JP2006350722A - Constant voltage circuit - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、出力電流を制限する過電流保護回路を備えた定電圧回路に関し、特に出力端子がパーシャルショート状態になった場合に、出力トランジスタ及び負荷における電力損失を大幅に削減できる過電流保護回路を備えた定電圧回路に関する。 The present invention relates to a constant voltage circuit including an overcurrent protection circuit that limits an output current, and more particularly, an overcurrent protection circuit that can significantly reduce power loss in an output transistor and a load when an output terminal is in a partial short state. The present invention relates to a constant voltage circuit comprising:
従来、定電圧回路には過電流から負荷、又は出力トランジスタを保護するため過電流保護回路が付加されるのが一般的であった。一般的に使用される過電流保護回路には、出力電流が所定の電流値に達すると、出力電流の増加を抑える電流制限タイプと、出力電流が所定の電流値を超えると、出力電流を低下させながら出力電圧を低下させるようにした、いわゆる「フの字特性」を持ったタイプがあった。
図7は、「フの字特性」を有するタイプの過電流保護回路を備えた定電圧回路の従来例を示した図である。
図7において、シリーズレギュレータをなす定電圧回路100は、入力端子INに入力された入力電圧Vinを所定の定電圧に変換して出力端子OUTに接続された負荷110に出力する。
Conventionally, an overcurrent protection circuit is generally added to a constant voltage circuit to protect a load or an output transistor from an overcurrent. Generally used overcurrent protection circuits include a current limiting type that suppresses an increase in output current when the output current reaches a predetermined current value, and a decrease in output current when the output current exceeds the predetermined current value. There was a type with a so-called “figure-shaped characteristic” in which the output voltage was lowered while being reduced.
FIG. 7 is a diagram showing a conventional example of a constant voltage circuit provided with an overcurrent protection circuit of a type having “F-shaped characteristics”.
In FIG. 7, a
定電圧回路100は、所定の基準電圧Vrefを生成して出力する基準電圧発生回路101、誤差増幅回路AMP、エンハンスメント型PMOSトランジスタ(以下、PMOSトランジスタと呼ぶ)からなる出力トランジスタM101、出力電圧検出用の抵抗R101,R102及び過電流保護回路102で構成されている。
過電流保護回路102は、4つのPMOSトランジスタM102,M103,M106,M107、2つのデプレッション型NMOSトランジスタM104,M105、3つの抵抗R103〜R105、及び電流源i101で構成されている。PMOSトランジスタM102,M103、デプレッション型NMOSトランジスタM104,M105及び電流源i101は差動増幅回路を形成している。
The
The
PMOSトランジスタM106のドレイン電流id106は出力トランジスタM101のドレイン電流id101に比例する。PMOSトランジスタM106のドレイン電流id106は、抵抗R105に供給されて電圧Vbに変換され、該電圧Vbは、前記差動増幅回路の一方の入力端をなすデプレッション型NMOSトランジスタM105のゲートに入力されている。前記差動増幅回路の他方の入力端をなすデプレッション型NMOSトランジスタM104のゲートには、出力電圧Voutを抵抗R103と抵抗R104で分圧した電圧Vaが入力されている。 The drain current id106 of the PMOS transistor M106 is proportional to the drain current id101 of the output transistor M101. The drain current id106 of the PMOS transistor M106 is supplied to the resistor R105 and converted into the voltage Vb, and the voltage Vb is input to the gate of the depletion type NMOS transistor M105 that forms one input terminal of the differential amplifier circuit. . A voltage Va obtained by dividing the output voltage Vout by the resistor R103 and the resistor R104 is input to the gate of the depletion type NMOS transistor M104 that forms the other input terminal of the differential amplifier circuit.
図8は、過電流保護回路102が作動したときの出力電流iout(=id101)と出力電圧Vout、及び出力電流ioutと出力トランジスタM101の消費電力PW101とのそれぞれの関係を示した図である。
図8から分かるように、出力トランジスタM101のドレイン電流id101が増加するに連れて、PMOSトランジスタM106のドレイン電流id106も増加するため、抵抗R105の電圧降下も大きくなり電圧Vbも大きくなる。電圧Vbが大きくなると、デプレッション型NMOSトランジスタM105のドレイン電圧が低下することからPMOSトランジスタM107のインピーダンスが低下し、出力トランジスタM101のゲート電圧を上昇させて、出力トランジスタM101のドレイン電流id101が制限される。
FIG. 8 is a diagram illustrating the relationship between the output current iout (= id101) and the output voltage Vout when the
As can be seen from FIG. 8, as the drain current id101 of the output transistor M101 increases, the drain current id106 of the PMOS transistor M106 also increases, so that the voltage drop of the resistor R105 increases and the voltage Vb also increases. When the voltage Vb increases, the drain voltage of the depletion type NMOS transistor M105 decreases, so the impedance of the PMOS transistor M107 decreases, the gate voltage of the output transistor M101 increases, and the drain current id101 of the output transistor M101 is limited. .
出力トランジスタM101のドレイン電流id101が所定の電流(図8では500mA)に達すると、PMOSトランジスタM107の働きで出力トランジスタM101のドレイン電流id101が増加できなくなり、出力電圧Voutの低下が始まる(図8のA点)。出力電圧Voutが低下すると、前記差動増幅回路の他方の入力端に入力されている電圧Vaも低下するため、デプレッション型NMOSトランジスタM105のゲート電圧Vbは、デプレッション型NMOSトランジスタM104のゲート電圧Vaよりも大きくなり、デプレッション型NMOSトランジスタM105のドレイン電圧は更に低下する。この結果、出力トランジスタM101のドレイン電流id101が更に減少し、同時に出力電圧Voutも更に低下する。このような動作を繰り返すことから、過電流保護回路102が作動中の出力電流ioutと出力電圧Voutの関係は、図8の破線のように、出力電圧Voutと出力電流ioutが同時に減少する。
When the drain current id101 of the output transistor M101 reaches a predetermined current (500 mA in FIG. 8), the drain current id101 of the output transistor M101 cannot be increased by the action of the PMOS transistor M107, and the output voltage Vout starts to decrease (FIG. 8). A point). When the output voltage Vout decreases, the voltage Va input to the other input terminal of the differential amplifier circuit also decreases. Therefore, the gate voltage Vb of the depletion type NMOS transistor M105 is higher than the gate voltage Va of the depletion type NMOS transistor M104. And the drain voltage of the depletion type NMOS transistor M105 further decreases. As a result, the drain current id101 of the output transistor M101 further decreases, and at the same time, the output voltage Vout further decreases. Since such an operation is repeated, the relationship between the output current iout and the output voltage Vout during operation of the
過電流保護回路102が作動中に出力トランジスタM101で消費される電力PW101を図8の実線で示しており、これは、入力電圧Vinが3.6Vで定格出力電圧が3V、過電流保護回路の短絡電流が40mAとした場合を示している。図8から分かるように、出力トランジスタM101の消費電力PW101のピーク値は、出力電流ioutが約300mAの時で約570mWである。また、負荷短絡時は消費電力が144mWと非常に小さくなっているが、出力電流ioutが300mA付近では、電流制限だけの過電流保護回路の場合の最大値1800mWと比較して、1/3以下と小さくなっているものの、依然としてかなりの電力を消費している。
The power PW101 consumed by the output transistor M101 during operation of the
特に、機器が故障したした場合は、負荷110が短絡するケースよりも負荷110に流れる電流が小さい、いわゆるパーシャルショート状態になる場合が多い。このため、負荷電流が200mAから300mAで安定してしまい、消費電力の大きい範囲の状態を長時間持続する場合があった。このような状態が長時間続くと、出力トランジスタM101や負荷110の発熱によって、機器の温度が上昇し、機器に不具合が発生する恐れがあった。
図9は、従来の過電流保護回路の他の例を示した回路図である(例えば、特許文献1参照。)。
In particular, when a device breaks down, a so-called partial short state often occurs in which the current flowing through the
FIG. 9 is a circuit diagram showing another example of a conventional overcurrent protection circuit (see, for example, Patent Document 1).
図9の回路は、図10で示したような特性を示し、第1と第2の2つの「フの字特性」を有しており、A点の出力電流ioutと出力電圧Voutで、第2のフの字特性から第1のフの字特性に切り替わって、実線で示すような「アの字特性」を有している。
図9のような過電流保護回路では、第2のフの字特性の出力電流を図8の場合よりも急速に低下させることができるため、第1のフの字特性の過電流保護回路が働き出すまでの出力電流領域では、出力トランジスタQ1の消費電力を通常の「フの字特性」の過電流保護回路よりも小さくすることができる。
In the overcurrent protection circuit as shown in FIG. 9, the output current of the second U-shaped characteristic can be decreased more rapidly than in the case of FIG. In the output current region until it starts to work, the power consumption of the output transistor Q1 can be made smaller than that of a normal “f-shaped” overcurrent protection circuit.
しかし、従来のフの字特性の過電流保護回路は、負荷が短絡して出力電圧Voutが0V付近まで低下した場合は出力電流が大きく減少し、出力トランジスタや負荷の消費電力を大幅に減少させることができるが、出力電圧が十分に低下しない、いわゆるパーシャルショート状態では消費電力は余り減少させることができなかった。
また、図9で示したような2つの「フの字特性」を切り替えるようにしたものであっても、図10で示したA点付近での消費電力の改善はそれほど期待することができず、更に、短絡電流が大きくなってしまい負荷短絡時の消費電力は反対に増加してしまうという問題があった。
However, the conventional overcurrent protection circuit having the U-shaped characteristic greatly reduces the output current when the load is short-circuited and the output voltage Vout drops to near 0 V, greatly reducing the power consumption of the output transistor and the load. However, in a so-called partial short state where the output voltage does not sufficiently decrease, the power consumption cannot be reduced much.
Further, even if two “f-character characteristics” as shown in FIG. 9 are switched, the improvement in power consumption in the vicinity of the point A shown in FIG. 10 cannot be expected so much. Furthermore, there is a problem that the short-circuit current increases and the power consumption when the load is short-circuited increases.
本発明は、上記のような問題を解決するためになされたものであり、負荷がパーシャルショート状態になっても、負荷短絡時とほぼ同等な消費電力に抑えることができる、フの字特性を有する過電流保護回路を備えた定電圧回路を得ることを目的とする。 The present invention has been made in order to solve the above-described problems. Even when the load is in a partial short state, the U-shaped characteristic can be suppressed to substantially the same power consumption as when the load is short-circuited. An object of the present invention is to obtain a constant voltage circuit including an overcurrent protection circuit.
この発明に係る定電圧回路は、制御電極に入力された信号に応じた電流を入力端子から出力端子に出力する出力トランジスタと、
所定の基準電圧を生成すると共に前記出力端子の電圧に比例した第1比例電圧を生成し該第1比例電圧が該基準電圧になるように前記出力トランジスタの動作制御を行う出力電圧制御部と、
前記出力トランジスタから出力される電流が所定値を超えないように前記出力トランジスタに対して出力電流を制限する過電流保護回路部と、
を備えた、前記入力端子に入力された入力電圧を所定の定電圧に変換して前記出力端子に出力する定電圧回路において、
前記過電流保護回路部は、
前記出力端子の電圧に比例した第2比例電圧を生成すると共に前記出力トランジスタの出力電流に比例した比例電流を生成して電圧に変換し、該第2比例電圧と該変換した電圧との差分を増幅して前記出力トランジスタの制御電極に出力することにより、前記出力トランジスタから出力された電流が第1所定値以上になると前記出力端子の電圧を低下させながら前記出力トランジスタからの出力電流を所定の短絡電流まで低下させるフの字特性を有する過電流保護回路と、
前記比例電流が前記第1所定値よりも小さい所定の第2所定値になると、前記第2比例電圧を接地電圧まで低下させる電圧低下回路と、
を備えるものである。
The constant voltage circuit according to the present invention includes an output transistor that outputs a current corresponding to a signal input to the control electrode from the input terminal to the output terminal;
An output voltage controller that generates a predetermined reference voltage and generates a first proportional voltage proportional to the voltage of the output terminal, and controls the operation of the output transistor so that the first proportional voltage becomes the reference voltage;
An overcurrent protection circuit unit that limits the output current to the output transistor so that the current output from the output transistor does not exceed a predetermined value;
In a constant voltage circuit that converts the input voltage input to the input terminal into a predetermined constant voltage and outputs it to the output terminal,
The overcurrent protection circuit unit is
A second proportional voltage proportional to the voltage of the output terminal is generated, and a proportional current proportional to the output current of the output transistor is generated and converted into a voltage, and a difference between the second proportional voltage and the converted voltage is calculated. By amplifying and outputting to the control electrode of the output transistor, when the current output from the output transistor exceeds a first predetermined value, the output current from the output transistor is reduced to a predetermined value while lowering the voltage at the output terminal. An overcurrent protection circuit having a U-shaped characteristic for reducing to a short-circuit current;
A voltage lowering circuit that reduces the second proportional voltage to a ground voltage when the proportional current becomes a predetermined second predetermined value smaller than the first predetermined value;
Is provided.
具体的には、前記過電流保護回路は、前記出力端子の電圧を分圧して前記第2比例電圧を生成し出力する出力電圧検出回路を備え、前記電圧低下回路は、前記比例電流が前記第2所定値になると、該出力電圧検出回路に対する前記出力端子の電圧の供給を遮断するようにした。 Specifically, the overcurrent protection circuit includes an output voltage detection circuit that divides the voltage of the output terminal to generate and output the second proportional voltage, and the voltage reduction circuit includes the proportional current when the proportional current is the first voltage. 2 When the predetermined value is reached, the supply of the voltage at the output terminal to the output voltage detection circuit is cut off.
この場合、前記出力電圧制御部は、前記第2比例電圧を前記第1比例電圧として、前記基準電圧と該第1比例電圧との差分を増幅して前記出力トランジスタの制御電極に出力するようにした。 In this case, the output voltage control unit amplifies a difference between the reference voltage and the first proportional voltage by using the second proportional voltage as the first proportional voltage, and outputs the amplified difference to the control electrode of the output transistor. did.
また、前記出力電圧検出回路は、前記出力端子の電圧を分圧して前記第1比例電圧を生成し、前記出力電圧制御部及び過電流保護回路は、該出力電圧検出回路を共有するようにしてもよい。 The output voltage detection circuit divides the voltage of the output terminal to generate the first proportional voltage, and the output voltage control unit and the overcurrent protection circuit share the output voltage detection circuit. Also good.
また、前記過電流保護回路部は、前記出力トランジスタからの出力電流が前記第1所定値と前記第2所定値との間の第3所定値になると、該出力電流を第3所定値に制限しながら前記出力端子の電圧が低下するように前記出力トランジスタの動作制御を行う電流制限回路を備えるようにしてもよい。 The overcurrent protection circuit unit limits the output current to a third predetermined value when the output current from the output transistor reaches a third predetermined value between the first predetermined value and the second predetermined value. However, a current limiting circuit for controlling the operation of the output transistor may be provided so that the voltage at the output terminal decreases.
本発明の定電圧回路によれば、僅かな部品を追加するだけで、フの字特性を有する過電流保護回路のパーシャルショート状態を検出して負荷短絡状態に移行することができるため、大きな電力を消費するパーシャルショート状態に長く留まることなく、瞬時に負荷短絡時の出力電流に移行することができ、安価に故障時における発熱を大幅に減少させることができ、機器の不具合の発生を防止することができる。 According to the constant voltage circuit of the present invention, it is possible to detect a partial short state of an overcurrent protection circuit having a U-shaped characteristic and shift to a load short-circuit state by adding a small number of components. The output current at the time of load short-circuit can be instantaneously transferred without staying in the partial short state that consumes a long time, and the heat generation at the time of failure can be greatly reduced, preventing the occurrence of malfunction of the equipment be able to.
次に、図面に示す実施の形態に基づいて、本発明を詳細に説明する。
第1の実施の形態.
図1は、本発明の第1の実施の形態における定電圧回路の回路例を示した図であり、図1では、シリーズレギュレータをなす定電圧回路に使用した場合を例にして示している。
図1において、定電圧回路1は、入力端子INに入力された入力電圧Vinを所定の定電圧に変換して出力端子OUTに接続された負荷10に出力する。
定電圧回路1は、所定の基準電圧Vrefを生成して出力する基準電圧発生回路2と、誤差増幅回路AMPと、PMOSトランジスタからなる出力トランジスタM1と、出力電圧検出用の抵抗R1,R2と、過電流保護回路3と、電圧低下回路4とで構成されている。
Next, the present invention will be described in detail based on the embodiments shown in the drawings.
First embodiment.
FIG. 1 is a diagram showing a circuit example of a constant voltage circuit according to the first embodiment of the present invention. FIG. 1 shows an example in which the constant voltage circuit is used as a series voltage regulator.
In FIG. 1, a
The
過電流保護回路3は、4つのPMOSトランジスタM2,M3,M6,M7、2つのデプレッション型NMOSトランジスタM4,M5、3つの抵抗R3〜R5、及び電流源i1で構成されている。PMOSトランジスタM2,M3、デプレッション型NMOSトランジスタM4,M5及び電流源i1は差動増幅回路を形成している。
また、電圧低下回路4は、PMOSトランジスタM8、デプレッション型NMOSトランジスタM9、AND回路A1、電流源i2及びスイッチング素子SWで構成されている。なお、基準電圧発生回路2、誤差増幅回路AMP及び抵抗R1,R2は出力電圧制御部をなし、過電流保護回路3及び電圧低下回路4は過電流保護回路部をなす。また、抵抗R3及びR4は出力電圧検出回路をなす。
The
The
入力端子INと出力端子OUTとの間に出力トランジスタM1が接続され、出力端子OUTと接地電圧との間に抵抗R1及びR2が直列に接続されている。抵抗R1及びR2は、出力電圧Voutを分圧して分圧電圧Vfbを生成し、誤差増幅回路AMPの非反転入力端に出力する。誤差増幅回路AMPの反転入力端には基準電圧Vrefが入力され、誤差増幅回路AMPは、分圧電圧Vfbが基準電圧Vrefになるように出力トランジスタM1の動作制御を行う。また、出力端子OUTと接地電圧との間には、負荷10が接続されている。
また、出力端子OUTと接地電圧との間には、スイッチング素子SW、抵抗R3及びR4が直列に接続されており、スイッチング素子SWがオンして導通状態のときに、抵抗R3及びR4は出力電圧Voutを分圧して分圧電圧V1を生成し、デプレッション型NMOSトランジスタM4のゲートに供給する。
An output transistor M1 is connected between the input terminal IN and the output terminal OUT, and resistors R1 and R2 are connected in series between the output terminal OUT and the ground voltage. The resistors R1 and R2 divide the output voltage Vout to generate a divided voltage Vfb, which is output to the non-inverting input terminal of the error amplifier circuit AMP. The reference voltage Vref is input to the inverting input terminal of the error amplifier circuit AMP, and the error amplifier circuit AMP controls the operation of the output transistor M1 so that the divided voltage Vfb becomes the reference voltage Vref. A
Further, the switching element SW and the resistors R3 and R4 are connected in series between the output terminal OUT and the ground voltage. When the switching element SW is turned on and is in the conductive state, the resistors R3 and R4 are The divided voltage V1 is generated by dividing Vout and supplied to the gate of the depletion type NMOS transistor M4.
デプレッション型NMOSトランジスタM4及びM5は差動対をなし、デプレッション型NMOSトランジスタM4及びM5の各ソースは接続され、該接続部と接地電圧との間に電流源i1が接続され、電流源i1は前記差動対に対して所定のバイアス電流を供給する。また、PMOSトランジスタM2及びM3はカレントミラー回路を形成しており、前記差動対の負荷をなしている。PMOSトランジスタM2及びM3の各ゲートは接続され、該接続部はPMOSトランジスタM2のドレインに接続されている。PMOSトランジスタM2及びM3の各ソースはそれぞれ入力電圧Vinに接続されている。入力電圧Vinと接地電圧との間には、PMOSトランジスタM6と抵抗R5が直列に接続されており、該接続部はデプレッション型NMOSトランジスタM5及びM9の各ゲートにそれぞれ接続されている。PMOSトランジスタM6のゲートは出力トランジスタM1のゲートに接続され、PMOSトランジスタM6は、出力トランジスタM1のドレイン電流id1に比例したドレイン電流id6を出力する。 The depletion type NMOS transistors M4 and M5 form a differential pair, the sources of the depletion type NMOS transistors M4 and M5 are connected, and a current source i1 is connected between the connection and the ground voltage. A predetermined bias current is supplied to the differential pair. Further, the PMOS transistors M2 and M3 form a current mirror circuit, and constitute a load of the differential pair. The gates of the PMOS transistors M2 and M3 are connected, and the connection is connected to the drain of the PMOS transistor M2. Each source of the PMOS transistors M2 and M3 is connected to the input voltage Vin. A PMOS transistor M6 and a resistor R5 are connected in series between the input voltage Vin and the ground voltage, and the connection is connected to each gate of the depletion type NMOS transistors M5 and M9. The gate of the PMOS transistor M6 is connected to the gate of the output transistor M1, and the PMOS transistor M6 outputs a drain current id6 proportional to the drain current id1 of the output transistor M1.
入力電圧Vinと出力トランジスタM1のゲートとの間にPMOSトランジスタM7が接続され、PMOSトランジスタM7のゲートは、前記差動増幅回路の出力端をなすPMOSトランジスタM3とデプレッション型NMOSトランジスタM5との接続部に接続されている。また、入力電圧Vinと接地電圧との間に、PMOSトランジスタM8、デプレッション型NMOSトランジスタM9及び電流源i2が直列に接続され、PMOSトランジスタM8のゲートは、PMOSトランジスタM3とデプレッション型NMOSトランジスタM5との接続部に接続されている。PMOSトランジスタM8とデプレッション型NMOSトランジスタM9との接続部は、AND回路A1の一方の入力端に接続され、AND回路A1の他方の入力端には、外部から起動信号Scが入力されている。スイッチング素子SWは、AND回路A1の出力信号によってスイッチング制御される。 A PMOS transistor M7 is connected between the input voltage Vin and the gate of the output transistor M1, and the gate of the PMOS transistor M7 is a connection portion between the PMOS transistor M3 and the depletion type NMOS transistor M5 that form the output terminal of the differential amplifier circuit. It is connected to the. A PMOS transistor M8, a depletion type NMOS transistor M9 and a current source i2 are connected in series between the input voltage Vin and the ground voltage, and the gate of the PMOS transistor M8 is connected to the PMOS transistor M3 and the depletion type NMOS transistor M5. Connected to the connection. A connection portion between the PMOS transistor M8 and the depletion type NMOS transistor M9 is connected to one input terminal of the AND circuit A1, and the activation signal Sc is input to the other input terminal of the AND circuit A1 from the outside. Switching of the switching element SW is controlled by the output signal of the AND circuit A1.
このような構成において、抵抗R1及びR2に流れる電流、並びに抵抗R3及びR4に流れる電流は、出力端子OUTから負荷10に出力される出力電流ioutと比較して無視できるほど小さいことから、出力トランジスタM1のドレイン電流id1は出力電流ioutに等しいものとして説明する。
図2は、図1の定電圧回路1における出力電圧Vout‐出力電流ioutの特性例、及び出力トランジスタM1の消費電力PW1‐出力電流ioutの特性例を示した図であり、図2を参照しながら定電圧回路1の動作について説明する。なお、図2の消費電力PW1‐出力電流ioutの特性は、入力電圧Vinが3.6V、定電圧回路1の定格出力電圧が3V、過電流保護回路3の短絡電流を40mAとした場合を例にして示している。
In such a configuration, the currents flowing through the resistors R1 and R2 and the currents flowing through the resistors R3 and R4 are negligibly small compared with the output current iout output from the output terminal OUT to the
FIG. 2 is a diagram showing a characteristic example of output voltage Vout−output current iout in the
AND回路A1の一方の入力端に入力されている起動信号Scは、定電圧回路1の起動時はローレベルであるが、出力電圧Voutが定格電圧まで立ち上がった後はハイレベルになる。また、過電流保護回路3が作動していない状態では、PMOSトランジスタM8はオフしており、PMOSトランジスタM8のドレインはローレベルになっていることから、定電圧回路1が正常に作動している間は、AND回路A1の出力端はローレベルになっている。
スイッチング素子SWは、PMOSトランジスタ等で構成され、制御電極にローレベルの信号入力されているときはオンして導通状態になり、制御電極にハイレベルの信号が入力されているときはオフして遮断状態になる。すなわち、定電圧回路1が正常に作動している間は、スイッチング素子SWはオンしている。
The activation signal Sc input to one input terminal of the AND circuit A1 is at a low level when the
The switching element SW is composed of a PMOS transistor or the like, and is turned on when a low level signal is input to the control electrode and becomes conductive, and is turned off when a high level signal is input to the control electrode. It will be cut off. That is, while the
この状態で、出力トランジスタM1のドレイン電流id1が増加するに連れて、PMOSトランジスタM6のドレイン電流id6も増加するため、抵抗R5の電圧降下も大きくなり電圧V2も大きくなる。電圧V2が大きくなると、デプレッション型NMOSトランジスタM5のドレイン電圧が低下することからPMOSトランジスタM7のインピーダンスが低下し、出力トランジスタM1のゲート電圧を上昇させて、出力トランジスタM1のドレイン電流id1が制限される。 In this state, as the drain current id1 of the output transistor M1 increases, the drain current id6 of the PMOS transistor M6 also increases, so that the voltage drop of the resistor R5 increases and the voltage V2 also increases. When the voltage V2 increases, the drain voltage of the depletion type NMOS transistor M5 decreases, so the impedance of the PMOS transistor M7 decreases, the gate voltage of the output transistor M1 increases, and the drain current id1 of the output transistor M1 is limited. .
出力トランジスタM1のドレイン電流id1が所定の電流(図2では500mA)に達すると、PMOSトランジスタM7の働きで出力トランジスタM1のドレイン電流id1が増加できなくなり、出力電圧Voutの低下が始まる。なお、このときの出力トランジスタM1の消費電力は図2のA点で約300mWである。出力電圧Voutが低下すると、分圧電圧V1も低下するため、デプレッション型NMOSトランジスタM5のゲート電圧V2は、デプレッション型NMOSトランジスタM4のゲート電圧V1よりも大きくなり、デプレッション型NMOSトランジスタM5のドレイン電圧は更に低下する。この結果、出力トランジスタM1のドレイン電流id1が更に減少し、同時に出力電圧Voutも更に低下する。 When the drain current id1 of the output transistor M1 reaches a predetermined current (500 mA in FIG. 2), the drain current id1 of the output transistor M1 cannot be increased by the action of the PMOS transistor M7, and the output voltage Vout starts to decrease. Note that the power consumption of the output transistor M1 at this time is about 300 mW at point A in FIG. When the output voltage Vout decreases, the divided voltage V1 also decreases. Therefore, the gate voltage V2 of the depletion type NMOS transistor M5 becomes larger than the gate voltage V1 of the depletion type NMOS transistor M4, and the drain voltage of the depletion type NMOS transistor M5 becomes Further decrease. As a result, the drain current id1 of the output transistor M1 further decreases, and at the same time, the output voltage Vout further decreases.
PMOSトランジスタM8のソースとゲートは、PMOSトランジスタM7と共通接続されていることから、PMOSトランジスタM7と同様、PMOSトランジスタM8のインピーダンスも出力電圧Voutの低下と共に小さくなり、PMOSトランジスタM8のドレイン電圧はしだいに上昇して、出力電圧Voutが所定の電圧まで低下したとき、又は出力電流ioutが所定の電流値まで減少したときにAND回路A1の一方の入力端をハイレベルにする。このため、AND回路A1の出力信号はローレベルからハイレベルに反転する。なお、出力電圧Vout又は出力電流ioutが所定値に達するまで、すなわち図2のB点に達するまでは、出力トランジスタM1の消費電力は従来と同じである。 Since the source and gate of the PMOS transistor M8 are connected in common with the PMOS transistor M7, the impedance of the PMOS transistor M8 decreases as the output voltage Vout decreases, and the drain voltage of the PMOS transistor M8 gradually increases. When the output voltage Vout decreases to a predetermined voltage or when the output current iout decreases to a predetermined current value, one input terminal of the AND circuit A1 is set to a high level. For this reason, the output signal of the AND circuit A1 is inverted from the low level to the high level. Until the output voltage Vout or the output current iout reaches a predetermined value, that is, until the point B in FIG. 2 is reached, the power consumption of the output transistor M1 is the same as the conventional one.
AND回路A1の出力信号がハイレベルに変化すると、スイッチング素子SWがオンからオフに切り換わるため、抵抗R3と抵抗R4への電流供給が停止し、分圧電圧V1は0Vまで低下する。すると、過電流保護回路3は、出力電流ioutを短絡電流である40mAまで一気に減少させるように出力トランジスタM1のゲート電圧を制御する。この結果、出力トランジスタM1の消費電力PW1は、図2のB点の約560mWからC点からD点のいずれかの値であり、66〜144mWまでの範囲のいずれかの値に一気に低下する。すなわち、図2のB点における出力電圧Vout又は出力電流ioutの値を、想定されるパーシャルショート時の出力電流iout又は出力電圧Voutよりも大きくなるように設定することで、出力トランジスタM1の消費電力PW1のグラフにおいて、A点からB点の部分に長く留まることなく、C点からD点の間の値に移行するため、出力トランジスタM1及び負荷10の発熱を抑えることができる。
When the output signal of the AND circuit A1 changes to the high level, the switching element SW is switched from on to off, so that the current supply to the resistors R3 and R4 is stopped, and the divided voltage V1 decreases to 0V. Then, the
なお、図2において、細い破線は過電流保護回路3が作動していない状態、すなわち出力電圧Voutが定格電圧3Vである状態を示し、太い破線は過電流保護回路3が作動しているときの出力電圧Voutと出力電流ioutの変化を示している。また、実線が出力トランジスタM1の消費電力PW1の変化を示しており、太い実線に繋がって弧を描いている細い実線の部分は、従来回路の出力トランジスタの消費電力を示している。また、図2において、1点鎖線で示している部分は、従来のフの字特性を示しており、2点鎖線で示している部分は、出力トランジスタM1の消費電力PW1の実際には存在しない部分を示している。
In FIG. 2, a thin broken line indicates a state where the
なお、図1において、分圧電圧Vfbに分圧電圧V1を代用するようにしてもよく、この場合、図1は図3のようになる。
図3における図1との相違点は、図1の抵抗R1及びR2を削除し、誤差増幅回路AMPの非反転入力端に分圧電圧V1を入力するようにしたことにあり、これ以外は、図1と同様であるのでその説明を省略する。また、図3では、誤差増幅回路AMPの非反転入力端及びデプレッション型NMOSトランジスタM4のゲートにはそれぞれ同じ電圧が入力されるようにしたが、抵抗R3及びR4の代わりに3つ以上の抵抗を直列に接続して、2つ以上の分圧電圧を出力することができるようにして、該異なる分圧電圧を誤差増幅回路AMPの非反転入力端及びデプレッション型NMOSトランジスタM4のゲートにそれぞれ対応して入力するようにしてもよい。
In FIG. 1, the divided voltage V1 may be substituted for the divided voltage Vfb. In this case, FIG. 1 is as shown in FIG.
3 differs from FIG. 1 in that the resistors R1 and R2 in FIG. 1 are deleted and the divided voltage V1 is input to the non-inverting input terminal of the error amplifier circuit AMP. Since it is the same as FIG. 1, its description is omitted. In FIG. 3, the same voltage is input to the non-inverting input terminal of the error amplifier circuit AMP and the gate of the depletion type NMOS transistor M4, but three or more resistors are used instead of the resistors R3 and R4. It is connected in series so that two or more divided voltages can be output, and the different divided voltages correspond to the non-inverting input terminal of the error amplifier circuit AMP and the gate of the depletion type NMOS transistor M4, respectively. May be input.
図4は、図1の電圧低下回路4の他の回路例を示した図であり、図1の電圧低下回路4の代わりに、図4の回路を使用してもよい。なお、図4において、図1と同じものは同じ符号で示している。
図4の電圧低下回路4は、PMOSトランジスタM11,M12、NMOSトランジスタM13、電流源i3及び抵抗R11,R12で構成されている。
出力端子OUTと接地電圧との間に抵抗R11とR12が直列に接続されている。出力電圧Voutが抵抗R11及びR12によって分圧された分圧電圧V3はPMOSトランジスタM13のゲートに入力されている。また、出力端子OUTと接地電圧との間には、PMOSトランジスタM13と電流源i3が直列に接続されており、PMOSトランジスタM13のドレインと電流源i3との接続部は、PMOSトランジスタM11及びNMOSトランジスタM12の各ゲートにそれぞれ接続されている。更に、出力端子OUTと接地電圧との間には、PMOSトランジスタM11及びNMOSトランジスタM12が直列に接続され、PMOSトランジスタM11とNMOSトランジスタM12との接続部は、スイッチング素子SWの制御電極に接続されている。
FIG. 4 is a diagram illustrating another circuit example of the
4 includes PMOS transistors M11 and M12, an NMOS transistor M13, a current source i3, and resistors R11 and R12.
Resistors R11 and R12 are connected in series between the output terminal OUT and the ground voltage. A divided voltage V3 obtained by dividing the output voltage Vout by the resistors R11 and R12 is input to the gate of the PMOS transistor M13. Further, a PMOS transistor M13 and a current source i3 are connected in series between the output terminal OUT and the ground voltage, and a connection portion between the drain of the PMOS transistor M13 and the current source i3 is a PMOS transistor M11 and an NMOS transistor. It is connected to each gate of M12. Further, a PMOS transistor M11 and an NMOS transistor M12 are connected in series between the output terminal OUT and the ground voltage, and a connection portion between the PMOS transistor M11 and the NMOS transistor M12 is connected to a control electrode of the switching element SW. Yes.
出力電圧Voutが定格電圧である場合、抵抗R11の両端の電圧が大きいため、PMOSトランジスタM13のインピーダンスは小さく、PMOSトランジスタM13のドレイン電圧は大きくなる。該ドレイン電圧は、PMOSトランジスタM11とNMOSトランジスタM12で構成されたインバータのしきい値を超えており、スイッチング素子SWの制御電極にローレベルの信号が入力されるためスイッチング素子SWはオンして導通状態になっている。
次に、出力電圧Voutが低下して、抵抗R11の両端の電圧が小さくなると、PMOSトランジスタM13のインピーダンスは大きくなり、PMOSトランジスタM13のドレイン電圧は低下し、PMOSトランジスタM11とNMOSトランジスタM12で構成されたインバータからスイッチング素子SWの制御電極にハイレベルの信号が出力される。このため、スイッチング素子SWはオフし、図1の分圧電圧V1を0Vまで低下させる。
When the output voltage Vout is the rated voltage, since the voltage across the resistor R11 is large, the impedance of the PMOS transistor M13 is small and the drain voltage of the PMOS transistor M13 is large. The drain voltage exceeds the threshold value of the inverter composed of the PMOS transistor M11 and the NMOS transistor M12, and a low level signal is input to the control electrode of the switching element SW. It is in a state.
Next, when the output voltage Vout decreases and the voltage across the resistor R11 decreases, the impedance of the PMOS transistor M13 increases, the drain voltage of the PMOS transistor M13 decreases, and the PMOS transistor M11 and the NMOS transistor M12 are configured. A high level signal is output from the inverter to the control electrode of the switching element SW. For this reason, the switching element SW is turned off, and the divided voltage V1 in FIG. 1 is reduced to 0V.
また、定電圧回路1が立ち上がるときには、出力電圧Voutが上昇するとPMOSトランジスタM13はオンしてスイッチング素子SWをオンさせるため、図1の起動信号Scは不要になる。
フの字特性の過電流保護回路に付加する電圧低下回路は様々な方式が考えられるが、フの字特性の途中で分圧電圧V1を0Vまで低下させる方式を採るものは、すべて本発明に含まれることは言うまでもない。
Further, when the
Various methods are conceivable for the voltage drop circuit added to the overcurrent protection circuit having a U-shaped characteristic. However, any method that reduces the divided voltage V1 to 0 V in the middle of the F-shaped characteristic can be applied to the present invention. Needless to say, it is included.
このように、本第1の実施の形態における定電圧回路は、過電流保護回路3が作動して、出力電圧Voutが所定の電圧まで低下した場合、又は出力電流ioutが所定の電流値まで減少した場合は、電圧低下回路4が作動して分圧電圧V1を0Vに低下させ、出力電流ioutが所定の短絡電流になるようにした。このことから、大きな電力を消費するパーシャルショート状態に長く留まることなく、瞬時に負荷短絡時の短絡電流に出力電流を移行させることができ、負荷がパーシャルショート状態になっても、負荷短絡時とほぼ同等な消費電力に抑えることができる。
As described above, in the constant voltage circuit according to the first embodiment, when the
第2の実施の形態.
前記第1の実施の形態に電流制限回路を追加してもよく、このようにしたものを本発明の第2の実施の形態とする。
図5は、本発明の第2の実施の形態における定電圧回路の例を示した回路図である。なお、図5では、図1の回路構成を有する場合を例にして示しており、図1と同じもの又は同様のものは同じ符号で示し、ここではその説明を省略すると共に図1との相違点のみ説明する。
図5における図1との相違点は、電流制限回路5を追加したことにあり、これに伴って、図1の定電圧回路1を定電圧回路1aにした。
図5において、定電圧回路1aは、入力端子INに入力された入力電圧Vinを所定の定電圧に変換して出力端子OUTに接続された負荷10に出力する。
定電圧回路1aは、基準電圧発生回路2と、誤差増幅回路AMPと、出力トランジスタM1と、出力電圧検出用の抵抗R1,R2と、過電流保護回路3と、電圧低下回路4と、出力電流ioutが所定の電流値を超えないように制限して出力電圧Voutのみを低下させる電流制限回路5とで構成されている。
Second embodiment.
A current limiting circuit may be added to the first embodiment, and this is the second embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a circuit diagram showing an example of a constant voltage circuit according to the second embodiment of the present invention. 5 shows an example in which the circuit configuration of FIG. 1 is provided. The same or similar parts as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted here and the difference from FIG. Only the point will be described.
5 is different from FIG. 1 in that a current limiting
In FIG. 5, the
The
電流制限回路5は、PMOSトランジスタM20,M21、エンハンスメント型NMOSトランジスタ(以下、NMOSトランジスタと呼ぶ)M22,M23及び抵抗R21で構成されている。
入力電圧Vinと接地電圧との間には、PMOSトランジスタM20とNMOSトランジスタM22が直列に接続され、PMOSトランジスタM20のゲートは出力トランジスタM1のゲートに接続されている。NMOSトランジスタM22はNMOSトランジスタM23とカレントミラー回路を形成しており、NMOSトランジスタM22及びM23の各ゲートは接続され、該接続部はNMOSトランジスタM22のドレインに接続されている。NMOSトランジスタM23のドレインは抵抗R21を介して入力電圧Vinに接続され、NMOSトランジスタM23のソースは接地されている。また、入力電圧Vinと出力トランジスタM1のゲートとの間には、PMOSトランジスタM21が接続され、PMOSトランジスタM21のゲートは、抵抗R21とNMOSトランジスタM23との接続部に接続されている。
The current limiting
A PMOS transistor M20 and an NMOS transistor M22 are connected in series between the input voltage Vin and the ground voltage, and the gate of the PMOS transistor M20 is connected to the gate of the output transistor M1. The NMOS transistor M22 forms a current mirror circuit with the NMOS transistor M23, the gates of the NMOS transistors M22 and M23 are connected, and the connection is connected to the drain of the NMOS transistor M22. The drain of the NMOS transistor M23 is connected to the input voltage Vin via the resistor R21, and the source of the NMOS transistor M23 is grounded. A PMOS transistor M21 is connected between the input voltage Vin and the gate of the output transistor M1, and the gate of the PMOS transistor M21 is connected to a connection portion between the resistor R21 and the NMOS transistor M23.
PMOSトランジスタM20のドレイン電流id20は、出力トランジスタM1のドレイン電流id1に比例した電流である。NMOSトランジスタM22とM23で構成されたカレントミラー回路は、ドレイン電流id20に比例した電流を抵抗R21に供給し、PMOSトランジスタM21のゲートに電圧V4を供給する。出力電流ioutが増加して所定の制限電流値、例えば400mAに達すると、PMOSトランジスタM21の働きで出力トランジスM1のゲート電圧が制御され出力電流ioutの増加を抑え、出力電圧Voutを低下させる。
図6は、図5の定電圧回路1aにおける出力電圧Vout‐出力電流ioutの特性例、及び出力トランジスタM1の消費電力PW1‐出力電流ioutの特性例を示した図である。なお、図6の消費電力PW1‐出力電流ioutの特性は、図2と同様に、入力電圧Vinが3.6V、定電圧回路1の定格出力電圧が3V、過電流保護回路3の短絡電流を40mAとした場合を例にして示している。
The drain current id20 of the PMOS transistor M20 is a current proportional to the drain current id1 of the output transistor M1. The current mirror circuit composed of the NMOS transistors M22 and M23 supplies a current proportional to the drain current id20 to the resistor R21 and supplies the voltage V4 to the gate of the PMOS transistor M21. When the output current iout increases and reaches a predetermined limit current value, for example, 400 mA, the gate voltage of the output transistor M1 is controlled by the action of the PMOS transistor M21 to suppress the increase in the output current iout and lower the output voltage Vout.
FIG. 6 is a diagram illustrating a characteristic example of output voltage Vout−output current iout and a characteristic example of power consumption PW1−output current iout of the output transistor M1 in the
図6を参照しながら定電圧回路1aの動作について説明する。
出力電流ioutが、制限電流値である400mAに達すると、前記したように電流制限回路5の働きで出力電圧Voutが低下する。このときの出力トランジスタM1の消費電力PW1は、図6のA点で240mWである。出力電圧Voutが更に低下し、過電流保護回路3のフの字特性と交差するところまで低下すると過電流保護回路3が作動を開始し、出力電圧Voutと出力電流ioutが共に低下する。このときの出力トランジスタM1の消費電力PW1は、図6のB点で約500mWである。これ以降の動作は前記図1の場合と同じであることからその説明を省略する。
The operation of the
When the output current iout reaches 400 mA, which is the limit current value, the output voltage Vout decreases due to the action of the
このように、本第2の実施の形態における定電圧回路は、前記第1の実施の形態に電流制限回路を追加したものであり、このような場合においても、前記第1の実施の形態と同様の効果を得ることができる。 As described above, the constant voltage circuit according to the second embodiment is obtained by adding a current limiting circuit to the first embodiment. Even in such a case, the constant voltage circuit is the same as the first embodiment. Similar effects can be obtained.
1,1a 定電圧回路
2 基準電圧発生回路
3 過電流保護回路
4 電圧低下回路
5 電流制限回路
10 負荷
M1 出力トランジスタ
AMP 誤差増幅回路
R1,R2 抵抗
1, 1a
Claims (5)
所定の基準電圧を生成すると共に前記出力端子の電圧に比例した第1比例電圧を生成し該第1比例電圧が該基準電圧になるように前記出力トランジスタの動作制御を行う出力電圧制御部と、
前記出力トランジスタから出力される電流が所定値を超えないように前記出力トランジスタに対して出力電流を制限する過電流保護回路部と、
を備えた、前記入力端子に入力された入力電圧を所定の定電圧に変換して前記出力端子に出力する定電圧回路において、
前記過電流保護回路部は、
前記出力端子の電圧に比例した第2比例電圧を生成すると共に前記出力トランジスタの出力電流に比例した比例電流を生成して電圧に変換し、該第2比例電圧と該変換した電圧との差分を増幅して前記出力トランジスタの制御電極に出力することにより、前記出力トランジスタから出力された電流が第1所定値以上になると前記出力端子の電圧を低下させながら前記出力トランジスタからの出力電流を所定の短絡電流まで低下させるフの字特性を有する過電流保護回路と、
前記比例電流が前記第1所定値よりも小さい所定の第2所定値になると、前記第2比例電圧を接地電圧まで低下させる電圧低下回路と、
を備えることを特徴とする定電圧回路。 An output transistor for outputting a current corresponding to a signal input to the control electrode from the input terminal to the output terminal;
An output voltage controller that generates a predetermined reference voltage and generates a first proportional voltage proportional to the voltage of the output terminal, and controls the operation of the output transistor so that the first proportional voltage becomes the reference voltage;
An overcurrent protection circuit unit that limits the output current to the output transistor so that the current output from the output transistor does not exceed a predetermined value;
In a constant voltage circuit that converts the input voltage input to the input terminal into a predetermined constant voltage and outputs it to the output terminal,
The overcurrent protection circuit unit is
A second proportional voltage proportional to the voltage of the output terminal is generated, and a proportional current proportional to the output current of the output transistor is generated and converted into a voltage, and a difference between the second proportional voltage and the converted voltage is calculated. By amplifying and outputting to the control electrode of the output transistor, when the current output from the output transistor exceeds a first predetermined value, the output current from the output transistor is reduced to a predetermined value while lowering the voltage at the output terminal. An overcurrent protection circuit having a U-shaped characteristic for reducing to a short-circuit current;
A voltage lowering circuit that reduces the second proportional voltage to a ground voltage when the proportional current becomes a predetermined second predetermined value smaller than the first predetermined value;
A constant voltage circuit comprising:
When the output current from the output transistor reaches a third predetermined value between the first predetermined value and the second predetermined value, the overcurrent protection circuit unit limits the output current to a third predetermined value. 5. The constant voltage circuit according to claim 1, further comprising a current limiting circuit that controls an operation of the output transistor so that a voltage of the output terminal decreases.
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CN103365332A (en) * | 2012-03-29 | 2013-10-23 | 株式会社东芝 | Overcurrent protection circuit and power supply device |
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Publication number | Publication date |
---|---|
JP4688581B2 (en) | 2011-05-25 |
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|
A621 | Written request for application examination |
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A977 | Report on retrieval |
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A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
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A61 | First payment of annual fees (during grant procedure) |
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R150 | Certificate of patent (=grant) or registration of utility model |
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