JP2007181367A - Switching power supply circuit - Google Patents

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昌之 安村
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To enhance power conversion efficiency as a power supply circuit having a power factor improving function while decreasing the number of circuit components. <P>SOLUTION: A basic structure as a switching converter having a current resonance and voltage resonance converter on the primary is employed. In order to improve power factor, a step-up converter having a series connection circuit of a power factor improving diode D1 and a power factor improving inductor Lo connected between one end on the output side of a primary side rectifier element Di and a switching element Q1, and an auxiliary switching element Q2, and an active clamp circuit having a series connection circuit of a clamp capacitor C3 and the auxiliary switching element Q2 connected in parallel with a choke coil PCC are provided. When the switching element Q1 is turned off, the auxiliary switching element Q2 is turned on. <P>COPYRIGHT: (C)2007,JPO&INPIT

Description

本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。   The present invention relates to a switching power supply circuit provided as a power supply for various electronic devices.
近年、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のDC−DCコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。   In recent years, most power supply circuits that rectify a commercial power supply to obtain a desired DC voltage are switching power supply circuits. The switching power supply circuit reduces the size of the transformer and other devices by increasing the switching frequency, and is used as a power source for various electronic devices as a high-power DC-DC converter.
ところで、商用電源は正弦波の交流電圧であるが、商用電源を一次側整流素子と平滑コンデンサとを用いる平滑・整流回路において整流及び平滑を行う場合には、平滑・整流回路のピークホールド作用のために、商用電源からスイッチング電源回路には、交流電圧のピーク電圧付近の短時間だけ電流が流れ込むこととなり、正弦波とは大きく異なる歪み波形になってしまう。そして、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。又、このような歪み電流波形となることによって発生する商用電源周期の高調波を抑圧するための対策が必要とされてしまう。これらの問題を解決するために、従来において力率改善を図る技術として、いわゆるアクティブフィルタを用いる手法が知られている(例えば特許文献1参照)。   By the way, the commercial power supply is a sinusoidal AC voltage, but when the commercial power supply is rectified and smoothed in a smoothing / rectifying circuit using a primary side rectifying element and a smoothing capacitor, the peak hold function of the smoothing / rectifying circuit is reduced. For this reason, the current flows from the commercial power supply to the switching power supply circuit for a short time near the peak voltage of the AC voltage, resulting in a distorted waveform significantly different from the sine wave. And the problem that the power factor which shows the utilization efficiency of a power supply is impaired arises. In addition, a measure for suppressing the harmonics of the commercial power supply cycle generated by such a distorted current waveform is required. In order to solve these problems, a technique using a so-called active filter is conventionally known as a technique for improving the power factor (see, for example, Patent Document 1).
図11にこのようなアクティブフィルタの基本構成を示す。図11においては、商用の交流電源ACにブリッジ整流器として構成される一次側整流素子Diを接続している。この一次側整流素子Diの正極/負極ラインに対してはステップアップ型のコンバータが接続され、その出力には並列に平滑コンデンサCoutが接続され、その両端電圧として直流電圧Voutが得られる。この直流電圧Voutは、例えば後段のDC−DCコンバータなどの負荷110に入力電圧として供給される。   FIG. 11 shows a basic configuration of such an active filter. In FIG. 11, a primary side rectifier element Di configured as a bridge rectifier is connected to a commercial AC power supply AC. A step-up type converter is connected to the positive electrode / negative electrode line of the primary side rectifying element Di, and a smoothing capacitor Cout is connected in parallel to the output thereof, and a DC voltage Vout is obtained as a voltage between both ends thereof. This DC voltage Vout is supplied as an input voltage to a load 110 such as a DC-DC converter in the subsequent stage.
そして、力率改善のための構成としては、インダクタL、高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードD、スイッチング素子Qからなるステップアップ型のコンバータ、及び乗算器111を主なる構成要素とするステップアップ型のコンバータの制御部と、を備える。インダクタL、高速スイッチングダイオードDは、一次側整流素子Diの正極出力端子と、平滑コンデンサCoutの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。抵抗Riは、一次側整流素子Diの負極出力端子(一次側アース)と平滑コンデンサCoutの負極端子との間に挿入される。又、スイッチング素子Qは、例えば、MOS−FETとされ、インダクタLと高速スイッチングダイオードDの接続点と、一次側アース間に挿入される。   As a configuration for improving the power factor, a step-up type including a inductor 111, a fast recovery type fast switching diode D, a step-up type converter including a switching element Q, and a multiplier 111 as main components. A control unit of the converter. The inductor L and the high-speed switching diode D are connected and connected in series between the positive output terminal of the primary side rectifying element Di and the positive terminal of the smoothing capacitor Cout. The resistor Ri is inserted between the negative output terminal (primary side ground) of the primary rectifying element Di and the negative terminal of the smoothing capacitor Cout. The switching element Q is, for example, a MOS-FET, and is inserted between the connection point of the inductor L and the high-speed switching diode D and the primary side ground.
乗算器111に対しては、電流検出ラインLI及び波形入力ラインLWが接続され、さらに電圧検出ラインLVが接続される。そして、乗算器111は、電流検出ラインLIから入力される、一次側整流素子Diの負極出力端子に流れる整流電流Iinに応じた信号を抵抗Riの両端から検出する。又、波形入力ラインLWから入力される、一次側整流素子Diの正極出力端子の整流電圧Vinに応じた信号を検出する。この整流電圧Vinは、商用の交流電源ACからの交流入力電圧VACの波形を絶対値化したものである。さらに、電圧検出ラインLVから入力される、平滑コンデンサCoutの直流電圧Voutに基づいて、直流入力電圧の変動差分(所定の基準電圧と直流電圧Voutとの差分を増幅した信号を変動差分と称して以下においても同様に用いる)を検出する。そして、乗算器111からは、スイッチング素子Qを駆動するためのドライブ信号が出力される。   To the multiplier 111, a current detection line LI and a waveform input line LW are connected, and a voltage detection line LV is further connected. Then, the multiplier 111 detects a signal corresponding to the rectified current Iin input from the current detection line LI and flowing in the negative output terminal of the primary side rectifying element Di from both ends of the resistor Ri. Further, a signal corresponding to the rectified voltage Vin of the positive output terminal of the primary side rectifying element Di input from the waveform input line LW is detected. The rectified voltage Vin is an absolute value of the waveform of the AC input voltage VAC from the commercial AC power supply AC. Further, based on the DC voltage Vout of the smoothing capacitor Cout input from the voltage detection line LV, the fluctuation difference of the DC input voltage (a signal obtained by amplifying the difference between the predetermined reference voltage and the DC voltage Vout is referred to as a fluctuation difference). The same is used in the following). The multiplier 111 outputs a drive signal for driving the switching element Q.
乗算器111(ステップアップ型のコンバータの制御部)、ステップアップ型のコンバータ、では、電流検出ラインLIから検出した整流電流Iinに応じた信号と、上記電圧検出ラインLVから検出した直流入力電圧の変動差分とを乗算し、この乗算結果と、波形入力ラインLWから検出した整流電圧Vinに応じた信号との誤差を検出する。そしてこの誤差信号を増幅した後に、PWM(Pulse Width Modulation)変換を行い、ハイレベルとローレベルとの2値信号によって、スイッチング素子Qを制御する。このようにして、2入力フィードバック系が構成され、直流電圧Voutの値が所定の値とされるとともに、整流電圧Vinに対して整流電流Iinを相似形の波形とする。この結果、商用の交流電源ACから一次側整流素子Diに印加される交流電圧と、一次側整流素子Diに流れ込む交流電流の波形も相似形となって、力率がほぼ1に近付くようにして力率改善が図られることになる。   In the multiplier 111 (control unit of the step-up type converter) and the step-up type converter, a signal corresponding to the rectified current Iin detected from the current detection line LI and a DC input voltage detected from the voltage detection line LV The fluctuation difference is multiplied, and an error between the multiplication result and a signal corresponding to the rectified voltage Vin detected from the waveform input line LW is detected. After the error signal is amplified, PWM (Pulse Width Modulation) conversion is performed, and the switching element Q is controlled by a binary signal of a high level and a low level. In this way, a two-input feedback system is configured, the value of the DC voltage Vout is set to a predetermined value, and the rectified current Iin has a similar waveform with respect to the rectified voltage Vin. As a result, the AC voltage applied to the primary side rectifying element Di from the commercial AC power source AC and the waveform of the AC current flowing into the primary side rectifying element Di are similar, so that the power factor approaches approximately 1. The power factor will be improved.
図12(a)は、図11に示したアクティブフィルタ回路が適切に動作する場合における整流電圧Vinと整流電流Iinとを示すものである。又、図12(b)は、平滑コンデンサCoutに入出力するエネルギー(電力)変化Pchgを示す。破線で示すラインは入出力するエネルギー(電力)平均値Pinを示すものである。すなわち、平滑コンデンサCoutは、整流電圧Vinが高いときにエネルギーを蓄え、整流電圧Vinが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。図12(c)は、上記平滑コンデンサCoutに対する充放電電流Ichgの波形を示している。又、図12(d)には、平滑コンデンサCoutの両端の電圧である直流電圧Voutを示す。直流電圧Voutは整流電圧Vinの周期の第2高調波成分を主とするリップル電圧が直流電圧(例えば、375Vの直流電圧)に重畳している。   FIG. 12A shows a rectified voltage Vin and a rectified current Iin when the active filter circuit shown in FIG. 11 operates appropriately. FIG. 12B shows an energy (power) change Pchg input / output to / from the smoothing capacitor Cout. A line indicated by a broken line indicates an energy (power) average value Pin to be input / output. That is, the smoothing capacitor Cout stores energy when the rectified voltage Vin is high, and releases energy when the rectified voltage Vin is low, thereby maintaining the flow of output power. FIG. 12C shows a waveform of the charge / discharge current Ichg with respect to the smoothing capacitor Cout. FIG. 12D shows a DC voltage Vout that is a voltage across the smoothing capacitor Cout. In the DC voltage Vout, a ripple voltage mainly including the second harmonic component of the cycle of the rectified voltage Vin is superimposed on the DC voltage (for example, a DC voltage of 375 V).
図13は、図11に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、交流入力電圧VACの値が85Vから264Vの範囲において、負荷電力Poが300Wから0Wの範囲に対応可能な構成を採っている。又、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。   FIG. 13 shows a configuration example of a power supply circuit formed by connecting a current resonance type converter to the subsequent stage of the active filter based on the configuration shown in FIG. The power supply circuit shown in this figure employs a configuration that can cope with a load power Po in the range of 300 W to 0 W when the value of the AC input voltage VAC is in the range of 85 V to 264 V. Further, the current resonance type converter adopts a configuration by a separately excited half bridge coupling method.
この図13に示す電源回路を交流入力側から順に説明する。2個のラインフィルタトランスLFTと3個のアクロスコンデンサCLによるコモンモードノイズフィルタが設けられ、この後段に一次側整流素子Diが接続される。又、一次側整流素子Diの整流出力ラインには、インダクタLNと、フィルタコンデンサ(フィルムコンデンサ)CNとから成るパイ型構成のノーマルモードノイズフィルタ125が接続される。   The power supply circuit shown in FIG. 13 will be described in order from the AC input side. A common mode noise filter including two line filter transformers LFT and three across capacitors CL is provided, and a primary side rectifying element Di is connected to the subsequent stage. Further, a normal mode noise filter 125 having a pi-type configuration including an inductor LN and a filter capacitor (film capacitor) CN is connected to the rectified output line of the primary side rectifying element Di.
一次側整流素子Diの正極出力端子は、上記インダクタLNとチョークコイルPCC(インダクタLpcとして機能する)と高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードD20の直列接続とを介して、平滑コンデンサCiの正極端子と接続される。この平滑コンデンサCiは、図11における平滑コンデンサCoutと同様の機能を有するものである。又、チョークコイルPCCのインダクタLpcと、高速スイッチングダイオードD20は、それぞれ、図11に示したインダクタLと高速スイッチングダイオードDと同様の機能を有するものである。又、この図における高速スイッチングダイオードD20には、コンデンサCsn、抵抗Rsnの直列接続から成るRCスナバ回路が並列に接続される。   The positive output terminal of the primary side rectifying element Di is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor Ci via the inductor LN, the choke coil PCC (functioning as the inductor Lpc), and a fast connection type fast switching diode D20 connected in series. Is done. The smoothing capacitor Ci has the same function as the smoothing capacitor Cout in FIG. Further, the inductor Lpc and the high speed switching diode D20 of the choke coil PCC have the same functions as the inductor L and the high speed switching diode D shown in FIG. Further, an RC snubber circuit composed of a series connection of a capacitor Csn and a resistor Rsn is connected in parallel to the high-speed switching diode D20 in this figure.
スイッチング素子Q103は、図11におけるスイッチング素子Qに相当する。力率・出力電圧制御用IC120は、この場合には力率を1に近づけるように力率改善を行うアクティブフィルタの動作を制御する集積回路(IC)とされており、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、PWM制御回路、及びスイッチング素子Q103を駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成される。そして、平滑コンデンサCiの両端電圧(整流平滑電圧Ei)を分圧抵抗R5、分圧抵抗R6により分圧した電圧を、力率・出力電圧制御用IC120の端子T1に入力するようにして整流平滑電圧Eiを所定の値とする第1のフィードバック制御回路が形成される。   Switching element Q103 corresponds to switching element Q in FIG. In this case, the power factor / output voltage control IC 120 is an integrated circuit (IC) that controls the operation of the active filter for improving the power factor so that the power factor approaches 1. The multiplier, the divider, An error voltage amplifier, a PWM control circuit, and a drive circuit that outputs a drive signal for driving the switching element Q103 are configured. The voltage obtained by dividing the voltage across the smoothing capacitor Ci (rectified smoothing voltage Ei) by the voltage dividing resistor R5 and the voltage dividing resistor R6 is input to the terminal T1 of the power factor / output voltage control IC 120 so as to be rectified and smoothed. A first feedback control circuit having the voltage Ei as a predetermined value is formed.
又、一次側整流素子Diの正極出力端子と一次側アース間に対して、分圧抵抗R101と分圧抵抗R102の直列接続を設け、この分圧抵抗R101と分圧抵抗R102との接続点を端子T5と接続するようにしている。これにより、端子T5には、一次側整流素子Diの整流電圧が分圧されて入力されることになる。又、端子T2には抵抗103の電圧、すなわち、スイッチング素子Q103のソース電流に応じた電圧が入力されている。ここで、スイッチング素子Q103のソース電流は、チョークコイルPCCに流れる電流I1のうち、磁気エネルギーを蓄えることに寄与する電流である。そして、力率・出力電圧制御用IC120の端子T5に入力される整流電圧に応じた信号と端子T2に入力される電圧の包絡線(すなわち電流I1の包絡線)に応じた信号とを相似形とする第2のフィードバック制御回路が形成される。   Further, a series connection of a voltage dividing resistor R101 and a voltage dividing resistor R102 is provided between the positive output terminal of the primary side rectifying element Di and the primary side ground, and a connection point between the voltage dividing resistor R101 and the voltage dividing resistor R102 is provided. The terminal T5 is connected. Thereby, the rectified voltage of the primary side rectifying element Di is divided and inputted to the terminal T5. A voltage corresponding to the voltage of the resistor 103, that is, the source current of the switching element Q103 is input to the terminal T2. Here, the source current of the switching element Q103 is a current contributing to storing magnetic energy in the current I1 flowing through the choke coil PCC. A signal corresponding to the rectified voltage input to the terminal T5 of the power factor / output voltage control IC 120 and a signal corresponding to the voltage envelope input to the terminal T2 (that is, the envelope of the current I1) are similar. A second feedback control circuit is formed.
又、端子T4には、力率・出力電圧制御用IC120の動作電源が供給される。この端子T4には、チョークコイルPCCにおける、インダクタLpcとトランス結合された巻線N5に励起された交番電圧が、図示する整流ダイオードD11及び直列共振コンデンサC11とから成る半波整流回路により低圧直流電圧に変換されて供給される。又、端子T4は、起動抵抗Rsを介して、一次側整流素子Diの正極出力端子と接続される。商用の交流電源ACが投入された後、巻線N5に電圧が励起されるまでの立ち上がり時間においては、一次側整流素子Diの正極出力端子にて得られる整流出力が起動抵抗Rsを介して端子T4に供給される。力率・出力電圧制御用IC120は、このようにして供給される整流電圧を起動用電源として、動作を開始する。   Further, the operating power of the power factor / output voltage control IC 120 is supplied to the terminal T4. This terminal T4 has an alternating voltage excited by a winding N5 transformer-coupled with the inductor Lpc in the choke coil PCC. The half-wave rectifier circuit including a rectifier diode D11 and a series resonant capacitor C11 shown in FIG. It is supplied after being converted to. The terminal T4 is connected to the positive output terminal of the primary side rectifying element Di via the starting resistor Rs. After the commercial AC power supply AC is turned on, the rectified output obtained at the positive output terminal of the primary side rectifying element Di is connected via the starting resistor Rs during the rise time until the voltage is excited in the winding N5. Supplied to T4. The power factor / output voltage control IC 120 starts operation using the rectified voltage supplied in this manner as a starting power source.
又、端子T3からは、スイッチング素子を駆動するためのドライブ信号(ゲート電圧)がスイッチング素子Q103のゲートに対して出力される。すなわち、上述した分圧抵抗R5及び分圧抵抗R6により分圧した電圧値を所定の値とする第1のフィードバック制御回路と、整流平滑電圧Eiに対して電流I1の包絡線を相似形とする第2のフィードバック制御回路との二つのフィードバック制御回路を動作させるドライブ信号がスイッチング素子Q103のゲートに対して出力される。これによって、商用の交流電源ACから流入する交流入力電流IACの波形が、交流入力電圧VACの波形とほぼ同じとなり、力率がほぼ1となるように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。   A drive signal (gate voltage) for driving the switching element is output from the terminal T3 to the gate of the switching element Q103. That is, the envelope of the current I1 is made similar to the first feedback control circuit in which the voltage value divided by the voltage dividing resistor R5 and the voltage dividing resistor R6 is a predetermined value, and the rectified and smoothed voltage Ei. A drive signal for operating the two feedback control circuits with the second feedback control circuit is output to the gate of the switching element Q103. As a result, the waveform of the AC input current IAC flowing from the commercial AC power supply AC is substantially the same as the waveform of the AC input voltage VAC, and the power factor is controlled to be approximately 1. That is, power factor improvement is achieved.
ここで、図13に示すアクティブフィルタの力率改善動作について、各部の波形を図14及び図15により示す。先ず、図14においては、負荷変動に応じたスイッチング素子Q103のスイッチング動作(オン:導通とオフ:切断の動作)、チョークコイルPCCのインダクタLpcに流れる電流I1が示される。図14(a)は、軽負荷時の動作を示し、図14(b)は中間負荷時の動作を示し、図14(c)は重負荷時の動作を示す。図14(a)、図14(b)、図14(c)を比較して分かるように、スイッチング素子Q103は、スイッチング周期が一定とされたうえで、重負荷の傾向となるのにしたがってオン期間が長くなっていく。このようにして負荷条件に応じて、インダクタLpcを介して平滑コンデンサCiに流入する電流I1を調整することで、交流入力電圧VACの電圧変動と負荷変動とに対する整流平滑電圧Eiの安定化が図られる。例えば、交流入力電圧VACの値が85Vから264Vの範囲に対して、整流平滑電圧Eiの値は380Vで定電圧化するようにされる。整流平滑電圧Eiは、平滑コンデンサCiの両端電圧であり、後段の電流共振形コンバータに対する直流入力電圧となる。   Here, regarding the power factor improvement operation of the active filter shown in FIG. 13, waveforms of respective parts are shown in FIGS. 14 and 15. First, FIG. 14 shows a switching operation (ON: conduction and OFF: disconnection operation) of the switching element Q103 according to a load change, and a current I1 flowing through the inductor Lpc of the choke coil PCC. FIG. 14A shows the operation at a light load, FIG. 14B shows the operation at an intermediate load, and FIG. 14C shows the operation at a heavy load. As can be seen by comparing FIG. 14A, FIG. 14B, and FIG. 14C, the switching element Q103 is turned on as the switching period becomes constant and the load becomes heavy. The period gets longer. In this way, by adjusting the current I1 flowing into the smoothing capacitor Ci through the inductor Lpc according to the load condition, the rectified smoothing voltage Ei is stabilized against the voltage fluctuation of the AC input voltage VAC and the load fluctuation. It is done. For example, the value of the rectified and smoothed voltage Ei is made constant at 380 V with respect to the range of the AC input voltage VAC from 85 V to 264 V. The rectified and smoothed voltage Ei is a voltage across the smoothing capacitor Ci, and is a DC input voltage for the subsequent current resonance type converter.
又、図15に、交流入力電流IAC及び整流平滑電圧Eiの波形を、交流入力電圧VACとの対比により示す。なお、この図においては、交流入力電圧VACの値が100V時の実験結果を示している。この図に示されるように、交流入力電圧VACの波形と交流入力電流IACの波形とは時間の経過に対してほぼ相似形の波形となっている。つまり、力率の改善が図られている。又、このような力率の改善と共に、整流平滑電圧Eiは、380Vの平均値で安定化されることが示されている。又、図示するように、380Vに対して10Vp−pのリップル変動を有している。   FIG. 15 shows the waveforms of the AC input current IAC and the rectified and smoothed voltage Ei by comparison with the AC input voltage VAC. In this figure, experimental results when the value of the AC input voltage VAC is 100 V are shown. As shown in this figure, the waveform of the AC input voltage VAC and the waveform of the AC input current IAC are substantially similar to the passage of time. That is, the power factor is improved. Further, it is shown that the rectified and smoothed voltage Ei is stabilized at an average value of 380 V along with the improvement of the power factor. Further, as shown in the figure, it has a ripple fluctuation of 10 Vp-p with respect to 380 V.
再び図13に戻って、アクティブフィルタの後段の電流共振形コンバータについて説明する。電流共振形コンバータは、整流平滑電圧Eiを入力して電力変換のためのスイッチング動作を行うもので、スイッチング素子Q101、Q102によるハーフブリッジ接続したスイッチング回路を備える電流共振形コンバータを形成している。この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、スイッチング素子Q101、スイッチング素子Q102には、MOS−FETが用いられている。これらのMOS−FETには、それぞれ並列にボディダイオードDD101、ボディダイオードDD102が接続されている。スイッチング素子Q101、スイッチング素子Q102は、発振・ドライブ回路102によって、交互にオン/オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動される。又、発振・ドライブ回路2は、制御回路1からの信号で制御され、制御回路1は、二次側直流出力電圧Eoのレベルに応じて、スイッチング周波数を可変制御するように動作し、これにより、二次側直流出力電圧Eoの安定化を図るようにされる。   Returning to FIG. 13 again, the current resonance converter at the latter stage of the active filter will be described. The current resonance type converter performs a switching operation for power conversion by inputting the rectified and smoothed voltage Ei, and forms a current resonance type converter including a switching circuit connected in a half bridge by the switching elements Q101 and Q102. The current resonance type converter in this case is a separately excited type, and MOS-FETs are used for the switching elements Q101 and Q102. A body diode DD101 and a body diode DD102 are connected in parallel to these MOS-FETs. The switching element Q101 and the switching element Q102 are switched and driven at a required switching frequency by the oscillation / drive circuit 102 at the timing when they are alternately turned on / off. The oscillation / drive circuit 2 is controlled by a signal from the control circuit 1, and the control circuit 1 operates so as to variably control the switching frequency according to the level of the secondary side DC output voltage Eo. The secondary side DC output voltage Eo is stabilized.
コンバータトランスPITは、スイッチング素子Q101、スイッチング素子Q102のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。コンバータトランスPITの一次巻線N1の一方の端部は、スイッチング素子Q101、スイッチング素子Q102の接続点(スイッチング出力点)に一次側直列共振コンデンサC101を介して接続され、一次巻線N1の他方の端部は接地される。ここで、一次側直列共振コンデンサC101と一次側の漏れインダクタンスL1とによって直列共振回路を形成する。この直列共振回路は、スイッチング素子Q101、スイッチング素子Q102によって、スイッチング出力が供給されることで共振動作を生じる。   Converter transformer PIT is provided to transmit the switching outputs of switching element Q101 and switching element Q102 from the primary side to the secondary side. One end of the primary winding N1 of the converter transformer PIT is connected to the connection point (switching output point) of the switching element Q101 and the switching element Q102 via the primary side series resonant capacitor C101, and the other end of the primary winding N1 The end is grounded. Here, a series resonance circuit is formed by the primary side series resonance capacitor C101 and the primary side leakage inductance L1. This series resonance circuit generates a resonance operation when a switching output is supplied by the switching element Q101 and the switching element Q102.
コンバータトランスPITの二次側には二次巻線N2が巻装される。この場合の二次巻線N2は、図示するようにしてセンタータップを施した二次巻線部N2Aと二次巻線部N2Bとを有し、このセンタータップを二次側アースに接続した上で、二次巻線部N2Aと二次巻線部N2Bの各々を整流ダイオードDo1、整流ダイオードDo2の各々のアノードに接続し、整流ダイオードDo1、整流ダイオードDo2の各々のカソードを平滑コンデンサCoに接続することで両波整流回路を形成している。これにより、平滑コンデンサCoの両端電圧として二次側直流出力電圧Eoが得られる。この二次側直流出力電圧Eoは、図示しない負荷側に供給されるとともに、上述した制御回路1に入力される。   A secondary winding N2 is wound around the secondary side of the converter transformer PIT. The secondary winding N2 in this case has a secondary winding portion N2A and a secondary winding portion N2B that are center-tapped as shown in the figure, and the center tap is connected to the secondary side ground. Thus, the secondary winding portion N2A and the secondary winding portion N2B are connected to the anodes of the rectifier diode Do1 and the rectifier diode Do2, respectively, and the cathodes of the rectifier diode Do1 and the rectifier diode Do2 are connected to the smoothing capacitor Co. By doing so, a double-wave rectifier circuit is formed. Thereby, the secondary side DC output voltage Eo is obtained as the voltage across the smoothing capacitor Co. The secondary side DC output voltage Eo is supplied to a load side (not shown) and is input to the control circuit 1 described above.
図16は、負荷変動に対するAC電力からDC電力への電力変換効率ηAC→DC(総合効率)、力率PF、及び整流平滑電圧Eiの各特性を示している。この図では、交流入力電圧VACの値が100Vにおける負荷電力Poの値が300Wから0Wの変動に対する特性が示されている。又、図17は、交流入力電圧VACの変動に対する電力変換効率ηAC→DC(総合効率)、力率PF、及び整流平滑電圧Eiの各特性を示している。この図では、負荷電力Poの値が300Wで一定の負荷条件の下での、交流入力電圧VACの値が85Vから264Vの変動に対する特性が示される。   FIG. 16 shows the characteristics of power conversion efficiency ηAC → DC (overall efficiency) from AC power to DC power with respect to load fluctuations, power factor PF, and rectified smoothing voltage Ei. In this figure, the characteristic with respect to the fluctuation | variation with the value of the load electric power Po when the value of AC input voltage VAC is 100V from 300W to 0W is shown. FIG. 17 shows characteristics of power conversion efficiency ηAC → DC (total efficiency), power factor PF, and rectified smoothing voltage Ei with respect to fluctuations in the AC input voltage VAC. This figure shows characteristics with respect to fluctuations in the value of the AC input voltage VAC from 85V to 264V under a constant load condition with a load power Po value of 300W.
先ず、電力変換効率(総合効率)は、図16に示すようにして、負荷電力Poが重負荷の条件となるのにしたがって低下していく。又、交流入力電圧VACの変動に対しては、同じ負荷条件の下では、図17に示されるように、交流入力電圧VACのレベルが高くなっていくのに応じて高くなっていく傾向となっている。例えば、負荷電力Poが300Wの負荷条件で、交流入力電圧VACが100V時には、電力変換効率(総合効率)は、83.0%程度となり、交流入力電圧VACが230V時には電力変換効率(総合効率)は、89.0%程度となり、さらに、交流入力電圧VACが85V時には電力変換効率(総合効率)は、80.0%程度となる結果が得られている。   First, as shown in FIG. 16, the power conversion efficiency (total efficiency) decreases as the load power Po becomes a heavy load condition. Further, with respect to fluctuations in the AC input voltage VAC, under the same load condition, as shown in FIG. 17, the AC input voltage VAC tends to increase as the level increases. ing. For example, when the load power Po is 300 W and the AC input voltage VAC is 100 V, the power conversion efficiency (total efficiency) is about 83.0%, and when the AC input voltage VAC is 230 V, the power conversion efficiency (total efficiency). Is about 89.0%, and when the AC input voltage VAC is 85V, the power conversion efficiency (total efficiency) is about 80.0%.
又、力率PFについては、図16に示すように、負荷電力Poの変動に対してほぼ一定となる特性が得られている。又、交流入力電圧VACの変動に対する力率PFの変動特性も、図17に示すように、交流入力電圧VACの上昇に応じて低下する傾向ではあるものの、ほぼ一定とみてよい特性となっていることが分かる。例えば、負荷電力Poが300Wの負荷条件で、交流入力電圧VACが100V時には力率PFの値は、0.96程度、交流入力電圧VACが230V時には力率PFの値は、0.94程度が得られる。   Further, as shown in FIG. 16, the power factor PF has a characteristic that is substantially constant with respect to the fluctuation of the load power Po. Further, as shown in FIG. 17, the fluctuation characteristic of the power factor PF with respect to the fluctuation of the AC input voltage VAC is a characteristic that can be regarded as almost constant although it tends to decrease as the AC input voltage VAC increases. I understand that. For example, when the load power Po is 300 W and the AC input voltage VAC is 100 V, the power factor PF is about 0.96, and when the AC input voltage VAC is 230 V, the power factor PF is about 0.94. can get.
又、整流平滑電圧Eiについては、図16、図17に示されるように、負荷電力Po、交流入力電圧VACの変動に対してほぼ一定となる結果が得られている。
特開平6−327246号公報
Further, as shown in FIGS. 16 and 17, the rectified and smoothed voltage Ei has a result that is almost constant with respect to fluctuations in the load power Po and the AC input voltage VAC.
JP-A-6-327246
これまでの説明から分かるように、図13に示した電源回路は、従来から知られている図11に示したアクティブフィルタを実装して構成され、このような構成を採ることによって、力率改善を図っている。   As can be understood from the above description, the power supply circuit shown in FIG. 13 is configured by mounting the conventionally known active filter shown in FIG. 11, and by adopting such a configuration, the power factor is improved. I am trying.
しかしながら、図13に示した構成による電源回路では、次のような問題を有している。先ず、図13に示す電源回路における電力変換効率としては、前段のアクティブフィルタに対応するAC電力からDC電力への変換効率と、後段の電流共振形コンバータのDC電力からDC電力への変換効率とを総合したものとなる。つまり、図13に示される回路の総合的な電力変換効率(総合効率)としては、これらの電力変換効率の値を乗算した値となるものであり、各々1以下となる数の積であるので、総合効率は低下してしまう。   However, the power supply circuit having the configuration shown in FIG. 13 has the following problems. First, as the power conversion efficiency in the power supply circuit shown in FIG. 13, the conversion efficiency from the AC power corresponding to the active filter at the front stage to the DC power, and the conversion efficiency from the DC power to the DC power of the current resonance type converter at the rear stage are as follows. Will be a synthesis of That is, the total power conversion efficiency (total efficiency) of the circuit shown in FIG. 13 is a value obtained by multiplying these power conversion efficiency values, and is a product of numbers that are each 1 or less. Overall efficiency will decrease.
又、アクティブフィルタ回路はハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生が大きいため、厳重なノイズ抑制対策が必要となる。このため、図13に示した回路では、商用の交流電源ACのラインに対して、2個のラインフィルタトランスと、3個のアクロスコンデンサによるノイズフィルタを形成している。又、整流出力ラインに対しては、1個のインダクタLNと、2個のフィルタコンデンサCNから成るノーマルモードノイズフィルタを設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードD20に対しては、RCスナバ回路を設けている。このようにして、多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップ及び電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。   In addition, since the active filter circuit is a hard switching operation, noise is greatly generated, and therefore, strict noise suppression measures are required. For this reason, in the circuit shown in FIG. 13, a noise filter including two line filter transformers and three across capacitors is formed for a commercial AC power supply AC line. In addition, a normal mode noise filter including one inductor LN and two filter capacitors CN is provided for the rectified output line. Furthermore, an RC snubber circuit is provided for the fast recovery type fast switching diode D20 for rectification. In this way, it is necessary to take measures against noise due to the large number of parts, resulting in an increase in cost and an increase in the mounting area of the power circuit board.
さらに、汎用ICとしての力率・出力電圧制御用IC120によって動作するスイッチング素子Q103のスイッチング周波数は60kHzで固定であるのに対して、後段の電流共振形コンバータのスイッチング周波数は80kHz〜200kHzの範囲で可変する。このようにして両者のスイッチングタイミング(クロック)は別個独立であるので、各々のクロックを基準に働く両者のスイッチング動作により、アース電位は干渉しあって不安定になり、例えば異常発振が生じやすくなる。これにより、例えば回路設計が難しいものとなったり、信頼性を劣化させたりするなどの問題も招くことになる。   Further, the switching frequency of the switching element Q103 operated by the power factor / output voltage control IC 120 as a general-purpose IC is fixed at 60 kHz, whereas the switching frequency of the subsequent current resonance type converter is in the range of 80 kHz to 200 kHz. Variable. Since the switching timings (clocks) of the two are thus independent of each other, the ground potential interferes and becomes unstable due to the switching operation of the two based on the respective clocks. For example, abnormal oscillation is likely to occur. . As a result, problems such as difficulty in circuit design and deterioration of reliability are also caused.
又、さらに、交流入力電圧の範囲を広くする場合には、スイッチング素子の耐圧が高くなり、素子の選定が困難となる場合も生じた。   Furthermore, when the range of the AC input voltage is widened, the breakdown voltage of the switching element is increased, and it may be difficult to select the element.
本発明のスイッチング電源回路は、交流電源からの入力交流電力を入力して整流する一次側整流素子と平滑コンデンサとを具備して形成され、直流電力を生成する一次側整流平滑回路と、上記平滑コンデンサに一端が接続されるチョークコイルと、上記チョークコイルの他端に一次巻線の一端が接続される漏れインダクタンスを有するコンバータトランスと、上記一次巻線の一端に接続されるスイッチング素子と、上記一次巻線の他端に接続され、上記チョークコイルの有するインダクタンス及び上記漏れインダクタンスと一次側直列共振コンデンサとによって形成される一次側直列共振回路と、上記一次巻線の他端に接続され、上記チョークコイルの有するインダクタンス及び上記漏れインダクタンスと一次側並列共振コンデンサとによって形成される一次側並列共振回路と、上記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、上記コンバータトランス二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号を上記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、
力率改善回路と、を備え、上記力率改善回路は、一次側整流素子の出力側の一端と上記スイッチング素子との間に接続される力率改善用ダイオード及び力率改善用インダクタの直列接続回路と、補助スイッチング素子と、を有する昇圧コンバータと、上記チョークコイルと並列に接続されたクランプ用コンデンサと補助スイッチング素子の直列接続回路とを有するアクティブクランプ回路と、
を有し、上記スイッチング素子がオフのときに、上記補助スイッチング素子がオンとされることを特徴とするスイッチング電源回路と、を備える。
The switching power supply circuit according to the present invention includes a primary side rectifying element that receives and rectifies input AC power from an AC power source and a smoothing capacitor, and generates a DC power, and the smoothing circuit described above. A choke coil having one end connected to the capacitor; a converter transformer having a leakage inductance in which one end of the primary winding is connected to the other end of the choke coil; a switching element connected to one end of the primary winding; Connected to the other end of the primary winding, connected to the primary side series resonance circuit formed by the inductance of the choke coil and the leakage inductance and the primary side series resonance capacitor, and to the other end of the primary winding, The inductance of the choke coil, the leakage inductance and the primary parallel resonant capacitor Secondary side DC output output by the formed primary side parallel resonance circuit, the oscillation / drive circuit for driving the switching element on / off, and the secondary side rectifier circuit connected to the converter transformer secondary winding A control circuit that supplies a control signal for setting the voltage value to a predetermined value to the oscillation / drive circuit;
A power factor improving circuit, wherein the power factor improving circuit is connected in series with a power factor improving diode and a power factor improving inductor connected between one end of the output side of the primary side rectifying element and the switching element. A boost converter having a circuit, an auxiliary switching element, an active clamp circuit having a clamping capacitor connected in parallel with the choke coil, and a series connection circuit of the auxiliary switching elements;
A switching power supply circuit, wherein the auxiliary switching element is turned on when the switching element is off.
このスイッチング電源回路は、一次側を電流共振形及び電圧共振形のコンバータとしたスイッチングコンバータとしての基本構成を採る。そのうえで、力率改善を図るのにあたっては、一次側整流素子の出力側の一端とスイッチング素子との間に接続される力率改善用ダイオード及び力率改善用インダクタの直列接続回路と、補助スイッチング素子と、を有する昇圧コンバータと、チョークコイルと並列に接続されたクランプ用コンデンサと補助スイッチング素子の直列接続回路とを有するアクティブクランプ回路と、を有する。そして、スイッチング素子がオフのときに、補助スイッチング素子がオンとされるものとしている。   This switching power supply circuit has a basic configuration as a switching converter in which the primary side is a current resonance type and voltage resonance type converter. In addition, in order to improve the power factor, a series connection circuit of a power factor improving diode and a power factor improving inductor connected between one end on the output side of the primary side rectifying element and the switching element, and an auxiliary switching element And an active clamp circuit including a clamp capacitor connected in parallel with the choke coil and a series connection circuit of auxiliary switching elements. The auxiliary switching element is turned on when the switching element is off.
これにより、例えば力率改善回路を備える電源回路を構成するのにあたっては、スイッチングコンバータへの直流入力電圧の安定化を図るアクティブフィルタを備える必要は無いこととなる。   Thus, for example, when configuring a power supply circuit including a power factor correction circuit, it is not necessary to include an active filter for stabilizing the DC input voltage to the switching converter.
本発明のスイッチング電源回路によれば、アクティブフィルタを省略して力率改善機能を備えることができる。アクティブフィルタが省略されることで、スイッチング電源回路の電力変換効率特性が向上する。そして、放熱板などの省略、縮小ができる。又、アクティブフィルタを備える構成と比較すると部品点数も大幅に削減されることとなり、回路の小型軽量化、及び低コスト化が図られる。又、アクティブフィルタはハードスイッチング動作であるのに対して、本発明のスイッチングコンバータは、共振形コンバータを基としていることで、ソフトスイッチング動作となる。これによっては、スイッチングノイズが大幅に低減されるから、ノイズフィルタの小型軽量化及び低コスト化に寄与することになる。さらに、異なる周波数の複数クロックが存在することはないために、複数のクロック周波数による相互干渉の問題も発生せず、信頼性も向上し、又、回路基板のパターン設計なども容易となる。さらに、スイッチング素子の耐圧も低いものとできる。   According to the switching power supply circuit of the present invention, it is possible to omit the active filter and to have a power factor improving function. By omitting the active filter, the power conversion efficiency characteristic of the switching power supply circuit is improved. Then, the heat sink and the like can be omitted and reduced. In addition, the number of parts is greatly reduced as compared with a configuration including an active filter, so that the circuit can be reduced in size and weight and cost can be reduced. Further, the active filter has a hard switching operation, whereas the switching converter of the present invention has a soft switching operation because it is based on a resonant converter. As a result, the switching noise is greatly reduced, which contributes to the reduction in size and weight and cost of the noise filter. Further, since there are no plural clocks having different frequencies, the problem of mutual interference due to plural clock frequencies does not occur, the reliability is improved, and the pattern design of the circuit board is facilitated. Furthermore, the breakdown voltage of the switching element can be low.
本発明を実施するための最良の形態(以下、実施の形態という)について説明するのに先立ち、まず、E級共振形によりスイッチング動作するスイッチングコンバータ(以下、E級スイッチングコンバータともいう)の基本構成について、図9及び図10を参照して説明しておく。   Prior to describing the best mode for carrying out the present invention (hereinafter referred to as an embodiment), first, a basic configuration of a switching converter (hereinafter also referred to as a class E switching converter) that performs switching operation by a class E resonance type is described. Will be described with reference to FIGS. 9 and 10. FIG.
図9は、E級スイッチングコンバータとしての基本構成を示している。この図に示すE級スイッチングコンバータは、E級共振形で動作するDC−ACインバータとしての構成を採る。   FIG. 9 shows a basic configuration as a class E switching converter. The class E switching converter shown in this figure employs a configuration as a DC-AC inverter that operates in a class E resonance type.
この図に示すE級スイッチングコンバータは、スイッチング素子Q1を備える。この場合のスイッチング素子Q1は、例えば、MOS−FETである。このMOS−FETとしてのスイッチング素子Q1には、ボディダイオードDDが、ドレイン−ソース間に対して並列接続されるようにして形成される。又、同じくスイッチング素子Q1のドレイン−ソース間に対しては、一次側並列共振コンデンサCrが並列に接続される。   The class E switching converter shown in this figure includes a switching element Q1. The switching element Q1 in this case is, for example, a MOS-FET. In the switching element Q1 as the MOS-FET, a body diode DD is formed so as to be connected in parallel between the drain and the source. Similarly, a primary side parallel resonant capacitor Cr is connected in parallel between the drain and source of the switching element Q1.
スイッチング素子Q1のドレインは、チョークコイルL10の直列接続を介して、直流入力電圧Einの正極と接続される。スイッチング素子Q1のソースは、直流入力電圧Einの負極と接続される。又、スイッチング素子Q1のドレインに対しては、チョークコイルL11の一端が接続され、他端には直列共振コンデンサC11が直列に接続される。直列共振コンデンサC11と直流入力電圧Einの負極との間には、負荷となるインピーダンスZが挿入される。ここでのインピーダンスZは、二次側の負荷を一次側に換算したものである。   The drain of the switching element Q1 is connected to the positive electrode of the DC input voltage Ein through a series connection of the choke coil L10. The source of the switching element Q1 is connected to the negative electrode of the DC input voltage Ein. Further, one end of the choke coil L11 is connected to the drain of the switching element Q1, and a series resonant capacitor C11 is connected in series to the other end. An impedance Z serving as a load is inserted between the series resonant capacitor C11 and the negative electrode of the DC input voltage Ein. The impedance Z here is obtained by converting the load on the secondary side to the primary side.
このような構成のE級スイッチングコンバータは、チョークコイルL10のインダクタンスと一次側並列共振コンデンサCrの容量(キャパシタンス)とにより形成される並列共振回路と、チョークコイルL11のインダクタンスと直列共振コンデンサC11の容量とにより形成される直列共振回路とを備える複合共振形コンバータの一形態であるとみることができる。又、スイッチング素子を1つのみ備えて形成される点では、シングルエンド方式の電圧共振形コンバータと同じであるといえる。   The class E switching converter having such a configuration includes a parallel resonance circuit formed by the inductance of the choke coil L10 and the capacitance (capacitance) of the primary side parallel resonance capacitor Cr, the inductance of the choke coil L11, and the capacitance of the series resonance capacitor C11. It can be considered that this is a form of a composite resonance type converter including a series resonance circuit formed by Moreover, it can be said that it is the same as the single-ended voltage resonance converter in that it is formed with only one switching element.
図10は、図9に示した構成のE級スイッチングコンバータについての要部の動作を示している。   FIG. 10 shows the operation of the main part of the class E switching converter having the configuration shown in FIG.
スイッチング電圧V1は、スイッチング素子Q1の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Q1がオンとなる期間TONにおいて0レベルで、オフとなる期間TOFFにおいて正弦波状のパルスとなる波形である。このスイッチングパルス波形は、上記並列共振回路の共振動作(電圧共振動作)により得られる。   The switching voltage V1 is a voltage obtained at both ends of the switching element Q1, and has a waveform that is a 0 level in a period TON in which the switching element Q1 is on and becomes a sinusoidal pulse in a period TOFF in which the switching element Q1 is off. This switching pulse waveform is obtained by the resonance operation (voltage resonance operation) of the parallel resonance circuit.
スイッチング電流IQ1は、スイッチング素子Q1(及びボディダイオードDD)に流れる電流であり、期間TOFFでは0レベルで、期間TONにおいては、先ず開始時点から一定期間において、ボディダイオードDDを流れることで負極性となり、この後に反転して正極性となって、スイッチング素子Q1のドレインからソースに流れる。   The switching current IQ1 is a current that flows through the switching element Q1 (and the body diode DD). The switching current IQ1 is 0 level in the period TOFF, and in the period TON, first, it flows negatively by flowing through the body diode DD for a certain period from the start time. Thereafter, it is inverted to become positive polarity, and flows from the drain to the source of the switching element Q1.
又、E級スイッチングコンバータの出力として、上記直列共振回路に流れるとされる電流I2は、スイッチング素子Q1(及びボディダイオードDD)に流れるスイッチング電流IQ1と、一次側並列共振コンデンサCrに流れる電流とを合成したものとなり、正弦波成分を含む波形となる。   Also, the current I2 that flows through the series resonant circuit as the output of the class E switching converter is the switching current IQ1 that flows through the switching element Q1 (and the body diode DD) and the current that flows through the primary side parallel resonant capacitor Cr. It becomes a composite and becomes a waveform including a sine wave component.
又、上記スイッチング電流IQ1とスイッチング電圧V1との関係によっては、スイッチング素子Q1のターンオフタイミングにおいてZVS動作が得られており、ターンオンタイミングにおいてZVS及びZCS動作が得られていることも示される。   Further, depending on the relationship between the switching current IQ1 and the switching voltage V1, it is also shown that the ZVS operation is obtained at the turn-off timing of the switching element Q1, and the ZVS and ZCS operations are obtained at the turn-on timing.
又、直流入力電圧Einの正極端子からチョークコイルL10を流れるようにしてE級スイッチングコンバータに流入する電流I1は、チョークコイルL10,L11のインダクタンスについて、L10>L11の関係を設定していることで、図示するようにして所定の平均レベルをとる脈流波形となる。このような脈流波形は、近似的な直流としてみることができる。   In addition, the current I1 flowing into the class E switching converter from the positive terminal of the DC input voltage Ein through the choke coil L10 sets the relationship of L10> L11 for the inductances of the choke coils L10 and L11. As shown in the figure, a pulsating flow waveform having a predetermined average level is obtained. Such a pulsating waveform can be viewed as an approximate direct current.
(実施形態)
本実施の形態としては、上述したE級スイッチングコンバータの基本構成に基づく変形E級スイッチングコンバータを電源回路に適用する。図1の回路図に示す、実施形態のスイッチング電源回路は、所謂、E級スイッチングコンバータを電源回路に適用して、E級スイッチング動作の多重共振コンバータを構成するとともに、力率改善回路を具備するものである。
(Embodiment)
In this embodiment, a modified class E switching converter based on the basic configuration of the class E switching converter described above is applied to a power supply circuit. The switching power supply circuit according to the embodiment shown in the circuit diagram of FIG. 1 applies a so-called class E switching converter to a power supply circuit to form a multiple resonance converter for class E switching operation, and includes a power factor correction circuit. Is.
この、力率改善回路としては、クランプ用コンデンサC3と補助スイッチング素子Q2とを有するアクティブクランプ回路と、フィルタコンデンサCN、力率改善用ダイオードD1、力率改善用インダクタLo、とを有している。このような接続によって、直流電圧Eiとクランプ用コンデンサC3の両端の電圧の和を出力する、力率改善用インダクタLoを昇圧インダクタ、補助スイッチング素子Q2を整流素子とし、スイッチング素子Q1を多重共振コンバータのスイッチング素子として共用する昇圧コンバータとして機能する。このようにして、スイッチング素子Q1がオフのときに発生するパルス電圧を、アクティブクランプ回路を介して平滑コンデンサCiに印加して平滑コンデンサCiを充電する。   The power factor improving circuit includes an active clamp circuit having a clamping capacitor C3 and an auxiliary switching element Q2, a filter capacitor CN, a power factor improving diode D1, and a power factor improving inductor Lo. . With this connection, the sum of the DC voltage Ei and the voltage across the clamping capacitor C3 is output. The power factor improving inductor Lo is a boosting inductor, the auxiliary switching element Q2 is a rectifying element, and the switching element Q1 is a multiple resonance converter. It functions as a boost converter shared as a switching element. Thus, the smoothing capacitor Ci is charged by applying the pulse voltage generated when the switching element Q1 is OFF to the smoothing capacitor Ci through the active clamp circuit.
また、クランプ用コンデンサC3と補助スイッチング素子Q2とを有するアクティブクランプ回路は、多重共振コンバータを構成するスイッチング素子Q1がオフのときに発生する電圧をクランプし、スイッチング素子Q1に印加される電圧を抑制する。   In addition, the active clamp circuit having the clamp capacitor C3 and the auxiliary switching element Q2 clamps the voltage generated when the switching element Q1 constituting the multiple resonance converter is off, and suppresses the voltage applied to the switching element Q1. To do.
図1に示す実施形態のスイッチング電源回路について、商用の交流電源AC側から、順に全体の構成を説明する。商用の交流電源ACの2相の入力ラインは、コモンモードチョークコイルCMCと2個のアクロスコンデンサCLとからなるコモンモードノイズフィルタを介して整流素子の一種である一次側整流素子Diに接続される。ここで、コモンモードノイズフィルタは、商用の交流電源ACのラインとスイッチング電源回路の二次側との間に発生するコモンモードノイズを除去する機能を有している。   The entire configuration of the switching power supply circuit of the embodiment shown in FIG. 1 will be described in order from the commercial AC power supply AC side. A two-phase input line of a commercial AC power supply AC is connected to a primary side rectifier element Di, which is a kind of rectifier element, through a common mode noise filter including a common mode choke coil CMC and two across capacitors CL. . Here, the common mode noise filter has a function of removing common mode noise generated between the line of the commercial AC power supply AC and the secondary side of the switching power supply circuit.
交流電力は、4本の低速型の整流素子(ダイオード)をブリッジ接続して形成した一次側整流素子Diにより整流され、脈流電力を発生させ、その脈流電力は、スイッチング速度の速い力率改善用ダイオードD1、力率改善用インダクタLo及びチョークコイルPCCを介して平滑コンデンサCiに充電される。これにより平滑コンデンサCiの両端電圧として整流平滑電圧Eiが得られる。すなわち、一次側整流素子Diと平滑コンデンサCiとで、整流平滑回路を構成する。   The AC power is rectified by a primary side rectifying element Di formed by bridge-connecting four low-speed rectifying elements (diodes) to generate pulsating power, and the pulsating power is a power factor with a fast switching speed. The smoothing capacitor Ci is charged through the improvement diode D1, the power factor improvement inductor Lo, and the choke coil PCC. As a result, the rectified and smoothed voltage Ei is obtained as the voltage across the smoothing capacitor Ci. That is, the primary side rectifying element Di and the smoothing capacitor Ci constitute a rectifying / smoothing circuit.
ここにおいて、力率改善用ダイオードD1、力率改善用インダクタLoは後述する力率改善回路の一部を構成する。力率改善用ダイオードD1、力率改善用インダクタLo、の作用については、力率改善回路の全体の作用とともに後述する。   Here, the power factor improving diode D1 and the power factor improving inductor Lo constitute a part of a power factor improving circuit described later. The operations of the power factor improving diode D1 and the power factor improving inductor Lo will be described later together with the entire operation of the power factor improving circuit.
ここで、整流平滑電圧Eiは、交流入力電圧VACの等倍に対応したレベルとなる。この整流平滑電圧Eiが、後段のE級スイッチングコンバータのための直流入力電圧となる。   Here, the rectified and smoothed voltage Ei is at a level corresponding to an equal magnification of the AC input voltage VAC. This rectified and smoothed voltage Ei becomes a DC input voltage for the subsequent class E switching converter.
E級スイッチングコンバータは、共振回路として見た場合には、チョークコイルPCC、コンバータトランスPIT、一次側直列共振コンデンサC2、一次側並列共振コンデンサCr及びスイッチング素子Q1を主要部として形成される。   When viewed as a resonance circuit, the class E switching converter is formed with a choke coil PCC, a converter transformer PIT, a primary side series resonance capacitor C2, a primary side parallel resonance capacitor Cr, and a switching element Q1 as main parts.
チョークコイルPCCの一方の端子(一端)が平滑コンデンサCiの一端に接続され、チョークコイルPCCの他端が一次巻線N1の一端に接続され、このチョークコイルPCCの他端と一次巻線N1の一端との接続点が、スイッチング素子Q1の一端に接続される。また、スイッチング素子Q1の他端と一次巻線N1の他端との間に一次側直列共振コンデンサC2が接続され、スイッチング素子Q1に並列に一次側並列共振コンデンサCrが接続され、平滑コンデンサCiの他端とスイッチング素子Q1の他端とが接続されている。このような構成によって、一次側直列共振回路と一次側並列共振回路とが形成される。   One terminal (one end) of the choke coil PCC is connected to one end of the smoothing capacitor Ci, the other end of the choke coil PCC is connected to one end of the primary winding N1, and the other end of the choke coil PCC and the primary winding N1 A connection point with one end is connected to one end of the switching element Q1. A primary side series resonant capacitor C2 is connected between the other end of the switching element Q1 and the other end of the primary winding N1, a primary side parallel resonant capacitor Cr is connected in parallel to the switching element Q1, and the smoothing capacitor Ci The other end and the other end of the switching element Q1 are connected. With such a configuration, a primary side series resonant circuit and a primary side parallel resonant circuit are formed.
また、一次側整流素子Diの出力側の一端と力率改善用ダイオードD1及び力率改善用インダクタLoの直列接続回路の一端が接続され、力率改善用ダイオードD1及び力率改善用インダクタLoの直列接続回路の他端がスイッチング素子Q1の一端と一次側並列共振コンデンサCrと一次巻線N1の一端とに接続され、チョークコイルPCCと並列にクランプ用コンデンサC3と補助スイッチング素子Q2の直列接続回路が接続され、平滑コンデンサCiの一端と一次側整流素子Diの出力側の一端との間にフィルムコンデンサCNが接続されて、力率改善回路が形成される。   Also, one end of the output side of the primary side rectifying element Di and one end of a series connection circuit of the power factor improving diode D1 and the power factor improving inductor Lo are connected, and the power factor improving diode D1 and the power factor improving inductor Lo are connected. The other end of the series connection circuit is connected to one end of the switching element Q1, the primary side parallel resonant capacitor Cr, and one end of the primary winding N1, and the series connection circuit of the clamping capacitor C3 and the auxiliary switching element Q2 in parallel with the choke coil PCC. Are connected, and a film capacitor CN is connected between one end of the smoothing capacitor Ci and one end on the output side of the primary side rectifying element Di, thereby forming a power factor correction circuit.
また、チョークコイルPCCと並列に接続されたクランプ用コンデンサC3と補助スイッチング素子Q2の直列接続回路はスイッチング素子Q1に発生する電圧をクランプするアクティブクランプ回路を形成する。   The series connection circuit of the clamping capacitor C3 and the auxiliary switching element Q2 connected in parallel with the choke coil PCC forms an active clamp circuit that clamps the voltage generated in the switching element Q1.
ここで、一次側直列共振回路の共振周波数は主として、チョークコイルPCCのインダクタンスL3、コンバータトランスPITの一次巻線N1に発生する漏れインダクタンスL1、一次側直列共振コンデンサC2の容量によって主として支配を受け、また、一次側並列共振回路の共振周波数は主としてインダクタンスL3、漏れインダクタンスL1、一次側直列共振コンデンサC2の容量によって主として支配を受ける。なお、共振周波数が「支配を受ける」とは、主としてこれらの要素によって共振周波数が定まることを言うものである。   Here, the resonance frequency of the primary side series resonance circuit is mainly dominated by the inductance L3 of the choke coil PCC, the leakage inductance L1 generated in the primary winding N1 of the converter transformer PIT, and the capacitance of the primary side series resonance capacitor C2. Further, the resonance frequency of the primary side parallel resonance circuit is mainly governed mainly by the capacitance of the inductance L3, the leakage inductance L1, and the primary side series resonance capacitor C2. In addition, the resonance frequency being “dominated” means that the resonance frequency is mainly determined by these elements.
また、コンバータトランスの二次巻線N2が二次側直列共振コンデンサC4と接続され、二次側の漏れインダクタンスL2と二次側直列共振コンデンサC4の容量とによって主として共振周波数が支配を受ける二次側直列共振回路を形成する。そして、二次側直列共振回路から二次側整流回路(整流ダイオードDo1ないし整流ダイオードDo4で構成されるブリッジ整流回路と平滑コンデンサCoで形成される)によって出力される二次側直流出力電圧Eoの値を所定の値とするような制御信号を発振・ドライブ回路2に供給する制御回路1を備えている。   Further, the secondary winding N2 of the converter transformer is connected to the secondary side series resonance capacitor C4, and the secondary whose resonance frequency is mainly controlled by the secondary side leakage inductance L2 and the capacitance of the secondary side series resonance capacitor C4. A side series resonant circuit is formed. Then, the secondary side DC output voltage Eo output from the secondary side series resonance circuit by the secondary side rectifier circuit (formed by the bridge rectifier circuit including the rectifier diode Do1 to the rectifier diode Do4 and the smoothing capacitor Co). A control circuit 1 is provided for supplying a control signal with a predetermined value to the oscillation / drive circuit 2.
すなわち、上述したように、実施形態では、一次側が変形のE級スイッチング動作の電圧電流共振コンバータであり、二次側が電流共振回路を有する多重共振コンバータによって電力電送を行う。又、E級スイッチング動作の電圧電流共振コンバータに流れる一次側の共振電流を平滑コンデンサCiに流して力率を改善する力率改善回路を備える。   That is, as described above, in the embodiment, the primary side is a voltage-current resonance converter with a modified class E switching operation, and the secondary side performs power transmission by a multiple resonance converter having a current resonance circuit. In addition, a power factor improvement circuit is provided for improving the power factor by causing the primary-side resonance current flowing in the voltage-current resonance converter of class E switching operation to flow through the smoothing capacitor Ci.
以下に、図1に示す実施形態のスイッチング電源回路の細部の構成についてより詳細に説明をする。   Hereinafter, the detailed configuration of the switching power supply circuit of the embodiment shown in FIG. 1 will be described in more detail.
まず、コンバータトランスPITの詳細について説明する。コンバータトランスPITは、一次側と二次側とを絶縁するとともに電圧の変換を行う機能を有するが、さらに、E級スイッチングコンバータを機能させるための共振回路の一部を構成するインダクタンスL1としても機能する。ここで、インダクタンスL1は、コンバータトランスPITによって形成される漏れインダクタンス成分である。図2に示すコンバータトランスPITの断面図に沿って、具体的な構造を説明する。   First, details of the converter transformer PIT will be described. The converter transformer PIT has a function of insulating the primary side and the secondary side and performing voltage conversion, and also functions as an inductance L1 that constitutes a part of a resonance circuit for causing the class E switching converter to function. To do. Here, the inductance L1 is a leakage inductance component formed by the converter transformer PIT. A specific structure will be described along the cross-sectional view of the converter transformer PIT shown in FIG.
コンバータトランスPITは、フェライト材によるE型コアCR1とE型コアCR2とを互いの磁脚が対向するように組み合わせたEE型コア(EE字形コア)を備える。そして、一次側と二次側の巻装部については、相互に独立するようにして分割し、例えば樹脂などによって形成されるボビンBが備えられる。そして、一次巻線N1及び二次巻線N2が巻装されたボビンBをEE字形コアに取り付けることで、一次巻線N1と制御巻線Ngとが同一の巻装領域に、二次巻線N2が異なる巻装領域に分離され、EE字形コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにしてコンバータトランスPIT全体としての構造が得られる。   The converter transformer PIT includes an EE type core (EE-shaped core) in which an E type core CR1 and an E type core CR2 made of a ferrite material are combined so that their magnetic legs face each other. The primary side and secondary side winding portions are divided so as to be independent from each other, and provided with a bobbin B formed of, for example, resin. Then, by attaching the bobbin B on which the primary winding N1 and the secondary winding N2 are wound to the EE-shaped core, the primary winding N1 and the control winding Ng are arranged in the same winding region. N2 is separated into different winding regions and is wound around the central magnetic leg of the EE-shaped core. In this way, the overall structure of the converter transformer PIT is obtained.
このEE字形コアの中央磁脚に対しては、1.6mmのギャップGを形成する。これによって、一次側と二次側との結合係数kの値としては、0.8以下を得ている。このようにして、大きなインダクタンス値の漏れインダクタンスL1を得るようにしている。なお、ギャップGは、E型コアCR1及びE型コアCR2の中央磁脚を、2本の外磁脚よりも短くすることで形成している。又、一次巻線N1の巻数は75T(ターン)、二次巻線N2の巻数は30T(ターン)、制御巻線Ngは1T(ターン)とし、コア材は、EER―35(コア材名称)とした。このときの、一次側の漏れインダクタンスL1の値は657μH(マイクロ・ヘンリ)、二次側の漏れインダクタンスL2の値は142μHであった。   A gap G of 1.6 mm is formed with respect to the central magnetic leg of the EE-shaped core. As a result, the value of the coupling coefficient k between the primary side and the secondary side is 0.8 or less. In this way, a leakage inductance L1 having a large inductance value is obtained. The gap G is formed by making the central magnetic legs of the E-type core CR1 and the E-type core CR2 shorter than the two outer magnetic legs. The number of turns of the primary winding N1 is 75T (turn), the number of turns of the secondary winding N2 is 30T (turn), the control winding Ng is 1T (turn), and the core material is EER-35 (core material name). It was. At this time, the value of the primary side leakage inductance L1 was 657 μH (micro Henry), and the value of the secondary side leakage inductance L2 was 142 μH.
コンバータトランスPITの二次側では、一次巻線N1により誘起された交番電圧に相似した電圧波形が二次巻線N2に発生する。この二次巻線N2に対しては、二次側直列共振コンデンサC4を直列に接続している。これにより、二次巻線N2側から見た漏れインダクタンスL2と二次側直列共振コンデンサC4とによって二次側直列共振回路を形成する。この二次側直列共振回路の共振周波数は、上述した一次側直列共振周波数の周波数とほぼ等しくなるように本実施形態では設定されているが、二次側直列共振回路の共振周波数は、一次側直列共振周波数との関係では適宜、定め得るものである。又、二次側直列共振回路を設けることなく、部分電圧共振回路を二次側に設けるものとしても良いものである。   On the secondary side of the converter transformer PIT, a voltage waveform similar to the alternating voltage induced by the primary winding N1 is generated in the secondary winding N2. A secondary side series resonant capacitor C4 is connected in series to the secondary winding N2. Thus, a secondary side series resonant circuit is formed by the leakage inductance L2 and the secondary side series resonant capacitor C4 viewed from the secondary winding N2 side. In this embodiment, the resonance frequency of the secondary side series resonance circuit is set to be substantially equal to the frequency of the primary side series resonance frequency described above, but the resonance frequency of the secondary side series resonance circuit is the primary side. The relationship with the series resonance frequency can be determined as appropriate. Further, the partial voltage resonance circuit may be provided on the secondary side without providing the secondary side series resonance circuit.
スイッチング素子Q1は、上述したようにMOS−FETが選定され、ソース−ドレイン間に並列にボディダイオードDD1を内蔵する。スイッチング素子Q1の仕様は10A/900Vとした。又、一次側直列共振コンデンサC2の値は0.047μF(マイクロ・ファラッド)とし、一次側並列共振コンデンサCrの値は、1000pF(ピコ・ファラッド)とした。   As described above, a MOS-FET is selected as the switching element Q1, and a body diode DD1 is incorporated in parallel between the source and the drain. The specification of the switching element Q1 was 10A / 900V. The value of the primary side series resonance capacitor C2 was 0.047 μF (micro farad), and the value of the primary side parallel resonance capacitor Cr was 1000 pF (pico farad).
又、二次側整流回路は、二次側直列共振コンデンサC4が直列接続された二次巻線N2に対して、高速で働く、整流ダイオードDo1ないし整流ダイオードDo4で構成されるブリッジ整流器として構成される二次側整流素子Doと平滑コンデンサCoを接続することで、ブリッジ型全波整流回路として形成される。このブリッジ型全波整流回路は、二次側整流素子Doの入力側の一端を、二次側直列共振コンデンサC4を介して二次巻線N2の一端に接続し、二次側整流素子Doの入力側の他端を二次巻線N2の他端に接続する。又、二次側整流素子Doの出力側の一端を、平滑コンデンサCoの一端に接続し、二次側整流素子Doの出力側の他端を平滑コンデンサCoの他端に接続する。ここで、二次側直列共振コンデンサC4の値は0.056μFとした。   The secondary-side rectifier circuit is configured as a bridge rectifier composed of a rectifier diode Do1 to a rectifier diode Do4 that operates at high speed with respect to the secondary winding N2 to which the secondary-side series resonant capacitor C4 is connected in series. By connecting the secondary side rectifier element Do and the smoothing capacitor Co, a bridge-type full-wave rectifier circuit is formed. In this bridge-type full-wave rectifier circuit, one end on the input side of the secondary side rectifier element Do is connected to one end of the secondary winding N2 via the secondary side series resonant capacitor C4, and the secondary side rectifier element Do is connected. The other end of the input side is connected to the other end of the secondary winding N2. Further, one end on the output side of the secondary side rectifying element Do is connected to one end of the smoothing capacitor Co, and the other end on the output side of the secondary side rectifying element Do is connected to the other end of the smoothing capacitor Co. Here, the value of the secondary side series resonance capacitor C4 was set to 0.056 μF.
制御回路1は、入力された二次側直流出力電圧Eoと所定の値の基準電圧値との差に応じた検出出力を発振・ドライブ回路2に供給する。発振・ドライブ回路2では、入力された制御回路1の検出出力に応じて主としてはスイッチング周波数を可変するようにして、スイッチング素子Q1を駆動する。又、スイッチング周波数とともに一周期におけるスイッチング素子Q1のオンとなる時間の比率である時比率を変化させるようにしても良い。   The control circuit 1 supplies a detection output corresponding to the difference between the input secondary side DC output voltage Eo and a predetermined reference voltage value to the oscillation / drive circuit 2. In the oscillation / drive circuit 2, the switching element Q <b> 1 is driven mainly by changing the switching frequency according to the input detection output of the control circuit 1. Further, the time ratio, which is the ratio of the time during which the switching element Q1 is turned on in one cycle, may be changed together with the switching frequency.
このようにしてスイッチング素子Q1のスイッチング周波数が可変制御されることにより、電源回路における一次側、二次側の共振インピーダンスが変化し、コンバータトランスPITの一次巻線N1から二次巻線N2側に伝送される電力量、又、二次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Eoの大きさを基準電圧と一致させる動作が得られることになる。つまり、二次側直流出力電圧Eoの安定化が図られる。   In this way, the switching frequency of the switching element Q1 is variably controlled, whereby the primary and secondary resonance impedances in the power supply circuit change, and the converter transformer PIT changes from the primary winding N1 to the secondary winding N2 side. The amount of power to be transmitted and the amount of power to be supplied from the secondary side rectifier circuit to the load will change. As a result, an operation for matching the magnitude of the secondary side DC output voltage Eo with the reference voltage is obtained. That is, the secondary side DC output voltage Eo is stabilized.
次に、力率改善回路について説明をする。力率改善回路は、上述したように一次側整流素子の出力側の一端とスイッチング素子との間に接続される力率改善用ダイオードD1及び力率改善用インダクタLoの直列接続回路と、補助スイッチング素子Q2を一次側整流素子とする昇圧コンバータを構成の一部に有する。また、フィルタコンデンサCNは、力率改善用ダイオードD1に流れるパルス電流が一次側整流素子Di側へ流れ出すことを防止するためのものである。   Next, the power factor correction circuit will be described. As described above, the power factor correction circuit includes a series connection circuit of the power factor improvement diode D1 and the power factor improvement inductor Lo connected between one end of the output side of the primary side rectifying element and the switching element, and auxiliary switching. A boost converter having the element Q2 as a primary side rectifying element is included in a part of the configuration. The filter capacitor CN is for preventing a pulse current flowing through the power factor improving diode D1 from flowing out to the primary side rectifying element Di.
さらに、続いて、アクティブ回路を用いた電圧クランプ回路について詳細に説明する。アクティブ回路のアクティブ素子としては、補助スイッチング素子Q2が用いられ、この補助スイッチング素子Q2を制御するためにコンバータトランスPITには、一次巻線N1と直列であって電圧が加算される方向に、制御巻線Ngが設けられ、この制御巻線Ngからの電圧が抵抗Rg1と抵抗Rg2とで分圧されて補助スイッチング素子Q2として機能するMOSFETのゲートに加えられるようになされている。   Subsequently, a voltage clamp circuit using an active circuit will be described in detail. As an active element of the active circuit, an auxiliary switching element Q2 is used. In order to control the auxiliary switching element Q2, the converter transformer PIT is controlled in a direction in which a voltage is added in series with the primary winding N1. A winding Ng is provided, and the voltage from the control winding Ng is divided by the resistors Rg1 and Rg2 and applied to the gate of the MOSFET functioning as the auxiliary switching element Q2.
補助スイッチング素子Q2のドレインには、クランプ用コンデンサC3が接続されている。すなわち、クランプ用コンデンサC3と補助スイッチング素子Q2とは直列接続回路を形成している。そして、このクランプ用コンデンサC3と補助スイッチング素子Q2との直列接続回路は、平滑コンデンサCiとコンバータトランスPITの一次巻線N1の他方の端子とに対して、並列に接続されている。クランプ用コンデンサC3の値は、0.1μFとし、抵抗Rg1の値は220Ω(オーム)、抵抗Rg2の値は100Ωとしている。また、補助スイッチング素子Q2の仕様は5A/900Vとした。   A clamping capacitor C3 is connected to the drain of the auxiliary switching element Q2. That is, the clamping capacitor C3 and the auxiliary switching element Q2 form a series connection circuit. The series connection circuit of the clamping capacitor C3 and the auxiliary switching element Q2 is connected in parallel to the smoothing capacitor Ci and the other terminal of the primary winding N1 of the converter transformer PIT. The value of the clamping capacitor C3 is 0.1 μF, the value of the resistor Rg1 is 220Ω (ohms), and the value of the resistor Rg2 is 100Ω. The specification of the auxiliary switching element Q2 is 5A / 900V.
なお、制御巻線Ngは、一次巻線N1から積み上げるように巻かれているが、補助スイッチング素子Q2として機能するMOSFETFETのソースが一次巻線N1の一方の端子に接続されているので、巻線を積み上げるように接続されているのであり、別巻線として設けても良いものである。又、上記したような回路形態では、制御巻線Ngによって発生する電圧の極性は、スイッチング素子Q1がオフ(非導通)となる場合に補助スイッチング素子Q2がオン(導通)となるように接続されている。抵抗Rg1と抵抗Rg2の抵抗値の比率を変化させることによって、補助スイッチング素子Q2がオン(導通)となる時間が調整可能とされている。又、補助スイッチング素子Q2はボディダイオードDD2を内蔵しており、一方向きの電流に対しては、オン・オフの切り替え制御を可能とし、他方向の電流はオン状態とし、両方向に電流を通過させることができるようになされている。   The control winding Ng is wound up from the primary winding N1, but since the source of the MOSFET FET functioning as the auxiliary switching element Q2 is connected to one terminal of the primary winding N1, the winding Are connected in a stacked manner, and may be provided as separate windings. In the circuit configuration as described above, the polarity of the voltage generated by the control winding Ng is connected so that the auxiliary switching element Q2 is turned on (conductive) when the switching element Q1 is turned off (non-conductive). ing. By changing the ratio of the resistance values of the resistors Rg1 and Rg2, the time during which the auxiliary switching element Q2 is turned on (conductive) can be adjusted. The auxiliary switching element Q2 has a built-in body diode DD2, which enables on / off switching control for a current in one direction, turns on the current in the other direction, and passes the current in both directions. It has been made so that it can.
次に、実施形態のスイッチング電源回路の各部の作用を順に説明する。説明を容易にする観点から、まず、力率改善回路及び電圧クランプ回路が無いものとして実施形態のE級スイッチングコンバータについて説明し、つづいて、力率改善回路の作用を説明し、さらに、電圧クランプ回路の作用を説明する。   Next, the operation of each part of the switching power supply circuit of the embodiment will be described in order. From the viewpoint of facilitating the explanation, first, the class E switching converter of the embodiment will be described on the assumption that there is no power factor correction circuit and voltage clamp circuit, followed by an explanation of the operation of the power factor correction circuit, and further, voltage clamping. The operation of the circuit will be described.
E級スイッチングコンバータは、最も原理的には、一次側の一次側直列共振コンデンサC2と、一次側並列共振コンデンサCrと、一次巻線に発生する漏れインダクタンスL1と、チョークコイルPCCのインダクタンスL3と、二次側に接続される負荷インピーダンスを一次側に換算した一次側換算負荷インピーダンスと、スイッチング素子Q1(ボディダイオードDDを含む、以下の説明において特に断らない限り同様とする)と、で構成される電圧電流共振コンバータに整流平滑電圧Eiが供給されるものと考えることができる。   In principle, the class E switching converter includes a primary side primary resonance capacitor C2, a primary side parallel resonance capacitor Cr, a leakage inductance L1 generated in the primary winding, and an inductance L3 of the choke coil PCC. A primary side converted load impedance obtained by converting a load impedance connected to the secondary side into a primary side, and a switching element Q1 (including the body diode DD, the same unless otherwise specified). It can be considered that the rectified and smoothed voltage Ei is supplied to the voltage-current resonant converter.
このような構成のE級スイッチングコンバータは、交流的に共振周波数に支配を与える部分のみに注目すると、スイッチング素子Q1をオン・オフすることによって、上述した一次側直列共振回路及び一次側並列共振回路によって一次側の電流共振が生じる。この結果、チョークコイルPCC及びコンバータトランスPITの一次巻線N1に流れる電流のいずれもが正弦波にちかいものとなる。そして、コンバータトランスPITの二次巻線N2に発生する電圧もほぼ正弦波となる。   In the class E switching converter having such a configuration, focusing on only the portion that governs the resonance frequency in an alternating manner, the above-described primary side series resonance circuit and primary side parallel resonance circuit are turned on and off by switching element Q1. Causes primary side current resonance. As a result, both the choke coil PCC and the current flowing through the primary winding N1 of the converter transformer PIT are both sine waves. The voltage generated in the secondary winding N2 of the converter transformer PIT is also a sine wave.
このようにして、二次巻線N2に発生する電圧を整流平滑する二次側では、ブリッジ整流回路によって二次巻線N2に誘起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Eoが得られることになる。又、二次側においては、上述したように、二次巻線N2に生じる漏れインダクタンスL2と二次側直列共振コンデンサC4とによって二次側共振回路が形成されている。一次側共振周波数と二次側共振周波数とがちかい場合には、二次巻線N2に発生する電圧は、より正弦波に近いものとなる。この二次側直流出力電圧Eoは、負荷に供給される。又、分岐して制御回路1に対して検出電圧として出力される。   In this way, on the secondary side for rectifying and smoothing the voltage generated in the secondary winding N2, the secondary side is at a level corresponding to the equivalent of the alternating voltage level induced in the secondary winding N2 by the bridge rectifier circuit. A DC output voltage Eo is obtained. On the secondary side, as described above, a secondary side resonance circuit is formed by the leakage inductance L2 generated in the secondary winding N2 and the secondary side series resonance capacitor C4. When the primary side resonance frequency is different from the secondary side resonance frequency, the voltage generated in the secondary winding N2 becomes closer to a sine wave. The secondary side DC output voltage Eo is supplied to the load. Further, it branches and is output as a detection voltage to the control circuit 1.
さらに、一次側の共振回路の共振周波数と二次側の共振回路の共振周波数の共振周波数がほぼ等しく設定されている場合には、一次側から二次側への周波数に対する電力電送特性は、僅かな周波数の変動によって極めて敏感なものとなる。すなわち、実施形態においては、E級スイッチングコンバータを用いることによって一次側の共振回路のQ値を高くし、さらに、二次側にもほぼ一次側と同様な共振周波数の直列共振回路を配することによって、僅かな周波数の違いによって電送する電力の量を大きく変化させることができるものである。このことは、二次側直流出力電圧Eoを所定の値に保つ場合においては、広範囲な負荷変動にもかかわらず、制御回路1がごく僅かに周波数を変化させる信号を、発振・ドライブ回路2を介してスイッチング素子Q1に供給すれば、安定した定電圧特性が得られること意味するものである。   Furthermore, when the resonance frequency of the primary side resonance circuit and the resonance frequency of the secondary side resonance circuit are set to be approximately equal, the power transmission characteristic with respect to the frequency from the primary side to the secondary side is slightly Sensitive frequency fluctuations make it extremely sensitive. That is, in the embodiment, by using a class E switching converter, the Q value of the primary side resonance circuit is increased, and a series resonance circuit having a resonance frequency substantially the same as that of the primary side is also provided on the secondary side. Thus, the amount of electric power to be transmitted can be greatly changed by a slight difference in frequency. This means that when the secondary side DC output voltage Eo is kept at a predetermined value, the control circuit 1 sends a signal for changing the frequency very slightly regardless of a wide range of load fluctuations. This means that a stable constant voltage characteristic can be obtained if the switching element Q1 is supplied to the switching element Q1.
このようにしてスイッチング素子Q1のスイッチング周波数が可変制御されることにより、電源回路における一次側、二次側の共振インピーダンスが変化し、コンバータトランスPITの一次巻線N1から二次巻線N2に伝送される電力量が変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Eoの値が所定値に保たれる。なお、本実施形態においては、一次側の共振回路の共振周波数と二次側の共振回路の共振周波数の共振周波数がほぼ等しくなるように設定したが、上述したように相互の周波数の関係は適宜定め得るものである。   In this way, the switching frequency of the switching element Q1 is variably controlled, so that the primary and secondary resonance impedances in the power supply circuit change and are transmitted from the primary winding N1 to the secondary winding N2 of the converter transformer PIT. The amount of power to be changed will change. As a result, the value of the secondary side DC output voltage Eo is maintained at a predetermined value. In the present embodiment, the resonance frequency of the primary-side resonance circuit and the resonance frequency of the secondary-side resonance circuit are set to be approximately equal. It can be determined.
次に、力率改善回路の作用について説明をする。力率改善用インダクタLoと力率改善用ダイオードD1の直列回路を流れる一次側共振電流は、最終的に平滑コンデンサCiに流れ込み力率を改善する。この力率改善回路は、力率改善用インダクタLoを昇圧インダクタ、補助スイッチング素子Q2を整流素子とする昇圧コンバータによって、スイッチング素子Q1がオフのときにパルス電圧を発生させる。そして、スイッチング素子Q1側からの一次側の共振周波数と周波数が等しいパルス電圧を補助スイッチング素子Q2とクランプ用コンデンサC3との直列回路を介して、平滑コンデンサCiに印加する。このときには、補助スイッチング素子Q2がオフとなって、補助スイッチング素子Q2がオンのときにクランプ用コンデンサC3に蓄えられた電荷に基づく電圧が加算されて平滑コンデンサCiに印加される。また、フィルタコンデンサCNは、力率改善用ダイオードD1に流れるパルス電流が一次側整流素子Di側へ流れ出すことを防止する。ここで、力率改善用インダクタLoの値は605μHとし、クランプ用コンデンサC3の値は0.1μFとし、フィルタコンデンサCNの値は1μFとした。また、力率改善用ダイオードD1仕様は10A/600Vとし、補助スイッチング素子Q2の仕様は5A/900Vとした。   Next, the operation of the power factor correction circuit will be described. The primary side resonance current flowing through the series circuit of the power factor improving inductor Lo and the power factor improving diode D1 finally flows into the smoothing capacitor Ci and improves the power factor. This power factor correction circuit generates a pulse voltage when the switching element Q1 is off by a boost converter using the power factor improving inductor Lo as a boost inductor and the auxiliary switching element Q2 as a rectifying element. Then, a pulse voltage having the same frequency as the primary resonance frequency from the switching element Q1 side is applied to the smoothing capacitor Ci via a series circuit of the auxiliary switching element Q2 and the clamping capacitor C3. At this time, the auxiliary switching element Q2 is turned off, and when the auxiliary switching element Q2 is on, a voltage based on the charge stored in the clamping capacitor C3 is added and applied to the smoothing capacitor Ci. The filter capacitor CN prevents the pulse current flowing through the power factor improving diode D1 from flowing out to the primary side rectifying element Di. Here, the value of the power factor improving inductor Lo was 605 μH, the value of the clamping capacitor C3 was 0.1 μF, and the value of the filter capacitor CN was 1 μF. The power factor improving diode D1 specification is 10A / 600V, and the auxiliary switching element Q2 is 5A / 900V.
さらに、つづけて、電圧クランプ回路の作用を説明する。上述したように、スイッチング素子Q1がオフ(非導通)となる場合に補助スイッチング素子Q2がオン(導通)となるように接続されている。ここで、平滑コンデンサCiの電圧は略一定に保たれるので、スイッチング素子Q1がオフ(非導通)となった場合に生じる平滑コンデンサCiとコンバータトランスPITの一次巻線N1の他方の端子との間に発生する高電圧が、クランプ用コンデンサC3を介して補助スイッチング素子Q2によってクランプされる。これによって、スイッチング素子Q1に付与される電圧も低いものとすることができ、スイッチング素子Q1の耐電圧を低いものとできる。   Next, the operation of the voltage clamp circuit will be described. As described above, the auxiliary switching element Q2 is connected to be turned on (conductive) when the switching element Q1 is turned off (non-conductive). Here, since the voltage of the smoothing capacitor Ci is kept substantially constant, the smoothing capacitor Ci generated when the switching element Q1 is turned off (non-conducting) and the other terminal of the primary winding N1 of the converter transformer PIT. The high voltage generated in the meantime is clamped by the auxiliary switching element Q2 via the clamping capacitor C3. Thereby, the voltage applied to the switching element Q1 can also be made low, and the withstand voltage of the switching element Q1 can be made low.
(実施形態の要部の動作波形と測定データ)
以上、本実施形態のスイッチング電源回路の構成及び作用の説明をおこなって来たが、図1に示す実施形態のスイッチング電源回路の要部の動作波形を図3(A)、図3(B)に示し、測定データを図4に示す。
(Operation waveforms and measurement data of the main part of the embodiment)
The configuration and operation of the switching power supply circuit according to this embodiment have been described above. The operation waveforms of the main part of the switching power supply circuit according to the embodiment shown in FIG. 1 are shown in FIGS. 3 (A) and 3 (B). The measured data is shown in FIG.
図3の(A)は、入力交流電圧100V、最大負荷電力の150Wにおける主要部の動作波形を商用の交流電源周期により示している。上段より下段に向かって、電圧V1(図1を参照)、電流IQ1(図1を参照)、電流IQ2(図1を参照)、電圧V2(図1を参照)、電流I2(図1を参照)、電流I3(図1を参照)の各々を示す。図3の(B)は、入力交流電圧100V、最大負荷電力の150Wにおける主要部の動作波形を商用の交流電源周期により示している。上段より下段に向かって、交流入力電圧VAC(図1を参照)、交流入力電流IAC(図1を参照)、電圧V3(図1を参照)、電圧V2(図1を参照)、電流I1(図1を参照)、電流I2(図1を参照)、電流IQ1(図1を参照)、電流IQ2(図1を参照)の各々を示す。   FIG. 3A shows an operation waveform of a main part at an input AC voltage of 100 V and a maximum load power of 150 W by a commercial AC power supply cycle. From the top to the bottom, voltage V1 (see FIG. 1), current IQ1 (see FIG. 1), current IQ2 (see FIG. 1), voltage V2 (see FIG. 1), current I2 (see FIG. 1) ), And current I3 (see FIG. 1). FIG. 3B shows an operation waveform of a main part at an input AC voltage of 100 V and a maximum load power of 150 W by a commercial AC power supply cycle. From the upper stage toward the lower stage, an AC input voltage VAC (see FIG. 1), an AC input current IAC (see FIG. 1), a voltage V3 (see FIG. 1), a voltage V2 (see FIG. 1), a current I1 ( 1), current I2 (see FIG. 1), current IQ1 (see FIG. 1), and current IQ2 (see FIG. 1).
図3の(B)の各々について、電圧V2、電流I1、電流I2、電流IQ1及び電流IQ2の波形図において、斜線を施した部分は、スイッチング素子Q1のスイッチング波形と同じ周期でスイッチングしていることを示すものである。   In each of FIG. 3B, in the waveform diagram of voltage V2, current I1, current I2, current IQ1, and current IQ2, the hatched portions are switched at the same cycle as the switching waveform of switching element Q1. It shows that.
図4は、交流入力電圧VACの値が100Vの入力電圧条件下において負荷電力Poの値が、0W(無負荷)から150W(最大負荷電力)の範囲での負荷変動に対する整流平滑電圧Ei、力率PF、及び交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηAC→DC、スイッチング素子Q1がオン期間であるTONとスイッチング素子Q1がオフ期間であるTOFFの比率であるTON/TOFFを示している。   FIG. 4 shows the rectified smoothing voltage Ei and force against load fluctuation when the value of the load power Po is in the range of 0 W (no load) to 150 W (maximum load power) under the input voltage condition where the value of the AC input voltage VAC is 100V. The ratio PF and the power conversion efficiency ηAC → DC of the DC output power with respect to the AC input power, and TON / TOFF that is the ratio of TON in which the switching element Q1 is in the ON period and TOFF in which the switching element Q1 is in the OFF period are shown.
図3、図4、から読み取れる代表特性の一部を紹介すると、例えば、負荷電力Pomax=150Wのときに、入力交流電圧VACが100Vの力率PFの値は、0.995、入力交流電圧VACが230Vの力率PFの値は、0.953の高効率となる。   Introducing some of the representative characteristics that can be read from FIGS. 3 and 4, for example, when the load power Pomax = 150 W, the value of the power factor PF when the input AC voltage VAC is 100 V is 0.995, and the input AC voltage VAC The value of the power factor PF of 230V is as high as 0.953.
このような実施形態のスイッチング電源回路では、力率改善用インダクタLoのインダクタンス値が一次巻線N1の漏れインダクタンスL1の値よりも少なく選択すれば、力率改善用インダクタLoに流れる鋸歯状電流は不連続動作モードであり、高効率化が図れる、また、アクティブクランプ回路を付加することによってスイッチング素子Q1に印加される電圧は低いものとでき、交流入力電圧が広範囲となっても対応が可能であり、ワイドレンジ化が図れる。また、二次側直流出力電圧Eoに発生する商用周期のリップル電圧の増加はなく、この点に関しては、力率改善前の多重共振コンバータと同等である。   In the switching power supply circuit of such an embodiment, if the inductance value of the power factor improving inductor Lo is selected to be smaller than the value of the leakage inductance L1 of the primary winding N1, the sawtooth current flowing through the power factor improving inductor Lo is It is a discontinuous operation mode, and high efficiency can be achieved. By adding an active clamp circuit, the voltage applied to the switching element Q1 can be low, and it is possible to cope with a wide range of AC input voltage. There is a wide range. Further, there is no increase in the ripple voltage in the commercial cycle generated in the secondary side DC output voltage Eo, and this is equivalent to the multiple resonance converter before power factor improvement.
また、図13に背景技術として示すスイッチング電源回路の場合よりも電力変換効率ηAC→DCが向上している。又、実施形態のスイッチング電源回路では、アクティブフィルタを不要としたことで、回路構成部品の点数削減が図られる。つまりアクティブフィルタは、図13を参照した説明からも分かるように、スイッチング素子Q103と、これらを駆動するための力率・出力電圧制御用IC120等を始め、多くの部品により構成される。これに対し、実施形態のスイッチング電源回路においては、力率改善のために必要な追加部品として、フィルタコンデンサCN、力率改善用ダイオードD1、力率改善用インダクタLo及びチョークコイルPCCを備えればよく、アクティブフィルタと比較すれば非常に少ない部品点数とすることができる。これにより、力率改善機能を有する電源回路として、図13に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。又、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。   Further, the power conversion efficiency ηAC → DC is improved as compared with the case of the switching power supply circuit shown as the background art in FIG. Moreover, in the switching power supply circuit of the embodiment, the number of circuit components can be reduced by eliminating the need for an active filter. That is, as can be seen from the description with reference to FIG. 13, the active filter includes a switching element Q103 and a power factor / output voltage control IC 120 for driving the switching element Q103, and the like. On the other hand, in the switching power supply circuit according to the embodiment, if a filter capacitor CN, a power factor improving diode D1, a power factor improving inductor Lo, and a choke coil PCC are provided as additional components necessary for improving the power factor. Well, compared with an active filter, the number of parts can be very small. As a result, the power supply circuit having the power factor correction function can be manufactured at a much lower cost than the circuit shown in FIG. Further, since the number of parts is greatly reduced, the circuit board can be effectively reduced in size and weight.
又、実施形態のスイッチング電源回路では、E級スイッチングコンバータ及び力率改善回路の動作はいわゆるソフトスイッチング動作であるから、図13に示したアクティブフィルタを用いる回路と比較すればスイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。特に、E級スイッチングコンバータに入力される電流を直流電流にちかづけることができるのでスイッチングノイズのレベルは非常に小さなものとできる。   Further, in the switching power supply circuit of the embodiment, the operation of the class E switching converter and the power factor correction circuit is a so-called soft switching operation, so that the level of switching noise is significantly higher than that of the circuit using the active filter shown in FIG. Reduced to In particular, since the current input to the class E switching converter can be linked to a direct current, the level of switching noise can be made extremely small.
さらに加えて、実施形態のスイッチング回路においては、一次側の直列共振回路及び一次側の並列共振回路とともに二次側の直列共振回路を備えるので極めて僅かな周波数の変化によって二次側直流出力電圧Eoを所定電圧に維持することができ、ノイズフィルタの設計も容易なものとできる。このような理由から、1個のコモンモードチョークコイルCMCと2個のアクロスコンデンサCLから成る1段のノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。又、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、1個のフィルタコンデンサCNのみにより十分な対策が可能である。   In addition, in the switching circuit of the embodiment, since the secondary side series resonant circuit is provided together with the primary side series resonant circuit and the primary side parallel resonant circuit, the secondary side DC output voltage Eo is changed by a very slight frequency change. Can be maintained at a predetermined voltage, and the design of the noise filter can be facilitated. For this reason, if a one-stage noise filter comprising one common mode choke coil CMC and two across capacitors CL is provided, it is possible to sufficiently satisfy the power source disturbance standard. Moreover, sufficient measures can be taken with respect to the normal mode noise of the rectified output line with only one filter capacitor CN.
又、スイッチング素子Q1と二次側の整流ダイオードDo1及び整流ダイオードDo2、さらに、力率改善用ダイオードD1などもスイッチング素子Q1に同期して動作するものである。したがって、アース電位としては、図13の電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定させることができる。   The switching element Q1, the secondary side rectifier diode Do1 and the rectifier diode Do2, and the power factor improving diode D1 and the like operate in synchronization with the switching element Q1. Therefore, as in the power supply circuit of FIG. 13, the ground potential does not interfere with the active filter side and the subsequent switching converter, and can be stabilized regardless of changes in the switching frequency.
図5に示す別の実施形態は、実施形態と同様の部分には同一の符号を付して説明を省略するが、一次側直列共振コンデンサC2が一次巻線N1の他端子とチョークコイルPCCの一端との間に接続されている。このような実施形態においても上述の実施形態におけると同様の効果を得ることができる。   In another embodiment shown in FIG. 5, the same parts as those in the embodiment are denoted by the same reference numerals and the description thereof is omitted. However, the primary series resonant capacitor C2 is connected to the other terminal of the primary winding N1 and the choke coil PCC. Connected between one end. In such an embodiment, the same effect as in the above-described embodiment can be obtained.
(二次側回路の変形例)
上述した実施形態および別の実施形態において置き換え可能な二次側回路の変形例を図6ないし図8に示す。
(Modification of secondary circuit)
Modification examples of the secondary side circuit that can be replaced in the above-described embodiment and another embodiment are shown in FIGS.
図6に示す二次側整流回路は、倍電圧全波整流回路を構成する。すなわち、二次巻線についてセンタータップを施すことで、このセンタータップを境界にして二次巻線部N2A、二次巻線部N2Bに2分割する。二次巻線部N2A、二次巻線部N2Bには、同じ巻数(ターン数)が設定される。二次巻線N2のセンタータップは、二次側アースに接続される。又、二次巻線N2における二次巻線部N2A側の端部に対しては二次側直列共振コンデンサC4を直列に接続し、二次巻線N2における二次巻線部N2B側の端部に対しても同一容量の二次側直列共振コンデンサC4を直列に接続する。これにより、二次巻線部N2Aの漏れインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサC4の容量から成る第1の二次側直列共振回路と、二次巻線部N2Bの漏れインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサC4の容量から成る第1の二次側直列共振回路と略等しい共振周波数を有する第2の二次側直列共振回路とが形成される。   The secondary side rectifier circuit shown in FIG. 6 constitutes a voltage doubler full wave rectifier circuit. That is, by applying a center tap to the secondary winding, the secondary winding is divided into the secondary winding portion N2A and the secondary winding portion N2B with the center tap as a boundary. The same number of turns (number of turns) is set in the secondary winding portion N2A and the secondary winding portion N2B. The center tap of the secondary winding N2 is connected to the secondary side ground. A secondary side series resonance capacitor C4 is connected in series to the end of the secondary winding N2 on the secondary winding portion N2A side, and the end of the secondary winding N2 on the secondary winding portion N2B side is connected. A secondary side series resonant capacitor C4 having the same capacity is also connected in series to the unit. Accordingly, the first secondary side series resonance circuit composed of the leakage inductance component of the secondary winding portion N2A and the capacitance of the secondary side series resonance capacitor C4, the leakage inductance component of the secondary winding portion N2B, and the secondary side A second secondary side series resonance circuit having a resonance frequency substantially equal to the first secondary side series resonance circuit composed of the capacitance of the series resonance capacitor C4 is formed.
そして、二次巻線N2における二次巻線部N2A側の端部を、二次側直列共振コンデンサC4の直列接続を介して整流ダイオードDo1のアノードと整流ダイオードDo2のカソードとの接続点に対して接続する。又、二次巻線N2における二次巻線部N2B側の端部を、二次側直列共振コンデンサC4の直列接続を介して、整流ダイオードDo3のアノードと整流ダイオードDo4のカソードとの接続点に対して接続する。そして、整流ダイオードDo1、整流ダイオードDo3の各カソードは、平滑コンデンサCoの正極端子に接続する。平滑コンデンサCoの負極端子は二次側アースに接続される。又、整流ダイオードDo2、整流ダイオードDo4の各アノードの接続点は二次側アースに接続する。   Then, the end of the secondary winding N2 on the secondary winding N2A side is connected to the connection point between the anode of the rectifier diode Do1 and the cathode of the rectifier diode Do2 via the series connection of the secondary side series resonant capacitor C4. Connect. Further, the end of the secondary winding N2 on the secondary winding N2B side is connected to the connection point between the anode of the rectifier diode Do3 and the cathode of the rectifier diode Do4 via the series connection of the secondary side series resonant capacitor C4. Connect to each other. The cathodes of the rectifier diode Do1 and the rectifier diode Do3 are connected to the positive terminal of the smoothing capacitor Co. The negative terminal of the smoothing capacitor Co is connected to the secondary side ground. Further, the connection points of the anodes of the rectifier diode Do2 and the rectifier diode Do4 are connected to the secondary side ground.
このようにして、二次巻線部N2A,二次側直列共振コンデンサC4、整流ダイオードDo1、整流ダイオードDo2、及び平滑コンデンサCoから成る、第1の二次側直列共振回路を備える第1の倍電圧半波整流回路と、二次巻線部N2B,二次側直列共振コンデンサC4、整流ダイオードDo1、整流ダイオードDo2、及び平滑コンデンサCoから成る、第2の二次側直列共振回路を備える第2の倍電圧半波整流回路とが形成されることになる。このようにして平滑コンデンサCoに対しては、二次巻線N2の交番電圧の、一方の極性の半周期では、二次巻線部N2Bの誘起電圧と二次側直列共振コンデンサC4の両端電圧の重畳電位による整流電流の充電が行われ、他方の極性の半周期では、二次巻線部N2Aの誘起電圧と二次側直列共振コンデンサC4の両端電圧の重畳電位による整流電流の充電が行われることとなる。これにより、平滑コンデンサCoの両端電圧である二次側直流出力電圧Eoとしては、二次巻線部N2A、二次巻線部N2Bの誘起電圧レベルの2倍に対応するレベルが得られることになる。つまり、倍電圧全波整流回路が得られる。   In this way, the first multiplier including the first secondary side series resonance circuit including the secondary winding portion N2A, the secondary side series resonance capacitor C4, the rectifier diode Do1, the rectifier diode Do2, and the smoothing capacitor Co. A second half-voltage rectifier circuit and a second secondary-side series resonant circuit comprising a secondary winding N2B, a secondary-side series resonant capacitor C4, a rectifier diode Do1, a rectifier diode Do2, and a smoothing capacitor Co. Thus, a double voltage half-wave rectifier circuit is formed. Thus, for the smoothing capacitor Co, in the half cycle of one polarity of the alternating voltage of the secondary winding N2, the induced voltage of the secondary winding portion N2B and the voltage across the secondary side series resonant capacitor C4 The rectified current is charged by the superimposed potential of the rectified current, and in the half cycle of the other polarity, the rectified current is charged by the superimposed potential of the induced voltage of the secondary winding portion N2A and the voltage across the secondary side series resonant capacitor C4. Will be. As a result, a level corresponding to twice the induced voltage level of the secondary winding portion N2A and the secondary winding portion N2B is obtained as the secondary side DC output voltage Eo that is the voltage across the smoothing capacitor Co. Become. That is, a voltage doubler full wave rectifier circuit is obtained.
図7に示す二次側整流回路は、倍電圧半波整流回路を構成する。すなわち、二次巻線N2の漏れインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサC4の容量から成る二次側直列共振回路とが形成される。そして、二次巻線N2に発生される一方の極性の電圧は、整流ダイオードDo2を介して二次側直列共振コンデンサC4を充電し、他方の極性の電圧は、整流ダイオードDo1を介してコンデンサCoを充電する。二次側直列共振コンデンサC4に充電された電圧とコンデンサCoに充電された電圧とは加算されるので、二次巻線N2の誘起電圧レベルの2倍に対応するレベルが得られることになる。つまり、倍電圧全波整流回路が得られる。   The secondary side rectifier circuit shown in FIG. 7 constitutes a voltage doubler half-wave rectifier circuit. That is, a secondary side series resonance circuit including a leakage inductance component of the secondary winding N2 and a capacitance of the secondary side series resonance capacitor C4 is formed. The voltage of one polarity generated in the secondary winding N2 charges the secondary side series resonant capacitor C4 via the rectifier diode Do2, and the voltage of the other polarity is supplied to the capacitor Co via the rectifier diode Do1. To charge. Since the voltage charged in the secondary side series resonant capacitor C4 and the voltage charged in the capacitor Co are added, a level corresponding to twice the induced voltage level of the secondary winding N2 is obtained. That is, a voltage doubler full wave rectifier circuit is obtained.
図8に示す二次側整流回路は、部分電圧共振コンデンサC5と二次巻線N2の漏れインダクタンス成分で部分電圧共振回路を形成するとともに、整流ダイオードDo1ないし整流ダイオードDo4で構成されるブリッジ整流素子を用いた全波整流回路である。   The secondary side rectifier circuit shown in FIG. 8 forms a partial voltage resonant circuit with a leakage inductance component of the partial voltage resonant capacitor C5 and the secondary winding N2, and is a bridge rectifier element composed of rectifier diodes Do1 to Do4 Is a full-wave rectifier circuit using
なお、これまでに説明した実施形態の電源回路の具体的設計例は、例えば、一次側電圧共振形コンバータの細部の回路形態や、二次側直列共振回路を含んで形成する二次側整流回路の構成などは他にも考えられるものである。又、スイッチング素子については、例えばIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、バイポーラトランジスタなど、MOS−FET以外の素子を選定することも考えられる。又、上記各実施形態では、他励式のスイッチングコンバータを挙げているが、自励式として構成した場合にも本発明は適用できる。   The specific design example of the power supply circuit of the embodiment described so far includes, for example, a detailed circuit form of the primary side voltage resonance type converter, and a secondary side rectifier circuit formed including a secondary side series resonance circuit. Other configurations are also conceivable. As the switching element, it may be considered to select an element other than the MOS-FET such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) or a bipolar transistor. In each of the above embodiments, a separately-excited switching converter is cited, but the present invention can also be applied to a case where the self-excited type is configured.
実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structural example of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のコンバータトランスの構造例である。It is an example of a structure of the converter transformer of an embodiment. 実施形態の電源回路における要部の動作を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows operation | movement of the principal part in the power supply circuit of embodiment. 実施形態の電源回路についての、負荷変動に対する整流平滑電圧、力率、及び電力変換効率、オン期間とオフ期間の比の特性を示す図である。It is a figure which shows the characteristic of the ratio of the rectification | straightening voltage with respect to load fluctuation | variation, a power factor, and power conversion efficiency, and an ON period and an OFF period about the power supply circuit of embodiment. 実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structural example of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態の二次側回路の変形例である。It is a modification of the secondary side circuit of embodiment. 実施形態の二次側回路の変形例である。It is a modification of the secondary side circuit of embodiment. 実施形態の二次側回路の変形例である。It is a modification of the secondary side circuit of embodiment. 実施形態のE級スイッチングコンバータの基本原理を示す図である。It is a figure which shows the basic principle of the class E switching converter of embodiment. 実施形態のE級スイッチングコンバータの動作原理に基づく波形図である。It is a wave form diagram based on the principle of operation of the class E switching converter of an embodiment. 背景技術に示すアクティブフィルタの構成図である。It is a block diagram of the active filter shown in background art. 背景技術に示すアクティブフィルタの動作を説明する波形図である。It is a wave form diagram explaining operation | movement of the active filter shown to background art. 背景技術に示すスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structural example of the switching power supply circuit shown in background art. 背景技術に示すアクティブフィルタの動作を説明する波形図である。It is a wave form diagram explaining operation | movement of the active filter shown to background art. 背景技術に示すアクティブフィルタを実装した電源回路における交流入力電圧、交入力電流及び平滑電圧を商用の交流電源周期により示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the alternating current input voltage in the power supply circuit which mounted the active filter shown in background art, an alternating current, and a smooth voltage with a commercial alternating current power supply period. 背景技術に示すアクティブフィルタを実装した電源回路の負荷変動に対する電力変換効率、力率、整流平滑電圧の各特性について示した特性図である。It is the characteristic view shown about each characteristic of the power conversion efficiency with respect to the load fluctuation | variation of the power supply circuit which mounted the active filter shown in background art, a power factor, and a rectification smoothing voltage. 背景技術に示すアクティブフィルタを実装した電源回路の交流入力電圧変動に対する電力変換効率、力率、整流平滑電圧の各特性について示した特性図である。It is the characteristic view shown about each characteristic of the power conversion efficiency with respect to the alternating current input voltage fluctuation | variation of a power supply circuit which mounted the active filter shown in background art, a power factor, and a rectification smoothing voltage.
符号の説明Explanation of symbols
1 制御回路、2 発振・ドライブ回路、AC 商用の交流電源、Cr 一次側並列共振コンデンサ、C2 一次側直列共振コンデンサ、C3 電圧クランプ用コンデンサ、C4 二次側直列共振コンデンサ、C5 部分共振コンデンサ、CL アクロスコンデンサ、CMC コモンモードチョークコイル、CN フィルタコンデンサ、Ci、Co 平滑コンデンサ、CR1、CR2 コア、D1 力率改善用ダイオード、Do1、Do2、Do3,Do4 整流ダイオード、DD、DD1、DD2 ボディダイオード、Di 一次側整流素子、Do 二次側整流素子、Ei 整流平滑電圧、Eo 二次側直流出力電圧、G ギャップ、IAC 交流入力電流、PCC チョークコイル、LFT ラインフィルタトランス、Lo 力率改善用インダクタ、N1 一次巻線(コンバータトランス一次巻線)、N2 二次巻線(コンバータトランス二次巻線)、N2A、N2B 二次巻線部、Ng 制御巻線、PIT コンバータトランス、PCC チョークコイル、Q1 スイッチング素子、Q2 補助スイッチング素子、Rg1、Rg2 抵抗 1 control circuit, 2 oscillation / drive circuit, AC commercial AC power supply, Cr primary side parallel resonance capacitor, C2 primary side series resonance capacitor, C3 voltage clamp capacitor, C4 secondary side series resonance capacitor, C5 partial resonance capacitor, CL Across capacitor, CMC common mode choke coil, CN filter capacitor, Ci, Co smoothing capacitor, CR1, CR2 core, D1 power factor improving diode, Do1, Do2, Do3, Do4 rectifier diode, DD, DD1, DD2 body diode, Di Primary rectifier, Do secondary rectifier, Ei rectified smoothing voltage, Eo secondary dc output voltage, G gap, IAC AC input current, PCC choke coil, LFT line filter transformer, Lo power factor improving inductor, N1Primary winding (converter transformer primary winding), N2 secondary winding (converter transformer secondary winding), N2A, N2B secondary winding, Ng control winding, PIT converter transformer, PCC choke coil, Q1 switching element , Q2 Auxiliary switching element, Rg1, Rg2 resistance

Claims (3)

  1. 交流電源からの入力交流電力を入力して整流する一次側整流素子と平滑コンデンサとを具備して形成され、直流電力を生成する一次側整流平滑回路と、
    上記平滑コンデンサに一端が接続されるチョークコイルと、
    上記チョークコイルの他端に一次巻線の一端が接続される漏れインダクタンスを有するコンバータトランスと、
    上記一次巻線の一端に接続されるスイッチング素子と、
    上記一次巻線の他端に接続され、上記チョークコイルの有するインダクタンス及び上記漏れインダクタンスと一次側直列共振コンデンサとによって形成される一次側直列共振回路と、
    上記一次巻線の他端に接続され、上記チョークコイルの有するインダクタンス及び上記漏れインダクタンスと一次側並列共振コンデンサとによって形成される一次側並列共振回路と、
    上記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
    上記コンバータトランス二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号を上記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、
    力率改善回路と、
    を備え、
    上記力率改善回路は、一次側整流素子の出力側の一端と上記スイッチング素子との間に接続される力率改善用ダイオード及び力率改善用インダクタの直列接続回路と、補助スイッチング素子と、を有する昇圧コンバータと、
    上記チョークコイルと並列に接続されたクランプ用コンデンサと補助スイッチング素子の直列接続回路とを有するアクティブクランプ回路と、
    を有し、上記スイッチング素子がオフのときに、上記補助スイッチング素子がオンとされることを特徴とするスイッチング電源回路。
    A primary-side rectifying / smoothing circuit that is formed to include a primary-side rectifying element and a smoothing capacitor that input and rectifies input AC power from an AC power source;
    A choke coil having one end connected to the smoothing capacitor;
    A converter transformer having a leakage inductance in which one end of the primary winding is connected to the other end of the choke coil;
    A switching element connected to one end of the primary winding;
    A primary side series resonant circuit connected to the other end of the primary winding and formed by the inductance and leakage inductance of the choke coil and the primary side series resonant capacitor;
    A primary parallel resonant circuit connected to the other end of the primary winding and formed by the inductance and leakage inductance of the choke coil and a primary parallel resonant capacitor;
    An oscillation / drive circuit for driving the switching element on / off;
    A control circuit for supplying a control signal to the oscillation / drive circuit such that a value of a secondary side DC output voltage output by a secondary side rectifier circuit connected to the converter transformer secondary winding is a predetermined value; ,
    A power factor correction circuit;
    With
    The power factor correction circuit includes a series connection circuit of a power factor correction diode and a power factor correction inductor connected between one end of the output side of the primary side rectifying element and the switching element, and an auxiliary switching element. Having a boost converter;
    An active clamp circuit including a clamp capacitor connected in parallel with the choke coil and a series connection circuit of auxiliary switching elements;
    And the auxiliary switching element is turned on when the switching element is off.
  2. 上記コンバータトランス二次巻線に接続される二次側整流回路は、二次側直列共振コンデンサを有する倍電圧全波回路又は倍電圧半波回路のいずれかである請求項1に記載のスイッチング電源回路。   2. The switching power supply according to claim 1, wherein the secondary rectifier circuit connected to the converter transformer secondary winding is either a voltage doubler full wave circuit or a voltage doubler half wave circuit having a secondary side series resonant capacitor. circuit.
  3. 上記コンバータトランス二次巻線に接続される二次側整流回路は、部分電圧共振コンデンサを有する全波ブリッジ整流回路、センタータップ両波整流回路又は倍電圧半波回路のいずれかである請求項1に記載のスイッチング電源回路。

    2. The secondary side rectifier circuit connected to the converter transformer secondary winding is either a full-wave bridge rectifier circuit having a partial voltage resonant capacitor, a center tap double-wave rectifier circuit or a double voltage half-wave circuit. The switching power supply circuit according to 1.

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