JP2007195352A - Power supply unit for motor - Google Patents

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Tomohiko Gonda
友彦 権田
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Nissan Motor Co Ltd
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a power supply unit for motor capable of quickly discharging a capacitor accumulated charge of a step-up circuit or the like during stoppage of the motor and not requiring the resistance for discharging. <P>SOLUTION: The power supply device for the motor includes: a boosting circuit for raising the voltage of a low-voltage DC power supply; a first capacitor connected to an input side of the boosting circuit; a driving circuit for converting the raised high-voltage to an AC power to drive the motor; and a second capacitor connected to the input side of the driving circuit. When the low-voltage DC power supply is interrupted, the boosting circuit is controlled and the accumulated charge of the first capacitor is raised to a predetermined voltage to charge the second capacitor. A d-axis current is supplied to the motor by the electric power accumulated in the second capacitor to discharge the charge of the both capacitors. The charge of the first capacitor is raised to charge the second capacitor. The charge of the second capacitor is consumed by the driving circuit so that the charge of both capacitors without the resistance for discharging can be discharged. The switching loss of the driving circuit is increased by the boost to promote the discharge. <P>COPYRIGHT: (C)2007,JPO&INPIT

Description

本発明は、バッテリの電圧を昇圧する昇圧回路を備え、昇圧した電力によって電動機を駆動する電動機の電源装置に関し、特に昇圧回路等のコンデンサに蓄積された電荷を、電動機の停止時に放電する技術に関する。   The present invention relates to a power supply device for an electric motor that includes a booster circuit that boosts the voltage of a battery and drives an electric motor with boosted electric power, and more particularly, to a technique for discharging electric charge accumulated in a capacitor such as a booster circuit when the electric motor is stopped. .

バッテリの電圧を昇圧する昇圧回路を備え、昇圧した電力をインバータ回路を介して電動機へ出力する電動機の電源装置においては、昇圧回路に備えられたコンデンサとインバータ回路に備えられたコンデンサに高圧の電荷が蓄積されているため、電動機の停止時には安全性の見地から高圧の電圧を低下させる必要があるので、蓄積された電荷を放電しなければならない。そのため例えば下記特許文献1においては、電動機の停止時にd軸電流のみを電動機へ供給することにより、電動機にトルクを発生させずに昇圧回路等のコンデンサに蓄積された電荷を放電する技術が開示されている。
特開2004−357412号公報
In a motor power supply device that includes a booster circuit that boosts the voltage of the battery and outputs the boosted power to the motor via the inverter circuit, the capacitor provided in the booster circuit and the capacitor provided in the inverter circuit are charged with high voltage. Therefore, when the motor is stopped, it is necessary to reduce the high voltage from the viewpoint of safety, so the accumulated charge must be discharged. Therefore, for example, Patent Document 1 below discloses a technique for discharging charges accumulated in a capacitor such as a booster circuit without generating torque in the motor by supplying only d-axis current to the motor when the motor is stopped. ing.
JP 2004357574 A

上記の従来技術においては、電動機の停止時にコンデンサに蓄積された電荷を放電する際、インバータからd軸電流のみを電動機へ供給する、という構成になっていた。しかし、昇圧回路のコンデンサとインバータ回路との間には昇圧回路のリアクトルと逆流素子用のダイオードが挿入されているため、上記の方法だけでは昇圧回路のコンデンサの電荷を完全に放電することは出来ない(特許文献1の段落0022参照)。
そのため昇圧回路のコンデンサの電荷を放電するために、昇圧回路を構成するコンデンサとリアクトルとスイッチング素子とのループ回路に抵抗を挿入した回路構成とし、電動機の停止時に電動機へd軸電流を供給することによってコンデンサの電圧が所定値まで低下した時に、上記スイッチング素子をオンにして、上記の抵抗を介してコンデンサに蓄積された電荷を放電するように構成している(特許文献1の段落0024参照)。
しかし、この構成では昇圧回路を構成するコンデンサとリアクトルとスイッチング素子とのループ回路に抵抗が挿入されているので、この抵抗によって、スイッチング素子に流れる電流値が制限される。そのためリアクトルに流れる電流値も制限されるため、通常動作時にインバータ回路および電動機の出力が制限されてしまうという問題がある。また上記の抵抗を大きくした場合は、抵抗を収納するために、インバータと昇圧回路を格納する筐体が大きくなる、という問題もあった。
また、電動機へd軸電流のみを流す制御を行うことによってコンデンサの電荷を放電する構成なので、放電時の電流値が、インバータ回路を構成するスイッチング素子のうち、特定のスイッチング素子に電流が集中しても破損しない電流値に制限されるため、放電時間が長くなる、という問題があった。
本発明は上記の問題を解決するものであり、昇圧回路等のコンデンサに蓄積された電荷を速やかに放電することが出来、かつ、放電用の抵抗を必要としない電動機の電源装置を提供することを目的とする。
In the above prior art, when discharging the electric charge accumulated in the capacitor when the electric motor is stopped, only the d-axis current is supplied from the inverter to the electric motor. However, since the reactor of the booster circuit and the diode for the reverse current element are inserted between the capacitor of the booster circuit and the inverter circuit, the charge of the capacitor of the booster circuit can be completely discharged only by the above method. No (see paragraph 0022 of Patent Document 1).
Therefore, in order to discharge the electric charge of the capacitor of the booster circuit, a circuit configuration in which a resistor is inserted in the loop circuit of the capacitor, the reactor and the switching element constituting the booster circuit is used, and d-axis current is supplied to the motor when the motor is stopped. When the voltage of the capacitor drops to a predetermined value due to the above, the switching element is turned on to discharge the charge accumulated in the capacitor via the resistor (see paragraph 0024 of Patent Document 1). .
However, in this configuration, since a resistor is inserted in the loop circuit of the capacitor, the reactor, and the switching element that form the booster circuit, the value of the current flowing through the switching element is limited by this resistance. Therefore, since the value of the current flowing through the reactor is also limited, there is a problem that the outputs of the inverter circuit and the motor are limited during normal operation. In addition, when the resistance is increased, there is a problem that a housing for storing the inverter and the booster circuit becomes larger in order to store the resistance.
In addition, since the capacitor charge is discharged by controlling only the d-axis current to flow to the motor, the current value at the time of discharge is concentrated on a specific switching element among the switching elements constituting the inverter circuit. However, there is a problem that the discharge time becomes long because the current value is not damaged.
The present invention solves the above-described problem, and provides a power supply device for an electric motor that can quickly discharge charges accumulated in a capacitor such as a booster circuit and does not require a discharging resistor. With the goal.

上記の目的を達成するため、本発明においては、低電圧直流電源の電圧を所定の高電圧に昇圧する昇圧回路と、昇圧回路の入力側に接続された低電圧平滑用の第1のコンデンサと、昇圧回路の高電圧を交流電力に変換して電動機を駆動する駆動回路と、駆動回路の入力側に接続された高電圧平滑用の第2のコンデンサと、昇圧回路と駆動回路の動作を制御する制御回路とを備え、低電圧直流電源が遮断された時に、昇圧回路を制御して第1のコンデンサに蓄積された電力を所定の高電圧に昇圧して第2のコンデンサを充電し、かつ、駆動回路を制御して第2のコンデンサに蓄積された電力で、電動機にd軸電流を供給することにより、第1のコンデンサと第2のコンデンサに蓄積された電力を放電させるように構成している。   In order to achieve the above object, in the present invention, a booster circuit that boosts the voltage of a low-voltage DC power source to a predetermined high voltage, and a first capacitor for smoothing low voltage connected to the input side of the booster circuit, The drive circuit that converts the high voltage of the booster circuit into AC power to drive the motor, the second capacitor for high voltage smoothing connected to the input side of the drive circuit, and the operation of the booster circuit and the drive circuit are controlled A control circuit that controls the booster circuit to boost the power stored in the first capacitor to a predetermined high voltage to charge the second capacitor when the low-voltage DC power supply is shut off, and The drive circuit is controlled to supply the d-axis current to the motor with the power stored in the second capacitor, thereby discharging the power stored in the first capacitor and the second capacitor. ing.

本発明においては、低電圧直流電源が遮断された時に、従来のように昇圧回路を停止するのではなく、昇圧回路を動作させて第1のコンデンサに蓄積された電力を昇圧して駆動回路の第2のコンデンサに充電し、その第2のコンデンサに蓄積された電力で、電動機にd軸電流を供給することにより、第1のコンデンサの電荷と第2のコンデンサに蓄積された電荷を放電させるので、放電用の抵抗等を備える必要がない。
また、昇圧回路で昇圧する電圧を高くすることにより、駆動回路を構成するスイッチング素子におけるスイッチング損失を大きくし、それによって電力を消費するので、放電時間を短縮することが出来る。
In the present invention, when the low-voltage DC power supply is cut off, the booster circuit is not stopped as in the prior art, but the booster circuit is operated to boost the electric power stored in the first capacitor to By charging the second capacitor and supplying the d-axis current to the electric motor with the electric power stored in the second capacitor, the electric charge of the first capacitor and the electric charge stored in the second capacitor are discharged. Therefore, it is not necessary to provide a discharge resistor or the like.
Further, by increasing the voltage boosted by the booster circuit, the switching loss in the switching elements constituting the drive circuit is increased, thereby consuming electric power, so that the discharge time can be shortened.

以下、本発明の実施例を図を用いて説明する。
図1は、本発明による電動機(以下、モータMOTと記載)の電源装置の一実施例図である。
図1に示す装置は、低電圧バッテリBAT1(103)と、前記低電圧バッテリBAT1(103)に接続されるリレーRLY1(100)、RLY2(102)、RLY3(104)と、前記低電圧バッテリBAT1(103)の低電圧(例えば数V〜数十V)の直流電力を入力し、所定電圧まで昇圧して高電圧(例えば数百V)の直流電力として出力する昇圧回路(153)と、前記昇圧回路(153)から出力される高電圧の直流電力を交流電力に変換し、ベクトル制御によってモータMOT(145)の回転速度とトルクをそれぞれ任意の値に制御することができるインバータ回路(152)と、前記リレーRLY1(100)、RLY2(102)、RLY3(104)および前記昇圧回路(153)および前記インバータ回路(152)および前記モータMOT(145)を制御するコントローラICU(151)と、から構成される。
Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.
FIG. 1 is a diagram showing an embodiment of a power supply device for an electric motor (hereinafter referred to as a motor MOT) according to the present invention.
The apparatus shown in FIG. 1 includes a low voltage battery BAT1 (103), relays RLY1 (100), RLY2 (102), RLY3 (104) connected to the low voltage battery BAT1 (103), and the low voltage battery BAT1. (103) a low voltage (for example, several V to several tens of V) DC power is input, boosted to a predetermined voltage and output as a high voltage (for example, several hundred V) DC power; An inverter circuit (152) capable of converting high-voltage DC power output from the booster circuit (153) into AC power and controlling the rotational speed and torque of the motor MOT (145) to arbitrary values by vector control. The relays RLY1 (100), RLY2 (102), RLY3 (104), the booster circuit (153), the inverter circuit (152), and the motor MOT (145) are controlled. A controller ICU (151) which consists of.

ここで、前記昇圧回路(153)は、コンデンサC1(106)と、該コンデンサC1(106)に接続されるコイルL1(108)と、該コイルL1(108)に接続されるトランジスタtrrup(110)、trrdm(111)、ダイオードdrup(112)、drdm(113)と、前記コンデンサC1(106)の電圧をモニタする電圧モニタ回路V1(107)と、から構成される。
そして前記トランジスタtrrdm(111)をスイッチング動作させることによって前記コイルL1(108)の両端に発生する電圧が前記バッテリBAT1(103)の電圧に加算されて高電圧となり、それが前記ダイオードdrup(112)を介して前記インバータ回路(152)へ供給される。
Here, the booster circuit (153) includes a capacitor C1 (106), a coil L1 (108) connected to the capacitor C1 (106), and a transistor trrup (110) connected to the coil L1 (108). , Trrdm (111), diode drup (112), drdm (113), and a voltage monitor circuit V1 (107) for monitoring the voltage of the capacitor C1 (106).
By switching the transistor trrdm (111), the voltage generated at both ends of the coil L1 (108) is added to the voltage of the battery BAT1 (103) to become a high voltage, which is the diode drup (112). To the inverter circuit (152).

一方、前記モータMOT(145)が外部から駆動される場合には、前記トランジスタtrrup(110)をスイッチング動作させることによって、モータMOT(145)で発電し前記インバータ(152)で回生された電力を、前記昇圧回路(153)を介して前記バッテリBAT1(103)に充電する。
また前記コンデンサC1(106)は、前記昇圧回路(153)にて昇圧する際、前記トランジスタtrrdm(111)のスイッチングごとに低電圧直流電源の電圧が変動するのを抑制して安定な電圧の直流電力を前記昇圧回路(153)へ供給するための低電圧直流電源平滑用コンデンサである。
On the other hand, when the motor MOT (145) is driven from the outside, the transistor trrup (110) is switched to generate electric power generated by the motor MOT (145) and regenerated by the inverter (152). The battery BAT1 (103) is charged through the booster circuit (153).
Further, the capacitor C1 (106) suppresses the fluctuation of the voltage of the low-voltage DC power source every time the transistor trrdm (111) is switched when the voltage is boosted by the booster circuit (153). It is a low-voltage DC power supply smoothing capacitor for supplying electric power to the booster circuit (153).

また、前記インバータ回路(152)は、三相ブリッジ結線されたU相トランジスタtruup(118)、trudm(119)と、V相トランジスタtrvup(125)、trvdm(126)と、W相トランジスタtrwup(131)、trwdm(132)と、それぞれのトランジスタに並列にそれぞれ接続されたダイオードduup(120)、dudm(121)、dvup(127)、dvdm(128)、dwup(133)、dwdm(134)と、前記コンデンサC2(114)の電圧をモニタする電圧モニタ回路V2(115)と、から構成され、かつ、前記コンデンサC2(114)と、前記モータMOT(145)に流れるU相電流、V相電流、W相電流をそれぞれ検出するU相電流検出器iucrt(142)、V相電流検出器ivcrt(143)、W相電流検出器iwcrt(144)とを備え、さらに前記昇圧回路(153)から出力される高電圧直流電源の正側直流電源線vdc+(117)と負側直流電源線vdc−(124)に接続され、前記コンデンサC2(114)の両端の電圧をモニタする電圧モニタ回路V2(115)を備えている。   The inverter circuit (152) includes three-phase bridge-connected U-phase transistors truup (118) and trudm (119), V-phase transistors trvup (125) and trvdm (126), and a W-phase transistor trwup (131). ), Trwdm (132), and diodes duup (120), dudm (121), dvup (127), dvdm (128), dwup (133), dwdm (134) connected in parallel to the respective transistors, A voltage monitor circuit V2 (115) for monitoring the voltage of the capacitor C2 (114), and a U-phase current, a V-phase current flowing through the capacitor C2 (114) and the motor MOT (145), A U-phase current detector iucrt (142) for detecting a W-phase current, a V-phase current detector ivcrt (143), and a W-phase current detector iwcrt (144), respectively, Connected to the positive DC power supply line vdc + (117) and negative DC power supply line vdc- (124) of the high voltage DC power output from the voltage circuit (153), and monitors the voltage across the capacitor C2 (114) A voltage monitor circuit V2 (115) is provided.

前記コンデンサC2(114)は、前記昇圧回路(153)から出力される高電圧直流電力を前記インバータ回路(152)の前記の各トランジスタ(118)、(119)、(125)、(126)、(131)、(132)でスイッチングして交流電源に変換するときに、スイッチングごとに高電圧直流電源の電圧が変動するのを抑制して安定な電圧の高電圧直流電源を前記インバータ回路(152)へ供給するための高電圧直流電源平滑用コンデンサである。   The capacitor C2 (114) converts the high voltage DC power output from the booster circuit (153) into the transistors (118), (119), (125), (126), the inverter circuit (152). When switching at (131) and (132) to convert to an AC power supply, the inverter circuit (152) suppresses the fluctuation of the voltage of the high-voltage DC power supply for each switching and converts the high-voltage DC power supply with a stable voltage. This is a high voltage DC power supply smoothing capacitor for supplying to (1).

さらに、前記コントローラICU(151)は、U相電流検出器iucrt(142)、V相電流検出器ivcrt(143)およびW相電流検出器iwcrt(144)から出力される各相の電流信号iusig(147)、ivsig(148)、iwsig(149)と、前記モータMOT(145)の位置センサangsen(146)から出力される位置信号angsig(150)と、電圧モニタ回路V1(107)、V2(115)から出力される電圧信号VS1(109)、VS2(116)と、運転状態を区分するイグニッションスイッチ信号IGNSW(160)と、を入力し、前記リレーRLY1(100)、RLY2(102)、RLY3(104)の開閉を制御する制御信号RLYS1(105)、RLYS2(154)、RLYS3(155)と、前記昇圧回路(153)を構成するトランジスタtrrup(110)、trrdm(111)のスイッチング制御信号vrp(137)、vrn(138)と、前記インバータ回路を構成する前記の各トランジスタ(118)、(119)、(125)、(126)、(131)、(132)のスイッチング制御信号vup(122)、vun(123)、vvp(129)、vvn(130)、vwp(135)、vwn(136)と、を出力し、前記リレーRLY1(100)、RLY2(102)、RLY3(104)、前記昇圧回路(153)、前記インバータ回路(152)を制御して、起動時の前記コンデンサC1(106)、C2(114)の充電制御と、停止時の前記コンデンサC1(106)、C2(114)の放電制御とを行い、かつ、前記電圧モニタ回路V1(107)、V2(115)により、低電圧直流電源の電圧と高電圧直流電源の電圧とを監視しながら前記昇圧回路(153)の昇圧制御と、前記モータMOT(145)の回転速度制御およびトルク制御と、を行う。   Further, the controller ICU (151) includes current signals iusig () of each phase output from the U-phase current detector iucrt (142), the V-phase current detector ivcrt (143), and the W-phase current detector iwcrt (144). 147), ivsig (148), iwsig (149), a position signal angsig (150) output from the position sensor angsen (146) of the motor MOT (145), and voltage monitor circuits V1 (107), V2 (115) ) And voltage signals VS1 (109), VS2 (116) and ignition switch signal IGNSW (160) for distinguishing the operation state are input, and the relays RLY1 (100), RLY2 (102), RLY3 ( 104) control signals RLYS1 (105), RLYS2 (154), RLYS3 (155) for controlling the opening and closing of the transistors, and transistors trrup (110), trrdm (111) constituting the booster circuit (153). ) Switching control signals vrp (137) and vrn (138) and the transistors (118), (119), (125), (126), (131), and (132) that constitute the inverter circuit. Switching control signals vup (122), vun (123), vvp (129), vvn (130), vwp (135), vwn (136) are output, and the relays RLY1 (100), RLY2 (102), RLY3 (104), the booster circuit (153), and the inverter circuit (152) are controlled to control charging of the capacitors C1 (106) and C2 (114) at the time of starting and the capacitor C1 (106 at the time of stopping). ), The discharge control of C2 (114), and the voltage monitor circuits V1 (107) and V2 (115) do not monitor the voltage of the low voltage DC power supply and the voltage of the high voltage DC power supply. A step-up control of al the booster circuit (153), and a rotational speed control and torque control of the motor MOT (145), is carried out.

ここで前記イグニッションスイッチ信号IGNSW(160)がオンされて運転を起動する場合は、前記制御信号RLYS1(105)とRLYS3(155)により前記リレーRLY1(100)と前記リレーRLY3(104)はオンし(このときリレーRLY2はオフ)、該リレーRLY1(100)と直列に接続された抵抗器R1(101)を中継して、前記低電圧バッテリBAT1(103)から前記コンデンサC1(106)、C2(114)に充電する。上記の抵抗器R1(101)を介することにより、起動時に前記低電圧バッテリBAT1(103)から前記コンデンサC1(106)、C2(114)へ大きな突入電流が流れるのを防止する。   Here, when the ignition switch signal IGNSW (160) is turned on to start operation, the relays RLY1 (100) and RLY3 (104) are turned on by the control signals RLYS1 (105) and RLYS3 (155). (At this time, the relay RLY2 is turned off), and the capacitor R1 (101) connected in series with the relay RLY1 (100) is relayed to connect the capacitors C1 (106), C2 ( 114). Through the resistor R1 (101), it is possible to prevent a large inrush current from flowing from the low voltage battery BAT1 (103) to the capacitors C1 (106) and C2 (114) during startup.

次に前記電圧モニタ回路V1(107)からの出力信号VS1(109)が所定値になり、前記コンデンサC1(106)の充電が完了した場合は、前記制御信号RLYS2(154)により前記リレーRLY2(102)をオンにすると共に、制御信号RLYS1(105)により前記リレーRLY1(100)をオフにする。これによりリレーRLY2(102)とリレーRLY3(104)がオンになった状態とする。   Next, when the output signal VS1 (109) from the voltage monitor circuit V1 (107) becomes a predetermined value and the charging of the capacitor C1 (106) is completed, the control signal RLYS2 (154) causes the relay RLY2 (154). 102) is turned on, and the relay RLY1 (100) is turned off by the control signal RLYS1 (105). As a result, the relay RLY2 (102) and the relay RLY3 (104) are turned on.

次に、前記昇圧回路(153)を構成する前記トランジスタtrrdm(111)、trrup(110)をスイッチング動作させて前記バッテリBAT1(103)の低電圧直流電源を昇圧し、前記昇圧回路(153)から出力される高電圧直流電圧を前記インバータ回路(152)へ供給して前記コンデンサC2(114)を高電圧に充電する。   Next, the transistors trrdm (111) and trrup (110) constituting the booster circuit (153) are switched to boost the low-voltage DC power source of the battery BAT1 (103), and the booster circuit (153) The output high voltage DC voltage is supplied to the inverter circuit (152) to charge the capacitor C2 (114) to a high voltage.

その後、前記インバータ回路(152)を構成する前記の各トランジスタ(118)、(119)、(125)、(126)、(131)、(132)をベクトル制御にてスイッチング動作させることにより、所望のトルク、回転数で前記モータMOT(145)の運転を行う。   Thereafter, the transistors (118), (119), (125), (126), (131), and (132) that constitute the inverter circuit (152) are switched by vector control to obtain a desired value. The motor MOT (145) is operated at a torque and a rotational speed of.

また、前記イグニッションスイッチ信号IGNSW(160)がオフされて運転を停止する場合は、前記制御信号RLYS1(105)、制御信号RLYS2(154)、制御信号RLYS3(155)により前記リレーRLY1(100)、前記リレーRLY2(102)、リレーRLY3(104)はオフし、前記昇圧回路(153)および前記インバータ回路(152)への直流電源の供給は停止される。この状態では、前記コンデンサC1(106)、C2(114)はともに充電されたままのため、前記昇圧回路(153)と、前記インバータ回路(152)を制御して前記コンデンサC1(106)、C2(114)の放電を行う。   When the ignition switch signal IGNSW (160) is turned off to stop the operation, the relay RLY1 (100), the control signal RLYS1 (105), the control signal RLYS2 (154), and the control signal RLYS3 (155) The relays RLY2 (102) and RLY3 (104) are turned off, and the supply of DC power to the booster circuit (153) and the inverter circuit (152) is stopped. In this state, since the capacitors C1 (106) and C2 (114) are both charged, the capacitors C1 (106) and C2 are controlled by controlling the booster circuit (153) and the inverter circuit (152). (114) is discharged.

ここで、図2(a)、(b)を用いて前記昇圧回路(153)と前記インバータ回路(152)を構成する前記の各トランジスタ(118)、(119)、(125)、(126)、(131)、(132)のスイッチング損失について説明する。
図2(a)は前記の各トランジスタ(118)、(119)、(125)、(126)、(131)、(132)がオンする場合のスイッチング損失の説明図である。
Here, the respective transistors (118), (119), (125), (126) constituting the booster circuit (153) and the inverter circuit (152) using FIGS. 2 (a) and 2 (b). , (131) and (132) will be described.
FIG. 2A is an explanatory diagram of switching loss when each of the transistors (118), (119), (125), (126), (131), and (132) is turned on.

図2(a)において、前記の各トランジスタ(118)、(119)、(125)、(126)、(131)、(132)のスイッチング損失P(205)は電圧VCE(203)と電流IC(204)との積である。このため、前記の各トランジスタ(118)、(119)、(125)、(126)、(131)、(132)はスイッチングする際に損失が発生し、さらに電圧VCE(203)が高い程、スイッチング損失P(205)は大きくなる。つまり、前記昇圧回路(153)、前記インバータ回路(152)ではスイッチング動作で損失が発生し、さらに直流電源電圧が高いほどスイッチング損失が大きくなることが判る。   In FIG. 2A, the switching loss P (205) of each of the transistors (118), (119), (125), (126), (131), and (132) is the voltage VCE (203) and the current IC. (204). Therefore, each of the transistors (118), (119), (125), (126), (131), and (132) loses when switching, and the higher the voltage VCE (203), The switching loss P (205) increases. That is, it can be seen that in the booster circuit (153) and the inverter circuit (152), a loss occurs in the switching operation, and the switching loss increases as the DC power supply voltage increases.

図2(b)は前記の各トランジスタ(118)、(119)、(125)、(126)、(131)、(132)がオフする場合のスイッチング損失の説明図である。
図2(b)において、前記の各トランジスタ(118)、(119)、(125)、(126)、(131)、(132)のスイッチング損失P(209)は電圧VCE(207)と電流IC(208)との積である。このため、前記の各トランジスタ(118)、(119)、(125)、(126)、(131)、(132)はスイッチングする際に損失が発生し、さらに電圧VCE(207)が高い程、前記スイッチング損失P(209)は大きくなる。つまり、前記昇圧回路(153)、前記インバータ回路(152)ではスイッチング動作で損失が発生し、さらに直流電源電圧が高いほどスイッチング損失が大き<なることが判る。
本実施例においては、上記の現象を利用してコンデンサの放電を促進するようにしている。以下、放電処理について説明する。
FIG. 2B is an explanatory diagram of switching loss when the transistors (118), (119), (125), (126), (131), and (132) are turned off.
In FIG. 2B, the switching loss P (209) of each of the transistors (118), (119), (125), (126), (131), (132) is the voltage VCE (207) and the current IC. Product of (208). Therefore, each of the transistors (118), (119), (125), (126), (131), and (132) loses when switching, and the higher the voltage VCE (207), The switching loss P (209) increases. That is, it can be seen that in the booster circuit (153) and the inverter circuit (152), loss occurs in the switching operation, and the switching loss becomes larger as the DC power supply voltage is higher.
In the present embodiment, the discharge of the capacitor is promoted by utilizing the above phenomenon. Hereinafter, the discharge process will be described.

図3、図4を用いて運転を停止する場合の前記コンデンサC1(106)、C2(114)の放電処理について説明する。
図3は放電処理のフローチャート図で、図4はタイムチャート図である。
図3より、STEP1(300)において前記イグニッションスイッチ信号IGNSW(160)がオフされた場合、運転を停止するため前記コンデンサC1(106)、C2(114)の放電処理を開始する。
The discharge process of the capacitors C1 (106) and C2 (114) when the operation is stopped will be described with reference to FIGS.
FIG. 3 is a flowchart of the discharge process, and FIG. 4 is a time chart.
As shown in FIG. 3, when the ignition switch signal IGNSW (160) is turned off in STEP1 (300), discharge processing of the capacitors C1 (106) and C2 (114) is started to stop the operation.

まず、STEP2(301)において、前記制御信号RLYS1(105)、制御信号RLYS2(154)、制御信号RLYS3(155)により、前記リレーRLY1(100)、リレーRLY2(102)、リレーRLY3(104)はオフし、前記昇圧回路(153)および前記インバータ回路(152)への直流電源の供給は停止される。この状態では、前記コンデンサC1(106)、C2(114)はともに充電された状態である。   First, in STEP2 (301), the relay RLY1 (100), relay RLY2 (102), and relay RLY3 (104) are controlled by the control signal RLYS1 (105), control signal RLYS2 (154), and control signal RLYS3 (155). This turns off, and the supply of DC power to the booster circuit (153) and the inverter circuit (152) is stopped. In this state, the capacitors C1 (106) and C2 (114) are both charged.

次に、STEP3(302)で、前記昇圧回路(153)は前記トランジスタtrrdm(111)、trrup(110)をスイッチング動作させて前記コンデンサC1(106)に蓄えられていた電圧を所定値まで昇圧し、それによって前記コンデンサC2(114)を高電圧に充電する。   Next, in STEP 3 (302), the booster circuit (153) switches the transistors trrdm (111) and trrup (110) to boost the voltage stored in the capacitor C1 (106) to a predetermined value. Thereby charging the capacitor C2 (114) to a high voltage.

また、前記インバータ回路(152)は、ベクトル制御にてd軸電流とq軸電流を制御するが、d軸電流値idを負の所定値、q軸電流値iqを0Aとすることにより、前記モータMOT(145)にトルクを発生させることなく、前記コンデンサC1(106)、C2(114)に蓄積された電荷を放電することが出来る。すなわち、前記モータMOT(145)の発生トルクは下記(数1)式で示される。この(数1)式において、iq=0とすればidの値に拘らず、トルク=0とすることが出来る。
トルク=p×φa×iq+p×(Ld−Lq)×id×iq …(数1)
ただし、p:モータ極対数、φa:モータ磁束密度、Ld:モータd軸自己インダクタンス、Lq:モータq軸自己インダクタンス
上記のように本実施例においては、前記昇圧回路(153)を動作させて前記コンデンサC1(106)に蓄積されていた電圧を昇圧させ、前記インバータ回路(152)の前記コンデンサC2(114)を充電することによって前記コンデンサC1(106)に蓄積されていた電荷を放電し、さらに前記コンデンサC2(114)に蓄積された電荷は前記モータMOT(145)にd軸電流値のみを供給することによって放電するようにしている。この際、前記図2で説明したように、前記インバータ回路(152)の各トランジスタに印加する電圧VCEが高い程、スイッチング損失は大きくなるので、前記コンデンサC1(106)の電圧を昇圧させて前記コンデンサC2(114)を充電することにより、各トランジスタにおけるスイッチング損失を増大させて急速に放電することが出来る。
The inverter circuit (152) controls the d-axis current and the q-axis current by vector control. By setting the d-axis current value id to a predetermined negative value and the q-axis current value iq to 0A, The electric charge accumulated in the capacitors C1 (106) and C2 (114) can be discharged without generating torque in the motor MOT (145). That is, the torque generated by the motor MOT (145) is expressed by the following equation (1). In this equation (Equation 1), if iq = 0, the torque can be set to 0 regardless of the value of id.
Torque = p × φa × iq + p × (Ld−Lq) × id × iq (Equation 1)
However, p: number of motor pole pairs, φa: motor magnetic flux density, Ld: motor d-axis self-inductance, Lq: motor q-axis self-inductance As described above, in this embodiment, the booster circuit (153) is operated to The voltage stored in the capacitor C1 (106) is boosted, and the capacitor C2 (114) of the inverter circuit (152) is charged to discharge the charge stored in the capacitor C1 (106). The electric charge accumulated in the capacitor C2 (114) is discharged by supplying only the d-axis current value to the motor MOT (145). At this time, as described with reference to FIG. 2, the higher the voltage VCE applied to each transistor of the inverter circuit (152), the higher the switching loss. Therefore, the voltage of the capacitor C1 (106) is boosted to increase the switching loss. By charging the capacitor C2 (114), it is possible to increase the switching loss in each transistor and quickly discharge.

STEP4(303)では、前記コンデンサC1(106)の電圧を、前記電圧モニタ回路V1(107)から読み込み、前記コンデンサC1の両端電圧が予め定めた所定電圧K1より小さいか否かを判定する。ここで前記コンデンサC1(106)の両端電圧が予め定めた所定電圧K1より低くなって、前記コンデンサC1(106)の放電が十分に行われたと判断された場合には、STEP5(304)へ進む。   In STEP 4 (303), the voltage of the capacitor C1 (106) is read from the voltage monitor circuit V1 (107), and it is determined whether or not the voltage across the capacitor C1 is smaller than a predetermined voltage K1. If it is determined that the voltage across the capacitor C1 (106) is lower than a predetermined voltage K1 and the capacitor C1 (106) is sufficiently discharged, the process proceeds to STEP5 (304). .

STEP5(304)では、前記コンデンサC2(114)の電圧を、前記電圧モニタ回路V2(115)から読み込み、前記コンデンサC2の両端電圧が予め定めた所定電圧K1より小さいか否かを判定する。ここで前記コンデンサC2(114)の両端電圧が予め定めた所定電圧K1より低くなって、前記コンデンサC2(114)の放電が十分に行われたと判断された場合には、STEP6(305)へ進む。   In STEP5 (304), the voltage of the capacitor C2 (114) is read from the voltage monitor circuit V2 (115), and it is determined whether or not the voltage across the capacitor C2 is smaller than a predetermined voltage K1. If it is determined that the voltage across the capacitor C2 (114) is lower than a predetermined voltage K1 and the capacitor C2 (114) is sufficiently discharged, the process proceeds to STEP6 (305). .

なお、STEP4(303)とSTEP5(304)において、各コンデンサの両端電圧が所定電圧K1より大きい場合は、引き続き前記昇圧回路(153)の動作と前記インバータ回路(152)の動作を継続することにより、前記コンデンサC1(106)、C2(114)の放電制御を継続する。   In STEP 4 (303) and STEP 5 (304), when the voltage across each capacitor is larger than the predetermined voltage K1, the operation of the booster circuit (153) and the operation of the inverter circuit (152) are continued. The discharge control of the capacitors C1 (106) and C2 (114) is continued.

次に、STEP6(305)では、前記昇圧回路(153)および前記インバータ回路(152)の制御を停止して前記コンデンサC1(106)、C2(114)の放電を終了する。
以上の制御により、前記コンデンサC1(106)、C2(114)の放電を完了する。
Next, in STEP 6 (305), the control of the booster circuit (153) and the inverter circuit (152) is stopped, and the discharge of the capacitors C1 (106) and C2 (114) is terminated.
With the above control, discharging of the capacitors C1 (106) and C2 (114) is completed.

図4は上記の昇圧制御における昇圧比と電圧の関係を示すタイムチャートである。
前記STEP3(302)で説明したように、前記インバータ回路(152)によるd軸電流制御により前記コンデンサC1(106)、C2(114)に蓄積された電荷は順次放電される。このため、前記コンデンサC1(106)の両端電圧V1(403)は図示のように順次低下するので、前記昇圧回路(153)は前記所定電圧まで昇圧を行うため、昇圧比(402)を時間と共に上昇させる。なお、昇圧比を上昇させるには、昇圧回路(153)の低圧側のトランジスタtrrdm(111)のスイッチング時におけるオンデューティを大きくすればよい。
FIG. 4 is a time chart showing the relationship between the boost ratio and the voltage in the above boost control.
As described in STEP 3 (302), the charges accumulated in the capacitors C1 (106) and C2 (114) are sequentially discharged by the d-axis current control by the inverter circuit (152). For this reason, the voltage V1 (403) across the capacitor C1 (106) decreases sequentially as shown in the figure, so that the booster circuit (153) boosts the voltage to the predetermined voltage. Raise. In order to increase the step-up ratio, the on-duty at the time of switching of the transistor trrdm (111) on the low-voltage side of the step-up circuit (153) may be increased.

その後、時間T1(405)において、前記昇圧回路(153)での昇圧比(402)が所定値K2(401)まで上昇する。ここで時間T1(405)以降は前記昇圧回路(153)での昇圧比は前記所定値K2(401)で固定される。   Thereafter, at time T1 (405), the boost ratio (402) in the booster circuit (153) rises to a predetermined value K2 (401). Here, after time T1 (405), the boost ratio in the booster circuit (153) is fixed at the predetermined value K2 (401).

また時間T1(405)以降は前記昇圧回路(153)の昇圧比が固定されるため、前記インバータ回路(152)にてd軸電流制御により前記コンデンサC1(106)、C2(114)に蓄積された電荷が放電されるに従って前記コンデンサC2(114)の電圧V2(400)は順次低下する。
そして放電制御が進むと時間T2(406)にて前記コンデンサC1の両端電圧が予め定めた所定電圧K1(404)より小さくなる。
さらに放電制御が進むと、時間T3(407)にて前記コンデンサC2の両端電圧が予め定めた所定電圧K1より小さくなる。そして前記コンデンサC2の両端電圧が予め定めた所定電圧K1(404)より小さくなった時点T2(406)で放電制御を停止する。
Further, after time T1 (405), since the boost ratio of the booster circuit (153) is fixed, the inverter circuit (152) accumulates the capacitors C1 (106) and C2 (114) by d-axis current control. As the charges are discharged, the voltage V2 (400) of the capacitor C2 (114) decreases sequentially.
As the discharge control proceeds, the voltage across the capacitor C1 becomes smaller than a predetermined voltage K1 (404) determined in advance at time T2 (406).
When the discharge control further proceeds, the voltage across the capacitor C2 becomes lower than a predetermined voltage K1 determined in advance at time T3 (407). Then, the discharge control is stopped at time T2 (406) when the voltage across the capacitor C2 becomes smaller than a predetermined voltage K1 (404).

以上、説明してきたように、前記昇圧回路にて、前記インバータ回路に供給する直流電源電圧を上げることにより、前記インバータ回路のチョッパ駆動にて発生するスイッチング損失を大きくすることが出来る。そのため、コンデンサC1とコンデンサC2に蓄積された電荷の放電をより急速に行うことができる。   As described above, the switching loss generated by the chopper drive of the inverter circuit can be increased by increasing the DC power supply voltage supplied to the inverter circuit in the booster circuit. For this reason, the charges accumulated in the capacitors C1 and C2 can be discharged more rapidly.

また、モータの停止制御時に、昇圧回路を動作させ、コンデンサC1に蓄積された電荷を昇圧してコンデンサC2に充電することによってコンデンサC1の電荷を放電し、さらにインバータ回路を駆動してコンデンサC2の電荷を放電するので、放電用の抵抗等を具備する必要がない。そのため従来例のように、昇圧回路を構成するループ回路に抵抗が挿入され、この抵抗によって、スイッチング素子に流れる電流値が制限されるという問題も解消することが出来る。   In addition, during the motor stop control, the booster circuit is operated to boost the charge accumulated in the capacitor C1 and charge the capacitor C2, thereby discharging the capacitor C1, and further driving the inverter circuit to drive the capacitor C2. Since the electric charge is discharged, there is no need to provide a discharging resistor or the like. Therefore, as in the conventional example, a resistance is inserted in the loop circuit constituting the booster circuit, and the problem that the current value flowing through the switching element is limited by this resistance can be solved.

本発明による電動機の電源装置の一実施例を示す回路図。The circuit diagram which shows one Example of the power supply device of the electric motor by this invention. インバータを構成する各トランジスタのスイッチング損失を説明するための特性図であり、(a)はオン時の特性、(b)はオフ時の特性を示す。It is a characteristic view for demonstrating the switching loss of each transistor which comprises an inverter, (a) shows the characteristic at the time of ON, (b) shows the characteristic at the time of OFF. 実施例における放電処理のフローチャート。The flowchart of the discharge process in an Example. 昇圧制御における昇圧比と電圧の関係を示すタイムチャート。4 is a time chart showing a relationship between a boost ratio and a voltage in boost control.

符号の説明Explanation of symbols

(100)…リレーRLY1 (102)…リレーRLY2
(103)…低電圧バッテリBAT1 (104)…リレーRLY3
(106)…コンデンサC1 (107)…電圧モニタ回路V1
(108)…コイルL1 (110)…トランジスタtrrup
(111)…トランジスタtrrdm (114)…コンデンサC2
(115)…電圧モニタ回路V2
(117)…高電圧直流電源の正側直流電源線vdc+
(124)…高電圧直流電源の負側直流電源線vdc−
(145)…モータMOT (151)…コントローラICU
(152)…インバータ回路 (153)…昇圧回路
(100) ... Relay RLY1 (102) ... Relay RLY2
(103) ... Low voltage battery BAT1 (104) ... Relay RLY3
(106) ... Capacitor C1 (107) ... Voltage monitor circuit V1
(108) ... Coil L1 (110) ... Transistor trrup
(111) ... transistor trrdm (114) ... capacitor C2
(115) Voltage monitor circuit V2
(117) ... Positive side DC power supply line vdc + of the high-voltage DC power supply
(124) ... Negative side DC power supply line vdc- of the high voltage DC power supply
(145) ... Motor MOT (151) ... Controller ICU
(152) ... Inverter circuit (153) ... Booster circuit

Claims (4)

低電圧直流電源と、
前記低電圧直流電源の電圧を所定の高電圧に昇圧する昇圧回路と、
前記昇圧回路の入力側に接続された低電圧平滑用の第1のコンデンサと、
前記昇圧回路の高電圧を交流電力に変換して電動機を駆動する駆動回路と、
前記駆動回路の入力側に接続された高電圧平滑用の第2のコンデンサと、
前記昇圧回路と前記駆動回路の動作を制御する制御回路とを備え、
前記制御回路は、前記低電圧直流電源が遮断された時に、前記昇圧回路を制御して前記第1のコンデンサに蓄積された電力を所定の高電圧に昇圧して前記第2のコンデンサを充電し、かつ、前記駆動回路を制御して前記第2のコンデンサに蓄積された電力で、前記電動機にd軸電流を供給することにより、前記第1のコンデンサと前記第2のコンデンサに蓄積された電力を放電させることを特徴とする電動機の電源装置。
A low voltage DC power supply,
A booster circuit that boosts the voltage of the low-voltage DC power source to a predetermined high voltage;
A low voltage smoothing first capacitor connected to the input side of the booster circuit;
A drive circuit for driving the electric motor by converting the high voltage of the booster circuit into AC power;
A second capacitor for smoothing high voltage connected to the input side of the drive circuit;
A control circuit that controls the operation of the booster circuit and the drive circuit;
The control circuit controls the booster circuit to boost the power stored in the first capacitor to a predetermined high voltage to charge the second capacitor when the low-voltage DC power supply is shut off. And by supplying the d-axis current to the electric motor with the electric power stored in the second capacitor by controlling the drive circuit, the electric power stored in the first capacitor and the second capacitor. A power supply device for an electric motor, wherein
前記昇圧回路は、前記低電圧直流電源の電圧をチョッパ駆動することにより昇圧する回路であり、
前記駆動回路は、前記昇圧回路から出力される高圧直流電力をチョッパ駆動することにより交流電力に変換する電圧制御型インバータ回路である、ことを特徴とする請求項1に記載の電動機の電源装置。
The booster circuit is a circuit that boosts the voltage of the low-voltage DC power supply by chopper driving,
2. The power supply device for an electric motor according to claim 1, wherein the drive circuit is a voltage-controlled inverter circuit that converts high-voltage DC power output from the booster circuit into AC power by chopper driving. 3.
前記第1のコンデンサの両端の電圧V1を検出する第1の電圧センサと、前記第2のコンデンサの両端の電圧V2を検出する第2の電圧センサと、を備え、
前記制御回路は、前記第1のコンデンサの両端の電圧V1と前記第2のコンデンサの両端の電圧V2が予め定めた所定値以下になった場合に、前記昇圧回路および前記駆動回路の動作を停止するように制御する、ことを特徴とする請求項1に記載の電動機の電源装置。
A first voltage sensor that detects a voltage V1 across the first capacitor; and a second voltage sensor that detects a voltage V2 across the second capacitor;
The control circuit stops the operation of the booster circuit and the drive circuit when the voltage V1 across the first capacitor and the voltage V2 across the second capacitor are below a predetermined value. The power supply device for an electric motor according to claim 1, wherein control is performed to
前記低電圧直流電源と前記昇圧回路との間を、第1のリレーを介して接続し、かつ、前記第1のリレーと並列に、第2のリレーと抵抗との直列回路を接続した構成を有し、前記制御回路は、前記低電圧直流電源の投入時には、第1のリレーをオフ、第2のリレーをオンにして、前記抵抗を介して前記低電圧直流電源と前記昇圧回路を接続し、前記第1のコンデンサの両端電圧が所定値に達した後に、前記第1のリレーをオンにするように制御することを特徴とする請求項1に記載の電動機の電源装置。   A configuration in which the low-voltage DC power source and the booster circuit are connected via a first relay, and a series circuit of a second relay and a resistor is connected in parallel with the first relay. And when the low-voltage DC power supply is turned on, the control circuit turns off the first relay and turns on the second relay, and connects the low-voltage DC power supply and the booster circuit via the resistor. 2. The power supply device for an electric motor according to claim 1, wherein the first relay is controlled to be turned on after a voltage across the first capacitor reaches a predetermined value.
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