Q2, which is a half-bridge circuit, is connected to one end of the primary winding N1 of the converter transformer PIT via the primary side series resonance capacitor C5, and the primary winding N1. The other end of is grounded. The switching element Q1 is a MOS-FET, and a body diode DD1 is connected in parallel between the drain and source thereof. The anode of the body diode DD1 is connected to the source of the switching element Q1, and the cathode of the body diode DD1 is connected to the drain of the switching element Q1. Similarly, the switching element Q2 is also a MOS-FET, and a body diode DD2 is connected in parallel between the drain and source thereof. The anode of the body diode DD2 is connected to the source of the switching element Q2, and the cathode of the body diode DD2 is connected to the drain of the switching element Q2. Each of the body diode DD1 and the body diode DD2 is an element formed incidentally in the manufacturing process of the MOS-FET.
また、スイッチング素子Q1およびスイッチング素子Q2をスイッチング駆動するために、発振・ドライブ回路2が設けられる。この発振・ドライブ回路2は、発振回路と駆動(ドライブ)回路とを有しており、発振・ドライブ回路2として、汎用のICを用いることができる。発振・ドライブ回路2の発振回路は、所要周波数の発振信号を発生させ、駆動回路は、スイッチング素子Q1およびスイッチング素子Q2としてのMOS−FETをスイッチング駆動するためのゲートを駆動する信号であるスイッチング駆動信号を生成して、各々のゲートに印加するようにされる。これにより、スイッチング素子Q1およびスイッチング素子Q2は、スイッチング駆動信号の周期(スイッチング周波数の逆数)で、連続的にスイッチング動作を行う。   In addition, an oscillation / drive circuit 2 is provided for switching the switching elements Q1 and Q2. The oscillation / drive circuit 2 includes an oscillation circuit and a drive circuit, and a general-purpose IC can be used as the oscillation / drive circuit 2. The oscillation circuit of the oscillation / drive circuit 2 generates an oscillation signal having a required frequency, and the drive circuit is a switching drive which is a signal for driving a gate for switching driving the MOS-FET as the switching element Q1 and the switching element Q2. A signal is generated and applied to each gate. Thereby, the switching element Q1 and the switching element Q2 perform a switching operation continuously with the period of the switching drive signal (the reciprocal of the switching frequency).
制御回路1は、出力直流電圧Eoをスイッチング周波数制御方式により安定化するために設けられる。この場合の制御回路1は、検出入力である出力直流電圧Eoと、安定化するべき基準の電圧との差として得られる誤差電圧のレベル変化に応じた検出出力を発振・ドライブ回路2に供給する。発振・ドライブ回路2では、入力された制御回路1の検出出力に応じてスイッチング周波数が可変されるようにしてスイッチング素子Q1およびスイッチング素子Q2を駆動する。このためには、発振・ドライブ回路2の内部の発振回路により生成する発振信号の周波数を可変することになる。スイッチング素子Q1とスイッチング素子Q2とは、同時にオンとなることがないように駆動されている。   The control circuit 1 is provided to stabilize the output DC voltage Eo by the switching frequency control method. In this case, the control circuit 1 supplies the detection output corresponding to the level change of the error voltage obtained as the difference between the output DC voltage Eo as the detection input and the reference voltage to be stabilized to the oscillation / drive circuit 2. . The oscillation / drive circuit 2 drives the switching element Q1 and the switching element Q2 such that the switching frequency is varied according to the input detection output of the control circuit 1. For this purpose, the frequency of the oscillation signal generated by the oscillation circuit in the oscillation / drive circuit 2 is varied. Switching element Q1 and switching element Q2 are driven so as not to be turned on simultaneously.
スイッチング素子Q1およびスイッチング素子Q2のスイッチング周波数が可変されることで、この変化する周波数に応じて1次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、コンバータトランスPITの1次巻線N1から2次巻線N2側に伝送される電力量が変化する。この伝送される電力量の変化を利用して、これにより出力直流電圧Eoのレベルを安定化させるように動作させる。ここで、1次側部分電圧共振回路は、スイッチング素子Q1およびスイッチング素子Q2のオンとオフの切替え点における電力損失を軽減するように作用する。なお、1次側回路と2次側回路とを絶縁分離するために、制御回路1にはフォトカプラ等を用いることもできる。   By changing the switching frequency of the switching element Q1 and the switching element Q2, the resonance impedance of the primary side series resonance circuit changes according to the changing frequency, and the secondary winding from the primary winding N1 of the converter transformer PIT changes. The amount of power transmitted to the line N2 side changes. By utilizing this change in the amount of transmitted electric power, the operation is performed so as to stabilize the level of the output DC voltage Eo. Here, the primary side partial voltage resonance circuit acts to reduce the power loss at the on / off switching point of the switching element Q1 and the switching element Q2. Note that a photocoupler or the like can be used for the control circuit 1 in order to insulate and isolate the primary side circuit and the secondary side circuit.
コンバータトランスPITは、直流電力をスイッチング素子Q1およびスイッチング素子Q2でスイッチングすることによって、再び交流にされた電力を2次側回路に伝送するために設けられる。ここで、再び交流電力とされたスイッチング出力の周波数は、例えば、商用の交流電源ACの周波数の1000倍以上に選ばれるので、コンバータトランスPITのサイズは小さなものとできる。このコンバータトランスPITは、図2に断面図を示す構造を有して構成されている。コンバータトランスPITは、フェライトを材料とするE字形状コア(図2に示す断面方向およびこれと直交する断面のいずれもが矩形であるコア、または、図2に示す断面方向は矩形であり、これと直交する断面は円形であるコア)を有している。コンバータトランスPITは、このように、フェライト材によるE字形状コアであるコアCR1およびコアCR2を組合せたEE型コアまたはEER型コア(コア断面の一方が円形である上述したコアを組み合わせたコア)を備え、1次側と2次側とで巻装部位を分割したうえで、1次巻線N1と、2次巻線N2を、EE型コアまたはEER型コアの中央磁脚を覆うボビンBの上に巻装している。   The converter transformer PIT is provided to transmit the power that has been changed to AC again to the secondary circuit by switching DC power with the switching element Q1 and the switching element Q2. Here, the frequency of the switching output, which is again AC power, is selected to be 1000 times or more the frequency of the commercial AC power supply AC, for example, so that the size of the converter transformer PIT can be made small. This converter transformer PIT has a structure shown in a sectional view in FIG. The converter transformer PIT has an E-shaped core made of ferrite (a core in which both the cross-sectional direction shown in FIG. 2 and the cross-section orthogonal thereto are rectangular, or the cross-sectional direction shown in FIG. 2 is rectangular. The cross section orthogonal to the shape of the core has a circular shape. In this way, the converter transformer PIT is an EE type core or an EER type core combining a core CR1 and a core CR2 which are E-shaped cores made of a ferrite material (a core combining the above-described cores in which one of the core cross sections is circular). Bobbin B which covers the central magnetic leg of the EE type core or the EER type core with the primary winding N1 and the secondary winding N2 after dividing the winding part on the primary side and the secondary side Wrapped on top.
ここで、1次巻線N1と2次巻線N2とは、磁気的に疎結合とされている。磁気的に疎結合とは、1次巻線N1に鎖交する磁束と2次巻線N2に鎖交する磁束とのすべてが共通するものではなく、1次巻線N1または2次巻線N2のいずれかにのみ鎖交する磁束が存在することをいうものである。このように、疎結合とすることによって、1次巻線N1はリーケージインダクタL1として機能し、2次巻線N2はリーケージインダクタL2として機能することとなる。ここで、1次巻線N1と2次巻線N2との磁気的な結合を疎結合とするためのコンバータトランスPITは、図2に示すコアCR1、コアCR2の内磁脚を、2本の外磁脚よりも短くすることで実現することができる。   Here, the primary winding N1 and the secondary winding N2 are magnetically loosely coupled. The magnetically loose coupling does not mean that the magnetic flux interlinking with the primary winding N1 and the magnetic flux interlinking with the secondary winding N2 are common, but the primary winding N1 or the secondary winding N2. It means that there exists a magnetic flux that is linked only to either of the above. As described above, by using loose coupling, the primary winding N1 functions as the leakage inductor L1, and the secondary winding N2 functions as the leakage inductor L2. Here, the converter transformer PIT for loosely coupling the magnetic coupling between the primary winding N1 and the secondary winding N2 includes two core legs of the core CR1 and the core CR2 shown in FIG. This can be realized by making it shorter than the outer magnetic leg.
実施形態では、コンバータトランスPITのフェライトコアとしては、EER型コアを用い、EER型コアのコアサイズとしてはEER−40(コアの型番)を用いた。EER型コアの内磁脚のギャップとしては、ギャップ長1.4mmに設定し、これによって1次巻線N1と2次巻線N2との磁気的な結合係数kの値としては、0.7の疎結合の状態を得るようにしている。コンバータトランスPITは、このような構造によって1次巻線N1に所定のインダクタンス値のリーケージインダクタL1を生じさせ、2次巻線N2に所定のインダクタンス値のリーケージインダクタL2を生じさせる。また、1次巻線N1と2次巻線N2とは加極性接続とされている(図1の巻線端に付与された黒丸を参照)。   In the embodiment, an EER type core is used as the ferrite core of the converter transformer PIT, and EER-40 (core model number) is used as the core size of the EER type core. The gap between the inner magnetic legs of the EER type core is set to a gap length of 1.4 mm. As a result, the value of the magnetic coupling coefficient k between the primary winding N1 and the secondary winding N2 is 0.7. To get a loosely coupled state. With this structure, the converter transformer PIT generates a leakage inductor L1 having a predetermined inductance value in the primary winding N1 and a leakage inductor L2 having a predetermined inductance value in the secondary winding N2. Further, the primary winding N1 and the secondary winding N2 are connected to each other with a positive polarity (refer to the black circle given to the winding end in FIG. 1).
そして、リーケージインダクタL1と1次側部分電圧共振コンデンサC1とによって1次側部分電圧共振周波数が支配される1次側部分電圧共振回路を形成する。1次側部分電圧共振周波数が支配されるとは、リーケージインダクタL1と1次側部分電圧共振コンデンサC1とによって1次側部分電圧共振周波数が略定められることをいうものであり、例えば、この部分電圧共振回路に含まれる1次側直列共振コンデンサC5は、共振周波数に影響を与えないことをいうものである。その理由は1次側部分電圧共振コンデンサC1のキャパシタンスの値に比べて1次側直列共振コンデンサC5のキャパシタンスの値は大きく、1次側部分電圧共振回路において、交流的には、1次側直列共振コンデンサC5は短絡とみなせるので、スイッチング素子Q1と並列に接続される1次側部分電圧共振コンデンサC1は、交流的には1次巻線N1と並列に接続されていることとなり、1次巻線N1のリーケージインダクタL1と1次側部分電圧共振コンデンサC1のキャパシタンスとで1次側部分電圧共振回路が形成されることと等価とみなせるからである。   The leakage inductor L1 and the primary side partial voltage resonance capacitor C1 form a primary side partial voltage resonance circuit in which the primary side partial voltage resonance frequency is governed. The primary-side partial voltage resonance frequency being dominant means that the primary-side partial voltage resonance frequency is substantially determined by the leakage inductor L1 and the primary-side partial voltage resonance capacitor C1. The primary side series resonance capacitor C5 included in the voltage resonance circuit means that the resonance frequency is not affected. The reason is that the capacitance value of the primary side series resonance capacitor C5 is larger than the capacitance value of the primary side partial voltage resonance capacitor C1. Since the resonance capacitor C5 can be regarded as a short circuit, the primary side partial voltage resonance capacitor C1 connected in parallel with the switching element Q1 is connected in parallel with the primary winding N1 in terms of AC. This is because it can be regarded as equivalent to forming a primary side partial voltage resonance circuit by the leakage inductor L1 of the line N1 and the capacitance of the primary side partial voltage resonance capacitor C1.
ここで、1次巻線N1の巻数は45T(ターン)とした。また、1次側部分電圧共振コンデンサC1のキャパシタンスの値は330pF(ピコ・ファラッド)とした。また、1次側直列共振コンデンサC5のキャパシタンスの値は0.12μF(マイクロファラッド)とされている。また、リーケージインダクタL1のインダクタンスの値は330μH(マイクロヘンリ)である。このようにして、図1に示す実施形態のスイッチング電源回路の1次側は、1次巻線N1に発生するリーケージインダクタL1と1次側部分電圧共振コンデンサC1とで1次側部分電圧共振回路が形成され、1次巻線N1に発生するリーケージインダクタL1と1次側直列共振コンデンサC5とで1次側直列共振回路が形成される。   Here, the number of turns of the primary winding N1 was 45T (turn). The capacitance value of the primary side partial voltage resonance capacitor C1 was 330 pF (pico farad). The capacitance value of the primary side series resonance capacitor C5 is 0.12 μF (microfarad). The inductance value of the leakage inductor L1 is 330 μH (microhenry). In this way, the primary side of the switching power supply circuit of the embodiment shown in FIG. 1 includes the primary side partial voltage resonance circuit including the leakage inductor L1 generated in the primary winding N1 and the primary side partial voltage resonance capacitor C1. Is formed by the leakage inductor L1 generated in the primary winding N1 and the primary side series resonance capacitor C5.
次に、2次側回路について説明をする。コンバータトランスPITの2次巻線N2には、並列にスナバーコンデンサCsと抵抗Rsとの直列接続回路が接続され、本実施形態では、抵抗Rsの値は1kΩ(キロオーム)とし、スナバーコンデンサCsのキャパシタンスの値は2200pFとしている。このスナバーコンデンサCsと抵抗Rsとの直列接続回路はスナバー回路として機能して、2次側に発生するスパイク電圧を吸収する作用を有する。2次巻線N2の巻き数は60Tとしている。そして、リーケージインダクタL2のインダクタンスの値としては、540μHを得ている。   Next, the secondary circuit will be described. A series connection circuit of a snubber capacitor Cs and a resistor Rs is connected in parallel to the secondary winding N2 of the converter transformer PIT. In this embodiment, the value of the resistor Rs is 1 kΩ (kiloohm), and the capacitance of the snubber capacitor Cs. The value of 2200 pF. The series connection circuit of the snubber capacitor Cs and the resistor Rs functions as a snubber circuit and has an action of absorbing a spike voltage generated on the secondary side. The number of turns of the secondary winding N2 is 60T. The inductance value of the leakage inductor L2 is 540 μH.
また、スイッチング電源回路の2次側には、電流共振回路として作用する2次側直列共振回路が設けられており、この2次側直列共振回路は、リーケージインダクタL2のインダクタンスの値と2次側直列共振コンデンサC3のキャパシタンスの値とで略2次側直列共振周波数が支配されるようにして形成される。2次側直列共振コンデンサC3のキャパシタンスの値は0.033μFとしている。   In addition, a secondary side series resonance circuit that functions as a current resonance circuit is provided on the secondary side of the switching power supply circuit. The secondary side series resonance circuit includes the inductance value of the leakage inductor L2 and the secondary side. It is formed such that the secondary side series resonance frequency is governed by the capacitance value of the series resonance capacitor C3. The capacitance value of the secondary side series resonance capacitor C3 is set to 0.033 μF.
また、スイッチング電源回路の2次側には、高速ダイオードDoとローパスフィルタとして機能するインダクタLoおよび2次側平滑コンデンサCoを備える。インダクタLoは、例えば、図2に示すコンバータトランスと同様の構造を有し、巻線としては、1の巻線のみがボビンBに巻装されている構造を採用することができる。本実施形態では、コア材としてはEE−25(コアの型番)を用い、中央磁脚のギャップは0.8mmとして、インダクタLoのインダクタンスの値は、585μHとした。また、2次側平滑コンデンサCoのキャパシタンスの値は1000μFとした。ここで、高速ダイオードDo、インダクタLoおよび2次側平滑コンデンサCoの接続態様は、周知技術である降圧コンバータと同様な接続態様を有しており、電圧を降圧する機能を有する。   A secondary side of the switching power supply circuit includes a high-speed diode Do, an inductor Lo that functions as a low-pass filter, and a secondary-side smoothing capacitor Co. For example, the inductor Lo has a structure similar to that of the converter transformer shown in FIG. 2, and a structure in which only one winding is wound around the bobbin B can be adopted as the winding. In the present embodiment, EE-25 (core model number) is used as the core material, the gap of the central magnetic leg is 0.8 mm, and the inductance value of the inductor Lo is 585 μH. The capacitance value of the secondary side smoothing capacitor Co was set to 1000 μF. Here, the connection mode of the high-speed diode Do, the inductor Lo, and the secondary-side smoothing capacitor Co has the same connection mode as a step-down converter that is a well-known technique, and has a function of stepping down the voltage.
2次巻線N2に生じる電圧V2が正である場合には、2次巻線N2、2次側直列共振コンデンサC3、インダクタLo、2次側平滑コンデンサCo、2次巻線N2の順序で電流Ioが流れ、2次巻線N2に生じる電圧V2が負である場合には、2次巻線N2、高速ダイオードDo、2次側直列共振コンデンサC3、2次巻線N2の順序で電流I3が流れるとともに、インダクタLo、2次側平滑コンデンサCo、高速ダイオードDoの順に電流Ioが流れる。また、スナバー回路には、ほとんど電流が流れないので、スナバー回路が問題となる程の電力損失を生じることはない。   When the voltage V2 generated in the secondary winding N2 is positive, the current in the order of the secondary winding N2, the secondary side series resonance capacitor C3, the inductor Lo, the secondary side smoothing capacitor Co, and the secondary winding N2. When Io flows and the voltage V2 generated in the secondary winding N2 is negative, the current I3 is generated in the order of the secondary winding N2, the high-speed diode Do, the secondary side series resonance capacitor C3, and the secondary winding N2. While flowing, the current Io flows in the order of the inductor Lo, the secondary side smoothing capacitor Co, and the high-speed diode Do. In addition, since almost no current flows through the snubber circuit, power loss that causes a problem of the snubber circuit does not occur.
ここで、インダクタLoのインダクタンスの値をリーケージインダクタL2のインダクタンスの値よりも大きく選定すると、インダクタLoに流れる電流の波形を電流連続モードの正弦波形状とすることができる。このような電流波形とすることによって、2次側平滑コンデンサCoの両端の出力直流電圧Eoに生じる交流電圧成分ΔEoに含まれるリップル電圧の大きさを減少させることができる。また、このような電流波形とすることによって、高速ダイオードDoの逆回復時間(trr)の影響によって生じるスパイク電圧の大きさも大幅に減少させることができる。   Here, when the inductance value of the inductor Lo is selected to be larger than the inductance value of the leakage inductor L2, the waveform of the current flowing through the inductor Lo can be made into a sine wave shape of a continuous current mode. By setting it as such a current waveform, the magnitude | size of the ripple voltage contained in the alternating voltage component (DELTA) Eo produced in the output DC voltage Eo of the both ends of the secondary side smoothing capacitor Co can be reduced. Further, by using such a current waveform, the magnitude of the spike voltage generated due to the influence of the reverse recovery time (trr) of the high-speed diode Do can be greatly reduced.
図1に示すスイッチング電源回路は、入力交流電圧VACの範囲は、85Vから264Vの範囲とし、負荷電力Poの範囲は0Wから250Wの範囲とし、出力直流電圧Eoは150Vとする仕様を有するものである。   The switching power supply circuit shown in FIG. 1 has a specification in which the range of the input AC voltage VAC is 85 V to 264 V, the range of the load power Po is 0 W to 250 W, and the output DC voltage Eo is 150 V. is there.
図3は、スイッチング周期における図1に示す回路の各部の動作波形を示す図である。図3に示す波形は、上段から下段に向かい、電圧V1(図1を参照)、電流IQ1(図1を参照)、電流I1(図1を参照)、電圧V2(図1を参照)、電圧V3(図1を参照)、電流I3(図1を参照)、電流Io(図1を参照)、出力直流電圧Eo(図1を参照)に含まれる交流電圧成分ΔEoの各々を示すものである。ここで、図3に示す各部の波形は、負荷電力が250W、入力交流電圧VACが100Vにおけるものである。   FIG. 3 is a diagram showing operation waveforms of each part of the circuit shown in FIG. 1 in the switching period. The waveforms shown in FIG. 3 are from the upper stage to the lower stage, and voltage V1 (see FIG. 1), current IQ1 (see FIG. 1), current I1 (see FIG. 1), voltage V2 (see FIG. 1), voltage V3 (see FIG. 1), current I3 (see FIG. 1), current Io (see FIG. 1), and AC voltage component ΔEo included in the output DC voltage Eo (see FIG. 1). . Here, the waveform of each part shown in FIG. 3 is obtained when the load power is 250 W and the input AC voltage VAC is 100V.
図4に示す波形も同様に、スイッチング周期における図1に示す回路の各部の動作波形を示す図である。図4に示す波形は、上段から下段に向かい、図3と同様に、電圧V1、電流IQ1、電流I1、電圧V2、電圧V3、電流I3、電流Io、出力直流電圧Eo交流電圧成分ΔEoの各々を示すものである。ここで、図4に示す各部の波形は、負荷電力が0W、入力交流電圧VACが100Vにおけるものである。   Similarly, the waveform shown in FIG. 4 is a diagram showing an operation waveform of each part of the circuit shown in FIG. 1 in the switching period. The waveforms shown in FIG. 4 go from the upper stage to the lower stage, and each of the voltage V1, the current IQ1, the current I1, the voltage V2, the voltage V3, the current I3, the current Io, and the output DC voltage Eo AC voltage component ΔEo as in FIG. Is shown. Here, the waveform of each part shown in FIG. 4 is obtained when the load power is 0 W and the input AC voltage VAC is 100V.
図5は、図1に示す実施形態のスイッチング電源回路の、負荷電力Poを横軸にして、負荷電力Poの値が0Wから250Wまでの範囲における、スイッチング素子Q1およびスイッチング素子Q2を駆動する信号の繰り返しの周波数fs、電力変換効率ηAC→DCの各々を示している。図5において点線で示す各々のグラフは入力交流電圧が230Vにおける場合であり、実線で示す各々のグラフは入力交流電圧が100Vにおける場合である。また、一点鎖線は、背景技術と示すスイッチング電源回路と同様なスイッチング電源回路の一例において、入力交流電圧VACの値として100Vで動作させる場合のグラフである。   FIG. 5 shows signals for driving the switching elements Q1 and Q2 in the range of the load power Po from 0 W to 250 W with the load power Po as the horizontal axis of the switching power supply circuit of the embodiment shown in FIG. The frequency fs and the power conversion efficiency ηAC → DC are shown. In FIG. 5, each graph indicated by a dotted line is when the input AC voltage is 230V, and each graph indicated by a solid line is when the input AC voltage is 100V. The alternate long and short dash line is a graph in the case of operating at 100 V as the value of the input AC voltage VAC in an example of a switching power supply circuit similar to the switching power supply circuit shown as the background art.
図3に示す実験結果から得られた事実からリップル電圧については以下のことが分かる。図1に示す回路におけるリップル電圧の値と背景技術としての図49とに示す回路におけるリップル電圧の値とを比較する。図49に示す回路においては、電圧Eo1を出力直流電圧とする場合には、図50に示す電圧Eo1から見て取れるようにリップル電圧の値は0.3V程度である。一方、図1に示す回路においては、図3に示す交流電圧成分ΔEoから見て取れるようにリップル電圧の値は0.15V程度と小さなものとなっている。   From the facts obtained from the experimental results shown in FIG. The value of the ripple voltage in the circuit shown in FIG. 1 is compared with the value of the ripple voltage in the circuit shown in FIG. 49 as the background art. In the circuit shown in FIG. 49, when the voltage Eo1 is used as the output DC voltage, the ripple voltage value is about 0.3V as can be seen from the voltage Eo1 shown in FIG. On the other hand, in the circuit shown in FIG. 1, the value of the ripple voltage is as small as about 0.15 V as can be seen from the AC voltage component ΔEo shown in FIG.
また、図3に示す実験結果から得られた事実からスパイク電圧については以下のことが分かる。スパイク電圧の大きさは、図50に示す電圧Eo1から見て取れるように1.2V程度であるが、図3に示す交流電圧成分ΔEoから見て取れるように、図1に示す回路におけるスパイク電圧の大きさは、検知することができない程小さなものとなっている。   In addition, the facts obtained from the experimental results shown in FIG. The magnitude of the spike voltage is about 1.2V as can be seen from the voltage Eo1 shown in FIG. 50, but the magnitude of the spike voltage in the circuit shown in FIG. 1 is as seen from the AC voltage component ΔEo shown in FIG. It is so small that it cannot be detected.
このことは、図49に示すようなパイ型(π型)のフィルタを用いなくても、図1に示すスイッチング電源回路においては良好なるリップル電圧特性とスパイク電圧特性とが得られることを示している。すなわち、インダクタLoと2次側平滑コンデンサCoとによって形成される実施形態のフィルタは、部品点数が少なく、良好なる交流電圧成分ΔEoの減衰特性を呈することを示している。   This shows that the switching power supply circuit shown in FIG. 1 can obtain good ripple voltage characteristics and spike voltage characteristics without using a pi-type (π-type) filter as shown in FIG. Yes. That is, the filter of the embodiment formed by the inductor Lo and the secondary side smoothing capacitor Co has a small number of components and exhibits a good attenuation characteristic of the AC voltage component ΔEo.
実施形態として図1に示すスイッチング電源回路では、1次側は、ハーフブリッジ結合の複合共振コンバータ、2次側は、2次側直列共振回路とを有している。さらに、降圧コンバータとして構成され、この降圧コンバータは電流連続モードで動作させるようにしている。このように構成することによって、交流電圧成分ΔEoに含まれるスイッチング周期のリップル電圧の大きさを小さくできる。また、出力直流電圧Eoに含まれるスパイク電圧の大きさも小さくできる。したがって、背景技術におけるようなパイ型のフィルタの構成は不要とできる。   In the switching power supply circuit shown in FIG. 1 as an embodiment, the primary side includes a half-bridge coupled composite resonance converter, and the secondary side includes a secondary side series resonance circuit. Further, it is configured as a step-down converter, and this step-down converter is operated in a current continuous mode. By configuring in this way, the magnitude of the ripple voltage of the switching period included in the AC voltage component ΔEo can be reduced. In addition, the magnitude of the spike voltage included in the output DC voltage Eo can be reduced. Therefore, the configuration of the pie-type filter as in the background art can be eliminated.
実施形態として図1に示すスイッチング電源回路では、さらに、2次側回路には、スナバー回路(R−Cスナバー回路)を有し、さらに、スパイク電圧の大きさを小さくしている。   In the switching power supply circuit shown in FIG. 1 as an embodiment, the secondary circuit further includes a snubber circuit (RC snubber circuit), and the spike voltage is further reduced.
また、背景技術に示すチュークコンバータおよびテスラコンバータでは、出力直流電圧の定電圧はPWM制御であり、入力側の電圧、負荷電力の変動によって、リップル電圧が増加するが、図1に示す回路ではPFM制御としているので、入力側の電圧等によって、リップル電圧およびスパイク電圧の大きさは、ほとんど変化することがなく、負荷電力の減少にともなって、リップル電圧およびスパイク電圧の大きさは減少する。   In the Chuk converter and Tesla converter shown in the background art, the constant voltage of the output DC voltage is PWM control, and the ripple voltage increases due to fluctuations in the input side voltage and load power. In the circuit shown in FIG. Since the control is performed, the magnitude of the ripple voltage and the spike voltage hardly change depending on the voltage on the input side or the like, and the magnitude of the ripple voltage and the spike voltage decreases as the load power decreases.
また、背景技術に示すテスラコンバータでは、アクテイブクランプ回路と同期整流回路との追加によって、MOS−FETと高速ダイオードとをさらに追加することが必要となるが、図1に示す回路では、少ない部品点数で、リップル電圧およびスパイク電圧の大きさを小さいものとすることができる。   Further, in the Tesla converter shown in the background art, it is necessary to further add a MOS-FET and a high-speed diode by adding an active clamp circuit and a synchronous rectifier circuit. However, in the circuit shown in FIG. Thus, the ripple voltage and spike voltage can be reduced.
「実施形態の変形例」
以下において、実施形態のスイッチング電源回路の種々の変形例を示す。以下の説明における各部について、図1に示すと同様の部分には図1と同一の符号を付して説明を省略する。以下における変形例の各々は、上述した図1に示す回路において発揮されると同様に、少ない部品点数で、リップル電圧およびスパイク電圧の大きさを小さいものとすることができるという効果を奏するものである。
`` Modification of embodiment ''
In the following, various modifications of the switching power supply circuit of the embodiment will be shown. In the following description, the same parts as those shown in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals as those shown in FIG. Each of the modified examples below has an effect that the ripple voltage and the spike voltage can be reduced with a small number of parts, similarly to the case shown in the circuit shown in FIG. is there.
図6、図7に示す回路は、図1に示す回路の2次側を変形する変形例のスイッチング電源回路について、その2次側のみを示す図である。   The circuits shown in FIGS. 6 and 7 are diagrams showing only the secondary side of the switching power supply circuit according to a modification in which the secondary side of the circuit shown in FIG. 1 is modified.
図6では、コンバータトランスPITの1次巻線N1と2次巻線N2との極性の関係が、図1におけるものとは、異なっている。すなわち、図1においては、1次巻線N1と2次巻線N2との極性の関係は加極性とされたが、図6においては、1次巻線N1と2次巻線N2との極性の関係は減極性とされている(1次巻線N1および2次巻線N2に付された黒丸を参照)。この場合においては、電圧V3と電流Ioとの各々は、図3および図4に示すものと比べてその位相が180度進んだものとなる。   In FIG. 6, the polarity relationship between the primary winding N1 and the secondary winding N2 of the converter transformer PIT is different from that in FIG. That is, in FIG. 1, the polarity relationship between the primary winding N1 and the secondary winding N2 is additive, but in FIG. 6, the polarity between the primary winding N1 and the secondary winding N2 Is depolarized (see black circles attached to the primary winding N1 and the secondary winding N2). In this case, each of voltage V3 and current Io has a phase advanced by 180 degrees as compared with those shown in FIGS.
また、図7に示す回路においては、スナバー回路の位置が図1に示す回路とは異なっている。図1では、スナバーコンデンサCsと抵抗Rsとの直列接続回路として形成されるスナバー回路が直接に2次巻線N2に並列接続されているが、図7に示す回路においては、スナバー回路が2次側直列共振コンデンサC3と2次巻線N2との直列接続回路と並列に接続されている。すなわち、図1、図6に示す回路においては、スナバー回路は2次巻線N2に直接並列に接続されているのに対して、図7に示す回路においては、スナバー回路は2次側直列共振コンデンサC3を介して、2次巻線N2に交流的に並列に接続されている。   In the circuit shown in FIG. 7, the position of the snubber circuit is different from the circuit shown in FIG. In FIG. 1, the snubber circuit formed as a series connection circuit of the snubber capacitor Cs and the resistor Rs is directly connected in parallel to the secondary winding N2. However, in the circuit shown in FIG. The side series resonant capacitor C3 and the secondary winding N2 are connected in parallel with the series connection circuit. That is, in the circuits shown in FIGS. 1 and 6, the snubber circuit is directly connected in parallel to the secondary winding N2, whereas in the circuit shown in FIG. 7, the snubber circuit has a secondary side series resonance. The capacitor is connected in parallel to the secondary winding N2 via a capacitor C3.
図8に示す回路は、図1に示す回路の変形例のスイッチング電源回路である。図8に示すスイッチング電源回路は、1次側の接続態様については、図1に示す回路と同様であり、2次側の接続態様が図1に示す回路とは異なるものである。   The circuit shown in FIG. 8 is a switching power supply circuit that is a modification of the circuit shown in FIG. The switching power supply circuit shown in FIG. 8 is the same as the circuit shown in FIG. 1 with respect to the primary side connection mode, and the secondary side connection mode is different from the circuit shown in FIG.
図8に示す回路では、コンバータトランスPITはセンタータップによって各々の巻線が接続される2次巻線N2(第1の2次巻線N2)と2次巻線N2’(第2の2次巻線N2’)とを有して形成されている。この2次巻線N2および2次巻線N2’の各々は、1次巻線N1と疎結合とされており、この結果として、2次側回路は、2次巻線N2に生じるリーケージインダクタL2および2次巻線N2’生じるリーケージインダクタL2’を有するものとなされる。   In the circuit shown in FIG. 8, the converter transformer PIT includes a secondary winding N2 (first secondary winding N2) and a secondary winding N2 ′ (second secondary winding), each winding being connected by a center tap. Winding N2 ′). Each of the secondary winding N2 and the secondary winding N2 ′ is loosely coupled to the primary winding N1, and as a result, the secondary side circuit generates a leakage inductor L2 generated in the secondary winding N2. And the secondary winding N2 ′ has a leakage inductor L2 ′ generated.
2次側回路は、上述した、2次巻線N2と2次巻線N2’の直列接続の両端に、スナバーコンデンサCsと抵抗Rsの直列接続回路が接続されている。また、2次側回路は、リーケージインダクタL2(第1の2次側リーケージインダクタ)と2次巻線N2(第1の2次巻線)に直列に接続される2次側直列共振コンデンサC3(第1の2次側直列共振コンデンサ)とで2次側直列共振周波数(第1の2次側直列共振周波数)が支配されるようにして形成される2次側直列共振回路(第1の2次側直列共振回路)を具備し、リーケージインダクタL2’(第2の2次側リーケージインダクタ)と2次巻線N2’(第2の2次巻線)に直列に接続される2次側直列共振コンデンサC3’(第2の2次側直列共振コンデンサ)とで2次側直列共振周波数(第2の2次側直列共振周波数)が支配されるようにして形成される2次側直列共振回路(第2の2次側直列共振回路)を具備する。本実施形態では、リーケージインダクタL2とリーケージインダクタL2’との各々のインダクタンスの値を等しく設定し、2次側直列共振コンデンサC3と2次側直列共振コンデンサC3’との各々のキャパシタンスの値を等しく設定し、第1の2次側直列共振周波数と第2の2次側直列共振回路との各々の共振周波数を等しく設定している。   In the secondary circuit, a series connection circuit of a snubber capacitor Cs and a resistor Rs is connected to both ends of the series connection of the secondary winding N2 and the secondary winding N2 'described above. Further, the secondary side circuit includes a secondary side series resonant capacitor C3 (in series connected to the leakage inductor L2 (first secondary side leakage inductor) and the secondary winding N2 (first secondary winding). A secondary side series resonance circuit (first 2nd series resonance capacitor) formed so that the secondary side series resonance frequency (first secondary side series resonance frequency) is dominated by the first secondary side series resonance capacitor). Secondary side series resonance circuit) and connected in series to the leakage inductor L2 ′ (second secondary leakage inductor) and the secondary winding N2 ′ (second secondary winding). A secondary side series resonant circuit formed such that the secondary side series resonant frequency (second secondary side series resonant frequency) is dominated by the resonant capacitor C3 ′ (second secondary side series resonant capacitor). (Second secondary series resonant circuit). In the present embodiment, the inductance values of the leakage inductor L2 and the leakage inductor L2 ′ are set to be equal, and the capacitance values of the secondary side series resonance capacitor C3 and the secondary side series resonance capacitor C3 ′ are set to be equal. The first secondary side series resonance frequency and the second secondary side series resonance circuit are set to be equal to each other.
また、2次側回路は、降圧コンバータ(第1の降圧コンバータ)として機能させるための高速ダイオードDo(第1の高速ダイオード)とインダクタLo(第1のインダクタ)と2次側平滑コンデンサCoとを具備している。また、2次側回路は、降圧コンバータ(第2の降圧コンバータ)として機能させるための高速ダイオードDo’(第2の高速ダイオード)とインダクタLo’(第2のインダクタ)と上述した2次側平滑コンデンサCoとを具備している。ここで、2次側平滑コンデンサCoを2つの降圧コンバータ(第1の降圧コンバータと第2の降圧コンバータ)で共用しているので、各々の降圧コンバータは並列接続されていることと等価な作用をする。   The secondary side circuit includes a high-speed diode Do (first high-speed diode), an inductor Lo (first inductor), and a secondary-side smoothing capacitor Co for functioning as a step-down converter (first step-down converter). It has. The secondary side circuit includes a high-speed diode Do ′ (second high-speed diode) and an inductor Lo ′ (second inductor) for functioning as a step-down converter (second step-down converter) and the above-described secondary-side smoothing. And a capacitor Co. Here, since the secondary side smoothing capacitor Co is shared by the two step-down converters (the first step-down converter and the second step-down converter), the operation equivalent to that the step-down converters are connected in parallel is achieved. To do.
このようにして、図8に示すスイッチング電源回路は、1次側は、ハーフブリッジ接続を有し、部分電圧共振と電流共振とを用いる複合共振コンバータとして形成され、2次側は、センタータップによって直列接続される2つの2次巻線の両端にスナバーコンデンサCsを接続し、各々の2次巻線と直列に2次側直列共振コンデンサC3および2次側直列共振コンデンサC3’を接続して、多重共振形コンバータとして構成されている。また、この多重共振形コンバータは、2次側には、高速ダイオードDoとインダクタLoと2次側平滑コンデンサCoとから構成される降圧形コンバータを有するとともに、高速ダイオードDo’とインダクタLo’と2次側平滑コンデンサCoとから構成される降圧形コンバータとを有して形成されている。   Thus, the switching power supply circuit shown in FIG. 8 has a half-bridge connection on the primary side, and is formed as a composite resonance converter using partial voltage resonance and current resonance. A snubber capacitor Cs is connected to both ends of two secondary windings connected in series, and a secondary side series resonance capacitor C3 and a secondary side series resonance capacitor C3 ′ are connected in series with each secondary winding, It is configured as a multiple resonance type converter. The multiple resonance type converter has a step-down converter composed of a high-speed diode Do, an inductor Lo, and a secondary-side smoothing capacitor Co on the secondary side, and also includes a high-speed diode Do ′ and inductors Lo ′ and 2 A step-down converter composed of a secondary smoothing capacitor Co is formed.
この2次側回路の作用を説明する。2次巻線N2に生じる電圧が負であるときには、2次巻線N2から高速ダイオードDo、2次側直列共振コンデンサC3に対して電流が流れるとともに、2次巻線N2’に生じる電圧が正となって、2次巻線N2’、2次側直列共振コンデンサC3’、インダクタLo’、2次側平滑コンデンサCoの経路で電流Ioが流れる。また、2次巻線N2’に生じる電圧が負であるときには、2次巻線N2’から高速ダイオードDo’、2次側直列共振コンデンサC3’に対して、電流が流れるとともに、2次巻線N2に生じる電圧が正となって、2次巻線N2、2次側直列共振コンデンサC3、インダクタLo、2次側平滑コンデンサCoの経路で電流が流れる。このようにして、この多重共振コンバータは、2次側は両波整流方式の整流回路とみなせることとなる。   The operation of this secondary circuit will be described. When the voltage generated in the secondary winding N2 is negative, current flows from the secondary winding N2 to the high-speed diode Do and the secondary side series resonance capacitor C3, and the voltage generated in the secondary winding N2 ′ is positive. Thus, the current Io flows through the path of the secondary winding N2 ′, the secondary side series resonance capacitor C3 ′, the inductor Lo ′, and the secondary side smoothing capacitor Co. When the voltage generated in the secondary winding N2 ′ is negative, a current flows from the secondary winding N2 ′ to the high-speed diode Do ′ and the secondary side series resonance capacitor C3 ′, and the secondary winding The voltage generated at N2 becomes positive, and current flows through the path of the secondary winding N2, the secondary side series resonance capacitor C3, the inductor Lo, and the secondary side smoothing capacitor Co. In this way, the multiple resonance converter can be regarded as a rectifier circuit of the double-wave rectification type on the secondary side.
図8に示す回路の仕様は、入力交流電圧VACは85Vから264Vの範囲とされ、負荷電力Poの範囲は0Wから250Wの範囲とされ、出力直流電圧Eoは150Vとされている。このような仕様を満たすために、図8に示す回路の各部の定数は以下のように定められている。   The specification of the circuit shown in FIG. 8 is that the input AC voltage VAC is in the range of 85V to 264V, the load power Po is in the range of 0W to 250W, and the output DC voltage Eo is 150V. In order to satisfy such specifications, the constants of each part of the circuit shown in FIG. 8 are determined as follows.
1次側回路の各部については、コンバータトランスPITは、コア材として、EER−40(コア型番)ギャップは1.4mm、1次巻線N1は45T、1次巻線N1と2次巻線N2との結合係数は0.7、1次巻線N1と2次巻線N2’との結合係数も同様に0.7に設定されている。そして、リーケージインダクタL1のインダクタンスの値として330μHを得ている。また、1次側部分電圧共振コンデンサC1のキャパシタンスの値は330pF、1次側直列共振コンデンサC5のキャパシタンスの値は0.12μFとしている。   For each part of the primary side circuit, the converter transformer PIT has a core material of EER-40 (core model number) gap of 1.4 mm, the primary winding N1 is 45T, the primary winding N1 and the secondary winding N2. And the coupling coefficient between the primary winding N1 and the secondary winding N2 ′ is also set to 0.7. Then, 330 μH is obtained as the inductance value of the leakage inductor L1. The capacitance value of the primary side partial voltage resonance capacitor C1 is 330 pF, and the capacitance value of the primary side series resonance capacitor C5 is 0.12 μF.
2次側回路の各部については、2次巻線N2の巻き数は30T、2次巻線N2’の巻き数も同様に30Tとしている。そして、リーケージインダクタL2およびリーケージインダクタL2’のインダクタンスの値として、各々、270μHを得ている。また、スナバーコンデンサCsのキャパシタンスの値は220pFとし、抵抗Rsは2.2kΩとしている。また、2次側直列共振コンデンサC3のキャパシタンスおよび2次側直列共振コンデンサC3’の各々のキャパシタンスの値は0.068μFである。また、インダクタLoおよびインダクタLo’の各々のインダクタンスの値は400μH、2次側平滑コンデンサCoのキャパシタンスの値は1000μFとした。インダクタLoおよびインダクタLo’の各々は、コア材としてEE−25(コアの型番)を用い、ギャップは0.8mmとして実現した。   For each part of the secondary circuit, the number of turns of the secondary winding N2 is 30T, and the number of turns of the secondary winding N2 'is also 30T. Then, 270 μH is obtained as the inductance values of the leakage inductor L2 and the leakage inductor L2 ′. The value of the capacitance of the snubber capacitor Cs is 220 pF, and the resistance Rs is 2.2 kΩ. The capacitance of the secondary side series resonance capacitor C3 and the capacitance of each of the secondary side series resonance capacitor C3 'are 0.068 μF. The inductance value of each of the inductor Lo and the inductor Lo ′ is 400 μH, and the capacitance value of the secondary smoothing capacitor Co is 1000 μF. Each of the inductor Lo and the inductor Lo ′ was realized by using EE-25 (core model number) as a core material and a gap of 0.8 mm.
ここで、インダクタLoおよびインダクタLo’の各々のインダクタンスの値をリーケージインダクタL2およびリーケージインダクタL2’の各々のインダクタンスの値よりも大きく選定すると、インダクタLoおよびインダクタLo’に流れる電流の波形を電流連続モードの正弦波形状とすることができる。このような電流波形とすることによって、2次側平滑コンデンサCoの両端の交流電圧成分ΔEoに含まれるリップル電圧の大きさを減少させることができる。また、このような電流波形とすることによって、高速ダイオードDoおよび高速ダイオードDo’の逆回復時間(trr)の影響によって生じるスパイク電圧の値も大幅に減少させることができる。   Here, if the inductance value of each of the inductor Lo and the inductor Lo ′ is selected to be larger than the inductance value of each of the leakage inductor L2 and the leakage inductor L2 ′, the waveform of the current flowing through the inductor Lo and the inductor Lo ′ is made current continuous. The mode can be a sine wave shape. By setting it as such a current waveform, the magnitude | size of the ripple voltage contained in the alternating voltage component (DELTA) Eo of the both ends of the secondary side smoothing capacitor Co can be reduced. Further, by using such a current waveform, the value of the spike voltage caused by the influence of the reverse recovery time (trr) of the high speed diode Do and the high speed diode Do ′ can be greatly reduced.
図9は、スイッチング周期における図8に示す回路の各部の動作波形を示す図である。図9に示す波形は、上段から下段に向かい、電圧V1(図8を参照)、電流IQ1(図8を参照)、電流I1(図8を参照)、電圧V2(図8を参照)、電圧V3(図8を参照)、電流I3(図8を参照)、電流Io(図8を参照)、出力直流電圧Eo(図8を参照)に含まれる交流電圧成分ΔEoの各々を示すものである。ここで、図8に示す各部の波形は、負荷電力が250W、入力交流電圧VACが100Vにおけるものである。   FIG. 9 is a diagram showing operation waveforms of respective parts of the circuit shown in FIG. 8 in the switching period. The waveforms shown in FIG. 9 are from the upper stage to the lower stage, and voltage V1 (see FIG. 8), current IQ1 (see FIG. 8), current I1 (see FIG. 8), voltage V2 (see FIG. 8), voltage Each of AC voltage components ΔEo included in V3 (see FIG. 8), current I3 (see FIG. 8), current Io (see FIG. 8), and output DC voltage Eo (see FIG. 8) is shown. . Here, the waveforms of the respective parts shown in FIG. 8 are those when the load power is 250 W and the input AC voltage VAC is 100V.
図10に示す波形も同様に、スイッチング周期における図8に示す回路の各部の動作波形を示す図である。図10に示す波形は、上段から下段に向かい、図9と同様に、電圧V1、電流IQ1、電流I1、電圧V2、電圧V3、電流I3、電流Io、出力直流電圧Eo交流電圧成分ΔEoの各々を示すものである。ここで、図10に示す各部の波形は、負荷電力が0W、入力交流電圧VACが100Vにおけるものである。   Similarly, the waveform shown in FIG. 10 is a diagram showing the operation waveform of each part of the circuit shown in FIG. 8 in the switching period. The waveforms shown in FIG. 10 go from the upper stage to the lower stage, and each of the voltage V1, the current IQ1, the current I1, the voltage V2, the voltage V3, the current I3, the current Io, and the output DC voltage Eo AC voltage component ΔEo, as in FIG. Is shown. Here, the waveforms of the respective parts shown in FIG. 10 are those when the load power is 0 W and the input AC voltage VAC is 100V.
図11は、図8に示す実施形態のスイッチング電源回路の、負荷電力Poを横軸にして、負荷電力Poの値が0Wから250Wまでの範囲における、スイッチング素子Q1およびスイッチング素子Q2を駆動する信号の繰り返しの周波数fs、電力変換効率ηAC→DCの各々を示している。図11において点線で示す各々のグラフは入力交流電圧が230Vにおける場合であり、実線で示す各々のグラフは入力交流電圧が100Vにおける場合である。また、一点鎖線は、背景技術と示すスイッチング電源回路と同様なスイッチング電源回路を入力交流電圧VACの値として100Vで動作させる場合のグラフである。   FIG. 11 shows signals for driving the switching elements Q1 and Q2 in the range of the load power Po from 0 W to 250 W with the load power Po as the horizontal axis of the switching power supply circuit of the embodiment shown in FIG. The frequency fs and the power conversion efficiency ηAC → DC are shown. In FIG. 11, each graph indicated by a dotted line is when the input AC voltage is 230V, and each graph indicated by a solid line is when the input AC voltage is 100V. The alternate long and short dash line is a graph when a switching power supply circuit similar to the switching power supply circuit shown as the background art is operated at 100 V as the value of the input AC voltage VAC.
図12に示すのは、スイッチング電源回路の2次側回路のみを示す図であり、図8の回路図に示す回路の変形例であり、多重コンバータとしての1次側回路は図1および図8に示すと同様であり、2次側回路のみが、異なるものである。2次側回路は、図8に示す回路では2次巻線N2および2次巻線N2’の両方の巻端にスナバー回路が接続されていたのに対して、2次巻線N2、2次巻線N2’2次側直列共振コンデンサC3、および2次側直列共振コンデンサC3’の直列接続回路にスナバー回路が接続されている点が図12に示す回路の特徴点である。   FIG. 12 is a diagram showing only the secondary side circuit of the switching power supply circuit, which is a modification of the circuit shown in the circuit diagram of FIG. 8, and the primary side circuit as a multiple converter is shown in FIGS. And only the secondary side circuit is different. In the circuit shown in FIG. 8, the secondary side circuit has a snubber circuit connected to both winding ends of the secondary winding N2 and the secondary winding N2 ′. A feature of the circuit shown in FIG. 12 is that a snubber circuit is connected to the series connection circuit of the winding N2 ′ secondary side series resonance capacitor C3 and the secondary side series resonance capacitor C3 ′.
このように、スナバー回路が2次側直列共振コンデンサC3、および2次側直列共振コンデンサC3’を介して、2次巻線N2および2次巻線2’に交流的に並列に接続されている場合にもスナバー回路として十分に機能するものであり、2次側直列共振回路の動作にスナバー回路はほとんど影響を与えるものではない。   In this way, the snubber circuit is connected in parallel to the secondary winding N2 and the secondary winding 2 ′ via the secondary side series resonance capacitor C3 and the secondary side series resonance capacitor C3 ′. Even in this case, it functions sufficiently as a snubber circuit, and the snubber circuit hardly affects the operation of the secondary side series resonance circuit.
図13に示すのは、スイッチング電源回路の2次側回路のみを示す図であり、図8の回路図に示す回路の変形例であり、多重コンバータとしての1次側回路は図1および図8に示すと同様であり、2次側回路のみが、異なるものである。図13では、インダクタLoとインダクタLo’と個別の部品として構成することなく、複合チョークコイルとして同一コアに第1の巻線と第2の巻線とを施し、第1の巻線と第2の巻線とを磁気的に疎結合としてインダクタLoおよびインダクタLo’として機能させるものである。   FIG. 13 shows only the secondary side circuit of the switching power supply circuit, which is a modification of the circuit shown in the circuit diagram of FIG. 8, and the primary side circuit as a multiple converter is shown in FIGS. And only the secondary side circuit is different. In FIG. 13, the first winding and the second winding are applied to the same core as the composite choke coil without configuring the inductor Lo and the inductor Lo ′ as separate parts, and the first winding and the second winding are provided. Are loosely coupled to each other to function as an inductor Lo and an inductor Lo ′.
図14に示すスイッチング電源回路は、図1に示すスイッチング電源回路の変形例である。図14に示す回路では、1次側の接続態様については、図1のスイッチング電源回路と同様である。2次側回路については、スナバー回路に替えて2次側並列共振回路を備える点で図1に示す回路とは異なる。   The switching power supply circuit shown in FIG. 14 is a modification of the switching power supply circuit shown in FIG. In the circuit shown in FIG. 14, the connection on the primary side is the same as that of the switching power supply circuit of FIG. The secondary side circuit is different from the circuit shown in FIG. 1 in that a secondary side parallel resonant circuit is provided instead of the snubber circuit.
図14に示すスイッチング電源回路は、入力交流電圧VACの範囲は85Vから264Vとされ、負荷電力Poの範囲は0Wから250Wの範囲とされ、出力直流電圧Eoは150Vとされている。このような仕様を実現するために、図14に示す回路における、具体的な諸定数について説明する。   In the switching power supply circuit shown in FIG. 14, the range of the input AC voltage VAC is 85 V to 264 V, the range of the load power Po is 0 W to 250 W, and the output DC voltage Eo is 150 V. In order to realize such specifications, specific constants in the circuit shown in FIG. 14 will be described.
コンバータトランスPITのフェライトコアとしては、EER型コアを用い、EER型コアのコアサイズとしてはEER−40(コアの型番)を用いた。EER型コアの内磁脚のギャップとしては、ギャップ長1.4mmに設定し、これによって1次巻線N1と2次巻線N2との磁気的な結合係数kの値としては、0.7の疎結合の状態を得るようにしている。1次巻線N1の巻数は45Tとし、リーケージインダクタL1の値として330μHを得ている。1次側部分電圧共振コンデンサC1のキャパシタンスの値は330pFとし、1次側直列共振コンデンサC5のキャパシタンスの値は0.12μFとした。   An EER type core was used as the ferrite core of the converter transformer PIT, and EER-40 (core model number) was used as the core size of the EER type core. The gap between the inner magnetic legs of the EER type core is set to a gap length of 1.4 mm. As a result, the value of the magnetic coupling coefficient k between the primary winding N1 and the secondary winding N2 is 0.7. To get a loosely coupled state. The number of turns of the primary winding N1 is 45T, and 330 μH is obtained as the value of the leakage inductor L1. The capacitance value of the primary side partial voltage resonance capacitor C1 was 330 pF, and the capacitance value of the primary side series resonance capacitor C5 was 0.12 μF.
2次巻線N2の巻き数は60Tとし、2次側並列共振コンデンサC2のキャパシタンスの値は0.022μFとし、2次側直列共振コンデンサC3のキャパシタンスの値は0.047μFとし、2次側平滑コンデンサCoのキャパシタンスの値は1000μFとした。また、インダクタLoのコア材はEE−25(コアの型番)とし、ギャップを0.8mmとして、インダクタLoのインダクタンスの値としては585μHを得ている。   The number of turns of the secondary winding N2 is 60T, the capacitance value of the secondary side parallel resonance capacitor C2 is 0.022 μF, and the capacitance value of the secondary side series resonance capacitor C3 is 0.047 μF. The capacitance value of the capacitor Co was 1000 μF. The core material of the inductor Lo is EE-25 (core model number), the gap is 0.8 mm, and the inductance value of the inductor Lo is 585 μH.
この2次側回路は以下のように動作する。2次巻線N2に生じる電圧V2が正である場合には、2次巻線N2、2次側直列共振コンデンサC3、インダクタLo、2次側平滑コンデンサCo、2次巻線N2の順序で電流Ioが流れ、2次巻線N2に生じる電圧V2が負である場合には、2次巻線N2、高速ダイオードDo、2次側直列共振コンデンサC3、2次巻線N2の順序で電流I3が流れるとともに、インダクタLo、2次側平滑コンデンサCo、高速ダイオードDoの順に電流Ioが流れる。   The secondary circuit operates as follows. When the voltage V2 generated in the secondary winding N2 is positive, the current in the order of the secondary winding N2, the secondary side series resonance capacitor C3, the inductor Lo, the secondary side smoothing capacitor Co, and the secondary winding N2. When Io flows and the voltage V2 generated in the secondary winding N2 is negative, the current I3 is generated in the order of the secondary winding N2, the high-speed diode Do, the secondary side series resonance capacitor C3, and the secondary winding N2. While flowing, the current Io flows in the order of the inductor Lo, the secondary side smoothing capacitor Co, and the high-speed diode Do.
ここで、インダクタLoのインダクタンスの値をリーケージインダクタL2のインダクタンスの値よりも大きく選定すると、インダクタLoに流れる電流の波形を電流連続モードの正弦波形状とすることができる。このような電流波形とすることによって、2次側平滑コンデンサCoの両端の出力直流電圧Eoに生じる交流電圧成分ΔEoに含まれるリップル電圧の大きさを減少させることができる。また、このような電流波形とすることによって、高速ダイオードDoの逆回復時間(trr)の影響によって生じるスパイク電圧の大きさも大幅に減少させることができる。図1に示すスイッチング電源回路においては、スナバー回路を具備することによって、さらに、出力直流電圧Eoに含まれるスパイク電圧の大きさ小さなものとしたが、図14に示すスイッチング電源回路においては、2次側並列共振回路を具備することによって、2次側に流れる電流を滑らかのものとして、さらに、出力直流電圧Eoに含まれるスパイク電圧の大きさ小さなものとした。   Here, when the inductance value of the inductor Lo is selected to be larger than the inductance value of the leakage inductor L2, the waveform of the current flowing through the inductor Lo can be made into a sine wave shape of a continuous current mode. By setting it as such a current waveform, the magnitude | size of the ripple voltage contained in the alternating voltage component (DELTA) Eo produced in the output DC voltage Eo of the both ends of the secondary side smoothing capacitor Co can be reduced. Further, by using such a current waveform, the magnitude of the spike voltage generated due to the influence of the reverse recovery time (trr) of the high-speed diode Do can be greatly reduced. In the switching power supply circuit shown in FIG. 1, the magnitude of the spike voltage included in the output DC voltage Eo is further reduced by providing the snubber circuit. However, in the switching power supply circuit shown in FIG. By providing the side parallel resonance circuit, the current flowing on the secondary side is made smooth, and the spike voltage included in the output DC voltage Eo is made small.
図15は、スイッチング周期における図14に示す回路の各部の動作波形を示す図である。図15に示す波形は、上段から下段に向かい、電圧V1(図14を参照)、電流IQ1(図14を参照)、電流I1(図14を参照)、電圧V2(図14を参照)、電圧V3(図14を参照)、電流I3(図14を参照)、電流Io(図14を参照)、出力直流電圧Eo(図14を参照)に含まれる交流電圧成分ΔEoの各々を示すものである。ここで、図15に示す各部の波形は、負荷電力が250W、入力交流電圧VACが100Vにおけるものである。   FIG. 15 is a diagram showing operation waveforms of each part of the circuit shown in FIG. 14 in the switching period. The waveforms shown in FIG. 15 are from the upper stage to the lower stage, and voltage V1 (see FIG. 14), current IQ1 (see FIG. 14), current I1 (see FIG. 14), voltage V2 (see FIG. 14), voltage Each of AC voltage components ΔEo included in V3 (see FIG. 14), current I3 (see FIG. 14), current Io (see FIG. 14), and output DC voltage Eo (see FIG. 14) is shown. . Here, the waveform of each part shown in FIG. 15 is obtained when the load power is 250 W and the input AC voltage VAC is 100V.
図16に示す波形も同様に、スイッチング周期における図14に示す回路の各部の動作波形を示す図である。図16に示す波形は、上段から下段に向かい、図15と同様に、電圧V1、電流IQ1、電流I1、電圧V2、電圧V3、電流I3、電流Io、出力直流電圧Eo交流電圧成分ΔEoの各々を示すものである。ここで、図16に示す各部の波形は、負荷電力が0W、入力交流電圧VACが100Vにおけるものである。   Similarly, the waveform shown in FIG. 16 is a diagram showing the operation waveform of each part of the circuit shown in FIG. 14 in the switching period. The waveforms shown in FIG. 16 go from the upper stage to the lower stage, and each of the voltage V1, the current IQ1, the current I1, the voltage V2, the voltage V3, the current I3, the current Io, and the output DC voltage Eo AC voltage component ΔEo, as in FIG. Is shown. Here, the waveform of each part shown in FIG. 16 is obtained when the load power is 0 W and the input AC voltage VAC is 100V.
図17は、図14に示す実施形態のスイッチング電源回路の、負荷電力Poを横軸にして、負荷電力Poの値が0Wから250Wまでの範囲における、スイッチング素子Q1およびスイッチング素子Q2を駆動する信号の繰り返しの周波数fs、電力変換効率ηAC→DCの各々を示している。図17において点線で示す各々のグラフは入力交流電圧が230Vにおける場合であり、実線で示す各々のグラフは入力交流電圧が100Vにおける場合である。また、一点鎖線は、背景技術と示すスイッチング電源回路と同様なスイッチング電源回路を入力交流電圧VACの値として100Vで動作させる場合のグラフである。   FIG. 17 is a signal for driving the switching element Q1 and the switching element Q2 in the range of the load power Po from 0 W to 250 W with the load power Po as the horizontal axis of the switching power supply circuit of the embodiment shown in FIG. The frequency fs and the power conversion efficiency ηAC → DC are shown. In FIG. 17, each graph indicated by a dotted line is when the input AC voltage is 230V, and each graph indicated by a solid line is when the input AC voltage is 100V. The alternate long and short dash line is a graph when a switching power supply circuit similar to the switching power supply circuit shown as the background art is operated at 100 V as the value of the input AC voltage VAC.
図18ないし図21に示す各々の回路は、図14に示す回路の2次側を変形する変形例のスイッチング電源回路について、その2次側のみを示す図である。   Each of the circuits shown in FIG. 18 to FIG. 21 is a diagram showing only the secondary side of the switching power supply circuit of a modified example in which the secondary side of the circuit shown in FIG. 14 is modified.
図18では、コンバータトランスPITの1次巻線N1と2次巻線N2との極性の関係が、図14におけるものとは、異なっている。すなわち、図14においては、1次巻線N1と2次巻線N2との極性の関係は加極性とされたが、図18においては、1次巻線N1と2次巻線N2との極性の関係は減極性とされている(1次巻線N1および2次巻線N2に付された黒丸を参照)。   In FIG. 18, the relationship between the polarity of the primary winding N1 and the secondary winding N2 of the converter transformer PIT is different from that in FIG. That is, in FIG. 14, the polarity relationship between the primary winding N1 and the secondary winding N2 is additive, but in FIG. 18, the polarity between the primary winding N1 and the secondary winding N2 Is depolarized (see black circles attached to the primary winding N1 and the secondary winding N2).
また、図19に示す回路においては、2次側並列共振コンデンサC2が高速ダイオードDoと並列に接続されている点が、図14に示す回路とは異なっている。すなわち、図14、図18に示す回路では2次巻線N2に2次側並列共振コンデンサが直接に並列に接続されているのに対して、図19に示す回路では2次側並列共振コンデンサC2が2次側直列共振コンデンサC3を介して、交流的に2次巻線N2に並列に接続されている。このような接続態様によって、2次側直列共振コンデンサC3のキャパシタンスの値は0.047μFであり、2次側並列共振コンデンサC2のキャパシタンスの値は0.022μFであり、両者のキャパシタンスの値は近いものであるために、2次側並列共振周波数は、2次側直列共振コンデンサC3のキャパシタンスの値によって影響を受けるものの、2次側の共振回路は、電圧共振回路として機能する2次側並列共振回路と、電流共振回路として機能する2次側直列共振回路と、を有して、かつ、2次側回路は降圧コンバータとしても機能し、実施形態のスイッチング電源回路が有する共通の効果を発揮するものである。   Further, the circuit shown in FIG. 19 is different from the circuit shown in FIG. 14 in that the secondary parallel resonant capacitor C2 is connected in parallel with the high speed diode Do. That is, in the circuits shown in FIGS. 14 and 18, the secondary parallel resonant capacitor is directly connected in parallel to the secondary winding N2, whereas in the circuit shown in FIG. 19, the secondary parallel resonant capacitor C2 is used. Is connected in parallel to the secondary winding N2 via the secondary side series resonant capacitor C3 in an alternating manner. With such a connection mode, the capacitance value of the secondary side series resonance capacitor C3 is 0.047 μF, the capacitance value of the secondary side parallel resonance capacitor C2 is 0.022 μF, and the capacitance values of both are close. Therefore, the secondary side parallel resonance frequency is influenced by the capacitance value of the secondary side series resonance capacitor C3, but the secondary side resonance circuit functions as a voltage resonance circuit. Circuit and a secondary side series resonant circuit that functions as a current resonant circuit, and the secondary side circuit also functions as a step-down converter, and exhibits the common effect of the switching power supply circuit of the embodiment. Is.
図20に示す回路では、コンバータトランスPITはセンタータップによって各々の巻線が接続される2次巻線N2(第1の2次巻線N2)と2次巻線N2’(第2の2次巻線N2’)とを有して形成されている。この2次巻線N2および2次巻線N2’の各々は、1次巻線N1と疎結合とされており、この結果として、2次側回路は、2次巻線N2に生じるリーケージインダクタL2および2次巻線N2’生じるリーケージインダクタL2’を有するものとなされる。   In the circuit shown in FIG. 20, the converter transformer PIT includes a secondary winding N2 (first secondary winding N2) and a secondary winding N2 ′ (second secondary winding), each winding being connected by a center tap. Winding N2 ′). Each of the secondary winding N2 and the secondary winding N2 ′ is loosely coupled to the primary winding N1, and as a result, the secondary side circuit generates a leakage inductor L2 generated in the secondary winding N2. And the secondary winding N2 ′ has a leakage inductor L2 ′ generated.
2次側回路は、上述した、2次巻線N2と2次巻線N2’の直列接続の両端に、2次側並列共振コンデンサC2が並列に接続されている。また、2次側回路は、リーケージインダクタL2(第1の2次側リーケージインダクタ)と2次巻線N2(第1の2次巻線)に直列に接続される2次側直列共振コンデンサC3(第1の2次側直列共振コンデンサ)とで2次側直列共振周波数(第1の2次側直列共振周波数)が支配されるようにして形成される2次側直列共振回路(第1の2次側直列共振回路)を具備し、リーケージインダクタL2’(第2の2次側リーケージインダクタ)と2次巻線N2’(第2の2次巻線)に直列に接続される2次側直列共振コンデンサC3’(第2の2次側直列共振コンデンサ)とで2次側直列共振周波数(第2の2次側直列共振周波数)が支配されるようにして形成される2次側直列共振回路(第2の2次側直列共振回路)を具備する。本実施形態では、リーケージインダクタL2とリーケージインダクタL2’との各々のインダクタンスの値を等しく設定し、2次側直列共振コンデンサC3と2次側直列共振コンデンサC3’との各々のキャパシタンスの値を等しく設定し、第1の2次側直列共振周波数と第2の2次側直列共振回路との各々の共振周波数を等しく設定している。   In the secondary side circuit, the secondary side parallel resonant capacitor C2 is connected in parallel to both ends of the series connection of the secondary winding N2 and the secondary winding N2 'described above. Further, the secondary side circuit includes a secondary side series resonant capacitor C3 (in series connected to the leakage inductor L2 (first secondary side leakage inductor) and the secondary winding N2 (first secondary winding). A secondary side series resonance circuit (first 2nd series resonance capacitor) formed so that the secondary side series resonance frequency (first secondary side series resonance frequency) is dominated by the first secondary side series resonance capacitor). Secondary side series resonance circuit) and connected in series to the leakage inductor L2 ′ (second secondary leakage inductor) and the secondary winding N2 ′ (second secondary winding). A secondary side series resonant circuit formed such that the secondary side series resonant frequency (second secondary side series resonant frequency) is dominated by the resonant capacitor C3 ′ (second secondary side series resonant capacitor). (Second secondary series resonant circuit). In the present embodiment, the inductance values of the leakage inductor L2 and the leakage inductor L2 ′ are set to be equal, and the capacitance values of the secondary side series resonance capacitor C3 and the secondary side series resonance capacitor C3 ′ are set to be equal. The first secondary side series resonance frequency and the second secondary side series resonance circuit are set to be equal to each other.
また、2次側回路は、降圧コンバータ(第1の降圧コンバータ)として機能させるための高速ダイオードDo(第1の高速ダイオード)とインダクタLo(第1のインダクタ)と2次側平滑コンデンサCoとを具備している。また、2次側回路は、降圧コンバータ(第2の降圧コンバータ)として機能させるための高速ダイオードDo’(第2の高速ダイオード)とインダクタLo’(第2のインダクタ)と上述した2次側平滑コンデンサCoとを具備している。ここで、2次側平滑コンデンサCoを2つの降圧コンバータ(第1の降圧コンバータと第2の降圧コンバータ)で共用しているので、各々の降圧コンバータは並列接続されていることと等価な作用をする。   The secondary side circuit includes a high-speed diode Do (first high-speed diode), an inductor Lo (first inductor), and a secondary-side smoothing capacitor Co for functioning as a step-down converter (first step-down converter). It has. The secondary side circuit includes a high-speed diode Do ′ (second high-speed diode) and an inductor Lo ′ (second inductor) for functioning as a step-down converter (second step-down converter) and the above-described secondary-side smoothing. And a capacitor Co. Here, since the secondary side smoothing capacitor Co is shared by the two step-down converters (the first step-down converter and the second step-down converter), the operation equivalent to that the step-down converters are connected in parallel is achieved. To do.
図21に示す回路は、図20に示す回路と異なり、2次側並列共振コンデンサC2を高速ダイオードDo’と高速ダイオードDoとの直列接続回路に並列に接続し、インダクタLoとインダクタLo’とを個別部品ではなく、複合部品として構成するものである。   The circuit shown in FIG. 21 is different from the circuit shown in FIG. 20 in that a secondary parallel resonant capacitor C2 is connected in parallel to a series connection circuit of a high speed diode Do ′ and a high speed diode Do, and an inductor Lo and an inductor Lo ′ are connected. It is configured as a composite part, not an individual part.
図22に示すスイッチング電源回路は、図1に示すスイッチング電源回路に力率改善回路をさらに付加して力率の改善を図るものである。   The switching power supply circuit shown in FIG. 22 is intended to improve the power factor by further adding a power factor correction circuit to the switching power supply circuit shown in FIG.
図22に示すスイッチング電源回路の力率改善回路は、高速ダイオードD1、インダクタLiおよびコンデンサCNから形成されている。この力率改善回路は、1次側直列共振回路に流れる電流I1(図22を参照)が、1次側直列共振コンデンサC5、インダクタLiを介して流れ、このとき、高速ダイオードD1のカソードの電位が共振電流の振動周期で振動して、高速ダイオードD1はスイッチング動作をして、電流I1を断続的に1次側平滑コンデンサCiに流し込み、入力交流電流IACの流通角を拡大して力率を改善するものである。この回路の接続態様は以下のように説明することができる。1次側回路に流れる共振電流を1次側整流素子Diに対して一方向に流すために、1次側整流素子Diと1次巻線N1とに各々の端子が接続される高速ダイオードD1が配置されており、1次側回路に流れる共振電流を1次側平滑コンデンサCiに対して一方向に流すために、1次巻線N1と1次側平滑コンデンサCiとに各々の端子が接続されるインダクタLiを備えている。   The power factor correction circuit of the switching power supply circuit shown in FIG. 22 is formed of a high speed diode D1, an inductor Li, and a capacitor CN. In this power factor correction circuit, a current I1 (see FIG. 22) flowing through the primary side series resonance circuit flows through the primary side series resonance capacitor C5 and the inductor Li. At this time, the potential of the cathode of the high speed diode D1 Oscillates at the oscillation period of the resonance current, and the high speed diode D1 performs a switching operation to intermittently flow the current I1 into the primary side smoothing capacitor Ci, and increase the flow angle of the input AC current IAC to increase the power factor. It is an improvement. The connection mode of this circuit can be described as follows. In order to cause the resonance current flowing in the primary side circuit to flow in one direction with respect to the primary side rectifying element Di, a high-speed diode D1 having respective terminals connected to the primary side rectifying element Di and the primary winding N1 is provided. Each terminal is connected to the primary winding N1 and the primary smoothing capacitor Ci in order to allow the resonance current flowing in the primary circuit to flow in one direction with respect to the primary smoothing capacitor Ci. The inductor Li is provided.
図22に示すスイッチング電源回路は、入力交流電圧VACの範囲は85Vから264Vとされ、負荷電力Poの範囲は0Wから250Wの範囲とされ、出力直流電圧Eoは150Vとされている。このような仕様を実現するために、図22に示す回路における、具体的な諸定数について説明する。   In the switching power supply circuit shown in FIG. 22, the range of the input AC voltage VAC is 85 V to 264 V, the range of the load power Po is 0 W to 250 W, and the output DC voltage Eo is 150 V. In order to realize such specifications, specific constants in the circuit shown in FIG. 22 will be described.
コンバータトランスPITのフェライトコアとしては、EER型コアを用い、EER型コアのコアサイズとしてはEER−40(コアの型番)を用いた。EER型コアの内磁脚のギャップとしては、ギャップ長1.4mmに設定し、これによって1次巻線N1と2次巻線N2との磁気的な結合係数kの値としては、0.7の疎結合の状態を得るようにしている。1次巻線N1の巻数は42Tとし、1次側部分電圧共振コンデンサC1のキャパシタンスの値は330pFとし、1次側直列共振コンデンサC5のキャパシタンスの値は0.12μFとし、1次側平滑コンデンサCiのキャパシタンスの値は1000μFとした。   An EER type core was used as the ferrite core of the converter transformer PIT, and EER-40 (core model number) was used as the core size of the EER type core. The gap between the inner magnetic legs of the EER type core is set to a gap length of 1.4 mm. As a result, the value of the magnetic coupling coefficient k between the primary winding N1 and the secondary winding N2 is 0.7. To get a loosely coupled state. The number of turns of the primary winding N1 is 42T, the capacitance value of the primary side partial voltage resonance capacitor C1 is 330 pF, the capacitance value of the primary side series resonance capacitor C5 is 0.12 μF, and the primary side smoothing capacitor Ci. The capacitance value of 1000 μF.
また、力率改善回路については、電力回生方式の力率改善回路としており、インダクタLiのインダクタンスの値は35μH、コンデンサCNのキャパシタンスの値は1μFとした。   The power factor correction circuit is a power regeneration type power factor correction circuit, in which the inductance value of the inductor Li is 35 μH and the capacitance value of the capacitor CN is 1 μF.
2次巻線N2の巻き数は60Tとし、2次側直列共振コンデンサC3のキャパシタンスの値は0.033μFとし、2次側平滑コンデンサCoのキャパシタンスの値は1000μFとした。また、インダクタLoのコア材はEE−25(コアの型番)とし、ギャップを0.8mmとして、インダクタLoのインダクタンスの値としては585μHを得ている。また、2次側のスナバー回路のスナバーコンデンサCsのキャパシタンスの値は220pF、抵抗Rsの抵抗の値は1kΩ、2次側平滑コンデンサCoのキャパシタンスの値は1000μFとした。   The number of turns of the secondary winding N2 was 60T, the capacitance value of the secondary side series resonance capacitor C3 was 0.033 μF, and the capacitance value of the secondary side smoothing capacitor Co was 1000 μF. The core material of the inductor Lo is EE-25 (core model number), the gap is 0.8 mm, and the inductance value of the inductor Lo is 585 μH. In addition, the capacitance value of the snubber capacitor Cs of the secondary snubber circuit was 220 pF, the resistance value of the resistor Rs was 1 kΩ, and the capacitance value of the secondary smoothing capacitor Co was 1000 μF.
図23は、スイッチング周期における図22に示す回路の各部の動作波形を示す図である。図23に示す波形は、上段から下段に向かい、電圧V1(図22を参照)、電流IQ1(図22を参照)、電流I1(図22を参照)、電圧V2(図22を参照)、電圧V3(図22を参照)、電流I3(図22を参照)、電流Io(図22を参照)、出力直流電圧Eo(図22を参照)に含まれる交流電圧成分ΔEoの各々を示すものである。ここで、図23に示す各部の波形は、負荷電力が250W、入力交流電圧VACが100Vにおけるものである。   FIG. 23 is a diagram showing operation waveforms of respective parts of the circuit shown in FIG. 22 in the switching period. The waveforms shown in FIG. 23 are from the upper stage to the lower stage, and the voltage V1 (see FIG. 22), current IQ1 (see FIG. 22), current I1 (see FIG. 22), voltage V2 (see FIG. 22), voltage Each of AC voltage components ΔEo included in V3 (see FIG. 22), current I3 (see FIG. 22), current Io (see FIG. 22), and output DC voltage Eo (see FIG. 22) is shown. . Here, the waveform of each part shown in FIG. 23 is obtained when the load power is 250 W and the input AC voltage VAC is 100V.
図24に示す波形は、入力交流電圧VACの周期における図22に示す回路の各部の動作波形を示す図である。図24に示す波形は、上段から下段に向かい、入力交流電圧VAC(図22を参照)、入力交流電流IAC(図22を参照)、電圧V2(図22を参照)、電流I1(図22を参照)、電圧V3(図22を参照)、出力直流電圧Eo交流電圧成分ΔEoの各々を示すものである。ここで、図24に示す各部の波形は、負荷電力が250W、入力交流電圧VACが100Vにおけるものである。   The waveform shown in FIG. 24 is a diagram showing the operation waveform of each part of the circuit shown in FIG. 22 in the cycle of the input AC voltage VAC. The waveform shown in FIG. 24 is directed from the upper stage to the lower stage, and the input AC voltage VAC (see FIG. 22), the input AC current IAC (see FIG. 22), the voltage V2 (see FIG. 22), and the current I1 (see FIG. 22). Reference), voltage V3 (see FIG. 22), and output DC voltage Eo AC voltage component ΔEo. Here, the waveform of each part shown in FIG. 24 is obtained when the load power is 250 W and the input AC voltage VAC is 100V.
図25は、図22に示す実施形態のスイッチング電源回路の、負荷電力Poを横軸にして、負荷電力Poの値が0Wから250Wまでの範囲における、スイッチング素子Q1およびスイッチング素子Q2を駆動する信号の繰り返しの周波数fs、電力変換効率ηAC→DC、力率PFの各々を示している。図25において点線で示す各々のグラフは入力交流電圧が230Vにおける場合であり、実線で示す各々のグラフは入力交流電圧が100Vにおける場合である。   FIG. 25 shows signals for driving the switching element Q1 and the switching element Q2 in the range of the load power Po from 0 W to 250 W with the load power Po as the horizontal axis of the switching power supply circuit of the embodiment shown in FIG. Each of frequency fs, power conversion efficiency ηAC → DC, and power factor PF is shown. In FIG. 25, each graph indicated by a dotted line is when the input AC voltage is 230V, and each graph indicated by a solid line is when the input AC voltage is 100V.
図26および図27に示す各々の回路は、図22に示す回路の力率改善回路を変形する変形例のスイッチング電源回路を示すものである。図26に示すスイッチング電源回路の力率改善回路は、コンバータトランスPITに3次巻線N3を施して電圧帰還方式の力率改善としている。この場合に、1次巻線N1と2次巻線N2との極性の関係は減極性とされている。また、図27に示すスイッチング電源回路の力率改善回路は、1次巻線LT1と2次巻線LT2とを有する力率改善トランスVFTを具備する電圧帰還方式の力率改善としている。   Each of the circuits shown in FIG. 26 and FIG. 27 shows a switching power supply circuit of a modification that modifies the power factor correction circuit of the circuit shown in FIG. The power factor improvement circuit of the switching power supply circuit shown in FIG. 26 uses the tertiary winding N3 for the converter transformer PIT to improve the power factor of the voltage feedback system. In this case, the polarity relationship between the primary winding N1 and the secondary winding N2 is depolarized. Further, the power factor improvement circuit of the switching power supply circuit shown in FIG. 27 is a power feedback improvement of a voltage feedback system including a power factor improvement transformer VFT having a primary winding LT1 and a secondary winding LT2.
図28に示すスイッチング電源回路は、図8に示すスイッチング電源回路に、さらに、力率改善回路を付加したものである。   The switching power supply circuit shown in FIG. 28 is obtained by adding a power factor correction circuit to the switching power supply circuit shown in FIG.
図28に示すスイッチング電源回路は、入力交流電圧VACの範囲は85Vから264Vとされ、負荷電力Poの範囲は0Wから250Wの範囲とされ、出力直流電圧Eoは150Vとされている。このような仕様を実現するために、図28に示す回路における、具体的な諸定数について説明する。   In the switching power supply circuit shown in FIG. 28, the range of the input AC voltage VAC is 85 V to 264 V, the range of the load power Po is 0 W to 250 W, and the output DC voltage Eo is 150 V. In order to realize such specifications, specific constants in the circuit shown in FIG. 28 will be described.
コンバータトランスPITのフェライトコアとしては、EER型コアを用い、EER型コアのコアサイズとしてはEER−40(コアの型番)を用いた。EER型コアの内磁脚のギャップとしては、ギャップ長1.4mmに設定し、これによって、1次巻線N1と2次巻線N2との磁気的な結合係数kの値としては、0.7、1次巻線N1と2次巻線N2’との磁気的な結合係数kの値としては、0.7、の疎結合の状態を得るようにしている。1次巻線N1の巻数は42Tとし、1次側部分電圧共振コンデンサC1のキャパシタンスの値は330pFとし、1次側直列共振コンデンサC5のキャパシタンスの値は0.12μFとし、1次側平滑コンデンサCiのキャパシタンスの値は1000μFとした。   An EER type core was used as the ferrite core of the converter transformer PIT, and EER-40 (core model number) was used as the core size of the EER type core. The gap of the inner magnetic leg of the EER type core is set to a gap length of 1.4 mm, so that the value of the magnetic coupling coefficient k between the primary winding N1 and the secondary winding N2 is 0. 7. As a value of the magnetic coupling coefficient k between the primary winding N1 and the secondary winding N2 ′, a loosely coupled state of 0.7 is obtained. The number of turns of the primary winding N1 is 42T, the capacitance value of the primary side partial voltage resonance capacitor C1 is 330 pF, the capacitance value of the primary side series resonance capacitor C5 is 0.12 μF, and the primary side smoothing capacitor Ci. The capacitance value of 1000 μF.
また、力率改善回路については、電力回生方式の力率改善回路としており、インダクタLiのインダクタンスの値は35μH、コンデンサCNのキャパシタンスの値は1μFとした。   The power factor correction circuit is a power regeneration type power factor correction circuit, in which the inductance value of the inductor Li is 35 μH and the capacitance value of the capacitor CN is 1 μF.
2次巻線N2の巻き数は30Tとし、2次側直列共振コンデンサC3のキャパシタンスの値、および2次側直列共振コンデンサC3’のキャパシタンスの値は、各々0.068μFとし、2次側平滑コンデンサCoのキャパシタンスの値は1000μFとした。また、インダクタLoおよびインダクタLo’のコア材はEE−25(コアの型番)とし、ギャップを0.8mmとして、インダクタLoのインダクタンスの値、および、インダクタLo’のインダクタンスの値としては、各々400μHを得ている。また、2次側のスナバー回路のスナバーコンデンサCsのキャパシタンスの値は220pF、抵抗Rsの抵抗の値は2.2kΩ、2次側平滑コンデンサCoのキャパシタンスの値は1000μFとした。   The number of turns of the secondary winding N2 is 30T, and the capacitance value of the secondary side series resonance capacitor C3 and the capacitance value of the secondary side series resonance capacitor C3 ′ are each 0.068 μF. The value of Co capacitance was 1000 μF. The core material of the inductor Lo and the inductor Lo ′ is EE-25 (core model number), the gap is 0.8 mm, the inductance value of the inductor Lo, and the inductance value of the inductor Lo ′ are 400 μH, respectively. Have gained. In addition, the value of the capacitance of the snubber capacitor Cs of the secondary snubber circuit was 220 pF, the value of the resistor Rs was 2.2 kΩ, and the value of the capacitance of the secondary smoothing capacitor Co was 1000 μF.
図29は、スイッチング周期における図28に示す回路の各部の動作波形を示す図である。図29に示す波形は、上段から下段に向かい、電圧V1(図28を参照)、電流IQ1(図28を参照)、電流I1(図28を参照)、電圧V2(図28を参照)、電圧V3(図28を参照)、電流I3(図28を参照)、電流Io(図28を参照)、出力直流電圧Eo(図28を参照)に含まれる交流電圧成分ΔEoの各々を示すものである。ここで、図29に示す各部の波形は、負荷電力が250W、入力交流電圧VACが100Vにおけるものである。   FIG. 29 is a diagram showing operation waveforms of respective parts of the circuit shown in FIG. 28 in the switching period. The waveform shown in FIG. 29 is from the upper stage to the lower stage, and voltage V1 (see FIG. 28), current IQ1 (see FIG. 28), current I1 (see FIG. 28), voltage V2 (see FIG. 28), voltage Each of AC voltage components ΔEo included in V3 (see FIG. 28), current I3 (see FIG. 28), current Io (see FIG. 28), and output DC voltage Eo (see FIG. 28) is shown. . Here, the waveform of each part shown in FIG. 29 is obtained when the load power is 250 W and the input AC voltage VAC is 100V.
図30に示す波形は、入力交流電圧VACの周期における図28に示す回路の各部の動作波形を示す図である。図30に示す波形は、上段から下段に向かい、入力交流電圧VAC(図28を参照)、入力交流電流IAC(図28を参照)、電圧V2(図28を参照)、電流I1(図28を参照)、電圧V3(図28を参照)、出力直流電圧Eo交流電圧成分ΔEoの各々を示すものである。ここで、図30に示す各部の波形は、負荷電力が250W、入力交流電圧VACが100Vにおけるものである。   The waveform shown in FIG. 30 is a diagram showing the operation waveform of each part of the circuit shown in FIG. 28 in the cycle of the input AC voltage VAC. The waveforms shown in FIG. 30 go from the upper stage to the lower stage, and the input AC voltage VAC (see FIG. 28), the input AC current IAC (see FIG. 28), the voltage V2 (see FIG. 28), and the current I1 (see FIG. 28). Reference), voltage V3 (see FIG. 28), and output DC voltage Eo AC voltage component ΔEo. Here, the waveform of each part shown in FIG. 30 is obtained when the load power is 250 W and the input AC voltage VAC is 100V.
図31は、図28に示す実施形態のスイッチング電源回路の、負荷電力Poを横軸にして、負荷電力Poの値が0Wから250Wまでの範囲における、スイッチング素子Q1およびスイッチング素子Q2を駆動する信号の繰り返しの周波数fs、電力変換効率ηAC→DC、1次側回路に供給される直流の電圧Ei(図28を参照)、力率PFの各々を示している。図31において点線で示す各々のグラフは入力交流電圧が230Vにおける場合であり、実線で示す各々のグラフは入力交流電圧が100Vにおける場合である。   FIG. 31 shows signals for driving the switching element Q1 and the switching element Q2 in the range of the load power Po from 0 W to 250 W with the load power Po as the horizontal axis of the switching power supply circuit of the embodiment shown in FIG. Frequency fs, power conversion efficiency ηAC → DC, DC voltage Ei (see FIG. 28) supplied to the primary side circuit, and power factor PF are shown. In FIG. 31, each graph indicated by a dotted line is when the input AC voltage is 230V, and each graph indicated by a solid line is when the input AC voltage is 100V.
図32および図33に示す各々の回路は、図28に示すスイッチング電源回路の力率改善回路を変形する変形例のスイッチング電源回路を示すものである。図32に示すスイッチング電源回路の力率改善回路は、コンバータトランスPITに3次巻線N3を施して電圧帰還方式の力率改善としている。また、図33に示すスイッチング電源回路の力率改善回路は、1次巻線LT1と2次巻線LT2とを有する力率改善トランスVFTを具備する電圧帰還方式の力率改善としている。   Each of the circuits shown in FIG. 32 and FIG. 33 shows a switching power supply circuit of a modified example that modifies the power factor correction circuit of the switching power supply circuit shown in FIG. The power factor correction circuit of the switching power supply circuit shown in FIG. 32 uses the tertiary winding N3 for the converter transformer PIT to improve the power factor of the voltage feedback system. Further, the power factor improvement circuit of the switching power supply circuit shown in FIG. 33 is a power feedback improvement of a voltage feedback system including a power factor improvement transformer VFT having a primary winding LT1 and a secondary winding LT2.
図34に示すスイッチング電源回路は、図14に示すスイッチング電源回路に、さらに、力率改善回路を付加したものである。   The switching power supply circuit shown in FIG. 34 is obtained by adding a power factor correction circuit to the switching power supply circuit shown in FIG.
図34に示すスイッチング電源回路は、入力交流電圧VACの範囲は85Vから264Vとされ、負荷電力Poの範囲は0Wから250Wの範囲とされ、出力直流電圧Eoは150Vとされている。このような仕様を実現するために、図34に示す回路における、具体的な諸定数について説明する。   In the switching power supply circuit shown in FIG. 34, the range of the input AC voltage VAC is 85 V to 264 V, the range of the load power Po is 0 W to 250 W, and the output DC voltage Eo is 150 V. In order to realize such specifications, specific constants in the circuit shown in FIG. 34 will be described.
コンバータトランスPITのフェライトコアとしては、EER型コアを用い、EER型コアのコアサイズとしてはEER−40(コアの型番)を用いた。EER型コアの内磁脚のギャップとしては、ギャップ長1.4mmに設定し、これによって1次巻線N1と2次巻線N2との磁気的な結合係数kの値としては、0.7の疎結合の状態を得るようにしている。1次巻線N1の巻数は42Tとし、1次側部分電圧共振コンデンサC1のキャパシタンスの値は330pFとし、1次側直列共振コンデンサC5のキャパシタンスの値は0.12μFとし、1次側平滑コンデンサCiのキャパシタンスの値は1000μFとした。   An EER type core was used as the ferrite core of the converter transformer PIT, and EER-40 (core model number) was used as the core size of the EER type core. The gap between the inner magnetic legs of the EER type core is set to a gap length of 1.4 mm. As a result, the value of the magnetic coupling coefficient k between the primary winding N1 and the secondary winding N2 is 0.7. To get a loosely coupled state. The number of turns of the primary winding N1 is 42T, the capacitance value of the primary side partial voltage resonance capacitor C1 is 330 pF, the capacitance value of the primary side series resonance capacitor C5 is 0.12 μF, and the primary side smoothing capacitor Ci. The capacitance value of 1000 μF.
また、力率改善回路については、電力回生方式の力率改善回路としており、インダクタLiのインダクタンスの値は35μH、コンデンサCNのキャパシタンスの値は1μFとした。   The power factor correction circuit is a power regeneration type power factor correction circuit, in which the inductance value of the inductor Li is 35 μH and the capacitance value of the capacitor CN is 1 μF.
2次巻線N2の巻き数は60Tとし、2次側直列共振コンデンサC3のキャパシタンスの値は0.033μFとし、2次側平滑コンデンサCoのキャパシタンスの値は1000μFとした。また、インダクタLoのコア材はEE−25(コアの型番)とし、ギャップを0.8mmとして、インダクタLoのインダクタンスの値としては585μHを得ている。また、2次側並列共振コンデンサC2のキャパシタンスの値は0.022μF、2次側平滑コンデンサCoのキャパシタンスの値は1000μFとした。   The number of turns of the secondary winding N2 was 60T, the capacitance value of the secondary side series resonance capacitor C3 was 0.033 μF, and the capacitance value of the secondary side smoothing capacitor Co was 1000 μF. The core material of the inductor Lo is EE-25 (core model number), the gap is 0.8 mm, and the inductance value of the inductor Lo is 585 μH. The capacitance value of the secondary side parallel resonant capacitor C2 was 0.022 μF, and the capacitance value of the secondary side smoothing capacitor Co was 1000 μF.
図35は、スイッチング周期における図34に示す回路の各部の動作波形を示す図である。図35に示す波形は、上段から下段に向かい、電圧V1(図34を参照)、電流IQ1(図34を参照)、電流I1(図34を参照)、電圧V2(図34を参照)、電圧V3(図34を参照)、電流I3(図34を参照)、電流Io(図34を参照)、出力直流電圧Eo(図34を参照)に含まれる交流電圧成分ΔEoの各々を示すものである。ここで、図35に示す各部の波形は、負荷電力が250W、入力交流電圧VACが100Vにおけるものである。   FIG. 35 is a diagram showing operation waveforms of respective parts of the circuit shown in FIG. 34 in the switching period. The waveform shown in FIG. 35 is from the upper stage to the lower stage, and voltage V1 (see FIG. 34), current IQ1 (see FIG. 34), current I1 (see FIG. 34), voltage V2 (see FIG. 34), voltage Each of AC voltage components ΔEo included in V3 (see FIG. 34), current I3 (see FIG. 34), current Io (see FIG. 34), and output DC voltage Eo (see FIG. 34) is shown. . Here, the waveform of each part shown in FIG. 35 is obtained when the load power is 250 W and the input AC voltage VAC is 100V.
図36に示す波形は、入力交流電圧VACの周期における図34に示す回路の各部の動作波形を示す図である。図36に示す波形は、上段から下段に向かい、入力交流電圧VAC(図34を参照)、入力交流電流IAC(図34を参照)、電圧V2(図34を参照)、電流I1(図34を参照)、電圧V3(図34を参照)、出力直流電圧Eo交流電圧成分ΔEoの各々を示すものである。ここで、図36に示す各部の波形は、負荷電力が250W、入力交流電圧VACが100Vにおけるものである。   The waveform shown in FIG. 36 is a diagram showing an operation waveform of each part of the circuit shown in FIG. 34 in the cycle of the input AC voltage VAC. The waveforms shown in FIG. 36 go from the upper stage to the lower stage, and the input AC voltage VAC (see FIG. 34), the input AC current IAC (see FIG. 34), the voltage V2 (see FIG. 34), and the current I1 (see FIG. 34). Reference), voltage V3 (see FIG. 34), and output DC voltage Eo AC voltage component ΔEo. Here, the waveform of each part shown in FIG. 36 is obtained when the load power is 250 W and the input AC voltage VAC is 100V.
図37は、図34に示す実施形態のスイッチング電源回路の、負荷電力Poを横軸にして、負荷電力Poの値が0Wから250Wまでの範囲における、スイッチング素子Q1およびスイッチング素子Q2を駆動する信号の繰り返しの周波数fs、電力変換効率ηAC→DC、1次側回路に供給される直流の電圧Ei(図34を参照)、力率PFの各々を示している。図37において点線で示す各々のグラフは入力交流電圧が230Vにおける場合であり、実線で示す各々のグラフは入力交流電圧が100Vにおける場合である。   FIG. 37 shows signals for driving the switching element Q1 and the switching element Q2 in the range of the load power Po from 0 W to 250 W with the load power Po as the horizontal axis of the switching power supply circuit of the embodiment shown in FIG. Frequency fs, power conversion efficiency ηAC → DC, DC voltage Ei (see FIG. 34) supplied to the primary side circuit, and power factor PF. In FIG. 37, each graph indicated by a dotted line is when the input AC voltage is 230V, and each graph indicated by a solid line is when the input AC voltage is 100V.
図38および図39に示す各々の回路は、図34に示す回路の力率改善回路を変形する変形例のスイッチング電源回路を示すものである。図38に示すスイッチング電源回路の力率改善回路は、コンバータトランスPITに3次巻線N3を施して電圧帰還方式の力率改善としている。また、図39に示すスイッチング電源回路の力率改善回路は、1次巻線LT1と2次巻線LT2とを有する力率改善トランスVFTを具備する電圧帰還方式の力率改善としている。   Each of the circuits shown in FIGS. 38 and 39 shows a switching power supply circuit of a modification in which the power factor correction circuit of the circuit shown in FIG. 34 is modified. The power factor improvement circuit of the switching power supply circuit shown in FIG. 38 uses the tertiary winding N3 in the converter transformer PIT to improve the power factor of the voltage feedback system. Further, the power factor improvement circuit of the switching power supply circuit shown in FIG. 39 is a power feedback type of a voltage feedback system including a power factor improvement transformer VFT having a primary winding LT1 and a secondary winding LT2.
図22、図26、図27、図28、図32、図33、図34、図38および図39の各々に示すスイッチング電源回路の各々は、本実施形態のスイッチング電源回路が有する、構成部品の点数が少ないにも拘わらず、出力直流電圧に含まれるリップル成分とスパイク成分とが少ないという特徴に加えて、さらに、力率改善の効果を有するものである。そして、力率改善の効果は入力交流電圧の範囲が広範囲である場合にもおよび、その結果として入力交流電圧が広範囲なワイドレンジ化が図れるものである。   Each of the switching power supply circuits shown in FIGS. 22, 26, 27, 28, 32, 33, 34, 38, and 39 is a component of the switching power supply circuit of this embodiment. In addition to the feature that the ripple component and the spike component contained in the output DC voltage are small in spite of the small number of points, it further has the effect of improving the power factor. The effect of improving the power factor is achieved even when the range of the input AC voltage is wide, and as a result, the input AC voltage can be widened over a wide range.
また、本発明としては、上記各実施形態として示した構成に限定されるものではない。例えば、メインスイッチング素子(および補助スイッチング素子)については、例えばIGBT(Insulated Gate Bipolar Transisitor)、バイポーラトランジスタなど、MOSFET以外の素子を選定することも考えられる。   Further, the present invention is not limited to the configurations shown as the above embodiments. For example, regarding the main switching element (and auxiliary switching element), it is also conceivable to select an element other than the MOSFET, such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) or a bipolar transistor.
実施形態のスイッチング電源回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態の電源回路に用いられるコンバータトランスの断面図を示す図である。It is a figure which shows sectional drawing of the converter transformer used for the power supply circuit of embodiment. 実施形態の電源回路の各部の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement waveform of each part of the power supply circuit of embodiment. 実施形態の電源回路の各部の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement waveform of each part of the power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の負荷電力に対するスイッチング周波数、電力変換効率を示す図である。It is a figure which shows the switching frequency with respect to the load power of the switching power supply circuit of embodiment, and power conversion efficiency. 実施形態の変形例としての2次側回路を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the secondary side circuit as a modification of embodiment. 実施形態の変形例としての2次側回路を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the secondary side circuit as a modification of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態の電源回路の各部の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement waveform of each part of the power supply circuit of embodiment. 実施形態の電源回路の各部の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement waveform of each part of the power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の負荷電力に対するスイッチング周波数、電力変換効率を示す図である。It is a figure which shows the switching frequency with respect to the load power of the switching power supply circuit of embodiment, and power conversion efficiency. 実施形態の変形例としての2次側回路を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the secondary side circuit as a modification of embodiment. 実施形態の変形例としての2次側回路を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the secondary side circuit as a modification of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態の電源回路の各部の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement waveform of each part of the power supply circuit of embodiment. 実施形態の電源回路の各部の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement waveform of each part of the power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の負荷電力に対するスイッチング周波数、電力変換効率を示す図である。It is a figure which shows the switching frequency with respect to the load power of the switching power supply circuit of embodiment, and power conversion efficiency. 実施形態の変形例としての2次側回路を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the secondary side circuit as a modification of embodiment. 実施形態の変形例としての2次側回路を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the secondary side circuit as a modification of embodiment. 実施形態の変形例としての2次側回路を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the secondary side circuit as a modification of embodiment. 実施形態の変形例としての2次側回路を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the secondary side circuit as a modification of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態の電源回路の各部の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement waveform of each part of the power supply circuit of embodiment. 実施形態の電源回路の各部の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement waveform of each part of the power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の負荷電力に対するスイッチング周波数、電力変換効率を示す図である。It is a figure which shows the switching frequency with respect to the load power of the switching power supply circuit of embodiment, and power conversion efficiency. 実施形態のスイッチング電源回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態の電源回路の各部の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement waveform of each part of the power supply circuit of embodiment. 実施形態の電源回路の各部の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement waveform of each part of the power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の負荷電力に対するスイッチング周波数、電力変換効率、1次側回路に供給される直流の電圧、力率を示す図である。It is a figure which shows the switching frequency with respect to the load electric power of the switching power supply circuit of embodiment, power conversion efficiency, the voltage of the direct current | flow supplied to a primary side circuit, and a power factor. 実施形態のスイッチング電源回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態の電源回路の各部の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement waveform of each part of the power supply circuit of embodiment. 実施形態の電源回路の各部の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement waveform of each part of the power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の負荷電力に対するスイッチング周波数、電力変換効率、1次側回路に供給される直流の電圧、力率を示す図である。It is a figure which shows the switching frequency with respect to the load electric power of the switching power supply circuit of embodiment, power conversion efficiency, the voltage of the direct current | flow supplied to a primary side circuit, and a power factor. 実施形態のスイッチング電源回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching power supply circuit of embodiment. 背景技術のチュークコンバータを示す図である。It is a figure which shows the Chuk converter of background art. 背景技術の昇圧コンバータを示す図である。It is a figure which shows the step-up converter of background art. 背景技術の降圧コンバータを示す図である。It is a figure which shows the step-down converter of background art. 背景技術のチュークコンバータの等価回路を示す図である。It is a figure which shows the equivalent circuit of the Chuuk converter of background art. 背景技術のチュークコンバータの等価回路を示す図である。It is a figure which shows the equivalent circuit of the Chuuk converter of background art. 背景技術のチュークコンバータの等価回路を示す図である。It is a figure which shows the equivalent circuit of the Chuuk converter of background art. 背景技術のチュークコンバータの等価回路を示す図である。It is a figure which shows the equivalent circuit of the Chuuk converter of background art. 背景技術のスイッチング電源回路のスイッチング周期における1次側の電流を示す図である。It is a figure which shows the primary side electric current in the switching period of the switching power supply circuit of background art. 背景技術のスイッチング電源回路の2次側の電流を示す図である。It is a figure which shows the electric current of the secondary side of the switching power supply circuit of background art. 背景技術のスイッチング電源回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching power supply circuit of background art. 背景技術のスイッチング電源回路の各部の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement waveform of each part of the switching power supply circuit of background art. 背景技術のスイッチング電源回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching power supply circuit of background art. 背景技術のスイッチング電源回路の各部の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement waveform of each part of the switching power supply circuit of background art. 背景技術のスイッチング電源回路の構成を示す図である。It is a figure which shows the structure of the switching power supply circuit of background art. 背景技術のスイッチング電源回路の各部の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement waveform of each part of the switching power supply circuit of background art. 背景技術のスイッチング電源回路の各部の動作波形を示す図である。It is a figure which shows the operation | movement waveform of each part of the switching power supply circuit of background art.
符号の説明Explanation of symbols
1 制御回路、2 発振・ドライブ回路、AC 交流電源、B ボビン、C1 1次側部分電圧共振コンデンサ、C2 1次側並列共振コンデンサ、C3 2次側直列共振コンデンサ、C5 2次側直列共振コンデンサ、Ci 1次側平滑コンデンサ、CL1、CL2 フィルタコンデンサ、CMC コモンモードチョークコイル、CN コンデンサ、Co 1次側平滑コンデンサ、CR1、CR2 コア、Cs スナバーコンデンサ、D1 高速ダイオード、DD1、DD2 ボディダイオード、Di 1次側整流素子、Di1、Di2、Di3、Di4 ダイオード、Do 2次側整流素子、Do1、Do2、Do3、Do4 高速ダイオード、Eo 出力直流電圧、L1、L2 リーケージインダクタ、Li、Lo インダクタ、LT1 (VFTの)1次巻線、LT2 (VFTの)2次巻線、N1 (PITの)1次巻線、N2 (PITの)2次巻線、N3 (PITの)3次巻線、PIT コンバータトランス、Q1、Q2 スイッチング素子、Rs 抵抗、VFT 力率改善トランス   1 control circuit, 2 oscillation / drive circuit, AC AC power supply, B bobbin, C1 primary side partial voltage resonance capacitor, C2 primary side parallel resonance capacitor, C3 secondary side series resonance capacitor, C5 secondary side series resonance capacitor, Ci primary side smoothing capacitor, CL1, CL2 filter capacitor, CMC common mode choke coil, CN capacitor, Co primary side smoothing capacitor, CR1, CR2 core, Cs snubber capacitor, D1 high speed diode, DD1, DD2 body diode, Di 1 Secondary side rectifier, Di1, Di2, Di3, Di4 diode, Do Secondary side rectifier, Do1, Do2, Do3, Do4 high speed diode, Eo output DC voltage, L1, L2 leakage inductor, Li, Lo inductor, LT1 (VFT of) Secondary winding, LT2 (VFT) secondary winding, N1 (PIT) primary winding, N2 (PIT) secondary winding, N3 (PIT) tertiary winding, PIT converter transformer, Q1, Q2 switching element, Rs resistance, VFT power factor improving transformer

Claims (7)

  1. 交流電力を直流電力に変換する1次側整流素子と1次側平滑コンデンサとを有して形成される1次側整流回路で得られた直流電力を入力して交流電力を発生する1次側回路と、
    前記1次側回路で発生した交流電力を伝送するための1次巻線と2次巻線とが磁気的に疎結合とされて形成されるコンバータトランスと、
    前記2次巻線から負荷に定電圧の出力直流電圧を供給する2次側回路と、を備えるスイッチング電源回路であって、
    前記1次側回路は、
    前記1次巻線に交流電力を供給するハーフブリッジ接続とされ前記出力直流電圧を定電圧とするように制御される第1のスイッチング素子と第2のスイッチング素子と、
    前記コンバータトランスの1次巻線に生じるリーケージインダクと、前記第1のスイッチング素子に並列接続される1次側部分電圧共振コンデンサとで形成される1次側部分電圧共振回路と、
    前記コンバータトランスの1次巻線に生じるリーケージインダクタと、前記1次巻線に直列接続される1次側直列列共振コンデンサとで1次側直列共振周波数が支配されるようにして形成される1次側直列共振回路と、を具備し、
    前記2次側回路は、
    前記コンバータトランスの2次巻線に生じるリーケージインダクタと、前記2次巻線に直列接続される2次側直列共振コンデンサとで2次側直列共振周波数が支配されるようにして形成される2次側直列共振回路と、
    前記2次巻線に得られる交流電力を直流電力に変換して出力直流電圧を得る2次側直流出力電圧生成手段と、を具備し、
    前記2次側直流出力電圧生成手段は、
    前記2次側直列共振コンデンサと前記2次巻線との直列接続回路に並列に接続されるダイオードと、前記ダイオードに一端が接続されるインダクタと、前記インダクタの他端に接続される2次側平滑コンデンサと、を有して、前記2次巻線に生ずる電圧を降圧するように形成されることを特徴とするスイッチング電源回路。
    Primary side that generates AC power by inputting DC power obtained by a primary side rectifier circuit that includes a primary side rectifying element that converts AC power into DC power and a primary side smoothing capacitor. Circuit,
    A converter transformer formed by magnetically loosely coupling a primary winding and a secondary winding for transmitting AC power generated in the primary side circuit;
    A secondary circuit for supplying a constant output DC voltage from the secondary winding to a load, and a switching power supply circuit comprising:
    The primary circuit is
    A first switching element and a second switching element which are half-bridge connected to supply AC power to the primary winding and are controlled so that the output DC voltage is a constant voltage;
    A primary side partial voltage resonance circuit formed by a leakage inductor generated in the primary winding of the converter transformer and a primary side partial voltage resonance capacitor connected in parallel to the first switching element;
    1 formed such that a primary side series resonance frequency is dominated by a leakage inductor generated in the primary winding of the converter transformer and a primary side series string resonance capacitor connected in series to the primary winding. A secondary side series resonant circuit,
    The secondary circuit is
    A secondary formed so that a secondary side series resonant frequency is dominated by a leakage inductor generated in the secondary winding of the converter transformer and a secondary side series resonant capacitor connected in series to the secondary winding. Side series resonant circuit;
    A secondary-side DC output voltage generating means for converting the AC power obtained in the secondary winding into DC power to obtain an output DC voltage;
    The secondary side DC output voltage generating means includes:
    A diode connected in parallel to a series connection circuit of the secondary side series resonant capacitor and the secondary winding, an inductor having one end connected to the diode, and a secondary side connected to the other end of the inductor A switching power supply circuit comprising a smoothing capacitor and configured to step down a voltage generated in the secondary winding.
  2. 前記2次側回路は、
    スナバーコンデンサと抵抗との直列接続回路として形成されるスナバー回路を有し、
    前記スナバー回路は前記2次巻線N2に直接または交流的に並列に接続されることを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回路。
    The secondary circuit is
    A snubber circuit formed as a series connection circuit of a snubber capacitor and a resistor;
    The switching power supply circuit according to claim 1, wherein the snubber circuit is connected to the secondary winding N2 directly or in parallel in an alternating manner.
  3. 前記2次側回路は、
    前記2次巻線と直接または交流的に並列に接続される2次側並列共振コンデンサを有することを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回路。
    The secondary circuit is
    2. The switching power supply circuit according to claim 1, further comprising a secondary parallel resonant capacitor connected directly or in parallel with the secondary winding in parallel.
  4. 前記2次側回路は、
    センタータップによって各々の巻線が接続される第1の2次巻線と第2の2次巻線とを有して形成され、
    前記2次側直列共振回路は、
    前記第1の2次巻線に直列に接続される第1の2次側直列共振コンデンサとで形成される第1の2次側直列共振回路と、前記第2の2次巻線に直列に接続される第2の2次側直列共振コンデンサとで形成される第2の2次側直列共振回路と、を有して構成され、
    前記2次側直流出力電圧生成手段は、
    前記第1の2次側直列共振コンデンサと前記第1の2次巻線との直列接続回路に並列に接続される第1のダイオードと、前記第1のダイオードに一端が接続される第1のインダクタと、前記第1のインダクタの他端に接続される前記2次側平滑コンデンサと、
    前記第2の2次側直列共振コンデンサと前記第2の2次巻線との直列接続回路に並列に接続される第2のダイオードと、前記第2のダイオードに一端が接続される第2のインダクタと、前記第2のインダクタの他端に接続される前記2次側平滑コンデンサと、を有して、前記2次巻線に生ずる電圧を降圧するように形成されることを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回路。
    The secondary circuit is
    Formed with a first secondary winding and a second secondary winding to which each winding is connected by a center tap;
    The secondary side series resonant circuit is:
    A first secondary side series resonant circuit formed by a first secondary side series resonant capacitor connected in series with the first secondary winding; and in series with the second secondary winding. A second secondary side series resonant circuit formed by a second secondary side series resonant capacitor connected thereto,
    The secondary side DC output voltage generating means includes:
    A first diode connected in parallel to a series connection circuit of the first secondary side series resonant capacitor and the first secondary winding; and a first diode having one end connected to the first diode. An inductor, and the secondary smoothing capacitor connected to the other end of the first inductor;
    A second diode connected in parallel to a series connection circuit of the second secondary side series resonant capacitor and the second secondary winding; and a second diode having one end connected to the second diode. It has an inductor and the secondary side smoothing capacitor connected to the other end of the second inductor, and is formed so as to step down a voltage generated in the secondary winding. Item 4. The switching power supply circuit according to Item 1.
  5. 前記1次側回路は、
    前記1次側整流素子と前記1次側平滑コンデンサとの間に介在する力率改善回路を有し、
    前記力率改善回路は、
    前記1次側回路に流れる共振電流を前記1次側整流素子に対して一方向に流すために、前記1次側整流素子と前記1次巻線とに各々の端子が接続される高速ダイオードと、
    前記1次側回路に流れる共振電流を前記1次側平滑コンデンサに対して一方向に流すために、前記1次巻線と前記1次側平滑コンデンサとに各々の端子が接続されるインダクタと、を有することを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回路。
    The primary circuit is
    A power factor correction circuit interposed between the primary side rectifying element and the primary side smoothing capacitor;
    The power factor correction circuit is:
    A high-speed diode having respective terminals connected to the primary-side rectifying element and the primary winding in order to flow a resonance current flowing in the primary-side circuit in one direction with respect to the primary-side rectifying element; ,
    An inductor having respective terminals connected to the primary winding and the primary side smoothing capacitor in order to flow a resonance current flowing in the primary side circuit in one direction with respect to the primary side smoothing capacitor; The switching power supply circuit according to claim 1, comprising:
  6. 前記1次側回路は、
    前記1次側整流素子と前記1次側平滑コンデンサとの間に介在する力率改善回路を有し、
    前記力率改善回路は、
    前記1次側回路に流れる共振電流を前記1次側整流素子に対して一方向に流すために、前記1次側整流素子と前記コンバータトランスに巻回される3次巻線の一方の巻端との間にインダクタと高速ダイオードの直列接続回路が接続され、
    前記1次側回路に流れる共振電流を前記1次側平滑コンデンサに対して一方向に流すために、前記コンバータトランスに巻回される前記3次巻線の他方の巻端に前記1次側平滑コンデンサが接続されることを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回路。
    The primary circuit is
    A power factor correction circuit interposed between the primary side rectifying element and the primary side smoothing capacitor;
    The power factor correction circuit is:
    One winding end of a tertiary winding wound around the primary side rectifying element and the converter transformer in order to flow a resonance current flowing through the primary side circuit in one direction with respect to the primary side rectifying element. A series connection circuit of an inductor and a high-speed diode is connected between
    The primary side smoothing is provided at the other winding end of the tertiary winding wound around the converter transformer in order to cause the resonance current flowing in the primary side circuit to flow in one direction with respect to the primary side smoothing capacitor. The switching power supply circuit according to claim 1, wherein a capacitor is connected.
  7. 前記1次側回路は、
    前記1次側整流素子と前記1次側平滑コンデンサとの間に介在する力率改善回路を有し、
    前記力率改善回路は、
    前記1次側回路に流れる共振電流を前記1次側整流素子に対して一方向に流すために、力率改善トランスの1次巻線に接続される高速ダイオードと、
    前記1次側回路に流れる共振電流を前記1次側平滑コンデンサに対して一方向に流すために、前記コンバータトランスの前記1次巻線と前記1次側平滑コンデンサとの間に前記力率改善トランスの2次巻線が接続されることを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回路。
    The primary circuit is
    A power factor correction circuit interposed between the primary side rectifying element and the primary side smoothing capacitor;
    The power factor correction circuit is:
    A high-speed diode connected to the primary winding of the power factor correction transformer in order to cause the resonance current flowing in the primary side circuit to flow in one direction with respect to the primary side rectifying element;
    The power factor improvement is performed between the primary winding of the converter transformer and the primary-side smoothing capacitor in order to cause the resonance current flowing in the primary-side circuit to flow in one direction with respect to the primary-side smoothing capacitor. The switching power supply circuit according to claim 1, wherein a secondary winding of the transformer is connected.
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