JP2008048530A - Spatial vector modulation method of ac-ac direct converter - Google Patents

Spatial vector modulation method of ac-ac direct converter Download PDF

Info

Publication number
JP2008048530A
JP2008048530A JP2006221356A JP2006221356A JP2008048530A JP 2008048530 A JP2008048530 A JP 2008048530A JP 2006221356 A JP2006221356 A JP 2006221356A JP 2006221356 A JP2006221356 A JP 2006221356A JP 2008048530 A JP2008048530 A JP 2008048530A
Authority
JP
Japan
Prior art keywords
output
vector
ac
input
phase
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Granted
Application number
JP2006221356A
Other languages
Japanese (ja)
Other versions
JP4893151B2 (en
Inventor
Yugo Tadano
裕吾 只野
Original Assignee
Meidensha Corp
株式会社明電舎
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Meidensha Corp, 株式会社明電舎 filed Critical Meidensha Corp
Priority to JP2006221356A priority Critical patent/JP4893151B2/en
Publication of JP2008048530A publication Critical patent/JP2008048530A/en
Application granted granted Critical
Publication of JP4893151B2 publication Critical patent/JP4893151B2/en
Application status is Active legal-status Critical
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Images

Abstract

PROBLEM TO BE SOLVED: To control input and output waveforms to sine waves while reducing a common mode voltage and harmonics of input and output voltages even if an output line voltage command value is in a high-output/low-output voltage region and suppressing pulsation.
SOLUTION: The PWM control of the bi-directional switch of an AC-DC direct converter 3 is performed by a direct AC-AC conversion type spatial vector modulation method. The state of a basic vector obtained by developing a line voltage of a three-phase AC output on a two-phase static αβ axis is six simple oscillation vectors VXmax, VXmid, VXmin, VYmax, VYmid and VYmin and a zero vector Vz, and the Vol* selects five different spatial vectors in a low output voltage region and a high output voltage region with a region BL as a border out of an input voltage detection value Vi and an output current detection value Io. When the Vol* is in the high output voltage region, the spatial vector is selected from seven patterns of combinations satisfying conditions.
COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は、多相の交流電源から任意の電圧または周波数に変換した多相出力を得る交流−交流直接変換装置(マトリックスコンバータ)に係り、特に時々刻々と大きさ・位相が変化する空間ベクトルを入力/出力それぞれで表現し、使用する基本ベクトルを選択してデューティ演算する空間ベクトル変調方法に関する。 The present invention is an AC to obtain a multi-phase output that is converted to an arbitrary voltage or frequency from the multiphase AC power source - relates to AC direct conversion device (a matrix converter), the space vector that varies in particular every moment and magnitude and phase represented by each input / output, and select the basis vectors to be used on the spatial vector modulation method for duty operation.

従来から存在するこの種の交流−交流直接変換装置は、自己消弧形の半導体素子を用いた双方向スイッチを高速に切換え、単相または多相の交流入力を任意の電圧または周波数の電力に変換する変換装置であり、図1に基本構成を示す。 AC of this species conventionally existing - AC direct conversion device switches the bidirectional switch using a semiconductor element of self turn off type on the high speed, the AC input of the single-phase or multiphase power of arbitrary voltage or frequency a converter for converting, showing the basic structure in FIG. 三相交流電源1のR、S、Tの各相に入力フィルタ(InputFilter)2と双方向スイッチS1〜S9構成の交流−交流直接変換回路3を介挿し、制御装置(コントローラ)4によって各双方向スイッチを電源周波数よりも十分高い周波数でPWM制御することにより、入力電圧をモータなどの負荷Loadに直接に印加しながら任意の電圧または周波数に制御したU、V、Wの交流出力を得る。 Three-phase AC power supply 1 R, S, AC input filter (InputFilter) 2 and the bidirectional switch S1~S9 configuration to each phase of T - interposed AC direct conversion circuit 3, each of both the control unit (controller) 4 by PWM control at a sufficiently higher frequency than the direction switch power supply frequency to obtain an arbitrary voltage or U with controlled frequency, V, W the AC output while directly applied to the load load such as a motor input voltage. なお、双方向スイッチは、図示のように単方向スイッチを複数用いて構成する場合もある。 Note that the bidirectional switch may also be configured by using a plurality of unidirectional switches as shown.

ここで、交流−交流直接変換装置の制御法には、大きく分けて仮想DCリンク形(間接変換法)と直接AC−AC変換形との2つの方式がある。 Here, the AC - the control method of the AC direct conversion device, there are two methods of a virtual DC link type (the indirect conversion method) and direct AC-AC conversion shaped roughly. 仮想DCリンク方式では、仮想的に直流リンクを考えて仮想入力コンバータと仮想出力インバータを独立に制御できるように工夫したもので、従来の電流形PWMコンバータ+電圧形PWMインバータの構成に似ており、制御の考え方が容易になる。 The virtual DC link method is similar to the virtual direct current link which was devised to be able to control the virtual input converter and the virtual output inverter independently thinking, a conventional current source PWM converter + voltage-type PWM inverter configuration , to facilitate the concept of control. 一方で、入力側と出力側の各相が1:1で全て異なる相に結線するような6つのスイッチングパターンが発生しないという制約条件がある。 On the other hand, each phase of the input side and the output side is 1: 1 six switching patterns such that connection to all different phases at there is a constraint that does not occur. 直接AC−AC変換形では、上記のスイッチングパターンに制約条件が無い。 Direct AC-AC conversion form, constraint is not in the above switching patterns.

また、PWM制御するスイッチングパターンを生成する変調方式としては、主にキャリア比較方式と空間ベクトル方式がある。 Further, as a modulation method of generating a switching pattern to PWM control, there are mainly a carrier comparison system and spatial vector method. キャリア比較方式は三角波キャリアと正弦波との大小比較によりスイッチングパターンを生成するもので、仮想DCリンク方式に適用したキャリア比較方式としては、仮想コンバータのキャリア及び仮想PWMパルスから仮想インバータキャリアを生成することで、PWM制御のスイッチング回数を少なくかつ同数にしてスイッチング損失やノイズを低減し、出力電圧の制御精度を向上させるものが提案されている(例えば、特許文献1参照)。 The carrier comparison system and generates a switching pattern by comparison between the triangular wave carrier and the sinusoidal wave, as the carrier comparison method which is applied to the virtual DC link method, and generates a virtual inverter carrier from the carrier and virtual PWM pulse virtual converter it is the switching frequency of the PWM control reduced and in the same number to reduce switching losses and noise, those to improve the control accuracy of the output voltage has been proposed (e.g., see Patent Document 1).

仮想DCリンク形でキャリア比較による変調方式とする交流−交流直接変換装置で、仮想コンバータの仮想直流電圧の大きさをPAM(Pulse Amplitude Modulation)方式で制御することで出力電圧の大きさを調整し、仮想インバータでは出力周波数のみを制御する方法も提案されている(例えば、非特許文献1参照)。 AC and modulation scheme by the carrier compared with a virtual DC link type - in AC direct conversion device, and adjusting the magnitude of the output voltage by controlling the magnitude of the virtual direct current voltage of the virtual converter at PAM (Pulse Amplitude Modulation) scheme in the virtual inverter it has been proposed a method of controlling only the output frequency (for example, see non-Patent Document 1). この制御方法では、出力電圧が低出力領域の時に、電圧高低差の少ないパルスを用いるため、電圧高低差が大きいパルスに比べて、パルス幅を広くできる。 In this control method, when the output voltage is low output region, since the use of fewer pulses in voltage height difference, as compared with the pulse voltage larger height difference can widen the pulse width. また、コモンモード電圧が入力中間相電圧を基準にして変動する。 The common-mode voltage varies with respect to the input intermediate phase voltage. これらによって、出力電圧の高調波低減やコモンモード電圧を低減できる。 These can reduce the harmonic reduction and common mode voltage of the output voltage.

空間ベクトル方式は、交流−交流直接変換装置の出力電圧指令値に応じて瞬時空間ベクトルを選択する方式であり、この選択によりスイッチングパターンが決定される。 Space vector system, AC - a method of selecting an instantaneous space vector in accordance with the output voltage command value of the AC direct conversion device, the switching pattern is determined by this selection. この空間ベクトル方式を採用した交流−交流変換装置も提案されている(例えば、非特許文献2参照)。 The spatial vector method AC was employed - has been proposed AC converter (e.g., see Non-Patent Document 2). この空間ベクトル方式においては、時間積分した磁束鎖交数ベクトルの指令値軌跡に近づくように、回転ベクトル、最大単振動ベクトルおよび零ベクトルとを組み合わせて出力電圧の空間ベクトルを選ぶことにより、高調波成分の小さい出力電圧波形を得ると共に、高電圧出力時に誘導電動機駆動時の磁気騒音、トルクリップルを低減することができる。 In this space vector method, so as to approach the command value trajectory of the time integral of flux linkage vector, by selecting the space vector of the rotation vector, a combination of the maximum single vibration vector and the zero vector output voltage, harmonic with obtaining small output voltage waveform of the components, the magnetic noise when the induction motor driven during high voltage output, it is possible to reduce torque ripple.

さらに、変調方式が空間ベクトルではないが、直接AC/AC変換形の交流−交流直接変換装置で、空間ベクトルを用いて27つあるスイッチングパターンを適切に選ぶことで波形歪みを低減している(例えば、非特許文献3参照)。 Furthermore, the modulation scheme is not the space vector, the direct AC / AC conversion form exchange - in AC direct conversion device, thereby reducing the waveform distortion appropriately chooses that the 27-fold switching pattern by using space vector ( For example, see non-Patent Document 3).
特開2005−168198号公報 JP 2005-168198 JP

例えば、特許文献1や非特許文献1では、変調方式がキャリア比較方式で出力電圧の制御精度の向上、または出力電圧の高調波低減やコモンモード電圧の低減を行っているが、スイッチングによる位相、大きさの遷移を空間ベクトルの挙動によって把握することができる空間ベクトル方式ではスイッチングパターンを生成するプロセスが異なり、適用できない。 For example, Patent Document 1 and Non-Patent Document 1, the modulation method but is performing a reduction of the harmonic reduction and common mode voltage control accuracy of, or the output voltage of the output voltage at the carrier comparison method, phase by switching, in the space vector system can grasp the transition magnitude by the behavior of the space vector have different processes for generating a switching pattern, it can not be applied.

また、非特許文献2においては、出力電圧の高調波低減と高出力時のモータ負荷のトルクリップルを低減できるが、入力電流を任意の正弦波に制御することができないため、装置入力側の高調波が非常に大きくなる。 Further, in Non-Patent Document 2 can reduce the torque ripple of the motor load harmonics reduction and high output power of the output voltage, because the input current can not be controlled in any of a sine wave, harmonic of device input side wave becomes very large. したがって、この手法は、入力が系統電源に接続されないような用途に限定されてしまう。 Therefore, this approach, the input is limited to applications where not connected to the system power supply. また、コモンモード電圧の低減はできない。 In addition, it can not reduce the common-mode voltage.

一方、非特許文献3は、直接トルク制御/直接電力制御/切り換え制御則等を用いているが、入出力電流を直接切り換え制御するため、出力電流だけでなく入力電流も検出する必要がある。 On the other hand, Non-Patent Document 3, although with direct torque control / direct the power control / switching control law such as to direct the switching control output current, input current, not only the output current also needs to be detected. また、基本ベクトルの電圧誤差や位相差が大きくなるスイッチングパターンもあり、この場合には制御が遅くなることやスイッチング回数、スイッチング順序に無駄が生じ、高速な制御に不向きであることやコモンモード電圧の低減ができない。 There is also a switching pattern voltage error and phase difference of the basic vectors is large, it and the switching number of times that the control becomes slow in this case, waste occurs in the switching sequence, it is not suitable for high-speed control and common-mode voltage can not be reduced.

本発明の目的は、キャリア比較方式とスイッチングパターンを生成するプロセスが異なる空間ベクトル方式による変調方式で、入出力電圧の高調波低減およびコモンモード電圧の低減を図ることができ、または入出力の磁束ベクトルの脈動抑制を図ることができる交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法を提供することにある。 An object of the present invention, the modulation method based on spatial vector method which processes are different to generate a carrier comparison system and the switching pattern, input and output voltage harmonic reduction and can be reduced common-mode voltage, or the output flux and to provide a space vector modulation method for the AC direct conversion device - alternating current can be achieved pulsation suppression vectors.

前記の課題を解決するための本発明は、以下の方法を特徴とする。 The present invention for solving the above problems is characterized by the following method.

(1)多相の交流電源から交流−交流直接変換器の双方向スイッチを直接AC/AC変換形の空間ベクトルによる変調でPWM制御する交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法であって、 (1) multi-phase AC from the AC power supply - AC direct converters bidirectional switch directly AC / AC conversion form alternating PWM control with modulation by space vector of - a space vector modulation method for the AC direct conversion device,
多相交流出力の線間電圧を2相の静止αβ軸上に展開したベクトルの状態を、出力電圧指令値ベクトルVo*が存在するセクターの位相が遅れている単振動ベクトル軸をX軸、進んでいる単振動ベクトル軸をY軸と定義して、それぞれの軸で最大のベクトルVXmax、VYmaxと、中間のベクトルVXmid、VYmidと、最小のベクトルVXmin、VYminと、相電圧の中間電圧となる零ベクトルVzと、セクター内に1つ存在する回転ベクトルVrotを基本ベクトルとし、このうち出力線間電圧指令値Vol*が低出力電圧領域に存在するときには4つの単振動ベクトルVXmid、VXmin、VYmid、VYminと1つの零ベクトルVzとを選択し、出力線間電圧指令値Vol*が高出力電圧領域に存在するときには The state of the vector obtained by developing a line voltage of multi-phase AC output on the stationary αβ-axis of the two-phase, X-axis and the simple harmonic oscillation vector axis whose phase is delayed sector the output voltage command value vector Vo * exists, proceeds the Dale simple harmonic oscillation vector axis is defined as Y-axis, made up of vectors VXmax in each axis, and VYmax, intermediate vector VXmid, and VYmid, minimal vector VXmin, and VYmin, an intermediate voltage of the phase voltage zero and vector Vz, a basic vector one rotation vector Vrot that existing in the sector, four single vibration vector VXmid when these the output line voltage command value Vol * is present in the low output voltage region, VXmin, VYmid, VYmin when selecting the one zero vector Vz, when the output line voltage command value Vol * is present in the high output voltage region 4つの単振動ベクトルVXmax、VXmid、VYmax、VYmidと1つの零ベクトルVzとを選択し、 Four single vibration vector VXmax, VXmid, VYmax, the VYmid and one zero vector Vz selected,
前記選択した5つの基本ベクトルと、入力電流指令値Ii*および出力線間電圧指令値Vol*を静止αβ軸上に展開した入力電流指令値Iiα*、Iiβ*、出力線間電圧指令値Volα*、Volβ*および入力電圧検出値Vi、出力電流検出値Ioから、該5つの基本ベクトルのデューティを求めて入力と出力の波形を同時に正弦波化することを特徴とする。 And five basic vector obtained by the selection, the input current command value Ii * and output line voltage command value Vol * an input current command value developed on the stationary αβ-axis II alpha *, II beta *, the output line voltage command value Volarufa * , Volβ * and the input voltage detection value Vi, the output current detection value Io, characterized in that it simultaneously sinusoidal input and output waveforms seeking duty of the five basis vectors.

(2)前記線間電圧指令値Vol*が高出力電圧領域に存在するとき、 (2) when the line voltage command value Vol * is present in the high output voltage region,
・入力波形と出力波形を同時に正弦波化することができること、 · Input and output waveforms that can be simultaneously sinusoidal,
・スイッチング遷移に最大相と最小相間の直接転流がないこと、 - there is no direct commutation between a maximum phase and the minimum phase switching transition,
・1相ごとのスイッチング遷移が可能なこと、 - 1 phase each thing that can be switching transients,
の3つの条件を満たすことができる組み合わせの7パターンを決定し、この7パターンの中から前記5つの基本ベクトルを選択することを特徴とする。 Determine the 7 patterns of combinations that can be three conditions are met, and selects the five basic vectors from among the 7 patterns.

(3)前記デューティの演算は、Moore−Penroseの一般化逆行列を用いて演算することを特徴とする。 (3) calculation of the duty, characterized by calculation using the generalized inverse matrix of the Moore-Penrose.

(4)前記デューティの演算は、Moore−Penroseの一般化逆行列の解が、ひとつでも負となる場合、または5つの基本ベクトルのデューティの加算値が1とならない場合に、正当な解が得られるまで基本ベクトルの選択を切り換えることを特徴とする。 (4) calculation of the duty, the solution of the generalized inverse matrix of the Moore-Penrose is the case if a negative, or sum of duty of the five basis vectors does not become 1 even one legitimate solutions obtained wherein the switching the selection of the basis vectors to be.

(5)前記デューティの演算は、前記7パターンのうち、予め入力・出力セクターの位相情報だけから、その任意の入出力セクター状態で発生し得ないパターンを除外して演算することを特徴とする。 (5) calculation of the duty, of the 7 pattern, characterized in that only from the phase information of the previously input and output sector is calculated by excluding patterns that can not occur in any of its input and output sector states .

(6)前記デューティの演算は、前記出力電流検出値Ioに代えて、該出力電流検出値Ioと入力電流指令値Iiα*、Iiβ*との係数比較によって計算的に該入力電流指令値Iiα*、Iiβ*を求めることを特徴とする。 (6) calculation of the duty, instead of the output current detection value Io, the output current detection value Io as the input current command value II alpha *, II beta * computationally input current command value by a factor compared with II alpha * , and obtains the Iiβ *.

(7)前記デューティ演算は、システムに不安定な挙動を与える想定外の指令値が入力されたとき、フェールセーフモードとして仮想DCリンク方式と同様のベクトルを選択し、デューティ解を必ず得ることを特徴とする。 (7) the duty operation, when the command value unexpected giving unstable behavior in the system is input, characterized in that selecting the same vector and the virtual DC link method as a fail-safe mode, obtaining always the duty solution to.

以上のとおり、本発明によれば、入力・出力波形を正弦波に制御でき、出力線間電圧指令値が高出力および低出力電圧領域に存在するときにも入出力電圧の高調波低減およびコモンモード電圧の低減、脈動抑制を図ることができる効果がある。 As described above, according to the present invention can control the input and output waveforms to the sine wave, harmonic reduction and common also output voltage when the output line voltage command value is present in the high output and low output voltage region reduction mode voltage, there is an effect that it is possible to pulsation suppression.

図1の3相入力、3相出力の交流−交流直接変換装置を例に挙げ、以下に説明する。 3-phase input of Figure 1, AC three-phase output - an example of the AC direct conversion device will be described below. 入力電源の短絡と出力電流の不連続を起こさないスイッチング条件を考えると、9つの双方向スイッチは表1に示す27(3 3 )パターンの組み合わせに限定される。 Considering the switching condition not causing discontinuity of the short-circuit and the output current of the input power, the nine bidirectional switches is limited to the combination of 27 (3 3) pattern shown in Table 1.

この表1中、空間ベクトル上に存在する個々のベクトル(以下、基本ベクトル)について説明すると、S1,S2,S3は3相のうち2相のみを使ったスイッチングになる単振動ベクトルのグループ、R1は反時計方向回転ベクトルのグループ、R2は時計方向回転ベクトルのグループ、Zは出力電圧が常に零になる零ベクトルのグループである。 The In Table 1, each vector (hereinafter, basic vector) present in the space vector will be described., S1, S2, S3 is a group of simple harmonic oscillation vector of the switching using only two of the three phases, R1 a group of counter-clockwise rotation vector, R2 is a group of clockwise rotation vector, Z is a group of zero vector output voltage is always zero.

したがって、図1の交流−交流直接変換装置を正常に動作させるには、この27パターンの中から任意の状態を選択して制御する必要がある。 Therefore, exchange of Figure 1 - to work properly AC direct conversion device, it is necessary to control select any state from the 27 patterns. そこで、これら27のスイッチングパターンを、3相/2相変換により3相交流から2相の静止αβ軸上に展開すると、出力電圧の空間ベクトルは図2のように表現でき(図2は、入力相電圧位相θ=15度の例)、以下に本発明に適用する直接AC−AC変換形の空間ベクトルによる変調方式を簡単に説明する。 Therefore, the switching pattern of these 27, when deployed from the 3-phase AC by three-phase / two-phase conversion on the stationary αβ-axis of two phases, the space vector of the output voltage can be expressed as in FIG. 2 (FIG. 2, the input phase of a voltage phase theta = 15 degrees), briefly described a modulation scheme according to a space vector of the direct AC-AC conversion form applicable to the present invention below. .

交流−交流直接変換装置の出力UV間の線間電圧Vuvを静止α軸方向として基準にし、図2のような出力電圧の空間ベクトルを構成する。 AC - the basis of the line voltage Vuv between the output UV AC direct conversion device as a still α axially to form a space vector of the output voltage as shown in FIG. 2. 図2は、入力相電圧位相θが15度の例で、交流−交流直接変換装置はその瞬時の入力電圧の位相状態や大きさにより27つある基本ベクトルが変動し、入力電圧が3相交流電源であれば、電源周波数(例えば50Hz/60Hz)に同期して空間ベクトルも変動することになる。 Figure 2 is an example of an input phase voltage phase θ is 15 degrees, the AC - AC direct conversion device 27 one is basic vectors vary the phase state and the magnitude of the input voltage of the instantaneous, 3-phase AC input voltage if the power supply, also varies space vector in synchronism with the power supply frequency (e.g. 50 Hz / 60 Hz). この点が、通常のインバータ制御と異なる点である(通常のインバータで用いられる空間ベクトルは、入力電圧が直流のため、長さや位相が固定された6角形となる)。 This point is different from the normal inverter control (space vectors used in normal inverter, because the input voltage is DC, the hexagon length and phase is fixed).

また、交流−交流直接変換装置において仮想的に直流リンクを考えて制御する方式では、仮想コンバータと仮想インバータに分離して考えることができるため、入力側と出力側で個別に6角形の固定長・固定位相の空間ベクトルを用いることができる。 Further, the AC - AC in a method of controlling thinking virtually DC link in a direct conversion device, since it can be considered by separating the virtual converter and the virtual inverter, a fixed length of individual hexagonal on the input side and the output side and space vector of fixed phase can be used. したがって、制御が従来通りに単純化して容易になるが、仮想直流リンクは仮想上2本の線で入力相と出力相を結線する必要があるので、入力3相と出力3相のすべてを用いて接続する状態(表1におけるSTATE19〜24の6つのスイッチング状態)が表現できない。 Therefore, the control is becomes easier to simplify conventionally, a virtual DC link it is necessary to connect the input phase and the output phase in a virtual on two lines, with all of the input 3-phase output 3-phase connecting Te state (six switching states of STATE19~24 in Table 1) can not be expressed. そこで、本発明ではこの6つのスイッチング状態を有効活用するために、直接AC/AC変換形の空間ベクトルによる変調方式で制御を考えていく。 Therefore, in the present invention, in order to make best use of this six switching states, we consider a control modulation scheme according to a space vector of the direct AC / AC conversion form.

先述した基本ベクトルについて、表1に示すように6つのグループに分け、位相角30度の方向を正軸とした単振動ベクトルのグループを単振動ベクトルS1、位相角150度方向を正軸とした単振動ベクトルS2、位相角270度方向を正軸とした単振動ベクトルS3、長さは最大一定で反時計方向に回転する回転ベクトルR1、同じく長さ一定で時計方向に回転する回転ベクトルR2、および6角形の中心零点で固定された零ベクトルZ、以上6つのグループに分ける。 The foregoing was the basic vector divided into six groups as shown in Table 1, groups of single oscillation vector S1 of simple harmonic oscillation vectors and the direction of the phase angle of 30 degrees and Seijiku, and the phase angle 150 degrees direction and Seijiku simple harmonic oscillation vectors S2, simple harmonic oscillation vector S3, the phase angle 270 degrees direction is Seijiku, rotation vector R1 to rotate in the counterclockwise direction at maximum constant length, rotation vector R2 which rotates clockwise also by the length constant, and hexagonal zero vector Z which is fixed at the center zero point of, divided into six groups or more. これら各々の基本ベクトルは、入力電圧の位相θに依存、つまり入力電圧の角速度ω iに同期して変動する。 Basic vector, each of which depends on the phase θ of the input voltage, that is in synchronization with the angular velocity omega i of the input voltage fluctuates. また、ベクトルの長さ(6角形の大きさ)は入力線間電圧の大きさに対応する。 The length of the vector (hexagon size) corresponds to the magnitude of the input line voltage.

一方、入力電流の空間ベクトルについても同様の考え方で定義することができる。 On the other hand, it can be defined the same concept applies to the space vector of the input current. 図3は、出力電流位相φ=15度のときの入力電流の空間ベクトルを示しており、入力R相電流を静止α軸基準としている。 Figure 3 shows a space vector of the input current when the output current phase phi = 15 degrees, and the stationary α axis relative to the input R phase current. 交流−交流直接変換装置(マトリックスコンバータのような電源周波数より十分高い周波数でスイッチの切り替え制御するもの)は、出力電圧制御は入力電圧を切り刻んでPWM制御する電圧形インバータの要領で行い、入力電流制御は誘導性負荷を想定した出力電流(負荷電流)を切り刻んでPWM制御する電流形コンバータと同様になる。 AC - AC direct conversion device (which switching control of the switch at a frequency sufficiently higher than the power source frequency, such as a matrix converter), the output voltage control is performed in the manner of a voltage source inverter PWM control chopping the input voltage, input current control becomes similar to current-source converter for PWM controlling chopping the output current that assumes an inductive load (load current). したがって、入力電流の空間ベクトルは出力電流位相φ、つまり出力電流の角速度ω oに依存して変動する基本ベクトルによって表現される。 Thus, the space vector of the input current is expressed by the basic vectors varies depending on the output current phase phi, the words output current angular velocity omega o. また、ベクトルの長さはそのときの負荷(出力電流の大きさ)に依存する。 The length of the vector is dependent on the load at that time (the magnitude of the output current).

ここで、図2の出力電圧の空間ベクトルと、図3の入力電流の空間ベクトルの違いに着目する。 Here, the space vector of the output voltage of FIG. 2, is focused on the difference of the space vector of the input current in FIG. 表1で示したグループ分けは、図2の出力電圧の空間ベクトルを形成する基本ベクトルの種類に対応しており、図3の入力電流には対応していない。 Grouping shown in Table 1 corresponds to the type of the basic vectors which form the space vector of the output voltage of FIG. 2, the input current of the FIG. 3 does not correspond. 図4は、入力電流の空間ベクトル(左)と、出力電圧の空間ベクトル(右)を比較した例である(入力電圧位相θ=15度、出力電流位相φ=15度の場合)。 Figure 4 is a space vector of the input current (left) is an example comparing the space vector (right) of the output voltage (input voltage phase theta = 15 degrees, when the output current phase phi = 15 degrees). 図4(b)の出力電圧の空間ベクトルで単振動する基本ベクトルのグループは、図4(a)の入力電流の空間ベクトルでは同じ長さの基本ベクトルに展開される。 Group of basic vectors simple harmonic oscillation in the space vector of the output voltage of FIG. 4 (b), the space vector of the input current shown in FIG. 4 (a) is expanded to the basic vectors of the same length. 図4の負荷条件/位相条件で例えると、出力電圧の基本ベクトルで30度方向の単振動ベクトルS1軸は、入力側では6方向の軸それぞれにおける最大長の基本ベクトルに展開されている(図中のiRTT,iSTT,iSRR,iTRR,iTSS,iRSS)。 Analogy with load condition / phase condition of FIG. 4, a single vibration vector S1 axis 30 degree direction in the base vector of the output voltage at the input side is expanded to the fundamental vector of the maximum length in each of 6 directions axis (FIG. iRTT in, iSTT, iSRR, iTRR, iTSS, iRSS). また、回転ベクトルに関しては、出力電流位相に従って回転し、軸の基準がずれているものの出力側と同様に、固定長ベクトルで表現される。 As for the rotation vector rotates according to the output current phase, similar to the output side of which the reference axis is shifted, it is expressed by a fixed length vector.

以下、本発明の実施形態になる直接AC−AC変換形の空間ベクトル変調方式について述べる。 Hereinafter, we describe the space vector modulation method for directly AC-AC conversion type in accordance with embodiments of the present invention.

(実施形態1) (Embodiment 1)
非特許文献2のような手法を用いて出力線間電圧波形の改善およびスイッチング回数とコモンモード電圧の低減を制御目的とした場合、スイッチング回数低減により高調波が抑制されるものの入力電流は正弦波とならずに高調波を発生して、系統連系システムであれば電力系統に悪影響を与える。 If the reduced control purposes and improved switching times and the common mode voltage of the output line voltage waveform by using a technique such as Non-Patent Document 2, the input current of those harmonics are suppressed by the switching count reduction sinusoidal harmonics generated not become adversely affect the power system as long as system interconnection system. したがって、前記手法は系統連系システムでない用途や、別途高調波を減少させる何らかの装置を要するシステムに限定される。 Therefore, the method is the application and not a system interconnection system is limited to a system that requires some device to reduce the additional harmonics.

本実施形態では、直接AC/AC変換形の空間ベクトル変調法により、制御的に入力と出力の波形を同時に正弦波化する手法を提案する。 In this embodiment, the direct AC / AC conversion form of the spatial vector modulation method, we propose a method for simultaneously sinusoidal control to input and output waveforms.

非特許文献2では、3つの基本ベクトルを用いて出力のみ空間ベクトル変調している。 Non-Patent Document 2, only output using the three basic vectors are space vector modulation. 3つの出力電圧の基本ベクトルを調整することで、出力電圧の静止α軸方向、β軸方向の成分抽出、および3つの基本ベクトルのパルス出力時間(デューティ加算値)が演算周期時間Tに等しくなるように制御している。 By adjusting the basis vectors of the three output voltages, static α axial direction of the output voltage, beta axial component extraction, and pulse output time of the three basic vectors (duty addition value) is equal to the calculation cycle time T It is controlled so.

一方で、入力電流も制御するためには、入力側のα軸とβ軸方向を制御する2つの自由度がさらに必要と考える。 On the other hand, because the input current also controls is considered the two degrees of freedom and more necessary to control the α-axis and β-axis direction of the input side. したがって、入出力両方の波形を任意に制御するためには、合計5つの基本ベクトルの制御が最低でも必要である。 Therefore, in order to arbitrarily control the input and output both waveforms, control of a total of five basis vectors it is required at minimum. 図5に示す入力および出力空間ベクトルのセクター領域分けの定義において、入力位相指令値θIi*の存在するセクターが「1」、かつ、出力線間電圧指令値Vol*の存在するセクターが「1」のときを代表例として以下に説明する。 In the definition of sectors divided into regions of the input and output space vector shown in FIG. 5, the sector which exists in the input phase command value ShitaIi * is "1", and the output line voltage command value Vol * there sectors that is "1" will be described below as a representative example when the.

図6は、出力側空間ベクトルセクター「1」について、単振動ベクトルと回転ベクトル、および零ベクトルの合計8つを定義したものである。 6, the output side space vector sector "1" is a definition of a total of eight of the simple harmonic oscillation vector rotation vector, and zero vector. 図に示すように単振動ベクトルX軸とY軸を定義し、回転ベクトル方向軸をR軸とする。 Define the simple harmonic oscillation vectors X and Y axes as shown in FIG, the rotation vector axis and R-axis. X軸、Y軸に関しては、1セクター内にそれぞれ3つのベクトルが存在するので、瞬時値の大きい順にmax、mid、minの添え字を与えて表現する(VXmax、VXmid、VXmin、VYmax、VYmid、VYmin)。 X-axis, for Y-axis, since each there are three vectors in one sector, in descending order of the instantaneous value max, mid, represent giving subscript min (VXmax, VXmid, VXmin, VYmax, VYmid, VYmin). 回転ベクトル方向軸(R軸)は1セクター内に必ず1つのみ存在し、Vrotとおく。 Rotation vector axis (R-axis) always exists only one in one sector, put a Vrot. 零ベクトルVzは、入力相電圧の中間相を用いて表現し(例:入力相電圧の大きさの関係がR>S>Tの関係であるならば、S相が中間相なので表1のスイッチングステートZ2:双方向スイッチの接続状態がSSSを用いる)、零ベクトルVzに用いる中間相は入力位相指令値θIi*が存在する入力セクター「1〜12」の判別で自動的に決定される(入力セクター3、4、9、10→RRR、1、2、7、8→SSS、5、6、11、12→TTT)。 Zero vector Vz is expressed using an intermediate phase of an input phase voltage (eg if the relationship magnitude of the input phase voltage is the relationship R> S> T, in Table 1 because S phase is the intermediate phase switching state Z2: using the connection state of the bidirectional switch SSS), an intermediate phase used for the zero vector Vz is automatically determined by the determination of the input sector "1 to 12" in which the input phase command value ShitaIi * exists (input sector 3,4,9,10 → RRR, 1,2,7,8 → SSS, 5,6,11,12 → TTT). 入力相電圧の中間相を零ベクトルとすることにより、出力側の波形制御の電圧基準となる相が常に中間相となることから、コモンモード電圧の低減が可能となる。 By intermediate phase of the input phase voltages to a zero vector, a phase as a voltage reference waveform control of the output side is always the fact that the intermediate phase, it is possible to reduce the common mode voltage. また、単振動ベクトルと回転ベクトルは、入力位相指令値θIi*が存在する入力セクターの領域とその位相状態から、スイッチングステートとそのベクトルの大きさ・位相が決定される。 The rotation vector and simple harmonic oscillation vectors are from the region and the phase state of the input sector where an input phase command value ShitaIi * exists, the magnitude and phase of the switching state and the vector is determined.

ところで、入出力波形を正弦波化するためには、図6で定義した基本ベクトル8つの中から5つを選択して空間ベクトル変調する必要がある。 Incidentally, the input and output waveforms to sinusoidal, it is necessary to space vector modulation by selecting five out of one basic vectors 8 defined in FIG. 1セクター内における基本ベクトルの選択パターンは、 85 =56パターン存在することになり、この中から適宜、制御方針に沿った最適パターンを選択して変調制御する。 Selection pattern of basis vectors in the one sector will be present 8 C 5 = 56 patterns, suitably from the optimum pattern selected and the modulating control along the control policy.

この選択手法として、回転ベクトル1つ、零ベクトル1つ、単振動ベクトル3つを用いて制御する手法を本願出願人は提案している。 As the selection method, the rotation vector one, one zero vector, the present applicant a method of control using the three simple harmonic oscillation vectors are proposed. この手法では、入力空間ベクトルも出力空間ベクトルも60度位相差内の5つの基本ベクトルで構成されており、入出力波形の正弦波化とスイッチング回数低減、最大相と最小相間の直接転流防止を実現できる。 In this approach, the input space vector also output space vector also is composed of five basic vectors in the 60-degree phase difference, sinusoidal and the switching times reduction of the input and output waveforms, direct commutation prevented between the maximum phase and the minimum phase It can be realized.

本実施形態は、上記の選択手法と同様に、入出力波形の正弦波化を図りながら、出力電圧のPWMパルス落差を低減する手法を提案する。 This embodiment is similar to the above selection method, while achieving the sinusoidal input and output waveforms, we propose a method of reducing the PWM pulse drop of the output voltage. まず、出力線間電圧指令値Vol*が低出力電圧領域に存在する事例について説明する。 First, the output line voltage command value Vol * will be described cases are present in the low output voltage region.

電圧誤差低減について説明する。 It will be described voltage error reduction. 図7は、出力側空間ベクトルにおいて低出力電圧領域と高出力電圧領域を定義したものである。 Figure 7 is a definition of a low output voltage area and high output voltage region in the output side space vector. 出力線間電圧指令値Vol*が、境界線BLの内側のとき(つまり境界よりも絶対値の小さい領域)は低出力電圧領域、境界線BLより外側の領域は高出力電圧領域とする。 Output line voltage command value Vol * is, when the inner boundary line BL (regions absolute value smaller than that is the boundary) the low output voltage region, the region outside the boundary line BL is set to the high output voltage region. また、境界線BL上の場合は、低出力領域、高出力領域のどちらとするかは、任意に定めるものとする。 In the case of the boundary line BL, and a low output area, either with either a high output region shall be determined arbitrarily.

本実施形態での空間ベクトル変調は、5つの基本ベクトルのデューティを決定してPWM制御を行うことにより、入力・出力ともに1制御周期内で積分的に電圧指令値に一致させる手法である。 Space vector modulation in the present embodiment, by making a decision to PWM control the duty of the five basic vectors is a technique to match the integration to the voltage command value in 1 control cycle in both input and output. ここで、出力側の空間ベクトル変調の高調波について着目する。 Here, paying attention to the output side harmonics of the space vector modulation. 図8は、入力位相θ=15°の時の出力セクター「1」について示したものである。 Figure 8 is a graph showing the output sector when the input phase theta = 15 ° "1". 図9は、図8の状態において、1制御周期内における出力線間電圧指令値Vuv*とPWMパルスの関係をUV線間について示したものである。 9, in the state of FIG. 8 illustrates the inter-UV rays the relationship between the output line voltage command value Vuv * and the PWM pulses in one control cycle. どちらも同じ電圧指令値が入力されており、1制御周期内のPWMパルスの積分値は電圧指令値の大きさに一致している。 Both are input the same voltage command value, the integral value of the PWM pulses within one control period are matched to the magnitude of the voltage command value.

図8において、従来の仮想DCリンクPWM方式では、電圧利用率も最も良い単振動ベクトルの最大値と2番目に大きな単振動ベクトルを用いて制御していた。 8, in the conventional virtual DC link PWM scheme, it has been controlled by using a large single vibration vector to the maximum value and the second best single vibration vector is also the voltage utilization factor. 図8の例では、RTR、RSR、RTT、RSS、および零電圧SSSを用いることになるので、図9のように、出力線間電圧指令値Vuv*に対して入力線間電圧VrtとVrsのパルスを出力することになる。 In the example of FIG. 8, RTR, RSR, RTT, RSS, and it means the use of zero voltage SSS, as shown in Figure 9, the voltage Vrt and Vrs between the input lines to the output line voltage command value Vuv * will output a pulse. 入力線間電圧Vrtはその瞬時における最大の入力線間電圧であり、これを用いると電圧利用率を高めることができるものの、低出力電圧領域では電圧指令値に対して大きな差をもつパルスとなる。 Voltage Vrt between the input lines is the maximum input line voltage at the moment, although it is possible to enhance the use the voltage utilization rate which becomes a pulse having a large difference with respect to the voltage command value in the low output voltage region . また、偏差の大きいパルスを出力することでパルス幅も狭くなるため、デッドタイム等でパルス出力の削られる割合が大きくなり、電圧誤差に影響を与えやすい。 Also, since the narrower the pulse width by outputting a large pulse of the deviation, proportion of cut of the pulse output is increased by the dead time, etc., it tends to affect the voltage error.

そこで、本実施形態では、電圧指令値が小さい領域においては、単振動ベクトルの最大値(つまり図8におけるRTRやRTT)の代わりに、単振動ベクトルの最小値(図8におけるSTTやSTS)を用いることで、より電圧指令値に近い値のパルスを出力させる。 Therefore, in this embodiment, in the region the voltage command value small, instead of the maximum value of the simple harmonic oscillation vectors (i.e. RTR and RTT in FIG. 8), the minimum value of the simple harmonic oscillation vectors (STT and STS in FIG. 8) the use, to output the value of the pulse closer to the voltage command value. 図9は、そのときのパルス出力の様子を示したものであるが、従来方式の入力線間電圧Vrtを出力することなく、出力線間電圧指令値Vuv*に近い値である入力線間電圧Vstを出力することで、従来方式よりも全体的にパルス出力時間が増加している(パルスの出力されない時間:零電圧出力時間が減少している)。 FIG. 9 is shows how the pulse output at that time, the conventional system of the input line voltage without outputting Vrt, output line voltage command value Vuv * input line voltage is close to the value by outputting the Vst, overall pulse output time than conventional method is increased (pulse output without time: zero voltage output time is reduced). これにより、デッドタイムによるパルス出力の削られる割合が少なくなり、電圧誤差に対する影響度を低減することができるため、より高精度な制御が可能となる。 Thus, the rate is reduced to cut the pulse output by the dead time, it is possible to reduce the influence on the voltage error, thereby enabling more precise control. 特に、極低電圧領域では、最小オンパルス幅(パルス欠け)の改善が期待できる。 In particular, in the extremely low voltage region it can be expected to improve the minimum pulse width (pulse absent).

以上のように、出力側の空間ベクトルから選択すべき5つの基本ベクトルを優先的に決定し、入力側空間ベクトルはそれに対応するものを利用する。 As described above, to determine the output side five basis vectors to be selected from the space vector of preferentially, the input side space vector utilizes those corresponding thereto. 5つの基本ベクトルのデューティ演算に関しては、三角公式等を用いて幾何学的に解く手法や、逆行列を演算する手法で計算できるが、本実施形態ではMoore−Penroseの一般化逆行列を用いて演算し、入力・出力波形ともに正弦波化する例を以下に説明する。 Five regard to the duty operation of the basis vectors, and methods of solving geometrically with triangular official etc., can be calculated by a method of calculating the inverse matrix, in the present embodiment by using a generalized inverse matrix of the Moore-Penrose calculated, an example of sinusoidal both input and output waveforms below.

上述のように5つの基本ベクトルを選択した上で、入力電流指令値Ii*および出力線間電圧指令値Vol*を静止αβ軸上に展開した値Iiα*、Iiβ*、およびVolα*、Volβ*を与える。 On selected five basis vectors as described above, the value developed the input current command value Ii * and output line voltage command value Vol * on the stationary αβ-axis II alpha *, II beta *, and Volα *, Volβ * give. また、便宜上、5つの基本ベクトル「VXmid、VXmin、VYmid、VYmin、Vz」を出力側で「V1、V2、V3、V4、V5」、入力側で「I1、I2、I3、I4、I5」と定義し直す(例:図10)。 For convenience, the five basis vectors "VXmid, VXmin, VYmid, VYmin, Vz" on the output side to "V1, V2, V3, V4, V5 ', at the input side and" I1, I2, I3, I4, I5 " redefined (e.g. FIG. 10). 入出力それぞれで、5つの基本ベクトルを静止αβ軸に分解し、「I1α、I2α、I3α、I4α、I5α」「I1β、I2β、I3β、I4β、I5β」、「V1α、V2α、V3α、V4α、V5α」「V1β、V2β、V3β、V4β、V5β」とする。 Input and output, respectively, the five basic vectors decomposed into stationary αβ-axis, "I1α, I2α, I3α, I4α, I5α" "I1β, I2β, I3β, I4β, I5β", "V1α, V2α, V3α, V4α, V5α "and" V1β, V2β, V3β, V4β, V5β ". 求めるべき5つの基本ベクトルのデューティを「d1、d2、d3、d4、d5」とし、これらの加算値はd1+d2+d3+d4+d5=1となるから、以上より数式(1)を導くことができる。 The duty of the five basis vectors to be obtained as "d1, d2, d3, d4, d5", since these added values ​​becomes d1 + d2 + d3 + d4 + d5 = 1, can be derived equation (1) From the above.

ここで、出力線間電圧指令値Vol*に関しては駆動したい負荷に合わせて任意に与えればよいが、入力電流指令値Ii*に関しては、交流−交流直接変換装置の原理上、その大きさは出力する負荷電流に依存して決定される。 Here, may be given arbitrarily but in terms output line voltage command value Vol * according to the load to be driven, with respect to the input current command value Ii *, AC - the principle of AC direct conversion device, its size is output It is determined depending on the load current. したがって、入力電流指令値Ii*の大きさについては出力電圧指令値Vol*の大きさと独立に制御することはできない。 Accordingly, the input current command value Ii * in size can not be controlled to output voltage command values ​​Vol * size and independence. そこで、交流−交流直接変換装置の入力−出力間の三相瞬時有効電力は等しいという関係と、入力位相指令θ*で入力無効電力を調整する条件から、(2)式のようにIiα*、Iiβ*に関する連立方程式を導く。 Therefore, the AC - input AC direct conversion device - a three-phase instantaneous active power between the output and the relationship of equal from the condition of adjusting the input reactive power at the input phase command theta *, II alpha as (2) *, It leads to the simultaneous equations for Iiβ *.

なお、Viは入力相電圧、Vo*は出力電圧指令の相電圧、Ioは出力電流検出値で、それぞれαβ軸変換している。 Incidentally, Vi is the input phase voltage, Vo * is the phase voltage of the output voltage command, Io is the output current detection value, they are respectively converted αβ axis. また、無効電力調整用の入力位相指令θ*は、入力相電圧位相に対する入力電流位相の差(θIi−θVi)である。 The input phase command for the reactive power regulator theta * is the difference between the input current phase with respect to the input phase voltage phase (θIi-θVi).

(2)式を解くと、(3)式のようになり、入力相電圧検出値Vi、出力電圧指令値Vol*、出力電流検出値Ioの情報を用いて、(1)式左辺のIiα*、Iiβ*を計算的に求めることができる。 (2) Solving equation (3) is as equation input phase voltage detection value Vi, the output voltage command value Vol *, by using the information of the output current detection value Io, (1) left side of equation of II alpha * , it is possible to obtain the Iiβ * computationally.

なお、Vilは入力線間電圧である。 Incidentally, Vil is the voltage across the input lines.

5つの基本ベクトルのデューティd1〜d5は、(1)式の逆行列を演算することで、(4)式のように求めることができる。 Duty d1~d5 five basic vectors by calculating the inverse matrix of equation (1) can be obtained as equation (4).

以上、本実施形態では、図7で定義する低出力電圧領域において、4つの単振動ベクトルVXmid、VXmin、VYmid、VYmin、および零ベクトルVzの5つの基本ベクトルを選択し、出力電流検出値Ioと(1)〜(4)式のデューティ演算式から5つの基本ベクトルの出力時間を決定する。 Above, in this embodiment, in the low output voltage region defined in FIG. 7, four single vibration vector VXmid, VXmin, VYmid, select five basic vectors of VYmin, and zero vector Vz, the output current detection value Io (1) determining the output time of the five basis vectors from ~ (4) of the duty operation expression.

本実施形態によれば、入出力波形を同時に正弦波化して、低出力電圧領域において出力電圧のPWMパルス落差を最小限として出力電圧高調波を低減することができる手段を備えた直流AC−AC変換形の交流−交流直接変換装置となる。 According to this embodiment, the sinusoidal input and output waveforms at the same time, direct AC-AC provided with means capable of reducing the output voltage higher harmonics as a minimum PWM pulse drop of the output voltage in the low output voltage region AC conversion shaped - the AC direct conversion device. また、極低電圧領域において、デッドタイムによるパルス欠けの影響を低減し、より高精度な電圧出力が得られる。 Further, in the extremely low voltage region, and reduce the effect of pulse missing by the dead time, more accurate voltage output can be obtained.

(実施形態2) (Embodiment 2)
実施形態1では、(3)式において出力電流検出値Ioを用いて入力電流指令値Ii*を計算している。 In the first embodiment, and calculate the input current command value Ii * using the output current detection value Io in equation (3). したがって、出力電流の検出が必須となり、電流センサ等の検出手段を用いる必要がある。 Therefore, the detection of the output current required and it is necessary to use a detecting means such as a current sensor. そこで、本実施形態では出力電流を検出することなく、5つの基本ベクトルのデューティ(出力時間)を演算できる手法を提案する。 Accordingly, without detecting the output current in this embodiment, we propose a method capable of calculating the duty (output time) of the five basic vectors.

デューティ演算までの手順は実施形態1と同様であるが、(3)式における出力電流検出値Ioα、Ioβを使用しない点が異なる。 The procedure up to duty operation is similar to that of Embodiment 1, different points that do not use the output current detection value Ioα, Ioβ in (3) below. まず、(1)式の係数行列中の「I1α、I2α、I3α、I4α、I5α」「I1β、I2β、I3β、I4β、I5β」を、すべてIoα、Ioβの関係式に変換して係数比較する。 First, it compares coefficients by converting (1) of the coefficient matrix in the "I1α, I2α, I3α, I4α, I5α" "I1β, I2β, I3β, I4β, I5β", all Ioarufa, the relational expression Iobeta. 例えば、(1)式の3行目Ioαに関する式に着目して、図11の空間ベクトルの状態(I1=RSS、I2=RSR、I3=RTT、I4=RTR、I5=SSS)を代表して説明する。 For example, (1) in view of the equation for line 3 Ioα of formula, on behalf of the state (I1 = RSS, I2 = RSR, I3 = RTT, I4 = RTR, I5 = SSS) of the space vector of Fig. 11 explain. この状態における(1)式を展開すると、(5)式のように表現できる。 Expanding equation (1) in this state, it can be expressed as (5) below.

なお、本例以外のスイッチング状態(I1〜I5に適用されるスイッチング状態がどのような場合)でも、(5)式のようにIoα、Ioβの係数で表現できる。 Incidentally, even (if the switching state is what applied to I1 to I5) switching state other than the present embodiment can be expressed Ioarufa, by a factor of Ioβ as equation (5). また、I1α〜I5αのデューティ係数は、全てテーブル展開すれば、基本ベクトルに応じて選択するだけでよい。 Further, the duty factor of I1α~I5α, if all table deployment, it is only selected according to the basic vector.

(5)式の左辺Iiα*に、(3)式のIiα*を代入すると、左辺と右辺がIoα、Ioβでそれぞれ係数比較できるため、Ioα、Ioβの出力電流検出値を消去できる。 To (5) of the left-hand II alpha *, (3) Substituting II alpha * of Formula, for left and right side Ioarufa, can each coefficient comparison with Iobeta, can be erased Ioarufa, the output current detection value Iobeta. すなわち、係数比較の必要十分条件から、(6)式を導くことができる。 In other words, the necessary and sufficient condition coefficient comparison can be derived equation (6).

Iiβ*についても同様に係数比較で任意のデューティの関係式が導かれる。 Relationship of any duty can be derived by similarly factor also compared II beta *. 以上から、Vo1*とデューティの関係式も含めて行列形式で一般化表現すると(7)式となる。 From the above, it is generalized representation (7) and in matrix form including the Vo1 * and duty relationship.

ここで、Kva1〜Kva5は、それぞれKvaan(係数:n=1〜5)・Vi1a+Kvabn(係数:n=1〜5)・Vi1bである。 Here, Kva1~Kva5 each Kvaan (coefficient: n = 1~5) · Vi1a + Kvabn (coefficient: n = 1 to 5) is · Vi1b. Kvb1〜Kvb5は、それぞれKvban(係数:n=1〜5)・Vi1a+Kvbbn(係数:n=1〜5)・Vi1bである。 Kvb1~Kvb5 each Kvban (coefficient: n = 1~5) · Vi1a + Kvbbn (coefficient: n = 1 to 5) is · Vi1b. nはベクトル番号1〜5、d1〜d5は5つの基本ベクトルを用いた空間ベクトルのデューティ、Volα*とVolβ*は出力線間電圧指令、Iixx(Iiaa:Iiα*を求める式のIoαの項に掛ける係数、Iiab:Iiα*を求める式のIoβの項に掛ける係数、Iiba:Iiβ*を求める式のIoαの項に掛ける係数、Iibb:Iiβ*を求める式のIoβの項に掛ける係数)は入力電流指令計算値((3)式より代入)、Kixx1〜Kixx5(xxはaa,ab,ba,bb)は係数である。 n is the vector number 1 to 5, d1 to d5 is the space vector using five basis vectors duty, Volα * and Volbeta * output line voltage command, Iixx (Iiaa: Iiα * in section Ioα the equation for coefficient multiplying, Iiab: Iiα * a determining factor to be applied to the term of Ioβ formula, Iiba: Iiβ * a determining factor to be applied to the term of Ioα formula, IIBB: coefficient multiplying the section Ioβ the equation for II beta *) is input (assignment from (3)) the current command calculated value, Kixx1~Kixx5 (xx is aa, ab, ba, bb) is a coefficient.

(7)式に示すように、デューティ係数行列は7×5の非正方行列となるので、Moore−Penroseの一般化逆行列の計算手法を用いて(8)式のようにデューティd1〜d5を演算する。 (7) As shown in equation, the duty coefficient matrix is ​​a non-square matrix of 7 × 5, using the calculation method of the generalized inverse matrix of the Moore-Penrose duty d1~d5 like (8) operation to.

なお、デューティ係数逆行列の「+」は、Moore−Penroseの一般化逆行列を意味する。 Note that "+" of the duty coefficient inverse matrix means a generalized inverse matrix of the Moore-Penrose.

以上がデューティ演算(空間ベクトル変調)の手順である。 The above is the procedure of duty operation (Space Vector Modulation). 本実施形態によれば、出力電流を検出することなく、入出力波形を任意に正弦波化できるとともに、低出力電圧領域における出力電圧誤差(PWMパルスの高さ)も可能な限り低減できる手段を備えた直流AC−AC変換形の交流−交流直接変換装置となる。 According to this embodiment, without detecting the output current, it is possible to arbitrarily sinusoidal input and output waveforms, means of reducing the output voltage error (the PWM pulse height) also as far as possible in the low output voltage region DC AC-AC conversion type exchange with - the AC direct conversion device. また、出力電流の大きさを高精度に検出する必要が無くなるため、デューティ制御のための出力電流センサが不要となり、低コスト化や、簡易的なオープンループ制御が可能となる。 Moreover, it is not necessary to detect the magnitude of the output current with high accuracy is eliminated, the output current sensor for the duty control is not required, cost reduction and, it is possible to simple open-loop control.

本実施形態のシミュレーション結果を図13(a)に示す。 The simulation results of the embodiment shown in FIG. 13 (a). 比較のため、図12(a)に、従来の仮想DCリンク方式のシミュレーション結果も示す。 For comparison, in FIG. 12 (a), also shows the simulation result of the conventional virtual DC link method. 図13(a)は、図12(a)の出力線間電圧と比べて、最大相を出力していないことが分かる。 13 (a) shows, as compared with the output line voltage of FIG. 12 (a), it can be seen that not output the maximum phase.

(実施形態3) (Embodiment 3)
本実施形態は、図7で定義するところの高出力電圧領域の5ベクトル選択手法とそのデューティ演算に関するものである。 This embodiment relates to 5 vector selection method and its duty operation of the high output voltage region where defined in FIG. 高出力電圧領域では、実施形態1、2の低出力電圧領域と異なり、出力線間電圧指令値が大きいので、零電圧ベクトルとの電圧差が大きくなる。 In the high output voltage region, unlike the low output voltage region of the first and second embodiments, since a large voltage command value between the output line, the voltage difference between the zero voltage vector becomes large. したがって、指令値の大きさと近い電圧ベクトルのみでPWMパルスを構成するには、落差の大きい零ベクトルVzは使用しない方が、出力電圧の高調波低減(電圧誤差低減)ができる。 Therefore, to configure only the PWM pulse magnitude and close voltage vector command value is greater zero vector Vz of drop better not to use, can reduce harmonics of the output voltage (voltage error reduction).

図6で定義するところの零電圧ベクトルVz以外の7ベクトルの中から5ベクトルを選択する手法としては、 75 =21パターン存在する。 As a method for selecting the 5 vectors from seven vector other than the zero voltage vector Vz where defined in FIG. 6, 7 C 5 = 21 patterns exist. このうち、制約条件としては、以下のものとする。 Of these, as the constraints, and the following.

(1)入力波形と出力波形を同時に正弦波化することができること(デューティ解が存在すること)。 (1) to the input and output waveforms can be simultaneously sinusoidal (the duty solution exists).

(2)スイッチング遷移に最大相と最小相間の直接転流がないこと。 (2) no direct commutation between a maximum phase and the minimum phase switching transition.

(3)1相ごとのスイッチング遷移が可能なこと。 (3) capable of switching transitions per phase.

以上の3つの条件を満たすことができる組み合わせは、21パターン中、表2に示す7パターンに限られる。 Combinations that can above three conditions are satisfied, in 21 patterns, limited to 7 pattern shown in Table 2.

そこで、本実施形態では、高出力電圧領域においてこの7パターンの中から条件に合う組み合わせを選択して5つの基本ベクトルを決定する。 Therefore, in this embodiment, to determine the five basic vectors by selecting a combination that matches the conditions from among the 7 patterns in the high output voltage region. デューティの演算手法に関しては、実施形態1と同様に、(1)〜(4)式を用いて演算する。 Regarding the method of calculating the duty, as in the first embodiment, is calculated using (1) to (4) below. このとき、上述の7つのベクトルの中から5つの基本ベクトルを選択するパターンすべてについて、正当なデューティ解が得られるまで繰り返し演算する。 In this case, for all patterns to select the five basic vectors from among the seven vectors described above, repeatedly calculating to legitimate duty solution is obtained. 上記(1)〜(3)の条件を満たしていれば、7つの組み合わせの中から必ず1つはデューティ解が得られるため、その組み合わせとデューティを最終的な出力に適用する。 If they meet the above condition (1) to (3), always one of the seven combinations is the duty solution is obtained, to apply the combinations and the duty in the final output.

本実施形態では、以上の手順で5つの基本ベクトルとその出力時間を演算することにより、高出力電圧領域で落差の大きい零電圧ベクトルVzを出力することなく入出力波形を制御することができる手段を備えた直流AC−AC変換形の交流−交流直接変換装置となる。 In the present embodiment, by calculating the five basic vector and the output time the above procedure, it means capable of controlling the input and output waveforms without outputting a large zero voltage vector Vz of the drop in the high output voltage region DC AC-AC conversion type exchanges equipped with - a AC direct conversion device. さらに、実施形態1と組み合わせることで全領域で出力高調波を低減することができる。 Furthermore, it is possible to reduce the output harmonics over the entire region by combining the first embodiment.

(実施形態4) (Embodiment 4)
本実施形態は、実施形態3と同様に、高出力電圧領域で、表2の7パターンのうちいずれかを選択する。 This embodiment, similarly to Embodiment 3, in the high output voltage region, selects one of 7 patterns in Table 2. ただし、デューティを演算する際に、出力電流検出値Ioを用いない点が、実施形態3と異なる。 However, when calculating the duty, it is that it does not use the output current detection value Io, differs from the third embodiment. このプロセスは実施形態2と同様で、(5)〜(7)式で示したように、係数比較により出力電流値Ioα*、Ioβ*を消去する。 This process is the same as in Embodiment 2, (5) to (7) as indicated by the formula, the output current value Ioα by coefficient comparison *, erasing Iobeta *. デューティ演算行列の係数行列は、(7)式で示すように7×5の非正方行列となるため、(8)式のようにMoore−Penroseの一般化逆行列演算からデューティ解を計算する。 Coefficient matrix of the duty operation matrix, (7) for a non-square matrix of 7 × 5 as shown by equation calculates the duty solution from the generalized inverse matrix operation of the Moore-Penrose as (8). 以後は、実施形態3と同様に、デューティ解が必ず1つは得られるため、繰り返し演算により正当な解を導く。 Thereafter, as in Embodiment 3, the duty solution is always one is obtained, leads to a legitimate solution by repeated calculation.

本実施形態によれば、実施形態3の効果に加えて、出力電流値を検出することなく実現できる手段を備えた直流AC−AC変換形の交流−交流直接変換装置となる。 According to this embodiment, in addition to the effects of Embodiment 3, the DC AC-AC conversion type exchange having means which can be realized without detecting the output current value - the AC direct conversion device.

シミュレーション結果例を図13(b)に示す。 Examples of simulation results shown in Figure 13 (b). 比較のため、従来の仮想DCリンク方式の波形も図12(b)に示す。 For comparison, the waveform of the conventional virtual DC link method shown in Figure 12 (b). 出力線間電圧を比較すると、本実施形態は出力電圧が高いときに指令値との落差の大きい零電圧を出力していないことが分かる。 Comparing the voltage between the output lines, the present embodiment is seen to be not output the drop of large zero voltage between the instruction value when the output voltage is high. したがって、従来方式よりも出力電圧の高調波の低減が期待できる。 Therefore, reduction of harmonics of the output voltage than the conventional method can be expected.

(実施形態5) (Embodiment 5)
実施形態3、実施形態4の手法では、高出力電圧領域におけるスイッチング状態のうち、実施形態3で示す3つの制約条件を満たす7パターンすべてについて、Moore−Penroseの一般化逆行列を用いたデューティ解を常時求めていた。 Embodiment 3, in the method of embodiment 4, among the switching state in the high output voltage region, for all three constraints satisfying 7 pattern shown in Embodiment 3, the duty solution using a generalized inverse matrix of the Moore-Penrose the had asked all the time. その中から最終的にデューティが負とならず、かつデューティ解の加算値が1となるような条件を満たす正当解を導いて適用するわけであるが、この手順であると7パターンすべてを求めるための演算時間を必要とする。 Not final duty from its negative, and although the added value of the duty solution is not applied led to satisfy legal solutions such that 1, finding all 7 pattern With this procedure It requires calculation time for. また、7パターンから瞬時に解を一意に決定するためには、入出力空間のセクター情報(指令値位相・大きさも含めて)を更に細分化する必要があり、交流−交流直接変換装置のような空間ベクトル自体が時々刻々と変化する状態にあっては大変難解な判別式となる。 In order to uniquely determine the solution instantaneously from 7 pattern, it is necessary to further subdivide the sector information of the input and output space (command value phase-magnitude included), AC - as AC direct conversion device a very esoteric discriminant in the state where such space vector itself changes with time.

そこで、本実施形態では、実施形態3、4の手法をベースとし、予め入力・出力セクターの位相情報だけから、その任意の入出力セクター状態で発生し得ないパターン情報をテーブル化しておき、常時演算するパターン数を7パターンよりも少なくする手段を備えた直流AC−AC変換形の交流−交流直接変換装置となる。 Therefore, in this embodiment, the method of the third and fourth embodiments based, only from the phase information of the previously input and output sectors in advance as a table pattern information that can not occur in any of its input and output sector state always DC AC-AC conversion type exchange having a means for less than the number of patterns to 7 patterns for calculating - the AC direct conversion device.

例えば、図5のセクター定義を図14のように再定義して、入力セクター「1」、出力セクター「1」の場合を考えると、表2におけるHigh−mode3と、High−mode6は、このセクター内で常に制約条件を満たすことができないため、演算処理から除外することができる。 For example, re-defined as shown in FIG 14 sectors defined in Fig. 5, consider the case of an input sector "1", the output sector "1", and High-mode3 in Table 2, High-MODE 6, the sector because not always able satisfying the constraint condition at the inner, it can be excluded from the processing.

したがって、Moore−Penroseの一般化逆行列演算を2回分短縮できる。 Accordingly, a generalized inverse matrix operation of the Moore-Penrose can be reduced twice. 他のセクター条件についても同様に、必ずこのような条件が存在するので、これらを予め除外して演算することができる。 Similarly, the other sectors conditions, always because such conditions are present, can be calculated by excluding them beforehand.

以上から、実施形態3、4よりも演算処理を少なくしてその高速化ができる効果がある。 From the above, there is an effect that it is the speed with less processing than the third and fourth embodiments.

(実施形態6) (Embodiment 6)
実施形態3〜5では、Moore−Penroseの一般化逆行列の演算処理を、特異値分解法等によってリアルタイム処理しているが、(8)式に示す7×5の係数行列が最大列階数(rank=5)であるとすると、Moore−Penrose条件から(9)式が成り立つことはすでに証明されているので、これを用いて(10)式に変換する。 In Embodiment 3-5, the arithmetic processing of the generalized inverse matrix of the Moore-Penrose, but are real-time processing by the singular value decomposition method, etc., (8) the maximum column 7 × 5 coefficient matrix shown in the equation rank ( When rank = 5) is, since it from Moore-Penrose conditions (9) is established has already been proven to convert to (10) using the same.

なお、Aはデューティ係数行列、ATはAの転置行列、A+はAのMoore−Penrose一般化逆行列である。 Incidentally, A is the duty coefficient matrix, AT is the transpose matrix of A, A + is the Moore-Penrose generalized inverse matrix of A.

入出力セクター情報から、高出力電圧領域における7パターンのそれぞれにおいて、5つの基本ベクトルの選択状況が予め分かるため、その状態における(10)式を展開すれば、複雑な行列演算も展開された形でデューティ演算式が与えられる。 From the input and output sector information, in each of the 7 patterns in the high output voltage region, 5 for selection status of the basic vector is found in advance, when deployed (10) in this state, a complex matrix operations were also expansions It is given by the duty calculation formula. 例えば、図14の入出力セクター定義において、入力セクター「1」、出力セクター「1」であり、表2のHigh−mode1の場合を例に挙げると、5ベクトル選択状況は「RSR、STS、RSS、STT、RTS」となる。 For example, the input and output sector defined in Fig. 14, the input sector "1", the output sector "1", taking the case of the High-mode1 in Table 2 as an example, 5 vector selection status "RSR, STS, RSS , the STT, RTS ". これら5つの基本ベクトルを静止αβ軸上に展開した際のデューティ係数行列は(11)式となる。 Duty coefficient matrix when the expansion of these five basic vectors on the stationary αβ-axis is (11).

上記行列の階数は5(最大列階数)であるので、(10)式に代入すると(12)式のように、各デューティを演算できる。 Since the rank of the matrix is ​​5 (maximum column rank), (10) as by substituting (12) into equation can be calculated each duty.

他のベクトル状態についても同様の数式を導いてテーブル化することにより、逆行列演算をリアルタイムに処理する必要が無くなる。 By tabulating led to similar equations for the other vector mode, there is no need to process the inverse matrix calculation in real time.

以上より、本実施形態では(10)式に基づく演算式によって演算自体を簡素化し、処理を高速化することができる手段を備えた直流AC−AC変換形の交流−交流直接変換装置となる。 As described above, in the present embodiment simplifies the operation itself by the calculation formula based on formula (10), processing the DC AC-AC conversion type exchange having a means capable of faster - the AC direct conversion device.

(実施形態7) (Embodiment 7)
上述までの実施形態の手法を組み合わせて空間ベクトル変調することで、入出力波形を正弦波化するとともに出力電圧の高調波低減を全電圧領域で実現できる。 By spatial vector modulation by combining the technique of the previous embodiments described above, the input and output waveforms can be realized reducing harmonics of an output voltage at full voltage region as well as sinusoidal. 本実施形態では、図7の低出力電圧領域と高出力電圧領域の定義で実施形態1〜6の手段を用いた際に、全領域で制約条件を満たす正当なデューティ解が得られるようにフェールセーフの考えを適用する。 In the present embodiment, the fail so when using the means of embodiments 1-6 in the definition of the low output voltage area and high output voltage region in FIG. 7, satisfying the constraint condition legitimate duty solution in the entire region can be obtained to apply the idea of ​​safe.

表3は、全領域で考えられる基本ベクトルの選択パターンをまとめたものである。 Table 3 summarizes the selection pattern of the basic vectors contemplated in the entire region. フェールセーフモードとして、従来の仮想DCリンク方式と同様のVXmax、VXmid、VYmax、VYmid、Vzの5つのベクトルを選択することで、想定外の指令値入力であっても必ず正当なデューティ解を得る。 As a fail-safe mode, the same VXmax the conventional virtual DC link method, VXmid, obtained VYmax, VYmid, by selecting the five vectors of Vz, always legitimate duty solutions even unexpected command value input. すなわち、図15のような手順で処理する。 That is, processing in the procedure shown in FIG. 15.

図15の手順は、図7に基づき低出力電圧領域と高出力電圧領域を判別し(S1)、高電圧領域ならば7パターンベクトル選択処理へ移行し、低電圧領域ならベクトルが1つに決定されるのでそのままデューティ演算へ移行し(S2)、高電圧モードでは7つの組み合わせのうち、正当な解が得られるまでループを繰り返し(S3、S4)、高電圧モードで正当解がない場合は低電圧モードの処理へ移行し(S5)、低電圧モードの処理でも正当な解が得られない想定外の場合はフェールセーフモードへ移行する(S6〜S8)。 Procedure of Figure 15, determines the low output voltage area and high output voltage area based on FIG. 7 (S1), the process proceeds to 7 pattern vector selection process if the high voltage region, determined if a low voltage region vector one since the directly proceeds to duty operation (S2), of the seven combinations in the high voltage mode, the loop repeats until a valid solution is obtained (S3, S4), if there is no legal solutions in the high voltage mode is low proceeds to the process of the voltage mode (S5), if valid solution in the low voltage mode processing is not unexpected that obtained proceeds to the fail safe mode (S6 to S8).

本実施形態によれば、入力・出力指令値が想定外の範囲のものであっても、何らかしらのデューティ指令を導いて、システム制御への不安定な挙動を防止することができる手段を備えた直流AC−AC変換形の交流−交流直接変換装置となる。 According to this embodiment, even if the input-output instruction value be in the range of unexpected, no direct the head of the duty command comprises means capable of preventing unstable behavior of the system control DC AC-AC conversion type AC of - the AC direct conversion device.

交流−交流直接変換装置の基本構成図。 The basic configuration diagram of an AC direct conversion device - AC. 出力電圧の基本空間ベクトル図。 Basic space vector diagram of the output voltage. 入力電流の基本空間ベクトル図。 The basic space vector diagram of the input current. 入力側空間ベクトル図(a)と出力側空間ベクトル図(b)。 Input side space vector diagram (a) and the output side space vector diagram (b). 空間ベクトルの「入力側」セクターと「出力側」セクターの定義例。 Example of defining the "input side" sector and the "output side" sector of the space vector. 出力セクター「1」における基本空間ベクトルの状態図。 State diagram of the basic space vectors in the output sector "1". 出力側空間ベクトルの低出力電圧領域と高出力電圧領域の定義例。 Definition example of a low output voltage area and high output voltage area of ​​the output side space vector. 出力セクター「1」における基本空間ベクトルの状態図。 State diagram of the basic space vectors in the output sector "1". 1制御周期内における出力電圧指令値とPWMパルスの関係図。 Relationship diagram of the output voltage command value and PWM pulses in one control cycle. 入力側と出力側の空間ベクトルの定義し直し例。 Defined again example of the space vector of the input side and the output side. 入力側と出力側の空間ベクトルの状態図。 State diagram of the space vector of the input side and the output side. 仮想DCリンク方式のシミュレーション結果。 Simulation result of the virtual DC link method. 実施形態のシミュレーション結果。 Embodiment of the simulation results. 入出力セクターの再定義例。 Re-definition example of input and output sector. デューティ演算手順例。 Duty operation procedure example.

符号の説明 DESCRIPTION OF SYMBOLS

1 交流電源 2 入力LCフィルタ 3 交流−交流直接変換回路 4 制御装置 1 AC power supply 2 Input LC filter 3 AC - AC direct conversion circuit 4 controller

Claims (7)

  1. 多相の交流電源から交流−交流直接変換器の双方向スイッチを直接AC/AC変換形の空間ベクトルによる変調でPWM制御する交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法であって、 Polyphase AC from the AC power supply - AC direct converters bidirectional switch directly AC / AC conversion form alternating PWM control with modulation by space vector of - a space vector modulation method for the AC direct conversion device,
    多相交流出力の線間電圧を2相の静止αβ軸上に展開したベクトルの状態を、出力電圧指令値ベクトルVo*が存在するセクターの位相が遅れている単振動ベクトル軸をX軸、進んでいる単振動ベクトル軸をY軸と定義して、それぞれの軸で最大のベクトルVXmax、VYmaxと、中間のベクトルVXmid、VYmidと、最小のベクトルVXmin、VYminと、相電圧の中間電圧となる零ベクトルVzと、セクター内に1つ存在する回転ベクトルVrotを基本ベクトルとし、このうち出力線間電圧指令値Vol*が低出力電圧領域に存在するときには4つの単振動ベクトルVXmid、VXmin、VYmid、VYminと1つの零ベクトルVzとを選択し、出力線間電圧指令値Vol*が高出力電圧領域に存在するときには The state of the vector obtained by developing a line voltage of multi-phase AC output on the stationary αβ-axis of the two-phase, X-axis and the simple harmonic oscillation vector axis whose phase is delayed sector the output voltage command value vector Vo * exists, proceeds the Dale simple harmonic oscillation vector axis is defined as Y-axis, made up of vectors VXmax in each axis, and VYmax, intermediate vector VXmid, and VYmid, minimal vector VXmin, and VYmin, an intermediate voltage of the phase voltage zero and vector Vz, a basic vector one rotation vector Vrot that existing in the sector, four single vibration vector VXmid when these the output line voltage command value Vol * is present in the low output voltage region, VXmin, VYmid, VYmin when selecting the one zero vector Vz, when the output line voltage command value Vol * is present in the high output voltage region 4つの単振動ベクトルVXmax、VXmid、VYmax、VYmidと1つの零ベクトルVzとを選択し、 Four single vibration vector VXmax, VXmid, VYmax, the VYmid and one zero vector Vz selected,
    前記選択した5つの基本ベクトルと、入力電流指令値Ii*および出力線間電圧指令値Vol*を静止αβ軸上に展開した入力電流指令値Iiα*、Iiβ*、出力線間電圧指令値Volα*、Volβ*および入力電圧検出値Vi、出力電流検出値Ioから、該5つの基本ベクトルのデューティを求めて入力と出力の波形を同時に正弦波化することを特徴とする交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法。 And five basic vector obtained by the selection, the input current command value Ii * and output line voltage command value Vol * an input current command value developed on the stationary αβ-axis II alpha *, II beta *, the output line voltage command value Volarufa * , Volβ * and the input voltage detection value Vi, the output current detection value Io, exchanges characterized by simultaneous sinusoidal duty and the determined input the output of the waveform of the five basic vectors - AC direct conversion device space vector modulation method.
  2. 前記線間電圧指令値Vol*が高出力電圧領域に存在するとき、 When the line voltage command value Vol * is present in the high output voltage region,
    ・入力波形と出力波形を同時に正弦波化することができること、 · Input and output waveforms that can be simultaneously sinusoidal,
    ・スイッチング遷移に最大相と最小相間の直接転流がないこと、 - there is no direct commutation between a maximum phase and the minimum phase switching transition,
    ・1相ごとのスイッチング遷移が可能なこと、 - 1 phase each thing that can be switching transients,
    の3つの条件を満たすことができる組み合わせの7パターンを決定し、この7パターンの中から前記5つの基本ベクトルを選択することを特徴とする請求項1に記載の交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法。 Space AC direct conversion device - three seven patterns of combinations determined which can satisfy the conditions, alternating according to claim 1, characterized in that selecting the five basic vectors from among the 7 patterns vector modulation method.
  3. 前記デューティの演算は、Moore−Penroseの一般化逆行列を用いて演算することを特徴とする請求項1または2に記載の交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法。 The calculation of the duty, alternating according to claim 1 or 2, characterized in that calculated using a generalized inverse matrix of the Moore-Penrose - space vector modulation method for the AC direct conversion device.
  4. 前記デューティの演算は、Moore−Penroseの一般化逆行列の解が、ひとつでも負となる場合、または5つの基本ベクトルのデューティの加算値が1とならない場合に、正当な解が得られるまで基本ベクトルの選択を切り換えることを特徴とする請求項1〜3のいずれか1項に記載の交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法。 Calculation of the duty, basic to the solution of the generalized inverse matrix of the Moore-Penrose is the case if a negative, or sum of duty of the five basis vectors does not become 1 even one legitimate solution is obtained space vector modulation method for the AC direct conversion device - AC according to any one of claims 1 to 3, characterized in that switching the selection of the vector.
  5. 前記デューティの演算は、前記7パターンのうち、予め入力・出力セクターの位相情報だけから、その任意の入出力セクター状態で発生し得ないパターンを除外して演算することを特徴とする請求項1〜4のいずれか1項に記載の交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法。 Calculation of the duty, of the 7 pattern, claim 1, characterized in that only from the phase information of the previously input and output sector is calculated by excluding patterns that can not occur in any of its input and output sector states space vector modulation method for the AC direct conversion device - AC according to any one of to 4.
  6. 前記デューティの演算は、前記出力電流検出値Ioに代えて、該出力電流検出値Ioと入力電流指令値Iiα*、Iiβ*との係数比較によって計算的に該入力電流指令値Iiα*、Iiβ*を求めることを特徴とする請求項1〜5のいずれか1項に記載の交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法。 Calculation of the duty, instead of the output current detection value Io, the output current detection value Io as the input current command value II alpha *, II beta * computationally input current command value by a factor compared with the II alpha *, II beta * AC according to any one of claims 1 to 5, wherein the determination of the - spatial vector modulation method for the AC direct conversion device.
  7. 前記デューティ演算は、システムに不安定な挙動を与える想定外の指令値が入力されたとき、フェールセーフモードとして仮想DCリンク方式と同様のベクトルを選択し、デューティ解を必ず得ることを特徴とする請求項1〜6のいずれか1項に記載の交流−交流直接変換装置の空間ベクトル変調方法。 Wherein said duty operation, when the command value unexpected giving unstable behavior in the system is input, which selects the same vector and the virtual DC link method as a fail-safe mode, characterized in that always obtain the duty solution space vector modulation method for the AC direct conversion device - AC according to any one of claim 1 to 6.
JP2006221356A 2006-08-15 2006-08-15 Space vector modulation method for AC-AC direct conversion device Active JP4893151B2 (en)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2006221356A JP4893151B2 (en) 2006-08-15 2006-08-15 Space vector modulation method for AC-AC direct conversion device

Applications Claiming Priority (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2006221356A JP4893151B2 (en) 2006-08-15 2006-08-15 Space vector modulation method for AC-AC direct conversion device

Publications (2)

Publication Number Publication Date
JP2008048530A true JP2008048530A (en) 2008-02-28
JP4893151B2 JP4893151B2 (en) 2012-03-07

Family

ID=39181715

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
JP2006221356A Active JP4893151B2 (en) 2006-08-15 2006-08-15 Space vector modulation method for AC-AC direct conversion device

Country Status (1)

Country Link
JP (1) JP4893151B2 (en)

Cited By (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2013076937A1 (en) * 2011-11-22 2013-05-30 パナソニック株式会社 Ac conversion circuit

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005073380A (en) * 2003-08-25 2005-03-17 Fuji Electric Holdings Co Ltd Controller for power converter
JP2005168198A (en) * 2003-12-03 2005-06-23 Fuji Electric Holdings Co Ltd Control unit of ac-ac direct conversion device
JP2005535277A (en) * 2002-07-31 2005-11-17 エス エム シー エレクトリカル プロダクツ インコーポレーテッドSmc Electrical Products,Inc. Medium to high voltage, low voltage driving the 3-level or more ac drive inverter bridge, two-level, six-pulse induction motor controller

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2005535277A (en) * 2002-07-31 2005-11-17 エス エム シー エレクトリカル プロダクツ インコーポレーテッドSmc Electrical Products,Inc. Medium to high voltage, low voltage driving the 3-level or more ac drive inverter bridge, two-level, six-pulse induction motor controller
JP2005073380A (en) * 2003-08-25 2005-03-17 Fuji Electric Holdings Co Ltd Controller for power converter
JP2005168198A (en) * 2003-12-03 2005-06-23 Fuji Electric Holdings Co Ltd Control unit of ac-ac direct conversion device

Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2013076937A1 (en) * 2011-11-22 2013-05-30 パナソニック株式会社 Ac conversion circuit
JPWO2013076937A1 (en) * 2011-11-22 2015-04-27 パナソニック株式会社 AC conversion circuit
US9190925B2 (en) 2011-11-22 2015-11-17 Panasonic Corporation AC converter for converting a single-phase input AC voltage into a three-phase output AC voltage

Also Published As

Publication number Publication date
JP4893151B2 (en) 2012-03-07

Similar Documents

Publication Publication Date Title
Loh et al. Reduced common-mode modulation strategies for cascaded multilevel inverters
Pinto et al. A neural-network-based space-vector PWM controller for voltage-fed inverter induction motor drive
KR101137576B1 (en) Low voltage, two-level, six-pulse induction motor controller driving a medium-to-high voltage, three-or-more-level ac drive inverter bridge
Summers et al. Dead-time issues in predictive current control
Lim et al. FCS-MPC-based current control of a five-phase induction motor and its comparison with PI-PWM control
JP4717038B2 (en) Re-configuration of the motor current by the Dc bus current measurement
KR100272395B1 (en) Multi-coupled power converter and its controlling method
Iqbal et al. Space vector PWM techniques for sinusoidal output voltage generation with a five-phase voltage source inverter
EP1487093B1 (en) Pwm inverter device
US6643149B2 (en) Switching system
JP4866216B2 (en) Power converter
Żelechowski Space vector modulated–direct torque controlled (dtc–svm) inverter–fed induction motor drive
Kadjoudj et al. A robust hybrid current control for permanent-magnet synchronous motor drive
CN100525050C (en) Three-phase PWM signal generator
Jemli et al. Sensorless indirect stator field orientation speed control for single-phase induction motor drive
Hava Carrier based PWM-VSI drives in the overmodulation region
JP4337316B2 (en) Power converter
Salo et al. Vector-controlled PWM current-source-inverter-fed induction motor drive with a new stator current control method
US6005783A (en) Method of synthesizing poly-phase AC voltage
JP2000324853A (en) Method and device for modified space vector pulse width modulation reducing dc bus ripple action in power supply inverter
Peña et al. Control of a doubly fed induction generator via an indirect matrix converter with changing DC voltage
CN101652919B (en) Matrix converter space vector modulation method
CN1008867B (en) Control apparatus for pwm converter
GB2394129A (en) Control of parallel connected bridge converters
US20090045782A1 (en) Power conversion system

Legal Events

Date Code Title Description
A621 Written request for application examination

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A621

Effective date: 20090513

TRDD Decision of grant or rejection written
A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

Effective date: 20111122

A01 Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model)

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01

A61 First payment of annual fees (during grant procedure)

Effective date: 20111205

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61

R150 Certificate of patent (=grant) or registration of utility model

Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150

FPAY Renewal fee payment (prs date is renewal date of database)

Year of fee payment: 3

Free format text: PAYMENT UNTIL: 20150106