JP2007334261A - Signal processing method, signal processing device, and program - Google Patents
Signal processing method, signal processing device, and program Download PDFInfo
- Publication number
- JP2007334261A JP2007334261A JP2006169264A JP2006169264A JP2007334261A JP 2007334261 A JP2007334261 A JP 2007334261A JP 2006169264 A JP2006169264 A JP 2006169264A JP 2006169264 A JP2006169264 A JP 2006169264A JP 2007334261 A JP2007334261 A JP 2007334261A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- coefficient
- unit
- acoustic signal
- coefficients
- interpolation
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Images
Landscapes
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
Abstract
Description
本発明は、符号化音響信号を逆量子化した音響信号を処理する信号処理方法、信号処理装置、該信号処理装置をコンピュータとして機能させるためのプログラムに関する。 The present invention relates to a signal processing method for processing an acoustic signal obtained by dequantizing an encoded acoustic signal, a signal processing device, and a program for causing the signal processing device to function as a computer.
音響信号を符号化する技術としてMP3(MPEG 1 Audio Layer 3)、AAC(Advanced Audio Coding)、ATRAC(Adaptive TRansform Acoustic Coding)、WMA(Windows(登録商標) Media Audio)またはAC−3(Audio Code Number 3)等が知られている。例えばMP3方式においては、高能率で圧縮するために、音響信号は複数の周波数帯域に分割され、可変長の時間単位でブロック化される。そして、ブロック化されたデジタルデータは、MDCT(Modified Discrete Cosine Transform)処理によってスペクトル信号に変換され、さらに聴覚心理特性を利用して割り当てられたビット数で各スペクトル信号がそれぞれ符号化される(例えば、特許文献1乃至3参照)。
As a technique for encoding an acoustic signal, MP3 (
このようにして符号化された音響信号は、復号装置にて復号される。図27は従来の復号装置のハードウェア構成を示すブロック図である。図において100は従来の復号装置であり、アンパッキング部101、逆量子化部102、周波数時間変換部103、周波数帯域合成部104及び音響信号出力部105を含んで構成される。符号化音響信号は、アンパッキング部101へ入力され、音響信号のフレーム情報から量子化係数、スケールファクタ、スケールファクタマルチプレクサ、グローバルゲイン、サブブロックゲインがそれぞれアンパッキングされる。そして、逆量子化部102において、この量子化係数、スケールファクタ、スケールファクタマルチプレクサ、グローバルゲイン、サブブロックゲインを用いてIMDCT係数に逆量子化される。
The acoustic signal encoded in this way is decoded by a decoding device. FIG. 27 is a block diagram showing a hardware configuration of a conventional decoding device. In the figure,
逆量子化部102で逆量子化されたIMDCT係数(Inverse Modified Discrete Cosine Transform)は、周波数帯域毎に周波数時間変換部103でIMDCT処理が施され、時間軸のデータに変換される。更に、逆変換された周波数帯域は、周波数帯域合成部104において、帯域合成フィルタであるIPFB(Inverse Polyphase Filter Bank)によって帯域合成された後、音響信号出力部105へ出力される(例えば、特許文献3参照)。
An IMDCT coefficient (Inverse Modified Discrete Cosine Transform) inversely quantized by the
また、圧縮に伴うパワー感の欠如を補うために、復号時におけるスペクトルにパワー調整用スペクトルを補う技術が開示されている(例えば、特許文献4参照)。特許文献4に記載された技術では、符号化時に入力オーディオ信号の特性に基づき、補うべきパワー調整情報を、符号化装置内のパワー調整情報決定部において生成する。次に、このパワー調整情報を符号化したオーディオ信号と共に符号化する。そして、復号装置におけるパワー調整情報復号部において符号化されたパワー調整情報を復号し、さらにパワー補正用スペクトル生成合成部においてパワー調整情報を生成して復号されたオーディオ信号に補う。また、復号時に、低域周波数スペクトル情報に基づいて、低域周波数スペクトル情報が示す調波構造を、符号化列によって表されていない周波数帯域に、周波数軸上で延長したものに等しい調波構造を示す拡張周波数スペクトル情報を生成する復号化装置も知られている(例えば、特許文献5参照)。
しかしながら、符号化の際、音響信号は量子化されるため、量子化による丸めまたは切り捨てにより音響信号のエネルギが失われてしまうという問題があった。そのため復号時においてもエネルギ損失に伴う音響信号の物足りなさが生じていた。また、特許文献4に記載の技術はパワーを補うものであるが、符号化時に符号装置において入力オーディオ信号を分析し、パワー調整情報を生成して符号化する必要がある。しかも復号装置側においても、パワー調整情報復号部を設けて符号化されたパワー調整情報を復号する必要があり、このようなパワー調整情報が記憶されていない音響信号については全くエネルギの補間を行うことができないという問題があった。特に、近年では多様な規格に伴う符号化方式が乱立しており、特許文献4に記載の技術では、様々な方式の符号化音響信号を適切に補間できないという問題があった。また、特許文献5に記載の復号化装置は、符号化列に表されていない周波数帯域にスペクトル情報を新たに生成するものであるが、単に低周波数域のスペクトル情報を高周波数域に拡張するにすぎず、依然として量子化誤差に伴う音響信号の物足りなさや違和感を十分に補うものではなかった。
However, since the acoustic signal is quantized during encoding, there is a problem that energy of the acoustic signal is lost due to rounding or truncation by quantization. For this reason, even at the time of decoding, an unsatisfactory acoustic signal is generated due to energy loss. Moreover, although the technique described in
本発明は斯かる事情に鑑みてなされたものであり、その目的は、音響信号が純音と判断されなかった場合に、選択した複数の係数を用いた補間法により係数の補間係数を算出することにより、復号側において多様な符号化方式に対応することができ、また、適切にエネルギを補間することが可能な信号処理方法、信号処理装置及びコンピュータを信号処理装置として機能させるためのプログラムを提供することにある。 The present invention has been made in view of such circumstances, and an object thereof is to calculate an interpolation coefficient of a coefficient by an interpolation method using a plurality of selected coefficients when the acoustic signal is not determined to be a pure tone. Provides a signal processing method, a signal processing apparatus, and a program for causing a computer to function as a signal processing apparatus capable of supporting various encoding methods on the decoding side and appropriately interpolating energy. There is to do.
本発明の他の目的は、音響信号のビットレートが予め記憶した基準ビットレートよりも小さいか否かを判断し、音響信号のビットレートが基準ビットレートよりも小さいと判断した場合に、選択した複数の係数を用いた補間法により係数の補間係数を算出することにより、復号側において多様な符号化方式に対応することができ、また、適切にエネルギを補間することが可能な信号処理方法等を提供することにある。 Another object of the present invention is to determine whether or not the bit rate of the acoustic signal is smaller than a pre-stored reference bit rate, and is selected when it is determined that the bit rate of the acoustic signal is smaller than the reference bit rate. By calculating the interpolation coefficient of the coefficient by an interpolation method using a plurality of coefficients, it is possible to cope with various encoding methods on the decoding side, and a signal processing method capable of appropriately interpolating energy, etc. Is to provide.
本発明の他の目的は、量子化時における量子化ビット数を検出し、検出した量子化ビット数が所定値以下の係数について補間法により補間係数を算出することにより、より量子化誤差の大きい係数についてのみ補間処理を実行することが可能な信号処理装置を提供することにある。 Another object of the present invention is to detect the number of quantization bits at the time of quantization, and to calculate an interpolation coefficient by an interpolation method for a coefficient whose detected number of quantization bits is a predetermined value or less, resulting in a larger quantization error. An object of the present invention is to provide a signal processing apparatus capable of executing interpolation processing only for coefficients.
本発明に係る信号処理方法は、符号化音響信号を逆量子化した音響信号を処理する信号処理方法において、逆量子化した音響信号の純音性の度合いを示す純音性指標値を算出する指標値算出ステップと、該指標値算出ステップにより算出した純音性指標値を予め記憶した基準値と比較して、音響信号が純音か否かを判断する純音性判定ステップと、逆量子化した音響信号の周波数帯域の係数の中から複数の係数を選択する選択ステップと、前記純音性判定ステップにより、音響信号が純音と判断されなかった場合に、前記選択ステップにより選択した複数の係数を用いた補間法により前記選択ステップにより選択されない係数の補間係数を算出する算出ステップとを備えることを特徴とする。 The signal processing method according to the present invention is a signal processing method for processing an acoustic signal obtained by dequantizing an encoded acoustic signal, and an index value for calculating a pure tone index value indicating a degree of pure tone of the dequantized acoustic signal. A calculation step, a pure tone index value calculated in the index value calculation step, and a reference value stored in advance, to determine whether the acoustic signal is a pure tone; a pure tone determination step; An interpolation method using a plurality of coefficients selected by the selection step when the acoustic signal is not determined to be a pure tone by the selection step of selecting a plurality of coefficients from the coefficients of the frequency band and the pure tone determination step The calculation step of calculating the interpolation coefficient of the coefficient which is not selected by said selection step is characterized by the above-mentioned.
本発明に係る信号処理方法は、符号化音響信号を逆量子化した音響信号を処理する信号処理方法において、音響信号のビットレートが予め記憶した基準ビットレートよりも小さいか否かを判断するビットレート比較ステップと、逆量子化した音響信号の周波数帯域の係数の中から複数の係数を選択する選択ステップと、前記ビットレート比較ステップにより、音響信号のビットレートが基準ビットレートよりも小さいと判断した場合に、前記選択ステップにより選択した複数の係数を用いた補間法により前記選択ステップにより選択されない係数の補間係数を算出する算出ステップとを備えることを特徴とする。 The signal processing method according to the present invention is a signal processing method for processing an acoustic signal obtained by dequantizing an encoded acoustic signal, and a bit for determining whether or not the bit rate of the acoustic signal is smaller than a reference bit rate stored in advance. It is determined that the bit rate of the acoustic signal is smaller than the reference bit rate by the rate comparison step, the selection step of selecting a plurality of coefficients from the coefficients of the frequency band of the dequantized acoustic signal, and the bit rate comparison step. In this case, the method includes a calculation step of calculating an interpolation coefficient of a coefficient not selected in the selection step by an interpolation method using a plurality of coefficients selected in the selection step.
本発明に係る信号処理装置は、符号化音響信号を逆量子化した音響信号を処理する信号処理装置において、逆量子化した音響信号の純音性の度合いを示す純音性指標値を算出する指標値算出部と、該指標値算出部により算出した純音性指標値を予め記憶した基準値と比較して、音響信号が純音か否かを判断する純音性判定部と、逆量子化した音響信号の周波数帯域の係数の中から複数の係数を選択する選択部と、前記純音性判定部により、音響信号が純音と判断されなかった場合に、前記選択部により選択した複数の係数を用いた補間法により前記選択部により選択されない係数の補間係数を算出する算出部とを備えることを特徴とする。 The signal processing apparatus according to the present invention is an index value for calculating a pure tone index value indicating a degree of pure tone of an inversely quantized acoustic signal in a signal processing apparatus that processes an acoustic signal obtained by dequantizing an encoded acoustic signal. Comparing a calculation unit, a pure tone index value calculated by the index value calculation unit with a reference value stored in advance, a pure tone determination unit that determines whether the acoustic signal is a pure tone, and a dequantized acoustic signal An interpolation method using a plurality of coefficients selected by the selection unit when the acoustic signal is not determined to be a pure tone by the selection unit that selects a plurality of coefficients from the coefficients in the frequency band and the pure tone determination unit And a calculation unit that calculates an interpolation coefficient of a coefficient that is not selected by the selection unit.
本発明に係る信号処理装置は、符号化音響信号を逆量子化した音響信号を処理する信号処理装置において、音響信号のビットレートが予め記憶した基準ビットレートよりも小さいか否かを判断するビットレート比較部と、逆量子化した音響信号の周波数帯域の係数の中から複数の係数を選択する選択部と、前記ビットレート比較部により、音響信号のビットレートが基準ビットレートよりも小さいと判断した場合に、前記選択部により選択した複数の係数を用いた補間法により前記選択部により選択されない係数の補間係数を算出する算出部とを備えることを特徴とする。 A signal processing device according to the present invention is a signal processing device that processes an acoustic signal obtained by dequantizing an encoded acoustic signal, and determines whether or not the bit rate of the acoustic signal is smaller than a pre-stored reference bit rate. The bit rate of the acoustic signal is determined to be smaller than the reference bit rate by the rate comparison unit, the selection unit that selects a plurality of coefficients from the frequency band coefficients of the dequantized acoustic signal, and the bit rate comparison unit. In this case, a calculation unit that calculates an interpolation coefficient of a coefficient that is not selected by the selection unit by an interpolation method using a plurality of coefficients selected by the selection unit is provided.
本発明に係る信号処理装置は、逆量子化した音響信号の周波数帯域の係数の量子化時における量子化ビット数を検出する検出部をさらに備え、前記算出部は、前記選択部により選択した複数の係数を用いた補間法により、前記検出部にて検出した量子化ビット数が所定値以下の係数の補間係数を算出するよう構成してあることを特徴とする。 The signal processing device according to the present invention further includes a detection unit that detects the number of quantization bits at the time of quantization of the frequency band coefficient of the dequantized acoustic signal, and the calculation unit includes a plurality of selection units selected by the selection unit. An interpolation coefficient of a coefficient whose number of quantization bits detected by the detection unit is a predetermined value or less is calculated by an interpolation method using the coefficient.
本発明に係るプログラムは、符号化音響信号を逆量子化した音響信号をコンピュータにより処理するプログラムにおいて、コンピュータに、逆量子化した音響信号の純音性の度合いを示す純音性指標値を算出する指標値算出ステップと、該指標値算出ステップにより算出した純音性指標値を予め記憶した基準値と比較して、音響信号が純音か否かを判断する純音性判定ステップと、逆量子化した音響信号の周波数帯域の係数の中から複数の係数を選択する選択ステップと、前記純音性判定ステップにより、音響信号が純音と判断されなかった場合に、前記選択ステップにより選択した複数の係数を用いた補間法により前記選択ステップにより選択されない係数の補間係数を算出する算出ステップとを実行させることを特徴とする。 The program according to the present invention is a program in which a computer processes an acoustic signal obtained by dequantizing an encoded acoustic signal, and an index for calculating a pure tone index value indicating a degree of pure tone of the dequantized acoustic signal. A pure tone determination step for determining whether the acoustic signal is a pure tone by comparing a pure tone index value calculated in the index value calculation step with a reference value stored in advance, and a dequantized acoustic signal When the acoustic signal is not determined to be a pure tone by the selection step of selecting a plurality of coefficients from among the coefficients of the frequency band and the pure tone determination step, interpolation using the plurality of coefficients selected by the selection step And a calculation step of calculating an interpolation coefficient of a coefficient not selected by the selection step according to the method.
本発明に係るプログラムは、符号化音響信号を逆量子化した音響信号をコンピュータにより処理するプログラムにおいて、コンピュータに、音響信号のビットレートが予め記憶した基準ビットレートよりも小さいか否かを判断するビットレート比較ステップと、逆量子化した音響信号の周波数帯域の係数の中から複数の係数を選択する選択ステップと、前記ビットレート比較ステップにより、音響信号のビットレートが基準ビットレートよりも小さいと判断した場合に、前記選択ステップにより選択した複数の係数を用いた補間法により前記選択ステップにより選択されない係数の補間係数を算出する算出ステップとを実行させることを特徴とする。 The program according to the present invention determines whether or not the bit rate of an acoustic signal is smaller than a reference bit rate stored in advance in the computer in a computer program that processes an acoustic signal obtained by dequantizing an encoded acoustic signal. When the bit rate comparison step, the selection step of selecting a plurality of coefficients from the frequency band coefficients of the dequantized acoustic signal, and the bit rate comparison step, the bit rate of the acoustic signal is smaller than the reference bit rate. When the determination is made, a calculation step of calculating an interpolation coefficient of a coefficient not selected by the selection step by an interpolation method using a plurality of coefficients selected by the selection step is performed.
本発明にあっては、指標値算出部は、逆量子化した音響信号の純音性の度合いを示す純音性指標値を算出する。純音性判定部は、指標値算出部により算出した純音性指標値を予め記憶した基準値と比較して、音響信号が純音か否かを判断する。また選択部は、逆量子化した音響信号の周波数帯域の係数の中から複数の係数を選択する。そして、純音性判定部により、音響信号が純音と判断されなかった場合に、選択部により選択した複数の係数を用いた補間法により選択されない係数の補間係数を算出部により算出するので、復号側において独立して補間係数を算出するか否かの判断を実行でき、多様な規格に対して、純音性の低い場合のみに補間係数を適切に算出することが可能となる。また、音響信号の周波数帯域の選択されない係数が滑らかに補間され、すなわち、量子化された係数の分解能を高めることができ、物足りなさや違和感を受けることなく再生が可能となる。 In the present invention, the index value calculation unit calculates a pure tone index value indicating the degree of pure tone of the dequantized acoustic signal. The pure tone determination unit compares the pure tone index value calculated by the index value calculation unit with a reference value stored in advance, and determines whether or not the acoustic signal is a pure tone. The selection unit selects a plurality of coefficients from coefficients in the frequency band of the dequantized acoustic signal. When the pure tone determination unit determines that the acoustic signal is not a pure tone, the calculation unit calculates the interpolation coefficient of the coefficient that is not selected by the interpolation method using the plurality of coefficients selected by the selection unit. It is possible to determine whether or not to calculate the interpolation coefficient independently in the above, and it is possible to appropriately calculate the interpolation coefficient only when the tone quality is low for various standards. In addition, coefficients that are not selected in the frequency band of the acoustic signal are smoothly interpolated, that is, the resolution of the quantized coefficients can be increased, and reproduction can be performed without being unsatisfactory or uncomfortable.
本発明にあっては、ビットレート比較部は、音響信号のビットレートが予め記憶した基準ビットレートよりも小さいか否かを判断する。選択部は、逆量子化した音響信号の周波数帯域の係数の中から複数の係数を選択する。そして、ビットレート比較部により、音響信号のビットレートが基準ビットレートよりも小さいと判断した場合に、選択部により選択した複数の係数を用いた補間法により選択されない係数の補間係数を算出部により算出するので、復号側において独立して補間係数を算出するか否かの判断を実行でき、多様な規格に対してビットレートが低い場合のみに補間係数を適切に算出することが可能となる。また、音響信号の周波数帯域の選択されない係数が滑らかに補間され、すなわち、量子化された係数の分解能を高めることができ、物足りなさや違和感を受けることなく再生が可能となる。 In the present invention, the bit rate comparison unit determines whether or not the bit rate of the acoustic signal is smaller than a reference bit rate stored in advance. The selection unit selects a plurality of coefficients from coefficients in the frequency band of the inversely quantized acoustic signal. When the bit rate comparison unit determines that the bit rate of the acoustic signal is smaller than the reference bit rate, the calculation unit calculates an interpolation coefficient of a coefficient that is not selected by the interpolation method using the plurality of coefficients selected by the selection unit. Since it is calculated, it can be determined whether or not the interpolation coefficient is calculated independently on the decoding side, and the interpolation coefficient can be appropriately calculated only when the bit rate is low for various standards. In addition, coefficients that are not selected in the frequency band of the acoustic signal are smoothly interpolated, that is, the resolution of the quantized coefficients can be increased, and reproduction can be performed without being unsatisfactory or uncomfortable.
本発明にあっては、逆量子化した音響信号の周波数帯域の係数の量子化時における量子化ビット数を検出部により検出する。そして、選択部により選択した複数の係数を用いた補間法により、検出部にて検出した量子化ビット数が所定値以下の係数の補間係数を算出するよう構成したので、量子化ビット数が小さく量子化誤差の大きい係数について集中的に補間処理を行うことができより精度の良い信号を再生することが可能となる。 In the present invention, the detection unit detects the number of quantization bits at the time of quantization of the frequency band coefficient of the inversely quantized acoustic signal. Since the interpolation method using a plurality of coefficients selected by the selection unit is configured to calculate the interpolation coefficient of the coefficient whose number of quantization bits detected by the detection unit is a predetermined value or less, the number of quantization bits is small. Interpolation processing can be intensively performed on coefficients having a large quantization error, and a more accurate signal can be reproduced.
本発明にあっては、純音性判定部により、音響信号が純音と判断されなかった場合に、選択部により選択した複数の係数を用いた補間法により選択されない係数の補間係数を算出部により算出するので、復号側において独立して補間係数を算出するか否かの判断を実行でき、多様な規格に対して純音性の低い場合のみに補間係数を適切に算出することが可能となる。また、音響信号の周波数帯域の選択されない係数が滑らかに補間され、すなわち、量子化された係数の分解能を高めることができ、物足りなさや違和感を受けることなく再生が可能となる。 In the present invention, when the pure tone determination unit does not determine that the sound signal is pure tone, the calculation unit calculates the interpolation coefficient of the coefficient that is not selected by the interpolation method using the plurality of coefficients selected by the selection unit. Therefore, it is possible to determine whether or not to calculate the interpolation coefficient independently on the decoding side, and it is possible to appropriately calculate the interpolation coefficient only when the pure tone property is low with respect to various standards. In addition, coefficients that are not selected in the frequency band of the acoustic signal are smoothly interpolated, that is, the resolution of the quantized coefficients can be increased, and reproduction can be performed without being unsatisfactory or uncomfortable.
本発明にあっては、ビットレート比較部により、音響信号のビットレートが基準ビットレートよりも小さいと判断した場合に、選択部により選択した複数の係数を用いた補間法により選択されない係数の補間係数を算出部により算出するので、復号側において独立して補間係数を算出するか否かの判断を実行でき、多様な規格に対してビットレートが低い場合のみに補間係数を適切に算出することが可能となる。また、音響信号の周波数帯域の選択されない係数が滑らかに補間され、すなわち、量子化された係数の分解能を高めることができ、物足りなさや違和感を受けることなく再生が可能となる。 In the present invention, when the bit rate comparison unit determines that the bit rate of the acoustic signal is smaller than the reference bit rate, interpolation of coefficients that are not selected by the interpolation method using a plurality of coefficients selected by the selection unit Since the coefficient is calculated by the calculation unit, it can be determined whether or not the interpolation coefficient is calculated independently on the decoding side, and the interpolation coefficient is appropriately calculated only when the bit rate is low for various standards. Is possible. In addition, coefficients that are not selected in the frequency band of the acoustic signal are smoothly interpolated, that is, the resolution of the quantized coefficients can be increased, and reproduction can be performed without being unsatisfactory or uncomfortable.
本発明にあっては、逆量子化した音響信号の周波数帯域の係数の量子化時における量子化ビット数を検出部により検出する。そして、選択部により選択した複数の係数を用いた補間法により、検出部にて検出した量子化ビット数が所定値以下の係数の補間係数を算出するよう構成したので、量子化ビット数が小さく量子化誤差の大きい係数について集中的に補間処理を行うことができより精度の良い信号を再生することが可能となる。また、量子化ビット数が大きく量子化誤差の少ない係数については補間処理を行わないことにより、処理の高速化を図ると共に、補間による誤差の影響を低減することも可能となる等、本発明は優れた効果を奏する。 In the present invention, the detection unit detects the number of quantization bits at the time of quantization of the frequency band coefficient of the inversely quantized acoustic signal. Since the interpolation method using a plurality of coefficients selected by the selection unit is configured to calculate the interpolation coefficient of the coefficient whose number of quantization bits detected by the detection unit is a predetermined value or less, the number of quantization bits is small. Interpolation processing can be intensively performed on coefficients having a large quantization error, and a more accurate signal can be reproduced. In addition, since the interpolation processing is not performed for the coefficient having a large number of quantization bits and a small quantization error, the processing speed can be increased and the influence of the error due to the interpolation can be reduced. Excellent effect.
実施の形態1
以下本発明の実施の形態を、図面を参照して説明する。図1は信号処理装置たる復号装置のハードウェア構成を示すブロック図である。図において20は、符号化された音響信号を復号する復号装置であり、音響信号入力部21、アンパッキング部22、逆量子化部23、補間処理部1、周波数時間変換部24、周波数帯域合成部25及び音響信号出力部26を含んで構成される。なお、本実施の形態においては圧縮符号化方式としてMP3を適用した例について説明するが、他の方式についても同様に適用しても良い。
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing a hardware configuration of a decoding device as a signal processing device. In the figure,
記録媒体から読み出された符号化音響信号またはデジタルチューナにより受信した符号化音響信号等は、音響信号入力部21へ入力され、入力された符号化音響信号はアンパッキング部(デマルチプレクサ)22へ出力される。アンパッキング部22は、音響信号のフレーム情報から量子化係数、スケールファクタ、スケールファクタマルチプレクサ、グローバルゲイン、サブブロックゲインをそれぞれアンパッキングする。アンパッキングされた量子化係数、量子化ビット数、及びスケールファクタ、スケールファクタマルチプレクサ、グローバルゲイン、サブブロックゲインを用いて逆量子化部23においてIMDCT係数に逆量子化される。逆量子化部23からはブロック長(ロングブロックまたはショートブロック)に応じて次の式(1)で示されるIMDCT係数が周波数帯域毎に出力される。
The encoded acoustic signal read from the recording medium or the encoded acoustic signal received by the digital tuner is input to the acoustic
式(1)中の変数mはIMDCT係数のインデックス、MK(m)は量子化係数(ハフマン復号化値)、sgn(MK(m))は量子化係数の符号、scalefac_multiplierは1または0.5、grはグラニュールのインデックス、wndはウィンドウの形状のインデックス、sfbはスケールファクタバンドのインデックス、preflag[gr]はプリエンファシスの有無フラグで0または1、pretab[sfb] は所定のプリエンファシステーブルによって得られる値を表している。なお、ATRACにおけるスケールファクタ(例えば各6ビットで表され、約2dB単位で指定することができる)は、MP3におけるスケールファクタに関する値と同様であり、MP3におけるスケールファクタに関する値は、式(1)で示す如く、スケールファクタ、スケールファクタマルチプレクサ、グローバルゲイン及びサブブロックゲイン(式(1)の2の乗数以降の箇所)、プリエンファシスの有無フラグ、プリエンファシステーブルによって得られる値を用いて算出される。以下ではATRACにおけるスケールファクタ及びMP3におけるスケールファクタに関する値をまとめてスケールファクタとして説明する。ここで、スケールファクタとは、所定の分割された各周波数帯域のスペクトルを表現するために、仮数部と指数部で表した指数部分をいう。例えば、MP3においては、所定の分割された各周波数帯域のスペクトルを最大値が1.0となるように正規化され、その指数部分をスケールファクタとグローバルゲイン、及びサブブロックゲインとして符号化されている。上記スケールファクタとグローバルゲイン、及びサブブロックゲインの指数部を総称してスケールファクタに関する値と呼ぶ。 In equation (1), the variable m is an IMDCT coefficient index, MK (m) is a quantized coefficient (Huffman decoded value), sgn (MK (m)) is a sign of the quantized coefficient, scalefac_multiplier is 1 or 0.5, gr Is the index of the granule, wnd is the index of the window shape, sfb is the index of the scale factor band, preflag [gr] is the pre-emphasis flag, 0 or 1, pretab [sfb] is obtained by a predetermined pre-emphasis table Represents a value. Note that the scale factor in ATRAC (for example, expressed by 6 bits each and can be specified in units of about 2 dB) is the same as the value related to the scale factor in MP3, and the value related to the scale factor in MP3 is expressed by Equation (1). As shown in FIG. 4, the scale factor, the scale factor multiplexer, the global gain, and the sub-block gain (the part after the 2nd multiplier in the equation (1)), the pre-emphasis presence / absence flag, and the value obtained from the pre-emphasis table are used. . Hereinafter, the scale factor in ATRAC and the value related to the scale factor in MP3 are collectively described as a scale factor. Here, the scale factor means an exponent part represented by a mantissa part and an exponent part in order to express a spectrum of each predetermined frequency band. For example, in MP3, the spectrum of each predetermined frequency band is normalized so that the maximum value is 1.0, and the exponent part is encoded as a scale factor, a global gain, and a sub-block gain. Yes. The exponents of the scale factor, global gain, and sub-block gain are collectively referred to as values relating to the scale factor.
本実施の形態においては図に示すように32の周波数帯域毎block(0)〜block(31)にIMDCT係数I(0)、I(1)、…、I(m)、…、I(575)が出力される。サンプリング周波数が44.1kHzの場合、block(0)の周波数は0Hz〜689.0625Hz、block(1)は689.0625Hz〜1378.125Hz、またblock(31)は21360.9375Hz〜22050Hzである。なお、以下では任意の周波数帯域のブロックをblock(k)とする。ここでkは整数であり、0≦k≦31を満たすものとする。各周波数帯域のIMDCT係数I(0)〜I(575)は補間処理部1へ入力される。
In the present embodiment, as shown in the figure, 32 frequency band block (0) to block (31) include IMDCT coefficients I (0), I (1),..., I (m),. ) Is output. When the sampling frequency is 44.1 kHz, the frequency of block (0) is 0 Hz to 689.0625 Hz, block (1) is 689.0625 Hz to 1378.125 Hz, and block (31) is 21360.9375 Hz to 22050 Hz. In the following, a block of an arbitrary frequency band is assumed to be block (k). Here, k is an integer and satisfies 0 ≦ k ≦ 31. The IMDCT coefficients I (0) to I (575) of each frequency band are input to the
各周波数帯域のIMDCT係数はブロック長に応じて複数の係数(スペクトル)から構成される。ロングブロックでは18の係数からなり、ショートブロックでは6の係数からなる。なお、本実施の形態においては、ブロック長はロングブロックであるものとして説明する。 The IMDCT coefficient of each frequency band is composed of a plurality of coefficients (spectrums) according to the block length. The long block consists of 18 coefficients, and the short block consists of 6 coefficients. In the present embodiment, description will be made assuming that the block length is a long block.
図2は周波数に対するIMDCT係数の変化を示すグラフである。横軸は周波数であり、縦軸は係数を示す。IMDCT係数(以下、係数I(m)で代表する)はロングブロックの場合、一周波数帯域内に18の係数I(18×k)乃至I(18×k+17)を有する。図2のグラフにおいては周波数18×k、18×k+1、…18×k+17に対応させて、係数I(18×k)、I(18×k+1)、…、I(18×k+17)の変化が示されている。この係数は正、負または零の値を取る。
FIG. 2 is a graph showing changes in the IMDCT coefficient with respect to frequency. The horizontal axis represents frequency, and the vertical axis represents the coefficient. In the case of a long block, an IMDCT coefficient (hereinafter, represented by a coefficient I (m)) has 18 coefficients I (18 × k) to I (18 × k + 17) in one frequency band. In the graph of FIG. 2, changes in coefficients I (18 × k), I (18 × k + 1),..., I (18 × k + 17) are associated with
図1において係数I(m)は補間処理部1へ入力され、補間処理後の係数が補間処理部1から出力される。周波数時間変換部24ではIMDCT処理が施され、時間軸の音響信号に変換される。更に、逆変換された音響信号は周波数帯域合成部25において、帯域合成フィルタであるIPFB(Inverse Polyphase Filter Bank)によって帯域合成された後、音響信号出力部26へ出力される。
In FIG. 1, the coefficient I (m) is input to the
図3は補間処理部1のハードウェア構成を示すブロック図である。補間処理部1は量子化ビット数検出部11、補間判定部12、選択部13及び算出部14を含んで構成される。量子化ビット数検出部11は周波数帯域の係数の量子化時における量子化ビット数を、入力されるフレームサイド情報に基づき検出する。具体的には、係数I(m)の量子化ビット数はアンパッキング部22にてアンパックされたビットストリーム中のフレームサイド情報のtable_select[ch][gr][region]を参照することにより検出することができる。このtable_select[ch][gr][region]は、ハフマン符号化されたハフマンテーブルを指し示すセレクト信号であり、指し示されたハフマンテーブルを復号化する事により、ハフマン復号化値、即ち係数I(m)を得る。上記regionにおける一の領域のハフマン復号化値の最大の数字を取得することにより、量子化ビット数を検出することもできるが、table_select[ch][gr][region]が指し示すハフマンテーブルに存在する最大の数字は予め決まっているので、その語長を量子化ビット数とすることで検出する。
FIG. 3 is a block diagram showing a hardware configuration of the
量子化ビット数検出部11は検出した量子化ビット数を補間判定部12及び算出部14へ出力する。補間判定部12は、周波数帯域内の係数I(m)の量子化ビット数に所定ビット数以下の係数I(m)が存在するか否かを判断する。例えば、補間判定部12は周波数帯域内の係数I(m)の量子化ビット数が、4以下の係数I(m)が存在するか否かを判断すればよい。そして、補間判定部12は、入力された周波数帯域内の係数I(m)に所定量子化ビット数以下の係数I(m)が存在すると判断した場合、当該周波数帯域の係数I(m)を補間処理すべく選択部13へ出力する。一方、補間判定部12は、入力された周波数帯域内の係数I(m)に所定量子化ビット数以下の係数I(m)が存在しないと判断した場合、当該周波数帯域の係数I(m)を補間処理することなく、補正後の係数I’(m)を周波数時間変換部24へ出力する。
The quantization bit
選択部13は周波数帯域内の係数の中から複数の係数を選択する。これは、例えば、周波数帯域内の係数の両端の係数、すなわち最も低域にあたる係数及び最も高域にあたる係数を少なくとも選択する。図2の例においては、I(18×k)及びI(18×k+17)が選択される。さらに選択部13はこれらに加え、周波数帯域内の係数の中からスペクトルが最大及び最小の係数を選択するようにしても良い。図2の例においては、最小スペクトルであるI(18×k+3)、及び、最大スペクトルであり、また、最も高域にある係数I(18×k+17)が選択される。選択部13は入力された係数I(m)及び選択した複数の係数に係る情報を算出部14へ出力する。
The
算出部14は選択部13において選択した係数を用い、選択されなかった係数の補間係数を、補間法を用いて算出する。この場合、算出部14は、量子化ビット数検出部11から出力される係数の量子化ビット数に基づき、所定量子化ビット数以下の係数についてのみ補間係数を算出するようにしても良い。この補間法は例えばラグランジュ補間法またはスプライン補間法が用いられる。以下では、スプライン補間法を用いた例について説明する。
The
N+1個の点(x0 ,y0 ), (x1 ,y1 ),・・・,(xN,yN )が与えられている。ただし、x0 <x1 <・・xN とする。これらの点を滑らかに接続するスプライン補間について述べる。3次スプライン補間で求まる曲線をy=S(x)とする。S(x)は各区間[xj,yj ]で区分的に定義されているとする。各区間xj ≦x≦xj+1 の区間でS(x)=Sj(x)とする。さらに、Sj (x)は式(2)で示す3次多項式で与えられる。 N + 1 points (x0, y0), (x1, y1),..., (XN, yN) are given. However, x0 <x1 <.. xN. A spline interpolation that smoothly connects these points will be described. Let y = S (x) be a curve obtained by cubic spline interpolation. S (x) is defined piecewise in each section [xj, yj]. S (x) = Sj (x) in each section xj ≦ x ≦ xj + 1. Further, Sj (x) is given by a third order polynomial expressed by equation (2).
係数aj ,bj ,cj ,dj は以下に述べる条件から決まる。すなわち、曲線y=S(x)は連続であり、点(xJ ,yJ )(j=0,1,・・・,N)の全てをとおる(条件1)。また区間の境目x=xj (j=1,2,・・・,N-1 )で、y=S(x)の1階微分係数および2階微分係数が連続である(条件2)を満たす場合に決定される。条件1から、式(3)が導出される。
The coefficients aj, bj, cj, dj are determined from the conditions described below. That is, the curve y = S (x) is continuous and passes through all points (xJ, yJ) (j = 0, 1,..., N) (condition 1). Further, at the boundary of the section x = xj (j = 1, 2,..., N−1), the first and second derivative coefficients of y = S (x) are continuous (condition 2). To be determined. From
また条件2から式(4)が導出される。
Also, from
これら式(3)及び式(4)を用いることにより係数aj ,bj ,cj ,dj が決定される。まず、x=xj (j=1,2,・・・,N-1 )でのS(x)の2階微分係数を式(5)のようにおく。 The coefficients aj, bj, cj, dj are determined by using these equations (3) and (4). First, the second-order differential coefficient of S (x) at x = xj (j = 1, 2,..., N-1) is set as shown in equation (5).
3次スプラインの定義は式(2)であるから、その2階微分係数は式(6)で表される。 Since the definition of the cubic spline is Expression (2), the second-order differential coefficient is expressed by Expression (6).
これによりbj =uj /2となる。さらに、2階微分係数は式(7)で表すことができる。 As a result, bj = uj / 2. Further, the second-order differential coefficient can be expressed by Equation (7).
式(7)から、式(8)が導出される。 From equation (7), equation (8) is derived.
また以上の式から式(9)の条件を自動的に満たす。 Moreover, the condition of Formula (9) is automatically satisfy | filled from the above formula.
またdj=yjも明らかであることから、条件1を用いて式(10)が導出される。
Since dj = yj is also clear, Expression (10) is derived using
さらに式(10)から最終的に式(11)が得られる。 Furthermore, the formula (11) is finally obtained from the formula (10).
ここで、式(12)で示す最後の条件を用いる。 Here, the last condition shown by Formula (12) is used.
式(12)は3次多項式から式(13)の如く表現できる。 Expression (12) can be expressed from a cubic polynomial as Expression (13).
式(13)にaj ,bj ,cj を代入することにより式(14)が導出される。 By substituting aj, bj, cj into equation (13), equation (14) is derived.
これを順に並べた場合、式(15)で示す連立方程式をなす。 When these are arranged in order, the simultaneous equations shown in Expression (15) are formed.
ただし、hj ,vj は以下の式(16)で示す条件を満たすものとする。なお、hj ,vj は最初に与えられているxj ,yj だけから計算できるので既知の定数である。 However, hj and vj satisfy the condition shown in the following equation (16). Note that hj and vj are known constants because they can be calculated from only xj and yj given first.
未知変数uj は、全部でN+1個あるが、上で述べた連立1次方程式の数はN-1個である。したがって、この連立1次方程式からujを一意に決定できない。そこで、曲線の両端の点(x0 ,y0 ),(xN ,yN )で、それぞれ境界条件を1つずつ付け加える。この境界条件にはいくつか考えられるが、ここでは曲線の傾きの変化率が両端で0であるという条件を採用する。2階微分が0であることから式(17)が導出される。 There are a total of N + 1 unknown variables uj, but the number of simultaneous linear equations described above is N-1. Therefore, uj cannot be uniquely determined from the simultaneous linear equations. Therefore, one boundary condition is added to each point (x0, y0), (xN, yN) at both ends of the curve. There are several possible boundary conditions, but here, the condition that the change rate of the slope of the curve is 0 at both ends is adopted. Since the second-order derivative is 0, Expression (17) is derived.
式(17)から式(18)が導かれる。 Expression (18) is derived from Expression (17).
またu0 =uN =0であることから、式(19)で示すu1 〜uN-1 に関する連立1次方程式が求まる。 Since u0 = uN = 0, simultaneous linear equations relating to u1 to uN-1 shown in equation (19) are obtained.
次に、スプライン補間のアルゴリズムを説明する。まず、N+1個の点(xJ ,yJ )(j=0,1,・・・,N)を与え、3次スプラインは区分的に式(20)及び式(21)を満たすとする。 Next, a spline interpolation algorithm will be described. First, N + 1 points (xJ, yJ) (j = 0, 1,..., N) are given, and the cubic spline satisfies the equations (20) and (21) piecewise.
曲線の両端での境界条件を式(22)とした場合、u0 =uN =0となる。 When the boundary condition at both ends of the curve is expressed by equation (22), u0 = uN = 0.
hj (j=0,1,・・・,N)及びuj (j=0,1,・・・,N)を計算し、連立一次方程式を解くことにより、u1 〜uN-1 が求まる。最後に係数aj ,bj ,cj ,dj を求め、曲線S(x)が決定される。算出部14は選択部13で選択された係数に基づき、曲線Sj(x)の係数aj ,bj ,cj ,dj を求める。そして、選択されていない係数であって、量子化ビット数が所定値以下の係数について、補間係数Sj (x)を算出し、補間後の補間係数Sj (x)及び補間されていない係数を係数I’(m)として、周波数時間変換部24へ出力する。
By calculating hj (j = 0, 1,..., N) and uj (j = 0, 1,..., N) and solving the simultaneous linear equations, u1 to uN-1 are obtained. Finally, the coefficients aj, bj, cj, dj are obtained, and the curve S (x) is determined. The
図4は補間処理の手順を示すフローチャートである。なお、以下では説明を容易にするために周波数帯域内の係数のブロック長をロングブロックであるとして説明する。まず量子化ビット数検出部11は量子化ビット数を検出する(ステップS41)。この検出した量子化ビット数は補間判定部12及び算出部14へそれぞれ出力される。補間判定部12は、周波数帯域内の係数の中に量子化ビット数が所定値以下のものが存在するか否かを判断する(ステップS42)。補間判定部12は係数の量子化ビット数に所定値以下のものが存在しないと判断した場合(ステップS42でNO)、一連の処理を終了する。この場合、補間判定部12は当該周波数帯域の係数を周波数時間変換部24へ出力する。
FIG. 4 is a flowchart showing the procedure of the interpolation process. In the following description, for ease of explanation, the block length of the coefficient in the frequency band is assumed to be a long block. First, the quantization bit
一方、補間判定部12は係数の量子化ビット数が所定値以下のものが存在すると判断した場合(ステップS42でYES)、補間判定部12は、当該周波数帯域内の係数を選択部13へ出力する。選択部13は、周波数帯域内の両端の係数、すなわち低域側の係数及び高域側の係数を、スプライン補間の節点とすべく選択する(ステップS43)。さらに、選択部13は周波数帯域内の係数の最大スペクトルの係数及び最小スペクトルの係数をスプライン補間の節点とすべく、選択する(ステップS44)。なお、最大スペクトルの係数及び最小スペクトルの係数はそれぞれ、周波数帯域内の両端の係数となることもあることから、節点数は2〜4となる。
On the other hand, when the
算出部14は、式(2)で示すステップS43及びS44で選択した係数に基づき、スプライン関数の係数aj ,bj ,cj ,dj を算出する(ステップS45)。算出部14はステップS43及びS44において選択されない係数の量子化ビット数が所定値以下であるか否かを判断する(ステップS46)。算出部14は選択されない係数の量子化ビット数が所定値以下であると判断した場合(ステップS46でYES)、求めた係数aj ,bj ,cj ,dj 及び式(2)から補間係数を算出する(ステップS47)。一方、選択されない係数の量子化ビット数が所定値以下でないと判断した場合(ステップS46でNO)、補間処理を行わず、ステップS47の処理をスキップする。
The
算出部14は全てのステップS43及びS44において選択されない係数に対するステップS46の処理が終了したか否かを判断する(ステップS48)。算出部14は、処理が終了していないと判断した場合(ステップS48でNO)、他の選択されていない係数の補関係数を求めるべく、ステップS46へ移行する。一方、全ての選択されない係数に対する処理を終了したと算出部14が判断した場合(ステップS48でYES)、一連の処理を終了する。以上の処理を全ての周波数帯域に対して実行し、量子化ビット数が低い係数に対するスプライン補間により、最適なスペクトルが補間係数として得られる結果、量子化された係数の分解能を高めることができ、物足りなさや違和感を受けることなく再生が可能となる。なお、以上述べた節点となる係数の選択方法及び量子化ビット数の値はあくまで一例でありこれに限るものでない。
The
図5は補間処理による効果を検証するためのグラフである。図5Cは原音の周波数に対するMDCT係数の変化を示すグラフである。図5Cにおいて横軸は周波数(単位はHz)であり、縦軸は符号化前のMDCT係数の絶対値である(スケールは5×10-3)。この原音を図1の補間処理部1の処理を行わない場合の周波数に対する係数(IMDCT係数)の変化を示すものが図5Aである。図5Aにおいて、横軸は周波数(単位はHz)であり、縦軸はIMDCT係数(I(m))の絶対値である(スケールは5×10-3)。
FIG. 5 is a graph for verifying the effect of the interpolation process. FIG. 5C is a graph showing changes in the MDCT coefficient with respect to the frequency of the original sound. In FIG. 5C, the horizontal axis represents frequency (unit: Hz), and the vertical axis represents the absolute value of the MDCT coefficient before encoding (scale is 5 × 10 −3 ). FIG. 5A shows the change of the coefficient (IMDCT coefficient) with respect to the frequency when the original sound is not processed by the
図5Aに示す如く、原音に対してスペクトルのレベルが量子化値において均一となり、量子化による丸め誤差と量子化ビット数が0によるスペクトルの欠如が全域にわたり散見される。これに対し、補間処理部1による処理を施した後の周波数に対する係数(IMDCT係数)の変化を示すものが図5Bである。図5Bにおいて、横軸は周波数(単位はHz)であり、縦軸はIMDCT係数(I’(m))の絶対値である(スケールは5×10-3)。図5Aと比較してより原音に波形が近似していることが理解できる。特に係数が大きく変化する場合、図5Bにおいては、スプライン補間により、図5Aと比較してなだらかに、すなわちより原音に近い波形が再生される。
As shown in FIG. 5A, the level of the spectrum is uniform in the quantized value with respect to the original sound, and rounding error due to quantization and lack of spectrum due to the number of quantization bits of 0 are scattered throughout the entire area. On the other hand, FIG. 5B shows the change of the coefficient (IMDCT coefficient) with respect to the frequency after the processing by the
実施の形態2
実施の形態2は補間係数を補正する形態に関する。図6は実施の形態2に係る補間処理部1のハードウェア構成を示すブロック図である。実施の形態1の構成に加え、有効範囲決定部15及び補正部16が追加されている。逆量子化部23から出力されるビットストリームのフレームサイド情報から各周波数帯域のスケールファクタが抽出され、抽出されたスケールファクタは、有効範囲決定部15へ入力される。量子化ビット数検出部11により検出される係数の量子化ビット数、算出部14にて算出された補間係数及び係数I(m)は有効範囲決定部15へ入力される。
The second embodiment relates to a mode for correcting the interpolation coefficient. FIG. 6 is a block diagram illustrating a hardware configuration of the
図7は有効範囲を説明するためのグラフである。図7のグラフにおいて横軸は周波数を、縦軸はスペクトルの大きさを示す。丸印はスプライン補間による補間がなされていない係数I(m)を示す。ここで例示のため係数の数は1≦m≦4としてあり、スケールファクタはSF、量子化ビット数は2としている。また×印は原音のMDCT係数(M(m))である。原音のM(m)は2ビットの量子化により矢印方向へ丸印まで量子化される。例えば、M(1)については、約0.3SFに位置するところ、0.5SF以下であることから、I(1)=0SFへ量子化される。またM(2)については0.5SFより大きいのでI(2)=SFへ量子化される。 FIG. 7 is a graph for explaining the effective range. In the graph of FIG. 7, the horizontal axis indicates the frequency, and the vertical axis indicates the magnitude of the spectrum. A circle indicates a coefficient I (m) that has not been interpolated by spline interpolation. Here, for illustration purposes, the number of coefficients is 1 ≦ m ≦ 4, the scale factor is SF, and the number of quantization bits is 2. Further, the x mark represents the MDCT coefficient (M (m)) of the original sound. M (m) of the original sound is quantized to a circle in the direction of the arrow by 2-bit quantization. For example, M (1) is quantized to I (1) = 0SF because it is located at about 0.3SF and is 0.5SF or less. Since M (2) is larger than 0.5SF, it is quantized to I (2) = SF.
ここで、図に示すようにI(1)=0の場合、原音M(1)は量子化ビット数が2であることから、−0.5SFから+0.5SFに理論上存在する。またI(2)=SFの場合、原音M(2)は上限SF、下限0.5SFの範囲内に理論上存在する。係数I(m)に対してスケールファクタ及び量子化ビット数により決定される原音の存在する理論上の範囲を有効範囲とする。ここで係数I(m)の有効範囲をP(m)、量子化ビット数をW、スケールファクタをSFとした場合、有効範囲P(m)は下記式(23)により定義される。 Here, as shown in the figure, when I (1) = 0, the original sound M (1) theoretically exists from −0.5 SF to +0.5 SF because the number of quantization bits is two. When I (2) = SF, the original sound M (2) theoretically exists within the range of the upper limit SF and the lower limit 0.5SF. The theoretical range where the original sound exists determined by the scale factor and the number of quantization bits with respect to the coefficient I (m) is defined as an effective range. Here, when the effective range of the coefficient I (m) is P (m), the number of quantization bits is W, and the scale factor is SF, the effective range P (m) is defined by the following equation (23).
ただし、I(m)=SFの場合、有効範囲P(m)は式(24)で定義される。 However, when I (m) = SF, the effective range P (m) is defined by Expression (24).
さらに、I(m)=−SFの場合、有効範囲P(m)は式(25)で定義される。 Furthermore, when I (m) = − SF, the effective range P (m) is defined by the equation (25).
これら有効範囲の定義はあくまで一例であり、係数I(m)の絶対値を用いて有効範囲P(m)を定義する等、係数に対するスケールファクタ及び量子化ビット数に基づき決定されるものであればこれに限るものではない。 The definition of these effective ranges is merely an example, and the effective range P (m) may be defined using the absolute value of the coefficient I (m), and may be determined based on the scale factor and the number of quantization bits for the coefficient. It is not limited to this.
図7において、三角印は図6における算出部14にて算出された補間係数S(m)を示している。S(1)、S(3)及びS(4)に着目すると、より原音に近い補間係数が算出され、またその補間係数は矢印で示す有効範囲内に存在していることが理解できる。しかし補間係数S(2)については、不適切な節点の係数を選択したことで、補間法のルンゲの現象等に起因する誤差が発生しており、理論上取り得る有効範囲から逸脱していることが理解できる。図6における補正部16は有効範囲決定部15から出力される有効範囲P(m)及び補間係数S(m)に基づき、この誤差を補正する。
In FIG. 7, a triangle mark indicates the interpolation coefficient S (m) calculated by the
補正部16は補間係数が有効範囲内に存在していると判断した場合は、補正することなく補間係数を周波数時間変換部24へ出力する。一方、補正部16は補間係数が有効範囲内に存在しないと判断した場合は、補間係数を有効範囲内に属するよう補正する。この補正処理は例えば以下のように行う。例えば補間係数が式(23)乃至式(25)で定義される有効範囲の上限値を超える場合、上限値が補間係数となるよう補正する。また、補間係数が式(23)乃至式(25)で定義される下限値を下回る場合、下限値が補間係数となるよう補正する。
When the
またこの他、所定のゲインgを補間係数に乗ずるようにしても良い。このゲインgは有効範囲P(m)の上限(または下限)と補間係数S(m)との比である。そしてこのゲインgを他の補間係数(例えば、隣接するS(m−2)、S(m−1)、S(m+1)、S(m+2))に乗じ、他の補間係数がそれぞれの有効範囲(P(m−2)、P(m−1)、P(m+1)、P(m+2))に属するか否かを判断する。そして補正部16は属すると判断した場合は、当該ゲインgを補間係数S(m)に乗じ、この値を周波数時間変換部24へ出力する。
In addition, an interpolation coefficient may be multiplied by a predetermined gain g. The gain g is a ratio between the upper limit (or lower limit) of the effective range P (m) and the interpolation coefficient S (m). Then, this gain g is multiplied by other interpolation coefficients (for example, adjacent S (m−2), S (m−1), S (m + 1), S (m + 2)), and the other interpolation coefficients have their respective effective ranges. It is determined whether it belongs to (P (m−2), P (m−1), P (m + 1), P (m + 2)). If it is determined that the
一方、補正部16は、他の補間係数がそれぞれの有効範囲に属しないと判断した場合は、ゲインgの値を所定値変更(例えば0.9g、0.8g、0.7g・・・1.5g、1.4g、1.3g・・・0.5g)し、他の補間係数がそれぞれの有効範囲に属するまでこれを繰り返し行う。以上の処理を行った場合にでも、他の補間係数がそれぞれの有効範囲に属しない場合は、上述したように当該補間係数S(m)についてのみ、上限値(または下限値)が補間係数となるよう補正する。これにより、何らかの原因により、補間誤差が生じた場合でも、原音が取り得る量子化の理論範囲内に補間係数を補正でき復号時の信号処理の安定化を図ることが可能となる。なお、上述した補正処理は、あくまで一例であり、補間係数が有効範囲内に存在するよう補正するのであれば、他の形態であっても良い。
On the other hand, when the
図8は補正処理の手順を示すフローチャートである。有効範囲決定部15にはスケールファクタ、量子化ビット数、補間係数及び係数が入力される(ステップS81)。有効範囲決定部15は係数に対する有効範囲を入力されたスケールファクタ及び量子化ビット数並びに式(23)乃至式(25)に基づき決定する(ステップS82)。有効範囲決定部15は決定した係数に対する有効範囲及び補間係数を補正部16へ出力する(ステップS83)。
FIG. 8 is a flowchart showing the procedure of the correction process. The effective
補正部16は補間係数と有効範囲とを比較し、補間係数が有効範囲内に存在するか否かを判断する(ステップS84)。補正部16は、補間係数が有効範囲内に存在すると判断した場合は(ステップS84でYES)、当該補間係数を補正することなく周波数時間変換部24へ出力する(ステップS87)。一方、補間係数が有効範囲内に存在しないと判断した場合(ステップS84でNO)、補正部16は補間係数が有効範囲内に属するよう補正する(ステップS85)。補正部16は補間係数が式(23)乃至式(25)で定義される有効範囲の上限値を超える場合、上限値が補間係数となるよう補正する。また、補間係数が式(23)乃至式(25)で定義される下限値を下回る場合、下限値が補間係数となるよう補正する。そして、補正部16は補正後の補間係数を周波数時間変換部24へ出力する(ステップS86)。
The
図9はゲインgの算出処理の手順を示すフローチャートである。ステップS85における処理は上述したようにゲインgを算出し、このゲインgを補間係数に乗じて補正するようにしても良い。補正部16は有効範囲決定部15から出力された有効範囲の上限(または下限)と補間係数との比(g)を算出し(ステップS91)、これをゲインgとする。なお、補正部16はゲインの初期値g’にこの算出したgを代入しておく。補正部16はゲインg’を他の補間係数に乗ずる(ステップS92)。これは、例えば対象となる補間係数S(m)と量子化ビット数を同じくする周波数帯域内の補間係数について行えばよい。
FIG. 9 is a flowchart showing a procedure of gain g calculation processing. In the processing in step S85, the gain g may be calculated as described above, and the gain g may be multiplied by an interpolation coefficient to be corrected. The
補正部16はゲインg’を乗じた他の補間係数が、当該他の補間係数に係る有効範囲内に存在するか否かを判断する(ステップS93)。補正部16は、ゲインg’を乗じた他の補間係数の全てが各補間係数に係る有効範囲内に存在すると判断した場合(ステップS93でYES)、当該ゲインg’を補間係数S(m)に乗じ(ステップS94)、処理を終了する。一方、補正部16は、ゲインg’を乗じた他の補間係数の少なくとも一つが当該他の補間係数に係る有効範囲内に存在しないと判断した場合(ステップS93でNO)、ゲインg’を段階的に変更すべく以下の処理を行う。
The
補正部16は変数nにn+1を代入する(ステップS95)。なお、nの初期値は0である。補正部16はゲインg(初期値のゲインg’)の1.5倍から(n/10)gを減算し、新たなゲインg’を算出する(ステップS96)。すなわちゲインgから±50%の範囲で10%段階的に変化させる処理を行う。また量子化ビット数が2、3と大きくなるに従って、ゲインgの1.5倍から(n/10)gを減算する、1.25倍から(n/10)gを減算するといったように、範囲を狭くして段階の分解能を上げてもよい。補正部16は変数nが10であるか否かを判断する(ステップS97)。補正部16は変数nが10でないと判断した場合(ステップS97でNO)、ステップS92へ移行し、新たなゲインg’を他の補間係数に乗ずる。このように変数nをインクリメントさせてゲインgを段階的に変更させる処理を繰り返し行う。
The correcting
補正部16はnが10であると判断した場合(ステップS97でYES)、すなわちゲインgが1.5g以上、0.5g以下となる場合、ゲインgによる補正は困難であるとして、補間係数を有効範囲の上限(または下限)に補正する(ステップS98)。なお、本実施の形態においては、ステップS96において、gに1.5を乗ずる処理を行ったが、あくまで一例であり、適宜の値を乗ずるようにすればよい。
When the
本実施の形態2は以上の如き構成としてあり、その他の構成及び作用は実施の形態1と同様であるので、対応する部分には同一の参照番号を付してその詳細な説明を省略する。 The second embodiment is configured as described above, and the other configurations and operations are the same as those of the first embodiment. Therefore, corresponding parts are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
実施の形態3
図10は実施の形態3に係る信号処理装置20の構成を示すブロック図である。実施の形態1に係る復号装置(信号処理装置)20の各処理はパーソナルコンピュータで実行されるソフトウェアにより実現しても良い。以下では信号処理装置20をパーソナルコンピュータ20であるものとして説明する。パーソナルコンピュータ20は公知のものであり、CPU(Central Processing Unit)61にバス67を介してRAM(Random Access Memory)62、ハードディスク等の記憶部65、入力部63、スピーカ等の出力部64、インターネット等の通信網に接続可能な通信部66を備える。
FIG. 10 is a block diagram showing the configuration of the
パーソナルコンピュータ20を動作させるためのコンピュータプログラムは、本実施の形態3のように、CD−ROM、MO、またはDVD−ROM等の可搬型記録媒体1Aで提供することも可能である。さらに、コンピュータプログラムを、通信部66を介して図示しないサーバコンピュータからダウンロードすることも可能である。以下に、その内容を説明する。
A computer program for operating the
図10に示すパーソナルコンピュータ20の図示しないリーダ/ライタに、係数を選択させ、補間係数を算出させるコンピュータプログラムが記録された可搬型記録媒体1A(CD−ROM、MO又はDVD−ROM等)を、挿入して記憶部65の制御プログラム内にこのプログラムをインストールする。または、かかるプログラムを、通信部66を介して外部の図示しないサーバコンピュータからダウンロードし、記憶部65にインストールするようにしても良い。かかるプログラムはRAM62にロードして実行される。これにより、上述のような本発明の信号処理装置20として機能する。
A portable recording medium 1A (CD-ROM, MO, DVD-ROM, etc.) on which a computer program for causing a reader / writer (not shown) of the
本実施の形態3は以上の如き構成としてあり、その他の構成及び作用は実施の形態1及び2と同様であるので、対応する部分には同一の参照番号を付してその詳細な説明を省略する。 The third embodiment is configured as described above, and the other configurations and operations are the same as those of the first and second embodiments. Therefore, corresponding parts are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted. To do.
実施の形態4
実施の形態4は音響信号の純音性に応じて係数を補間するか否かを判断する形態に関する。図11は実施の形態4に係る復号装置20のハードウェア構成を示すブロック図である。図11に示すように指標値算出部27及び純音性判定部28が新たに設けられている。アンパッキング部22はビットストリームのフレームサイド情報から各周波数帯域のスケールファクタを抽出する。抽出したスケールファクタは指標値算出部27へ出力される。
The fourth embodiment relates to a mode for determining whether to interpolate a coefficient according to the pure tone of an acoustic signal. FIG. 11 is a block diagram illustrating a hardware configuration of the
指標値算出部27は、各周波数帯域のスケールファクタの最大値から平均値を減じて純音性の度合いを示す純音性指標値を算出する。算出した純音性指標値は純音性判定部28へ出力される。純音性判定部28の内部の図示しないメモリには基準値が記憶されており、純音性判定部28は入力された純音性指標値と基準値とを比較し、純音か否かを判断する。なお、この基準値は、例えばスケールファクタの最大値が120dBの場合、70dBとすれば良い。
The index
純音性判定部28は、純音性指標値が基準値より小さい場合、純音性が低いと判断し、全周波数帯域の係数I(m)を補間処理部1へ出力し、上述した補間処理が行われる。一方、純音性判定部28は、純音性指標値が基準値より大きい場合、純音性が高いと判断し、全周波数帯域の係数I(m)を補間処理部1へ出力することなく直接周波数時間変換部24へ出力する。このように音響信号の特性に応じて補間処理を実行または実行しないことにより、適切な補間処理が可能となると共に、処理の高速化及び消費電力の低減化を図ることが可能となる。
When the pure tone index value is smaller than the reference value, the pure
図12は純音性判定処理の手順を示すフローチャートである。アンパッキング部22にてビットストリームのフレームサイド情報から、各周波数帯域のスケールファクタを抽出する(ステップS171)。抽出されたスケールファクタは指標値算出部27へ出力される。指標値算出部27は、各周波数帯域のスケールファクタから最大値を抽出する(ステップS172)。また指標値算出部27は、スケールファクタの平均値を算出する(ステップS173)。指標値算出部27はスケールファクタの最大値から平均値を減じて純音性指標値を算出する(ステップS174)。指標値算出部27は、算出した純音性指標値を純音性判定部28へ出力する(ステップS175)。
FIG. 12 is a flowchart showing the procedure of pure tone determination processing. The unpacking
純音性判定部28は内部の図示しないメモリから基準値を読み出す(ステップS176)。そして、純音性判定部28は入力された純音性指標値と基準値とを比較し、純音性指標値が読み出した基準値より小さいか否かを判断する(ステップS177)。純音性判定部28は、純音性指標値が基準値より小さいと判断した場合(ステップS177でYES)、純音性が低いと判断し、全周波数帯域に係る係数I(m)を補間処理部1へ出力する(ステップS178)。
The pure
一方、純音性判定部28は、純音性指標値が基準値より大きいと判断した場合(ステップS177でNO)、純音性が高いと判断し、全周波数帯域に係る係数I(m)を補間処理部1へ出力することなく直接周波数時間変換部24へ出力する(ステップS179)。なお、本実施の形態4においては純音か否かの判断をスケールファクタに基づいて判断したが、各周波数帯域のパワーに基づいて純音か否かを判断しても良い。この場合、指標値算出部27は各周波数帯域の係数I(m)のパワーの最大値から平均値を減じ、これを純音性指標値として純音性判定部28へ出力する。純音性判定部28には基準値として例えば40dBが記憶されている。純音性判定部28は、純音性指標値がこの基準値よりも小さい場合、純音性が低いと判断し、全周波数帯域の係数I(m)を補間処理部1へ出力する。一方、純音性指標値が基準値よりも大きい場合、純音性が高いと判断し、全周波数帯域の係数I(m)を、補間処理部1を経由することなく周波数時間変換部24へ出力する。なお、これら純音性の判断については特開2002−351500号公報または特開2005−195983号公報に開示の技術を適用すればよい。
On the other hand, when the pure
本実施の形態4は以上の如き構成としてあり、その他の構成及び作用は実施の形態1乃至3と同様であるので、対応する部分には同一の参照番号を付してその詳細な説明を省略する。 The fourth embodiment is configured as described above, and the other configurations and operations are the same as those of the first to third embodiments. Therefore, the corresponding parts are denoted by the same reference numerals and detailed description thereof is omitted. To do.
実施の形態5
実施の形態4に係る処理を図10で示したパーソナルコンピュータを用いてソフトウェア処理として実現するようにしても良い。図13は実施の形態5に係る信号処理装置20の構成を示すブロック図である。信号処理装置たるパーソナルコンピュータ20を動作させるためのコンピュータプログラムは、本実施の形態5のように、CD−ROM、MO、またはDVD−ROM等の可搬型記録媒体1Aで提供することも可能である。さらに、コンピュータプログラムを、通信部66を介して図示しないサーバコンピュータからダウンロードすることも可能である。以下に、その内容を説明する。
The processing according to the fourth embodiment may be realized as software processing using the personal computer shown in FIG. FIG. 13 is a block diagram showing a configuration of the
図13に示すパーソナルコンピュータ20の図示しないリーダ/ライタに、純音性指標値を算出させ、純音性か否かを判定させ、係数を選択させ、純音性か否かに応じて補間係数を算出させるコンピュータプログラムが記録された可搬型記録媒体1A(CD−ROM、MO又はDVD−ROM等)を、挿入して記憶部65の制御プログラム内にこのプログラムをインストールする。または、かかるプログラムを、通信部66を介して外部の図示しないサーバコンピュータからダウンロードし、記憶部65にインストールするようにしても良い。かかるプログラムはRAM62にロードして実行される。これにより、上述のような本発明の信号処理装置20として機能する。
A reader / writer (not shown) of the
本実施の形態5は以上の如き構成としてあり、その他の構成及び作用は実施の形態1乃至4と同様であるので、対応する部分には同一の参照番号を付してその詳細な説明を省略する。 The fifth embodiment has the above-described configuration, and the other configurations and operations are the same as those of the first to fourth embodiments. Therefore, the corresponding parts are denoted by the same reference numerals and detailed description thereof is omitted. To do.
実施の形態6
実施の形態6はビットレートに応じて補間処理を実行するか否かを判断する形態に関する。図14は実施の形態6に係る復号装置20のハードウェア構成を示すブロック図である。図14に示すようにビットレート取得部210、サンプリング周波数取得部211、ビットレート比較部212、及びテーブル213が新たに設けられている。ビットレート取得部210は音響信号に付随するヘッダに記述されたビットレートインデックスから、音響信号のビットレートを取得する。取得したビットレートはサンプリング周波数取得部211を経てビットレート比較部212へ出力される。
The sixth embodiment relates to a mode for determining whether or not to execute an interpolation process according to a bit rate. FIG. 14 is a block diagram showing a hardware configuration of
サンプリング周波数取得部211は音響信号に付随するヘッダに記述されたサンプリング周波数を取得する。サンプリング周波数はMP3方式においては、32kHz、44.1kHz及び48kHzのいずれかが取得される。サンプリング周波数取得部211は取得したサンプリング周波数をビットレート比較部212へ出力する。
The sampling
図15はテーブル213のレコードレイアウトを示す説明図である。テーブル213はサンプリング周波数毎に基準となる基準ビットレートが記憶されている。テーブル213には、各サンプリング周波数32kHz、44.1kHz及び48kHzに対応付けて、ビットレートが記憶されている。32kHzの場合、基準ビットレートは160kbpsと記憶されており、図15のハッチングで囲む160kbpsよりも小さいビットレートの場合、上述した純音性の判断及び補間処理が行われる。 FIG. 15 is an explanatory diagram showing a record layout of the table 213. The table 213 stores a reference bit rate serving as a reference for each sampling frequency. The table 213 stores bit rates in association with the sampling frequencies of 32 kHz, 44.1 kHz, and 48 kHz. In the case of 32 kHz, the reference bit rate is stored as 160 kbps, and in the case of a bit rate smaller than 160 kbps surrounded by hatching in FIG. 15, the above-described determination of pure tone and interpolation processing are performed.
また44.1kHzの場合、基準ビットレートは192kbpsと記憶されており、図15のハッチングで囲む192kbpsよりも小さいビットレートの場合、上述した純音性の判断及び補間処理が行われる。さらに、48kHzの場合、基準ビットレートは224kbpsと記憶されており、図15のハッチングで囲む224kbpsよりも小さいビットレートの場合、上述した純音性の判断及び補間処理が行われる。なお、ATRAC3規格のミニディスクの場合、サンプリング周波数は44.1kHzの一つだけであり、この場合基準ビットレートは292kbpsであり、これよりも小さい、132kbps、105kbps及び66kbpsの場合、上述した純音性の判断及び補間処理が行われる。 In the case of 44.1 kHz, the reference bit rate is stored as 192 kbps, and in the case of a bit rate smaller than 192 kbps surrounded by hatching in FIG. 15, the above-described determination of pure tone and interpolation processing are performed. Further, in the case of 48 kHz, the reference bit rate is stored as 224 kbps, and in the case of a bit rate smaller than 224 kbps surrounded by hatching in FIG. 15, the above-described determination of pure tone and interpolation processing are performed. In the case of the ATRAC3 standard mini-disc, the sampling frequency is only 44.1 kHz. In this case, the reference bit rate is 292 kbps, and in the case of 132 kbps, 105 kbps, and 66 kbps, which are smaller than this, the above-described pure sound property is obtained. Are determined and interpolated.
ビットレート比較部212はサンプリング周波数取得部211から出力されたサンプリング周波数を基に、テーブル213から基準ビットレートを読み出す。そしてビットレート比較部212は、ビットレート取得部210から出力されたビットレートが基準ビットレートよりも小さいか否かを判断する。ビットレート比較部212は、ビットレート取得部210から出力されたビットレートが基準ビットレートよりも小さいと判断した場合、全周波数帯域の係数I(m)を補間処理部1へ出力する。例えば、取得したサンプリング周波数が32kHz、取得したビットレートが、32,64,96または128kbpsの場合、全周波数帯域の係数I(m)は補間処理の対象となる。
The bit
一方、ビットレート取得部210から出力されたビットレートが基準ビットレートよりも小さくないと判断した場合、全周波数帯域の係数I(m)を、補間処理部1を経ることなく、周波数時間変換部24へ直接出力する。例えば、取得したサンプリング周波数が32kHz、取得したビットレートが、160,192,224,256,288,320,352,384,416または448kbpsの場合、各周波数帯域の係数I(m)は補間処理の対象とならない。このように、サンプリング周波数及びビットレートに応じて、補間処理を実行または実行しないよう構成したので、音響信号の状態に適合した最適な補間処理が可能となると共に、処理の高速化または消費電力の低減化を図ることが可能となる。
On the other hand, when it is determined that the bit rate output from the bit
図16は比較処理の手順を示すフローチャートである。ビットレート取得部210は音響信号に付随するヘッダに記述されたビットレートインデックスから、音響信号のビットレートを取得する(ステップS211)。ビットレート取得部210は取得したビットレートを、サンプリング周波数取得部211を経てビットレート比較部212へ出力する(ステップS212)。サンプリング周波数取得部211は音響信号に付随するヘッダに記述されたサンプリング周波数を取得する(ステップS213)。サンプリング周波数取得部211は取得したサンプリング周波数をビットレート比較部212へ出力する(ステップS214)。
FIG. 16 is a flowchart showing the procedure of the comparison process. The bit
ビットレート比較部212はサンプリング周波数取得部211から出力されたサンプリング周波数に対応する、基準ビットレートをテーブル213から読み出す(ステップS215)。そしてビットレート比較部212は、ビットレート取得部210において取得したビットレートが、読み出した基準ビットレートよりも小さいか否かを判断する(ステップS216)。ビットレート取得部210は、取得したビットレートが基準ビットレートよりも小さいと判断した場合(ステップS216でYES)、全周波数帯域の係数I(m)を補間処理部1へ出力する(ステップS217)。
The bit
一方、取得したビットレートが基準ビットレートよりも小さくないと判断した場合(ステップS216でNO)、全周波数帯域の係数I(m)を、補間処理部1を経ることなく、周波数時間変換部24へ直接出力する(ステップS218)。
On the other hand, when it is determined that the acquired bit rate is not smaller than the reference bit rate (NO in step S216), the frequency
本実施の形態6は以上の如き構成としてあり、その他の構成及び作用は実施の形態1乃至5と同様であるので、対応する部分には同一の参照番号を付してその詳細な説明を省略する。 The sixth embodiment has the above-described configuration, and the other configurations and operations are the same as those of the first to fifth embodiments. Therefore, the corresponding parts are denoted by the same reference numerals and detailed description thereof is omitted. To do.
実施の形態7
実施の形態6に係る処理を図10で示したパーソナルコンピュータを用いてソフトウェア処理として実現するようにしても良い。図17は実施の形態7に係る信号処理装置20の構成を示すブロック図である。信号処理装置たるパーソナルコンピュータ20を動作させるためのコンピュータプログラムは、本実施の形態7のように、CD−ROM、MO、またはDVD−ROM等の可搬型記録媒体1Aで提供することも可能である。さらに、コンピュータプログラムを、通信部66を介して図示しないサーバコンピュータからダウンロードすることも可能である。以下に、その内容を説明する。
The processing according to the sixth embodiment may be realized as software processing using the personal computer shown in FIG. FIG. 17 is a block diagram showing the configuration of the
図17に示すパーソナルコンピュータ20の図示しないリーダ/ライタに、ビットレートを比較させ、係数を選択させ、ビットレートに応じて補間係数を算出させるコンピュータプログラムが記録された可搬型記録媒体1A(CD−ROM、MO又はDVD−ROM等)を、挿入して記憶部65の制御プログラム内にこのプログラムをインストールする。または、かかるプログラムを、通信部66を介して外部の図示しないサーバコンピュータからダウンロードし、記憶部65にインストールするようにしても良い。かかるプログラムはRAM62にロードして実行される。これにより、上述のような本発明の信号処理装置20として機能する。
A portable recording medium 1A (CD-) on which a computer program for causing a reader / writer (not shown) of the
本実施の形態7は以上の如き構成としてあり、その他の構成及び作用は実施の形態1乃至6と同様であるので、対応する部分には同一の参照番号を付してその詳細な説明を省略する。 The seventh embodiment has the above-described configuration, and the other configurations and operations are the same as those of the first to sixth embodiments. Therefore, the corresponding parts are denoted by the same reference numerals and detailed description thereof is omitted. To do.
実施の形態8
図18は実施の形態8に係る補間処理部1のハードウェア構成を示すブロック図である。補間処理部1は量子化ビット数検出部11、絶対値算出部17、選択部13、算出部14、修正部18、付加部19、符号抽出部123、相関度算出部122及び係数格納部121を含んで構成される。逆量子化された周波数帯域の係数は絶対値算出部17へ入力される。絶対値算出部17は入力された係数の絶対値を算出し、全てが正の値である周波数帯域の係数を選択部13へ出力する。量子化ビット数検出部11は周波数帯域の係数の量子化ビット数を算出部14へ出力する。なお、選択部13及び算出部14における補間処理は上述したとおりであるので詳細な説明は省略する。
FIG. 18 is a block diagram illustrating a hardware configuration of the
絶対値に係る係数をスプライン補間等により補間した補間係数及び補間されていない絶対値に係る係数は算出部14から修正部18へ出力される。修正部18は算出部14で補間された補間係数の符号が正か負かを判断する。そして、修正部18は、補間係数の符号が負の場合、ルンゲの現象またはオーバーシュート等に起因する誤差が生じたとして、当該補間係数を0とする。
The interpolation coefficient obtained by interpolating the coefficient related to the absolute value by spline interpolation or the like and the coefficient related to the absolute value not interpolated are output from the
修正部18はこの修正した係数0、正の符号を持つ補間係数、補間されていない絶対値に係る係数を付加部19へ出力する。付加部19は、正の符号を持つ補間係数及び補間されていない絶対値に係る係数に符号抽出部123からの出力に基づき符号を付加する。符号抽出部123及び相関度算出部122には絶対値処理が行われていない元の係数I(m)が入力される。符号抽出部123は係数I(m)の符号を抽出し、付加部19へ出力する。付加部19は正の符号を持つ補間係数及び補間されていない係数に符号抽出部123から出力された同一帯域の符号を付加する。これにより絶対値算出部17で変更された符号が元に戻されることになる。
The
符号抽出部123は係数I(m)が0の場合、すなわち係数I(m)が量子化誤差により符号の情報が失われていると判断した場合、相関度算出部122に対し、符号の出力を要求する。係数I(m)が0の場合、相関度算出部122は係数格納部121を参照して符号を決定する。図19は係数格納部121のレコードレイアウトを示す説明図である。係数格納部121は符号化前の実在する正弦波のMDCT係数を多数格納したものである。図19に示すように多数のフレーム毎に位相の異なる正弦波をMDCTにより変換したMDCT係数M(m)(直交変換係数)が記憶されている。
If the
相関度算出部122は係数I(m)が0の場合、近傍の係数、例えば隣接するI(m−3)、I(m−2)、I(m−1)、I(m+1)、I(m+2)及びI(m+3)を抽出する。そして、係数格納部121から、所定数のMDCT係数、例えばM(m−3)、M(m−2)、M(m−1)、M(m+1)、M(m+2)及びM(m+3)を抽出し、隣接する係数I(m−3)、I(m−2)、I(m−1)、I(m+1)、I(m+2)及びI(m+3)との相関度を算出する。そしてMDCT係数M(m)のmを変えながら、相関度が最も高い、すなわち相関関数に基づく相関値が最大値となるMDCT係数Mr(m−3)、Mr(m−2)、Mr(m−1)、Mr(m+1)、Mr(m+2)及びMr(m+3)のMr(m)の符号を、係数格納部121から読み出して符号抽出部123へ出力する。例えば、フレームFr002のM(2)、M(3)、M(4)、M(6)、M(7)、及びM(8)の相関度が最も高いと判断された場合、その中央のM(5)=−0.083181の符号「負」が抽出される。なお、近傍の係数は上述したように隣接する3つの係数に限るものではなく、2つの隣接する係数、または1つおきに隣接する複数の係数等であっても良い。
When the coefficient I (m) is 0, the correlation
符号抽出部123はこの抽出した符号「負」を付加部19へ出力する。付加部19はこの符号を補間係数に付加する。付加部19はこのようにして符号が付加された全ての係数を、周波数時間変換部24へ出力する。音楽は正弦波の集まりで構成されており、相関度の算出を狭帯域下(例えば6つのMDCT係数を用いる)、すなわち影響を及ぼす強いスペクトルは存在しないとの前提の元で実施し、最も可能性の高い符号を決定する。このように正弦波のMDCT係数の規則性に鑑み符号を決定するので量子化誤差により失われた符号の情報をも的確に再現することが可能となる。ここで、補間処理において、I(m)の絶対値を算出して補間する理由を述べる。図20は、符号化前の95Hzの0dBの正弦波をフレーム(グラニュール)単位でMDCTにより変換した0Hz〜約306HzまでのMDCT係数を示すグラフである。図20の縦軸は1.0が0dB,0.5が約−3dB(スペクトルパワーでは約−6dB)を示している。なお、グラフのデータは図19に示した係数値を採用している。M(m)は分解能が約38HzのMDCT係数である(mは1〜8の整数)。図21は、図20が示すMDCT係数の絶対値を算出した値を示すグラフである。図20に示すように、MDCT係数の特性は、スペクトルパワーの総和が一定であるため、符号付のMDCT係数から補間関数を用いて補間を行うよりも、絶対値を算出してから補間を行った方が容易である。このように補間処理においては絶対値を算出し、この絶対値に係る係数に基づき補間処理を行うことで補間精度を向上させることができる。
The
以上述べた符号決定処理を、具体例を用いて説明する。図22及び図23は符号決定処理のイメージを示すグラフである。図22Aは周波数に対する係数I(m)のスペクトルの変化を示すグラフであり、横軸は周波数、縦軸はスペクトルの値である。ここで、係数I(1)〜I(10)が補間処理部1へ入力され、I(2)〜I(8)について補間処理が行われるものと仮定する。この係数I(1)〜I(10)は絶対値算出部17へ入力される。図22Bは絶対値算出処理後の周波数に対する絶対値の変化を示すグラフであり、横軸は周波数、縦軸はスペクトルの絶対値である。
The code determination process described above will be described using a specific example. 22 and 23 are graphs showing an image of the code determination process. FIG. 22A is a graph showing the change of the spectrum of the coefficient I (m) with respect to the frequency, where the horizontal axis is the frequency and the vertical axis is the spectrum value. Here, it is assumed that the coefficients I (1) to I (10) are input to the
図22Bに示すようにI(5)及びI(6)等の負の符号を持つ係数は絶対値処理が行われ|I(1)|〜|I(10)|が得られる。図23Aは算出部14による補間処理後の周波数に対する絶対値の変化を示すグラフであり、横軸は周波数、縦軸はスペクトルの絶対値である。|I(2)|〜|I(8)|の区間に対して補間処理が行われ補間係数S(2)〜S(8)が得られる。ここで、絶対値に係る係数に基づき補間を行っているため、本来正の符号を持つ補間係数が得られる。ここで、補間係数S(8)に注目すると負の値が算出されている。修正部18は補間係数S(8)に0の値を付与してI’(8)を付加部19へ出力する。
As shown in FIG. 22B, the absolute value processing is performed on the coefficients having negative signs such as I (5) and I (6) to obtain | I (1) | to | I (10) |. FIG. 23A is a graph showing a change in absolute value with respect to the frequency after the interpolation processing by the
図23Bは符号の付加処理が行われた後の周波数に対するスペクトルの変化を示すグラフであり、横軸は周波数、縦軸はスペクトルの値である。修正された係数I’(8)は図23Bに示す如くスペクトルが0と設定される。付加部19は補間処理が行われていない係数の絶対値|I(1)|、|I(9)|及び|I(10)|の符号を付加する。符号抽出部123は、絶対値処理が施される前の係数I(1)、I(9)及びI(10)の符号を抽出する。符号抽出部123は、それぞれ、正(I(1)に対応)、負(I(9)に対応)、負(I(10)に対応)の符号を抽出する(図22A参照)。そしてこの係数の符号を付加部19へ出力する。付加部19は、図23Bに示す如く、係数の絶対値|I(1)|、|I(9)|及び|I(10)|にそれぞれ、正、負、負の符号を付加して、I’(1)(正の値)、I’(9)(負の値)、I’(10)(負の値)を得る。
FIG. 23B is a graph showing the change of the spectrum with respect to the frequency after the code addition processing is performed, in which the horizontal axis represents the frequency and the vertical axis represents the spectrum value. The corrected coefficient I ′ (8) has a spectrum set to 0 as shown in FIG. 23B. The adding
次に、付加部19は補間係数S(2)〜S(7)に対して符号を付加する。符号抽出部123は係数I(2)〜I(7)の符号を抽出(正、正、符号なし、負、負、負、図22A参照)し、付加部19へ出力する。付加部19は補間係数S(2)〜S(7)に対し、係数I(2)〜I(7)の符号をそれぞれ付加して、I’(2)(正)、I’(3)(正)、I’(5)(負)、I’(6)(負)、I’(7)(負)を得る(図23B参照)。
Next, the adding
最後に付加部19は補間係数S(4)の符号を付加する。係数I(4)の符号は存在しないので、相関度算出部122は隣接する係数I(2),I(3)、I(5)及びI(6)を読み出し、また係数格納部121を参照し、複数(本例では4つ)のMDCT係数を読み出す。そして相関度算出部122は相関値を演算し、読み出すMDCT係数を逐次変更し、最も相関値の高いMDCT係数の中央のMDCT係数の符号を、係数I(4)の符号と決定する。ここで、負の符号が得られたとする。符号抽出部123は負の符号を抽出した後、付加部19へ当該符号を出力し、付加部19は負の符号を付加したI’(4)を得る。付加部19は以上のようにして得られた係数I’(1)〜I’(10)を周波数時間変換部24へ出力する。
Finally, the adding
図24及び図25は符号決定処理の手順を示すフローチャートである。まず絶対値算出部17は係数の絶対値を算出する(ステップS21)。選択部13及び算出部14の処理により補間係数を算出し、補間係数及び補間されていない係数を修正部18へ出力する(ステップS22)。修正部18は補間係数が負であるか否かを判断する(ステップS23)。修正部18は補間係数が負であると判断した場合(ステップS23でYES)、当該補間係数を0とする(ステップS24)。
24 and 25 are flowcharts showing the procedure of the code determination process. First, the absolute
一方補間係数が負でないと判断した場合(ステップS23でNO)、付加部19は補間係数及び補間されていない係数が0であるか否かを判断する(ステップS25)。付加部19は補間係数及び補間されていない係数が0であると判断した場合(ステップS25でYES)、符号を付加する必要はないので当該補間係数及び補間されていない係数に対する処理を終了する。一方、付加部19は補間係数及び補間されていない係数が0でないと判断した場合(ステップS25でNO)、補間係数に対応する、係数が0であるか否かを判断する(ステップS26)。
On the other hand, when it is determined that the interpolation coefficient is not negative (NO in step S23), the adding
付加部19は補間係数に対応する係数が0でないと判断した場合(ステップS26でNO)、符号抽出部123は係数の符号を抽出し(ステップS27)、補間係数及び補間されていない係数へ抽出した符号を付加する(ステップS28)。ステップS26において、付加部19は補間係数に対応する係数が0であると判断した場合(ステップS26でYES)、符号抽出部123は当該係数に近傍の複数の係数を読み出す(ステップS210)。相関度算出部122は係数格納部121から複数のMDCT係数を読み出す(ステップS211)。
When the
相関度算出部122は複数の読み出した近隣の係数と複数のMDCT係数との相関度を算出する(ステップS212)。相関度算出部122は、係数格納部121を参照して、随時MDCT係数を変化させ、最も相関度の高い複数のMDCT係数を決定する(ステップS213)。符号抽出部123は、相関度算出部122に係数格納部121を参照させ、決定した複数のMDCT係数の中央のMDCT係数の符号を抽出する(ステップS214)。符号抽出部123は抽出した符号を付加部19へ出力する(ステップS215)。そして付加部19はMDCT係数に対応する符号を補間係数に付加する(ステップS216)。なお、本実施例では、補間した近隣の係数と、係数格納部から読み出した複数のMDCT係数との相関度を算出して補間係数の符号を求めたが、係数格納部のMDCT係数を予め8通り程度に分類しておき、隣接する係数の包絡線の傾きを基に、相関の高い8通りの分類の何れかに当てはめることでも可能である。さらには、より簡易的な方法として、近隣の係数の符号のみを基に、相関の高い数通りの分類の何れかに当てはめることでもある程度の代用は可能である。
The correlation
本実施の形態8は以上の如き構成としてあり、その他の構成及び作用は実施の形態1乃至7と同様であるので、対応する部分には同一の参照番号を付してその詳細な説明を省略する。なお、本実施例では、直交変換の方式としてMDCTを用いた例について説明を行ったが、これに限るものではなく、符号の存在する直交変換、例えばDCT等にも適応できる。 The eighth embodiment is configured as described above, and the other configurations and operations are the same as those of the first to seventh embodiments. Therefore, the corresponding parts are denoted by the same reference numerals and detailed description thereof is omitted. To do. In this embodiment, an example using MDCT as a method of orthogonal transform has been described. However, the present invention is not limited to this, and can be applied to orthogonal transform in which codes exist, such as DCT.
実施の形態9
実施の形態8に係る処理を図10で示したパーソナルコンピュータを用いてソフトウェア処理として実現するようにしても良い。図26は実施の形態9に係る信号処理装置20の構成を示すブロック図である。信号処理装置たるパーソナルコンピュータ20を動作させるためのコンピュータプログラムは、本実施の形態9のように、CD−ROM、MO、またはDVD−ROM等の可搬型記録媒体1Aで提供することも可能である。さらに、コンピュータプログラムを、通信部66を介して図示しないサーバコンピュータからダウンロードすることも可能である。以下に、その内容を説明する。
The processing according to the eighth embodiment may be realized as software processing using the personal computer shown in FIG. FIG. 26 is a block diagram illustrating a configuration of the
図26に示すパーソナルコンピュータ20の図示しないリーダ/ライタに、絶対値を算出させ、係数を選択させ、補間係数を算出させ、符号を付加させるコンピュータプログラムが記録された可搬型記録媒体1A(CD−ROM、MO又はDVD−ROM等)を、挿入して記憶部65の制御プログラム内にこのプログラムをインストールする。または、かかるプログラムを、通信部66を介して外部の図示しないサーバコンピュータからダウンロードし、記憶部65にインストールするようにしても良い。かかるプログラムはRAM62にロードして実行される。これにより、上述のような本発明の信号処理装置20として機能する。
A portable recording medium 1A (CD-) on which a computer program for causing a reader / writer (not shown) of the
本実施の形態9は以上の如き構成としてあり、その他の構成及び作用は実施の形態1乃至8と同様であるので、対応する部分には同一の参照番号を付してその詳細な説明を省略する。 The ninth embodiment is configured as described above, and the other configurations and operations are the same as those of the first to eighth embodiments. Therefore, the corresponding parts are denoted by the same reference numerals and detailed description thereof is omitted. To do.
1 補間処理部
11 量子化ビット数検出部
12 補間判定部
13 選択部
14 算出部
15 有効範囲決定部
16 補正部
18 修正部
19 付加部
20 復号装置(信号処理装置)
21 音響信号入力部
22 アンパッキング部
23 逆量子化部
24 周波数時間変換部
25 周波数帯域合成部
26 音響信号出力部
27 指標値算出部
28 純音性判定部
121 係数格納部
122 相関度算出部
123 符号抽出部
210 ビットレート取得部
211 サンプリング周波数取得部
212 ビットレート比較部
213 テーブル
1A 可搬型記録媒体
DESCRIPTION OF
DESCRIPTION OF
Claims (7)
逆量子化した音響信号の純音性の度合いを示す純音性指標値を算出する指標値算出ステップと、
該指標値算出ステップにより算出した純音性指標値を予め記憶した基準値と比較して、音響信号が純音か否かを判断する純音性判定ステップと、
逆量子化した音響信号の周波数帯域の係数の中から複数の係数を選択する選択ステップと、
前記純音性判定ステップにより、音響信号が純音と判断されなかった場合に、前記選択ステップにより選択した複数の係数を用いた補間法により前記選択ステップにより選択されない係数の補間係数を算出する算出ステップと
を備えることを特徴とする信号処理方法。 In a signal processing method for processing an acoustic signal obtained by dequantizing an encoded acoustic signal,
An index value calculating step for calculating a pure tone index value indicating a degree of pure tone of the dequantized acoustic signal;
A pure tone determination step of determining whether the acoustic signal is a pure tone by comparing the pure tone index value calculated by the index value calculation step with a reference value stored in advance;
A selection step of selecting a plurality of coefficients from the coefficients of the frequency band of the dequantized acoustic signal;
A calculation step for calculating an interpolation coefficient of a coefficient not selected by the selection step by an interpolation method using a plurality of coefficients selected by the selection step when the sound signal is not determined to be a pure tone by the pure tone determination step; A signal processing method comprising:
音響信号のビットレートが予め記憶した基準ビットレートよりも小さいか否かを判断するビットレート比較ステップと、
逆量子化した音響信号の周波数帯域の係数の中から複数の係数を選択する選択ステップと、
前記ビットレート比較ステップにより、音響信号のビットレートが基準ビットレートよりも小さいと判断した場合に、前記選択ステップにより選択した複数の係数を用いた補間法により前記選択ステップにより選択されない係数の補間係数を算出する算出ステップと
を備えることを特徴とする信号処理方法。 In a signal processing method for processing an acoustic signal obtained by dequantizing an encoded acoustic signal,
A bit rate comparison step for determining whether the bit rate of the acoustic signal is smaller than a pre-stored reference bit rate;
A selection step of selecting a plurality of coefficients from the coefficients of the frequency band of the dequantized acoustic signal;
When the bit rate comparison step determines that the bit rate of the acoustic signal is smaller than the reference bit rate, the interpolation coefficient of the coefficient not selected by the selection step by the interpolation method using the plurality of coefficients selected by the selection step A signal processing method comprising: a calculating step for calculating.
逆量子化した音響信号の純音性の度合いを示す純音性指標値を算出する指標値算出部と、
該指標値算出部により算出した純音性指標値を予め記憶した基準値と比較して、音響信号が純音か否かを判断する純音性判定部と、
逆量子化した音響信号の周波数帯域の係数の中から複数の係数を選択する選択部と、
前記純音性判定部により、音響信号が純音と判断されなかった場合に、前記選択部により選択した複数の係数を用いた補間法により前記選択部により選択されない係数の補間係数を算出する算出部と
を備えることを特徴とする信号処理装置。 In a signal processing apparatus that processes an acoustic signal obtained by dequantizing an encoded acoustic signal,
An index value calculation unit that calculates a pure tone index value indicating a degree of pure tone of the dequantized acoustic signal;
A pure tone determination unit that determines whether the acoustic signal is a pure tone by comparing the pure tone index value calculated by the index value calculation unit with a reference value stored in advance;
A selection unit that selects a plurality of coefficients from coefficients in the frequency band of the dequantized acoustic signal;
A calculation unit that calculates an interpolation coefficient of a coefficient that is not selected by the selection unit by an interpolation method using a plurality of coefficients selected by the selection unit when the pure tone determination unit does not determine that the acoustic signal is a pure tone; A signal processing apparatus comprising:
音響信号のビットレートが予め記憶した基準ビットレートよりも小さいか否かを判断するビットレート比較部と、
逆量子化した音響信号の周波数帯域の係数の中から複数の係数を選択する選択部と、
前記ビットレート比較部により、音響信号のビットレートが基準ビットレートよりも小さいと判断した場合に、前記選択部により選択した複数の係数を用いた補間法により前記選択部により選択されない係数の補間係数を算出する算出部と
を備えることを特徴とする信号処理装置。 In a signal processing apparatus that processes an acoustic signal obtained by dequantizing an encoded acoustic signal,
A bit rate comparison unit for determining whether the bit rate of the acoustic signal is smaller than a reference bit rate stored in advance;
A selection unit that selects a plurality of coefficients from coefficients in the frequency band of the dequantized acoustic signal;
When the bit rate comparison unit determines that the bit rate of the acoustic signal is smaller than a reference bit rate, an interpolation coefficient of a coefficient that is not selected by the selection unit by an interpolation method using a plurality of coefficients selected by the selection unit A signal processing apparatus comprising: a calculating unit that calculates
前記算出部は、前記選択部により選択した複数の係数を用いた補間法により、前記検出部にて検出した量子化ビット数が所定値以下の係数の補間係数を算出するよう構成してあることを特徴とする請求項3または4に記載の信号処理装置。 A detection unit for detecting the number of quantization bits at the time of quantizing the coefficient of the frequency band of the dequantized acoustic signal;
The calculation unit is configured to calculate an interpolation coefficient of a coefficient whose number of quantization bits detected by the detection unit is a predetermined value or less by an interpolation method using a plurality of coefficients selected by the selection unit. The signal processing apparatus according to claim 3 or 4, wherein
コンピュータに、
逆量子化した音響信号の純音性の度合いを示す純音性指標値を算出する指標値算出ステップと、
該指標値算出ステップにより算出した純音性指標値を予め記憶した基準値と比較して、音響信号が純音か否かを判断する純音性判定ステップと、
逆量子化した音響信号の周波数帯域の係数の中から複数の係数を選択する選択ステップと、
前記純音性判定ステップにより、音響信号が純音と判断されなかった場合に、前記選択ステップにより選択した複数の係数を用いた補間法により前記選択ステップにより選択されない係数の補間係数を算出する算出ステップと
を実行させるためのプログラム。 In a program for processing an acoustic signal obtained by dequantizing an encoded acoustic signal by a computer,
On the computer,
An index value calculating step for calculating a pure tone index value indicating a degree of pure tone of the dequantized acoustic signal;
A pure tone determination step of determining whether the acoustic signal is a pure tone by comparing the pure tone index value calculated by the index value calculation step with a reference value stored in advance;
A selection step of selecting a plurality of coefficients from the coefficients of the frequency band of the dequantized acoustic signal;
A calculation step for calculating an interpolation coefficient of a coefficient not selected by the selection step by an interpolation method using a plurality of coefficients selected by the selection step when the sound signal is not determined to be a pure tone by the pure tone determination step; A program for running
コンピュータに、
音響信号のビットレートが予め記憶した基準ビットレートよりも小さいか否かを判断するビットレート比較ステップと、
逆量子化した音響信号の周波数帯域の係数の中から複数の係数を選択する選択ステップと、
前記ビットレート比較ステップにより、音響信号のビットレートが基準ビットレートよりも小さいと判断した場合に、前記選択ステップにより選択した複数の係数を用いた補間法により前記選択ステップにより選択されない係数の補間係数を算出する算出ステップと
を実行させるためのプログラム。 In a program for processing an acoustic signal obtained by dequantizing an encoded acoustic signal by a computer,
On the computer,
A bit rate comparison step for determining whether the bit rate of the acoustic signal is smaller than a pre-stored reference bit rate;
A selection step of selecting a plurality of coefficients from the coefficients of the frequency band of the dequantized acoustic signal;
When the bit rate comparison step determines that the bit rate of the acoustic signal is smaller than the reference bit rate, the interpolation coefficient of the coefficient not selected by the selection step by the interpolation method using the plurality of coefficients selected by the selection step A calculation step for calculating and a program for executing.
Priority Applications (4)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006169264A JP4454604B2 (en) | 2006-06-19 | 2006-06-19 | Signal processing method, signal processing apparatus, and program |
US11/812,381 US7930173B2 (en) | 2006-06-19 | 2007-06-18 | Signal processing method, signal processing apparatus and recording medium |
EP07011914A EP1870880B1 (en) | 2006-06-19 | 2007-06-18 | Signal processing method, signal processing apparatus and recording medium |
DE602007005729T DE602007005729D1 (en) | 2006-06-19 | 2007-06-18 | Signal processing method, signal processing device and recording medium |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2006169264A JP4454604B2 (en) | 2006-06-19 | 2006-06-19 | Signal processing method, signal processing apparatus, and program |
Related Child Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2008174911A Division JP4767289B2 (en) | 2008-07-03 | 2008-07-03 | Signal processing method, signal processing apparatus, and program |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JP2007334261A true JP2007334261A (en) | 2007-12-27 |
JP4454604B2 JP4454604B2 (en) | 2010-04-21 |
Family
ID=38933763
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2006169264A Expired - Fee Related JP4454604B2 (en) | 2006-06-19 | 2006-06-19 | Signal processing method, signal processing apparatus, and program |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP4454604B2 (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2014517932A (en) * | 2012-01-20 | 2014-07-24 | フラウンホッファー−ゲゼルシャフト ツァ フェルダールング デァ アンゲヴァンテン フォアシュンク エー.ファオ | Apparatus and method for speech encoding and decoding using sinusoidal permutation |
Families Citing this family (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4767289B2 (en) * | 2008-07-03 | 2011-09-07 | シャープ株式会社 | Signal processing method, signal processing apparatus, and program |
JP4767290B2 (en) * | 2008-07-03 | 2011-09-07 | シャープ株式会社 | Signal processing method, signal processing apparatus, and program |
-
2006
- 2006-06-19 JP JP2006169264A patent/JP4454604B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2014517932A (en) * | 2012-01-20 | 2014-07-24 | フラウンホッファー−ゲゼルシャフト ツァ フェルダールング デァ アンゲヴァンテン フォアシュンク エー.ファオ | Apparatus and method for speech encoding and decoding using sinusoidal permutation |
US9343074B2 (en) | 2012-01-20 | 2016-05-17 | Fraunhofer-Gesellschaft Zur Foerderung Der Angewandten Forschung E.V. | Apparatus and method for audio encoding and decoding employing sinusoidal substitution |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP4454604B2 (en) | 2010-04-21 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
RU2449387C2 (en) | Signal processing method and apparatus | |
US9478227B2 (en) | Method and apparatus for encoding and decoding high frequency signal | |
US20090192789A1 (en) | Method and apparatus for encoding/decoding audio signals | |
JP2010079275A (en) | Device and method for expanding frequency band, device and method for encoding, device and method for decoding, and program | |
JP5326465B2 (en) | Audio decoding method, apparatus, and program | |
EP1870880B1 (en) | Signal processing method, signal processing apparatus and recording medium | |
JP2011013560A (en) | Audio encoding device, method of the same, computer program for audio encoding, and video transmission device | |
EP3226243B1 (en) | Encoding apparatus, decoding apparatus, and method and program for the same | |
US8073687B2 (en) | Audio regeneration method | |
JP2003108197A (en) | Audio signal decoding device and audio signal encoding device | |
JP4454604B2 (en) | Signal processing method, signal processing apparatus, and program | |
KR20160120713A (en) | Decoding device, encoding device, decoding method, encoding method, terminal device, and base station device | |
JP4454603B2 (en) | Signal processing method, signal processing apparatus, and program | |
JP4134262B2 (en) | Signal processing method, signal processing apparatus, and program | |
JP4004526B1 (en) | Signal processing method, signal processing apparatus, and computer program | |
JP4767289B2 (en) | Signal processing method, signal processing apparatus, and program | |
EP1858007B1 (en) | Signal processing method, signal processing apparatus and recording medium | |
JP4004525B1 (en) | Signal processing method, signal processing apparatus, and computer program | |
JP4767290B2 (en) | Signal processing method, signal processing apparatus, and program | |
JP4004524B1 (en) | Signal processing method, signal processing apparatus, and computer program | |
JP5189760B2 (en) | Signal processing method, signal processing apparatus, and program | |
JP4963955B2 (en) | Signal processing method, signal processing apparatus, and program | |
WO2004040552A1 (en) | Transcoder and coder conversion method | |
KR101536855B1 (en) | Encoding apparatus apparatus for residual coding and method thereof | |
JP4993992B2 (en) | Signal processing method, signal processing apparatus, and program |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20071102 |
|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20080513 |
|
A521 | Request for written amendment filed |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A523 Effective date: 20080703 |
|
A911 | Transfer to examiner for re-examination before appeal (zenchi) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A911 Effective date: 20080723 |
|
A912 | Re-examination (zenchi) completed and case transferred to appeal board |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A912 Effective date: 20090123 |
|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 |
|
A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A61 Effective date: 20100202 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130212 Year of fee payment: 3 |
|
R150 | Certificate of patent or registration of utility model |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: R150 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20130212 Year of fee payment: 3 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20140212 Year of fee payment: 4 |
|
LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |