JP2008043150A - Switching power-supply device and electronic device - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a switching power-supply device that includes a fly-back converter part and a boost converter part, which use a single transformer, and outputs a DC voltage from each converter part so as to suppress a harmonic current without depending on a load connected to each circuit. <P>SOLUTION: The switching power-supply device 50 is provided with an input part 13, a switching circuit part 15, a first rectifier smoothing circuit 11, and a second rectifier smoothing circuit 12. The input part 13 is provided with a full-wave rectifier circuit Da connected to an AC power supply. The switching circuit part 15 includes the transformer T and a switching element Q1 for switching an input voltage of the transformer T. The first rectifier smoothing circuit 11 outputs a first output voltage Vout1. The second rectifier smoothing circuit 12 outputs a second output voltage Vout2. A switching control IC 14 detects an input current Iin flowing in the primary-side rectifier circuit and PWM-controls the switching element Q1 so as to make a waveform of an average value of the input current Iin into an almost sine-wave shape. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は、スイッチング電源装置、特に複数の出力端子を備えるスイッチング電源装置、およびそれを備えた電子装置に関する。   The present invention relates to a switching power supply device, in particular, a switching power supply device including a plurality of output terminals, and an electronic device including the same.
従来のスイッチング電源装置として、商用交流電源電圧を整流用ダイオードブリッジで整流し、整流した後の非平滑な電圧をトランスの1次巻線に印加して、スイッチング素子によるスイッチングを行うとともに、トランスの2次巻線に得られた電圧を整流・平滑して、直流の出力電圧を得るコンバータが知られている。   As a conventional switching power supply device, commercial AC power supply voltage is rectified by a rectifier diode bridge, and the rectified non-smooth voltage is applied to the primary winding of the transformer to perform switching by the switching element. A converter that obtains a DC output voltage by rectifying and smoothing the voltage obtained in the secondary winding is known.
このように1次側に平滑用コンデンサを備えないコンバータでは、2次側から出力する直流電圧を検出して、その直流電圧の平均値が略一定電圧となるようにPWM制御によりスイッチング素子のオンデューティ比が制御される。これにより、商用交流電源電圧のピーク付近以外の低い電圧期間でも入力電流が流れ、商用交流電源電圧の一周期の全体にわたって電流が流れるので、高調波電流が抑制される。   In such a converter without a smoothing capacitor on the primary side, the DC voltage output from the secondary side is detected, and the switching element is turned on by PWM control so that the average value of the DC voltage becomes a substantially constant voltage. The duty ratio is controlled. As a result, the input current flows even in a low voltage period other than the vicinity of the peak of the commercial AC power supply voltage, and the current flows throughout one cycle of the commercial AC power supply voltage, so that the harmonic current is suppressed.
また、トランスの2次巻線に整流ダイオードと平滑コンデンサを備えて第1の直流電圧を出力するフライバックコンバータ部を構成するとともに、トランスの1次巻線とスイッチング素子が直列接続された接続点に、整流ダイオードと平滑コンデンサを接続して第2の直流電圧を出力するブーストコンバータ部を構成したスイッチング電源装置が特許文献1に開示されている。   In addition, a rectifier diode and a smoothing capacitor are provided in the secondary winding of the transformer to form a flyback converter unit that outputs the first DC voltage, and a connection point in which the primary winding of the transformer and the switching element are connected in series. Furthermore, Patent Document 1 discloses a switching power supply device in which a boost converter unit that outputs a second DC voltage by connecting a rectifier diode and a smoothing capacitor is disclosed.
以下に特許文献1を参考にした回路構成を図に基づいて説明する。図1(A)にスイッチング電源装置の回路構成を示す。
スイッチング電源装置100は商用交流電源電圧を受ける入力部113を備える。この入力部113は、全波整流回路Da、コンデンサC3を備える。全波整流回路Daの入力側は商用交流電源の入力端子123−133に接続されている。全波整流回路Daの出力側には、高周波成分をカットするフィルタとしてのコンデンサC3が縦続接続されている。入力部113にはトランスTの1次巻線N1と、スイッチング素子Q1が直列に接続されたスイッチング回路部115が縦続接続され、スイッチング素子Q1の一端は1次側グランド131に接続されている。より詳細に説明すると、全波整流回路Daの出力側の一端はトランスTの1次巻線N1に接続され、他端は1次側グランド131に接続されている。スイッチング素子Q1の一端は全波整流回路Daの出力側に1次巻線N1を介して接続され、スイッチング素子Q1の他端は1次側グランド131に接続されている。
A circuit configuration with reference to Patent Document 1 will be described below with reference to the drawings. FIG. 1A shows a circuit configuration of the switching power supply device.
The switching power supply apparatus 100 includes an input unit 113 that receives a commercial AC power supply voltage. The input unit 113 includes a full-wave rectifier circuit Da and a capacitor C3. The input side of the full-wave rectifier circuit Da is connected to an input terminal 123-133 of a commercial AC power supply. On the output side of the full-wave rectifier circuit Da, a capacitor C3 is cascaded as a filter that cuts high-frequency components. A primary winding N1 of the transformer T and a switching circuit unit 115 in which a switching element Q1 is connected in series are cascade-connected to the input unit 113, and one end of the switching element Q1 is connected to the primary side ground 131. More specifically, one end on the output side of the full-wave rectifier circuit Da is connected to the primary winding N1 of the transformer T, and the other end is connected to the primary side ground 131. One end of the switching element Q1 is connected to the output side of the full-wave rectifier circuit Da via the primary winding N1, and the other end of the switching element Q1 is connected to the primary side ground 131.
また、スイッチング電源装置100はトランスTの2次側から絶縁直流電圧を出力するための第1の整流平滑回路112を備えている。この第1の整流平滑回路112は、整流用のダイオードD2と平滑用のコンデンサC2とで構成されている。この第1の整流平滑回路112と入力部113とスイッチング回路部115とによりフライバックコンバータ部102が構成されている。   In addition, the switching power supply device 100 includes a first rectifying and smoothing circuit 112 for outputting an insulated DC voltage from the secondary side of the transformer T. The first rectifying / smoothing circuit 112 includes a rectifying diode D2 and a smoothing capacitor C2. The first rectifying and smoothing circuit 112, the input unit 113, and the switching circuit unit 115 constitute a flyback converter unit 102.
また、スイッチング電源装置100はトランスTの1次側から非絶縁直流電圧を出力するための第2の整流平滑回路111を備える。この第2の整流平滑回路111は、整流用のダイオードD1と平滑用のコンデンサC1とで構成されている。この第2の整流平滑回路111と入力部113とスイッチング回路部115とによりブーストコンバータ部101が構成されている。   The switching power supply device 100 further includes a second rectifying / smoothing circuit 111 for outputting a non-insulated DC voltage from the primary side of the transformer T. The second rectifying / smoothing circuit 111 includes a rectifying diode D1 and a smoothing capacitor C1. The second rectifying / smoothing circuit 111, the input unit 113, and the switching circuit unit 115 constitute a boost converter unit 101.
このような構成のスイッチング電源装置100において、入力電圧Vinは、商用交流電源(例えば100V、50Hz)の交流電圧であり、その電圧が全波整流回路Daに入力される。全波整流回路Daの出力電圧は全波整流波形である1次側整流電圧Vinrになる。なお、全波整流回路Daの出力側には高周波成分除去用のコンデンサC3を設けられているが、このコンデンサC3は、全波整流波形の基本波周波数(この例では100Hz)よりもかなり高い周波数成分をカットするものであり、コンデンサC3があっても1次側整流電圧Vinrは、全波整流電圧波形と殆んど同一の波形である。ここで1次側整流電圧Vinrの波形を図1(B)に示す。   In the switching power supply device 100 having such a configuration, the input voltage Vin is an AC voltage of a commercial AC power supply (for example, 100 V, 50 Hz), and the voltage is input to the full-wave rectifier circuit Da. The output voltage of the full-wave rectifier circuit Da becomes the primary side rectified voltage Vinr which is a full-wave rectified waveform. A high-frequency component removing capacitor C3 is provided on the output side of the full-wave rectifier circuit Da. The capacitor C3 has a frequency considerably higher than the fundamental wave frequency (100 Hz in this example) of the full-wave rectified waveform. The primary rectified voltage Vinr has almost the same waveform as the full-wave rectified voltage waveform even if the capacitor C3 is provided. Here, the waveform of the primary side rectified voltage Vinr is shown in FIG.
この1次側整流電圧Vinrは、スイッチング素子Q1および第1の整流平滑回路111からなる並列回路とトランスTの1次巻線N1との直列回路に印加される。スイッチング素子Q1は、スイッチング制御用IC114によってPWM制御される。スイッチング制御用IC114は、スイッチング周波数を一定(例えば70kHz)とし、スイッチング素子Q1のオンデューティ比を制御する。   The primary side rectified voltage Vinr is applied to a series circuit of a parallel circuit including the switching element Q1 and the first rectifying / smoothing circuit 111 and the primary winding N1 of the transformer T. The switching element Q1 is PWM-controlled by the switching control IC 114. The switching control IC 114 controls the on-duty ratio of the switching element Q1 with a constant switching frequency (for example, 70 kHz).
ブーストコンバータ部101では、スイッチング素子Q1のオン期間には、第2の整流平滑回路に電流が流れずスイッチング素子Q1に電流が流れて、1次巻線N1が励磁される。ダイオードD1には常に逆バイアス電圧が印加され、平滑用のコンデンサC1が放電する。スイッチング素子Q1のオフ期間には、入力電圧と1次巻線N1に励磁されたエネルギがダイオードD1を介して放出され、第2の整流平滑回路に電流が流れ、平滑用のコンデンサC1が充電される。   In the boost converter unit 101, during the ON period of the switching element Q1, current does not flow through the second rectifying / smoothing circuit but current flows through the switching element Q1, and the primary winding N1 is excited. A reverse bias voltage is always applied to the diode D1, and the smoothing capacitor C1 is discharged. During the OFF period of the switching element Q1, the input voltage and the energy excited in the primary winding N1 are released through the diode D1, a current flows through the second rectifying and smoothing circuit, and the smoothing capacitor C1 is charged. The
フライバックコンバータ部102では、スイッチング素子Q1のオン期間にダイオードD2がオフ状態となり、1次巻線N1に電流が流れて1次巻線N1が励磁される。スイッチング素子Q1のオフ期間には、ダイオードD2が導通してトランスTの1次巻線N1の励磁エネルギが2次巻線N2から放出される。すなわちスイッチング素子Q1のオフ期間にはダイオードD2に順バイアス電圧が印加され、コンデンサC2が充電される。スイッチング素子Q1のオン期間にはダイオードD2に逆バイアス電圧が印加されるので、コンデンサC2への充電はなく、放電されることになる。
特開平8−298769号公報
In the flyback converter unit 102, the diode D2 is turned off during the ON period of the switching element Q1, and a current flows through the primary winding N1 to excite the primary winding N1. During the OFF period of the switching element Q1, the diode D2 conducts and the excitation energy of the primary winding N1 of the transformer T is released from the secondary winding N2. That is, during the OFF period of the switching element Q1, a forward bias voltage is applied to the diode D2, and the capacitor C2 is charged. Since the reverse bias voltage is applied to the diode D2 during the ON period of the switching element Q1, the capacitor C2 is not charged but discharged.
JP-A-8-298769
上記の特許文献1に開示されたスイッチング電源装置100は、ブーストコンバータ部101が主電源として用いられ、フライバックコンバータ部102が補助電源として用いられるものであった。したがって、フライバックコンバータ部102の出力端子122に接続される負荷は、ブーストコンバータ部101の出力端子121に接続される負荷に比べて十分に小さく、このフライバックコンバータ部102側の出力が入力部113の入力電流に与える影響は小さい。そのため、従来は商用交流電源からの入力電流の波形が正弦波状から大きく外れることがなく、高調波電流が問題となることも無かった。したがって、回路的にも、ブーストコンバータ部101の出力電圧を安定化することに主眼が置かれ、ブーストコンバータ部101の出力電圧を抵抗により分圧してフィードバックし、スイッチング素子Q1を制御する仕組みとなっている。   In the switching power supply device 100 disclosed in Patent Document 1, the boost converter unit 101 is used as a main power source, and the flyback converter unit 102 is used as an auxiliary power source. Therefore, the load connected to the output terminal 122 of the flyback converter unit 102 is sufficiently smaller than the load connected to the output terminal 121 of the boost converter unit 101, and the output on the flyback converter unit 102 side is the input unit. The influence on the input current of 113 is small. Therefore, conventionally, the waveform of the input current from the commercial AC power supply does not deviate greatly from the sine wave shape, and the harmonic current does not become a problem. Therefore, in terms of the circuit, the main focus is on stabilizing the output voltage of the boost converter unit 101, and the output voltage of the boost converter unit 101 is divided by a resistor and fed back to control the switching element Q1. ing.
しかしながら、仮にフライバックコンバータ部102に接続する負荷がブーストコンバータ部101に接続する負荷に対して無視できなくなる程度にまで大きくなると、フライバックコンバータ部102側の出力が入力部113の入力電流に与える影響が大きくなり、商用交流電源からの入力電流の波形が正弦波状から大きく外れることがあり、高調波電流が問題となる。   However, if the load connected to the flyback converter unit 102 becomes so large that the load connected to the boost converter unit 101 cannot be ignored, the output on the flyback converter unit 102 side gives the input current to the input unit 113. The influence becomes large, and the waveform of the input current from the commercial AC power supply may deviate greatly from the sinusoidal shape, and the harmonic current becomes a problem.
ここで上記の問題について詳しく説明する。
スイッチング素子Q1がオンの時、1次巻線N1にはエネルギが蓄積される。スイッチング素子Q1がオフした時、入出力電圧及び負荷の条件によっては、ブーストコンバータ部101のダイオードD1のアノード電位よりもカソード電位の方が高くなり、フライバックコンバータ部102は動作するが、ブーストコンバータ部101は非動作となる状態が発生し得る。
または、フライバックコンバータ部102、ブーストコンバータ部101が共に動作する状態が発生し得る。
さらに、フライバックコンバータ部102のうち、2次巻線N2に発生する電圧が、ダイオードD2のカソード電圧より低かった場合、フライバックコンバータ部102は非動作となり、ブーストコンバータ部101だけが動作するという状態も発生し得る。
すなわち、スイッチング素子Q1がオフしている期間中に、瞬時的には
・ブーストコンバータ部101のみが動作している状態
・フライバックコンバータ部102のみが動作している状態
・ブーストコンバータ部101とフライバックコンバータ部102が共に動作している状態
が混在していることになる。
Here, the above problem will be described in detail.
When the switching element Q1 is on, energy is stored in the primary winding N1. When the switching element Q1 is turned off, the cathode potential becomes higher than the anode potential of the diode D1 of the boost converter unit 101 depending on the input / output voltage and the load condition, and the flyback converter unit 102 operates, but the boost converter The part 101 may be in a non-operating state.
Alternatively, a state where both the flyback converter unit 102 and the boost converter unit 101 operate may occur.
Further, in the flyback converter unit 102, when the voltage generated in the secondary winding N2 is lower than the cathode voltage of the diode D2, the flyback converter unit 102 is deactivated, and only the boost converter unit 101 operates. A condition can also occur.
That is, during the period when the switching element Q1 is off, it is instantaneously: • only the boost converter unit 101 is operating • only the flyback converter unit 102 is operating • the boost converter unit 101 and the fly The state where the back converter unit 102 is operating together is mixed.
この時のブーストコンバータ部101の出力電圧Vout1の波形例を図2(A)に示す。この図では、コンデンサC1が無い場合のブーストコンバータ部101の出力電圧Va1の波形を破線で示している。出力電圧Va1は1周期が商用交流電源周期の1/2倍(周波数:100Hz)である。   A waveform example of the output voltage Vout1 of the boost converter unit 101 at this time is shown in FIG. In this figure, the waveform of the output voltage Va1 of the boost converter unit 101 without the capacitor C1 is indicated by a broken line. The output voltage Va1 has one cycle that is 1/2 times the commercial AC power cycle (frequency: 100 Hz).
ブーストコンバータ部101の出力電圧Va1がコンデンサC1の両端電圧を超える期間(Tn+1〜Tn+2)が、ブーストコンバータ部101が支配的に動作する期間であり、ブーストコンバータ部101が実質的に非動作状態となっている期間(Tn〜Tn+1)がフライバックコンバータ部102が支配的に動作する期間と言える。実際には、ブーストコンバータ部101及びフライバックコンバータ部102各々に接続された負荷の大きさに応じて、Tn、Tn+1、Tn+2のタイミング前後に、ブーストコンバータ部101及びフライバックコンバータ部102が共に動作する期間が存在するが、その期間は各コンバータ回路に接続された負荷に応じて変化するため、どの程度の長さになるかは明言できない。   A period (Tn + 1 to Tn + 2) in which the output voltage Va1 of the boost converter unit 101 exceeds the voltage across the capacitor C1 is a period in which the boost converter unit 101 operates dominantly, and the boost converter unit 101 is substantially in a non-operating state. It can be said that the period (Tn to Tn + 1) during which the flyback converter unit 102 operates dominantly. Actually, both the boost converter unit 101 and the flyback converter unit 102 operate before and after the timings of Tn, Tn + 1, and Tn + 2 according to the magnitudes of loads connected to the boost converter unit 101 and the flyback converter unit 102, respectively. There is a period to be used, but since this period changes according to the load connected to each converter circuit, it cannot be clearly stated how long it will be.
ここで、図3に一般的なブーストコンバータ部とフライバックコンバータ部の回路電流波形を示す。一般的なブーストコンバータ部は図3(A)で示すようにスイッチング素子Q1のオン期間及びオフ期間共に電流が流れるが、一般的なフライバックコンバータ部では図3(B)で示すようにスイッチング素子Q1のオン期間にのみ電流が流れ、スイッチング素子Q1のオフ期間には電流は流れない。すなわち、ブーストコンバータ部の方が、フライバックコンバータ部よりも、条件が同じであれば、流れる回路電流の平均値は高いものとなる。   Here, FIG. 3 shows circuit current waveforms of a general boost converter unit and flyback converter unit. In the general boost converter section, current flows in both the on-period and the off-period of the switching element Q1 as shown in FIG. 3A. In the general flyback converter section, as shown in FIG. Current flows only during the ON period of Q1, and no current flows during the OFF period of switching element Q1. That is, the average value of the flowing circuit current is higher in the boost converter section than in the flyback converter section if the conditions are the same.
したがって、上記の特許文献1に開示されたスイッチング電源装置100において、フライバックコンバータ部102に接続する負荷をブーストコンバータ部101に接続する負荷に対して仮に同程度にまで大きくした場合、スイッチング素子Q1のデューティ比を商用電源周期1周期に渡ってほぼ同じであるとすると、図2(B)に例示するように、ブーストコンバータ部101が支配的に動作する期間(Tn+1〜Tn+2)では入力電流Iinの変化割合が大きくなり、フライバックコンバータ部102が支配的に動作する期間(Tn〜Tn+1)では、入力電流Iinの変化割合が小さくなり、入力電流波形が大きく歪んでしまう。   Therefore, in the switching power supply device 100 disclosed in Patent Document 1 above, when the load connected to the flyback converter unit 102 is increased to the same extent as the load connected to the boost converter unit 101, the switching element Q1 Is substantially the same over one commercial power supply cycle, the input current Iin during the period (Tn + 1 to Tn + 2) in which the boost converter unit 101 operates dominantly as illustrated in FIG. In the period (Tn to Tn + 1) in which the flyback converter unit 102 operates dominantly, the change rate of the input current Iin decreases and the input current waveform is greatly distorted.
入力電流Iinの平均値が正弦波状から程遠い波形となれば、高調波成分を多く含むものとなり、高調波規制をクリアできないという問題があった。   If the average value of the input current Iin is a waveform far from a sine wave shape, it has a high harmonic component, and there is a problem that the harmonic regulation cannot be cleared.
そこで本発明は、フライバックコンバータ部とブーストコンバータ部とのそれぞれから直流電圧を出力するスイッチング電源装置であっても、それぞれの回路に接続される負荷によらずに高調波電流が抑制できるスイッチング電源装置およびそれを備えた電子装置の提供を目的とする。   Accordingly, the present invention provides a switching power supply that can suppress harmonic currents regardless of the load connected to each circuit, even if the switching power supply apparatus outputs a DC voltage from each of the flyback converter section and the boost converter section. An object is to provide a device and an electronic device including the device.
上記目的を達成するために、本発明は、交流電源に接続される1次側整流回路と、1次巻線および2次巻線を有するトランスと、前記1次側整流回路の出力に前記トランスの1次巻線とともに直列に接続されて前記トランスの入力電圧をスイッチングするスイッチング素子と、前記スイッチング素子に並列に接続されて第1の直流電圧を出力する第1の整流平滑回路と、前記トランスの2次巻線に接続されて第2の直流電圧を出力する第2の整流平滑回路と、を備えたスイッチング電源装置において、前記1次側整流回路により整流された電流を検出するとともに、当該電流の平均値が、入力電圧波形に相似した略正弦波状を成すように前記スイッチング素子のオンデューティ比を制御する制御部を備える。   In order to achieve the above object, the present invention provides a primary side rectifier circuit connected to an AC power source, a transformer having a primary winding and a secondary winding, and the transformer on the output of the primary side rectifier circuit. A switching element that is connected in series with the primary winding of the transformer to switch the input voltage of the transformer, a first rectifying and smoothing circuit that is connected in parallel to the switching element and outputs a first DC voltage, and the transformer And a second rectifying / smoothing circuit connected to the secondary winding of the second output and outputting a second DC voltage, and detecting a current rectified by the primary-side rectifying circuit, A control unit is provided that controls the on-duty ratio of the switching element so that the average value of the current has a substantially sine wave shape similar to the input voltage waveform.
また、本発明の前記制御部はさらに、前記第1の整流平滑回路の出力電圧を検出し、前記スイッチング素子の制御端子に印加する制御信号を調整して、前記出力電圧を略一定にするものである。   Further, the control unit of the present invention further detects the output voltage of the first rectifying and smoothing circuit, adjusts a control signal applied to the control terminal of the switching element, and makes the output voltage substantially constant. It is.
また、本発明の電子装置は、上記のスイッチング電源装置と、当該スイッチング電源装置の前記第1の整流平滑回路の出力に接続されるインバータ回路と、を電源回路部に備える。   According to another aspect of the present invention, there is provided an electronic device including the above-described switching power supply device and an inverter circuit connected to an output of the first rectifying / smoothing circuit of the switching power supply device.
本発明によれば、1次側整流回路により整流される電流を検出して、その電流の平均値を入力電圧波形に相似した略正弦波状にするので、単一のトランスを用いてフライバックコンバータ部とブーストコンバータ部とのそれぞれから直流電圧を出力するスイッチング電源装置であっても、それぞれの回路に接続される負荷によらずに高調波電流抑制ができる。   According to the present invention, the current rectified by the primary side rectifier circuit is detected, and the average value of the current is made substantially sinusoidal similar to the input voltage waveform. Even a switching power supply device that outputs a DC voltage from each of the power converter and the boost converter can suppress harmonic currents regardless of the load connected to each circuit.
以下、本発明の電子装置およびスイッチング電源装置の第1の実施形態について説明する。この実施形態では、フライバックコンバータ部の出力電圧を検出し、1次側のスイッチング制御用ICにフィードバックする構成としている。   Hereinafter, a first embodiment of an electronic device and a switching power supply device of the present invention will be described. In this embodiment, the output voltage of the flyback converter unit is detected and fed back to the primary side switching control IC.
第1の実施形態における電子装置60の電源回路部の回路構成を図4に示す。電子装置60の電源回路部は、スイッチング電源装置50と、インバータ回路52と、コンバータ回路51と、を備える。   FIG. 4 shows a circuit configuration of the power supply circuit unit of the electronic device 60 according to the first embodiment. The power supply circuit unit of the electronic device 60 includes a switching power supply device 50, an inverter circuit 52, and a converter circuit 51.
スイッチング電源装置50は、商用交流電源からの入力を受ける入力部13を備える。この入力部13は、この発明に係る1次側整流回路である全波整流回路Da、コンデンサC3を有する。入力部13には1次巻線N1および2次巻線N2を有するトランスT、スイッチング素子Q1、スイッチング制御用IC14、入力電流検出用の抵抗R1からなるスイッチング回路部15が接続されている。   The switching power supply device 50 includes an input unit 13 that receives an input from a commercial AC power supply. The input unit 13 includes a full-wave rectifier circuit Da, which is a primary side rectifier circuit according to the present invention, and a capacitor C3. The input unit 13 is connected to a switching circuit unit 15 including a transformer T having a primary winding N1 and a secondary winding N2, a switching element Q1, a switching control IC 14, and an input current detection resistor R1.
全波整流回路Daの入力側は商用交流電源の入力端子23−33に接続している。全波整流回路Daの出力側には、高周波成分をカットするフィルタとしてのコンデンサC3を縦続接続している。また、全波整流回路Daの出力側の一端はトランスTの1次巻線N1に接続し、他端は1次側グランド31に接続している。スイッチング素子Q1の一端は全波整流回路Daの出力側に1次巻線N1を介して接続し、スイッチング素子Q1の他端は1次側グランド31に接続している。スイッチング素子Q1の制御端子には、このスイッチング素子Q1をオン/オフ制御するスイッチング制御用IC14を接続している。   The input side of the full-wave rectifier circuit Da is connected to the input terminals 23-33 of the commercial AC power supply. On the output side of the full-wave rectifier circuit Da, a capacitor C3 as a filter that cuts high-frequency components is connected in cascade. Further, one end on the output side of the full-wave rectifier circuit Da is connected to the primary winding N1 of the transformer T, and the other end is connected to the primary side ground 31. One end of the switching element Q1 is connected to the output side of the full-wave rectifier circuit Da via the primary winding N1, and the other end of the switching element Q1 is connected to the primary side ground 31. A switching control IC 14 for controlling on / off of the switching element Q1 is connected to the control terminal of the switching element Q1.
スイッチング回路部15のスイッチング制御用IC14は、1次側整流回路に流れる入力電流Iinを、入力電流検出用の抵抗R1の電圧降下から検出し、全波整流回路DaとトランスTの1次巻線N1との接続点から1次側整流電圧Vinrを検出する。また、フライバックコンバータ部2の出力である第2の出力端子22の出力電圧Vout2を絶縁回路41により検出し、1次側整流回路に流れる入力電流Iinが正弦波状となり、かつフライバックコンバータ部2の平均出力電圧が一定となるようにスイッチング素子Q1のオンデューティ比を制御する。入力電流を正弦波状とするため、この制御回路の遮断周波数は数百Hz〜数kHzに設定され、スイッチング周波数(例えば70kHz)よりも十分に低い遮断周波数となる。なお、絶縁回路41としては、フォトカプラを用いた一般的な回路構成を用いればよく、ここでは説明を省く。   The switching control IC 14 of the switching circuit unit 15 detects the input current Iin flowing in the primary side rectifier circuit from the voltage drop of the input current detection resistor R1, and the primary winding of the full-wave rectifier circuit Da and the transformer T. The primary side rectified voltage Vinr is detected from the connection point with N1. Further, the output voltage Vout2 of the second output terminal 22 which is the output of the flyback converter unit 2 is detected by the insulation circuit 41, the input current Iin flowing through the primary side rectifier circuit becomes a sine wave, and the flyback converter unit 2 The on-duty ratio of the switching element Q1 is controlled so that the average output voltage becomes constant. In order to make the input current sinusoidal, the cutoff frequency of this control circuit is set to several hundred Hz to several kHz, and becomes a cutoff frequency sufficiently lower than the switching frequency (for example, 70 kHz). Note that a general circuit configuration using a photocoupler may be used as the insulating circuit 41, and description thereof is omitted here.
また、スイッチング電源装置50は、トランスTの1次側から非絶縁直流電圧を出力するための第1の整流平滑回路11を備える。この第1の整流平滑回路11は、1次巻線N1とスイッチング素子Q1との接続点にアノードが接続され、第1の出力端子21にカソードが接続される整流用のダイオードD1と、このダイオードD1のカソード側に一端が接続され、他端が1次側グランド31に接続される平滑用のコンデンサC1とを備える。この第1の整流平滑回路11と入力部13とスイッチング回路部15とによりブーストコンバータ部1を構成する。   The switching power supply device 50 includes a first rectifying and smoothing circuit 11 for outputting a non-insulated DC voltage from the primary side of the transformer T. The first rectifying / smoothing circuit 11 includes a rectifying diode D1 having an anode connected to a connection point between the primary winding N1 and the switching element Q1, and a cathode connected to the first output terminal 21, and the diode. A smoothing capacitor C1 having one end connected to the cathode side of D1 and the other end connected to the primary side ground 31; The first rectifying / smoothing circuit 11, the input unit 13, and the switching circuit unit 15 constitute a boost converter unit 1.
また、スイッチング電源装置50はトランスTの2次側から絶縁直流電圧を出力するための第2の整流平滑回路12を備える。この第2の整流平滑回路12は、2次巻線N2の一端にアノードが接続され、カソードが第2の出力端子22に接続される整流用のダイオードD2と、ダイオードD2のカソード側に一端が接続され、他端が2次側グランド32に接続される平滑用のコンデンサC2とを備える。ダイオードD2はトランスTの2次巻線N2に生じる励起電圧を整流し、コンデンサC2はその整流出力を平滑する。この第2の整流平滑回路12と入力部13とスイッチング回路部15とによりフライバックコンバータ部2を構成する。   Further, the switching power supply device 50 includes a second rectifying and smoothing circuit 12 for outputting an insulated DC voltage from the secondary side of the transformer T. The second rectifying / smoothing circuit 12 has an anode connected to one end of the secondary winding N2, a rectifying diode D2 having a cathode connected to the second output terminal 22, and one end on the cathode side of the diode D2. A smoothing capacitor C2 connected to the secondary ground 32 at the other end. The diode D2 rectifies the excitation voltage generated in the secondary winding N2 of the transformer T, and the capacitor C2 smoothes the rectified output. The second rectifying / smoothing circuit 12, the input unit 13, and the switching circuit unit 15 constitute a flyback converter unit 2.
この第1の実施形態では、強化絶縁を施したフライバックコンバータ部2の出力端子に接続したインバータ回路52には特に強化絶縁を施していない。一方、ブーストコンバータ部1の出力端子に接続したコンバータ回路51の1次・2次間には強化絶縁を施している。このようにして第1・第2の絶縁出力を得ている。   In the first embodiment, the reinforced insulation is not particularly applied to the inverter circuit 52 connected to the output terminal of the flyback converter unit 2 that is reinforced. On the other hand, reinforced insulation is provided between the primary and secondary sides of the converter circuit 51 connected to the output terminal of the boost converter unit 1. In this way, first and second insulation outputs are obtained.
以上のように本実施形態では電子装置60およびスイッチング電源装置50を構成する。   As described above, in this embodiment, the electronic device 60 and the switching power supply device 50 are configured.
次に、この電子装置60およびスイッチング電源装置50の動作について説明する。   Next, operations of the electronic device 60 and the switching power supply device 50 will be described.
電子装置60およびスイッチング電源装置50において、入力電圧Vinは、商用交流電源(例えば100V、50Hz)の交流電圧であり、その電圧が全波整流回路Daに入力される。全波整流回路Daの出力電圧は全波整流波形である1次側整流電圧Vinrになる。なお、全波整流回路Daの出力側には高周波成分除去用のコンデンサC3を設けているが、このコンデンサC3は、全波整流波形の基本波周波数(この例では100Hz)よりもかなり高い周波数成分をカットするものであり、コンデンサC3があっても1次側整流電圧Vinrは、全波整流電圧波形と殆んど同一の波形である。ここで1次側整流電圧Vinrの波形を図5(A)に示す。   In the electronic device 60 and the switching power supply device 50, the input voltage Vin is an AC voltage of a commercial AC power supply (for example, 100V, 50Hz), and the voltage is input to the full-wave rectifier circuit Da. The output voltage of the full-wave rectifier circuit Da becomes the primary side rectified voltage Vinr which is a full-wave rectified waveform. A high-frequency component removing capacitor C3 is provided on the output side of the full-wave rectifier circuit Da. This capacitor C3 has a frequency component that is considerably higher than the fundamental wave frequency (100 Hz in this example) of the full-wave rectified waveform. Even if the capacitor C3 is provided, the primary side rectified voltage Vinr has almost the same waveform as the full-wave rectified voltage waveform. Here, the waveform of the primary side rectified voltage Vinr is shown in FIG.
この1次側整流電圧Vinrを、スイッチング素子Q1および第1の整流平滑回路11からなる並列回路とトランスTの1次巻線N1と抵抗R1との直列回路に印加する。スイッチング素子Q1のオン/オフは、スイッチング制御用IC14によってPWM制御される。スイッチング制御用IC14は、スイッチング周波数を一定(例えば70kHz)とし、スイッチング素子Q1のオンデューティ比を制御する。   The primary side rectified voltage Vinr is applied to a parallel circuit composed of the switching element Q1 and the first rectifying / smoothing circuit 11, and a series circuit of the primary winding N1 of the transformer T and the resistor R1. On / off of the switching element Q1 is PWM-controlled by the switching control IC 14. The switching control IC 14 keeps the switching frequency constant (for example, 70 kHz) and controls the on-duty ratio of the switching element Q1.
フライバックコンバータ部2は、スイッチング素子Q1のオン期間にダイオードD2がオフ状態となり、1次巻線N1に電流が流れて1次巻線N1が励磁される。スイッチング素子Q1のオフ期間には、ダイオードD2が導通してトランスTの1次巻線N1の励磁エネルギが2次巻線N2から放出される。すなわちスイッチング素子Q1のオフ期間にはダイオードD2に順バイアス電圧が印加され、コンデンサC2が充電される。スイッチング素子Q1のオン期間にはダイオードD2に逆バイアス電圧が印加されるので、コンデンサC2への充電はなく、放電されることになる。   In the flyback converter unit 2, the diode D2 is turned off during the ON period of the switching element Q1, and a current flows through the primary winding N1 to excite the primary winding N1. During the OFF period of the switching element Q1, the diode D2 conducts and the excitation energy of the primary winding N1 of the transformer T is released from the secondary winding N2. That is, during the OFF period of the switching element Q1, a forward bias voltage is applied to the diode D2, and the capacitor C2 is charged. Since the reverse bias voltage is applied to the diode D2 during the ON period of the switching element Q1, the capacitor C2 is not charged but discharged.
一方、ブーストコンバータ部1では、スイッチング素子Q1のオン期間には、第2の整流平滑回路には電流は流れずスイッチング素子Q1に電流が流れて、1次巻線N1が励磁される。ダイオードD1に常に逆バイアス電圧が印加され、平滑用のコンデンサC1が放電する。スイッチング素子Q1のオフ期間には、入力電圧と1次巻線N1に励磁されたエネルギがダイオードD1を介して放出され、第2の整流平滑回路に電流が流れ、平滑用のコンデンサC1が充電される。   On the other hand, in the boost converter unit 1, during the ON period of the switching element Q1, no current flows through the second rectifying / smoothing circuit, current flows through the switching element Q1, and the primary winding N1 is excited. A reverse bias voltage is always applied to the diode D1, and the smoothing capacitor C1 is discharged. During the OFF period of the switching element Q1, the input voltage and the energy excited in the primary winding N1 are released through the diode D1, a current flows through the second rectifying and smoothing circuit, and the smoothing capacitor C1 is charged. The
上記動作をさらに詳しく説明する。スイッチング素子Q1がオンの時、1次巻線N1にはエネルギが蓄積される。
スイッチング素子Q1がオフした時、入出力電圧や負荷の条件によっては、ブーストコンバータ部1のダイオードD1のアノード電位よりもカソード電位の方が高くなり、フライバックコンバータ部2は動作するが、ブーストコンバータ部1は非動作となる状態が発生し得る。
または、フライバックコンバータ部2、ブーストコンバータ部1が共に動作する状態が発生し得る。
さらに、フライバックコンバータ部2のうち、2次巻線N2に発生する電圧が、ダイオードD2のカソード電圧より低かった場合、フライバックコンバータ部2は非動作となり、ブーストコンバータ部1だけが動作するという状態も発生し得る。
すなわち、スイッチング素子Q1がオフしている期間中に、瞬時的には
・ブーストコンバータ部1のみが動作している状態
・フライバックコンバータ部2のみが動作している状態
・ブーストコンバータ部1とフライバックコンバータ部2が共に動作している状態
が混在していることになる。
The above operation will be described in more detail. When the switching element Q1 is on, energy is stored in the primary winding N1.
When the switching element Q1 is turned off, the cathode potential becomes higher than the anode potential of the diode D1 of the boost converter unit 1 depending on the input / output voltage and the load condition, and the flyback converter unit 2 operates, but the boost converter The part 1 may be in a non-operating state.
Alternatively, a state where both the flyback converter unit 2 and the boost converter unit 1 operate may occur.
Furthermore, when the voltage generated in the secondary winding N2 in the flyback converter unit 2 is lower than the cathode voltage of the diode D2, the flyback converter unit 2 is inoperative, and only the boost converter unit 1 is operated. A condition can also occur.
That is, during the period when the switching element Q1 is off, it is instantaneously: • only the boost converter unit 1 is operating • only the flyback converter unit 2 is operating • the boost converter unit 1 and the fly The state where the back converter unit 2 is operating together is mixed.
この時のブーストコンバータ部1の出力電圧Vout1の波形例を図5(B)に示す。この図では、コンデンサC1が無い場合のブーストコンバータ部1の出力電圧Va1の波形を破線で示している。出力電圧Va1は1周期が商用交流電源周期の1/2倍(周波数:100Hz)を示している。   FIG. 5B shows a waveform example of the output voltage Vout1 of the boost converter unit 1 at this time. In this figure, the waveform of the output voltage Va1 of the boost converter unit 1 without the capacitor C1 is indicated by a broken line. One cycle of the output voltage Va1 is ½ times the frequency of the commercial AC power supply (frequency: 100 Hz).
ブーストコンバータ部1の出力電圧Va1がコンデンサC1の両端電圧を超える期間(Tn+1〜Tn+2)が、ブーストコンバータ部1が支配的に動作する期間であり、ブーストコンバータ部1が実質的に非動作状態となっている期間(Tn〜Tn+1)がフライバックコンバータ部2が支配的に動作する期間と言える。実際には、ブーストコンバータ部1及びフライバックコンバータ部2各々に接続された負荷の大きさに応じて、Tn、Tn+1、Tn+2のタイミング前後に、ブーストコンバータ部1及びフライバックコンバータ部2が共に動作する期間が存在するが、その期間は各コンバータ回路に接続された負荷に応じて変化するため、どの程度の長さになるかは明言できない。   A period (Tn + 1 to Tn + 2) in which the output voltage Va1 of the boost converter unit 1 exceeds the voltage across the capacitor C1 is a period in which the boost converter unit 1 operates dominantly, and the boost converter unit 1 is substantially in a non-operating state. It can be said that the period (Tn to Tn + 1) during which the flyback converter unit 2 operates dominantly. Actually, both boost converter unit 1 and flyback converter unit 2 operate before and after the timings of Tn, Tn + 1, and Tn + 2 according to the magnitude of the load connected to each of boost converter unit 1 and flyback converter unit 2. There is a period to be used, but since this period changes according to the load connected to each converter circuit, it cannot be clearly stated how long it will be.
本実施形態では、スイッチング回路部15の入力電流経路に設けた抵抗R1によって入力電流Iinを検出し、この入力電流Iinが1次側整流電圧Vinrと同位相の正弦波状となるようにスイッチング素子Q1のオンデューティ比を制御することで、図5(C)に実線で示すように、入力電流Iinの平均値を入力電圧波形に相似した略正弦波状にする。具体的には、フライバックコンバータ部2が支配的に動作する期間(Tn〜Tn+1)はQ1のオンデューティ比(前記Duty2(t))を高くし、ブーストコンバータ部1が支配的に動作する期間(Tn+1〜Tn+2)にはQ1のオンデューティ比(Duty2(t))を低くする。
なお、実際にはスイッチング周波数(例えば70kHz)でスイッチング素子Q1がスイッチングされるので、電流の瞬時値もその周波数で変動するが、図4におけるコンデンサC3によって正弦波状となる。
In the present embodiment, the input current Iin is detected by the resistor R1 provided in the input current path of the switching circuit unit 15, and the switching element Q1 is set so that the input current Iin has a sine wave shape in phase with the primary side rectified voltage Vinr. By controlling the on-duty ratio, the average value of the input current Iin is made substantially sinusoidal similar to the input voltage waveform, as shown by the solid line in FIG. Specifically, the period (Tn to Tn + 1) in which the flyback converter unit 2 operates dominantly increases the on-duty ratio (the Duty2 (t)) of Q1, and the boost converter unit 1 operates dominantly. For (Tn + 1 to Tn + 2), the on-duty ratio (Duty2 (t)) of Q1 is lowered.
Note that, since the switching element Q1 is actually switched at the switching frequency (for example, 70 kHz), the instantaneous value of the current also fluctuates at that frequency, but becomes a sine wave by the capacitor C3 in FIG.
ここで、スイッチング制御用IC14の構成を図6に示す。フライバックコンバータ部2の出力電圧Vout2を分圧した電圧が誤差増幅器43Aの反転入力端子に入力され、誤差増幅器43Aの非反転入力端子に入力される基準電圧Voと比較され、その差が増幅されたフィードバック信号は、絶縁回路41を介してスイッチング制御用IC14の乗算器44に入力される。乗算器44に入力される1次側整流電圧Vinrの信号は誤差増幅器43Aの出力信号によって、その振幅が変化される。乗算器44の出力は、誤差増幅器43Bの反転入力端子に入力され、誤差増幅器43Bの非反転入力端子に入力される電圧(R1×Iin;抵抗R1に流れる入力電流Iinを電圧として検出したもの)と比較され、その差が増幅される。誤差増幅器43Bの出力信号は、PWM回路に入力される。また、PWM回路45には発振器46が接続される。PWM回路45の出力信号は、増幅器47を介して、スイッチング素子Q1のゲート端子に入力される。   Here, the configuration of the switching control IC 14 is shown in FIG. A voltage obtained by dividing the output voltage Vout2 of the flyback converter unit 2 is input to the inverting input terminal of the error amplifier 43A, compared with the reference voltage Vo input to the non-inverting input terminal of the error amplifier 43A, and the difference is amplified. The feedback signal is input to the multiplier 44 of the switching control IC 14 via the insulating circuit 41. The amplitude of the primary rectified voltage Vinr signal input to the multiplier 44 is changed by the output signal of the error amplifier 43A. The output of the multiplier 44 is input to the inverting input terminal of the error amplifier 43B, and is input to the non-inverting input terminal of the error amplifier 43B (R1 × Iin; detected input current Iin flowing through the resistor R1 as a voltage). And the difference is amplified. The output signal of the error amplifier 43B is input to the PWM circuit. An oscillator 46 is connected to the PWM circuit 45. The output signal of the PWM circuit 45 is input to the gate terminal of the switching element Q1 through the amplifier 47.
PWM回路45は、例えばRSフリップフロップなどを含む回路構成であり、発振器46の出力信号に基づく鋸波と、誤差増幅器43Bの出力信号に基づくコントロール信号とを比較することで、PWM回路45の出力信号のパルス幅が誤差増幅器43Bの出力にしたがったものになる。このスイッチング制御用IC14は、1次側整流電圧Vinrと同位相に、入力電流Iinの平均値に応じてスイッチング素子Q1のオンデューティ比を制御する。
但し、この際の絶縁回路41からのフィードバック制御は商用交流電源周波数に近い遮断周波数(数百Hz〜数kHz)特性を有しており、発振周波数(例えば70kHz)に対して非常に小さい。
このような構成により、入力電流Iinの平均値が図5(C)に示す実線のように1次側整流電圧Vinrの電圧波形と同位相の正弦波状となり、スイッチング電源装置50は、高調波電流を抑制しながら、電源装置50にて1次−2次間の強化絶縁が必要な負荷に対してはフライバックコンバータ部から電力を供給し、電源装置50にて、1次−2次間の強化絶縁が不要な負荷に対しては効率の良いブーストコンバータ部から電力を供給することで、全体として効率良く複数の直流出力を得ることができる。
The PWM circuit 45 has a circuit configuration including, for example, an RS flip-flop. The PWM circuit 45 compares the sawtooth wave based on the output signal of the oscillator 46 with the control signal based on the output signal of the error amplifier 43B. The pulse width of the signal is in accordance with the output of the error amplifier 43B. This switching control IC 14 controls the on-duty ratio of the switching element Q1 according to the average value of the input current Iin in the same phase as the primary side rectified voltage Vinr.
However, feedback control from the insulating circuit 41 at this time has a cutoff frequency (several hundred Hz to several kHz) characteristic close to the commercial AC power supply frequency, and is very small with respect to the oscillation frequency (for example, 70 kHz).
With such a configuration, the average value of the input current Iin becomes a sine wave in phase with the voltage waveform of the primary side rectified voltage Vinr as shown by the solid line in FIG. For the load that requires reinforced insulation between the primary and secondary in the power supply device 50, power is supplied from the flyback converter unit, and in the power supply device 50 between the primary and secondary By supplying power from an efficient boost converter unit to a load that does not require reinforced insulation, a plurality of DC outputs can be efficiently obtained as a whole.
なお、本実施形態では、スイッチング回路部15に抵抗R1を設けて、その降下電圧から入力電流を検出するようにしたが、入力電流を検出または推定できればどのような位置から電流を検出してもよく、また、そのための回路構成も抵抗R1に限るものではない、本発明の思想に反しない範囲でどのようにも実施できる。   In the present embodiment, the switching circuit unit 15 is provided with the resistor R1 and the input current is detected from the voltage drop. However, the input current can be detected from any position as long as the input current can be detected or estimated. In addition, the circuit configuration therefor is not limited to the resistor R1, and can be implemented in any way as long as it does not violate the idea of the present invention.
また、第1の整流平滑回路11の出力にコンバータ回路51を設け、第2の整流平滑回路の出力にインバータ回路52を設ける構成を示したが、コンバータ回路51およびインバータ回路52は必ずしも本発明に必須の構成ではなく、この第1・第2の整流平滑回路に接続される機器はどのようなものであっても本発明は好適に実施できる。   Further, although the converter circuit 51 is provided at the output of the first rectifying / smoothing circuit 11 and the inverter circuit 52 is provided at the output of the second rectifying / smoothing circuit, the converter circuit 51 and the inverter circuit 52 are not necessarily included in the present invention. The present invention can be suitably implemented regardless of the equipment that is not an essential component and is connected to the first and second rectifying and smoothing circuits.
さらに、図7に示すように、電圧検出回路をフライバックコンバータ部2側ではなく、ブーストコンバータ部1側に設けても良い。   Further, as shown in FIG. 7, the voltage detection circuit may be provided not on the flyback converter unit 2 side but on the boost converter unit 1 side.
このようにして、入力電流Iinの平均値が1次側整流電圧Vinrの電圧波形と同位相の正弦波状となり、スイッチング電源装置50は、高調波電流を抑制しながら電源装置50にて1次−2次間の強化絶縁が必要な負荷に対してはフライバックコンバータ部から電力を供給し、1次−2次間の強化絶縁が不要な負荷に対しては効率の良いブーストコンバータ部から電力を供給することで、全体として効率良く複数の直流出力を得ることができる。   In this way, the average value of the input current Iin becomes a sine wave having the same phase as the voltage waveform of the primary side rectified voltage Vinr, and the switching power supply 50 controls the primary power supply 50 while suppressing the harmonic current. Power is supplied from the flyback converter for loads that require reinforced insulation between the secondary, and power is supplied from the efficient boost converter for loads that do not require reinforced insulation between the primary and secondary. By supplying, a plurality of direct current outputs can be efficiently obtained as a whole.
従来のスイッチング電源装置の回路を説明する図である。It is a figure explaining the circuit of the conventional switching power supply device. 従来のスイッチング電源装置での入力電流と出力電圧の波形図である。It is a wave form chart of input current and output voltage in the conventional switching power supply device. 一般的なコンバータ回路での入力電流の波形図である。It is a waveform diagram of an input current in a general converter circuit. 第1の実施形態のスイッチング電源装置および電子装置の一部の回路図である。It is a circuit diagram of a part of the switching power supply device and the electronic device of the first embodiment. 第1の実施形態のスイッチング電源装置における電圧波形および電流波形を示す図である。It is a figure which shows the voltage waveform and current waveform in the switching power supply device of 1st Embodiment. 第1の実施形態のスイッチング電源装置におけるスイッチング制御用ICの回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram of a switching control IC in the switching power supply device of the first embodiment. 第2の実施形態のスイッチング電源装置の回路図である。It is a circuit diagram of the switching power supply device of 2nd Embodiment.
符号の説明Explanation of symbols
1,101−ブーストコンバータ部
2,102−フライバックコンバータ部
11,12,111,112−整流平滑回路
13,113−入力部
14,114−スイッチング制御用IC
15,115−スイッチング回路部
21,22,121,122−出力端子
23,33,123,133−商用交流電源入力端子
31,131−1次側グランド
32,132−2次側グランド
41−絶縁回路
42−電圧検出回路
43A,43B−誤差増幅器
44−乗算器
45−PWM回路
46−発振器
47−緩衝増幅器
50,100−スイッチング電源装置
51−コンバータ回路
52−インバータ回路
60−電子装置
Da−全波整流回路
Q1−スイッチング素子
R1−抵抗
C1,C2,C3−コンデンサ
D1,D2−ダイオード
T−トランス
N1−1次巻線
N2−2次巻線
Iin−入力電流
Vin−入力電圧
Vinr−1次側整流電圧
Vout1,Vout2−出力電圧
Duty1,Duty2−オンデューティ比
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1,101-Boost converter part 2,102-Flyback converter part 11,12,111,112-Rectification smoothing circuit 13,113-Input part 14,114-IC for switching control
15, 115—Switching circuit sections 21, 22, 121, 122—Output terminals 23, 33, 123, 133—Commercial AC power input terminal 31, 131—Primary ground 32, 132—Secondary ground 41—Insulation circuit 42-voltage detection circuit 43A, 43B-error amplifier 44-multiplier 45-PWM circuit 46-oscillator 47-buffer amplifier 50, 100-switching power supply device 51-converter circuit 52-inverter circuit 60-electronic device Da-full wave rectification Circuit Q1-switching element R1-resistances C1, C2, C3-capacitors D1, D2-diode T-transformer N1-1 primary winding N2-2 secondary winding Iin-input current Vin-input voltage Vinr-primary side rectified voltage Vout1, Vout2-Output voltage Duty1, Duty2-On duty ratio

Claims (3)

  1. 交流電源に接続される1次側整流回路と、1次巻線および2次巻線を有するトランスと、前記1次側整流回路の出力に前記トランスの1次巻線とともに直列に接続されて前記トランスの入力電圧をスイッチングするスイッチング素子と、前記スイッチング素子に並列に接続されて第1の直流電圧を出力する第1の整流平滑回路と、前記トランスの2次巻線に接続されて第2の直流電圧を出力する第2の整流平滑回路と、を備えたスイッチング電源装置において、
    前記1次側整流回路により整流された電流を検出するとともに、当該電流の平均値が入力電圧波形に相似した略正弦波状を成すように前記スイッチング素子のオンデューティ比を制御する制御部を備えたスイッチング電源装置。
    A primary side rectifier circuit connected to an AC power source, a transformer having a primary winding and a secondary winding, and an output of the primary side rectifier circuit connected in series together with the primary winding of the transformer, A switching element for switching the input voltage of the transformer, a first rectifying / smoothing circuit connected in parallel to the switching element and outputting a first DC voltage, and a second winding connected to the secondary winding of the transformer A switching power supply comprising: a second rectifying / smoothing circuit that outputs a DC voltage;
    A controller that detects a current rectified by the primary side rectifier circuit and controls an on-duty ratio of the switching element so that an average value of the current has a substantially sinusoidal shape similar to an input voltage waveform; Switching power supply.
  2. 前記制御部はさらに、前記第1の整流平滑回路の出力電圧を検出するとともに、当該出力電圧を略一定にするものである請求項1に記載のスイッチング電源装置。   The switching power supply device according to claim 1, wherein the control unit further detects an output voltage of the first rectifying and smoothing circuit and makes the output voltage substantially constant.
  3. 請求項1または2に記載のスイッチング電源装置と、当該スイッチング電源装置の前記第1の整流平滑回路の出力に接続されるインバータ回路と、を電源回路部に備える電子装置。   An electronic device comprising: the switching power supply device according to claim 1 or 2; and an inverter circuit connected to an output of the first rectifying / smoothing circuit of the switching power supply device.
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Cited By (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101795079A (en) * 2009-02-03 2010-08-04 索尼公司 Power circuit and information processor
CN102545654A (en) * 2010-12-21 2012-07-04 广东易事特电源股份有限公司 Input rectification circuit of auxiliary power supply
US10887981B2 (en) 2017-11-30 2021-01-05 Ricoh Company, Ltd. Substrate, power supply device, and substrate insulation method

Families Citing this family (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN103490606A (en) * 2012-06-11 2014-01-01 力铭科技股份有限公司 Power factor correction circuit with multiple sets of output voltages

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08317654A (en) * 1995-05-18 1996-11-29 Intaanix Kk Power-factor improvement-type switching regulator
JPH11122921A (en) * 1997-10-17 1999-04-30 Toko Inc Dc-dc switching converter
WO2006051621A1 (en) * 2004-11-12 2006-05-18 Murata Manufacturing Co., Ltd. Switching power supply

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH08317654A (en) * 1995-05-18 1996-11-29 Intaanix Kk Power-factor improvement-type switching regulator
JPH11122921A (en) * 1997-10-17 1999-04-30 Toko Inc Dc-dc switching converter
WO2006051621A1 (en) * 2004-11-12 2006-05-18 Murata Manufacturing Co., Ltd. Switching power supply

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
CN101795079A (en) * 2009-02-03 2010-08-04 索尼公司 Power circuit and information processor
JP2010183668A (en) * 2009-02-03 2010-08-19 Sony Corp Power supply circuit and information processing apparatus
US8406016B2 (en) 2009-02-03 2013-03-26 Sony Corporation Power supply circuit and information processing apparatus for power factor correction and stable power supply
CN102545654A (en) * 2010-12-21 2012-07-04 广东易事特电源股份有限公司 Input rectification circuit of auxiliary power supply
US10887981B2 (en) 2017-11-30 2021-01-05 Ricoh Company, Ltd. Substrate, power supply device, and substrate insulation method

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