JP2007143304A - Switching power circuit - Google Patents

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昌之 安村
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    • Y02P80/10Efficient use of energy, e.g. using compressed air or pressurized fluid as energy carrier

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To improve power conversion efficiency and reduce circuit components as a power circuit which has a power factor improving function. <P>SOLUTION: The input AC power from an AC power source AC is smoothed and rectified, and the rectified and smoothed voltage Ei is given to a converter transformer PIT which has leakage inductance L1, with the coupling coefficient between the primary winding N1 and the secondary winding N2 of a converter transformer as the loose coupling of 0.8 or under via the winding No of a choke coil, thereby making a voltage/current resonant multiconverter of E-class switching action by a switching element Q1. Then, it is equipped with an auxiliary switching element Q2 which clamps voltage when the switching element Q1 is OFF. Furthermore, it is equipped with a voltage feedback system of power factor improving circuit which feeds back the pulse voltage from power factor improving winding No' via a power factor improving diode D1. <P>COPYRIGHT: (C)2007,JPO&INPIT

Description

本発明は、各種電子機器の電源として備えられるスイッチング電源回路に関する。   The present invention relates to a switching power supply circuit provided as a power supply for various electronic devices.
近年、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のDC−DCコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。   In recent years, most power supply circuits that rectify a commercial power supply to obtain a desired DC voltage are switching power supply circuits. The switching power supply circuit reduces the size of the transformer and other devices by increasing the switching frequency, and is used as a power source for various electronic devices as a high-power DC-DC converter.
ところで、商用電源は正弦波の交流電圧であるが、商用電源を整流素子と平滑コンデンサとを用いる平滑・整流回路において整流及び平滑を行う場合には、平滑・整流回路のピークホールド作用のために、商用電源からスイッチング電源回路には、交流電圧のピーク電圧付近の短時間だけ電流が流れ込むこととなり、正弦波とは大きく異なる歪み波形になってしまう。そして、電源の利用効率を示す力率が損なわれるという問題が生じる。又、このような歪み電流波形となることによって発生する商用電源周期の高調波を抑圧するための対策が必要とされてしまう。これらの問題を解決するために、従来において力率改善を図る技術として、いわゆるアクティブフィルタを用いる手法が知られている(例えば特許文献1参照)。   By the way, the commercial power supply is a sinusoidal AC voltage. However, when the commercial power supply is rectified and smoothed in a smoothing / rectifying circuit using a rectifying element and a smoothing capacitor, the peak holding action of the smoothing / rectifying circuit is required. The current flows from the commercial power supply to the switching power supply circuit for a short time near the peak voltage of the AC voltage, resulting in a distorted waveform greatly different from the sine wave. And the problem that the power factor which shows the utilization efficiency of a power supply is impaired arises. In addition, a measure for suppressing the harmonics of the commercial power supply cycle generated by such a distorted current waveform is required. In order to solve these problems, a technique using a so-called active filter is conventionally known as a technique for improving the power factor (see, for example, Patent Document 1).
図15にこのようなアクティブフィルタの基本構成を示す。図15においては、商用の交流電源ACにブリッジ整流器Diを接続している。このブリッジ整流器Diの正極/負極ラインに対してはステップアップ型のコンバータが接続され、その出力には並列に平滑コンデンサCoutが接続され、その両端電圧として直流電圧Voutが得られる。この直流電圧Voutは、例えば後段のDC−DCコンバータなどの負荷110に入力電圧として供給される。   FIG. 15 shows a basic configuration of such an active filter. In FIG. 15, a bridge rectifier Di is connected to a commercial AC power supply AC. A step-up type converter is connected to the positive / negative line of the bridge rectifier Di, and a smoothing capacitor Cout is connected in parallel to the output of the bridge rectifier Di, and a DC voltage Vout is obtained as a voltage across the both ends. This DC voltage Vout is supplied as an input voltage to a load 110 such as a DC-DC converter in the subsequent stage.
そして、力率改善のための構成としては、インダクタL、高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードD、スイッチング素子Qからなるステップアップ型のコンバータ、及び乗算器111を主なる構成要素とするステップアップ型のコンバータの制御部と、を備える。インダクタL、高速スイッチングダイオードDは、ブリッジ整流器Diの正極出力端子と、平滑コンデンサCoutの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。抵抗Riは、ブリッジ整流器Diの負極出力端子(一次側アース)と平滑コンデンサCoutの負極端子との間に挿入される。又、スイッチング素子Qは、例えば、MOS−FETとされ、インダクタLと高速スイッチングダイオードDの接続点と、一次側アース間に挿入される。   As a configuration for improving the power factor, a step-up type including a inductor 111, a fast recovery type fast switching diode D, a step-up type converter including a switching element Q, and a multiplier 111 as main components. A control unit of the converter. The inductor L and the high-speed switching diode D are connected in series and inserted between the positive output terminal of the bridge rectifier Di and the positive terminal of the smoothing capacitor Cout. The resistor Ri is inserted between the negative output terminal (primary side ground) of the bridge rectifier Di and the negative terminal of the smoothing capacitor Cout. The switching element Q is, for example, a MOS-FET, and is inserted between the connection point of the inductor L and the high-speed switching diode D and the primary side ground.
乗算器111に対しては、電流検出ラインLI及び波形入力ラインLWが接続され、さらに電圧検出ラインLVが接続される。そして、乗算器111は、電流検出ラインLIから入力される、ブリッジ整流器Diの負極出力端子に流れる整流電流Iinに応じた信号を抵抗Riの両端から検出する。又、波形入力ラインLWから入力される、ブリッジ整流器Diの正極出力端子の整流電圧Vinに応じた信号を検出する。この整流電圧Vinは、商用の交流電源ACからの交流入力電圧VACの波形を絶対値化したものである。さらに、電圧検出ラインLVから入力される、平滑コンデンサCoutの直流電圧Voutに基づいて、直流入力電圧の変動差分(所定の基準電圧と直流電圧Voutとの差分を増幅した信号を変動差分と称して以下においても同様に用いる)を検出する。そして、乗算器111からは、スイッチング素子Qを駆動するためのドライブ信号が出力される。   To the multiplier 111, a current detection line LI and a waveform input line LW are connected, and a voltage detection line LV is further connected. The multiplier 111 detects a signal corresponding to the rectified current Iin input from the current detection line LI and flowing in the negative output terminal of the bridge rectifier Di from both ends of the resistor Ri. Further, a signal corresponding to the rectified voltage Vin of the positive output terminal of the bridge rectifier Di input from the waveform input line LW is detected. The rectified voltage Vin is an absolute value of the waveform of the AC input voltage VAC from the commercial AC power supply AC. Further, based on the DC voltage Vout of the smoothing capacitor Cout input from the voltage detection line LV, the fluctuation difference of the DC input voltage (a signal obtained by amplifying the difference between the predetermined reference voltage and the DC voltage Vout is referred to as a fluctuation difference). The same is used in the following). The multiplier 111 outputs a drive signal for driving the switching element Q.
乗算器111(ステップアップ型のコンバータの制御部)、ステップアップ型のコンバータ、では、電流検出ラインLIから検出した整流電流Iinに応じた信号と、上記電圧検出ラインLVから検出した直流入力電圧の変動差分とを乗算し、この乗算結果と、波形入力ラインLWから検出した整流電圧Vinに応じた信号との誤差を検出する。そしてこの誤差信号を増幅した後に、PWM(Pulse Width Modulation)変換を行い、ハイレベルとローレベルとの2値信号によって、スイッチング素子Qを制御する。このようにして、2入力フィードバック系が構成され、直流電圧Voutの値が所定の値とされるとともに、整流電圧Vinに対して整流電流Iinを相似形の波形とする。この結果、商用の交流電源ACからブリッジ整流器Diに印加される交流電圧と、ブリッジ整流器Diに流れ込む交流電流の波形も相似形となって、力率がほぼ1に近付くようにして力率改善が図られることになる。   In the multiplier 111 (control unit of the step-up type converter) and the step-up type converter, a signal corresponding to the rectified current Iin detected from the current detection line LI and a DC input voltage detected from the voltage detection line LV The fluctuation difference is multiplied, and an error between the multiplication result and a signal corresponding to the rectified voltage Vin detected from the waveform input line LW is detected. After the error signal is amplified, PWM (Pulse Width Modulation) conversion is performed, and the switching element Q is controlled by a binary signal of a high level and a low level. In this way, a two-input feedback system is configured, the value of the DC voltage Vout is set to a predetermined value, and the rectified current Iin has a similar waveform with respect to the rectified voltage Vin. As a result, the AC voltage applied to the bridge rectifier Di from the commercial AC power supply AC and the waveform of the AC current flowing into the bridge rectifier Di are similar, and the power factor is improved so that the power factor approaches one. It will be illustrated.
図16(a)は、図15に示したアクティブフィルタ回路が適切に動作する場合における整流電圧Vinと整流電流Iinとを示すものである。又、図16(b)は、平滑コンデンサCoutに入出力するエネルギー(電力)変化Pchgを示す。破線で示すラインは入出力するエネルギー(電力)平均値Pinを示すものである。すなわち、平滑コンデンサCoutは、整流電圧Vinが高いときにエネルギーを蓄え、整流電圧Vinが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。図16(c)は、上記平滑コンデンサCoutに対する充放電電流Ichgの波形を示している。又、図16(d)には、平滑コンデンサCoutの両端の電圧である直流電圧Voutを示す。直流電圧Voutは整流電圧Vinの周期の第2高調波成分を主とするリップル電圧が直流電圧(例えば、375Vの直流電圧)に重畳している。   FIG. 16A shows a rectified voltage Vin and a rectified current Iin when the active filter circuit shown in FIG. 15 operates appropriately. FIG. 16B shows an energy (power) change Pchg inputted to and outputted from the smoothing capacitor Cout. A line indicated by a broken line indicates an energy (power) average value Pin to be input / output. That is, the smoothing capacitor Cout stores energy when the rectified voltage Vin is high, and releases energy when the rectified voltage Vin is low, thereby maintaining the flow of output power. FIG. 16C shows a waveform of the charge / discharge current Ichg with respect to the smoothing capacitor Cout. FIG. 16D shows a DC voltage Vout that is a voltage across the smoothing capacitor Cout. In the DC voltage Vout, a ripple voltage mainly including the second harmonic component of the cycle of the rectified voltage Vin is superimposed on the DC voltage (for example, a DC voltage of 375 V).
図17は、図15に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成例を示している。この図に示す電源回路は、交流入力電圧VACの値が85Vから264Vの範囲において、負荷電力Poが300Wから0Wの範囲に対応可能な構成を採っている。又、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。   FIG. 17 shows a configuration example of a power supply circuit formed by connecting a current resonance type converter to the subsequent stage of the active filter based on the configuration shown in FIG. The power supply circuit shown in this figure employs a configuration that can cope with a load power Po in the range of 300 W to 0 W when the value of the AC input voltage VAC is in the range of 85 V to 264 V. Further, the current resonance type converter adopts a configuration by a separately excited half bridge coupling method.
この図17に示す電源回路を交流入力側から順に説明する。2個のラインフィルタトランスLFTと3個のアクロスコンデンサCLによるコモンモードノイズフィルタが設けられ、この後段にブリッジ整流器Diが接続される。又、ブリッジ整流器Diの整流出力ラインには、インダクタLNと、フィルタコンデンサ(フィルムコンデンサ)CNとから成るパイ型構成のノーマルモードノイズフィルタ125が接続される。   The power supply circuit shown in FIG. 17 will be described in order from the AC input side. A common mode noise filter is provided by two line filter transformers LFT and three across capacitors CL, and a bridge rectifier Di is connected to the subsequent stage. Further, a normal mode noise filter 125 having a pie-type configuration including an inductor LN and a filter capacitor (film capacitor) CN is connected to the rectification output line of the bridge rectifier Di.
ブリッジ整流器Diの正極出力端子は、上記インダクタLNとチョークコイルPCC(インダクタLpcとして機能する)と高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードD20の直列接続とを介して、平滑コンデンサCiの正極端子と接続される。この平滑コンデンサCiは、図15における平滑コンデンサCoutと同様の機能を有するものである。又、チョークコイルPCCのインダクタLpcと、高速スイッチングダイオードD20は、それぞれ、図15に示したインダクタLと高速スイッチングダイオードDと同様の機能を有するものである。又、この図における高速スイッチングダイオードD20には、コンデンサCsn、抵抗Rsnの直列接続から成るRCスナバ回路が並列に接続される。   The positive output terminal of the bridge rectifier Di is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor Ci via the inductor LN, the choke coil PCC (functioning as the inductor Lpc), and a series connection of a fast recovery type fast switching diode D20. . The smoothing capacitor Ci has the same function as the smoothing capacitor Cout in FIG. Further, the inductor Lpc and the high speed switching diode D20 of the choke coil PCC have the same functions as the inductor L and the high speed switching diode D shown in FIG. Further, an RC snubber circuit composed of a series connection of a capacitor Csn and a resistor Rsn is connected in parallel to the high-speed switching diode D20 in this figure.
スイッチング素子Q103は、図15におけるスイッチング素子Qに相当する。力率・出力電圧制御用IC120は、この場合には力率を1に近づけるように力率改善を行うアクティブフィルタの動作を制御する集積回路(IC)とされており、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、PWM制御回路、及びスイッチング素子Q103を駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成される。そして、平滑コンデンサCiの両端電圧(整流平滑電圧Ei)を分圧抵抗R5、分圧抵抗R6により分圧した電圧を、力率・出力電圧制御用IC120の端子T1に入力するようにして整流平滑電圧Eiを所定の値とする第1のフィードバック制御回路が形成される。   Switching element Q103 corresponds to switching element Q in FIG. In this case, the power factor / output voltage control IC 120 is an integrated circuit (IC) that controls the operation of the active filter for improving the power factor so that the power factor approaches 1. The multiplier, the divider, An error voltage amplifier, a PWM control circuit, and a drive circuit that outputs a drive signal for driving the switching element Q103 are configured. The voltage obtained by dividing the voltage across the smoothing capacitor Ci (rectified smoothing voltage Ei) by the voltage dividing resistor R5 and the voltage dividing resistor R6 is input to the terminal T1 of the power factor / output voltage control IC 120 so as to be rectified and smoothed. A first feedback control circuit having the voltage Ei as a predetermined value is formed.
又、ブリッジ整流器Diの正極出力端子と一次側アース間に対して、分圧抵抗R101と分圧抵抗R102の直列接続を設け、この分圧抵抗R101と分圧抵抗R102との接続点を端子T5と接続するようにしている。これにより、端子T5には、ブリッジ整流器Diの整流電圧が分圧されて入力されることになる。又、端子T2には抵抗103の電圧、すなわち、スイッチング素子Q103のソース電流に応じた電圧が入力されている。ここで、スイッチング素子Q103のソース電流は、チョークコイルPCCに流れる電流I1のうち、磁気エネルギーを蓄えることに寄与する電流である。そして、力率・出力電圧制御用IC120の端子T5に入力される整流電圧に応じた信号と端子T2に入力される電圧の包絡線(すなわち電流I1の包絡線)に応じた信号とを相似形とする第2のフィードバック制御回路が形成される。   Further, a series connection of a voltage dividing resistor R101 and a voltage dividing resistor R102 is provided between the positive electrode output terminal of the bridge rectifier Di and the primary side ground, and a connection point between the voltage dividing resistor R101 and the voltage dividing resistor R102 is defined as a terminal T5. To connect with. Thereby, the rectified voltage of the bridge rectifier Di is divided and inputted to the terminal T5. A voltage corresponding to the voltage of the resistor 103, that is, the source current of the switching element Q103 is input to the terminal T2. Here, the source current of the switching element Q103 is a current contributing to storing magnetic energy in the current I1 flowing through the choke coil PCC. A signal corresponding to the rectified voltage input to the terminal T5 of the power factor / output voltage control IC 120 and a signal corresponding to the voltage envelope input to the terminal T2 (that is, the envelope of the current I1) are similar. A second feedback control circuit is formed.
又、端子T4には、力率・出力電圧制御用IC120の動作電源が供給される。この端子T4には、チョークコイルPCCにおける、インダクタLpcとトランス結合された巻線N5に励起された交番電圧が、図示する整流ダイオードD11及び直列共振コンデンサC11とから成る半波整流回路により低圧直流電圧に変換されて供給される。又、端子T4は、起動抵抗Rsを介して、ブリッジ整流器Diの正極出力端子と接続される。商用の交流電源ACが投入された後、巻線N5に電圧が励起されるまでの立ち上がり時間においては、ブリッジ整流器Diの正極出力端子にて得られる整流出力が起動抵抗Rsを介して端子T4に供給される。力率・出力電圧制御用IC120は、このようにして供給される整流電圧を起動用電源として、動作を開始する。   Further, the operating power of the power factor / output voltage control IC 120 is supplied to the terminal T4. This terminal T4 has an alternating voltage excited by a winding N5 transformer-coupled with the inductor Lpc in the choke coil PCC. The half-wave rectifier circuit including a rectifier diode D11 and a series resonant capacitor C11 shown in FIG. It is supplied after being converted to. The terminal T4 is connected to the positive output terminal of the bridge rectifier Di via the starting resistor Rs. After the commercial AC power supply AC is turned on, the rectified output obtained at the positive output terminal of the bridge rectifier Di is supplied to the terminal T4 via the starting resistor Rs during the rise time until the voltage is excited in the winding N5. Supplied. The power factor / output voltage control IC 120 starts operation using the rectified voltage supplied in this manner as a starting power source.
又、端子T3からは、スイッチング素子を駆動するためのドライブ信号(ゲート電圧)がスイッチング素子Q103のゲートに対して出力される。すなわち、上述した分圧抵抗R5及び分圧抵抗R6により分圧した電圧値を所定の値とする第1のフィードバック制御回路と、整流平滑電圧Eiに対して電流I1の包絡線を相似形とする第2のフィードバック制御回路との二つのフィードバック制御回路を動作させるドライブ信号がスイッチング素子Q103のゲートに対して出力される。これによって、商用の交流電源ACから流入する交流入力電流IACの波形が、交流入力電圧VACの波形とほぼ同じとなり、力率がほぼ1となるように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。   A drive signal (gate voltage) for driving the switching element is output from the terminal T3 to the gate of the switching element Q103. That is, the envelope of the current I1 is made similar to the first feedback control circuit in which the voltage value divided by the voltage dividing resistor R5 and the voltage dividing resistor R6 is a predetermined value, and the rectified and smoothed voltage Ei. A drive signal for operating the two feedback control circuits with the second feedback control circuit is output to the gate of the switching element Q103. As a result, the waveform of the AC input current IAC flowing from the commercial AC power supply AC is substantially the same as the waveform of the AC input voltage VAC, and the power factor is controlled to be approximately 1. That is, power factor improvement is achieved.
ここで、図17に示すアクティブフィルタの力率改善動作について、各部の波形を図18及び図19により示す。先ず、図18においては、負荷変動に応じたスイッチング素子Q103のスイッチング動作(オン:導通とオフ:切断の動作)、チョークコイルPCCのインダクタLpcに流れる電流I1が示される。図18(a)は、軽負荷時の動作を示し、図18(b)は中間負荷時の動作を示し、図18(c)は重負荷時の動作を示す。図18(a)、図18(b)、図18(c)を比較して分かるように、スイッチング素子Q103は、スイッチング周期が一定とされたうえで、重負荷の傾向となるのにしたがってオン期間が長くなっていく。このようにして負荷条件に応じて、インダクタLpcを介して平滑コンデンサCiに流入する電流I1を調整することで、交流入力電圧VACの電圧変動と負荷変動とに対する整流平滑電圧Eiの安定化が図られる。例えば、交流入力電圧VACの値が85Vから264Vの範囲に対して、整流平滑電圧Eiの値は380Vで定電圧化するようにされる。整流平滑電圧Eiは、平滑コンデンサCiの両端電圧であり、後段の電流共振形コンバータに対する直流入力電圧となる。   Here, regarding the power factor improvement operation of the active filter shown in FIG. 17, the waveforms of the respective parts are shown in FIGS. First, FIG. 18 shows a switching operation (ON: conduction and OFF: disconnection operation) of the switching element Q103 according to the load variation, and a current I1 flowing through the inductor Lpc of the choke coil PCC. FIG. 18A shows an operation at a light load, FIG. 18B shows an operation at an intermediate load, and FIG. 18C shows an operation at a heavy load. As can be seen by comparing FIG. 18A, FIG. 18B, and FIG. 18C, the switching element Q103 is turned on as the switching period becomes constant and the load tends to be heavy. The period gets longer. In this way, by adjusting the current I1 flowing into the smoothing capacitor Ci through the inductor Lpc according to the load condition, the rectified smoothing voltage Ei is stabilized against the voltage fluctuation of the AC input voltage VAC and the load fluctuation. It is done. For example, the value of the rectified and smoothed voltage Ei is made constant at 380 V with respect to the range of the AC input voltage VAC from 85 V to 264 V. The rectified and smoothed voltage Ei is a voltage across the smoothing capacitor Ci, and is a DC input voltage for the subsequent current resonance type converter.
又、図19に、交流入力電流IAC及び整流平滑電圧Eiの波形を、交流入力電圧VACとの対比により示す。なお、この図においては、交流入力電圧VACの値が100V時の実験結果を示している。この図に示されるように、交流入力電圧VACの波形と交流入力電流IACの波形とは時間の経過に対してほぼ相似形の波形となっている。つまり、力率の改善が図られている。又、このような力率の改善と共に、整流平滑電圧Eiは、380Vの平均値で安定化されることが示されている。又、図示するように、380Vに対して10Vp−pのリップル変動を有している。   FIG. 19 shows the waveforms of the AC input current IAC and the rectified and smoothed voltage Ei by comparison with the AC input voltage VAC. In this figure, experimental results when the value of the AC input voltage VAC is 100 V are shown. As shown in this figure, the waveform of the AC input voltage VAC and the waveform of the AC input current IAC are substantially similar to the passage of time. That is, the power factor is improved. Further, it is shown that the rectified and smoothed voltage Ei is stabilized at an average value of 380 V along with the improvement of the power factor. Further, as shown in the figure, it has a ripple fluctuation of 10 Vp-p with respect to 380 V.
再び図17に戻って、アクティブフィルタの後段の電流共振形コンバータについて説明する。電流共振形コンバータは、整流平滑電圧Eiを入力して電力変換のためのスイッチング動作を行うもので、スイッチング素子Q101、Q102によるハーフブリッジ接続したスイッチング回路を備える電流共振形コンバータを形成している。この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、スイッチング素子Q101、スイッチング素子Q102には、MOS−FETが用いられている。これらのMOS−FETには、それぞれ並列にボディダイオードDD101、ボディダイオードDD102が接続されている。スイッチング素子Q101、スイッチング素子Q102は、発振・ドライブ回路102によって、交互にオン/オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動される。又、発振・ドライブ回路2は、制御回路1からの信号で制御され、制御回路1は、二次側直流出力電圧Eoのレベルに応じて、スイッチング周波数を可変制御するように動作し、これにより、二次側直流出力電圧Eoの安定化を図るようにされる。   Returning to FIG. 17 again, the current resonance converter at the latter stage of the active filter will be described. The current resonance type converter performs a switching operation for power conversion by inputting the rectified and smoothed voltage Ei, and forms a current resonance type converter including a switching circuit connected in a half bridge by the switching elements Q101 and Q102. The current resonance type converter in this case is a separately excited type, and MOS-FETs are used for the switching elements Q101 and Q102. A body diode DD101 and a body diode DD102 are connected in parallel to these MOS-FETs. The switching element Q101 and the switching element Q102 are switched and driven at a required switching frequency by the oscillation / drive circuit 102 at the timing when they are alternately turned on / off. The oscillation / drive circuit 2 is controlled by a signal from the control circuit 1, and the control circuit 1 operates so as to variably control the switching frequency according to the level of the secondary side DC output voltage Eo. The secondary side DC output voltage Eo is stabilized.
コンバータトランスPITは、スイッチング素子Q101、スイッチング素子Q102のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。コンバータトランスPITの一次巻線N1の一方の端部は、スイッチング素子Q101、スイッチング素子Q102の接続点(スイッチング出力点)に一次側直列共振コンデンサC2を介して接続され、一次巻線N1の他方の端部は接地される。ここで、一次側直列共振コンデンサC2と一次側の漏れインダクタンスL1とによって直列共振回路を形成する。この直列共振回路は、スイッチング素子Q101、スイッチング素子Q102によって、スイッチング出力が供給されることで共振動作を生じる。   Converter transformer PIT is provided to transmit the switching outputs of switching element Q101 and switching element Q102 from the primary side to the secondary side. One end of the primary winding N1 of the converter transformer PIT is connected to a connection point (switching output point) of the switching element Q101 and the switching element Q102 via the primary side series resonance capacitor C2, and the other end of the primary winding N1 is connected. The end is grounded. Here, a series resonant circuit is formed by the primary side series resonant capacitor C2 and the primary side leakage inductance L1. This series resonance circuit generates a resonance operation when a switching output is supplied by the switching element Q101 and the switching element Q102.
コンバータトランスPITの二次側には二次巻線N2が巻装される。この場合の二次巻線N2は、図示するようにしてセンタータップを施した二次巻線部N2Aと二次巻線部N2Bとを有し、このセンタータップを二次側アースに接続した上で、二次巻線部N2Aと二次巻線部N2Bの各々を整流ダイオードDo1、整流ダイオードDo2の各々のアノードに接続し、整流ダイオードDo1、整流ダイオードDo2の各々のカソードを平滑コンデンサCoに接続することで両波整流回路を形成している。これにより、平滑コンデンサCoの両端電圧として二次側直流出力電圧Eoが得られる。この二次側直流出力電圧Eoは、図示しない負荷側に供給されるとともに、上述した制御回路1に入力される。   A secondary winding N2 is wound around the secondary side of the converter transformer PIT. The secondary winding N2 in this case has a secondary winding portion N2A and a secondary winding portion N2B that are center-tapped as shown in the figure, and the center tap is connected to the secondary side ground. Thus, the secondary winding portion N2A and the secondary winding portion N2B are connected to the anodes of the rectifier diode Do1 and the rectifier diode Do2, respectively, and the cathodes of the rectifier diode Do1 and the rectifier diode Do2 are connected to the smoothing capacitor Co. By doing so, a double-wave rectifier circuit is formed. Thereby, the secondary side DC output voltage Eo is obtained as the voltage across the smoothing capacitor Co. The secondary side DC output voltage Eo is supplied to a load side (not shown) and is input to the control circuit 1 described above.
図20は、負荷変動に対するAC電力からDC電力への電力変換効率ηAC→DC(総合効率)、力率PF、及び整流平滑電圧Eiの各特性を示している。この図では、交流入力電圧VACの値が100Vにおける負荷電力Poの値が300Wから0Wの変動に対する特性が示されている。又、図17は、交流入力電圧VACの変動に対する電力変換効率ηAC→DC(総合効率)、力率PF、及び整流平滑電圧Eiの各特性を示している。この図では、負荷電力Poの値が300Wで一定の負荷条件の下での、交流入力電圧VACの値が85Vから264Vの変動に対する特性が示される。   FIG. 20 shows each characteristic of power conversion efficiency ηAC → DC (total efficiency), power factor PF, and rectified smoothing voltage Ei from AC power to DC power with respect to load fluctuation. In this figure, the characteristic with respect to the fluctuation | variation with the value of the load electric power Po when the value of AC input voltage VAC is 100V from 300W to 0W is shown. FIG. 17 shows characteristics of power conversion efficiency ηAC → DC (total efficiency), power factor PF, and rectified smoothing voltage Ei with respect to fluctuations in the AC input voltage VAC. This figure shows characteristics with respect to fluctuations in the value of the AC input voltage VAC from 85V to 264V under a constant load condition with a load power Po value of 300W.
先ず、電力変換効率(総合効率)は、図20に示すようにして、負荷電力Poが重負荷の条件となるのにしたがって低下していく。又、交流入力電圧VACの変動に対しては、同じ負荷条件の下では、図21に示されるように、交流入力電圧VACのレベルが高くなっていくのに応じて高くなっていく傾向となっている。例えば、負荷電力Poが300Wの負荷条件で、交流入力電圧VACが100V時には、電力変換効率(総合効率)は、83.0%程度となり、交流入力電圧VACが230V時には電力変換効率(総合効率)は、89.0%程度となり、さらに、交流入力電圧VACが85V時には電力変換効率(総合効率)は、80.0%程度となる結果が得られている。   First, as shown in FIG. 20, the power conversion efficiency (total efficiency) decreases as the load power Po becomes a heavy load condition. Further, with respect to fluctuations in the AC input voltage VAC, under the same load condition, as shown in FIG. 21, the level of the AC input voltage VAC tends to increase as the level increases. ing. For example, when the load power Po is 300 W and the AC input voltage VAC is 100 V, the power conversion efficiency (total efficiency) is about 83.0%, and when the AC input voltage VAC is 230 V, the power conversion efficiency (total efficiency). Is about 89.0%, and when the AC input voltage VAC is 85V, the power conversion efficiency (total efficiency) is about 80.0%.
又、力率PFについては、図20に示すように、負荷電力Poの変動に対してほぼ一定となる特性が得られている。又、交流入力電圧VACの変動に対する力率PFの変動特性も、図21に示すように、交流入力電圧VACの上昇に応じて低下する傾向ではあるものの、ほぼ一定とみてよい特性となっていることが分かる。例えば、負荷電力Poが300Wの負荷条件で、交流入力電圧VACが100V時には力率PFの値は、0.96程度、交流入力電圧VACが230V時には力率PFの値は、0.94程度が得られる。   Further, as shown in FIG. 20, the power factor PF has a characteristic that is substantially constant with respect to fluctuations in the load power Po. Further, as shown in FIG. 21, the fluctuation characteristic of the power factor PF with respect to the fluctuation of the AC input voltage VAC is a characteristic that can be regarded as almost constant although it tends to decrease as the AC input voltage VAC increases. I understand that. For example, when the load power Po is 300 W and the AC input voltage VAC is 100 V, the power factor PF is about 0.96, and when the AC input voltage VAC is 230 V, the power factor PF is about 0.94. can get.
又、整流平滑電圧Eiについては、図20、図21に示されるように、負荷電力Po、交流入力電圧VACの変動に対してほぼ一定となる結果が得られている。
特開平6−327246号公報
Further, as shown in FIGS. 20 and 21, the rectified and smoothed voltage Ei has a result that is almost constant with respect to fluctuations in the load power Po and the AC input voltage VAC.
JP-A-6-327246
これまでの説明から分かるように、図17に示した電源回路は、従来から知られている図15に示したアクティブフィルタを実装して構成され、このような構成を採ることによって、力率改善を図っている。   As can be understood from the above description, the power supply circuit shown in FIG. 17 is configured by mounting the conventionally known active filter shown in FIG. 15, and by adopting such a configuration, the power factor is improved. I am trying.
しかしながら、図17に示した構成による電源回路では、次のような問題を有している。先ず、図17に示す電源回路における電力変換効率としては、前段のアクティブフィルタに対応するAC電力からDC電力への変換効率と、後段の電流共振形コンバータのDC電力からDC電力への変換効率とを総合したものとなる。つまり、図17に示される回路の総合的な電力変換効率(総合効率)としては、これらの電力変換効率の値を乗算した値となるものであり、各々1以下となる数の積であるので、総合効率は低下してしまう。   However, the power supply circuit having the configuration shown in FIG. 17 has the following problems. First, as the power conversion efficiency in the power supply circuit shown in FIG. 17, the conversion efficiency from the AC power corresponding to the active filter at the front stage to the DC power, and the conversion efficiency from the DC power to the DC power of the current resonance type converter at the rear stage, Will be a synthesis of That is, the total power conversion efficiency (total efficiency) of the circuit shown in FIG. 17 is a value obtained by multiplying the values of these power conversion efficiencies, and is a product of numbers that are each 1 or less. Overall efficiency will decrease.
又、アクティブフィルタ回路はハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生が大きいため、厳重なノイズ抑制対策が必要となる。このため、図17に示した回路では、商用の交流電源ACのラインに対して、2個のラインフィルタトランスと、3個のアクロスコンデンサによるノイズフィルタを形成している。又、整流出力ラインに対しては、1個のインダクタLNと、2個のフィルタコンデンサCNから成るノーマルモードノイズフィルタを設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型の高速スイッチングダイオードD20に対しては、RCスナバ回路を設けている。このようにして、多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、コストアップ及び電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。   In addition, since the active filter circuit is a hard switching operation, noise is greatly generated, and therefore, strict noise suppression measures are required. For this reason, in the circuit shown in FIG. 17, a noise filter including two line filter transformers and three across capacitors is formed for a line of a commercial AC power supply AC. In addition, a normal mode noise filter including one inductor LN and two filter capacitors CN is provided for the rectified output line. Furthermore, an RC snubber circuit is provided for the fast recovery type fast switching diode D20 for rectification. In this way, it is necessary to take measures against noise due to the large number of parts, resulting in an increase in cost and an increase in the mounting area of the power circuit board.
さらに、汎用ICとしての力率・出力電圧制御用IC120によって動作するスイッチング素子Q103のスイッチング周波数は60kHzで固定であるのに対して、後段の電流共振形コンバータのスイッチング周波数は80kHz〜200kHzの範囲で可変する。このようにして両者のスイッチングタイミング(クロック)は別個独立であるので、各々のクロックを基準に働く両者のスイッチング動作により、アース電位は干渉しあって不安定になり、例えば異常発振が生じやすくなる。これにより、例えば回路設計が難しいものとなったり、信頼性を劣化させたりするなどの問題も招くことになる。   Further, the switching frequency of the switching element Q103 operated by the power factor / output voltage control IC 120 as a general-purpose IC is fixed at 60 kHz, whereas the switching frequency of the subsequent current resonance type converter is in the range of 80 kHz to 200 kHz. Variable. Since the switching timings (clocks) of the two are thus independent of each other, the ground potential interferes and becomes unstable due to the switching operation of the two based on the respective clocks. For example, abnormal oscillation is likely to occur. . As a result, problems such as difficulty in circuit design and deterioration of reliability are also caused.
又、さらに、交流入力電圧の範囲を広くする場合には、スイッチング素子の耐圧が高くなり、素子の選定が困難となる場合も生じた。   Furthermore, when the range of the AC input voltage is widened, the breakdown voltage of the switching element is increased, and it may be difficult to select the element.
本発明のスイッチング電源回路は、交流電源からの交流電力を整流する一次側整流素子と平滑コンデンサとを具備して形成され、直流電力を生成する一次側整流回路と、前記直流電力がチョークコイル巻線の一端に印加されるチョーク装置と、前記チョークコイル巻線の他端にコンバータトランス一次巻線の一端が接続される漏れインダクタンスを有するコンバータトランスと、前記コンバータトランス一次巻線の前記一端に交流電圧を印加するために接続されるスイッチング素子と、前記コンバータトランス一次巻線の他端が一次側直列共振コンデンサと接続されて形成される一次側直列共振回路と、前記スイッチング素子に一次側並列共振コンデンサが並列に接続されて形成される一次側並列共振回路と、前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、前記コンバータトランス二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、前記チョーク装置に巻装され、前記チョークコイル巻線と疎に結合される力率改善巻線と前記一次側整流素子との間に接続されて、前記力率改善巻線に発生する一方向のパルス電圧を前記平滑コンデンサに付与する力率改善ダイオードを具備する力率改善回路と、前記チョークコイル巻線に並列に接続され、前記スイッチング素子がオフのときにオンとされる補助スイッチング素子と電圧クランプ用コンデンサとの直列接続回路と、を備える。   A switching power supply circuit according to the present invention includes a primary rectifier circuit that rectifies AC power from an AC power supply and a smoothing capacitor, and generates a DC power. A choke device applied to one end of the wire, a converter transformer having a leakage inductance connected to one end of the converter transformer primary winding to the other end of the choke coil winding, and an AC to the one end of the converter transformer primary winding A switching element connected to apply a voltage; a primary side series resonance circuit formed by connecting the other end of the converter transformer primary winding to a primary side series resonance capacitor; and a primary side parallel resonance with the switching element. A primary side parallel resonant circuit formed by connecting capacitors in parallel, and turning on the switching element. A control signal that causes the value of the secondary side DC output voltage output by the oscillation / drive circuit to be driven and the secondary side rectifier circuit connected to the secondary winding of the converter transformer to be a predetermined value. A control circuit that supplies a drive circuit; a power factor correction winding that is wound around the choke device and is loosely coupled to the choke coil winding; A power factor correction circuit including a power factor correction diode that applies a one-way pulse voltage generated in the factor correction winding to the smoothing capacitor; and when connected in parallel to the choke coil winding and the switching element is off And a series connection circuit of an auxiliary switching element that is turned on and a voltage clamping capacitor.
すなわち、このスイッチング電源回路では、一次側整流回路は、交流電源からの交流電力を整流する一次側整流素子と平滑コンデンサとを具備して形成され、直流電力を生成する。チョーク装置のチョークコイル巻線の一端に直流電力が印加される。漏れインダクタンスを有するコンバータトランスのコンバータトランス一次巻線の一端がチョークコイル巻線の他端に接続される。スイッチング素子はコンバータトランス一次巻線の一端に交流電圧を印加するために接続される。一次側直列共振回路は、コンバータトランス一次巻線の他端が一次側直列共振コンデンサと接続されて形成される。一次側並列共振回路は、スイッチング素子に一次側並列共振コンデンサが並列に接続されて形成される。発振・ドライブ回路は、スイッチング素子をオン・オフ駆動する。制御回路は、コンバータトランス二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する。上述の構成によって、このスイッチング電源回路はE級スイッチング動作の電圧・電流共振多重共振コンバータとして機能し、二次側直流出力電圧として所定の電圧を得ることができる。   That is, in this switching power supply circuit, the primary side rectifier circuit is formed by including a primary side rectifier element that rectifies AC power from the AC power supply and a smoothing capacitor, and generates DC power. DC power is applied to one end of the choke coil winding of the choke device. One end of the converter transformer primary winding of the converter transformer having leakage inductance is connected to the other end of the choke coil winding. The switching element is connected to apply an AC voltage to one end of the converter transformer primary winding. The primary side series resonant circuit is formed by connecting the other end of the converter transformer primary winding to the primary side series resonant capacitor. The primary side parallel resonant circuit is formed by connecting a primary side parallel resonant capacitor to a switching element in parallel. The oscillation / drive circuit drives the switching element on and off. The control circuit supplies, to the oscillation / drive circuit, a control signal that sets the value of the secondary side DC output voltage output by the secondary side rectifier circuit connected to the converter transformer secondary winding to a predetermined value. . With the above-described configuration, this switching power supply circuit functions as a voltage / current resonance multiple resonance converter for class E switching operation, and can obtain a predetermined voltage as the secondary side DC output voltage.
又、力率改善回路を備え、チョーク装置に巻装され、チョークコイル巻線と疎に結合される力率改善巻線と、一次側整流素子との間に接続されて、力率改善巻線に発生する一方向のパルス電圧を平滑コンデンサに付与する力率改善ダイオードを具備し、この構成によって力率の改善を図る。   In addition, the power factor correction circuit is provided, and is connected to the primary side rectifier element between the power factor correction winding wound around the choke device and loosely coupled to the choke coil winding, and the power factor correction winding. A power factor improving diode for applying a unidirectional pulse voltage generated to the smoothing capacitor is provided, and the power factor is improved by this configuration.
さらに、スイッチング素子がオフのときにオンとされる補助スイッチング素子と電圧クランプ用コンデンサとの直列接続回路と、を備え、チョークコイル巻線に並列に接続され、スイッチング素子に付与される電圧をクランプする。   In addition, an auxiliary switching element that is turned on when the switching element is turned off and a series connection circuit of a capacitor for voltage clamping are connected in parallel to the choke coil winding to clamp the voltage applied to the switching element. To do.
本発明のスイッチング電源回路によれば、アクティブフィルタを省略して力率改善機能を備えることができる。アクティブフィルタが省略されることで、スイッチング電源回路の電力変換効率特性が向上する。そして、放熱板などの省略、縮小ができる。又、アクティブフィルタを備える構成と比較すると部品点数も大幅に削減されることとなり、回路の小型軽量化、及び低コスト化が図られる。又、アクティブフィルタはハードスイッチング動作であるのに対して、本発明のスイッチングコンバータは、共振形コンバータを基としていることで、ソフトスイッチング動作となる。これによっては、スイッチングノイズが大幅に低減されるから、ノイズフィルタの小型軽量化及び低コスト化に寄与することになる。さらに、異なる周波数の複数クロックが存在することはないために、複数のクロック周波数による相互干渉の問題も発生せず、信頼性も向上し、又、回路基板のパターン設計なども容易となる。さらに、スイッチング素子の耐圧も低いものとできる。   According to the switching power supply circuit of the present invention, it is possible to omit the active filter and to have a power factor improving function. By omitting the active filter, the power conversion efficiency characteristic of the switching power supply circuit is improved. Then, the heat sink and the like can be omitted and reduced. In addition, the number of parts is greatly reduced as compared with a configuration including an active filter, so that the circuit can be reduced in size and weight and cost can be reduced. Further, the active filter has a hard switching operation, whereas the switching converter of the present invention has a soft switching operation because it is based on a resonant converter. As a result, the switching noise is greatly reduced, which contributes to the reduction in size and weight and cost of the noise filter. Further, since there are no plural clocks having different frequencies, the problem of mutual interference due to plural clock frequencies does not occur, the reliability is improved, and the pattern design of the circuit board is facilitated. Furthermore, the breakdown voltage of the switching element can be low.
本発明を実施するための最良の形態(以下、実施の形態という)について説明するのに先立ち、まず、E級共振形によりスイッチング動作するスイッチングコンバータ(以下、E級スイッチングコンバータともいう)の基本構成について、図13及び図14を参照して説明しておく。   Prior to describing the best mode for carrying out the present invention (hereinafter referred to as an embodiment), first, a basic configuration of a switching converter (hereinafter also referred to as a class E switching converter) that performs switching operation by a class E resonance type is described. Will be described with reference to FIGS. 13 and 14. FIG.
図13は、E級スイッチングコンバータとしての基本構成を示している。この図に示すE級スイッチングコンバータは、E級共振形で動作するDC−ACインバータとしての構成を採る。   FIG. 13 shows a basic configuration as a class E switching converter. The class E switching converter shown in this figure employs a configuration as a DC-AC inverter that operates in a class E resonance type.
この図に示すE級スイッチングコンバータは、スイッチング素子Q1を備える。この場合のスイッチング素子Q1は、例えば、MOS−FETである。このMOS−FETとしてのスイッチング素子Q1には、ボディダイオードDDが、ドレイン−ソース間に対して並列接続されるようにして形成される。又、同じくスイッチング素子Q1のドレイン−ソース間に対しては、一次側並列共振コンデンサCrが並列に接続される。   The class E switching converter shown in this figure includes a switching element Q1. The switching element Q1 in this case is, for example, a MOS-FET. In the switching element Q1 as the MOS-FET, a body diode DD is formed so as to be connected in parallel between the drain and the source. Similarly, a primary side parallel resonant capacitor Cr is connected in parallel between the drain and source of the switching element Q1.
スイッチング素子Q1のドレインは、チョークコイルL10の直列接続を介して、直流入力電圧Einの正極と接続される。スイッチング素子Q1のソースは、直流入力電圧Einの負極と接続される。又、スイッチング素子Q1のドレインに対しては、チョークコイルL11の一端が接続され、他端には直列共振コンデンサC11が直列に接続される。直列共振コンデンサC11と直流入力電圧Einの負極との間には、負荷となるインピーダンスZが挿入される。ここでのインピーダンスZは、二次側の負荷を一次側に換算したものである。   The drain of the switching element Q1 is connected to the positive electrode of the DC input voltage Ein through a series connection of the choke coil L10. The source of the switching element Q1 is connected to the negative electrode of the DC input voltage Ein. Further, one end of the choke coil L11 is connected to the drain of the switching element Q1, and a series resonant capacitor C11 is connected in series to the other end. An impedance Z serving as a load is inserted between the series resonant capacitor C11 and the negative electrode of the DC input voltage Ein. The impedance Z here is obtained by converting the load on the secondary side to the primary side.
このような構成のE級スイッチングコンバータは、チョークコイルL10のインダクタンスと一次側並列共振コンデンサCrの容量(キャパシタンス)とにより形成される並列共振回路と、チョークコイルL11のインダクタンスと直列共振コンデンサC11の容量とにより形成される直列共振回路とを備える複合共振形コンバータの一形態であるとみることができる。又、スイッチング素子を1つのみ備えて形成される点では、シングルエンド方式の電圧共振形コンバータと同じであるといえる。   The class E switching converter having such a configuration includes a parallel resonance circuit formed by the inductance of the choke coil L10 and the capacitance (capacitance) of the primary side parallel resonance capacitor Cr, the inductance of the choke coil L11, and the capacitance of the series resonance capacitor C11. It can be considered that this is a form of a composite resonance type converter including a series resonance circuit formed by Moreover, it can be said that it is the same as the single-ended voltage resonance converter in that it is formed with only one switching element.
図14は、上記図13に示した構成のE級スイッチングコンバータについての要部の動作を示している。   FIG. 14 shows the operation of the main part of the class E switching converter having the configuration shown in FIG.
スイッチング電圧V1は、スイッチング素子Q1の両端に得られる電圧であり、スイッチング素子Q1がオンとなる期間TONにおいて0レベルで、オフとなる期間TOFFにおいて正弦波状のパルスとなる波形である。このスイッチングパルス波形は、上記並列共振回路の共振動作(電圧共振動作)により得られる。   The switching voltage V1 is a voltage obtained at both ends of the switching element Q1, and has a waveform that is a 0 level in a period TON in which the switching element Q1 is on and becomes a sinusoidal pulse in a period TOFF in which the switching element Q1 is off. This switching pulse waveform is obtained by the resonance operation (voltage resonance operation) of the parallel resonance circuit.
スイッチング電流IQ1は、スイッチング素子Q1(及びボディダイオードDD)に流れる電流であり、期間TOFFでは0レベルで、期間TONにおいては、先ず開始時点から一定期間において、ボディダイオードDDを流れることで負極性となり、この後に反転して正極性となって、スイッチング素子Q1のドレインからソースに流れる。   The switching current IQ1 is a current that flows through the switching element Q1 (and the body diode DD). The switching current IQ1 is 0 level in the period TOFF, and in the period TON, first, it flows negatively by flowing through the body diode DD for a certain period from the start time. Thereafter, it is inverted to become positive polarity, and flows from the drain to the source of the switching element Q1.
又、E級スイッチングコンバータの出力として、上記直列共振回路に流れるとされる電流I2は、スイッチング素子Q1(及びボディダイオードDD)に流れるスイッチング電流IQ1と、一次側並列共振コンデンサCrに流れる電流とを合成したものとなり、正弦波成分を含む波形となる。   Also, the current I2 that flows through the series resonant circuit as the output of the class E switching converter is the switching current IQ1 that flows through the switching element Q1 (and the body diode DD) and the current that flows through the primary side parallel resonant capacitor Cr. It becomes a composite and becomes a waveform including a sine wave component.
又、上記スイッチング電流IQ1とスイッチング電圧V1との関係によっては、スイッチング素子Q1のターンオフタイミングにおいてZVS動作が得られており、ターンオンタイミングにおいてZVS及びZCS動作が得られていることも示される。   Further, depending on the relationship between the switching current IQ1 and the switching voltage V1, it is also shown that the ZVS operation is obtained at the turn-off timing of the switching element Q1, and the ZVS and ZCS operations are obtained at the turn-on timing.
又、直流入力電圧Einの正極端子からチョークコイルL10を流れるようにしてE級スイッチングコンバータに流入する電流I1は、チョークコイルL10,L11のインダクタンスについて、L10>L11の関係を設定していることで、図示するようにして所定の平均レベルをとる脈流波形となる。このような脈流波形は、近似的な直流としてみることができる。   In addition, the current I1 flowing into the class E switching converter from the positive terminal of the DC input voltage Ein through the choke coil L10 sets the relationship of L10> L11 for the inductances of the choke coils L10 and L11. As shown in the figure, a pulsating flow waveform having a predetermined average level is obtained. Such a pulsating waveform can be viewed as an approximate direct current.
本実施の形態としては、上記基本構成に基づくE級スイッチングコンバータを電源回路に適用する。図1の回路図に示す、実施形態のスイッチング電源回路は、所謂、E級スイッチングコンバータを電源回路に適用して、E級スイッチング動作の多重共振コンバータを構成するとともに、力率改善回路及びアクティブ回路を用いた電圧クランプ回路を具備するものである。力率改善回路としては、チョーク装置のチョークコイル巻線と疎に結合される力率改善巻線に発生するパルス電圧を、力率改善ダイオードを介して平滑コンデンサに付与することによって、力率の向上を図り、交流入力電圧が広範囲に及んでも良好な力率を維持した。さらに、電圧クランプ回路を付加して、交流入力電圧が高圧に及んでも対応可能とした。   In this embodiment, a class E switching converter based on the above basic configuration is applied to a power supply circuit. The switching power supply circuit of the embodiment shown in the circuit diagram of FIG. 1 is a so-called class E switching converter applied to a power supply circuit to form a multiple resonance converter of class E switching operation, and a power factor correction circuit and an active circuit A voltage clamp circuit using the above is provided. As a power factor correction circuit, a pulse voltage generated in a power factor correction winding loosely coupled with a choke coil winding of a choke device is applied to a smoothing capacitor via a power factor correction diode, thereby Improvements were made, and a good power factor was maintained even when the AC input voltage was wide. Furthermore, a voltage clamp circuit was added to make it possible to handle even when the AC input voltage reaches a high voltage.
図1に示す実施形態のスイッチング電源回路について、商用の交流電源AC側から、順に以下に説明する。商用の交流電源ACの2相の入力ラインは、コモンモードチョークコイルCMCと2個のアクロスコンデンサCLとからなるコモンモードノイズフィルタを介して整流素子の一種であるブリッジ整流器Diに接続される。ここで、コモンモードノイズフィルタは、商用の交流電源ACのラインとスイッチング電源回路の二次側との間に発生するコモンモードノイズを除去する機能を有している。   The switching power supply circuit of the embodiment shown in FIG. 1 will be described below in order from the commercial AC power supply AC side. A two-phase input line of a commercial AC power supply AC is connected to a bridge rectifier Di, which is a kind of rectifier element, through a common mode noise filter including a common mode choke coil CMC and two across capacitors CL. Here, the common mode noise filter has a function of removing common mode noise generated between the line of the commercial AC power supply AC and the secondary side of the switching power supply circuit.
交流電力は、4本の低速型の整流素子(ダイオード)をブリッジ接続して形成したブリッジ整流器Diにより整流され、脈流電力を発生させ、その脈流電力は、スイッチング速度の速い力率改善ダイオードD1及び力率改善巻線No’を介して平滑コンデンサCiに充電される。これにより平滑コンデンサCiの両端電圧として整流平滑電圧Eiが得られる。すなわち、ブリッジ整流器Diと平滑コンデンサCiとで、整流平滑回路を構成する。ここにおいて、力率改善ダイオードD1は後述する力率改善回路10のを構成する。力率改善ダイオードD1の作用については、力率改善回路10の全体の作用とともに後述する。ここで、整流平滑電圧Eiは、交流入力電圧VACの等倍に対応したレベルとなる。この整流平滑電圧Eiが、後段のE級スイッチングコンバータのための直流入力電圧となる。   AC power is rectified by a bridge rectifier Di formed by bridge-connecting four low-speed rectifier elements (diodes) to generate pulsating power, which is a power factor improving diode with a fast switching speed. The smoothing capacitor Ci is charged through D1 and the power factor correction winding No ′. As a result, the rectified and smoothed voltage Ei is obtained as the voltage across the smoothing capacitor Ci. That is, the bridge rectifier Di and the smoothing capacitor Ci constitute a rectifying / smoothing circuit. Here, the power factor correction diode D1 constitutes a power factor correction circuit 10 to be described later. The operation of the power factor correction diode D1 will be described later together with the overall operation of the power factor correction circuit 10. Here, the rectified and smoothed voltage Ei is at a level corresponding to an equal magnification of the AC input voltage VAC. This rectified and smoothed voltage Ei becomes a DC input voltage for the subsequent class E switching converter.
E級スイッチングコンバータは、チョーク装置PCC、コンバータトランスPIT、一次側直列共振コンデンサC2、一次側並列共振コンデンサCr及びスイッチング素子Q1を主要部として形成される。すなわち、E級スイッチングコンバータは以下のように構成される。   The class E switching converter includes a choke device PCC, a converter transformer PIT, a primary side series resonance capacitor C2, a primary side parallel resonance capacitor Cr, and a switching element Q1 as main parts. That is, the class E switching converter is configured as follows.
平滑コンデンサCiの一端とチョーク装置PCCのチョークコイル巻線Noの一端が接続されて、整流平滑電圧Eiが、このチョークコイル巻線Noの一端に印加される。そして、チョークコイル巻線Noの他方の端子に、漏れインダクタンスを有するコンバータトランスPITのコンバータトランス一次巻線N1の一端が接続される。又、コンバータトランス一次巻線N1のこの一端が一次側直列共振コンデンサC2と接続されている。そして、一次側の漏れインダクタンス成分(図1において、インダクタンスL1で表す)及びチョークコイル巻線Noの有するインダクタンス成分(図1において、インダクタンスLoで表す。以下、チョークコイル巻線Noのインダクタンス成分と省略する)と一次側直列共振コンデンサC2の容量とによって一次側直列共振周波数が支配を受ける一次側直列共振回路が形成される。   One end of the smoothing capacitor Ci and one end of the choke coil winding No. of the choke device PCC are connected, and the rectified and smoothed voltage Ei is applied to one end of the choke coil winding No. Then, one end of the converter transformer primary winding N1 of the converter transformer PIT having a leakage inductance is connected to the other terminal of the choke coil winding No. The one end of the converter transformer primary winding N1 is connected to the primary side series resonance capacitor C2. The primary leakage inductance component (represented by inductance L1 in FIG. 1) and the inductance component of choke coil winding No. (represented by inductance Lo in FIG. 1. Hereinafter, abbreviated as inductance component of choke coil winding No. And a capacitance of the primary side series resonance capacitor C2 forms a primary side series resonance circuit in which the primary side series resonance frequency is governed.
又、チョークコイル巻線NoのインダクタンスLo及びインダクタンスL1と一次側並列共振コンデンサCrの容量によって一次側並列共振周波数が支配を受ける一次側並列共振回路が形成される。そして、一次側直列共振回路及び一次側並列共振回路に交流電力を供給するスイッチング素子Q1がコンバータトランス一次巻線N1の他方の端子に接続される。ここで、発振・ドライブ回路2がスイッチング素子Q1を駆動し、スイッチング素子Q1はMOS−FETとされ、コンバータトランスPITは、結合係数kの値を小さくして、比較的漏れインダクタンスの値が大きい構造とされている。   Further, a primary side parallel resonance circuit in which the primary side parallel resonance frequency is governed by the inductance Lo and the inductance L1 of the choke coil winding No and the capacitance of the primary side parallel resonance capacitor Cr is formed. And switching element Q1 which supplies alternating current power to a primary side series resonance circuit and a primary side parallel resonance circuit is connected to the other terminal of converter transformer primary winding N1. Here, the oscillation / drive circuit 2 drives the switching element Q1, the switching element Q1 is a MOS-FET, and the converter transformer PIT has a structure with a relatively large leakage inductance value by reducing the value of the coupling coefficient k. It is said that.
なお、共振周波数が「支配を受ける」とは、主としてこれらの要素によって共振周波数が定まることを言うものである。例えば、一次側直列共振周波数は、インダクタンスL1、インダクタンスLo及び一次側直列共振コンデンサC2のみならず、平滑コンデンサCi等によっても影響されるが、一次側直列共振コンデンサC2の容量の値に較べて平滑コンデンサCiの容量の値が非常に大きいので、比較的に一次側直列共振周波数に対する影響は少ない。又、一次側並列共振周波数は、平滑コンデンサCi等によっても影響されるが比較的に一次側並列共振周波数に対する影響は少ないものである。このように影響が比較的に大きなインダクタンス又は容量を構成する部分が、共振周波数を支配するものである。   In addition, the resonance frequency being “dominated” means that the resonance frequency is mainly determined by these elements. For example, the primary side series resonance frequency is affected not only by the inductance L1, the inductance Lo, and the primary side series resonance capacitor C2, but also by the smoothing capacitor Ci, etc., but is smoother than the capacitance value of the primary side series resonance capacitor C2. Since the capacitance value of the capacitor Ci is very large, the influence on the primary side series resonance frequency is relatively small. Further, the primary side parallel resonance frequency is influenced by the smoothing capacitor Ci and the like, but the influence on the primary side parallel resonance frequency is relatively small. Thus, the part which comprises the inductance or capacity | capacitance with comparatively big influence dominates a resonant frequency.
そして、コンバータトランスのコンバータトランス二次巻線N2が二次側直列共振コンデンサC4と接続され、二次側の漏れインダクタンス成分(図1において、インダクタンスL2で表す)と二次側直列共振コンデンサC4の容量とによって共振周波数が支配を受ける二次側直列共振回路を形成する。そして、二次側直列共振回路から二次側整流回路(整流ダイオードDo1ないし整流ダイオードDo4で構成されるブリッジ整流回路と平滑コンデンサCoで形成される)によって出力される二次側直流出力電圧Eoの値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路2に供給する制御回路1を備えている。   The converter transformer secondary winding N2 of the converter transformer is connected to the secondary side series resonant capacitor C4, and the secondary side leakage inductance component (indicated by inductance L2 in FIG. 1) and the secondary side series resonant capacitor C4 are connected. A secondary side series resonant circuit is formed whose resonance frequency is governed by the capacitance. Then, the secondary side DC output voltage Eo output from the secondary side series resonance circuit by the secondary side rectifier circuit (formed by the bridge rectifier circuit including the rectifier diode Do1 to the rectifier diode Do4 and the smoothing capacitor Co). A control circuit 1 is provided for supplying a control signal having a predetermined value to the oscillation / drive circuit 2.
さらに、ブリッジ整流器Diからの電流を平滑コンデンサCiに流すとともに、力率改善巻線に発生するパルス電圧を平滑コンデンサに付与するための力率改善ダイオードD1とフィルタコンデンサCNとを具備する力率改善回路10を備えている。なお、フィルタコンデンサCNはノーマルモードノイズを除去するためのフィルタとしても機能する。   Further, the current from the bridge rectifier Di is supplied to the smoothing capacitor Ci, and the power factor improvement includes a power factor improvement diode D1 and a filter capacitor CN for applying a pulse voltage generated in the power factor improvement winding to the smoothing capacitor. A circuit 10 is provided. The filter capacitor CN also functions as a filter for removing normal mode noise.
又、さらに、チョークコイル巻線Noの両端に、電圧クランプ用コンデンサC3と補助スイッチング素子Q2との直列回路によって形成されるアクティブ回路を用いた電圧クランプ回路を並列に接続している。力率改善回路10及びアクティブ回路を用いた電圧クランプ回路の作用については後述する。   Further, a voltage clamp circuit using an active circuit formed by a series circuit of a voltage clamp capacitor C3 and an auxiliary switching element Q2 is connected in parallel to both ends of the choke coil winding No. The operation of the voltage clamp circuit using the power factor correction circuit 10 and the active circuit will be described later.
すなわち、上述したように、実施形態では、一次側がE級スイッチング動作の電圧電流共振コンバータであり、二次側が電流共振回路を有する多重共振コンバータによって電力電送を行う。又、力率改善巻線No’に発生するパルス電圧を、力率改善ダイオードを介して平滑コンデンサに帰還する電圧帰還方式の力率改善回路を備える。さらに、スイッチング素子Q1に加わる電圧を抑えるためにアクティブ素子である補助スイッチング素子Q2と電圧クランプ用コンデンサC3を有するクランプ回路、及び二次側直流出力電圧の値を所定の値とするために、制御回路1を備え、制御回路1からの信号を発振・ドライブ回路2に加え、発振・ドライブ回路2から出力される駆動信号によってスイッチング素子Q1のゲートを駆動する。   That is, as described above, in the embodiment, the primary side is a voltage-current resonance converter of class E switching operation, and the secondary side performs power transmission by a multiple resonance converter having a current resonance circuit. Further, a voltage feedback type power factor improvement circuit is provided that feeds back a pulse voltage generated in the power factor correction winding No 'to a smoothing capacitor via a power factor correction diode. Further, in order to suppress the voltage applied to the switching element Q1, a clamp circuit having an auxiliary switching element Q2 which is an active element and a voltage clamping capacitor C3, and a control for setting the value of the secondary side DC output voltage to a predetermined value. A circuit 1 is provided, a signal from the control circuit 1 is added to the oscillation / drive circuit 2, and the gate of the switching element Q 1 is driven by a drive signal output from the oscillation / drive circuit 2.
以下に、図1に示す実施形態のスイッチング電源回路の細部の構成についてより詳細に説明をする。   Hereinafter, the detailed configuration of the switching power supply circuit of the embodiment shown in FIG. 1 will be described in more detail.
まず、コンバータトランスPITの詳細について説明する。コンバータトランスPITは、一次側と二次側とを絶縁するとともに電圧の変換を行う機能を有するが、さらに、E級スイッチングコンバータを機能させるための共振回路の一部を構成するインダクタンスL1としても機能する。ここで、インダクタンスL1は、コンバータトランスPITによって形成される漏れインダクタンス成分である。図2に示すコンバータトランスPITの断面図に沿って、具体的な構造を説明する。   First, details of the converter transformer PIT will be described. The converter transformer PIT has a function of insulating the primary side and the secondary side and performing voltage conversion, and also functions as an inductance L1 that constitutes a part of a resonance circuit for causing the class E switching converter to function. To do. Here, the inductance L1 is a leakage inductance component formed by the converter transformer PIT. A specific structure will be described along the cross-sectional view of the converter transformer PIT shown in FIG.
コンバータトランスPITは、フェライト材によるE型コアCR1とE型コアCR2とを互いの磁脚が対向するように組み合わせたEE型コア(EE字形コア)を備える。そして、一次側と二次側の巻装部については、相互に独立するようにして分割し、例えば樹脂などによって形成されるボビンBが備えられる。そして、コンバータトランス一次巻線N1及びコンバータトランス二次巻線N2が巻装されたボビンBをEE字形コアに取り付けることで、コンバータトランス一次巻線N1と制御巻線Ngとが同一の巻装領域に、コンバータトランス二次巻線N2が異なる巻装領域に分離され、EE字形コアの中央磁脚に巻装される状態となる。このようにしてコンバータトランスPIT全体としての構造が得られる。   The converter transformer PIT includes an EE type core (EE-shaped core) in which an E type core CR1 and an E type core CR2 made of a ferrite material are combined so that their magnetic legs face each other. The primary side and secondary side winding portions are divided so as to be independent from each other, and provided with a bobbin B formed of, for example, resin. The converter transformer primary winding N1 and the control winding Ng are in the same winding region by attaching the bobbin B around which the converter transformer primary winding N1 and the converter transformer secondary winding N2 are wound to the EE-shaped core. Further, the converter transformer secondary winding N2 is separated into different winding regions and is wound around the central magnetic leg of the EE-shaped core. In this way, the overall structure of the converter transformer PIT is obtained.
このEE字形コアの中央磁脚に対しては、1.6mmのギャップGを形成する。これによって、一次側と二次側との結合係数kの値としては、0.8以下を得ている。このようにして、大きなインダクタンス値の漏れインダクタンスL1を得るようにしている。なお、ギャップGは、E型コアCR1及びE型コアCR2の中央磁脚を、2本の外磁脚よりも短くすることで形成している。又、コンバータトランス一次巻線N1の巻数は48T(ターン)、コンバータトランス二次巻線N2の巻数は30T(ターン)、制御巻線Ngは1T(ターン)とし、コア材は、EER―35(コア材名称)とした。   A gap G of 1.6 mm is formed with respect to the central magnetic leg of the EE-shaped core. As a result, the value of the coupling coefficient k between the primary side and the secondary side is 0.8 or less. In this way, a leakage inductance L1 having a large inductance value is obtained. The gap G is formed by making the central magnetic legs of the E-type core CR1 and the E-type core CR2 shorter than the two outer magnetic legs. Further, the number of turns of the converter transformer primary winding N1 is 48T (turns), the number of turns of the converter transformer secondary winding N2 is 30T (turns), the control winding Ng is 1T (turns), and the core material is EER-35 ( Core material name).
チョーク装置PCCはチョークコイル巻線Noがコアに巻装されて形成されるものであり、図2に示すコンバータトランスPITと同様の構造を有している。すなわち、チョーク装置PCCは、フェライト材によるE型コアCR1とE型コアCR2とを互いの磁脚が対向するように組み合わせたEE型コアを備える。そして、チョークコイル巻線Noと力率改善巻線No’の巻装部については、相互に独立するようにして分割し、例えば樹脂などによって形成されるボビンBが備えられる。そして、チョークコイル巻線No及び力率改善巻線No’が巻装されたボビンBをEE字形コアに取り付けることで、チョークコイル巻線Noと力率改善巻線No’とが異なる巻装領域に分離され、EE字形コアの中央磁脚に巻装される状態となる。   The choke device PCC is formed by winding a choke coil winding No around a core, and has the same structure as the converter transformer PIT shown in FIG. That is, the choke device PCC includes an EE type core in which an E type core CR1 and an E type core CR2 made of a ferrite material are combined so that their magnetic legs face each other. The winding portions of the choke coil winding No and the power factor correction winding No ′ are divided so as to be independent from each other, and provided with a bobbin B formed of, for example, resin. And the winding area | region where choke coil winding No and power factor improvement winding No 'differ by attaching the bobbin B by which choke coil winding No and power factor improvement winding No' were wound to an EE-shaped core And is wound around the central magnetic leg of the EE-shaped core.
チョークコイル巻線Noの有するインダクタンスLoの値は、1mH(ミリ・ヘンリー)、力率改善巻線No’の有するインダクタンスLo’の値は、82μH(マイクロ・ヘンリー)とした。このようなインダクタンスはチョークコイル巻線Noと力率改善巻線No’が疎結合とされることによって主として生じるものであり、両方の巻線における結合係数kの値は、0.83とした。   The value of the inductance Lo possessed by the choke coil winding No was 1 mH (Milli Henry), and the value of the inductance Lo ′ possessed by the power factor correction winding No ′ was 82 μH (micro Henry). Such an inductance is mainly generated when the choke coil winding No and the power factor improving winding No 'are loosely coupled, and the value of the coupling coefficient k in both windings is 0.83.
又、コンバータトランスPITとチョーク装置PCCとを、図3又は図4に示すように一体構成としても良いものである。図3に示す構成においては、上述した図2に示すコンバータトランスPITの構成にさらにチョークコイル用コアを追加してこのコアにチョークコイル巻線No及び力率改善巻線No’を追加している。図2に示すギャップGは、図3ではギャップG1で表され、チョークコイル用コア側に形成されたギャップG2はインダクタンスLo及びインダクタンスLo’の飽和を防止するためのものである。ギャップG2は、チョークコイル用コアを構成するE型コアの中央磁脚を、2本の外磁脚よりも短くすることで形成している。なお、ギャップG2は0.8mmとしている。   Further, the converter transformer PIT and the choke device PCC may be integrated as shown in FIG. 3 or FIG. In the configuration shown in FIG. 3, a choke coil core is further added to the configuration of the converter transformer PIT shown in FIG. 2, and a choke coil winding No and a power factor improving winding No ′ are added to this core. . The gap G shown in FIG. 2 is represented by the gap G1 in FIG. 3, and the gap G2 formed on the choke coil core side is for preventing saturation of the inductance Lo and the inductance Lo ′. The gap G2 is formed by making the central magnetic leg of the E-shaped core constituting the choke coil core shorter than the two outer magnetic legs. The gap G2 is 0.8 mm.
又図4に示す別の例では、直交フェライト磁芯を2組、組み合わせて直交フェライトトランスとしている。このような構成においては、コンバータトランス一次巻線N1及び制御巻線Ngとコンバータトランス二次巻線N2との結合係数kの値は、コア部分を介しての結合が少ないために必然的に小さくなるものである。又、コンバータトランス一次巻線N1、制御巻線Ng及びコンバータトランス二次巻線N2に鎖交する磁束と、チョークコイル巻線No及び力率改善巻線No’に鎖交する磁束とは直交するので、コンバータトランスPITの機能とチョーク装置PCCの機能とは磁気的には分離されていることとなる。図4に示すギャップG3は、コンバータトランスPIT及びチョーク装置PCCの両方の特性を定めるのに寄与するものである。   In another example shown in FIG. 4, two sets of orthogonal ferrite magnetic cores are combined to form an orthogonal ferrite transformer. In such a configuration, the value of the coupling coefficient k between the converter transformer primary winding N1 and the control winding Ng and the converter transformer secondary winding N2 is inevitably small because there is little coupling through the core portion. It will be. Further, the magnetic flux interlinking with the converter transformer primary winding N1, the control winding Ng, and the converter transformer secondary winding N2 is orthogonal to the magnetic flux interlinking with the choke coil winding No and the power factor correction winding No ′. Therefore, the function of the converter transformer PIT and the function of the choke device PCC are magnetically separated. The gap G3 shown in FIG. 4 contributes to defining the characteristics of both the converter transformer PIT and the choke device PCC.
なお、図3,図4のいずれの構造においても、コンバータトランス一次巻線N1とコンバータトランス二次巻線N2との結合係数kの値は図2示すものと等しく0.8以下とし、チョークコイル巻線Noと力率改善巻線No’との結合係数kの値は0.85以下とし、コンバータトランス一次巻線N1の巻数は48T(ターン)、コンバータトランス二次巻線N2の巻数は30T(ターン)、制御巻線Ngは1T(ターン)、インダクタンスLoの値は1mH、インダクタンスLo’ の値は82μHとなるようにしている。   3 and 4, the coupling coefficient k between the converter transformer primary winding N1 and the converter transformer secondary winding N2 is equal to that shown in FIG. The value of the coupling coefficient k between the winding No and the power factor improving winding No ′ is 0.85 or less, the number of turns of the converter transformer primary winding N1 is 48T (turns), and the number of turns of the converter transformer secondary winding N2 is 30T. (Turn), the control winding Ng is 1T (turn), the value of the inductance Lo is 1 mH, and the value of the inductance Lo ′ is 82 μH.
コンバータトランスPITの二次側では、コンバータトランス一次巻線N1により誘起された交番電圧に相似した電圧波形がコンバータトランス二次巻線N2に発生する。このコンバータトランス二次巻線N2に対しては、二次側直列共振コンデンサC4を直列に接続している。これにより、コンバータトランス二次巻線N2側から見た漏れインダクタンスL2と二次側直列共振コンデンサC4とによって二次側直列共振回路を形成する。この二次側直列共振回路の共振周波数は、上述した一次側直列共振コンデンサC2と漏れインダクタンスL1とによって定まる一次側直列共振周波数の周波数とほぼ等しくなるように本実施形態では設定されているが、二次側直列共振回路の共振周波数は、一次側直列共振周波数との関係では適宜、定め得るものである。又、二次側直列共振回路を設けることなく、部分電圧共振回路を二次側に設けるものとしても良いものである。   On the secondary side of the converter transformer PIT, a voltage waveform similar to the alternating voltage induced by the converter transformer primary winding N1 is generated in the converter transformer secondary winding N2. A secondary side series resonant capacitor C4 is connected in series to the converter transformer secondary winding N2. Thereby, a secondary side series resonance circuit is formed by the leakage inductance L2 and the secondary side series resonance capacitor C4 as seen from the converter transformer secondary winding N2 side. In this embodiment, the resonance frequency of the secondary side series resonance circuit is set to be substantially equal to the frequency of the primary side series resonance frequency determined by the primary side series resonance capacitor C2 and the leakage inductance L1. The resonance frequency of the secondary side series resonance circuit can be appropriately determined in relation to the primary side series resonance frequency. Further, the partial voltage resonance circuit may be provided on the secondary side without providing the secondary side series resonance circuit.
スイッチング素子Q1は、上述したようにMOS−FETが選定され、ソース−ドレイン間に並列にボディダイオードDD1を内蔵する。又、一次側直列共振コンデンサC2の値は0.022μF(マイクロ・ファラッド)とし、一次側並列共振コンデンサCrの値は、1000pF(ピコ・ファラッド)とした。   As described above, a MOS-FET is selected as the switching element Q1, and a body diode DD1 is incorporated in parallel between the source and the drain. The value of the primary side series resonance capacitor C2 was 0.022 μF (micro farad), and the value of the primary side parallel resonance capacitor Cr was 1000 pF (pico farad).
又、二次側整流回路は、二次側直列共振コンデンサC4が直列接続されたコンバータトランス二次巻線N2に対して、高速で働く、整流ダイオードDo1ないし整流ダイオードDo4で構成されるブリッジ整流器Doと平滑コンデンサCoを接続することで、ブリッジ型全波整流回路として形成される。このブリッジ型全波整流回路は、ブリッジ整流器Doの入力側の一端を、二次側直列共振コンデンサC4を介してコンバータトランス二次巻線N2の一端に接続し、ブリッジ整流器Doの入力側の他端をコンバータトランス二次巻線N2の他端に接続する。又、ブリッジ整流器Doの出力側の一端を、平滑コンデンサCoの一端に接続し、ブリッジ整流器Doの出力側の他端を平滑コンデンサCoの他端に接続する。ここで、二次側直列共振コンデンサC4の値は0.068μFとした。   The secondary side rectifier circuit is a bridge rectifier Do4 composed of a rectifier diode Do1 to a rectifier diode Do4 that operates at high speed with respect to the converter transformer secondary winding N2 to which the secondary side series resonant capacitor C4 is connected in series. And a smoothing capacitor Co are connected to form a bridge-type full-wave rectifier circuit. In this bridge-type full-wave rectifier circuit, one end on the input side of the bridge rectifier Do is connected to one end of the converter transformer secondary winding N2 via the secondary series resonant capacitor C4, and the other end on the input side of the bridge rectifier Do. One end is connected to the other end of the converter transformer secondary winding N2. Further, one end on the output side of the bridge rectifier Do is connected to one end of the smoothing capacitor Co, and the other end on the output side of the bridge rectifier Do is connected to the other end of the smoothing capacitor Co. Here, the value of the secondary side series resonance capacitor C4 was set to 0.068 μF.
制御回路1は、入力された二次側直流出力電圧Eoと所定の値の基準電圧値との差に応じた検出出力を発振・ドライブ回路2に供給する。発振・ドライブ回路2では、入力された制御回路1の検出出力に応じて主としてはスイッチング周波数を可変するようにして、スイッチング素子Q1を駆動する。又、スイッチング周波数とともに一周期におけるスイッチング素子Q1のオンとなる時間の比率である時比率を変化させるようにしても良い。   The control circuit 1 supplies a detection output corresponding to the difference between the input secondary side DC output voltage Eo and a predetermined reference voltage value to the oscillation / drive circuit 2. In the oscillation / drive circuit 2, the switching element Q <b> 1 is driven mainly by changing the switching frequency according to the input detection output of the control circuit 1. Further, the time ratio, which is the ratio of the time during which the switching element Q1 is turned on in one cycle, may be changed together with the switching frequency.
このようにしてスイッチング素子Q1のスイッチング周波数が可変制御されることにより、電源回路における一次側、二次側の共振インピーダンスが変化し、コンバータトランスPITのコンバータトランス一次巻線N1からコンバータトランス二次巻線N2側に伝送される電力量、又、二次側整流回路から負荷に供給すべき電力量が変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Eoの大きさを基準電圧と一致させる動作が得られることになる。つまり、二次側直流出力電圧Eoの安定化が図られる。   In this way, the switching frequency of the switching element Q1 is variably controlled, whereby the primary and secondary resonance impedances in the power supply circuit change, and the converter transformer primary winding N1 of the converter transformer PIT changes to the converter transformer secondary winding. The amount of power transmitted to the line N2 side and the amount of power to be supplied from the secondary side rectifier circuit to the load will change. As a result, an operation for matching the magnitude of the secondary side DC output voltage Eo with the reference voltage is obtained. That is, the secondary side DC output voltage Eo is stabilized.
続いて、力率改善回路10の構成をより詳細に説明する。この力率改善回路10は、商用の交流電源ACから整流平滑電圧Eiを得るための整流平滑回路における整流電流経路に対して挿入されるようにして設けられる。実施形態の力率改善回路10は、力率改善ダイオードD1及びフィルタコンデンサCNを備えて成る。そして、力率改善ダイオードD1のカソードと力率改善巻線No’の一端とが接続され、力率改善ダイオードD1のアノードにブリッジ整流器Diの出力側の一端とフィルタコンデンサCNの一端とが接続されている。そして、フィルタコンデンサCNの他端と平滑コンデンサCiと力率改善巻線No’の他端とが相互に接続されている。ここで、フィルタコンデンサCNの値は1μF(マイクロ・ファラッド)程度とした。   Subsequently, the configuration of the power factor correction circuit 10 will be described in more detail. The power factor correction circuit 10 is provided so as to be inserted into a rectification current path in a rectification / smoothing circuit for obtaining a rectification / smoothing voltage Ei from a commercial AC power supply AC. The power factor correction circuit 10 of the embodiment includes a power factor correction diode D1 and a filter capacitor CN. The cathode of the power factor correction diode D1 and one end of the power factor correction winding No ′ are connected, and the output side of the bridge rectifier Di and one end of the filter capacitor CN are connected to the anode of the power factor correction diode D1. ing. The other end of the filter capacitor CN, the smoothing capacitor Ci, and the other end of the power factor correction winding No ′ are connected to each other. Here, the value of the filter capacitor CN is set to about 1 μF (micro farad).
さらに、続いて、アクティブ回路を用いた電圧クランプ回路について詳細に説明する。アクティブ回路のアクティブ素子としては、補助スイッチング素子Q2が用いられ、この補助スイッチング素子Q2を制御するためにコンバータトランスPITには、コンバータトランス一次巻線N1と直列であって電圧が加算される方向に、制御巻線Ngが設けられ、この制御巻線Ngからの電圧が抵抗Rg1と抵抗Rg2とで分圧されて補助スイッチング素子Q2として機能するMOSFETのゲートに加えられるようになされている。   Subsequently, a voltage clamp circuit using an active circuit will be described in detail. As an active element of the active circuit, an auxiliary switching element Q2 is used. In order to control the auxiliary switching element Q2, the converter transformer PIT is connected in series with the converter transformer primary winding N1 in a direction in which a voltage is added. The control winding Ng is provided, and the voltage from the control winding Ng is divided by the resistors Rg1 and Rg2 and applied to the gate of the MOSFET functioning as the auxiliary switching element Q2.
補助スイッチング素子Q2のドレインには、電圧クランプ用コンデンサC3が接続されている。すなわち、電圧クランプ用コンデンサC3と補助スイッチング素子Q2とは直列接続回路を形成している。そして、この電圧クランプ用コンデンサC3と補助スイッチング素子Q2との直列接続回路は、チョークコイル巻線Noに並列に接続されている。電圧クランプ用コンデンサC3の値は、0.068μFとし、抵抗Rg1の値は220Ω(オーム)、抵抗Rg2の値は100Ωとしている。   A voltage clamping capacitor C3 is connected to the drain of the auxiliary switching element Q2. That is, the voltage clamping capacitor C3 and the auxiliary switching element Q2 form a series connection circuit. The series connection circuit of the voltage clamping capacitor C3 and the auxiliary switching element Q2 is connected in parallel to the choke coil winding No. The value of the voltage clamping capacitor C3 is 0.068 μF, the value of the resistor Rg1 is 220Ω (ohms), and the value of the resistor Rg2 is 100Ω.
なお、制御巻線Ngは、一次巻線N1から積み上げるように巻かれているが、補助スイッチング素子Q2として機能するMOSFETFETのソースがコンバータトランス一次巻線N1の一方の端子に接続されているので、巻線を積み上げるように接続されているのであり、別巻線として設けても良いものである。又、上記したような回路形態では、制御巻線Ngによって発生する電圧の極性は、スイッチング素子Q1がオフ(非導通)となる場合に補助スイッチング素子Q2がオン(導通)となるように接続されている。抵抗Rg1と抵抗Rg2の抵抗値の比率を変化させることによって、補助スイッチング素子Q2がオン(導通)となる時間が調整可能とされている。又、補助スイッチング素子Q2はボディダイオードDD2を内蔵しており、一方向きの電流に対しては、オン・オフの切り替え制御を可能とし、他方向の電流はオン状態とし、両方向に電流を通過させることができるようになされている。   The control winding Ng is wound up from the primary winding N1, but the source of the MOSFET FET that functions as the auxiliary switching element Q2 is connected to one terminal of the converter transformer primary winding N1, The windings are connected so as to be stacked, and may be provided as separate windings. In the circuit configuration as described above, the polarity of the voltage generated by the control winding Ng is connected so that the auxiliary switching element Q2 is turned on (conductive) when the switching element Q1 is turned off (non-conductive). ing. By changing the ratio of the resistance values of the resistors Rg1 and Rg2, the time during which the auxiliary switching element Q2 is turned on (conductive) can be adjusted. The auxiliary switching element Q2 has a built-in body diode DD2, which enables on / off switching control for a current in one direction, turns on the current in the other direction, and passes the current in both directions. It has been made so that it can.
次に、実施形態のスイッチング電源回路の各部の作用を順に説明する。説明を容易にする観点から、まず、力率改善回路及び電圧クランプ回路が無いものとして実施形態の要部の一つであるE級スイッチングコンバータについて説明し、つづいて、力率改善回路10の作用を説明し、さらに、電圧クランプ回路について説明をする。   Next, the operation of each part of the switching power supply circuit of the embodiment will be described in order. From the viewpoint of facilitating the explanation, first, a class E switching converter which is one of the main parts of the embodiment will be described on the assumption that there is no power factor correction circuit and voltage clamp circuit, and then the operation of the power factor improvement circuit 10 will be described. The voltage clamp circuit will be further described.
E級スイッチングコンバータは、最も原理的には、一次側の一次側直列共振コンデンサC2と一次側並列共振コンデンサCrとコンバータトランス一次巻線に発生する漏れインダクタンスL1とチョークコイル巻線NoのインダクタンスLoと二次側に接続される負荷インピーダンスを一次側に換算した一次側換算負荷インピーダンスとスイッチング素子Q1(ボディダイオードDDを含む、以下の説明において特に断らない限り同様とする)とで構成される電圧電流共振コンバータに整流平滑電圧Eiが供給されるものと考えることができる。   In principle, the class E switching converter includes a primary side series resonance capacitor C2, a primary side parallel resonance capacitor Cr, a leakage inductance L1 generated in the primary winding of the converter transformer, and an inductance Lo of the choke coil winding No. Voltage current composed of a primary side converted load impedance obtained by converting a load impedance connected to the secondary side into a primary side and a switching element Q1 (including the body diode DD, unless otherwise specified in the following description). It can be considered that the rectified and smoothed voltage Ei is supplied to the resonant converter.
このような構成のE級スイッチングコンバータは、交流的に共振周波数に支配を与える部分のみに注目すると、スイッチング素子Q1をオン・オフすることによって、以下の共振現象を引き起こす。まず、一次側の一次側直列共振回路よって電流共振が生じ、一次側並列列共振によって電圧共振が生じる。一方、チョークコイル巻線NoのインダクタンスLoの値は、この共振回路の共振周波数に対しては、比較的に大きなインピーダンスを有するようになされているので、インダクタンスLoを流れる電流は直流に近いものとなる。この結果、チョークコイル巻線Noの両端に生じる電圧及びコンバータトランスPITのコンバータトランス一次巻線N1に流れる電流のいずれもが正弦波にちかいものとなる。そして、コンバータトランスPITのコンバータトランス二次巻線N2に発生する電圧もほぼ正弦波となる。   The class E switching converter having such a configuration causes the following resonance phenomenon by turning on / off the switching element Q1 when attention is paid only to a portion that governs the resonance frequency in an alternating manner. First, current resonance is generated by the primary side series resonance circuit on the primary side, and voltage resonance is generated by the primary side parallel column resonance. On the other hand, since the inductance Lo of the choke coil winding No has a relatively large impedance with respect to the resonance frequency of the resonance circuit, the current flowing through the inductance Lo is close to DC. Become. As a result, both the voltage generated at both ends of the choke coil winding No. and the current flowing through the converter transformer primary winding N1 of the converter transformer PIT are close to sine waves. The voltage generated in the converter transformer secondary winding N2 of the converter transformer PIT is also substantially a sine wave.
このようにして、コンバータトランス二次巻線N2に発生する電圧を整流平滑する二次側では、ブリッジ整流回路によってコンバータトランス二次巻線N2に誘起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルによる二次側直流出力電圧Eoが得られることになる。又、二次側においても上述したように二次側共振回路が形成されているので、一次側共振周波数と二次側共振周波数とがちかい場合には、コンバータトランス二次巻線N2に発生する電圧は、より正弦波に近いものとなる。この二次側直流出力電圧Eoは、負荷に供給される。又、分岐して制御回路1に対して検出電圧として出力される。   In this way, on the secondary side for rectifying and smoothing the voltage generated in the converter transformer secondary winding N2, a level corresponding to an equal voltage level of the alternating voltage induced in the converter transformer secondary winding N2 by the bridge rectifier circuit Thus, the secondary side DC output voltage Eo is obtained. In addition, since the secondary side resonance circuit is formed on the secondary side as described above, if the primary side resonance frequency is different from the secondary side resonance frequency, it is generated in the converter transformer secondary winding N2. The voltage is closer to a sine wave. The secondary side DC output voltage Eo is supplied to the load. Further, it branches and is output as a detection voltage to the control circuit 1.
さらに、一次側の共振回路の共振周波数と二次側の共振回路の共振周波数の共振周波数がほぼ等しく設定されている場合には、一次側から二次側への周波数に対する電力電送特性は、僅かな周波数の変動によって極めて敏感なものとなる。すなわち、実施形態においては、E級スイッチングコンバータを用いることによって一次側の共振回路のQ値を高くし、さらに、二次側にもほぼ一次側と同様な共振周波数の直列共振回路を配することによって、僅かな周波数の違いによって電送する電力の量を大きく変化させることができるものである。このことは、二次側直流出力電圧Eoを所定の値に保つ場合においては、広範囲な負荷変動にもかかわらず、制御回路1がごく僅かに周波数を変化させる信号を、発振・ドライブ回路2を介してスイッチング素子Q1に供給すれば、安定した定電圧特性が得られること意味するものである。   Furthermore, when the resonance frequency of the primary side resonance circuit and the resonance frequency of the secondary side resonance circuit are set to be approximately equal, the power transmission characteristic with respect to the frequency from the primary side to the secondary side is slightly Sensitive frequency fluctuations make it extremely sensitive. That is, in the embodiment, by using a class E switching converter, the Q value of the primary side resonance circuit is increased, and a series resonance circuit having a resonance frequency substantially the same as that of the primary side is also provided on the secondary side. Thus, the amount of electric power to be transmitted can be greatly changed by a slight difference in frequency. This means that when the secondary side DC output voltage Eo is kept at a predetermined value, the control circuit 1 sends a signal for changing the frequency very slightly regardless of a wide range of load fluctuations. This means that a stable constant voltage characteristic can be obtained if the switching element Q1 is supplied to the switching element Q1.
このようにしてスイッチング素子Q1のスイッチング周波数が可変制御されることにより、電源回路における一次側、二次側の共振インピーダンスが変化し、コンバータトランスPITのコンバータトランス一次巻線N1からコンバータトランス二次巻線N2に伝送される電力量が変化することになる。これにより、二次側直流出力電圧Eoの値が所定値に保たれる。なお、本実施形態においては、一次側の共振回路の共振周波数と二次側の共振回路の共振周波数の共振周波数がほぼ等しく設定したが、上述したように相互の周波数の関係は適宜定め得るものである。   In this way, the switching frequency of the switching element Q1 is variably controlled, whereby the primary and secondary resonance impedances in the power supply circuit change, and the converter transformer primary winding N1 of the converter transformer PIT changes to the converter transformer secondary winding. The amount of power transmitted to the line N2 will change. As a result, the value of the secondary side DC output voltage Eo is maintained at a predetermined value. In this embodiment, the resonance frequency of the primary-side resonance circuit and the resonance frequency of the secondary-side resonance circuit are set to be approximately equal. However, as described above, the relationship between the mutual frequencies can be determined as appropriate. It is.
次に、実施形態の別の要部である力率改善回路10の作用を説明する。上述のE級スイッチングコンバータの作用の説明においては、力率改善回路10が存在しないものとして説明をしたが、実際には、力率改善回路10を実施形態のE級スイッチングコンバータは有する。   Next, the operation of the power factor correction circuit 10, which is another main part of the embodiment, will be described. In the above description of the operation of the class E switching converter, it has been described that the power factor correction circuit 10 does not exist, but actually, the class E switching converter of the embodiment has the power factor correction circuit 10.
すなわち、上述した力率改善巻線No’の両端に生じる正弦波電圧のうち、一方向の電圧は力率改善ダイオードD1を介して平滑コンデンサCiに印加される。この結果、力率改善ダイオードD1に高周波(交流)電流が一次側のブリッジ整流器Diからの電流に加算され、最終的には交流入力電流IACとなるので、交流入力電流IACの導通角を広げる作用を生じることとなる。よって、力率が改善される。なお、力率改善巻線No’とチョークコイル巻線Noの巻線比は、電力仕様、電圧仕様に応じて最適なる力率となるように設定することができるものである。   That is, of the sine wave voltages generated at both ends of the power factor correction winding No ′ described above, a one-way voltage is applied to the smoothing capacitor Ci via the power factor correction diode D1. As a result, a high frequency (alternating current) current is added to the current from the primary side bridge rectifier Di to the power factor correction diode D1, and finally becomes an alternating current input current IAC, so that the conduction angle of the alternating current input current IAC is widened. Will result. Therefore, the power factor is improved. Note that the winding ratio between the power factor improving winding No ′ and the choke coil winding No can be set to an optimum power factor according to the power specification and the voltage specification.
さらに、つづけて、実施形態の又別の要部である電圧クランプ回路の作用を説明する。上述したように、スイッチング素子Q1がオフ(非導通)となる場合に補助スイッチング素子Q2がオン(導通)となるように接続されているので、スイッチング素子Q1がオフ(非導通)となった場合に生じる高電圧が、電圧クランプ用コンデンサC3を介して補助スイッチング素子Q2によってクランプされる。これによって、スイッチング素子Q1の耐電圧を低いものとできる。   Furthermore, it continues and demonstrates the effect | action of the voltage clamp circuit which is another principal part of embodiment. As described above, when the switching element Q1 is turned off (non-conducting), the auxiliary switching element Q2 is connected so as to be turned on (conductive), so that the switching element Q1 is turned off (non-conductive) Is clamped by the auxiliary switching element Q2 via the voltage clamping capacitor C3. Thereby, the withstand voltage of the switching element Q1 can be made low.
(実施形態の要部の動作波形と測定データ)
以上、本実施形態のスイッチング電源回路の構成及び作用の説明をおこなって来たが、図1に示す実施形態のスイッチング電源回路の要部の動作波形を図5に示し、測定データを図6及び図7に示す。
(Operation waveforms and measurement data of the main part of the embodiment)
As described above, the configuration and operation of the switching power supply circuit of the present embodiment have been described. The operation waveforms of the main part of the switching power supply circuit of the embodiment shown in FIG. 1 are shown in FIG. As shown in FIG.
図5は、入力交流電圧100V、最大負荷電力の300Wにおける力率改善回路10の主要部の動作波形を商用の交流電源周期により示している。図5の上段より下段に向かって、交流入力電圧VAC(図1を参照)、交流入力電流IAC(図1を参照)、電圧V2(図1を参照)、電流I3(図1を参照)、電圧V3(図1を参照)、二次側直流出力電圧Eo(図1を参照)のリップル成分であるΔEoの各々を示す。   FIG. 5 shows an operation waveform of the main part of the power factor correction circuit 10 at an input AC voltage of 100 V and a maximum load power of 300 W by a commercial AC power supply cycle. From the upper stage to the lower stage of FIG. 5, an AC input voltage VAC (see FIG. 1), an AC input current IAC (see FIG. 1), a voltage V2 (see FIG. 1), a current I3 (see FIG. 1), Each of ΔEo which is a ripple component of voltage V3 (refer to Drawing 1) and secondary side direct-current output voltage Eo (refer to Drawing 1) is shown.
図5の電圧V2及び電流I3の波形図において、斜線を施した部分は、スイッチング素子Q1のスイッチング波形と同じ周期でスイッチングしていることを示すものである。ここで、力率改善ダイオードD1に流れる電流I3は、上述したように、一方向の一次側直列共振電流及び一次側の整流電流の和に基づくものであり、この電流によって交流入力電流IACの流通期間が拡大されることを電流I3は表している。又、二次側直流出力電圧Eoは、所定値である175V(ボルト)を平均値として、交流入力電圧VACの半分の周期のピーク値50mVのリップル電圧が重畳する。   In the waveform diagram of the voltage V2 and the current I3 in FIG. 5, the shaded portion indicates that switching is performed in the same cycle as the switching waveform of the switching element Q1. Here, as described above, the current I3 flowing through the power factor correction diode D1 is based on the sum of the unidirectional primary side series resonance current and the primary side rectified current, and this current causes the AC input current IAC to flow. The current I3 indicates that the period is extended. Further, the secondary side DC output voltage Eo is superposed with a ripple voltage having a peak value of 50 mV with a half period of the AC input voltage VAC, with a predetermined value of 175 V (volts) as an average value.
図6は、交流入力電圧VACの値が100Vの入力電圧条件下において負荷電力Poの値が、0W(無負荷)から300W(最大負荷電力)の範囲での負荷変動に対する整流平滑電圧Ei、力率PF、及び交流入力電力に対する直流出力電力の電力変換効率ηAC→DCを示している。又、図7は、負荷電力を300W(最大負荷電力)一定とする負荷条件下で、交流入力電圧VACの値を85Vから144Vまで変化させた範囲における、整流平滑電圧Ei、力率PF及び電力変換効率ηAC→DCを示している。ここで、実線は、入力交流電圧が100Vの場合を示し、破線は、入力交流電圧が230Vの場合を示すものである。   FIG. 6 shows the rectified smoothing voltage Ei and force against load fluctuations when the value of the load power Po is in the range of 0 W (no load) to 300 W (maximum load power) under the input voltage condition of the AC input voltage VAC of 100V. The power conversion efficiency ηAC → DC of the DC output power with respect to the rate PF and the AC input power is shown. FIG. 7 shows the rectified smoothing voltage Ei, power factor PF, and power in a range where the value of the AC input voltage VAC is changed from 85 V to 144 V under a load condition in which the load power is constant at 300 W (maximum load power). The conversion efficiency ηAC → DC is shown. Here, the solid line indicates the case where the input AC voltage is 100V, and the broken line indicates the case where the input AC voltage is 230V.
図6、図7から読み取れる代表特性の一部を紹介すると、例えば、交流入力電圧VACが100V、負荷電力Poが300Wのときの力率PFの値は0.80、負荷電力Poが300W〜15Wの範囲で力率PFの値は0.75以上である。又、交流入力電圧VACが230V、負荷電力Poが300Wのときの力率PFの値は0.83、負荷電力Poが300W〜50Wの範囲で力率PFの値は0.75以上である。   Introducing some of the representative characteristics that can be read from FIGS. 6 and 7, for example, when the AC input voltage VAC is 100 V and the load power Po is 300 W, the value of the power factor PF is 0.80, and the load power Po is 300 W to 15 W. In this range, the value of the power factor PF is 0.75 or more. Further, when the AC input voltage VAC is 230 V and the load power Po is 300 W, the value of the power factor PF is 0.83, and when the load power Po is 300 W to 50 W, the value of the power factor PF is 0.75 or more.
上述した実施形態のスイッチング電源回路の一側面を要約すれば、交流電源ACからの交流電力を整流する一次側整流素子Diと平滑コンデンサCiとを具備して形成され、直流電力を生成する一次側整流回路と、直流電力がチョークコイル巻線Noの一端に印加されるチョーク装置PCCと、チョークコイル巻線Noの他端にコンバータトランス一次巻線N1の一端が接続される漏れインダクタンスL1を有するコンバータトランスPITと、コンバータトランス一次巻線N1の一端に交流電圧を印加するために接続されるスイッチング素子Q1と、コンバータトランス一次巻線N1の他端が一次側直列共振コンデンサC2と接続されて形成される一次側直列共振回路と、スイッチング素子Q1に一次側並列共振コンデンサCrが並列に接続されて形成される一次側並列共振回路と、スイッチング素子Q1をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路2と、コンバータトランス二次巻線N2に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧Eoの値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路1と、チョーク装置PCCに巻装され、チョークコイル巻線Noと疎に結合される力率改善巻線No’と一次側整流素子Diとの間に接続されて、力率改善巻線No’に発生する一方向のパルス電圧を平滑コンデンサCiに付与する力率改善ダイオードD1を具備する力率改善回路と、チョークコイル巻線Noに並列に接続され、スイッチング素子Q1がオフのときにオンとされる補助スイッチング素子Q2と電圧クランプ用コンデンサC3との直列接続回路と、を備えるものである。   To summarize one aspect of the switching power supply circuit of the above-described embodiment, a primary side rectifying element Di that rectifies AC power from the AC power supply AC and a smoothing capacitor Ci are formed to generate DC power. A rectifier circuit, a choke device PCC in which DC power is applied to one end of a choke coil winding No, and a converter having a leakage inductance L1 to which one end of a converter transformer primary winding N1 is connected to the other end of the choke coil winding No The transformer PIT, the switching element Q1 connected to apply an AC voltage to one end of the converter transformer primary winding N1, and the other end of the converter transformer primary winding N1 are connected to the primary side series resonance capacitor C2. Primary side series resonant circuit and a primary side parallel resonant capacitor Cr connected in parallel to the switching element Q1. The secondary side output from the primary side parallel resonant circuit formed, the oscillation / drive circuit 2 for driving the switching element Q1 on and off, and the secondary side rectifier circuit connected to the converter transformer secondary winding N2. The control signal is supplied to the oscillation / drive circuit so as to set the value of the side DC output voltage Eo to a predetermined value, and is wound around the choke device PCC and loosely coupled to the choke coil winding No. A power factor improving diode D1 is provided between the power factor improving winding No ′ and the primary side rectifying element Di, and applies a one-way pulse voltage generated in the power factor improving winding No ′ to the smoothing capacitor Ci. A power factor correction circuit, an auxiliary switching element Q2 connected in parallel to the choke coil winding No, and turned on when the switching element Q1 is turned off, and a voltage clamping capacitor A series connection circuit of the C3, in which comprises a.
このような実施形態のスイッチング電源回路では、図17に背景技術として示すスイッチング電源回路の場合よりも電力変換効率ηAC→DCが向上している。又、実施形態のスイッチング電源回路では、アクティブフィルタを不要としたことで、回路構成部品の点数削減が図られる。つまりアクティブフィルタは、図17を参照した説明からも分かるように、スイッチング素子Q103と、これらを駆動するための力率・出力電圧制御用IC120等を始め、多くの部品により構成される。これに対し、実施形態のスイッチング電源回路においては、力率改善のために必要な追加部品として、フィルタコンデンサCN、力率改善ダイオードD1及び力率改善巻線No’を備えればよく、アクティブフィルタと比較すれば非常に少ない部品点数とすることができる。これにより、力率改善機能を有する電源回路として、図17に示す回路よりもはるかに低コストとすることができる。又、部品点数が大幅に削減されることで、回路基板についても有効に小型軽量化を図ることができる。   In the switching power supply circuit of such an embodiment, the power conversion efficiency ηAC → DC is improved as compared with the case of the switching power supply circuit shown as the background art in FIG. Moreover, in the switching power supply circuit of the embodiment, the number of circuit components can be reduced by eliminating the need for an active filter. That is, as can be seen from the description with reference to FIG. 17, the active filter is composed of a number of components including the switching element Q103 and the power factor / output voltage control IC 120 for driving them. On the other hand, in the switching power supply circuit of the embodiment, as an additional part necessary for power factor improvement, a filter capacitor CN, a power factor correction diode D1, and a power factor correction winding No ′ may be provided, and the active filter Compared with, the number of parts can be very small. As a result, the power supply circuit having the power factor correction function can be manufactured at a much lower cost than the circuit shown in FIG. Further, since the number of parts is greatly reduced, the circuit board can be effectively reduced in size and weight.
又、実施形態のスイッチング電源回路では、E級スイッチングコンバータ及び力率改善回路10の動作はいわゆるソフトスイッチング動作であるから、図17に示したアクティブフィルタを用いる回路と比較すればスイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。特に、E級スイッチングコンバータに入力される電流を直流電流にちかづけることができるのでスイッチングノイズのレベルは非常に小さなものとできる。   In the switching power supply circuit of the embodiment, since the operation of the class E switching converter and the power factor correction circuit 10 is a so-called soft switching operation, the level of switching noise is lower than that of the circuit using the active filter shown in FIG. It is greatly reduced. In particular, since the current input to the class E switching converter can be linked to a direct current, the level of switching noise can be made extremely small.
さらに加えて、実施形態のスイッチング回路においては、一次側の直列共振回路及び一次側の並列共振回路とともに二次側の直列共振回路を備えるので極めて僅かな周波数の変化によって二次側直流出力電圧Eoを所定電圧に維持することができ、ノイズフィルタの設計も容易なものとできる。このような理由から、1個のコモンモードチョークコイルCMCと2個のアクロスコンデンサCLから成る1段のノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。又、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、1個のフィルタコンデンサCNのみにより十分な対策が可能である。   In addition, in the switching circuit of the embodiment, since the secondary side series resonant circuit is provided together with the primary side series resonant circuit and the primary side parallel resonant circuit, the secondary side DC output voltage Eo is changed by a very slight frequency change. Can be maintained at a predetermined voltage, and the design of the noise filter can be facilitated. For this reason, if a one-stage noise filter comprising one common mode choke coil CMC and two across capacitors CL is provided, it is possible to sufficiently satisfy the power source disturbance standard. Moreover, sufficient measures can be taken with respect to the normal mode noise of the rectified output line with only one filter capacitor CN.
又、スイッチング素子Q1と二次側の整流ダイオードDo1及び整流ダイオードDo2、さらに、力率改善ダイオードD1などもスイッチング素子Q1に同期して動作するものである。したがって、アース電位としては、図17の電源回路のように、アクティブフィルタ側と、その後段のスイッチングコンバータとの間で干渉することが無く、スイッチング周波数の変化に関わらず安定させることができる。   The switching element Q1, the secondary side rectifier diode Do1 and the rectifier diode Do2, and the power factor correction diode D1 and the like operate in synchronization with the switching element Q1. Therefore, as in the power supply circuit of FIG. 17, the ground potential does not interfere with the active filter side and the subsequent switching converter, and can be stabilized regardless of changes in the switching frequency.
(二次側回路の変形例)
実施形態において置き換え可能な二次側回路の変形例を図8ないし図12に示す。図8に示す二次側整流回路は、倍電圧全波整流回路を構成する。すなわち、コンバータトランス二次巻線についてセンタータップを施すことで、このセンタータップを境界にしてコンバータトランス二次巻線部N2A、コンバータトランス二次巻線部N2Bに2分割する。コンバータトランス二次巻線部N2A、コンバータトランス二次巻線部N2Bには、同じ巻数(ターン数)が設定される。コンバータトランス二次巻線N2のセンタータップは、二次側アースに接続される。又、コンバータトランス二次巻線N2におけるコンバータトランス二次巻線部N2A側の端部に対しては二次側直列共振コンデンサC4を直列に接続し、コンバータトランス二次巻線N2におけるコンバータトランス二次巻線部N2B側の端部に対しても同一容量の二次側直列共振コンデンサC4を直列に接続する。これにより、コンバータトランス二次巻線部N2Aの漏れインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサC4の容量から成る第1の二次側直列共振回路と、コンバータトランス二次巻線部N2Bの漏れインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサC4の容量から成る第1の二次側直列共振回路と略等しい共振周波数を有する第2の二次側直列共振回路とが形成される。
(Modification of secondary circuit)
Modified examples of the secondary side circuit that can be replaced in the embodiment are shown in FIGS. The secondary side rectifier circuit shown in FIG. 8 constitutes a voltage doubler full wave rectifier circuit. That is, by applying a center tap to the converter transformer secondary winding, the converter transformer secondary winding section N2A and the converter transformer secondary winding section N2B are divided into two with the center tap as a boundary. The same number of turns (number of turns) is set in converter transformer secondary winding portion N2A and converter transformer secondary winding portion N2B. The center tap of converter transformer secondary winding N2 is connected to the secondary side ground. Further, a secondary side series resonant capacitor C4 is connected in series to the end of the converter transformer secondary winding N2 on the converter transformer secondary winding portion N2A side, and the converter transformer secondary winding N2 is connected to the converter transformer secondary coil N2. A secondary side series resonant capacitor C4 having the same capacity is also connected in series to the end of the secondary winding portion N2B. Accordingly, the leakage inductance component of the converter transformer secondary winding portion N2A and the first secondary side series resonance circuit including the capacitance of the secondary side series resonance capacitor C4, and the leakage inductance component of the converter transformer secondary winding portion N2B And a second secondary side series resonance circuit having a resonance frequency substantially equal to the first secondary side series resonance circuit composed of the capacitance of the secondary side series resonance capacitor C4.
そして、コンバータトランス二次巻線N2におけるコンバータトランス二次巻線部N2A側の端部を、二次側直列共振コンデンサC4の直列接続を介して整流ダイオードDo1のアノードと整流ダイオードDo2のカソードとの接続点に対して接続する。又、コンバータトランス二次巻線N2におけるコンバータトランス二次巻線部N2B側の端部を、二次側直列共振コンデンサC4の直列接続を介して、整流ダイオードDo3のアノードと整流ダイオードDo4のカソードとの接続点に対して接続する。そして、整流ダイオードDo1、整流ダイオードDo3の各カソードは、平滑コンデンサCoの正極端子に接続する。平滑コンデンサCoの負極端子は二次側アースに接続される。又、整流ダイオードDo2、整流ダイオードDo4の各アノードの接続点は二次側アースに接続する。   The end of the converter transformer secondary winding N2 on the side of the converter transformer secondary winding N2A is connected to the anode of the rectifier diode Do1 and the cathode of the rectifier diode Do2 via the series connection of the secondary side series resonant capacitor C4. Connect to the connection point. Further, the end of the converter transformer secondary winding N2 on the side of the converter transformer secondary winding N2B is connected to the anode of the rectifier diode Do3 and the cathode of the rectifier diode Do4 via the series connection of the secondary series resonant capacitor C4. Connect to the connection point. The cathodes of the rectifier diode Do1 and the rectifier diode Do3 are connected to the positive terminal of the smoothing capacitor Co. The negative terminal of the smoothing capacitor Co is connected to the secondary side ground. Further, the connection points of the anodes of the rectifier diode Do2 and the rectifier diode Do4 are connected to the secondary side ground.
このようにして、コンバータトランス二次巻線部N2A,二次側直列共振コンデンサC4、整流ダイオードDo1、整流ダイオードDo2、及び平滑コンデンサCoから成る、第1の二次側直列共振回路を備える第1の倍電圧半波整流回路と、コンバータトランス二次巻線部N2B,二次側直列共振コンデンサC4、整流ダイオードDo1、整流ダイオードDo2、及び平滑コンデンサCoから成る、第2の二次側直列共振回路を備える第2の倍電圧半波整流回路とが形成されることになる。このようにして平滑コンデンサCoに対しては、コンバータトランス二次巻線N2の交番電圧の、一方の極性の半周期では、コンバータトランス二次巻線部N2Bの誘起電圧と二次側直列共振コンデンサC4の両端電圧の重畳電位による整流電流の充電が行われ、他方の極性の半周期では、コンバータトランス二次巻線部N2Aの誘起電圧と二次側直列共振コンデンサC4の両端電圧の重畳電位による整流電流の充電が行われることとなる。これにより、平滑コンデンサCoの両端電圧である二次側直流出力電圧Eoとしては、コンバータトランス二次巻線部N2A、コンバータトランス二次巻線部N2Bの誘起電圧レベルの2倍に対応するレベルが得られることになる。つまり、倍電圧全波整流回路が得られる。   In this way, the first secondary side series resonance circuit including the converter transformer secondary winding part N2A, the secondary side series resonance capacitor C4, the rectifier diode Do1, the rectifier diode Do2, and the smoothing capacitor Co is provided. A second secondary side series resonant circuit comprising: a double voltage half-wave rectifier circuit, a converter transformer secondary winding N2B, a secondary side series resonant capacitor C4, a rectifier diode Do1, a rectifier diode Do2, and a smoothing capacitor Co. And a second voltage doubler half-wave rectifier circuit. Thus, for the smoothing capacitor Co, the induced voltage of the converter transformer secondary winding N2B and the secondary side series resonant capacitor in the half cycle of one polarity of the alternating voltage of the converter transformer secondary winding N2 The rectified current is charged by the superposed potential of the voltage across C4. In the other half-cycle, the induced voltage of the converter transformer secondary winding N2A and the superposed potential of the voltage across the secondary series resonant capacitor C4 are used. The rectified current is charged. As a result, the secondary side DC output voltage Eo, which is the voltage across the smoothing capacitor Co, has a level corresponding to twice the induced voltage level of the converter transformer secondary winding N2A and the converter transformer secondary winding N2B. Will be obtained. That is, a voltage doubler full wave rectifier circuit is obtained.
図9に示す二次側整流回路は、倍電圧半波整流回路を構成する。すなわち、コンバータトランス二次巻線N2の漏れインダクタンス成分と二次側直列共振コンデンサC4の容量から成る二次側直列共振回路とが形成される。そして、コンバータトランス二次巻線N2に発生される一方の極性の電圧は、整流ダイオードDo2を介して二次側直列共振コンデンサC4を充電し、他方の極性の電圧は、整流ダイオードDo1を介してコンデンサCoを充電する。二次側直列共振コンデンサC4に充電された電圧とコンデンサCoに充電された電圧とは加算されるので、コンバータトランス二次巻線N2の誘起電圧レベルの2倍に対応するレベルが得られることになる。つまり、倍電圧全波整流回路が得られる。   The secondary side rectifier circuit shown in FIG. 9 constitutes a voltage doubler half-wave rectifier circuit. That is, a secondary side series resonance circuit composed of the leakage inductance component of the converter transformer secondary winding N2 and the capacitance of the secondary side series resonance capacitor C4 is formed. The voltage of one polarity generated in the converter transformer secondary winding N2 charges the secondary side series resonant capacitor C4 via the rectifier diode Do2, and the voltage of the other polarity is supplied via the rectifier diode Do1. Capacitor Co is charged. Since the voltage charged in secondary side series resonance capacitor C4 and the voltage charged in capacitor Co are added, a level corresponding to twice the induced voltage level of converter transformer secondary winding N2 is obtained. Become. That is, a voltage doubler full wave rectifier circuit is obtained.
図10に示す二次側整流回路は、部分電圧共振コンデンサC5とコンバータトランス二次巻線N2の漏れインダクタンス成分で部分電圧共振回路を形成するとともに、整流ダイオードDo1ないし整流ダイオードDo4で構成されるブリッジ整流素子を用いた全波整流回路である。   The secondary side rectifier circuit shown in FIG. 10 forms a partial voltage resonance circuit by the leakage inductance components of the partial voltage resonance capacitor C5 and the converter transformer secondary winding N2, and is a bridge configured by the rectification diodes Do1 to Do4. It is a full-wave rectifier circuit using a rectifier element.
図11に示す二次側整流回路は、部分電圧共振コンデンサC5とコンバータトランス二次巻線部N2A及びコンバータトランス二次巻線部N2Bの漏れインダクタンス成分で部分電圧共振回路を形成するとともに、整流ダイオードDo1及び整流ダイオードDo2で構成されるセンタータップ両波整流回路である。   The secondary side rectifier circuit shown in FIG. 11 forms a partial voltage resonance circuit with the leakage inductance components of the partial voltage resonance capacitor C5, the converter transformer secondary winding portion N2A, and the converter transformer secondary winding portion N2B. It is a center tap double-wave rectifier circuit composed of Do1 and rectifier diode Do2.
図12に示す二次側整流回路は、部分電圧共振コンデンサC5とコンバータトランス二次巻線N2の漏れインダクタンス成分で部分電圧共振回路を形成するとともに、整流ダイオードDo1及び整流ダイオードDo2で構成される倍電圧半波整流回路である。   The secondary side rectifier circuit shown in FIG. 12 forms a partial voltage resonance circuit with the leakage inductance components of the partial voltage resonance capacitor C5 and the converter transformer secondary winding N2, and is configured by a rectifier diode Do1 and a rectifier diode Do2. This is a voltage half-wave rectifier circuit.
上述した二次側回路の変形例において、整流回路を倍電圧整流回路とした場合には、いずれの場合にも二次側巻線で発生する電圧に応じた二倍の電圧値の直流電圧を得ることができ、二次側に二次側直列共振コンデンサC4を設けて直列共振回路を形成する場合、部分電圧共振コンデンサC5を設けて部分電圧共振回路を形成する場合のいずれも、直列共振回路、又は、部分電圧共振回路を設けない場合(二次巻線にこれらの回路を接続すること無く、二次巻線と整流素子と平滑コンデンサから構成される通常の二次側整流回路の場合)に較べて、損失が低減できるので、効率が向上する。   In the modification of the secondary side circuit described above, when the rectifier circuit is a voltage doubler rectifier circuit, in any case, a DC voltage having a double voltage value corresponding to the voltage generated in the secondary side winding is applied. In the case where the secondary side series resonance capacitor C4 is provided on the secondary side to form the series resonance circuit, the case where the partial voltage resonance capacitor C5 is provided to form the partial voltage resonance circuit, the series resonance circuit can be obtained. Or when a partial voltage resonance circuit is not provided (in the case of a normal secondary rectifier circuit composed of a secondary winding, a rectifying element, and a smoothing capacitor without connecting these circuits to the secondary winding) Compared to the above, the loss can be reduced, so that the efficiency is improved.
なお、これまでに説明した実施形態の電源回路の具体的設計例は、交流入力電圧VACは、100Vの商用の交流電源が入力されることを前提としているのであるが、本発明は、交流入力電圧VACの値として、特に限定があるものではない、例えば、200Vの商用の交流電源入力に対応した設計として場合にも、本願発明に基づいた構成とすることで同様の効果が得られる。又、例えば、一次側電圧共振形コンバータの細部の回路形態や、二次側直列共振回路を含んで形成する二次側整流回路の構成などは他にも考えられるものである。又、スイッチング素子については、例えばIGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)、バイポーラトランジスタなど、MOS−FET以外の素子を選定することも考えられる。又、上記各実施形態では、他励式のスイッチングコンバータを挙げているが、自励式として構成した場合にも本発明は適用できる。   The specific design example of the power supply circuit according to the embodiment described so far is based on the assumption that a commercial AC power supply of 100 V is input as the AC input voltage VAC. The value of the voltage VAC is not particularly limited. For example, the same effect can be obtained by adopting the configuration based on the present invention even in the case of a design corresponding to a commercial AC power input of 200V. Further, for example, a detailed circuit configuration of the primary side voltage resonance type converter, a configuration of a secondary side rectifier circuit formed including a secondary side series resonance circuit, and the like are also conceivable. As the switching element, it may be considered to select an element other than the MOS-FET such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor) or a bipolar transistor. In each of the above embodiments, a separately-excited switching converter is cited, but the present invention can also be applied to a case where the self-excited type is configured.
実施形態のスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structural example of the switching power supply circuit of embodiment. 実施形態のコンバータトランスの構造例である。It is an example of a structure of the converter transformer of an embodiment. 実施形態のコンバータトランスの構造例である。It is an example of a structure of the converter transformer of an embodiment. 実施形態のコンバータトランスの構造例である。It is an example of a structure of the converter transformer of an embodiment. 実施形態の電源回路における要部の動作を商用の交流電源周期により示す波形図である。It is a wave form diagram which shows operation | movement of the principal part in the power supply circuit of embodiment by a commercial alternating current power supply period. 実施形態の電源回路についての、負荷変動に対する整流平滑電圧、力率、及び電力変換効率の特性を示す図である。It is a figure which shows the characteristic of the rectification | straightening smoothing voltage with respect to load fluctuation | variation, a power factor, and power conversion efficiency about the power supply circuit of embodiment. 実施形態の電源回路についての、交流入力電圧変動に対する整流平滑電圧、力率、及び電力変換効率の特性を示す図である。It is a figure which shows the characteristic of the rectification | straightening voltage, power factor, and power conversion efficiency with respect to alternating current input voltage fluctuation | variation about the power supply circuit of embodiment. 実施形態の二次側回路の変形例である。It is a modification of the secondary side circuit of embodiment. 実施形態の二次側回路の変形例である。It is a modification of the secondary side circuit of embodiment. 実施形態の二次側回路の変形例である。It is a modification of the secondary side circuit of embodiment. 実施形態の二次側回路の変形例である。It is a modification of the secondary side circuit of embodiment. 実施形態の二次側回路の変形例である。It is a modification of the secondary side circuit of embodiment. 実施形態のE級スイッチングコンバータの原理を示す図である。It is a figure which shows the principle of the class E switching converter of embodiment. 実施形態のE級スイッチングコンバータの動作原理に基づく波形図である。It is a wave form diagram based on the principle of operation of the class E switching converter of an embodiment. 背景技術に示すアクティブフィルタの構成図である。It is a block diagram of the active filter shown in background art. 背景技術に示すアクティブフィルタの動作を説明する波形図である。It is a wave form diagram explaining operation | movement of the active filter shown to background art. 背景技術に示すスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structural example of the switching power supply circuit shown in background art. 背景技術に示すアクティブフィルタの動作を説明する波形図である。It is a wave form diagram explaining operation | movement of the active filter shown to background art. 背景技術に示すアクティブフィルタを実装した電源回路における交流入力電圧、交入力電流及び平滑電圧を商用の交流電源周期により示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the alternating current input voltage in the power supply circuit which mounted the active filter shown in background art, an alternating current, and a smooth voltage with a commercial alternating current power supply period. 背景技術に示すアクティブフィルタを実装した電源回路の負荷変動に対する電力変換効率、力率、整流平滑電圧の各特性について示した特性図である。It is the characteristic view shown about each characteristic of the power conversion efficiency with respect to the load fluctuation | variation of the power supply circuit which mounted the active filter shown in background art, a power factor, and a rectification smoothing voltage. 背景技術に示すアクティブフィルタを実装した電源回路の交流入力電圧変動に対する電力変換効率、力率、整流平滑電圧の各特性について示した特性図である。It is the characteristic view shown about each characteristic of the power conversion efficiency with respect to the alternating current input voltage fluctuation | variation of a power supply circuit which mounted the active filter shown in background art, a power factor, and a rectification smoothing voltage.
符号の説明Explanation of symbols
1 制御回路、2 発振・ドライブ回路、10 力率改善回路、AC 商用の交流電源、Cr 一次側並列共振コンデンサ、C2 一次側直列共振コンデンサ、C3 電圧クランプ用コンデンサ、C4 二次側直列共振コンデンサ、C5 部分共振コンデンサ、CL アクロスコンデンサ、CMC コモンモードチョークコイル、CN フィルタコンデンサ、Ci、Co 平滑コンデンサ、CR1、CR2 コア、D1 力率改善ダイオード、Do1、Do2、Do3,Do4 整流ダイオード、DD、DD1、DD2 ボディダイオード、Di、Do ブリッジ整流器、Ei 整流平滑電圧、Eo 二次側直流出力電圧、G、G1、G2、G3 ギャップ、I1、I2、I3 電流、IAC 交流入力電流、PCC チョーク装置(チョークコイル)、LFT ラインフィルタトランス、N1 コンバータトランス一次巻線(一次巻線)、N2 コンバータトランス二次巻線(二次巻線)、N2A、N2B コンバータトランス二次巻線部(二次巻線部)、Ng 制御巻線、No チョークコイル巻線、No’ 力率改善巻線、PF 力率、PIT コンバータトランス、Q1 スイッチング素子、Q2 補助スイッチング素子、Rg1、Rg2 抵抗、V1、V2、V3 電圧、VAC 交流入力電圧、ηAC→DC 電力変換効率 1 control circuit, 2 oscillation / drive circuit, 10 power factor correction circuit, AC commercial AC power supply, Cr primary side parallel resonance capacitor, C2 primary side series resonance capacitor, C3 voltage clamp capacitor, C4 secondary side series resonance capacitor, C5 partial resonance capacitor, CL across capacitor, CMC common mode choke coil, CN filter capacitor, Ci, Co smoothing capacitor, CR1, CR2 core, D1 power factor improvement diode, Do1, Do2, Do3, Do4 rectifier diode, DD, DD1, DD2 body diode, Di, Do bridge rectifier, Ei rectified smoothing voltage, Eo secondary side DC output voltage, G, G1, G2, G3 gap, I1, I2, I3 current, IAC AC input current, PCC choke device (choke coil) ), LF Line filter transformer, N1 converter transformer primary winding (primary winding), N2 converter transformer secondary winding (secondary winding), N2A, N2B converter transformer secondary winding (secondary winding), Ng control Winding, No choke coil winding, No 'Power factor improving winding, PF power factor, PIT converter transformer, Q1 switching element, Q2 auxiliary switching element, Rg1, Rg2 resistance, V1, V2, V3 voltage, VAC AC input voltage , ΗAC → DC Power conversion efficiency

Claims (4)

  1. 交流電源からの交流電力を整流する一次側整流素子と平滑コンデンサとを具備して形成され、直流電力を生成する一次側整流回路と、
    前記直流電力がチョークコイル巻線の一端に印加されるチョーク装置と、
    前記チョークコイル巻線の他端にコンバータトランス一次巻線の一端が接続される漏れインダクタンスを有するコンバータトランスと、
    前記コンバータトランス一次巻線の前記一端に交流電圧を印加するために接続されるスイッチング素子と、
    前記コンバータトランス一次巻線の他端が一次側直列共振コンデンサと接続されて形成される一次側直列共振回路と、
    前記スイッチング素子に一次側並列共振コンデンサが並列に接続されて形成される一次側並列共振回路と、
    前記スイッチング素子をオン・オフ駆動する発振・ドライブ回路と、
    前記コンバータトランス二次巻線に接続される二次側整流回路によって出力される二次側直流出力電圧の値を所定の値とするような制御信号を前記発振・ドライブ回路に供給する制御回路と、
    前記チョーク装置に巻装され、前記チョークコイル巻線と疎に結合される力率改善巻線と前記一次側整流素子との間に接続されて、前記力率改善巻線に発生する一方向のパルス電圧を前記平滑コンデンサに付与する力率改善ダイオードを具備する力率改善回路と、
    前記チョークコイル巻線に並列に接続され、前記スイッチング素子がオフのときにオンとされる補助スイッチング素子と電圧クランプ用コンデンサとの直列接続回路と、
    を備えるスイッチング電源回路。
    A primary-side rectifier circuit that is formed to include a primary-side rectifying element that rectifies AC power from an AC power source and a smoothing capacitor, and that generates DC power;
    A choke device in which the DC power is applied to one end of a choke coil winding;
    A converter transformer having a leakage inductance in which one end of a converter transformer primary winding is connected to the other end of the choke coil winding;
    A switching element connected to apply an alternating voltage to the one end of the converter transformer primary winding;
    A primary-side series resonance circuit formed by connecting the other end of the converter transformer primary winding to a primary-side series resonance capacitor;
    A primary parallel resonant circuit formed by connecting a primary parallel resonant capacitor to the switching element in parallel;
    An oscillation / drive circuit for driving the switching element on and off;
    A control circuit for supplying a control signal to the oscillation / drive circuit such that a value of a secondary side DC output voltage output by a secondary side rectifier circuit connected to the converter transformer secondary winding is a predetermined value; ,
    The power factor correction winding wound around the choke device and loosely coupled to the choke coil winding and the primary side rectifying element are connected in a one-way direction generated in the power factor correction winding. A power factor correction circuit comprising a power factor correction diode for applying a pulse voltage to the smoothing capacitor;
    A series connection circuit of an auxiliary switching element connected in parallel to the choke coil winding and turned on when the switching element is off and a voltage clamping capacitor;
    A switching power supply circuit comprising:
  2. 前記コンバータトランスのコンバータトランス二次巻線に接続される二次側整流回路は、二次側直列共振コンデンサを有する全波ブリッジ整流回路、倍電圧全波回路又は倍電圧半波回路のいずれかである請求項1に記載のスイッチング電源回路。   The secondary rectifier circuit connected to the converter transformer secondary winding of the converter transformer is either a full-wave bridge rectifier circuit having a secondary side series resonant capacitor, a double voltage full wave circuit, or a double voltage half wave circuit. The switching power supply circuit according to claim 1.
  3. 前記コンバータトランスのコンバータトランス二次巻線に接続される二次側整流回路は、部分電圧共振コンデンサを有する全波ブリッジ整流回路、センタータップ両波整流回路又は倍電圧半波回路のいずれかである請求項1に記載のスイッチング電源回路。   The secondary side rectifier circuit connected to the converter transformer secondary winding of the converter transformer is either a full-wave bridge rectifier circuit having a partial voltage resonant capacitor, a center tap double-wave rectifier circuit, or a voltage doubler half-wave circuit. The switching power supply circuit according to claim 1.
  4. 前記コンバータトランス及び前記チョーク装置は、E字型フェライト磁芯を組み合わせ、又は直交型フェライト磁心を組み合わせて、一体形成されることを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回路。   2. The switching power supply circuit according to claim 1, wherein the converter transformer and the choke device are integrally formed by combining an E-shaped ferrite magnetic core or an orthogonal ferrite core.
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