JP2008043060A - Switching power supply circuit - Google Patents

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JP2008043060A JP2006214413A JP2006214413A JP2008043060A JP 2008043060 A JP2008043060 A JP 2008043060A JP 2006214413 A JP2006214413 A JP 2006214413A JP 2006214413 A JP2006214413 A JP 2006214413A JP 2008043060 A JP2008043060 A JP 2008043060A
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Masayuki Yasumura
昌之 安村
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Sony Corp
ソニー株式会社
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a switching power supply circuit having a power factor improving function, improving power conversion efficiency and reducing the number of circuit constituent components. <P>SOLUTION: The switching power supply circuit improves a power factor. A converter section is a multiple resonance converter having a primary side voltage resonance circuit consisting of a leakage inductor L1 and a primary side voltage resonance capacitor C1, and a secondary side serial resonance circuit consisting of a leakage inductor L2 and a secondary side resonance serial capacitor C2. It is provided with a switching element Q1. The converter section also includes a power factor improving circuit 13 for improving the power factor, and a common mode filter between the power factor improving circuit 13 and an AC power supply AC. A capacitor CNL of the common mode filter is shared with the power factor improving circuit 13 to reduce the generation of a noise, irrespective of the small number of components. Further, a high-speed switching diode is used for a primary side rectifying element Di to reduce the number of components, thereby improving efficiency. <P>COPYRIGHT: (C)2008,JPO&INPIT

Description

本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。   The present invention relates to a switching power supply circuit provided as a power supply for various electronic devices.
近年、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路とされている。スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のDC−DCコンバータとして各種の電子機器の電源として使用されている。   In recent years, most power supply circuits that rectify a commercial power supply to obtain a desired DC voltage are switching power supply circuits. A switching power supply circuit is used as a power source for various electronic devices as a high-power DC-DC converter while miniaturizing a transformer and other devices by increasing a switching frequency.
ところで、商用電源は正弦波の交流電圧であるが、商用電源を整流素子と平滑コンデンサとを用いる平滑・整流回路において整流および平滑を行う場合には、平滑・整流回路のピークホールド作用のために、商用電源からスイッチング電源回路には、交流電圧のピーク電圧付近の短時間だけ電流が流れ込むこととなり、商用電源から電源回路に流れ込む電流は、正弦波とは大きく異なる歪み波形になってしまう。そして、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。また、このような歪み電流波形となることによって発生する商用電源周期の高調波を抑圧するための対策が必要とされてしまう。これらの問題を解決するために、従来において力率改善を図る技術として、いわゆるアクティブフィルタを用いる手法が知られている(例えば特許文献1参照)。   By the way, the commercial power supply is a sinusoidal AC voltage. However, when the commercial power supply is rectified and smoothed in a smoothing / rectifying circuit using a rectifying element and a smoothing capacitor, the peak holding action of the smoothing / rectifying circuit is required. The current flows from the commercial power supply to the switching power supply circuit for a short time near the peak voltage of the AC voltage, and the current flowing from the commercial power supply to the power supply circuit has a distorted waveform significantly different from the sine wave. And the problem that the power factor which shows the utilization efficiency of a power supply is impaired arises. In addition, it is necessary to take measures to suppress the harmonics of the commercial power supply cycle that are generated by such a distorted current waveform. In order to solve these problems, a technique using a so-called active filter is conventionally known as a technique for improving the power factor (see, for example, Patent Document 1).
図21にこのようなアクティブフィルタの基本構成を示す。図21においては、商用の交流電源ACにコモンモードノイズを抑圧するためのコモンモードチョークコイルCMC1およびコモンモードチョークコイルCMC2の2個コモンモードチョークコイルと、3個のアクロスコンデンサCLとからなるコモンモードフィルタを介して、交流電源ACにブリッジ整流器として構成される1次側整流素子Diの入力側を接続している。この1次側整流素子Diの出力側の正極/負極ラインに対しては、ノーマルモードノイズを防止するためのインダクタLNと2個のコンデンサCNとで構成されるノーマルモードフィルタを介してステップアップ型のコンバータが接続され、その出力には並列に2次側平滑コンデンサCoutが接続され、その両端電圧として直流電圧Voutが得られる。この直流電圧Voutは、DC−DCコンバータ110の入力電圧として供給される。そして、DC−DCコンバータ110の2次側には出力直流電圧Eoutが得られる。   FIG. 21 shows a basic configuration of such an active filter. In FIG. 21, a common mode choke coil CMC1 and a common mode choke coil CMC2 for suppressing common mode noise in a commercial AC power supply AC, and a common mode consisting of three across capacitors CL. The input side of the primary side rectifier element Di configured as a bridge rectifier is connected to the AC power supply AC through a filter. The positive / negative line on the output side of the primary side rectifying element Di is stepped up via a normal mode filter including an inductor LN and two capacitors CN for preventing normal mode noise. The secondary-side smoothing capacitor Cout is connected in parallel to the output of the converter, and a DC voltage Vout is obtained as a voltage across it. This DC voltage Vout is supplied as an input voltage of the DC-DC converter 110. An output DC voltage Eout is obtained on the secondary side of the DC-DC converter 110.
そして、力率改善のための構成としては、インダクタL100、高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードD100、スイッチング素子Q100からなるステップアップ型のコンバータ、および乗算器111を主なる構成要素とするステップアップ型のコンバータの制御部と、を備える。インダクタL100、高速スイッチングダイオードD100は、1次側整流素子Diの正極出力端子と、2次側平滑コンデンサCoutの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。抵抗Riは、1次側整流素子Diの負極出力端子(1次側アース)と2次側平滑コンデンサCoutの負極端子との間に挿入される。また、スイッチング素子Q100は、例えば、MOS−FETとされ、インダクタL100と高速スイッチングダイオードD100の接続点と、1次側アース間に挿入される。また、高速スイッチングダイオードD100の空乏層容量と漏れインダクタンスとで生じる共振を吸収するための抵抗RsnとコンデンサCsnとから成るスナバ回路が設けられている。   As a configuration for improving the power factor, a step-up type mainly including an inductor L100, a high-speed recovery type high-speed switching diode D100, a step-up type converter including a switching element Q100, and a multiplier 111 is used. A control unit of the converter. The inductor L100 and the high-speed switching diode D100 are connected in series and inserted between the positive output terminal of the primary side rectifier element Di and the positive terminal of the secondary side smoothing capacitor Cout. The resistor Ri is inserted between the negative output terminal (primary side ground) of the primary side rectifying element Di and the negative terminal of the secondary side smoothing capacitor Cout. The switching element Q100 is, for example, a MOS-FET, and is inserted between the connection point of the inductor L100 and the high-speed switching diode D100 and the primary side ground. In addition, a snubber circuit including a resistor Rsn and a capacitor Csn for absorbing resonance generated by the depletion layer capacitance and the leakage inductance of the high-speed switching diode D100 is provided.
乗算器111に対しては、電流検出ラインLiおよび波形入力ラインLwが接続され、さらに電圧検出ラインLvが接続される。そして、乗算器111は、電流検出ラインLiから入力される1次側整流素子Diの負極出力端子に流れる整流電流Iinに応じた信号を抵抗Riの両端から検出する。また、波形入力ラインLwから入力される1次側整流素子Diの正極出力端子の整流電圧Vinに応じた信号を検出する。この整流電圧Vinは、商用の交流電源ACからの交流入力電圧の波形を絶対値化したものである。さらに、電圧検出ラインLvから入力される2次側平滑コンデンサCoutの直流電圧Voutと所定の基準電圧との差分である誤差電圧を検出する。そして、乗算器111からは、スイッチング素子Q100を駆動するためのドライブ信号が出力される。   To the multiplier 111, a current detection line Li and a waveform input line Lw are connected, and a voltage detection line Lv is further connected. The multiplier 111 detects a signal corresponding to the rectified current Iin flowing in the negative output terminal of the primary side rectifier element Di input from the current detection line Li from both ends of the resistor Ri. Further, a signal corresponding to the rectified voltage Vin of the positive output terminal of the primary side rectifying element Di input from the waveform input line Lw is detected. The rectified voltage Vin is an absolute value of the waveform of the AC input voltage from the commercial AC power supply AC. Further, an error voltage that is a difference between the DC voltage Vout of the secondary side smoothing capacitor Cout input from the voltage detection line Lv and a predetermined reference voltage is detected. The multiplier 111 outputs a drive signal for driving the switching element Q100.
乗算器111によって制御部されるステップアップ型のコンバータでは、電流検出ラインLiから検出した整流電流Iinに応じた信号と、上記電圧検出ラインLvから検出した誤差電圧とを乗算し、この乗算結果と、波形入力ラインLwから検出した整流電圧Vinに応じた信号との誤差を検出する。そしてこの誤差信号を増幅した後に、PWM(Pulse Width Modulation)変換を行い、ハイレベルとローレベルとの2値信号によって、スイッチング素子Q100を制御する。このようにして、2入力フィードバック系が構成され、直流電圧Voutの値が所定の値とされるとともに、整流電圧Vinに対して整流電流Iinを相似形の波形とする。この結果、商用の交流電源ACから1次側整流素子Diに印加される交流入力電圧VACと、1次側整流素子Diに流れ込む交流入力電流IACの波形も相似形となって、力率がほぼ1に近付くようにして力率改善が図られることになる。   In the step-up type converter controlled by the multiplier 111, a signal corresponding to the rectified current Iin detected from the current detection line Li is multiplied by the error voltage detected from the voltage detection line Lv, and this multiplication result is Then, an error from the signal corresponding to the rectified voltage Vin detected from the waveform input line Lw is detected. After the error signal is amplified, PWM (Pulse Width Modulation) conversion is performed, and the switching element Q100 is controlled by a binary signal of a high level and a low level. In this way, a two-input feedback system is configured, the value of the DC voltage Vout is set to a predetermined value, and the rectified current Iin has a similar waveform with respect to the rectified voltage Vin. As a result, the waveform of the AC input voltage VAC applied to the primary side rectifying element Di from the commercial AC power supply AC and the AC input current IAC flowing into the primary side rectifying element Di are also similar, and the power factor is almost equal. The power factor is improved so as to approach 1.
しかしながら、図21に示した構成による電源回路では、次のような問題を有している。図21に示す電源回路における電力変換効率としては、前段のアクティブフィルタに対応するAC電力からDC電力への変換効率と、後段のDC−DCコンバータ110におけるDC電力からDC電力への変換効率とを総合したものとなる。つまり、図21に示される回路の総合的な電力変換効率(総合効率)としては、これらの電力変換効率の値を乗算した値となるものであり、各々1以下となる数の積であるので、総合効率は低下してしまう。   However, the power supply circuit having the configuration shown in FIG. 21 has the following problems. The power conversion efficiency in the power supply circuit shown in FIG. 21 includes the conversion efficiency from AC power corresponding to the active filter in the previous stage to DC power and the conversion efficiency from DC power to DC power in the DC-DC converter 110 in the subsequent stage. It will be a synthesis. That is, the total power conversion efficiency (total efficiency) of the circuit shown in FIG. 21 is a value obtained by multiplying the values of these power conversion efficiencies, and is a product of numbers that are each 1 or less. Overall efficiency will decrease.
また、アクティブフィルタ回路はハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生が大きいため、厳重なノイズ抑制対策が必要となる。このため、図21に示した回路では、商用の交流電源ACのラインに対して、コモンモードノイズに対応するためにコモンモードチョークコイルCMC1とコモンモードチョークコイルCMC2、アクロスコンデンサCLによるコモンノイズフィルタを設けている。また、ノーマルモードノイズに対応するために、1個のインダクタLNと2個のコンデンサCNから成るノーマルモードノイズフィルタを設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードD100に対しては、抵抗RsnとコンデンサCsnとから成るスナバ回路を設けている。このようにして、多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップおよび電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。   In addition, since the active filter circuit is a hard switching operation, noise generation is large, so that strict noise suppression measures are required. For this reason, in the circuit shown in FIG. 21, the common mode choke coil CMC1, the common mode choke coil CMC2, and the across capacitor CL are provided with a common noise filter for the commercial AC power supply AC line in order to cope with the common mode noise. Provided. In order to deal with normal mode noise, a normal mode noise filter including one inductor LN and two capacitors CN is provided. Furthermore, a snubber circuit including a resistor Rsn and a capacitor Csn is provided for the fast recovery type fast switching diode D100 for rectification. In this way, it is necessary to take measures against noise due to the large number of parts, resulting in an increase in cost and an increase in the mounting area of the power supply circuit board.
さらに、スイッチング素子Q100のスイッチング周波数は、例えば、60kHzの固定の周波数であるのに対して、後段のDC/DCコンバータ110においては、例えば、電流共振コンバータのようなスイッチング周波数を変化させて出力直流電圧Eoutを一定に保つ定電圧制御方式とするコンバータを採用する場合には、そのスイッチング周波数は80kHz〜200kHzの範囲で可変となる。このようにして両者のスイッチングタイミング(クロック)は別個独立であるので、各々のクロックを基準に働く両者のスイッチング動作により、アース電位は干渉しあって不安定になり、例えば異常発振が生じやすくなる。これにより、例えば回路設計が難しいものとなったり、信頼性を劣化させたりするなどの問題も招くことになる。
特開平6−327246号公報
Further, the switching frequency of the switching element Q100 is a fixed frequency of, for example, 60 kHz, whereas the DC / DC converter 110 in the subsequent stage changes the output frequency by changing the switching frequency of, for example, a current resonance converter. When a converter using a constant voltage control system that keeps the voltage Eout constant is employed, the switching frequency is variable in the range of 80 kHz to 200 kHz. Since the switching timings (clocks) of the two are thus independent of each other, the ground potential interferes and becomes unstable due to the switching operation of the two working on the basis of each clock, for example, abnormal oscillation is likely to occur. . As a result, problems such as difficulty in circuit design and deterioration of reliability are also caused.
JP-A-6-327246
本発明は、上述した課題を解決し、従来に較べて、ノイズの発生をより少なくし、より効率の向上を図り、部品点数をより少なくした力率改善機能を有するスイッチング電源回路を提供することを目的とする。   The present invention solves the above-described problems, and provides a switching power supply circuit having a power factor improvement function that reduces noise generation, improves efficiency, and reduces the number of components as compared with the prior art. With the goal.
本発明のスイッチング電源回路は、交流電源からの入力交流電力を1次側直流電力に変換する1次側整流平滑部と、前記1次側直流電力を交流電力に変換し、さらに2次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、前記力率改善部と前記交流電源との間に介在されるコモンモードフィルタ部と、を備えるスイッチング電源回路であって、前記1次側整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する1次側整流素子と、前記1次側整流素子からの電力を平滑する1次側平滑コンデンサと、を具備し、前記コンバータ部は、1次巻線と、前記1次巻線と磁気的に疎結合とされる2次巻線と、を有するコンバータトランスと、前記1次側整流平滑部から供給される前記1次側直流電力を、前記交流電力に変換するスイッチング素子と、前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、前記1次巻線に生じる漏れインダクタと1次側電圧共振コンデンサとによって形成され、前記交流電力が供給される1次側電圧共振回路と、前記2次巻線に生じる漏れインダクタと2次側直列共振コンデンサとによって形成される2次側直列共振回路と、前記2次側直列共振回路に接続される整流素子と、前記整流素子に接続され出力直流電圧を得るようにされた2次側平滑コンデンサと、前記出力直流電圧の値を所定の値とするように周波数が可変とされる制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を具備し、前記力率改善部は、前記1次側整流素子の入力側の両端に接続されるコンデンサと、前記1次側整流素子の出力側の正極性端子と負極性端子との各々に各々の巻線の一端が接続され、各々の巻線の他端には前記1次側平滑コンデンサが接続され、磁気的に結合される第1巻線と第2巻線とを有する電圧帰還トランスと、前記コンバータ部の1次側に流れる共振電流を整流できるスイッチング速度を有するものとされる、前記1次側整流素子として機能する高速スイッチング素子と、を具備し、前記コモンモードフィルタ部は、コモンモードチョークコイルと前記コモンモードチョークコイルのアクロスコンデンサとして機能する前記力率改善部の前記コンデンサを具備する。   The switching power supply circuit of the present invention includes a primary side rectifying / smoothing unit that converts input AC power from an AC power source into primary side DC power, and converts the primary side DC power into AC power, and further secondary side DC power. A switching power supply circuit comprising a converter unit for converting into electric power, a power factor improving unit for improving a power factor, and a common mode filter unit interposed between the power factor improving unit and the AC power source, The primary-side rectifying and smoothing unit includes a primary-side rectifying element that receives and rectifies input AC power from an AC power source, and a primary-side smoothing capacitor that smoothes the power from the primary-side rectifying element. The converter unit is supplied from a converter transformer having a primary winding and a secondary winding that is magnetically loosely coupled to the primary winding, and the primary side rectifying and smoothing unit. The primary side DC power is changed to the AC power. A switching element for switching on and off, an oscillation / drive circuit for driving the switching element on and off, a leakage inductor generated in the primary winding, and a primary-side voltage resonance capacitor, and is supplied with the AC power. A side voltage resonance circuit, a secondary side series resonance circuit formed by a leakage inductor generated in the secondary winding and a secondary side series resonance capacitor, and a rectifying element connected to the secondary side series resonance circuit; A secondary-side smoothing capacitor connected to the rectifying element to obtain an output DC voltage, and a control signal whose frequency is variable so that the value of the output DC voltage is a predetermined value. The power factor improving unit includes a capacitor connected to both ends of the input side of the primary side rectifying element, and an output side of the primary side rectifying element One end of each winding is connected to each of the positive polarity terminal and the negative polarity terminal, and the primary winding is connected to the other end of each winding, and the first winding is magnetically coupled. A voltage feedback transformer having a first winding and a second winding; a high-speed switching element functioning as the primary-side rectifying element, having a switching speed capable of rectifying a resonance current flowing in the primary side of the converter unit; The common mode filter unit includes a common mode choke coil and the capacitor of the power factor improving unit functioning as an across capacitor of the common mode choke coil.
このスイッチング電源回路では、1次側整流平滑部は、1次側整流素子によって交流電源からの入力交流電力を入力して整流し、1次側整流素子からの電力は1次側平滑コンデンサに供給されて平滑されて1次側直流電力を得ることができる。また、コンバータ部は、1次巻線と2次巻線とを有するコンバータトランスを具備しており、1次巻線と2次巻線とは磁気的に疎結合とされているので、1次巻線と2次巻線との各々には漏れインダクタンスが生じる。スイッチング素子は、発振・ドライブ回路によってオン・オフ駆動され、1次側整流平滑部からの1次側直流電力を、交流電力に変換する。1次巻線に生じる漏れインダクタと1次側電圧共振コンデンサとによって形成される1次側電圧共振回路と、2次巻線に生じる漏れインダクタと2次側直列共振コンデンサとによって形成される2次側直列共振回路とを具備しており、1次側電圧共振回路に供給される交流電力の周波数に応じて1次側から2次側へ伝送される電力の大きさが変化させられる。2次側直列共振回路に接続される整流素子と2次側平滑コンデンサとによって出力直流電圧を得るようにされている。制御回路は周波数が可変とされる制御信号を発振・ドライブ回路に供給して、出力直流電圧が所定値となるように制御する。また、力率改善部は、1次側整流素子の入力側の両端に接続されるコンデンサと、磁気的に結合される第1巻線と第2巻線とを有する電圧帰還トランスと、1次側整流素子として機能する高速スイッチング素子と、を具備している。1次側整流素子の出力側の正極性端子と負極性端子との各々に第1巻線と第2巻線との一端が接続され、第1巻線と第2巻線との他端には1次側平滑コンデンサが接続されている。高速スイッチング素子は、コンバータ部の1次側に流れる共振電流を整流できるスイッチング速度を有するものとされている。また、コモンモードフィルタ部は、コモンモードチョークコイルとアクロスコンデンサを具備する。ここで、アクロスコンデンサは力率改善部のコンデンサを共通に用いるものとされている。   In this switching power supply circuit, the primary side rectifying / smoothing unit inputs and rectifies the input AC power from the AC power source by the primary side rectifying element, and supplies the power from the primary side rectifying element to the primary side smoothing capacitor. Thus, the primary side DC power can be obtained by being smoothed. In addition, the converter unit includes a converter transformer having a primary winding and a secondary winding, and the primary winding and the secondary winding are magnetically loosely coupled. Leakage inductance occurs in each of the winding and the secondary winding. The switching element is turned on / off by an oscillation / drive circuit, and converts the primary side DC power from the primary side rectifying and smoothing unit into AC power. A primary side voltage resonance circuit formed by a leakage inductor generated in the primary winding and the primary side voltage resonance capacitor, and a secondary formed by a leakage inductor generated in the secondary winding and the secondary side series resonance capacitor. A side series resonance circuit is provided, and the magnitude of power transmitted from the primary side to the secondary side is changed according to the frequency of the AC power supplied to the primary side voltage resonance circuit. An output DC voltage is obtained by a rectifying element connected to the secondary side series resonance circuit and a secondary side smoothing capacitor. The control circuit supplies a control signal whose frequency is variable to the oscillation / drive circuit to control the output DC voltage to be a predetermined value. The power factor correction unit includes a capacitor connected to both ends of the input side of the primary side rectifying element, a voltage feedback transformer having a first winding and a second winding that are magnetically coupled, and a primary And a high-speed switching element functioning as a side rectifying element. One end of the first winding and the second winding is connected to each of the positive terminal and the negative terminal on the output side of the primary side rectifying element, and the other ends of the first winding and the second winding are connected to each other. Is connected with a primary smoothing capacitor. The high-speed switching element is assumed to have a switching speed capable of rectifying the resonance current flowing on the primary side of the converter unit. The common mode filter section includes a common mode choke coil and an across capacitor. Here, as the across capacitor, the capacitor of the power factor improving unit is commonly used.
また別の本発明のスイッチング電源回路は、交流電源からの入力交流電力を1次側直流電力に変換する1次側整流平滑部と、前記1次側直流電力を交流電力に変換し、さらに2次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、前記力率改善部と前記交流電源との間に介在されるコモンモードフィルタ部と、を備えるスイッチング電源回路であって、前記1次側整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する1次側整流素子と、前記1次側整流素子からの電力を平滑する1次側平滑コンデンサと、を具備し、前記コンバータ部は、1次巻線と前記1次巻線と磁気的に疎結合とされる2次巻線と、を有するコンバータトランスと、前記1次側整流平滑部から供給される前記1次側直流電力を、前記交流電力に変換するスイッチング素子と、前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、前記1次巻線に生じる漏れインダクタと1次側電圧共振コンデンサとによって形成され、前記交流電力が供給される1次側電圧共振回路と、前記2次巻線に生じる漏れインダクタと2次側直列共振コンデンサとによって形成される2次側直列共振回路と、前記2次側直列共振回路に接続される整流素子と、前記整流素子に接続され出力直流電圧を得るようにされた2次側平滑コンデンサと、前記出力直流電圧の値を所定の値とするように周波数が可変とされる制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、前記スイッチング素子が非導通のときに導通する補助スイッチング素子とクランプ用コンデンサとの直列回路とによって前記スイッチング素子の両端に生じる電圧をクランプするアクティブ電圧クランプ回路と、を具備し、前記力率改善部は、前記コンバータ部の1次側に流れる共振電流を整流できるスイッチング速度を有するものとされる、前記1次側整流素子として機能する高速スイッチング素子を具備し、前記コモンモードフィルタ部は、コモンモードチョークコイルと前記コモンモードチョークコイルのアクロスコンデンサとして機能する前記力率改善部の前記コンデンサを具備する。   Another switching power supply circuit of the present invention comprises a primary side rectifying / smoothing unit that converts input AC power from an AC power source into primary side DC power, and converts the primary side DC power into AC power. A switching power supply circuit comprising: a converter for converting to secondary DC power; a power factor improving unit for improving the power factor; and a common mode filter unit interposed between the power factor improving unit and the AC power source. The primary side rectifying and smoothing unit includes a primary side rectifying element that inputs and rectifies input AC power from an AC power source, and a primary side smoothing capacitor that smoothes the power from the primary side rectifying element; The converter unit includes a primary transformer and a secondary winding that is magnetically loosely coupled to the primary winding, and the converter unit is supplied from the primary side rectifying and smoothing unit. The primary side DC power Formed by a switching element for converting to, an oscillation drive circuit for driving the switching element on and off, a leakage inductor generated in the primary winding, and a primary voltage resonance capacitor, and supplied with the AC power A secondary side series resonance circuit formed by a primary side voltage resonance circuit, a leakage inductor generated in the secondary winding and a secondary side series resonance capacitor, and a rectifier element connected to the secondary side series resonance circuit A secondary-side smoothing capacitor connected to the rectifier element and obtaining an output DC voltage, and a control signal whose frequency is variable so that the value of the output DC voltage is a predetermined value. A control circuit supplied to the drive circuit, and a series circuit of an auxiliary switching element and a clamping capacitor which are turned on when the switching element is turned off. An active voltage clamping circuit that clamps a voltage generated at both ends of the switching element, and the power factor improving unit has a switching speed capable of rectifying a resonance current flowing in the primary side of the converter unit. A high-speed switching element functioning as the primary side rectifying element, and the common mode filter unit including a common mode choke coil and the capacitor of the power factor improving unit functioning as an across capacitor of the common mode choke coil. To do.
このスイッチング電源回路では、1次側整流平滑部は、1次側整流素子によって交流電源からの入力交流電力を入力して整流し、1次側整流素子からの電力は1次側平滑コンデンサに供給されて平滑されて1次側直流電力を得ることができる。また、コンバータ部は、1次巻線と2次巻線とを有するコンバータトランスを具備しており、1次巻線と2次巻線とは磁気的に疎結合とされているので、1次巻線と2次巻線との各々には漏れインダクタンスが生じる。スイッチング素子は、発振・ドライブ回路によってオン・オフ駆動され、1次側整流平滑部からの1次側直流電力を、交流電力に変換する。1次巻線に生じる漏れインダクタと1次側電圧共振コンデンサとによって形成される1次側電圧共振回路と、2次巻線に生じる漏れインダクタと2次側直列共振コンデンサとによって形成される2次側直列共振回路とを具備しており、1次側電圧共振回路に供給される交流電力の周波数に応じて1次側から2次側へ伝送される電力の大きさが変化させられる。2次側直列共振回路には、2次側整流回路が接続され、この2次側整流回路を形成する2次側整流素子と2次側平滑コンデンサとによって出力直流電圧を得るようにされている。制御回路は周波数が可変とされる制御信号を発振・ドライブ回路に供給して、出力直流電圧が所定値となるように制御する。アクティブ電圧クランプ回路はスイッチング素子が非導通のときに導通する補助スイッチング素子とクランプ用コンデンサとの直列回路とによって形成され、スイッチング素子の両端に生じる電圧をクランプする。また、力率改善部は、1次側整流素子として機能する高速スイッチング素子を具備しており、高速スイッチング素子は、コンバータ部の1次側に流れる共振電流を整流できるスイッチング速度を有するものとされている。また、コモンモードフィルタ部は、コモンモードチョークコイルとアクロスコンデンサを具備する。ここで、アクロスコンデンサは力率改善部のコンデンサを共通に用いるものとされている。   In this switching power supply circuit, the primary side rectifying / smoothing unit inputs and rectifies the input AC power from the AC power source by the primary side rectifying element, and supplies the power from the primary side rectifying element to the primary side smoothing capacitor. Thus, the primary side DC power can be obtained by being smoothed. In addition, the converter unit includes a converter transformer having a primary winding and a secondary winding, and the primary winding and the secondary winding are magnetically loosely coupled. Leakage inductance occurs in each of the winding and the secondary winding. The switching element is turned on / off by an oscillation / drive circuit, and converts the primary side DC power from the primary side rectifying and smoothing unit into AC power. A primary side voltage resonance circuit formed by a leakage inductor generated in the primary winding and the primary side voltage resonance capacitor, and a secondary formed by a leakage inductor generated in the secondary winding and the secondary side series resonance capacitor. A side series resonance circuit is provided, and the magnitude of power transmitted from the primary side to the secondary side is changed according to the frequency of the AC power supplied to the primary side voltage resonance circuit. A secondary side rectifier circuit is connected to the secondary side series resonance circuit, and an output DC voltage is obtained by a secondary side rectifier element and a secondary side smoothing capacitor forming the secondary side rectifier circuit. . The control circuit supplies a control signal whose frequency is variable to the oscillation / drive circuit to control the output DC voltage to be a predetermined value. The active voltage clamp circuit is formed by a series circuit of an auxiliary switching element that is turned on when the switching element is non-conductive and a capacitor for clamping, and clamps a voltage generated across the switching element. The power factor correction unit includes a high-speed switching element that functions as a primary-side rectifying element, and the high-speed switching element has a switching speed capable of rectifying the resonance current flowing to the primary side of the converter unit. ing. The common mode filter section includes a common mode choke coil and an across capacitor. Here, as the across capacitor, the capacitor of the power factor improving unit is commonly used.
本発明のスイッチング電源回路によれば、従来に較べて、部品点数をより少なくし、ノイズの発生もより少なくし、より効率の改善を図る力率改善機能を有するスイッチング電源回路を提供することができる。   According to the switching power supply circuit of the present invention, it is possible to provide a switching power supply circuit having a power factor improving function for reducing the number of parts, generating less noise, and improving efficiency as compared with the conventional case. it can.
まず、力率改善機能と、定電圧機能とをDC/DCコンバータに持たせたワンコンバータ方式の電源について説明する。   First, a one-converter type power supply in which a DC / DC converter has a power factor correction function and a constant voltage function will be described.
図1にワンコンバータ方式のスイッチング電源回路の一実施形態を示す。図1に示すワンコンバータ方式の電源回路は、1次側に主スイッチであるスイッチング素子Q1を1個備え、1次側巻線N1に生じる漏れインダクタL1と1次側電圧共振コンデンサC1とで形成される1次側電圧共振回路を具備し、1次巻線N1と2次巻線N2とが磁気的に疎結合とされるコンバータトランスPITの2次巻線N2に発生する漏れインダクタL2と2次側直列コンデンサC2とで形成される2次側電流共振回路を具備し、この2次側電流共振回路に接続された全波整流回路から出力直流電圧Eoを得るようにされたDC/DCコンバータである。そしてこのDC/DCコンバータは、いわゆる、多重共振形コンバータとして形成され、定電圧機能を有する。さらに、力率改善回路10を組み合わせて力率改善機能を有するものである。ここで、疎結合とは、1次巻線N1と2次巻線N2との磁気的な結合係数の値が、1以下であることを言うものであり、例えば、結合係数の値が0.7程度である場合を言うものである。すなわち、結合係数が1以下であるということは、1次巻線N1には鎖交し2次巻線N2には鎖交しない磁束が存在し、また、2次巻線N2には鎖交し1次巻線N1には鎖交しない磁束が存在するということである。この相互に鎖交しない磁束によって、漏れインダクタL1(以下、インダクタL1と省略する)と漏れインダクタL2(以下、インダクタL2と省略する)とが生じることとなる。   FIG. 1 shows an embodiment of a one-converter type switching power supply circuit. The one-converter type power supply circuit shown in FIG. 1 has one switching element Q1 as a main switch on the primary side, and is formed by a leakage inductor L1 generated in the primary side winding N1 and a primary side voltage resonance capacitor C1. Leakage inductors L2 and 2 generated in the secondary winding N2 of the converter transformer PIT including the primary voltage resonance circuit and the primary winding N1 and the secondary winding N2 that are magnetically loosely coupled. A DC / DC converter comprising a secondary side current resonance circuit formed by a secondary side series capacitor C2 and obtaining an output DC voltage Eo from a full-wave rectifier circuit connected to the secondary side current resonance circuit It is. This DC / DC converter is formed as a so-called multiple resonance type converter and has a constant voltage function. Further, the power factor improving circuit 10 is combined to have a power factor improving function. Here, loose coupling means that the value of the magnetic coupling coefficient between the primary winding N1 and the secondary winding N2 is 1 or less. The case where it is about 7 is said. That is, a coupling coefficient of 1 or less means that there is a magnetic flux in the primary winding N1 that is linked to the secondary winding N2 and that is not linked to the secondary winding N2. This means that there is a magnetic flux not interlinked in the primary winding N1. The magnetic flux that is not linked to each other causes a leakage inductor L1 (hereinafter abbreviated as inductor L1) and a leakage inductor L2 (hereinafter abbreviated as inductor L2).
なお、図1においては、2次側回路としては全波整流を備えるものであるが、これに替えて、2次側回路としては両波整流回路または倍圧整流回路を備えるものとしても良いものである。   In FIG. 1, the secondary side circuit is provided with full-wave rectification, but instead the secondary side circuit may be provided with a double-wave rectification circuit or a voltage doubler rectification circuit. It is.
図1に示すワンコンバータ方式のスイッチング電源回路におけるDC/DCコンバータ部の説明を簡単にする。   The DC / DC converter unit in the one-converter switching power supply circuit shown in FIG.
コンバータトランスPITは、1次側と2次側とを絶縁するとともに電圧の変換を行う機能を有するが、さらに、多重共振スイッチングコンバータとして機能させるための共振回路の一部を構成する上述したインダクタL1としても機能する。   The converter transformer PIT has a function of insulating the primary side and the secondary side and performing voltage conversion, and further, the above-described inductor L1 constituting a part of a resonance circuit for functioning as a multiple resonance switching converter. Also works.
コンバータトランスPITは、フェライト材によるコアと1次巻線N1と2次巻線N2とによって構成されている。このコンバータトランスPITにおいては1次巻線N1と2次巻線N2との磁気的な結合は疎結合とされている。このようにして、大きなインダクタンスの値を漏れインダクタンス成分として得るようにしている。   The converter transformer PIT includes a core made of a ferrite material, a primary winding N1, and a secondary winding N2. In this converter transformer PIT, the magnetic coupling between the primary winding N1 and the secondary winding N2 is loosely coupled. In this way, a large inductance value is obtained as a leakage inductance component.
また、スイッチング素子Q1は、MOS−FETが選定され、ソース−ドレイン間に並列にボディダイオードDD1を内蔵する。このような、スイッチング素子Q1が、スイッチング動作をすることによって、1次側電圧共振コンデンサC1とインダクタL1とによって形成される1次側電圧共振回路に共振電流を流す。   The switching element Q1 is a MOS-FET and includes a body diode DD1 in parallel between the source and drain. Such a switching element Q1 performs a switching operation to cause a resonance current to flow through the primary side voltage resonance circuit formed by the primary side voltage resonance capacitor C1 and the inductor L1.
コンバータトランスPITの2次側では、1次巻線N1により誘起された交番電圧に相似した電圧波形が2次巻線N2に発生する。この2次巻線N2に対して2次側整流素子Doを接続している。この2次側整流素子Doは高速スイッチングダイオードDo1ないし高速スイッチングダイオードDo4をブリッジ接続して構成されており、2次側整流素子Doの出力側には2次側平滑コンデンサCoが接続されている。これにより、2次側平滑コンデンサCoの両端から出力直流電圧Eoを得ている。   On the secondary side of the converter transformer PIT, a voltage waveform similar to the alternating voltage induced by the primary winding N1 is generated in the secondary winding N2. A secondary side rectifying element Do is connected to the secondary winding N2. The secondary side rectifying element Do is configured by bridge-connecting high speed switching diodes Do1 to Do4, and a secondary side smoothing capacitor Co is connected to the output side of the secondary side rectifying element Do. Thereby, the output DC voltage Eo is obtained from both ends of the secondary side smoothing capacitor Co.
制御回路1は、入力された出力直流電圧Eoと所定の値の基準電圧値との差に応じた検出出力(誤差電圧)を発振・ドライブ回路2に供給する。発振・ドライブ回路2では、入力された制御回路1の検出出力に応じて主としてはスイッチング周波数を可変するようにして、スイッチング素子Q1を駆動する。また、スイッチング周波数とともに一周期におけるスイッチング素子Q1のオンとなる時間の比率である時比率を変化させるようにしても良い。   The control circuit 1 supplies a detection output (error voltage) corresponding to the difference between the input output DC voltage Eo and a predetermined reference voltage value to the oscillation / drive circuit 2. In the oscillation / drive circuit 2, the switching element Q <b> 1 is driven mainly by changing the switching frequency according to the input detection output of the control circuit 1. Further, the time ratio, which is the ratio of the time during which the switching element Q1 is turned on in one cycle, may be changed together with the switching frequency.
このようにしてスイッチング素子Q1のスイッチング周波数が可変制御されることにより、この可変制御の周波数に対して1次側電圧共振回路のインピーダンスが変化し、コンバータトランスPITの1次巻線N1から2次巻線N2側に伝送される電力量、また、2次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、出力直流電圧Eoの大きさを基準電圧と一致させる動作が得られることになる。つまり、出力直流電圧Eoの安定化が図られる。   In this way, the switching frequency of the switching element Q1 is variably controlled, whereby the impedance of the primary side voltage resonance circuit changes with respect to the frequency of the variable control, and the secondary winding from the primary winding N1 of the converter transformer PIT changes. The amount of power transmitted to the winding N2 side and the amount of power to be supplied from the secondary rectifier circuit to the load will change. As a result, an operation for matching the magnitude of the output DC voltage Eo with the reference voltage is obtained. That is, the output DC voltage Eo is stabilized.
図1に示すワンコンバータ方式のスイッチング電源回路における力率改善回路10では、コンバータトランスPITに設けられた3次巻線N3の一方の巻端に高速スイッチングダイオードD1と力率改善用インダクタLoとの直列回路を接続し、3次巻線N3の他方の巻端と力率改善用インダクタLoに接続されない側の高速スイッチングダイオードD1の端子との間にノーマルモードのノイズを抑制するためのコンデンサCNおよび1次側平滑コンデンサの一端を接続している。   In the one-converter switching power supply circuit shown in FIG. 1, the power factor correction circuit 10 includes a high-speed switching diode D1 and a power factor improving inductor Lo at one end of a tertiary winding N3 provided in the converter transformer PIT. A capacitor CN for suppressing normal mode noise between the other winding end of the tertiary winding N3 and a terminal of the high-speed switching diode D1 on the side not connected to the power factor improving inductor Lo; One end of the primary side smoothing capacitor is connected.
力率改善回路10のこのような接続態様によって、3次巻線N3に発生する共振パルス電圧を1次側平滑コンデンサCiに帰還して力率の改善を図っている。このように共振動作に応じて発生する電圧を1次側平滑コンデンサCiに帰還して力率を改善する方式を電圧帰還方式の力率改善回路と総称する。   With such a connection mode of the power factor correction circuit 10, the resonance pulse voltage generated in the tertiary winding N3 is fed back to the primary side smoothing capacitor Ci to improve the power factor. Such a method of improving the power factor by feeding back the voltage generated according to the resonance operation to the primary side smoothing capacitor Ci is collectively referred to as a voltage feedback power factor correction circuit.
また、図2に示すのは別の方式の力率改善回路11である。1次側整流素子Diの交流入力側については、記載を省略したが、図1に示すものと同様な構成を有するものとされている。力率改善回路11では、1次巻線N1の一端に対して電圧帰還トランスVFTの第2巻線Lo’と1次側平滑コンデンサCiとを直列に接続して、電圧帰還トランスVFTの第2巻線Lo’に1次側直列共振電流を流している。そして、電圧帰還トランスVFTの第2巻線Lo’に誘起する共振パルス電圧を電圧帰還トランスVFTの第1巻線Loにも誘起してこの電圧を1次側平滑コンデンサCiに帰還して、1次側整流素子Diにおける流通角を拡大して力率を改善する電圧帰還方式の力率改善回路である。   FIG. 2 shows another type of power factor correction circuit 11. The AC input side of the primary side rectifying element Di is omitted, but has the same configuration as that shown in FIG. In the power factor correction circuit 11, the second winding Lo ′ of the voltage feedback transformer VFT and the primary side smoothing capacitor Ci are connected in series to one end of the primary winding N1, and the second of the voltage feedback transformer VFT is connected. A primary series resonance current is passed through the winding Lo ′. A resonance pulse voltage induced in the second winding Lo ′ of the voltage feedback transformer VFT is also induced in the first winding Lo of the voltage feedback transformer VFT, and this voltage is fed back to the primary side smoothing capacitor Ci. It is a power factor improvement circuit of a voltage feedback system that improves the power factor by expanding the flow angle in the secondary rectifying element Di.
また、図3に示すのはさらに別の方式の力率改善回路12である。力率改善回路12では、1次側電圧共振コンデンサC1と1次巻線N1とが交流的に並列に接続される共振回路に対して、スイッチング素子Q1とボディダイオードDD1との並列回路を接続し、1次巻線N1の一端に対して、力率改善用インダクタLoを接続している。そして、力率改善用インダクタLoを介して1次側平滑コンデンサCiに多重共振コンバータの1次側の共振電流を帰還して力率を改善する電力回生方式の力率改善回路である。   FIG. 3 shows still another type of power factor correction circuit 12. In the power factor correction circuit 12, a parallel circuit of a switching element Q1 and a body diode DD1 is connected to a resonance circuit in which the primary side voltage resonance capacitor C1 and the primary winding N1 are connected in parallel in an AC manner. A power factor improving inductor Lo is connected to one end of the primary winding N1. The power regeneration type power factor improvement circuit improves the power factor by feeding back the primary side resonance current of the multiple resonance converter to the primary side smoothing capacitor Ci via the power factor improvement inductor Lo.
上述した、図1および図3に示すスイッチング電源回路では、力率改善回路10および力率改善回路13を構成するための部品は、力率改善用インダクタLo、高速スイッチングダイオードD1およびコンデンサCNの3点である。また、図2に示すスイッチング電源回路では、力率改善回路11を構成するための部品は、電圧帰還トランスVFT、高速スイッチングダイオードD1およびコンデンサCNの3点である。   In the switching power supply circuit shown in FIG. 1 and FIG. 3 described above, the components for configuring the power factor correction circuit 10 and the power factor correction circuit 13 are the power factor improvement inductor Lo, the high-speed switching diode D1, and the capacitor CN. Is a point. In the switching power supply circuit shown in FIG. 2, the components for configuring the power factor correction circuit 11 are three points: a voltage feedback transformer VFT, a high-speed switching diode D1, and a capacitor CN.
図1ないし図3のスイッチング電源回路を代表するものとして、図2に示す力率改善回路11を備えるスイッチング電源回路について、その特性を説明する。   As a representative of the switching power supply circuit of FIGS. 1 to 3, the characteristics of the switching power supply circuit including the power factor correction circuit 11 shown in FIG. 2 will be described.
図4は、負荷電力Poの値が、0W(無負荷)から300Wの範囲での負荷変動に対する力率PF、および交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηAC→DCを示している。   FIG. 4 shows a power factor PF with respect to a load fluctuation in a range of load power Po from 0 W (no load) to 300 W, and power conversion efficiency ηAC → DC of DC output power with respect to AC input power.
ここで、高調波歪規制値のクラスA規格では交流入力電力が75W以上の場合が規制の対象となるものである。したがって、図2に示す回路のみならず、図1に示す回路および図3に示す回路の各々において、各部の定数の設定を適切なものとしている。例えば、図3に示す回路において、交流入力電圧VACの値が100V、負荷電力Poが70Wのとき力率PFの値を0.75となるように電圧帰還トランスVFTの第1巻線Loと第2巻線Lo’とを設定している。なお、このときの300Wにおける電力変換効率ηAC→DCの値は91%程度であり、力率改善回路13における損失は少ないものであった。   Here, according to the class A standard of the harmonic distortion regulation value, the case where the AC input power is 75 W or more is subject to regulation. Therefore, not only the circuit shown in FIG. 2 but also the circuit shown in FIG. 1 and the circuit shown in FIG. For example, in the circuit shown in FIG. 3, when the value of the AC input voltage VAC is 100 V and the load power Po is 70 W, the first winding Lo and the first winding Lo of the voltage feedback transformer VFT are set so that the value of the power factor PF is 0.75. Two windings Lo ′ are set. At this time, the value of power conversion efficiency ηAC → DC at 300 W was about 91%, and the loss in the power factor correction circuit 13 was small.
以上述べたように、図1ないし図3に示すスイッチング電源回路では、高調波歪規制値のクラスA規格を満たし、部品点数も背景技術に示すものに較べて大幅に少なくすることができ、電力変換効率ηAC→DCの値も良好なものとできる。しかしながら、上述した図1ないし図3に示すスイッチング電源回路を医療機器に用いる場合には、交流電源ACのラインに対する電源妨害である雑音端子電圧の規格は、家庭用の電機機器(家電機器)の規格よりも低レベルであり、さらに、ノイズの発生のレベルを低下させることが望ましい。   As described above, in the switching power supply circuit shown in FIGS. 1 to 3, the harmonic distortion regulation value class A standard can be satisfied, and the number of parts can be significantly reduced compared to that shown in the background art. The value of conversion efficiency ηAC → DC can also be made good. However, when the switching power supply circuit shown in FIGS. 1 to 3 described above is used in a medical device, the standard of the noise terminal voltage that is a power source disturbance for the AC power supply AC line is that of household electrical appliances (home appliances). It is desirable that the level is lower than the standard, and further the level of noise generation is reduced.
上述した、電源妨害、電力変換効率、力率改善について、より良好なる特性を有するのが図5に示す回路および図5の変形例としての図10ないし図13、さらには、図14および図18ないし図20に示す回路である。各々のスイッチング電源回路の細部の説明をする前に、それらに、共通する技術的特徴を以下に簡単に説明する。なお、図10ないし図13および図18ないし図20では、回路のすべてが記載されておらず、その一部が記載されており、図10ないし図13において記載されていない部分は図5に示すと同一の構成を有しており、図18ないし図20において記載されていない部分は図14に示すと同一の構成を有している。   The circuit shown in FIG. 5 and FIG. 10 to FIG. 13 as modifications of FIG. 5, and FIG. 14 and FIG. 18 have better characteristics with respect to the power source disturbance, power conversion efficiency, and power factor improvement described above. Or it is the circuit shown in FIG. Before describing the details of each switching power supply circuit, the technical features common to them will be briefly described below. 10 to 13 and FIGS. 18 to 20 do not describe all of the circuits, only a part of them is shown, and the parts not shown in FIGS. 10 to 13 are shown in FIG. The portions not shown in FIGS. 18 to 20 have the same configuration as shown in FIG.
まず、図5および図10ないし図13、さらには、図14および図18ないし図20に示すスイッチング電源回路に共通する部分の説明を最初に説明し、その後、基本となる図5に示すスイッチング電源回路について回路図に沿って説明し、続いて図10ないし図13に示すスイッチング電源回路の各々の特徴部分、さらには、図14および図18ないし図20に示すスイッチング電源回路の各々の特徴部分について説明する。   First, description will be given first of the portions common to the switching power supply circuits shown in FIGS. 5 and 10 to 13 and FIGS. 14 and 18 to 20, and then the basic switching power supply shown in FIG. The circuit will be described with reference to the circuit diagrams. Subsequently, the characteristic portions of the switching power supply circuits shown in FIGS. 10 to 13 and further the characteristic portions of the switching power supply circuits shown in FIGS. 14 and 18 to 20 will be described. explain.
上述した各々の図に示すスイッチング電源回路は、交流電源からの入力交流電力を1次側直流電力に変換する1次側整流平滑部と、1次側直流電力を交流電力に変換しさらに2次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、前記力率改善部と前記交流電源との間に介在されるコモンモードフィルタ部と、を備えるスイッチング電源回路である。   The switching power supply circuit shown in each of the above-described drawings includes a primary side rectifying / smoothing unit that converts input AC power from an AC power source into primary side DC power, and a secondary side that converts primary DC power into AC power. A switching power supply circuit comprising a converter for converting to side DC power, a power factor improving unit for improving a power factor, and a common mode filter unit interposed between the power factor improving unit and the AC power source .
そして、1次側整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する1次側整流素子と、1次側整流素子からの電力を平滑する1次側平滑コンデンサとを具備する。   The primary-side rectifying / smoothing unit includes a primary-side rectifying element that receives and rectifies input AC power from an AC power supply, and a primary-side smoothing capacitor that smoothes the power from the primary-side rectifying element. .
また、コンバータ部は、1次巻線と、1次巻線と磁気的に疎結合とされる2次巻線とを有するコンバータトランスと、上述した1次側整流平滑部から供給される1次側直流電力を、交流電力に変換して1次巻線に供給するスイッチング素子を1個有し、このスイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、1次巻線に生じる漏れインダクタと1次側電圧共振コンデンサとによって形成され、スイッチング素子から電力が供給される1次側電圧共振回路と、2次巻線に生じる漏れインダクタと2次側直列共振コンデンサと、によって形成される2次側直列共振回路と、2次側直列共振回路に接続される2次側整流素子と、この2次側整流素子に接続され出力直流電圧を得るようにされた2次側平滑コンデンサと、出力直流電圧の値を所定の値とするような制御信号を発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を具備する。ここで、2次側の整流回路については、全波整流回路、全波倍電圧整流回路、倍電流整流回路のいずれを用いるものとしても良いものである。   The converter unit includes a primary transformer, a converter transformer having a secondary winding that is magnetically loosely coupled to the primary winding, and a primary supplied from the above-described primary side rectifying and smoothing unit. An oscillation / drive circuit for driving the on / off of the switching element, and a leakage inductor generated in the primary winding. A secondary side formed by a primary side voltage resonance circuit formed by a primary side voltage resonance capacitor and supplied with power from a switching element, a leakage inductor generated in the secondary winding, and a secondary side series resonance capacitor. Side series resonant circuit, a secondary side rectifying element connected to the secondary side series resonant circuit, a secondary side smoothing capacitor connected to the secondary side rectifying element to obtain an output DC voltage, and an output DC Voltage The comprises a control circuit for supplying to the oscillation and drive circuit a control signal such that a predetermined value. Here, as the secondary side rectifier circuit, any of a full-wave rectifier circuit, a full-wave voltage doubler rectifier circuit, and a current doubler rectifier circuit may be used.
上述したように、実施形態のスイッチング電源回路は、いずれも、1次側に1次側電圧共振回路を有し、2次側に2次側直列共振回路を有する多重共振コンバータとして構成されているので、スイッチング素子の損失を低減しつつ、スイッチング素子のオン・オフの周波数を可変として出力直流電圧を所定の値に保つことができる。   As described above, each of the switching power supply circuits of the embodiments is configured as a multiple resonance converter having a primary side voltage resonance circuit on the primary side and a secondary side series resonance circuit on the secondary side. Therefore, it is possible to keep the output DC voltage at a predetermined value by reducing the switching element loss and making the switching element ON / OFF frequency variable.
また、力率改善部(力率改善回路)は、この多重共振コンバータの1次側に流れる共振電流に応じた電圧を1次側平滑コンデンサに電圧帰還する電圧帰還方式の力率改善回路として構成されている。そして、上述した1次側整流素子は、力率改善部の一部としても同時に機能するように、1次側整流素子の各々は高速スイッチングダイオードによって構成されている。   The power factor improvement unit (power factor improvement circuit) is configured as a voltage feedback type power factor improvement circuit that voltage-feeds back a voltage corresponding to the resonance current flowing on the primary side of the multiple resonance converter to the primary side smoothing capacitor. Has been. And each primary side rectifier is comprised by the high-speed switching diode so that the primary side rectifier mentioned above may function simultaneously also as a part of power factor improvement part.
また、コモンモードフィルタ部は、コモンモードチョークコイルとアクロスコンデンサとして機能する力率改善部のコンデンサである、コンデンサを具備する。   Further, the common mode filter unit includes a capacitor that is a capacitor of the power factor correction unit that functions as a common mode choke coil and an across capacitor.
そして、力率改善部の構成部分のコンデンサとコモンモードフィルタ部の構成部分のコンデンサとを共用して用い、部品点数を減らすものである。このように重複した機能を有する共用部品を採用することによって部品点数の削減を図り効率を向上するとともに、これらの部品の高周波特性を良好なるものとして、電源妨害(ノイズ)を抑圧する。さらに、1次側整流素子を高速スイッチングダイオードによって構成することによって、1次側整流の機能と力率改善の機能とを共通の部品としての高速スイッチングダイオードによって奏することができるので、電力を取り扱う部品点数を削減して電力効率の改善を図ることができる。   And the capacitor of the component part of a power factor improvement part and the capacitor | condenser of the component part of a common mode filter part are used in common, and a number of parts is reduced. By adopting shared parts having overlapping functions in this way, the number of parts is reduced and the efficiency is improved, and the high-frequency characteristics of these parts are improved, and power interference (noise) is suppressed. Furthermore, by configuring the primary side rectifying element with a high-speed switching diode, the primary side rectification function and the power factor improvement function can be achieved by the high-speed switching diode as a common part. The number of points can be reduced to improve power efficiency.
ここにおいて、図5に示すスイッチング電源回路および図10ないし図13に示すスイッチング電源回路の各々は、力率改善回路に第1巻線と第2巻線とを具備する電圧帰還トランスを用いることを特徴とし、この電圧帰還トランスは1次側整流素子の出力側の正極性端子および負極性端子の各々に第1巻線および第2巻線が接続されることを特徴とする。また、図14に示すスイッチング電源回路および図18ないし図20に示すスイッチング電源回路の各々は、多重共振コンバータとして構成された1次側に自励ドライブ方式のアクティブ電圧クランプ回路を付加することを特徴として、広範なる範囲の入力交流電圧に対応可能とするワイドレンジ対応のスイッチング電源回路とされるものである。   Here, each of the switching power supply circuit shown in FIG. 5 and the switching power supply circuit shown in FIGS. 10 to 13 uses a voltage feedback transformer having a first winding and a second winding in the power factor correction circuit. The voltage feedback transformer is characterized in that a first winding and a second winding are connected to each of a positive polarity terminal and a negative polarity terminal on the output side of the primary side rectifying element. Further, each of the switching power supply circuit shown in FIG. 14 and the switching power supply circuits shown in FIGS. 18 to 20 is characterized in that a self-excited drive type active voltage clamp circuit is added to the primary side configured as a multiple resonance converter. As described above, the switching power supply circuit is compatible with a wide range and can handle a wide range of input AC voltages.
まず、図5に示すスイッチング電源回路について説明する。図5に示すスイッチング電源回路は、交流電源ACからの入力交流電力を1次側直流電力に変換する1次側整流平滑部と、前記1次側直流電力を交流電力に変換しさらに2次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部(力率改善回路)と、前記力率改善部と前記交流電源との間に介在されるコモンモードフィルタ部と、を備えるものである。   First, the switching power supply circuit shown in FIG. 5 will be described. The switching power supply circuit shown in FIG. 5 includes a primary side rectifying / smoothing unit that converts input AC power from an AC power supply AC into primary DC power, and converts the primary DC power into AC power and further converts it into a secondary side. A converter unit for converting to DC power, a power factor improving unit (power factor improving circuit) for improving the power factor, and a common mode filter unit interposed between the power factor improving unit and the AC power source. Is.
コンバータ部は、1次巻線N1と、1次巻線N1と磁気的に疎結合とされる2次巻線N2と、を有するコンバータトランスPITと、1次側整流平滑部から供給される1次側直流電力を、商用周波数よりも高い周波数の交流電力に変換して1次巻線N1に供給するスイッチング素子であるスイッチング素子Q1と、これらのスイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路2と、1次巻線N1に生じる漏れインダクタL1と1次側電圧共振コンデンサC1とによって形成され、スイッチング素子から電力が供給される1次側電圧共振回路と、2次巻線N2に生じる漏れインダクタL2と2次側直列共振コンデンサC2とによって形成される2次側直列共振回路と、2次側直列共振回路に接続される2次側整流素子Doと、2次側整流素子Doに接続され出力直流電圧Eoを得るようにされた2次側平滑コンデンサCoと、出力直流電圧Eoの値を所定の値とするような制御信号を発振・ドライブ回路に供給する制御回路1と、を具備する。   The converter unit is supplied from a converter transformer PIT having a primary winding N1 and a secondary winding N2 that is magnetically loosely coupled to the primary winding N1, and 1 supplied from a primary side rectifying and smoothing unit. Switching element Q1, which is a switching element that converts the secondary side DC power into AC power having a frequency higher than the commercial frequency and supplies it to the primary winding N1, and an oscillation / drive circuit that drives these switching elements on and off 2 and a leakage inductor L1 generated in the primary winding N1 and a primary side voltage resonance capacitor C1, and a leakage generated in the secondary winding N2 and a primary side voltage resonance circuit to which power is supplied from the switching element. A secondary side series resonant circuit formed by the inductor L2 and the secondary side series resonant capacitor C2, a secondary side rectifier element Do connected to the secondary side series resonant circuit, and a secondary side regulator A secondary-side smoothing capacitor Co that is connected to the element Do to obtain an output DC voltage Eo, and a control circuit 1 that supplies a control signal for setting the value of the output DC voltage Eo to a predetermined value to the oscillation / drive circuit And.
ここで、2次側整流回路の2次側整流素子Doは、高速スイッチングダイオードDo1ないし高速スイッチングダイオードDo4で形成されるブリッジ接続を採用する。   Here, the secondary side rectifier element Do of the secondary side rectifier circuit employs a bridge connection formed by the high speed switching diodes Do1 to Do4.
また、力率改善部は、多重共振コンバータの1次側に流れる共振電流(共振パルス)を整流できるスイッチング速度を有するように1次側整流素子Diを高速スイッチングダイオードDi1ないし高速スイッチングダイオードDi4によって形成する。そして、ブリッジ接続とされた1次側整流素子Diの出力側の正極性端子である高速スイッチングダイオードDi1のカソードと高速スイッチングダイオードDi3のカソードとの接続点に電圧帰還トランスVFTの第2巻線Lo’の一端が接続され、1次側整流素子Diの出力側の負極性端子である高速スイッチングダイオードDi2のアノードと高速スイッチングダイオードDi4のアノードとの接続点に電圧帰還トランスVFTの第1巻線Loの一端が接続されている。そして、電圧帰還トランスVFTの第2巻線Lo’の他端は1次側平滑コンデンサCiを介して接地され、電圧帰還トランスVFTの第1巻線Loの一端は直接に接地されている。また、1次側整流素子Diの入力側にはコンデンサCNLが接続されている。   Further, the power factor improving unit forms the primary side rectifying element Di by the high speed switching diode Di1 to the high speed switching diode Di4 so as to have a switching speed capable of rectifying the resonance current (resonance pulse) flowing to the primary side of the multiple resonance converter. To do. The second winding Lo of the voltage feedback transformer VFT is connected to a connection point between the cathode of the high speed switching diode Di1 and the cathode of the high speed switching diode Di3, which is a positive polarity terminal on the output side of the primary side rectifying element Di that is bridge-connected. The first winding Lo of the voltage feedback transformer VFT is connected to the connection point between the anode of the high speed switching diode Di2 and the anode of the high speed switching diode Di4, which is connected to one end of the ' Are connected at one end. The other end of the second winding Lo 'of the voltage feedback transformer VFT is grounded via the primary side smoothing capacitor Ci, and one end of the first winding Lo of the voltage feedback transformer VFT is directly grounded. Further, a capacitor CNL is connected to the input side of the primary side rectifying element Di.
また、コモンモードフィルタ部は、コモンモードチョークコイルCMCとアクロスコンデンサを具備する。ここで、コモンモードフィルタ部はアクロスコンデンサを2個有しており、アクロスコンデンサCLが交流電源ACの入力側に配され、コンデンサCNLが1次側整流素子Diの入力側に配され、コンデンサCNLはアクロスコンデンサとしても機能するようになされている。   Further, the common mode filter unit includes a common mode choke coil CMC and an across capacitor. Here, the common mode filter unit has two across capacitors, the across capacitor CL is disposed on the input side of the AC power supply AC, the capacitor CNL is disposed on the input side of the primary side rectifier element Di, and the capacitor CNL. Is designed to function as an across capacitor.
図5に示すスイッチング電源回路の主要部について、その作用についても言及しながら、より詳細に説明を加える。   The main part of the switching power supply circuit shown in FIG. 5 will be described in more detail while referring to its operation.
交流電力は、1次整流平滑部で整流されて、平滑される。ここで、整流は、ブリッジ接続された1次側整流素子Diでおこなわれ、平滑は1次側平滑コンデンサCiでおこなわれるものであるが、1次側整流素子Diの正側出力端子は、直接に1次側平滑コンデンサCiに接続されるのではなく、電圧帰還トランスVFTの第2巻線Lo’を介して1次側平滑コンデンサCiに接続されている。   The AC power is rectified and smoothed by the primary rectifying / smoothing unit. Here, rectification is performed by the bridge-connected primary side rectifier element Di, and smoothing is performed by the primary side smoothing capacitor Ci, but the positive side output terminal of the primary side rectifier element Di is directly Instead of being connected to the primary side smoothing capacitor Ci, it is connected to the primary side smoothing capacitor Ci via the second winding Lo ′ of the voltage feedback transformer VFT.
このようにして1次側直流電力に変換された電力はコンバータ部に供給されるが、コンバータ部は、1次側については、電圧共振コンバータとして構成され、2次側については、電流共振回路を有する、いわゆる、多重共振形コンバータとして構成されている。このような多重共振形コンバータとするために、1次巻線N1の両端に生じると漏れインダクタL1と1次側電圧共振コンデンサC1とによって1次側電圧共振回路が形成されており、これによって1次側は電圧共振コンバータとして機能する。この1次側電圧共振回路には、スイッチング素子Q1が接続されている。スイッチング素子Q1はMOS―FETが用いられ、ドレインとソースとの間がスイッチング素子として作用する。このような接続態様とすることによって、スイッチング素子Q1のオンとオフによって生じる交流電力が1次側電圧共振回路に印加される。さらに、2次巻線N2の両端に生じると漏れインダクタL2と2次側直列共振コンデンサC2とによって2次側直列共振回路が形成されている。   The power converted into the primary side DC power in this way is supplied to the converter unit. The converter unit is configured as a voltage resonance converter for the primary side, and a current resonance circuit is provided for the secondary side. It has a so-called multiple resonance type converter. In order to make such a multiple resonance type converter, a primary side voltage resonance circuit is formed by the leakage inductor L1 and the primary side voltage resonance capacitor C1 when it occurs at both ends of the primary winding N1, thereby The secondary side functions as a voltage resonant converter. A switching element Q1 is connected to the primary side voltage resonance circuit. The switching element Q1 is a MOS-FET, and the drain and source act as a switching element. By setting it as such a connection aspect, the alternating current power which arises by ON / OFF of switching element Q1 is applied to a primary side voltage resonance circuit. Further, when it occurs at both ends of the secondary winding N2, a secondary side series resonance circuit is formed by the leakage inductor L2 and the secondary side series resonance capacitor C2.
このような多重共振形コンバータが構成され、交流電力の周波数に応じて2次巻線N2に1次巻線N1から伝送される電力量が変化する。ここで、1次側電圧共振回路の共振周波数は、漏れインダクタL1のインダクタンスの値と1次側電圧共振コンデンサC1のキャパシタンスの値とによって定められるものであり、1次側電圧共振コンデンサC1の値は、0.01μF(マイクロ・ファラッド)とした。また、2次側直列共振回路の共振周波数は、漏れインダクタL2のインダクタンスの値と2次側直列共振コンデンサC2のキャパシタンスの値とによって定められるものであり、2次側直列共振コンデンサC2の値は、0.047μF(マイクロ・ファラッド)とした。このようにして、2つの共振回路の共振周波数は、1次側電圧共振コンデンサC1と2次側直列共振コンデンサC2との値を選択することによって、各々、独立に定め得るものであるので、多重共振コンバータとしての所望の動作、例えば、スイッチング周波数の可変範囲を狭くする等の目的に合わせて、1次側直列共振周波数と2次側直列共振周波数は自由に設定が可能とされている。   Such a multiple resonance type converter is configured, and the amount of power transmitted from the primary winding N1 to the secondary winding N2 changes according to the frequency of the AC power. Here, the resonance frequency of the primary side voltage resonance circuit is determined by the inductance value of the leakage inductor L1 and the capacitance value of the primary side voltage resonance capacitor C1, and the value of the primary side voltage resonance capacitor C1. Was 0.01 μF (micro farad). The resonance frequency of the secondary side series resonance circuit is determined by the inductance value of the leakage inductor L2 and the capacitance value of the secondary side series resonance capacitor C2, and the value of the secondary side series resonance capacitor C2 is 0.047 μF (Micro Farad). In this way, the resonant frequencies of the two resonant circuits can be determined independently by selecting the values of the primary side voltage resonant capacitor C1 and the secondary side series resonant capacitor C2, respectively. The primary side series resonance frequency and the secondary side series resonance frequency can be freely set according to the desired operation as the resonance converter, for example, the purpose of narrowing the variable range of the switching frequency.
漏れインダクタL1を発生させるコンバータトランスPITの構造を以下に説明する。コンバータトランスPITは、1次側と2次側とを絶縁するとともに電圧の変換を行う機能を有するが、さらに、インダクタL1およびインダクタL2としても機能する。ここで、インダクタL1のインダクタンスは、コンバータトランスPITによって形成される漏れインダクタンスである。このような漏れインダクタンスをどのようにして生じさせるかについて、図6に示すコンバータトランスPITの断面図を示して具体的に説明する。   The structure of the converter transformer PIT that generates the leakage inductor L1 will be described below. The converter transformer PIT has a function of insulating the primary side and the secondary side and performing voltage conversion, but also functions as an inductor L1 and an inductor L2. Here, the inductance of the inductor L1 is a leakage inductance formed by the converter transformer PIT. How to generate such a leakage inductance will be specifically described with reference to a cross-sectional view of the converter transformer PIT shown in FIG.
コンバータトランスPITは、フェライト材によるE型コアCR1とE型コアCR2とを互いの磁脚が対向するように組み合わせたEE型コア(EE字形コア)を備える。そして、1次側と2次側の巻装部については、相互に独立するようにして分割し、例えば樹脂などによって形成されるボビンBが備えられる。そして、1次側の巻装部として1次巻線N1、2次側の巻装部として2次巻線N2が巻装されたボビンBをEE字形コアに取り付けることで、1次巻線N1が一の領域に巻装され、2次巻線N2がこの一の領域とは異なる巻装領域に分離され、EE字形コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにしてコンバータトランスPIT全体としての構造が得られる。   The converter transformer PIT includes an EE type core (EE-shaped core) in which an E type core CR1 and an E type core CR2 made of a ferrite material are combined so that their magnetic legs face each other. The primary side and secondary side winding portions are divided so as to be independent from each other, and provided with a bobbin B formed of, for example, resin. The primary winding N1 is attached to the EE-shaped core by attaching the bobbin B wound with the primary winding N1 as the primary winding portion and the secondary winding N2 as the secondary winding portion to the EE-shaped core. Is wound in one region, and the secondary winding N2 is separated into a winding region different from the one region, and is wound around the central magnetic leg of the EE-shaped core. In this way, the overall structure of the converter transformer PIT is obtained.
このEE字形コアの中央磁脚に対しては、2.2mmのギャップGを形成する。これによって、1次側と2次側との結合係数kの値としては、結合係数kの値を1よりも小さくする、すなわち、疎結合とすることによって、1次巻線N1に発生する磁束の一部は2次巻線N2と鎖交しなくなり、この鎖交しない磁束の効果によってインダクタL1を形成して大きなインダクタンスの値を得るようにしている。なお、ギャップGは、E型コアCR1およびE型コアCR2の中央磁脚を、2本の外磁脚よりも短くすることで形成している。また、1次巻線N1の巻数は33T(ターン)、2次巻線N2の巻数は30T、コア材は、EER―35(コア材名称)とした。また、結合係数kの値は0.67とした。   A gap G of 2.2 mm is formed with respect to the central magnetic leg of the EE-shaped core. Thus, the value of the coupling coefficient k between the primary side and the secondary side is such that the value of the coupling coefficient k is smaller than 1, that is, the magnetic flux generated in the primary winding N1 by loose coupling. A part of is not interlinked with the secondary winding N2, and the inductor L1 is formed by the effect of the magnetic flux not interlinked to obtain a large inductance value. The gap G is formed by making the central magnetic legs of the E-type core CR1 and the E-type core CR2 shorter than the two outer magnetic legs. The number of turns of the primary winding N1 is 33T (turn), the number of turns of the secondary winding N2 is 30T, and the core material is EER-35 (core material name). The value of the coupling coefficient k was 0.67.
このようにして形成された1次側電圧共振回路に印加される交流電力の周波数を変化させて、上述したように2次側に伝送される電力量を可変とし、よって、出力直流電圧Eoの値を負荷が消費する電力量にかかわらずに一定とできる多重共振コンバータが構成される。   By changing the frequency of the AC power applied to the primary voltage resonance circuit thus formed, the amount of power transmitted to the secondary side is made variable as described above, so that the output DC voltage Eo A multiple resonance converter is configured in which the value can be constant regardless of the amount of power consumed by the load.
上述したようにスイッチング素子Q1は、MOS−FETが選定され、ソース−ドレイン間に並列にボディダイオードDD1を内蔵する。ここで、MOS−FETは10A/900Vの仕様のものを使用した。   As described above, a MOS-FET is selected as the switching element Q1, and a body diode DD1 is incorporated in parallel between the source and the drain. Here, a MOS-FET having a specification of 10 A / 900 V was used.
図5に示す力率改善回路13の構成について説明する。力率改善回路13は、1次側整流素子Diとして、高速スイッチングダイオードDi1ないし高速スイッチングダイオードDi4を用いるものであり、図1ないし図3においては、1次側整流素子Diとして、低速度の整流ダイオードを用いるものである点において異なる。ここで、1次側整流素子Diは3A/600Vのワンパッケージ品とした。   The configuration of the power factor correction circuit 13 shown in FIG. 5 will be described. The power factor correction circuit 13 uses a high-speed switching diode Di1 to a high-speed switching diode Di4 as the primary-side rectifier element Di. In FIGS. 1 to 3, the primary-side rectifier element Di is a low-speed rectifier. The difference is that a diode is used. Here, the primary-side rectifying element Di is a one-package product of 3A / 600V.
また、力率改善回路13では1次側整流素子Diの入力側の各々の端子にはコンデンサCNLが接続されおり、このコンデンサCNLと電圧帰還トランスVFTとでノーマルモードフィルタを構成している。すなわち、詳細は後述するが、電圧帰還トランスVFTに生じるインダクタンスとコンデンサCNLとが1次側整流素子Diを介して接続されることによってローパスフィルタを構成して、これによって、スイッチング素子Q1がスイッチングすることに基づいて発生するノイズが交流電源ACの側に流出することを防止している。なお、コンデンサCNLの値は1μFとした。   In the power factor correction circuit 13, a capacitor CNL is connected to each input terminal of the primary side rectifying element Di, and the capacitor CNL and the voltage feedback transformer VFT constitute a normal mode filter. That is, although details will be described later, an inductance generated in the voltage feedback transformer VFT and the capacitor CNL are connected via the primary side rectifying element Di to form a low-pass filter, whereby the switching element Q1 is switched. The noise generated based on the situation is prevented from flowing out to the AC power supply AC side. The value of the capacitor CNL was 1 μF.
ここで、力率改善回路13において採用されている電圧帰還トランスVFTについて説明する。電圧帰還トランスVFTは、第1巻線Loと第2巻線Lo’とを有するものであり、電圧帰還トランスVFTの第1巻線Loと第2巻線Lo’とは結合係数kを有して磁気的結合されている。第1巻線Loと第2巻線Lo’との磁気結合の結合係数の値をkとする場合で、第1巻線Loによって構成されるインダクタLoのインダクタンスの値をLoとし、第2巻線Lo’によって構成されるインダクタLo’のインダクタンスの値をLo’とし、減極性の場合には、その合成のインダクタンスLNkの値は、(式1)で表されるものとなる。なお、第1巻線Loの生じるインダクタンスの測定においては第2巻線Lo’の両端を解放とし、第2巻線Lo’の生じるインダクタンスの測定においては第1巻線Loの両端を解放とする。また、(式1)では第1巻線Loと第2巻線Lo’の巻数とを等しくして、インダクタンスLoとインダクタンスLo’との値は等しいものとされている。   Here, the voltage feedback transformer VFT employed in the power factor correction circuit 13 will be described. The voltage feedback transformer VFT has a first winding Lo and a second winding Lo ′, and the first winding Lo and the second winding Lo ′ of the voltage feedback transformer VFT have a coupling coefficient k. Are magnetically coupled. When the value of the coupling coefficient of the magnetic coupling between the first winding Lo and the second winding Lo ′ is k, the inductance value of the inductor Lo constituted by the first winding Lo is Lo, and the second winding When the value of the inductance of the inductor Lo ′ constituted by the line Lo ′ is Lo ′ and the polarity is depolarized, the value of the combined inductance LNk is expressed by (Equation 1). In measuring the inductance generated by the first winding Lo, both ends of the second winding Lo ′ are released, and in measuring the inductance generated by the second winding Lo ′, both ends of the first winding Lo are opened. . Further, in (Equation 1), the number of turns of the first winding Lo and the second winding Lo ′ is made equal, and the values of the inductance Lo and the inductance Lo ′ are made equal.
LNk=2×Lo×(1−k)・・・・(式1)   LNk = 2 × Lo × (1-k) (Equation 1)
ここで、k=1であれば、インダクタンスLNkの値は0となる。kの値が1にちかい密結合として電圧帰還トランスVFTを構成する場合の構成例としては、例えば、コアにギャップを設けることなく、第1巻線Loと第2巻線Lo’とを近接して配置することによって磁気的結合度を1にちかづけることができる。また、疎結合とする場合の構成例は、第1巻線Loと第2巻線Lo’との両方に共通に鎖交する磁束の量を減らすために、両方の巻線コイルを離間させるようにしても良く、または、両方の巻線の間にギャップを設けて、そのギャップから磁束を漏らして、両者の鎖交磁束の量を減らす構造としても良いものである。   Here, if k = 1, the value of the inductance LNk is zero. As a configuration example in the case where the voltage feedback transformer VFT is configured as a tight coupling whose value of k is close to 1, for example, the first winding Lo and the second winding Lo ′ are brought close to each other without providing a gap in the core. The degree of magnetic coupling can be changed to 1 by arranging them. Further, in the case of the loose coupling, in order to reduce the amount of magnetic flux interlinked with both the first winding Lo and the second winding Lo ′, both winding coils are separated from each other. Alternatively, a structure may be adopted in which a gap is provided between both windings and magnetic flux is leaked from the gap to reduce the amount of flux linkage between the two windings.
また、加極性の場合には、その合成のインダクタンスLNkの値は、(式2)で表されるものとなる。   Further, in the case of additive polarity, the value of the combined inductance LNk is expressed by (Expression 2).
LNk=2×Lo×(1+k)・・・・(式2)   LNk = 2 × Lo × (1 + k) (Equation 2)
この図5に示すスイッチング電源回路、後述する図10、図12図14の各々に示すスイッチング電源回路おいては、電圧帰還トランスVFTは加極性となるように接続され、図13、図18に示すスイッチング電源回路においては、電圧帰還トランスVFTは減極性となるように接続されている。   In the switching power supply circuit shown in FIG. 5 and the switching power supply circuits shown in FIGS. 10, 12 and 14 to be described later, the voltage feedback transformer VFT is connected so as to have a positive polarity, as shown in FIGS. In the switching power supply circuit, the voltage feedback transformer VFT is connected so as to be depolarized.
なお、力率改善回路における電圧帰還トランスVFTの第1巻線Loと第2巻線Lo’との巻線方向の関係と流れる電流の方向とによって加極性となるか減極性となるかは決定される。上述した電圧帰還トランスVFTを採用するスイッチング電源回路おいては、電圧帰還トランスVFTに黒丸(●)を付した巻線端が巻線の巻始めを表すものとされ、この場合の巻線方向は同一方向である。すなわち、第1巻線Loと第2巻線Lo’とのいずれの巻線に対しても、黒丸を付した巻線端から電流が流入する場合に磁束が加算される加極性となるものである。また、第1巻線Loの黒丸を付した側から電流が流れ込み第2巻線Lo’の黒丸を付した側から電流が流れ出す場合および第1巻線Loの黒丸を付した側から電流が流れ出し第2巻線Lo’の黒丸を付した側から電流が流れ込む場合は減極性となるものである。ここで、巻始め、巻き終わりの用語は、第1巻線Loと第2巻線Lo’との相対関係を意味するものであるので、巻始めを巻き終わりに変え、巻き終わりを巻始めに変えて用いても、その用語の意味するところは同じものである。   Note that it is determined whether the polarity is positive or negative depending on the relationship between the winding direction of the first winding Lo and the second winding Lo ′ of the voltage feedback transformer VFT in the power factor correction circuit and the direction of the flowing current. Is done. In the switching power supply circuit employing the voltage feedback transformer VFT described above, the winding end with a black circle (●) added to the voltage feedback transformer VFT represents the start of winding, and the winding direction in this case is In the same direction. That is, for both the first winding Lo and the second winding Lo ′, the magnetic flux is added when current flows in from the winding end with a black circle. is there. Further, when current flows from the side of the first winding Lo marked with a black circle and current flows out of the side of the second winding Lo ′ marked with a black circle, and when current flows out of the side of the first winding Lo marked with a black circle When current flows from the side of the second winding Lo ′ that is marked with a black circle, the polarity is depolarized. Here, the terms “winding start” and “winding end” mean a relative relationship between the first winding Lo and the second winding Lo ′, so that the winding start is changed to the winding end and the winding end is changed to the winding start. Even if they are used in different ways, the terms mean the same thing.
電圧帰還トランスVFTの構造は図6に示すコンバータトランスPITと類似したものとし、コンバータトランスPITの1次巻線N1に替えて電圧帰還トランスVFTの第1巻線Loを配し、コンバータトランスPITの2次巻線N2に替えて電圧帰還トランスVFTの第2巻線Lo’を配した。ここで、フェライトコアのコア材は、EER−40よりも小型のEE−25(コア材名称)とした。ギャップは1.6mmとし、結合係数kの値は0.75とし、第1巻線Loと第2巻線Lo’との有するインダクタンスの値は、各々、33μHとした。   The structure of the voltage feedback transformer VFT is similar to that of the converter transformer PIT shown in FIG. 6, and instead of the primary winding N1 of the converter transformer PIT, the first winding Lo of the voltage feedback transformer VFT is arranged, and the converter transformer PIT A second winding Lo ′ of the voltage feedback transformer VFT is provided in place of the secondary winding N2. Here, the core material of the ferrite core was EE-25 (core material name) smaller than EER-40. The gap was 1.6 mm, the value of the coupling coefficient k was 0.75, and the inductance values of the first winding Lo and the second winding Lo ′ were 33 μH.
力率改善回路13の作用を説明する。まず、多重共振コンバータの1次側に流れる電流I1の流れる経路について説明する。電流I1の一方向の電流は、コンデンサCNL、高速スイッチングダイオードDi1、第2巻線Lo’、1次側平滑コンデンサCi、第1巻線Lo、高速スイッチングダイオードDi4、コンデンサCNLの順で流れる。すなわち、電流I1は、電圧帰還トランスVFTを加極性とするように流れる。また、電流I1の他方向の電流は、コンデンサCNL、高速スイッチングダイオードDi3、第2巻線Lo’、1次側平滑コンデンサCi、第1巻線Lo、高速スイッチングダイオードDi2、コンデンサCNLの順で流れる。なわち、電流I1は、電圧帰還トランスVFTを加極性とするように流れる。電流I1は加極性となるように流れるので、電圧帰還トランスVFTは式(2)で示すような大きな値のインダクタンスを有することとなる。   The operation of the power factor correction circuit 13 will be described. First, the path through which the current I1 flowing on the primary side of the multiple resonance converter flows will be described. The current I1 in one direction flows in the order of the capacitor CNL, the high-speed switching diode Di1, the second winding Lo ', the primary-side smoothing capacitor Ci, the first winding Lo, the high-speed switching diode Di4, and the capacitor CNL. That is, the current I1 flows so that the voltage feedback transformer VFT has a positive polarity. The current I1 in the other direction flows in the order of the capacitor CNL, the high speed switching diode Di3, the second winding Lo ′, the primary side smoothing capacitor Ci, the first winding Lo, the high speed switching diode Di2, and the capacitor CNL. . That is, the current I1 flows so that the voltage feedback transformer VFT has a positive polarity. Since the current I1 flows so as to have a positive polarity, the voltage feedback transformer VFT has an inductance having a large value as shown in Expression (2).
これによって、電圧帰還トランスVFTとコンデンサCNLとで構成されるフィルタは、上述したように、スイッチング素子Q1がスイッチングすることに基づいて発生するノイズに大きな減衰を与えることとなる。   As a result, the filter composed of the voltage feedback transformer VFT and the capacitor CNL greatly attenuates the noise generated based on the switching of the switching element Q1, as described above.
また、上述したように、電流I1の両方向の流れについて、ともに1次側平滑コンデンサCiおよび1次側整流素子Diを流れ、1次側整流素子Diの導通角を拡大して力率を改善する。すなわち、多重共振コンバータの1次側を流れる共振電流は、最終的には1次側平滑コンデンサCiに帰還される。   Further, as described above, in both directions of the current I1, both the primary side smoothing capacitor Ci and the primary side rectifying element Di flow, and the conduction angle of the primary side rectifying element Di is expanded to improve the power factor. . That is, the resonance current flowing through the primary side of the multiple resonance converter is finally fed back to the primary side smoothing capacitor Ci.
コンデンサCNLは、図1ないし図3に示すアクロスコンデンサCL2と同じ位置、すなわち、コモンモードチョークコイルCMCの両端の間に配置されたアクロスコンデンサとしても機能してコモンモードノイズを抑圧する作用も同時におこなう。すなわち、図1ないし図3に示すコンデンサCNはノーマルモードフィルタの一部として機能するのに対して、図5に示すコンデンサCNLはノーマルモードフィルタおよびコモンモードフィルタの両者の一部として機能する。このような構成を採用することによって、図1ないし図3に示すコモンモードノイズの発生を抑圧するアクロスコンデンサCL1と、ノーマルモードノイズの発生を抑圧するコンデンサCNとの2個のコンデンサの各々が奏する作用を1個のコンデンサであるコンデンサCNLによって奏することができる。   The capacitor CNL also functions as an across capacitor disposed at the same position as the across capacitor CL2 shown in FIGS. 1 to 3, that is, between both ends of the common mode choke coil CMC, and simultaneously acts to suppress common mode noise. . That is, the capacitor CN shown in FIGS. 1 to 3 functions as a part of the normal mode filter, whereas the capacitor CNL shown in FIG. 5 functions as both a normal mode filter and a common mode filter. By adopting such a configuration, each of the two capacitors, the across capacitor CL1 for suppressing the occurrence of common mode noise and the capacitor CN for suppressing the occurrence of normal mode noise, shown in FIGS. The operation can be achieved by the capacitor CNL which is one capacitor.
すなわち、図5に示す力率改善回路13を有するスイッチング電源回路では、交流ライン側、1次側整流素子Diの入力側にコンデンサCNLを備え、1次側整流素子Diの出力側に電圧帰還トランスVFTを備えることによって、少ない部品の点数で、コモンモードノイズを抑圧するコモンモードフィルタとノーマルモードノイズを抑圧するノーマルモードフィルタとの両方を実現することができる。これによって、回路の簡略化、部品の低減によるコストの低価格化を可能とすることができる。   That is, in the switching power supply circuit having the power factor correction circuit 13 shown in FIG. 5, the capacitor CNL is provided on the input side of the AC line side and the primary side rectifying element Di, and the voltage feedback transformer is provided on the output side of the primary side rectifying element Di. By providing the VFT, both a common mode filter that suppresses common mode noise and a normal mode filter that suppresses normal mode noise can be realized with a small number of components. As a result, the circuit can be simplified and the cost can be reduced by reducing the number of parts.
また、このような高周波電流が流れるコンデンサにおいては誘電体損失が大きな損失の要素となる。したがって、高周波電流が流れるコンデンサの数が多くなる程スイッチング電源回路における損失は増加する傾向となる。したがって、上述したように、コンデンサの高周波特性を良好となし、さらに、スイッチング電源回路で採用するコンデンサの数を少なくすることによって、効率の改善を図ることができる。   Further, in such a capacitor through which a high-frequency current flows, dielectric loss is a factor of a large loss. Therefore, the loss in the switching power supply circuit tends to increase as the number of capacitors through which high-frequency current flows increases. Therefore, as described above, the high frequency characteristics of the capacitor are good, and the efficiency can be improved by reducing the number of capacitors employed in the switching power supply circuit.
コストの低価格化が可能となる大きな理由は以下に述べるものである。まず、コモンモードチョークコイルCMCの両端の間に配置されたアクロスコンデンサに対しては、耐圧に対する要求が厳格であり、また、このようなアクロスコンデンサの高周波特性が良好でない場合には、コモンモードノイズを抑圧する作用が十分得られないところから、高周波特性が良好であるコンデンサがアクロスコンデンサとしの特性として要求されるので、価格も高価なものになりがちであった。一方、高速スイッチングダイオードDi1ないし高速スイッチングダイオードDi4の4つの高速スイッチングダイオードの中の2つ高速スイッチングダイオードと力率改善用インダクタLoに流れる電流I1の高周波成分を抑圧するノーマルモードフィルタに用いるコンデンサの高周波特性は良好なるものでなければならず、同様に高価なものになりがちであった。図5に示す力率改善回路13では、このような高価なコンデンサを一つにすることができるので装置の低価格化が実現できる。また、コンデンサを一つにすることで、コンデンサの二個分のコストを投じることができるので、高周波特が良好でノイズの削減効果が高い高価なコンデンサを用いることができるものである。   The main reason why the cost can be reduced is as follows. First, with respect to the across capacitor disposed between both ends of the common mode choke coil CMC, the demand for withstand voltage is strict, and if the high frequency characteristics of such an across capacitor are not good, common mode noise is required. Since a capacitor with good high-frequency characteristics is required as the characteristics of an across capacitor, the price tends to be expensive. On the other hand, the high frequency of the capacitor used for the normal mode filter that suppresses the high frequency component of the current I1 flowing through two of the four high speed switching diodes, the high speed switching diode Di1 to the high speed switching diode Di4, and the power factor improving inductor Lo. The properties had to be good and tended to be expensive as well. In the power factor correction circuit 13 shown in FIG. 5, such an expensive capacitor can be integrated into one, so that the cost of the apparatus can be reduced. Further, by using a single capacitor, it is possible to invest the cost of two capacitors. Therefore, it is possible to use an expensive capacitor having good high frequency characteristics and high noise reduction effect.
制御回路1は、入力された出力直流電圧Eoと所定の値の基準電圧値との差に応じた検出出力を発振・ドライブ回路2に供給する。発振・ドライブ回路2では、入力された制御回路1の検出出力に応じて主としてはスイッチング周波数を可変するようにして、スイッチング素子Q1を駆動する。   The control circuit 1 supplies a detection output corresponding to the difference between the input output DC voltage Eo and a predetermined reference voltage value to the oscillation / drive circuit 2. In the oscillation / drive circuit 2, the switching element Q <b> 1 is driven mainly by changing the switching frequency according to the input detection output of the control circuit 1.
このようにしてスイッチング素子Q1のスイッチング周波数が可変制御されることにより、スイッチング周波数に応じて1次側電圧共振回路および2次側直列共振回路のインピーダンスが変化し、コンバータトランスPITの1次巻線N1から2次巻線N2側に伝送される電力量、また、2次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、出力直流電圧Eoの大きさを基準電圧と一致させる動作が得られることになる。つまり、出力直流電圧Eoの安定化が図られる。   Thus, the switching frequency of the switching element Q1 is variably controlled, whereby the impedances of the primary side voltage resonance circuit and the secondary side series resonance circuit change according to the switching frequency, and the primary winding of the converter transformer PIT. The amount of power transmitted from N1 to the secondary winding N2 side and the amount of power to be supplied from the secondary side rectifier circuit to the load change. As a result, an operation for matching the magnitude of the output DC voltage Eo with the reference voltage is obtained. That is, the output DC voltage Eo is stabilized.
図5に示すスイッチング電源回路の要部の動作波形を図7および図8に示し、図5に示すスイッチング電源回路によって得られる特性の測定データを図9に示す。   Operation waveforms of the main part of the switching power supply circuit shown in FIG. 5 are shown in FIGS. 7 and 8, and measurement data of characteristics obtained by the switching power supply circuit shown in FIG. 5 are shown in FIG.
図7は、交流入力電圧100V、最大負荷電力である負荷電力Poが300Wにおける主要部の動作波形を商用の交流電源周期により示している。上段より下段に向かって、交流電源から入力される電圧である交流入力電圧VAC(図5を参照)、交流電源から流れる電流である交流入力電流IAC(図5を参照)、1次側整流素子Diの出力側の電圧である電圧V2(図5を参照)、多重共振コンバータの1次側に流れる電流である電流I1(図5を参照)、電圧帰還トランスVFTの第2巻線Lo’の両端に発生するパルス電圧である電圧V4(図5を参照)負荷に供給される電力の供給電圧である出力直流電圧Eo(図5を参照)に含まれるリップル電圧成分である電圧ΔEoの各々を示す。図7の電圧V2、電流I1、電圧V4の縦線を施した部分の各々は、スイッチング素子Q1のスイッチング周期と同じ周期でスイッチングしていることを示すものである。   FIG. 7 shows the operation waveform of the main part with an AC input voltage of 100 V and a load power Po which is the maximum load power of 300 W by a commercial AC power supply cycle. From the upper stage to the lower stage, an AC input voltage VAC (see FIG. 5) that is a voltage input from the AC power supply, an AC input current IAC (see FIG. 5) that flows from the AC power supply, and a primary side rectifying element The voltage V2 (refer to FIG. 5) which is the output side voltage of Di, the current I1 (refer to FIG. 5) which flows to the primary side of the multiple resonance converter, the second winding Lo ′ of the voltage feedback transformer VFT Voltage V4 (see FIG. 5) which is a pulse voltage generated at both ends Each voltage ΔEo which is a ripple voltage component included in output DC voltage Eo (see FIG. 5) which is a supply voltage of power supplied to a load Show. Each of the vertical lines of voltage V2, current I1, and voltage V4 in FIG. 7 indicates that switching is performed at the same cycle as the switching cycle of switching element Q1.
図7の交流入力電圧VACと交流入力電流IACとの関係を見ると、交流入力電流IACの流れる期間である流通角は、力率改善回路13を設けることがない場合に較べて拡大している。すなわち、図5において、電圧帰還トランスVFTを備えることがない場合、すなわち、図示しないが、1次側整流素子Diの出力側の端子に電圧帰還トランスVFTの第2巻線Lo’を介することなく1次側平滑コンデンサCiを直接に接続する場合には、図7の交流入力電圧VACのピーク電圧付近でのみパルス状に交流入力電流IACが流れることとなる。一方、図5に示す力率改善回路13を設ける場合においてはこのようなことはなく、交流入力電圧VACと交流入力電流IACとの関係は略相似形となっている。   Looking at the relationship between the AC input voltage VAC and the AC input current IAC in FIG. 7, the flow angle, which is the period during which the AC input current IAC flows, is larger than when the power factor correction circuit 13 is not provided. . That is, in FIG. 5, when the voltage feedback transformer VFT is not provided, that is, although not shown, the terminal on the output side of the primary side rectifying element Di does not go through the second winding Lo ′ of the voltage feedback transformer VFT. When the primary side smoothing capacitor Ci is directly connected, the AC input current IAC flows in a pulse shape only near the peak voltage of the AC input voltage VAC in FIG. On the other hand, when the power factor correction circuit 13 shown in FIG. 5 is provided, this is not the case, and the relationship between the AC input voltage VAC and the AC input current IAC is substantially similar.
また、図8は、交流入力電圧100V、最大負荷電力である負荷電力Poが300Wにおける主要部の動作波形をスイッチング素子Q1のスイッチング周期により示している。スイッチング素子Q1の両端の電圧である電圧V3(図5を参照)、電圧帰還トランスVFTの第2巻線Lo’に発生するパルス電圧である電圧V4(図5を参照)、多重共振コンバータの1次側に流れる電流である電流I1(図5を参照)、スイッチング素子Q1に流れる電流である電流IQ1(図5を参照)、2次巻線N2に流れる電流である電流I2(図5を参照)、ブリッジ整流器である2次側整流素子Doの入力側に印加される電圧である電圧V5(図5を参照)の各々を示す。   Further, FIG. 8 shows the operation waveform of the main part by the switching cycle of the switching element Q1 when the AC input voltage is 100 V and the load power Po which is the maximum load power is 300 W. A voltage V3 (see FIG. 5) which is a voltage across the switching element Q1, a voltage V4 (see FIG. 5) which is a pulse voltage generated in the second winding Lo ′ of the voltage feedback transformer VFT, 1 of the multiple resonance converter A current I1 (refer to FIG. 5) that flows to the secondary side, a current IQ1 (refer to FIG. 5) that flows to the switching element Q1, and a current I2 (refer to FIG. 5) that flows to the secondary winding N2 ), Each of the voltage V5 (see FIG. 5) which is a voltage applied to the input side of the secondary side rectifying element Do which is a bridge rectifier.
図9は、交流入力電圧VACの値が100Vの条件下において負荷電力Poの値が、0W(無負荷)から300Wの範囲、出力直流電圧Eoの値が175Vのときの負荷変動に対する整流平滑電圧Ei、力率PF、および交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηAC→DCを示している。   FIG. 9 shows a rectified and smoothed voltage with respect to a load fluctuation when the value of the load power Po is in the range of 0 W (no load) to 300 W and the value of the output DC voltage Eo is 175 V under the condition that the value of the AC input voltage VAC is 100V. Ei, power factor PF, and power conversion efficiency ηAC → DC of DC output power with respect to AC input power are shown.
図9から読み取れる代表特性の一部を紹介する。電圧帰還トランスVFTの第1巻線Loと第2巻線Lo’と比およびそれらのインダクタンス値の値を適切に設定することによって、広範囲な負荷変動の範囲で良好なる力率PFの特性を有することができるものとなる。例えば、図9に示すように、負荷電力Poの値については、無負荷から最大負荷である300Wの範囲の中間点で最良となるように設定する場合に広範囲な負荷変動に対して良好なる力率PFの値を有することができる。   Some representative characteristics that can be read from FIG. 9 are introduced. By appropriately setting the ratio of the first winding Lo and the second winding Lo ′ of the voltage feedback transformer VFT and the value of their inductance values, the power feedback factor PF has a good characteristic in a wide range of load fluctuations. Will be able to. For example, as shown in FIG. 9, when the load power Po is set so as to be the best at the middle point in the range of 300 W, which is the maximum load, from the no load, a good force against a wide range of load fluctuations. Can have a value of the rate PF.
また、図9においては、電力変換効率ηAC→DCの値としては、交流入力電圧VACの値が100Vの場合で、負荷電力Poの値が最大負荷の300Wのときに92.6%であった。この値は、図2に示すスイッチング電源回路における91%に較べると大きく改善されたものとなっている。これは、ダイオードに流れる電流が通過する経路に存在するダイオードの個数を減らし、高周波電流が流れるコンデンサの個数を減らす等によって部品点数を減らしたことによって得られる効果、すなわち、力率改善回路13の構成態様として、電圧帰還トランスVFTを有し、1次側整流素子Diを高速スイッチングダイオードで構成することによって得られる効果である。   In FIG. 9, the value of power conversion efficiency ηAC → DC was 92.6% when the value of AC input voltage VAC is 100 V and the value of load power Po is 300 W, which is the maximum load. . This value is greatly improved compared to 91% in the switching power supply circuit shown in FIG. This is because an effect obtained by reducing the number of parts by reducing the number of diodes existing in the path through which the current flowing through the diode passes and reducing the number of capacitors through which the high-frequency current flows, that is, the power factor improving circuit 13 This is an effect obtained by having the voltage feedback transformer VFT as a configuration aspect and configuring the primary side rectifier element Di with a high-speed switching diode.
すなわち、図1ないし図3に示すスイッチング電源回路では、1次側整流素子Diの中の2個の整流ダイオードおよび高速スイッチングダイオードD1を合わせた3個のダイオードに高周波の電流および整流電流が流れ、これによって生じる順方向電力損失およびスイッチング損失が電力損失となったが、図5に示すスイッチング電源回路では、高周波の電流および整流電流が流れるダイオードの数を2個としてダイオードにおける電力損失を減らしている。この電力損失の低減は、電力効率の改善に換算すると負荷電力Poの値が300Wの場合には、1.5%の電力効率の向上に相当する。   That is, in the switching power supply circuit shown in FIGS. 1 to 3, high-frequency current and rectified current flow through three diodes including the two rectifier diodes and the high-speed switching diode D1 in the primary side rectifier element Di. The forward power loss and the switching loss caused by this became the power loss. However, in the switching power supply circuit shown in FIG. . This reduction in power loss is equivalent to an improvement in power efficiency of 1.5% when the value of load power Po is 300 W in terms of improvement in power efficiency.
また、図5のスイッチング電源回路では、アクティブフィルタを不要としたことで、回路構成部品の点数削減が図られる。つまり、図21に示すアクティブフィルタは、スイッチング素子Q100と、これらを駆動するための乗算器111等を始め、多くの部品により構成される。これに対し、実施形態のスイッチング電源回路においては、力率改善のために必要な追加部品として、コンデンサCNL、電圧帰還トランスVFTおよび1次側整流素子Diとして高速整流素子を備えればよく、アクティブフィルタと比較すれば部品点数を少ないものとすることができる。   Further, in the switching power supply circuit of FIG. 5, the active filter is not required, so that the number of circuit components can be reduced. That is, the active filter shown in FIG. 21 includes a switching element Q100, a multiplier 111 for driving them, and the like, and many other components. On the other hand, in the switching power supply circuit according to the embodiment, as an additional component necessary for power factor improvement, a capacitor CNL, a voltage feedback transformer VFT, and a primary side rectifying element Di may be provided as a high-speed rectifying element. Compared with a filter, the number of parts can be reduced.
また、図1ないし図3に示すスイッチング回路と比較した場合には、ノイズの低減効果は極めて良好であり、部品点数を少なくして低コストなものとすることができる。   Further, when compared with the switching circuits shown in FIGS. 1 to 3, the noise reduction effect is very good, and the number of parts can be reduced and the cost can be reduced.
また、図5のスイッチング電源回路では、多重共振形のコンバータ部および力率改善部の動作はいわゆるソフトスイッチング動作であるから、図21に示したアクティブフィルタを用いる回路と比較すればスイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。   Further, in the switching power supply circuit of FIG. 5, since the operations of the multiple resonance type converter unit and the power factor correction unit are so-called soft switching operations, the level of switching noise is compared with the circuit using the active filter shown in FIG. Is greatly reduced.
また、2次側整流素子Doを構成する2次側の高速スイッチングダイオードである高速スイッチングダイオードDo1ないし高速スイッチングダイオードDo4、1次側整流素子Doを構成する1次側の高速スイッチングダイオードDi1ないし高速スイッチングダイオードDi4などもスイッチング素子Q1およびスイッチング素子Q2に同期してスイッチングの動作をするものである。したがって、アース電位としては、図21のスイッチング電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定させることができる。   The high-speed switching diodes Do1 to Do4, which are secondary high-speed switching diodes constituting the secondary-side rectifier element Do, and the primary-side high-speed switching diodes Di1 to fast switching constituting the primary-side rectifier element Do. The diode Di4 and the like also perform switching operations in synchronization with the switching elements Q1 and Q2. Therefore, as in the switching power supply circuit of FIG. 21, the ground potential does not interfere with the active filter side and the subsequent switching converter, and can be stabilized regardless of changes in the switching frequency.
さらに、図1ないし図3においては、交流電流が、アクロスコンデンサCL1、アクロスコンデンサCL2、コンデンサCNの3個に流れるのに対して、図5では、アクロスコンデンサCLとコンデンサCNLとの2個に流れるようにして、高周波電流が流れるコンデンサの数を減らし、結果としてコンデンサにおける電力損失を減らしている。   Further, in FIGS. 1 to 3, an alternating current flows through three of the across capacitor CL1, across capacitor CL2, and capacitor CN, whereas in FIG. 5, it flows through two of the across capacitor CL and the capacitor CNL. In this way, the number of capacitors through which high-frequency current flows is reduced, and as a result, power loss in the capacitors is reduced.
また、電圧帰還トランスVFTの第1巻線Loと第2巻線Lo’と比およびそれらのインダクタンス値の値を適切に設定することよって、中間負荷時(負荷電力Poの値が無負荷と最大負荷との間付近の値を言う)における力率PFの値を最良のものとして、力率PFを広範囲に良好なるものとすることができる。   Further, by appropriately setting the ratio of the first winding Lo and the second winding Lo ′ of the voltage feedback transformer VFT and the value of their inductance values, the intermediate load (the value of the load power Po is maximum when no load is applied). The power factor PF can be made good in a wide range with the best value of the power factor PF.
また、図1ないし図3に示すスイッチング電源回路との比較においては、電圧帰還トランスVFTの第1巻線Loと第2巻線Lo’とをインダクタとして用いてノーマルモードノイズが大幅に低減できた。   In comparison with the switching power supply circuit shown in FIGS. 1 to 3, the normal mode noise can be greatly reduced by using the first winding Lo and the second winding Lo ′ of the voltage feedback transformer VFT as inductors. .
さらに、DC/DCコンバータに追加する力率改善のための追加の部品の点数は、図5に示す力率改善回路13を採用する場合においては、力率改善回路を有しない場合に較べて、電圧帰還トランスVFTの1点であり、部品点数を削減することができる。   Furthermore, the number of additional parts for power factor improvement added to the DC / DC converter is larger when the power factor improvement circuit 13 shown in FIG. 5 is used than when the power factor improvement circuit is not provided. This is one point of the voltage feedback transformer VFT, and the number of parts can be reduced.
すなわち、図5に示すスイッチング電源回路は、交流電源ACからの入力交流電力を1次側直流電力に変換する1次側整流平滑部と、1次側直流電力を交流電力に変換し、さらに2次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、力率改善部と交流電源との間に介在されるコモンモードフィルタ部と、を備えるスイッチング電源回路であって、1次側整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する1次側整流素子Diと、1次側整流素子Diからの電力を平滑する1次側平滑コンデンサCiと、を具備する。   That is, the switching power supply circuit shown in FIG. 5 converts a primary side rectifying / smoothing unit that converts input AC power from the AC power supply AC into primary DC power, converts primary DC power into AC power, and A switching power supply circuit comprising a converter for converting to secondary DC power, a power factor improving unit for improving the power factor, and a common mode filter unit interposed between the power factor improving unit and the AC power source. The primary side rectifying and smoothing unit receives a primary side rectifying element Di that receives and rectifies input AC power from an AC power supply, a primary side smoothing capacitor Ci that smoothes the power from the primary side rectifying element Di, It comprises.
また、コンバータ部は、1次巻線N1と、1次巻線N1と磁気的に疎結合とされる2次巻線N2と、を有するコンバータトランスPITと、1次側整流平滑部から供給される1次側直流電力を、交流電力に変換するスイッチング素子Q1と、スイッチング素子Q1をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路2と、1次巻線N1に生じる漏れインダクタL1と1次側電圧共振コンデンサC1とによって形成され、交流電力が供給される1次側電圧共振回路と、2次巻線N2に生じる漏れインダクタL2と2次側直列共振コンデンサC2とによって形成される2次側直列共振回路と、2次側直列共振回路に接続される2次側整流素子Doと、2次側整流素子Doに接続され出力直流電圧Eoを得るようにされた2次側平滑コンデンサCoと、出力直流電圧Eoの値を所定の値とするように周波数が可変とされる制御信号を発振・ドライブ回路2に供給する制御回路1と、を具備する。   The converter unit is supplied from a converter transformer PIT having a primary winding N1 and a secondary winding N2 magnetically loosely coupled to the primary winding N1, and a primary side rectifying and smoothing unit. Switching element Q1 that converts primary DC power to AC power, oscillation / drive circuit 2 that drives switching element Q1 on / off, leakage inductor L1 that occurs in primary winding N1, and primary voltage resonance A secondary side series resonant circuit formed by a primary side voltage resonant circuit formed by the capacitor C1 and supplied with AC power, a leakage inductor L2 generated in the secondary winding N2, and a secondary side series resonant capacitor C2. A secondary-side rectifying element Do connected to the secondary-side series resonance circuit, a secondary-side smoothing capacitor Co connected to the secondary-side rectifying element Do and configured to obtain an output DC voltage Eo, and an output A control circuit 1 supplies a control signal whose frequency is variable in the oscillation drive circuit 2 to the value of the flow voltage Eo with a predetermined value, comprising a.
また、力率改善回路(力率改善部)13は、コンデンサCNLが1次側整流素子Diの入力側の両端である、高速スイッチング素子Di1のアノードと高速スイッチング素子Di2のカソードとの接続点および高速スイッチング素子Di3のアノードと高速スイッチング素子Di4のカソードとの接続点に接続され、1次側整流素子Diの出力側の正極性端子である高速スイッチング素子Di1のカソードと高速スイッチング素子Di3のカソードとの接続点と、負極性端子である高速スイッチング素子Di2のアノードと高速スイッチング素子Di4のアノードとの接続点との各々の端子には磁気的に結合される第1巻線Loと第2巻線Lo’とを有する電圧帰還トランスVFTの各々の巻線の一端が接続され、電圧帰還トランスVFTの各々の巻線の他端には1次側平滑コンデンサCiが接続され、1次側整流素子Diはコンバータ部の1次側に流れる共振電流である電流I1を整流できるスイッチング速度を有するものとされて構成されている。   The power factor improving circuit (power factor improving unit) 13 includes a connection point between the anode of the high speed switching element Di1 and the cathode of the high speed switching element Di2, where the capacitor CNL is at both ends of the primary side rectifying element Di. A cathode of the high-speed switching element Di1 and a cathode of the high-speed switching element Di3, which are connected to a connection point between the anode of the high-speed switching element Di3 and the cathode of the high-speed switching element Di4 and are positive terminals on the output side of the primary side rectifying element Di And a first winding Lo and a second winding that are magnetically coupled to the respective terminals of the connection point between the anode of the high-speed switching element Di2 and the connection point of the anode of the high-speed switching element Di4. One end of each winding of the voltage feedback transformer VFT having Lo ′ is connected to the voltage feedback transformer VFT. A primary-side smoothing capacitor Ci is connected to the other end of each winding, and the primary-side rectifying element Di has a switching speed capable of rectifying the current I1, which is a resonance current flowing on the primary side of the converter unit. Configured.
また、コモンモードフィルタ部は、コモンモードチョークコイルCMCとこのコモンモードチョークコイルCMCのアクロスコンデンサとして機能する力率改善部13のコンデンサCNLと、を具備するものである。   Further, the common mode filter unit includes a common mode choke coil CMC and a capacitor CNL of the power factor improving unit 13 that functions as an across capacitor of the common mode choke coil CMC.
上述した構成を有する図5に示すスイッチング電源回路の種々の変形例を以下の図10ないし図13に示す。なお、以下に示す種々の変形例においては、スイッチング電源回路の全体は記載されておらず、その一部のみが記載されており、記載されていない部分については、図5に示すものと同一である。   Various modifications of the switching power supply circuit shown in FIG. 5 having the above-described configuration are shown in FIGS. In the various modifications shown below, the entire switching power supply circuit is not described, only a part thereof is described, and the part not described is the same as that shown in FIG. is there.
図10に示すスイッチング電源回路は、図5に示すスイッチング電源回路において、力率改善回路と2次側の回路とを変形するものである。図10においては、力率改善回路13とは異なる力率改善回路14を採用し、2次側の回路は全波整流回路に替えて倍圧整流回路を採用するものである。   The switching power supply circuit shown in FIG. 10 is obtained by modifying the power factor correction circuit and the secondary circuit in the switching power supply circuit shown in FIG. In FIG. 10, a power factor improvement circuit 14 different from the power factor improvement circuit 13 is adopted, and a secondary side circuit adopts a voltage doubler rectification circuit instead of the full-wave rectification circuit.
図10に示す力率改善回路14においては、コンデンサCNLに替えてコンデンサCNL1およびコンデンサCNL2の直列接続回路を採用している。ここで、コンデンサCNL1およびコンデンサCNL2は、図1ないし図3に示すアクロスコンデンサCL2と同じ位置、すなわち、コモンモードチョークコイルCMCの両端の間に配置されたアクロスコンデンサとしても機能してコモンモードノイズを抑圧する作用も同時におこなう。そして、コンデンサCNL1およびコンデンサCNL2の接続点は1次側の基準電位となる1次側接地点に接続されているので、図5に示すような力率改善回路13で採用する回路構成と較べた場合にコモンモードノイズの低減効果はさらに良好となる。   In the power factor correction circuit 14 shown in FIG. 10, a series connection circuit of a capacitor CNL1 and a capacitor CNL2 is adopted instead of the capacitor CNL. Here, the capacitor CNL1 and the capacitor CNL2 also function as an across capacitor disposed at the same position as the across capacitor CL2 shown in FIGS. 1 to 3, that is, between both ends of the common mode choke coil CMC, and generate common mode noise. It also acts to suppress it at the same time. And since the connection point of the capacitor CNL1 and the capacitor CNL2 is connected to the primary side ground point which is the primary side reference potential, it is compared with the circuit configuration adopted in the power factor correction circuit 13 as shown in FIG. In this case, the effect of reducing common mode noise is further improved.
すなわち、コンデンサCNL1およびコンデンサCNL2の接続点は高周波的には接地電位とされ、この接続点を接地しない場合に較べて、コモンモードノイズの発生のレベルが低いものとされている。それに加えて、コンデンサCNLのみを設ける場合と同様に、コモンモードチョークコイルCMCの出力側の2本のライン間の高周波の電位を同一として、コモンモードチョークコイルCMCの作用を効果的にしている。   That is, the connection point between the capacitor CNL1 and the capacitor CNL2 is set to the ground potential in terms of high frequency, and the level of occurrence of common mode noise is lower than when the connection point is not grounded. In addition, as in the case where only the capacitor CNL is provided, the high-frequency potential between the two lines on the output side of the common mode choke coil CMC is made the same, and the operation of the common mode choke coil CMC is made effective.
図10に示す2次側の回路は、漏れインダクタL2と2次側直列共振コンデンサC2で第1の2次側直列共振回路を形成し、漏れインダクタL2’と2次側直列共振コンデンサC2’で第2の2次側直列共振回路を形成している。ここで、2次巻線N2の巻数と2次巻線N2’の巻数は同一とされており、センタータップを基準として逆位相の電圧が発生している。また、漏れインダクタL2と漏れインダクタL2’のインダクタンスの値は巻数が等しいので略同様の値であり、2次側直列共振コンデンサC2と次側2次側直列共振コンデンサC2’の値も等しいものに選ばれ、第1の2次側直列共振回路の共振周波数と第2の2次側直列共振回路の共振周波数は等しいものとされている。 The secondary circuit shown in FIG. 10 forms a first secondary series resonant circuit with a leakage inductor L2 and a secondary series resonant capacitor C2, and includes a leakage inductor L2 ′ and a secondary series resonant capacitor C2 ′. A second secondary side series resonant circuit is formed. Here, the number of turns of the secondary winding N2 and the number of turns of the secondary winding N2 'are the same, and voltages having opposite phases are generated with the center tap as a reference. Further, the inductance values of the leakage inductor L2 and the leakage inductor L2 ′ are substantially the same because the number of turns is the same, and the values of the secondary side series resonance capacitor C2 and the secondary side series resonance capacitor C2 ′ are also equal. The resonance frequency of the first secondary side series resonance circuit is equal to the resonance frequency of the second secondary side series resonance circuit.
2次側直列共振コンデンサC2は高速スイッチングダイオードDo6に流れる電流によって充電される。また、2次側直列共振コンデンサC2を通過した交流電圧は高速スイッチングダイオードDo6に印加されて2次側平滑コンデンサCoに充電電流を整流して供給する。この場合に、2次側直列共振コンデンサC2の充電電圧は高速スイッチングダイオードDo5に直列に加算方向に加えられているので、2次側平滑コンデンサCoに発生する電圧は2次巻線N2に発生する電圧の2倍となる。以上の動作は交流の半周期の動作である。他の半周期では、2次側直列共振コンデンサC2’は高速スイッチングダイオードDo8に流れる電流によって充電される。また、2次側直列共振コンデンサC2’を通過した交流電圧は高速スイッチングダイオードDo7に印加されて2次側平滑コンデンサCoに充電電流を整流して供給する。この場合に、2次側直列共振コンデンサC2’の充電電圧は高速スイッチングダイオードDo7に直列に加算方向に加えられているので、2次側平滑コンデンサCoに発生する電圧は2次巻線N2に発生する電圧の2倍となる。このようにして倍電圧全波整流回路が構成される。   The secondary side series resonant capacitor C2 is charged by the current flowing through the high speed switching diode Do6. The AC voltage that has passed through the secondary side series resonance capacitor C2 is applied to the high speed switching diode Do6 and rectifies and supplies the charging current to the secondary side smoothing capacitor Co. In this case, since the charging voltage of the secondary side series resonance capacitor C2 is applied in the addition direction in series with the high speed switching diode Do5, the voltage generated in the secondary side smoothing capacitor Co is generated in the secondary winding N2. Twice the voltage. The above operation is an AC half-cycle operation. In the other half cycle, the secondary side series resonant capacitor C2 'is charged by the current flowing through the high speed switching diode Do8. The AC voltage that has passed through the secondary side series resonant capacitor C2 'is applied to the high speed switching diode Do7, and the charging current is rectified and supplied to the secondary side smoothing capacitor Co. In this case, since the charging voltage of the secondary side series resonant capacitor C2 ′ is applied in the addition direction in series with the high speed switching diode Do7, the voltage generated in the secondary side smoothing capacitor Co is generated in the secondary winding N2. The voltage to be doubled. In this way, a voltage doubler full wave rectifier circuit is configured.
図11に示すスイッチング電源回路は、図5に示すスイッチング電源回路において、2次側の回路を変形するものである。図11の回路構成は図10の回路構成の半周期が動作する部分のみを2次側の回路として構成した倍電圧半波整流回路である。   The switching power supply circuit shown in FIG. 11 is obtained by modifying the secondary side circuit in the switching power supply circuit shown in FIG. The circuit configuration of FIG. 11 is a voltage doubler half-wave rectifier circuit in which only the portion where the half cycle of the circuit configuration of FIG. 10 operates is configured as a secondary side circuit.
図12に示すスイッチング電源回路は、図5に示すスイッチング電源回路において、2次側の回路を変形するものである。図12に示す回路は、図5に示すと同様な1次側の構成において、力率改善回路15と2次側に変更を加えた構成例である。   The switching power supply circuit shown in FIG. 12 is obtained by modifying the secondary side circuit in the switching power supply circuit shown in FIG. The circuit shown in FIG. 12 is a configuration example in which the power factor correction circuit 15 and the secondary side are changed in the primary side configuration similar to that shown in FIG.
図12に示す力率改善回路15においては、コンデンサCNL1およびコンデンサCNL2に加えてコンデンサCNL3を有するので、コンデンサCNL3がない場合に較べてノーマルモードノイズの発生はさらに少ないものとなる。さらに、コンデンサCNL1およびコンデンサCNL2の接続点を高周波的に接地電位とすることによって上述したようにコモンモードノイズの抑圧の効果は良好なるものとなる。また、コンデンサCNL3はコモンモードチョークコイルCMCの出力側の両方の極性の端子間の電圧を同一として、コモンモードチョークコイルCMCのコモンモード抑圧の作用をより効果的なものとする。   Since the power factor correction circuit 15 shown in FIG. 12 includes the capacitor CNL3 in addition to the capacitors CNL1 and CNL2, the generation of normal mode noise is further reduced as compared with the case without the capacitor CNL3. Furthermore, as described above, the effect of suppressing the common mode noise is improved by setting the connection point of the capacitors CNL1 and CNL2 to the ground potential in terms of high frequency. Further, the capacitor CNL3 makes the voltage between the terminals of both polarities on the output side of the common mode choke coil CMC the same so that the common mode suppression action of the common mode choke coil CMC becomes more effective.
また、図12に示す2次側の整流回路は、漏れインダクタL2と2次側直列共振コンデンサC2とで2次側直列共振回路を構成する。2次巻線N2の一方の端子に接続される第1の2次側整流素子である高速スイッチングダイオードDo1を介して磁気エネルギーを蓄え、高速スイッチングダイオードDo2を介してこの磁気エネルギーを放出する第1の2次側インダクタであるインダクタLs1と、高速スイッチングダイオードDo2を介して磁気エネルギーを蓄え、高速スイッチングダイオードDo1を介してこの磁気エネルギーを放出する第2の2次側インダクタであるインダクタLs2と、高速スイッチングダイオードDo1に流れる電流および高速スイッチングダイオードDo2に流れる電流を充電するように接続されて出力直流電圧Eoを得るようにされた2次側平滑コンデンサCoと、を有するものである。   In the secondary rectifier circuit shown in FIG. 12, the leakage inductor L2 and the secondary series resonant capacitor C2 constitute a secondary series resonant circuit. A first energy that stores magnetic energy through a high-speed switching diode Do1 that is a first secondary-side rectifying element connected to one terminal of the secondary winding N2, and releases the magnetic energy through the high-speed switching diode Do2. An inductor Ls1 that is a secondary side inductor of the first inductor, a magnetic energy stored via a high-speed switching diode Do2, and an inductor Ls2 that is a second secondary-side inductor that releases the magnetic energy via a high-speed switching diode Do1, And a secondary side smoothing capacitor Co connected to charge the current flowing through the switching diode Do1 and the current flowing through the high-speed switching diode Do2 to obtain the output DC voltage Eo.
このような2次側整流回路の接続態様では、2次巻線N2からの電圧の極性が高速スイッチングダイオードDo1をオンとする極性である場合には、2次巻線N2からの電流とインダクタLs2からの電流が加算されて高速スイッチングダイオードDo1を流れ、同一の電力を負荷に供給する場合には、高速スイッチングダイオードDo1に流れるピーク電流の大きさは、インダクタLs2が無い場合に較べて低減する。また、2次巻線N2からの電圧の極性が高速スイッチングダイオードDo2をオンとする極性である場合には、2次巻線N2からの電流とインダクタLs1からの電流が加算されて高速スイッチングダイオードDo2を流れ、同一の電力を負荷に供給する場合には、高速スイッチングダイオードDo2に流れるピーク電流の大きさは、インダクタLs1が無い場合に較べて低減する。このような、2次側整流回路の構成態様を倍電流整流回路と称する。   In such a connection mode of the secondary side rectifier circuit, when the polarity of the voltage from the secondary winding N2 is a polarity that turns on the high-speed switching diode Do1, the current from the secondary winding N2 and the inductor Ls2 Are added to flow through the high-speed switching diode Do1 and the same power is supplied to the load, the magnitude of the peak current flowing through the high-speed switching diode Do1 is reduced compared to the case where the inductor Ls2 is not provided. Further, when the polarity of the voltage from the secondary winding N2 is a polarity that turns on the high-speed switching diode Do2, the current from the secondary winding N2 and the current from the inductor Ls1 are added to form the high-speed switching diode Do2. When the same power is supplied to the load, the magnitude of the peak current flowing through the high-speed switching diode Do2 is reduced as compared with the case where the inductor Ls1 is not provided. Such a configuration of the secondary side rectifier circuit is referred to as a double current rectifier circuit.
また、図13に示すスイッチング電源回路は、図5に示すスイッチング電源回路において、力率改善回路を変形するものである。図13に示す力率改善回路16においては、電圧帰還トランスVFTを減極性として接続している。このために、ノーマルモードのノイズに対するフィルタを構成するインダクタンスの値は(式1)で示されるものとなるとともに、コモンモードチョークコイルとしても機能することとなり、電圧帰還トランスVFTはコモンモードノイズを削減する効果も有することとなる。   Further, the switching power supply circuit shown in FIG. 13 is obtained by modifying the power factor correction circuit in the switching power supply circuit shown in FIG. In the power factor correction circuit 16 shown in FIG. 13, the voltage feedback transformer VFT is connected with depolarization. For this reason, the inductance value constituting the filter with respect to the noise in the normal mode is represented by (Equation 1) and also functions as a common mode choke coil, and the voltage feedback transformer VFT reduces the common mode noise. This also has the effect of
図14に示すスイッチング電源回路は、図5に示すスイッチング電源回路において、コンバータ部を変形するものである。図5に示す多重コンバータにさらに自励ドライブ方式のアクティブ電圧クランプ回路を付加するものである。1次側に電圧共振回路を有するコンバータは、スイッチング素子Q1の損失を減じて電源効率を向上させることができるものの、スイッチング素子Q1に印加される電圧V3の値は高くなる性質を有している。アクティブ電圧クランプ回路を付加することによって、スイッチング素子Q1の耐圧を減じ、スイッチング素子Q1のスイッチング特性を良好なものとできる。特に、スイッチング素子Q1の導通時におけるオン抵抗の値は、スイッチング素子Q1がMOS-FETである場合には、その耐電圧の2.5乗に比例することが知られており、高耐圧のスイッチング素子Q1の使用は損失の増大と装置のコスト高につながるものである。特に、交流入力電圧VACの値が大きくなる場合には、スイッチング素子Q1の耐圧の問題は深刻なものとなる。さらに、交流入力電圧VACの値を広範囲とする場合には、ZVS(Zero Voltage Switching)特性が得がたいという問題も生じる。図14に示すスイッチング電源回路では、このような課題を解決することができる。   The switching power supply circuit shown in FIG. 14 is obtained by modifying the converter unit in the switching power supply circuit shown in FIG. A self-excited drive type active voltage clamp circuit is further added to the multiple converter shown in FIG. The converter having the voltage resonance circuit on the primary side can reduce the loss of the switching element Q1 and improve the power supply efficiency, but has the property that the value of the voltage V3 applied to the switching element Q1 becomes high. . By adding an active voltage clamp circuit, the withstand voltage of the switching element Q1 can be reduced, and the switching characteristics of the switching element Q1 can be improved. In particular, when the switching element Q1 is conductive, the on-resistance value is known to be proportional to the 2.5th power of the withstand voltage when the switching element Q1 is a MOS-FET. The use of the element Q1 leads to an increase in loss and a high device cost. In particular, when the value of the AC input voltage VAC increases, the problem of the withstand voltage of the switching element Q1 becomes serious. Furthermore, when the value of the AC input voltage VAC is wide, there is a problem that it is difficult to obtain ZVS (Zero Voltage Switching) characteristics. The switching power supply circuit shown in FIG. 14 can solve such a problem.
図14に示すスイッチング電源回路と図5に示すスイッチング電源回路との相違点は図14に示すスイッチング電源回路ではアクティブ電圧クランプ回路を付加する点が異なるので、この相違点について主として説明して共通点についての説明は一部省略する。   The difference between the switching power supply circuit shown in FIG. 14 and the switching power supply circuit shown in FIG. 5 is that the switching power supply circuit shown in FIG. 14 is different in that an active voltage clamp circuit is added. A part of the explanation is omitted.
図14に示すスイッチング電源回路では、コンバータトランスPITの補助巻線Ngが設けられ、このコンバータトランスPITの補助巻線Ngからの電圧が抵抗R1と抵抗R2とで分圧されて補助スイッチング素子Q2として機能するMOSFETのゲートに加えられるようになされている。補助スイッチング素子Q2のドレインには、クランプ用コンデンサC3が接続されている。すなわち、クランプ用コンデンサC3と補助スイッチング素子Q2とは直列回路を形成している。そして、このクランプ用コンデンサと補助スイッチング素子Q2との直列回路は、1次側平滑コンデンサCiとスイッチング素子Q1のドレインとの間に接続されている。なお、コンバータトランスPITの補助巻線Ngは、1次巻線N1から積み上げるように巻かれているが、補助スイッチング素子Q2として機能するMOSFETFETのソースが1次巻線N1の一方の端子に接続されているので、巻線を積み上げるように接続されているのであり、別巻線として設けても何の問題もない。また、抵抗R1と抵抗R2とは補助巻線Ngに生じる電圧を分圧するものである。   In the switching power supply circuit shown in FIG. 14, the auxiliary winding Ng of the converter transformer PIT is provided, and the voltage from the auxiliary winding Ng of the converter transformer PIT is divided by the resistor R1 and the resistor R2 as the auxiliary switching element Q2. It is intended to be added to the gate of a functioning MOSFET. A clamping capacitor C3 is connected to the drain of the auxiliary switching element Q2. That is, the clamping capacitor C3 and the auxiliary switching element Q2 form a series circuit. The series circuit of the clamping capacitor and the auxiliary switching element Q2 is connected between the primary side smoothing capacitor Ci and the drain of the switching element Q1. The auxiliary winding Ng of the converter transformer PIT is wound up from the primary winding N1, but the source of the MOSFET FET functioning as the auxiliary switching element Q2 is connected to one terminal of the primary winding N1. Therefore, the windings are connected so as to be stacked, and there is no problem even if they are provided as separate windings. The resistors R1 and R2 divide the voltage generated in the auxiliary winding Ng.
クランプ用コンデンサC3と補助スイッチング素子Q2の直列回路における補助スイッチング素子Q2は、スイッチング素子Q1が非導通のときに導通するようになされている。補助スイッチング素子Q2はボディダイオードDD2を内蔵しており、両方向に電流を通過させることができるようになされている。このようにして、スイッチング素子Q1に印加されるオフ時の電圧をクランプしてスイッチング素子Q1の耐圧を低下させることができるようにしている。 The auxiliary switching element Q2 in the series circuit of the clamping capacitor C3 and the auxiliary switching element Q2 is made conductive when the switching element Q1 is non-conductive. The auxiliary switching element Q2 has a built-in body diode DD2, and can pass current in both directions. In this way, the off-time voltage applied to the switching element Q1 is clamped so that the withstand voltage of the switching element Q1 can be lowered.
各部の定数および使用する部品の仕様について説明する。図14に示すスイッチング電源回路は、交流入力電圧VACの範囲として、85Vから264Vに対応を可能とする、いわゆる、ワイドレンジ対抗とするものであるので、これを可能とするように各部が構成されている。スイッチング素子Q1は10A/900Vの仕様、補助スイッチング素子Q2は5A/900V、コンバータトランスPITは、コア材としてはEER−35、コアのギャップは2.2mm、1次巻線N1の巻数は33T、2次巻線N2の巻数は30T、補助巻線Ngの巻数は1Tとした。電圧帰還トランスVFTは、コア材としてEE−25、コアのギャップは1.6mm、第1巻線Loのインダクタンスの値は33μH、第2巻線Lo’ のインダクタンスの値は33μH、1次側電圧共振コンデンサC1の値は1000pF、2次側直列共振コンデンサC2の値は0.047μF、クランプ用コンデンサC3の値は0.1μF、コンデンサCNLの値は1μFとし、1次側整流素子Diは3A/600Vの仕様とした。   The constants of each part and the specifications of the parts to be used will be described. The switching power supply circuit shown in FIG. 14 is a so-called wide-range counter that enables the AC input voltage VAC to range from 85 V to 264 V, and each part is configured to enable this. ing. The switching element Q1 is 10A / 900V specification, the auxiliary switching element Q2 is 5A / 900V, the converter transformer PIT is EER-35 as the core material, the core gap is 2.2mm, the number of turns of the primary winding N1 is 33T, The number of turns of the secondary winding N2 was 30T, and the number of turns of the auxiliary winding Ng was 1T. The voltage feedback transformer VFT is EE-25 as a core material, the core gap is 1.6 mm, the inductance value of the first winding Lo is 33 μH, the inductance value of the second winding Lo ′ is 33 μH, and the primary side voltage. The value of the resonant capacitor C1 is 1000 pF, the value of the secondary side series resonant capacitor C2 is 0.047 μF, the value of the clamping capacitor C3 is 0.1 μF, the value of the capacitor CNL is 1 μF, and the primary side rectifying element Di is 3 A / The specification was 600V.
図14に示すスイッチング電源回路の要部の動作波形を図15および図16に示し、図14に示すスイッチング電源回路によって得られる特性の測定データを図17に示す。   Operation waveforms of the main part of the switching power supply circuit shown in FIG. 14 are shown in FIGS. 15 and 16, and measurement data of characteristics obtained by the switching power supply circuit shown in FIG. 14 are shown in FIG.
図15は、交流入力電圧100V、最大負荷電力である負荷電力Poが200Wにおける主要部の動作波形を商用の交流電源周期により示している。上段より下段に向かって、交流電源から入力される電圧である交流入力電圧VAC(図14を参照)、交流電源から流れる電流である交流入力電流IAC(図14を参照)、1次側整流素子Diの出力側の電圧である電圧V2(図14を参照)、多重共振コンバータの1次側に流れる電流である電流I1(図14を参照)、電圧帰還トランスVFTの第2巻線Lo’の両端に発生するパルス電圧である電圧V4(図14を参照)負荷に供給される電力の供給電圧である175Vの出力直流電圧Eo(図14を参照)に含まれるリップル電圧成分である電圧ΔEoの各々を示す。図7の電圧V2、電流I1、電圧V4の縦線を施した部分の各々は、スイッチング素子Q1のスイッチング周期と同じ周期でスイッチングしていることを示すものである。   FIG. 15 shows an operation waveform of a main part when the AC input voltage is 100 V and the load power Po which is the maximum load power is 200 W, by a commercial AC power supply cycle. From the upper stage to the lower stage, an AC input voltage VAC (see FIG. 14) that is a voltage input from the AC power supply, an AC input current IAC (see FIG. 14) that flows from the AC power supply, and a primary side rectifying element The voltage V2 (see FIG. 14) which is the voltage on the output side of Di, the current I1 (see FIG. 14) which is the current flowing on the primary side of the multiple resonance converter, the second winding Lo ′ of the voltage feedback transformer VFT A voltage V4 (see FIG. 14) which is a pulse voltage generated at both ends of a voltage ΔEo which is a ripple voltage component included in an output DC voltage Eo (see FIG. 14) of 175V which is a supply voltage of power supplied to a load. Each is shown. Each of the vertical lines of voltage V2, current I1, and voltage V4 in FIG. 7 indicates that switching is performed at the same cycle as the switching cycle of switching element Q1.
図15の交流入力電圧VACと交流入力電流IACとの関係を見ると、交流入力電流IACの流れる期間である流通角は、力率改善回路17を設けることがない場合に較べて拡大している。すなわち、図14において、電圧帰還トランスVFTを備えることがない場合、すなわち、図示しないが、1次側整流素子Diの出力側の端子に電圧帰還トランスVFTの第2巻線Lo’を介することなく1次側平滑コンデンサCiを直接に接続する場合には、図15の交流入力電圧VACのピーク電圧付近でのみパルス状に交流入力電流IACが流れることとなる。一方、図14に示す力率改善回路17を設ける場合においてはこのようなことはなく、交流入力電圧VACと交流入力電流IACとの関係は略相似形となっている。   Looking at the relationship between the AC input voltage VAC and the AC input current IAC in FIG. 15, the flow angle during which the AC input current IAC flows is larger than when the power factor correction circuit 17 is not provided. . That is, in FIG. 14, when the voltage feedback transformer VFT is not provided, that is, although not shown, the output side terminal of the primary side rectifying element Di is not connected to the second winding Lo ′ of the voltage feedback transformer VFT. When the primary side smoothing capacitor Ci is directly connected, the AC input current IAC flows in a pulse shape only near the peak voltage of the AC input voltage VAC in FIG. On the other hand, when the power factor correction circuit 17 shown in FIG. 14 is provided, this is not the case, and the relationship between the AC input voltage VAC and the AC input current IAC is substantially similar.
また、図16は、交流入力電圧100V、最大負荷電力である負荷電力Poが200Wにおける主要部の動作波形をスイッチング素子Q1のスイッチング周期により示している。スイッチング素子Q1の両端の電圧である電圧V3(図14を参照)、電圧帰還トランスVFTの第2巻線Lo’に発生するパルス電圧である電圧V4(図14を参照)、クランプ用コンデンサC3に流れる電流である電流I3(図14を参照)、多重共振コンバータの1次側に流れる電流である電流I1(図14を参照)、スイッチング素子Q1に流れる電流である電流IQ1(図14を参照)、2次巻線N2に流れる電流である電流I2(図14を参照)、ブリッジ整流器である2次側整流素子Doの入力側に印加される電圧である電圧V5(図14を参照)の各々を示す。   FIG. 16 shows the operation waveform of the main part by the switching cycle of the switching element Q1 when the AC input voltage is 100 V and the load power Po which is the maximum load power is 200 W. The voltage V3 (see FIG. 14) that is the voltage across the switching element Q1, the voltage V4 (see FIG. 14) that is the pulse voltage generated in the second winding Lo ′ of the voltage feedback transformer VFT, and the clamping capacitor C3 A current I3 (refer to FIG. 14) that is a flowing current, a current I1 (refer to FIG. 14) that flows to the primary side of the multiple resonance converter, and a current IQ1 (refer to FIG. 14) that flows to the switching element Q1 Each of a current I2 (see FIG. 14) that flows through the secondary winding N2 and a voltage V5 (see FIG. 14) that is a voltage applied to the input side of the secondary rectifier Do that is a bridge rectifier Indicates.
図17は、実線で示すグラフが交流入力電圧VACの値が100Vの条件下において負荷電力Poの値が、0W(無負荷)から200Wの範囲、出力直流電圧Eoの値が175Vのときの負荷変動に対する整流平滑電圧Ei、力率PF、および交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηAC→DCを示している。また、破線で示すグラフが交流入力電圧VACの値が230Vの条件下において負荷電力Poの値が、0W(無負荷)から200Wの範囲、出力直流電圧Eoの値が175Vのときの負荷変動に対する整流平滑電圧Ei、力率PF、および交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηAC→DCを示している。   FIG. 17 shows a graph in which the solid line shows a load when the value of the load power Po is in the range of 0 W (no load) to 200 W and the value of the output DC voltage Eo is 175 V under the condition that the value of the AC input voltage VAC is 100 V. The rectification smoothing voltage Ei with respect to the fluctuation, the power factor PF, and the power conversion efficiency ηAC → DC of the DC output power with respect to the AC input power are shown. Further, the graph indicated by the broken line shows the load fluctuation when the value of the load power Po is in the range of 0 W (no load) to 200 W and the value of the output DC voltage Eo is 175 V under the condition where the value of the AC input voltage VAC is 230V. The rectification smoothing voltage Ei, the power factor PF, and the power conversion efficiency ηAC → DC of the DC output power with respect to the AC input power are shown.
図17から読み取れる代表特性の一部を紹介する。電圧帰還トランスVFTの第1巻線Loと第2巻線Lo’と比およびそれらのインダクタンス値の値を適切に設定することによって、広範囲な負荷変動の範囲で良好なる力率PFの特性を有することができるものとなる。例えば、図17に示すように、負荷電力Poの値については、無負荷から最大負荷である200Wの範囲の中間点で最良となるように設定する場合に広範囲な負荷変動に対して良好なる力率PFの値を有することができる。   Some representative characteristics that can be read from FIG. 17 are introduced. By appropriately setting the ratio of the first winding Lo and the second winding Lo ′ of the voltage feedback transformer VFT and the value of their inductance values, the power feedback factor PF has a good characteristic in a wide range of load fluctuations. Will be able to. For example, as shown in FIG. 17, when the load power Po is set so as to be the best at an intermediate point in the range of 200 W, which is the maximum load, from a no load, a good force against a wide range of load fluctuations. Can have a value of the rate PF.
また、図17においては、電力変換効率ηAC→DCの値としては、交流入力電圧VACの値が100Vの場合で、負荷電力Poの値が200Wのときに91.2%であった。また、交流入力電圧VACの値が230Vの場合で、負荷電力Poの値が200Wのときに93.1%であった。この値は、図2に示すスイッチング電源回路における91%に較べる場合には、ワイドレンジ対応としたにもかかわらず改善されたものとなっている。これは、ダイオードに流れる電流が通過する経路に存在するダイオードの個数を減らし、高周波電流が流れるコンデンサの個数を減らす等によって部品点数を減らしたことによって得られる効果である。   In FIG. 17, the value of power conversion efficiency ηAC → DC was 91.2% when the value of AC input voltage VAC was 100 V and the value of load power Po was 200 W. Further, the value was 93.1% when the value of the AC input voltage VAC was 230 V and the value of the load power Po was 200 W. This value is improved when compared with 91% in the switching power supply circuit shown in FIG. This is an effect obtained by reducing the number of parts by reducing the number of diodes existing in the path through which the current flowing through the diode passes and reducing the number of capacitors through which the high-frequency current flows.
すなわち、図1ないし図3に示すスイッチング電源回路では、1次側整流素子Diの中の2個の整流ダイオードおよび高速スイッチングダイオードD1を合わせた3個のダイオードに高周波の電流および整流電流が流れ、これによって生じる順方向電力損失およびスイッチング損失が電力損失となったが、図5に示すスイッチング電源回路では、高周波の電流および整流電流が流れるダイオードの数を2個としてダイオードにおける電力損失を減らしている。この電力損失の低減は、電力効率の改善に換算すると負荷電力Poの値が200Wの場合には、1.0%の電力効率の向上に相当する。   That is, in the switching power supply circuit shown in FIGS. 1 to 3, high-frequency current and rectified current flow through three diodes including the two rectifier diodes and the high-speed switching diode D1 in the primary side rectifier element Di. The forward power loss and the switching loss caused by this became the power loss. However, in the switching power supply circuit shown in FIG. . This reduction in power loss is equivalent to an improvement in power efficiency of 1.0% when the value of the load power Po is 200 W in terms of improvement in power efficiency.
また、図17のスイッチング電源回路では、アクティブフィルタを不要としたことで、回路構成部品の点数削減が図られる。つまり、図21に示すアクティブフィルタは、スイッチング素子Q100と、これらを駆動するための乗算器111等を始め、多くの部品により構成される。これに対し、実施形態のスイッチング電源回路においては、力率改善のために必要な追加部品として、コンデンサCNL、電圧帰還トランスVFTおよび1次側整流素子Diとして高速整流素子を備えればよく、アクティブフィルタと比較すれば部品点数を少ないものとすることができる。   In the switching power supply circuit of FIG. 17, the number of circuit components can be reduced by eliminating the need for an active filter. That is, the active filter shown in FIG. 21 includes a switching element Q100, a multiplier 111 for driving them, and the like, and many other components. On the other hand, in the switching power supply circuit according to the embodiment, as an additional component necessary for power factor improvement, a capacitor CNL, a voltage feedback transformer VFT, and a primary side rectifying element Di may be provided as a high-speed rectifying element. Compared with a filter, the number of parts can be reduced.
また、図1ないし図3に示すスイッチング回路と比較した場合には、ノイズの低減効果は極めて良好であり、部品点数を少なくして低コストなものとすることができる。   Further, when compared with the switching circuits shown in FIGS. 1 to 3, the noise reduction effect is very good, and the number of parts can be reduced and the cost can be reduced.
また、図17のスイッチング電源回路では、多重共振形のコンバータ部および力率改善部の動作はいわゆるソフトスイッチング動作であるから、図21に示したアクティブフィルタを用いる回路と比較すればスイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。   In the switching power supply circuit of FIG. 17, the operations of the multiple resonance type converter unit and the power factor correction unit are so-called soft switching operations. Is greatly reduced.
また、2次側整流素子Doを構成する2次側の高速スイッチングダイオードである高速スイッチングダイオードDo1ないし高速スイッチングダイオードDo4、1次側整流素子Doを構成する1次側の高速スイッチングダイオードDi1ないし高速スイッチングダイオードDi4などもスイッチング素子Q1およびスイッチング素子Q2に同期してスイッチングの動作をするものである。したがって、アース電位としては、図21のスイッチング電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定させることができる。   The high-speed switching diodes Do1 to Do4, which are secondary high-speed switching diodes constituting the secondary-side rectifier element Do, and the primary-side high-speed switching diodes Di1 to fast switching constituting the primary-side rectifier element Do. The diode Di4 and the like also perform switching operations in synchronization with the switching elements Q1 and Q2. Therefore, as in the switching power supply circuit of FIG. 21, the ground potential does not interfere with the active filter side and the subsequent switching converter, and can be stabilized regardless of changes in the switching frequency.
さらに、図1ないし図3においては、交流電流が、アクロスコンデンサCL1、アクロスコンデンサCL2、コンデンサCNの3個に流れるのに対して、図5では、アクロスコンデンサCLとコンデンサCNLとの2個に流れるようにして、高周波電流が流れるコンデンサの数を減らし、結果としてコンデンサにおける電力損失を減らしている。   Further, in FIGS. 1 to 3, an alternating current flows through three of the across capacitor CL1, across capacitor CL2, and capacitor CN, whereas in FIG. 5, it flows through two of the across capacitor CL and the capacitor CNL. In this way, the number of capacitors through which high-frequency current flows is reduced, and as a result, power loss in the capacitors is reduced.
また、電圧帰還トランスVFTの第1巻線Loと第2巻線Lo’と比およびそれらのインダクタンス値の値を適切に設定することよって、中間負荷時(負荷電力Poの値が無負荷と最大負荷との間付近の値を言う)における力率PFの値を最良のものとして、力率PFを広範囲に良好なるものとすることができる。   Further, by appropriately setting the ratio of the first winding Lo and the second winding Lo ′ of the voltage feedback transformer VFT and the value of their inductance values, the intermediate load (the value of the load power Po is maximum when no load is applied). The power factor PF can be made good in a wide range with the best value of the power factor PF.
また、図1ないし図3に示すスイッチング電源回路との比較においては、電圧帰還トランスVFTの第1巻線Loと第2巻線Lo’とをインダクタとして用いてノーマルモードノイズが大幅に低減できた。   In comparison with the switching power supply circuit shown in FIGS. 1 to 3, the normal mode noise can be greatly reduced by using the first winding Lo and the second winding Lo ′ of the voltage feedback transformer VFT as inductors. .
また、DC/DCコンバータに追加する力率改善のための追加の部品の点数は、図17に示す力率改善回路17を採用する場合においては、力率改善回路を有しない場合に較べて、電圧帰還トランスVFTの1点であり、部品点数を削減することができる。   Further, the number of additional components for power factor improvement added to the DC / DC converter is larger when the power factor correction circuit 17 shown in FIG. 17 is used than when the power factor correction circuit is not provided. This is one point of the voltage feedback transformer VFT, and the number of parts can be reduced.
また、図17に示すスイッチング電源回路では、アクティブ電圧クランプ回路を付加することによって、900Vという低い耐圧を有するMOS−FETをスイッチング素子Q1として採用するにもかかわらず、交流入力電圧VACの範囲として85Vから264Vまでの広範囲な範囲に対応できる。   In addition, in the switching power supply circuit shown in FIG. 17, by adding an active voltage clamp circuit, the range of the AC input voltage VAC is 85 V even though a MOS-FET having a low withstand voltage of 900 V is employed as the switching element Q1. Can accommodate a wide range from 264V to 264V.
また、図17に示すスイッチング電源回路では、アクティブ電圧クランプ回路を付加することによって、このような広範囲な交流入力電圧VACの範囲において、負荷電力Poの値が0Wから200Wの範囲でZVS(Zero Voltage Switching)動作が可能となるものである。   In addition, in the switching power supply circuit shown in FIG. 17, by adding an active voltage clamp circuit, ZVS (Zero Voltage) in the range of the load power Po from 0 W to 200 W in such a wide range of AC input voltage VAC. Switching operation is possible.
すなわち、図17に示すスイッチング電源回路は、交流電源ACからの入力交流電力を1次側直流電力に変換する1次側整流平滑部と、1次側直流電力を交流電力に変換し、さらに2次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、力率改善部と交流電源との間に介在されるコモンモードフィルタ部と、を備えるスイッチング電源回路であって、1次側整流平滑部は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する1次側整流素子Diと、1次側整流素子Diからの電力を平滑する1次側平滑コンデンサCiと、を具備する。   That is, the switching power supply circuit shown in FIG. 17 converts a primary side rectifying / smoothing unit that converts input AC power from the AC power source AC into primary DC power, converts primary DC power into AC power, and A switching power supply circuit comprising a converter for converting to secondary DC power, a power factor improving unit for improving the power factor, and a common mode filter unit interposed between the power factor improving unit and the AC power source. The primary side rectifying and smoothing unit receives a primary side rectifying element Di that receives and rectifies input AC power from an AC power supply, a primary side smoothing capacitor Ci that smoothes the power from the primary side rectifying element Di, It comprises.
また、コンバータ部は、1次巻線N1と、1次巻線N1と磁気的に疎結合とされる2次巻線N2と、を有するコンバータトランスPITと、1次側整流平滑部から供給される1次側直流電力を、交流電力に変換するスイッチング素子Q1と、スイッチング素子Q1をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路2と、1次巻線N1に生じる漏れインダクタL1と1次側電圧共振コンデンサC1とによって形成され、交流電力が供給される1次側電圧共振回路と、2次巻線N2に生じる漏れインダクタL2と2次側直列共振コンデンサC2とによって形成される2次側直列共振回路と、2次側直列共振回路に接続される2次側整流素子Doと、2次側整流素子Doに接続され出力直流電圧Eoを得るようにされた2次側平滑コンデンサCoと、出力直流電圧Eoの値を所定の値とするように周波数が可変とされる制御信号を発振・ドライブ回路2に供給する制御回路1と、スイッチング素子Q1が非導通のときに導通する補助スイッチング素子Q2とクランプ用コンデンサC3との直列回路とによってスイッチング素子Q1の両端に生じる電圧をクランプするアクティブ電圧クランプ回路と、を具備する。   The converter unit is supplied from a converter transformer PIT having a primary winding N1 and a secondary winding N2 magnetically loosely coupled to the primary winding N1, and a primary side rectifying and smoothing unit. Switching element Q1 that converts primary DC power to AC power, oscillation / drive circuit 2 that drives switching element Q1 on / off, leakage inductor L1 that occurs in primary winding N1, and primary voltage resonance A secondary side series resonant circuit formed by a primary side voltage resonant circuit formed by the capacitor C1 and supplied with AC power, a leakage inductor L2 generated in the secondary winding N2, and a secondary side series resonant capacitor C2. A secondary-side rectifying element Do connected to the secondary-side series resonance circuit, a secondary-side smoothing capacitor Co connected to the secondary-side rectifying element Do and configured to obtain an output DC voltage Eo, and an output A control circuit 1 that supplies a control signal whose frequency is variable so that the value of the current voltage Eo is a predetermined value to the oscillation / drive circuit 2, and an auxiliary switching element Q2 that is conductive when the switching element Q1 is non-conductive. And an active voltage clamp circuit that clamps a voltage generated at both ends of the switching element Q1 by a series circuit of the capacitor C3 and the clamp capacitor C3.
また、力率改善回路(力率改善部)17は、1次側整流平滑部の1次側整流素子Diを共通の構成部品として有しており、1次側整流素子Diはコンバータ部の1次側に流れる共振電流である電流I1を整流できるスイッチング速度を有する高速スイッチングダイオードDi1ないし高速スイッチングダイオードDi4で構成するものとされている。また、共振電流に対してローパスフィルタとして機能するコンデンサCNLを具備している。   The power factor improvement circuit (power factor improvement unit) 17 includes the primary side rectifying element Di of the primary side rectifying / smoothing unit as a common component, and the primary side rectifying element Di is one of the converter unit 1. The high-speed switching diode Di1 to the high-speed switching diode Di4 having a switching speed capable of rectifying the current I1, which is a resonance current flowing on the next side, are configured. Moreover, the capacitor | condenser CNL which functions as a low-pass filter with respect to resonance current is comprised.
また、コモンモードフィルタ部は、コモンモードチョークコイルCMCとこのコモンモードチョークコイルCMCのアクロスコンデンサとして機能する力率改善部13のコンデンサCNLと、を具備するものである。   Further, the common mode filter unit includes a common mode choke coil CMC and a capacitor CNL of the power factor improving unit 13 that functions as an across capacitor of the common mode choke coil CMC.
上述した構成を有する図14に示すスイッチング電源回路の種々の変形例を以下の図18ないし図20に示す。なお、以下に示す種々の変形例においては、スイッチング電源回路の全体は記載されておらず、その一部のみが記載されており、記載されていない部分については、図14に示すものと同一である。   Various modifications of the switching power supply circuit shown in FIG. 14 having the above-described configuration are shown in FIGS. In the various modifications shown below, the entire switching power supply circuit is not described, only a part thereof is described, and the part not described is the same as that shown in FIG. is there.
図18に示すスイッチング電源回路は、図14に示すスイッチング電源回路において、力率改善回路と2次側の回路とを変形するものである。図18においては、力率改善回路17とは異なる力率改善回路18を採用し、2次側の回路は全波整流回路に替えて倍圧整流回路を採用するものである。   The switching power supply circuit shown in FIG. 18 is a modification of the switching power supply circuit shown in FIG. 14 in which the power factor correction circuit and the secondary circuit are modified. In FIG. 18, a power factor improvement circuit 18 different from the power factor improvement circuit 17 is adopted, and a secondary side circuit adopts a voltage doubler rectification circuit instead of the full-wave rectification circuit.
図18に示す力率改善回路18においては、電圧帰還トランスVFTは電流I1に対して源極性に接続されているので、漏れインダクタンスによって、インダクタンスとして機能するとともに、電圧帰還トランスVFTはコモンモードチョークコイルとしても機能することになりコモンモードノイズの低減が図れる。また、コンデンサCNLに替えてコンデンサCNL1およびコンデンサCNL2の直列接続回路を採用している。ここで、コンデンサCNL1およびコンデンサCNL2は、図1ないし図3に示すアクロスコンデンサCL2と同じ位置、すなわち、コモンモードチョークコイルCMCの両端の間に配置されたアクロスコンデンサとしても機能してコモンモードノイズを抑圧する作用も同時におこなう。そして、コンデンサCNL1およびコンデンサCNL2の接続点は1次側の基準電位となる1次側接地点に接続されているので、図14に示すような力率改善回路17で採用する回路構成と較べた場合にコモンモードノイズの低減効果はさらに良好となる。   In the power factor correction circuit 18 shown in FIG. 18, the voltage feedback transformer VFT is connected to the source polarity with respect to the current I1, so that it functions as an inductance due to leakage inductance, and the voltage feedback transformer VFT is a common mode choke coil. As a result, the common mode noise can be reduced. Further, a series connection circuit of a capacitor CNL1 and a capacitor CNL2 is employed instead of the capacitor CNL. Here, the capacitor CNL1 and the capacitor CNL2 also function as an across capacitor disposed at the same position as the across capacitor CL2 shown in FIGS. 1 to 3, that is, between both ends of the common mode choke coil CMC, and generate common mode noise. It also acts to suppress it at the same time. And since the connection point of the capacitor CNL1 and the capacitor CNL2 is connected to the primary side ground point which is the primary side reference potential, it is compared with the circuit configuration adopted in the power factor correction circuit 17 as shown in FIG. In this case, the effect of reducing common mode noise is further improved.
すなわち、コンデンサCNL1およびコンデンサCNL2の接続点は高周波的には接地電位とされ、この接続点を接地しない場合に較べて、コモンモードノイズの発生のレベルが低いものとされている。それに加えて、コンデンサCNLのみを設ける場合と同様に、コモンモードチョークコイルCMCの出力側の2本のライン間の高周波の電位を同一として、コモンモードチョークコイルCMCの作用を効果的にしている。   That is, the connection point between the capacitor CNL1 and the capacitor CNL2 is set to the ground potential in terms of high frequency, and the level of occurrence of common mode noise is lower than when the connection point is not grounded. In addition, as in the case where only the capacitor CNL is provided, the high-frequency potential between the two lines on the output side of the common mode choke coil CMC is made the same, and the operation of the common mode choke coil CMC is made effective.
図18に示す2次側の回路は、漏れインダクタL2と2次側直列共振コンデンサC2で第1の2次側直列共振回路を形成し、漏れインダクタL2’と2次側直列共振コンデンサC2’で第2の2次側直列共振回路を形成している。ここで、2次巻線N2の巻数と2次巻線N2’の巻数は同一とされており、センタータップを基準として逆位相の電圧が発生している。また、漏れインダクタL2と漏れインダクタL2’のインダクタンスの値は巻数が等しいので略同様の値であり、2次側直列共振コンデンサC2と次側2次側直列共振コンデンサC2’の値も等しいものに選ばれ、第1の2次側直列共振回路の共振周波数と第2の2次側直列共振回路の共振周波数は等しいものとされている。   The secondary side circuit shown in FIG. 18 forms a first secondary side series resonance circuit with a leakage inductor L2 and a secondary side series resonance capacitor C2, and includes a leakage inductor L2 ′ and a secondary side series resonance capacitor C2 ′. A second secondary side series resonant circuit is formed. Here, the number of turns of the secondary winding N2 and the number of turns of the secondary winding N2 'are the same, and voltages having opposite phases are generated with the center tap as a reference. Further, the inductance values of the leakage inductor L2 and the leakage inductor L2 ′ are substantially the same because the number of turns is equal, and the values of the secondary side series resonance capacitor C2 and the secondary side series resonance capacitor C2 ′ are also equal. The resonance frequency of the first secondary side series resonance circuit is equal to the resonance frequency of the second secondary side series resonance circuit.
2次側直列共振コンデンサC2は高速スイッチングダイオードDo6に流れる電流によって充電される。また、2次側直列共振コンデンサC2を通過した交流電圧は高速スイッチングダイオードDo6に印加されて2次側平滑コンデンサCoに充電電流を整流して供給する。この場合に、2次側直列共振コンデンサC2の充電電圧は高速スイッチングダイオードDo5に直列に加算方向に加えられているので、2次側平滑コンデンサCoに発生する電圧は2次巻線N2に発生する電圧の2倍となる。以上の動作は交流の半周期の動作である。他の半周期では、2次側直列共振コンデンサC2’は高速スイッチングダイオードDo8に流れる電流によって充電される。また、2次側直列共振コンデンサC2’を通過した交流電圧は高速スイッチングダイオードDo7に印加されて2次側平滑コンデンサCoに充電電流を整流して供給する。この場合に、2次側直列共振コンデンサC2’の充電電圧は高速スイッチングダイオードDo7に直列に加算方向に加えられているので、2次側平滑コンデンサCoに発生する電圧は2次巻線N2に発生する電圧の2倍となる。このようにして倍電圧全波整流回路が構成される。   The secondary side series resonant capacitor C2 is charged by the current flowing through the high speed switching diode Do6. The AC voltage that has passed through the secondary side series resonance capacitor C2 is applied to the high speed switching diode Do6 and rectifies and supplies the charging current to the secondary side smoothing capacitor Co. In this case, since the charging voltage of the secondary side series resonance capacitor C2 is applied in the addition direction in series with the high speed switching diode Do5, the voltage generated in the secondary side smoothing capacitor Co is generated in the secondary winding N2. Twice the voltage. The above operation is an AC half-cycle operation. In the other half cycle, the secondary side series resonant capacitor C2 'is charged by the current flowing through the high speed switching diode Do8. The AC voltage that has passed through the secondary side series resonant capacitor C2 'is applied to the high speed switching diode Do7, and the charging current is rectified and supplied to the secondary side smoothing capacitor Co. In this case, since the charging voltage of the secondary side series resonant capacitor C2 ′ is applied in the addition direction in series with the high speed switching diode Do7, the voltage generated in the secondary side smoothing capacitor Co is generated in the secondary winding N2. The voltage to be doubled. In this way, a voltage doubler full wave rectifier circuit is configured.
また、2次側整流回路については、図11に示すと同様に、図18の回路構成の半周期が動作する部分のみを2次側の回路として構成した倍電圧半波整流回路とすることもできる。   In addition, as shown in FIG. 11, the secondary side rectifier circuit may be a voltage doubler half wave rectifier circuit in which only the part where the half cycle of the circuit configuration of FIG. 18 operates is configured as a secondary side circuit. it can.
図19に示すスイッチング電源回路は、図14に示すスイッチング電源回路において、コンバータ部のコンバータトランスPITに3次巻線N3を設け、力率改善回路19においては電圧帰還トランスVFTに替えて力率改善用インダクタLoを用い、さらに、2次側整流回路を倍電流回路に変形するものである。   The switching power supply circuit shown in FIG. 19 is the same as the switching power supply circuit shown in FIG. 14 except that a tertiary winding N3 is provided in the converter transformer PIT of the converter unit, and the power factor improvement circuit 19 replaces the voltage feedback transformer VFT. Further, the secondary side rectifier circuit is further transformed into a current doubler circuit using the inductor Lo for electric power.
図19に示す力率改善回路19においては、コンバータトランスPITの3次巻線N3は1次巻線N1と磁気的に結合をしている。そして、この3次巻線N3には多重共振コンバータの1次側に流れる共振電流に応じた電圧が発生し、この1次側に流れる共振電流に応じた電圧を力率改善用インダクタLoと高速スイッチングダイオードで形成される1次側整流素子Diとの作用によって1次側平滑コンデンサCiに帰還して力率を改善するものである。   In the power factor correction circuit 19 shown in FIG. 19, the tertiary winding N3 of the converter transformer PIT is magnetically coupled to the primary winding N1. A voltage corresponding to the resonance current flowing on the primary side of the multiple resonance converter is generated in the tertiary winding N3, and the voltage corresponding to the resonance current flowing on the primary side is connected to the power factor improving inductor Lo and the high speed. The power factor is improved by returning to the primary side smoothing capacitor Ci by the action of the primary side rectifying element Di formed of a switching diode.
また、コンデンサCNL1およびコンデンサCNL2に加えてコンデンサCNL3を有するので、コンデンサCNL3がない場合に較べてノーマルモードノイズの発生はさらに少ないものとなる。さらに、コンデンサCNL1およびコンデンサCNL2の接続点を高周波的に接地電位とすることによって上述したようにコモンモードノイズの抑圧の効果は良好なるものとなる。また、コンデンサCNL3はコモンモードチョークコイルCMCの出力側の両方の極性の端子間の電圧を同一として、コモンモードチョークコイルCMCのコモンモード抑圧の作用をより効果的なものとする。   Further, since the capacitor CNL3 is provided in addition to the capacitors CNL1 and CNL2, the generation of normal mode noise is further reduced as compared with the case without the capacitor CNL3. Furthermore, as described above, the effect of suppressing the common mode noise is improved by setting the connection point of the capacitors CNL1 and CNL2 to the ground potential in terms of high frequency. Further, the capacitor CNL3 makes the voltage between the terminals of both polarities on the output side of the common mode choke coil CMC the same so that the common mode suppression action of the common mode choke coil CMC becomes more effective.
また、図19に示す2次側の整流回路は、漏れインダクタL2と2次側直列共振コンデンサC2とで2次側直列共振回路を構成する。2次巻線N2の一方の端子に接続される第1の2次側整流素子である高速スイッチングダイオードDo1を介して磁気エネルギーを蓄え、高速スイッチングダイオードDo2を介してこの磁気エネルギーを放出する第1の2次側インダクタであるインダクタLs1と、高速スイッチングダイオードDo2を介して磁気エネルギーを蓄え、高速スイッチングダイオードDo1を介してこの磁気エネルギーを放出する第2の2次側インダクタであるインダクタLs2と、高速スイッチングダイオードDo1に流れる電流および高速スイッチングダイオードDo2に流れる電流を充電するように接続されて出力直流電圧Eoを得るようにされた2次側平滑コンデンサCoと、を有するものである。   Further, in the secondary side rectifier circuit shown in FIG. 19, the leakage inductor L2 and the secondary side series resonance capacitor C2 constitute a secondary side series resonance circuit. A first energy that stores magnetic energy through a high-speed switching diode Do1 that is a first secondary-side rectifying element connected to one terminal of the secondary winding N2, and releases the magnetic energy through the high-speed switching diode Do2. An inductor Ls1 that is a secondary side inductor of the first inductor, a magnetic energy stored via a high-speed switching diode Do2, and an inductor Ls2 that is a second secondary-side inductor that releases the magnetic energy via a high-speed switching diode Do1, And a secondary side smoothing capacitor Co connected to charge the current flowing through the switching diode Do1 and the current flowing through the high-speed switching diode Do2 to obtain the output DC voltage Eo.
このような2次側整流回路の接続態様では、2次巻線N2からの電圧の極性が高速スイッチングダイオードDo1をオンとする極性である場合には、2次巻線N2からの電流とインダクタLs2からの電流が加算されて高速スイッチングダイオードDo1を流れ、同一の電力を負荷に供給する場合には、高速スイッチングダイオードDo1に流れるピーク電流の大きさは、インダクタLs2が無い場合に較べて低減する。また、2次巻線N2からの電圧の極性が高速スイッチングダイオードDo2をオンとする極性である場合には、2次巻線N2からの電流とインダクタLs1からの電流が加算されて高速スイッチングダイオードDo2を流れ、同一の電力を負荷に供給する場合には、高速スイッチングダイオードDo2に流れるピーク電流の大きさは、インダクタLs1が無い場合に較べて低減する。   In such a connection mode of the secondary side rectifier circuit, when the polarity of the voltage from the secondary winding N2 is a polarity that turns on the high-speed switching diode Do1, the current from the secondary winding N2 and the inductor Ls2 Are added to flow through the high-speed switching diode Do1 and the same power is supplied to the load, the magnitude of the peak current flowing through the high-speed switching diode Do1 is reduced compared to the case where the inductor Ls2 is not provided. Further, when the polarity of the voltage from the secondary winding N2 is a polarity that turns on the high-speed switching diode Do2, the current from the secondary winding N2 and the current from the inductor Ls1 are added to form the high-speed switching diode Do2. When the same power is supplied to the load, the magnitude of the peak current flowing through the high-speed switching diode Do2 is reduced as compared with the case where the inductor Ls1 is not provided.
図20に示す力率改善回路20においては、力率改善用インダクタLoと力率改善用インダクタLo’と高速スイッチングダイオードで形成される1次側整流素子Diとの作用によって1次側平滑コンデンサCiに帰還して力率を改善するものである。   In the power factor correction circuit 20 shown in FIG. 20, the primary side smoothing capacitor Ci is obtained by the action of the power factor improving inductor Lo, the power factor improving inductor Lo ′, and the primary side rectifying element Di formed of a high-speed switching diode. The power factor is improved by returning to.
なお、本発明は上述した実施形態に限定されるものではなく、実施形態は必要に応じて変更することができるものである。   In addition, this invention is not limited to embodiment mentioned above, Embodiment can be changed as needed.
実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structural example of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structural example of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structural example of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態の電源回路の負荷電力に対する力率および電源効率の特性を示す図である。It is a figure which shows the characteristic of the power factor with respect to the load electric power of the power supply circuit of embodiment, and power supply efficiency. 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structural example of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のコンバータトランスの構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the converter transformer of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。It is a figure which shows the waveform of the principal part of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。It is a figure which shows the waveform of the principal part of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態の電源回路の負荷電力に対する力率および電源効率の特性を示す図である。It is a figure which shows the characteristic of the power factor with respect to the load electric power of the power supply circuit of embodiment, and power supply efficiency. 実施形態のスイッチング電源回路の構成例の一部を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows a part of example of a structure of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の構成例の一部を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows a part of example of a structure of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の構成例の一部を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows a part of example of a structure of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の構成例の一部を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows a part of example of a structure of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structural example of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。It is a figure which shows the waveform of the principal part of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の要部の波形を示す図である。It is a figure which shows the waveform of the principal part of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態の電源回路の負荷電力に対する力率および電源効率の特性を示す図である。It is a figure which shows the characteristic of the power factor with respect to the load electric power of the power supply circuit of embodiment, and power supply efficiency. 実施形態のスイッチング電源回路の構成例の一部を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows a part of example of a structure of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の構成例の一部を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows a part of example of a structure of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の構成例の一部を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows a part of example of a structure of the switching power supply circuit of embodiment. 背景技術に示すスイッチング電源回路の構成例を示す図である。It is a figure which shows the structural example of the switching power supply circuit shown in background art.
符号の説明Explanation of symbols
1 制御回路、2 発振・ドライブ回路、10、11、12、13、14、15、16、17、18、19、20 力率改善回路、AC 交流電源、B ボビン、C1 1次側電圧共振コンデンサ、C2、C2’ 2次側直列共振コンデンサ、Ci、 1次側平滑コンデンサ、CL、CL1、CL2、CL3 アクロスコンデンサ、CMC コモンモードチョークコイル、CNL、CNL1、CNL2、CNL3 コンデンサ、Co、 2次側平滑コンデンサ、DD1 ボディダイオード、Di 1次側整流素子、Do 2次側整流素子、D1、Di1、Di2、Di3、Di4、Do1、Do2、Do3、Do4、Do5,Do6、Do7、Do8 高速スイッチングダイオード、Ei 整流平滑電圧、Eo 出力直流電圧、G ギャップ、I1、IQ1、12 電流、IAC 交流入力電流、L1、L2、Ls1、Ls2 インダクタ、Lo 第1巻線(力率改善用インダクタ、インダクタンス)、Lo’ 第2巻線、N1 1次巻線、N2、N2’ 2次巻線、N3 3次巻線、PIT コンバータトランス、Q1 スイッチング素子、Q2 補助スイッチング素子、V1、V2、V3、V4、V5 電圧、VAC 交流入力電圧、VFT 電圧帰還トランス   DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Control circuit, 2 Oscillation drive circuit 10, 11, 12, 13, 14, 15, 16, 17, 18, 19, 20 Power factor improvement circuit, AC alternating current power supply, B bobbin, C1 Primary side voltage resonance capacitor , C2, C2 'Secondary side series resonant capacitor, Ci, Primary side smoothing capacitor, CL, CL1, CL2, CL3 Across capacitor, CMC common mode choke coil, CNL, CNL1, CNL2, CNL3 capacitor, Co, Secondary side Smoothing capacitor, DD1 body diode, Di primary side rectifier element, Do secondary side rectifier element, D1, Di1, Di2, Di3, Di4, Do1, Do2, Do3, Do4, Do5, Do6, Do7, Do8 high speed switching diode, Ei Rectified smoothing voltage, Eo output DC voltage, G gap, I1, IQ , 12 current, IAC AC input current, L1, L2, Ls1, Ls2 inductor, Lo first winding (power factor improving inductor, inductance), Lo ′ second winding, N1 primary winding, N2, N2 ′ Secondary winding, N3 tertiary winding, PIT converter transformer, Q1 switching element, Q2 auxiliary switching element, V1, V2, V3, V4, V5 voltage, VAC AC input voltage, VFT voltage feedback transformer

Claims (6)

  1. 交流電源からの入力交流電力を1次側直流電力に変換する1次側整流平滑部と、前記1次側直流電力を交流電力に変換し、さらに2次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、前記力率改善部と前記交流電源との間に介在されるコモンモードフィルタ部と、を備えるスイッチング電源回路であって、
    前記1次側整流平滑部は、
    交流電源からの入力交流電力を入力して整流する1次側整流素子と、
    前記1次側整流素子からの電力を平滑する1次側平滑コンデンサと、
    を具備し、
    前記コンバータ部は、
    1次巻線と、前記1次巻線と磁気的に疎結合とされる2次巻線と、を有するコンバータトランスと、
    前記1次側整流平滑部から供給される前記1次側直流電力を、前記交流電力に変換するスイッチング素子と、
    前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
    前記1次巻線に生じる漏れインダクタと1次側電圧共振コンデンサとによって形成され、前記交流電力が供給される1次側電圧共振回路と、
    前記2次巻線に生じる漏れインダクタと2次側直列共振コンデンサとによって形成される2次側直列共振回路と、
    前記2次側直列共振回路に接続される整流素子と、
    前記整流素子に接続され出力直流電圧を得るようにされた2次側平滑コンデンサと、
    前記出力直流電圧の値を所定の値とするように周波数が可変とされる制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、を具備し、
    前記力率改善部は、
    前記1次側整流素子の入力側の両端に接続されるコンデンサと、
    前記1次側整流素子の出力側の正極性端子と負極性端子との各々に各々の巻線の一端が接続され、各々の巻線の他端には前記1次側平滑コンデンサが接続され、磁気的に結合される第1巻線と第2巻線とを有する電圧帰還トランスと、
    前記コンバータ部の1次側に流れる共振電流を整流できるスイッチング速度を有するものとされる、前記1次側整流素子として機能する高速スイッチング素子と、を具備し、
    前記コモンモードフィルタ部は、
    コモンモードチョークコイルと前記コモンモードチョークコイルのアクロスコンデンサとして機能する前記力率改善部の前記コンデンサを具備する、
    スイッチング電源回路。
    A primary-side rectifying / smoothing unit that converts input AC power from an AC power source into primary-side DC power; a converter unit that converts the primary-side DC power into AC power and further converts into secondary-side DC power; A switching power supply circuit comprising a power factor improvement unit for improving a power factor, and a common mode filter unit interposed between the power factor improvement unit and the AC power source,
    The primary side rectifying and smoothing unit includes:
    A primary side rectifying element that receives and rectifies input AC power from an AC power source;
    A primary side smoothing capacitor for smoothing power from the primary side rectifying element;
    Comprising
    The converter unit is
    A converter transformer having a primary winding and a secondary winding that is magnetically loosely coupled to the primary winding;
    A switching element that converts the primary side DC power supplied from the primary side rectifying and smoothing unit into the AC power;
    An oscillation / drive circuit for driving the switching element on and off;
    A primary side voltage resonance circuit formed by a leakage inductor and a primary side voltage resonance capacitor generated in the primary winding and supplied with the AC power;
    A secondary side series resonant circuit formed by a leakage inductor generated in the secondary winding and a secondary side series resonant capacitor;
    A rectifying element connected to the secondary side series resonant circuit;
    A secondary side smoothing capacitor connected to the rectifying element and configured to obtain an output DC voltage;
    A control circuit for supplying a control signal whose frequency is variable so that the value of the output DC voltage is a predetermined value to the oscillation / drive circuit,
    The power factor improving unit is
    A capacitor connected to both ends on the input side of the primary side rectifying element;
    One end of each winding is connected to each of the positive polarity terminal and the negative polarity terminal on the output side of the primary side rectifying element, and the primary side smoothing capacitor is connected to the other end of each winding, A voltage feedback transformer having a first winding and a second winding that are magnetically coupled;
    A high-speed switching element functioning as the primary-side rectifying element, having a switching speed capable of rectifying the resonance current flowing to the primary side of the converter unit,
    The common mode filter section is
    Comprising the capacitor of the power factor improvement unit functioning as an across capacitor of the common mode choke coil and the common mode choke coil,
    Switching power supply circuit.
  2. 交流電源からの入力交流電力を1次側直流電力に変換する1次側整流平滑部と、前記1次側直流電力を交流電力に変換し、さらに2次側直流電力に変換するコンバータ部と、力率を改善する力率改善部と、前記力率改善部と前記交流電源との間に介在されるコモンモードフィルタ部と、を備えるスイッチング電源回路であって、
    前記1次側整流平滑部は、
    交流電源からの入力交流電力を入力して整流する1次側整流素子と、
    前記1次側整流素子からの電力を平滑する1次側平滑コンデンサと、
    を具備し、
    前記コンバータ部は、
    1次巻線と、前記1次巻線と磁気的に疎結合とされる2次巻線と、を有するコンバータトランスと、
    前記1次側整流平滑部から供給される前記1次側直流電力を、前記交流電力に変換するスイッチング素子と、
    前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
    前記1次巻線に生じる漏れインダクタと1次側電圧共振コンデンサとによって形成され、前記交流電力が供給される1次側電圧共振回路と、
    前記2次巻線に生じる漏れインダクタと2次側直列共振コンデンサとによって形成される2次側直列共振回路と、
    前記2次側直列共振回路に接続される整流素子と、
    前記整流素子に接続され出力直流電圧を得るようにされた2次側平滑コンデンサと、
    前記出力直流電圧の値を所定の値とするように周波数が可変とされる制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、
    前記スイッチング素子が非導通のときに導通する補助スイッチング素子とクランプ用コンデンサとの直列回路とによって前記スイッチング素子の両端に生じる電圧をクランプするアクティブ電圧クランプ回路と、を具備し、
    前記力率改善部は、
    前記コンバータ部の1次側に流れる共振電流を整流できるスイッチング速度を有するものとされる、前記1次側整流素子として機能する高速スイッチング素子と、前記共振電流に対してローパスフィルタとして機能するコンデンサと、を具備し、
    前記コモンモードフィルタ部は、
    コモンモードチョークコイルと前記コモンモードチョークコイルのアクロスコンデンサとして機能する前記力率改善部の前記コンデンサを具備する、
    スイッチング電源回路。
    A primary-side rectifying / smoothing unit that converts input AC power from an AC power source into primary-side DC power; a converter unit that converts the primary-side DC power into AC power and further converts into secondary-side DC power; A switching power supply circuit comprising a power factor improvement unit for improving a power factor, and a common mode filter unit interposed between the power factor improvement unit and the AC power source,
    The primary side rectifying and smoothing unit includes:
    A primary side rectifying element that receives and rectifies input AC power from an AC power source;
    A primary side smoothing capacitor for smoothing power from the primary side rectifying element;
    Comprising
    The converter unit is
    A converter transformer having a primary winding and a secondary winding that is magnetically loosely coupled to the primary winding;
    A switching element that converts the primary side DC power supplied from the primary side rectifying and smoothing unit into the AC power;
    An oscillation / drive circuit for driving the switching element on and off;
    A primary side voltage resonance circuit formed by a leakage inductor and a primary side voltage resonance capacitor generated in the primary winding and supplied with the AC power;
    A secondary side series resonant circuit formed by a leakage inductor generated in the secondary winding and a secondary side series resonant capacitor;
    A rectifying element connected to the secondary side series resonant circuit;
    A secondary side smoothing capacitor connected to the rectifying element and configured to obtain an output DC voltage;
    A control circuit for supplying a control signal whose frequency is variable so that the value of the output DC voltage is a predetermined value to the oscillation / drive circuit;
    An active voltage clamp circuit that clamps a voltage generated at both ends of the switching element by a series circuit of an auxiliary switching element and a clamping capacitor that are conductive when the switching element is non-conductive,
    The power factor improving unit is
    A high-speed switching element functioning as the primary-side rectifying element, having a switching speed capable of rectifying the resonant current flowing in the primary side of the converter unit; and a capacitor functioning as a low-pass filter for the resonant current; , And
    The common mode filter section is
    Comprising the capacitor of the power factor improvement unit functioning as an across capacitor of the common mode choke coil and the common mode choke coil,
    Switching power supply circuit.
  3. 前記力率改善部のコンデンサは、
    第1コンデンサと第2コンデンサとの直列接続回路によって形成され、
    前記第1コンデンサと前記第2コンデンサとの接続点が前記1次側整流素子の出力側の基準電位点に接続されることを特徴とする請求項1または請求項2に記載のスイッチング電源回路。
    The capacitor of the power factor improving unit is:
    Formed by a series connection circuit of a first capacitor and a second capacitor;
    3. The switching power supply circuit according to claim 1, wherein a connection point between the first capacitor and the second capacitor is connected to a reference potential point on an output side of the primary side rectifying element. 4.
  4. 前記力率改善部のコンデンサは、
    第1コンデンサと第2コンデンサとの直列接続回路および前記直列接続回路に並列に接続された第3のコンデンサによって形成され、
    前記第1コンデンサと前記第2コンデンサとの接続点が前記1次側整流素子の出力側の基準電位点に接続されることを特徴とする請求項1または請求項2に記載のスイッチング電源回路。
    The capacitor of the power factor improving unit is:
    Formed by a series connection circuit of a first capacitor and a second capacitor and a third capacitor connected in parallel to the series connection circuit;
    3. The switching power supply circuit according to claim 1, wherein a connection point between the first capacitor and the second capacitor is connected to a reference potential point on an output side of the primary side rectifying element. 4.
  5. さらに、前記力率改善部は、
    前記1次側整流素子の出力側の正極性端子と負極性端子との各々に各々の巻線の一端が接続され、各々の巻線の他端には前記1次側平滑コンデンサが接続され、磁気的に結合される第1巻線と第2巻線とを有する電圧帰還トランスを具備する請求項2に記載のスイッチング電源回路。
    Furthermore, the power factor improvement unit
    One end of each winding is connected to each of the positive polarity terminal and the negative polarity terminal on the output side of the primary side rectifying element, and the primary side smoothing capacitor is connected to the other end of each winding, The switching power supply circuit according to claim 2, further comprising a voltage feedback transformer having a first winding and a second winding that are magnetically coupled.
  6. さらに、前記コンバータ部のコンバータトランスは、前記1次巻線と磁気的に結合される3次巻線と、
    前記力率改善部は、前記3次巻線に発生する1次側共振電流に応じた電圧を前記1次側整流素子で整流して前記1次側平滑コンデンサに帰還するための力率改善用インダクタと、を有する請求項2に記載のスイッチング電源回路。
    Further, the converter transformer of the converter unit includes a tertiary winding magnetically coupled to the primary winding,
    The power factor improvement unit rectifies a voltage corresponding to a primary side resonance current generated in the tertiary winding by the primary side rectifier and feeds it back to the primary side smoothing capacitor. The switching power supply circuit according to claim 2, further comprising an inductor.
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* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
WO2020027290A1 (en) * 2018-08-03 2020-02-06 Ntn株式会社 One-converter-type insulated switching power source

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