JP2006191250A - 増幅器およびボリューム機能付き増幅器 - Google Patents

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Abstract

【課題】デジタル信号を入力とするデジタルオーディオアンプにおいて、フルデジタルアンプにすると電圧変動が極めて小さい電源を用いる必要があった。また、アナログ入力のデジタルアンプを使用すると、電源電圧変動の影響は小さくできるが、デジタル信号を一旦アナログ信号に変換する必要があり、コスト的に不利であり、Ｓ／Ｎ比の確保に対しても不利であった。
【解決手段】入力のデジタル信号をＰＷＭ信号などの２値信号に変換し、スイッチングアンプの出力と変換した２値信号の差を検出してから積分し、その値をサンプルする。そのサンプルした信号をもとにスイッチングアンプを駆動するＰＷＭ信号を生成することにより、コストをあまりかけずに電源電圧変動の影響が小さくＳ／Ｎ比の高いデジタルアンプを実現する。
【選択図】図１

Description

本発明は、スピーカなどを駆動するオーディオアンプなどの電力増幅器に関するものである。
デジタルアンプと呼ばれている電力増幅器はＤ級増幅器と呼ばれるスイッチング増幅器を用いており、その電力効率が高いことにより、スピーカを駆動するオーディオアンプとしても用いられ始めている。このデジタルアンプを実現する方法として、アナログ信号を入力信号とするタイプのものと、デジタル信号（離散時間離散値信号）を入力信号とするフルデジタルアンプと呼ばれるタイプのものがある。
フルデジタルアンプは、音源信号がＣＤやＭＤのようにデジタル信号である場合には、ほとんどの信号処理をデジタルで行うことができるので、高品質の音を発生できる可能性を持っているが、スイッチング増幅器の電源について電圧変動が小さいものが要求されるので、特別仕様の電源が必要になり、このとこがコスト増を招いてしまっていた。
この電源電圧変動対策として、入力のデジタル信号を一旦アナログ信号に変換して、電源電圧の影響をあまり受けないアナログ信号入力型のデジタルアンプに入力する方法があるが、信号処理が２段階となり、コスト的に不利である。
アナログ信号を入力信号とするタイプのデジタルアンプについては、出力信号誤差を検出してフィードバック補正を行っているが、そのフィードバック補正を行う際に高次の信号処理を行うとフィードバック系の安定性が保証できないことからあまり高次の信号処理を行うことができず、その結果、信号の歪をあまり抑制することができなかった。
特公２０００−５０７７５９号公報 特願２００４−０２６１５０号 特願２００４−０４７１１３号 河西宏之：フルディジタル・アンプに必要な信号処理の概要，トランジスタ技術，２００３年７月号，２０５−２２２頁
解決しようとする課題は、源信号がデジタル信号である場合におけるデジタルアンプにおいて、あまりコスト増をともなわずに電源電圧変動の影響を受けないデジタルアンプを実現することである。
また、アナログ入力のデジタルアンプにおいて、高次のフィードバック補正を実現することにより歪率の低減をはかるものである。
入力信号と出力信号の差を検出した後フィルタに通し、さらにサンプラにより信号をサンプルまたはゼロクロスを検出してスイッチング増幅器を駆動する信号を決定することにより、高次のフィルタを使用することを可能にするとともに入力信号としてアナログ信号だけではなくパルス幅変調信号やパルス密度信号も扱うことを可能にする。
源信号がデジタル信号の場合は、デジタル信号をパルス幅変調信号もしくはパルス密度変調信号に変換し、その信号とデジタルアンプの出力信号との差を検出して、さらに２次以上のフィルタを通過させることにより低周波域の成分を強調したあとにその信号をサンプルし、サンプルされた信号をもとにパルス幅変調信号のパルス幅を決定して、その生成されたパルス幅変調信号によりスイッチング増幅器を駆動する。
源信号がデジタル信号の場合は、デジタル信号をパルス幅変調信号に変換し、その信号とデジタルアンプの出力信号との差を検出して、さらに２次以上のフィルタを通過させることにより低周波域の成分を強調したあとにその信号をサンプルし、サンプルされた信号をもとにパルス幅変調信号のパルス幅を補正して、その補正されたパルス幅変調信号によりスイッチング増幅器を駆動する。
入力信号がアナログ信号の場合は、入力信号とデジタルアンプの出力信号との差を検出して、さらに２次以上のフィルタを通過させることにより低周波域の成分を強調したあとにその信号をサンプルし、サンプルされた信号をもとにパルス幅変調信号のパルス幅を決定して、その生成されたパルス幅変調信号によりスイッチング増幅器を駆動する。
入力信号がアナログ信号の場合は、入力信号とデジタルアンプの出力信号との差を検出して、さらに２次以上のフィルタを通過させることにより低周波域の成分を強調したあとにその信号のゼロクロスを検出し、その検出されたタイミングをもとにパルス密度変調信号を生成して、その生成されたパルス密度変調信号によりスイッチング増幅器を駆動する。
源信号がデジタル信号の場合、デジタル信号をパルス幅変調信号もしくはパルス密度変調信号に変換し、その信号とデジタルアンプの出力信号との差を検出して、さらに２次以上のフィルタを通過させることにより低周波域の成分を強調したあとにその信号をサンプルし、サンプルされた信号をもとにパルス幅変調信号のパルス幅を決定して、その生成されたパルス幅変調信号によりスイッチング増幅器を駆動することにより、あまりコストを掛けずに電源電圧の変動の影響をあまり受けないデジタルアンプを実現することができる。
源信号がデジタル信号の場合、デジタル信号をパルス幅変調信号に変換し、その信号とデジタルアンプの出力信号との差を検出して、さらに２次以上のフィルタを通過させることにより低周波域の成分を強調したあとにその信号をサンプルし、サンプルされた信号をもとにパルス幅変調信号のパルス幅を補正して、その補正されたパルス幅変調信号によりスイッチング増幅器を駆動することにより、あまりコストを掛けずに電源電圧の変動の影響をあまり受けないデジタルアンプを実現することができる。
入力信号がアナログ信号の場合、入力信号とデジタルアンプの出力信号との差を検出して、さらに２次以上のフィルタを通過させることにより低周波域の成分を強調したあとにその信号をサンプルし、サンプルされた信号をもとにパルス幅変調信号のパルス幅を決定して、その生成されたパルス幅変調信号によりスイッチング増幅器を駆動することにより、高次のフィルタによるフィードバックが可能になり、低歪率化を実現することができる。
入力信号がアナログ信号の場合は、入力信号とデジタルアンプの出力信号との差を検出して、さらに２次以上のフィルタを通過させることにより低周波域の成分を強調したあとにその信号のゼロクロスを検出し、その検出されたタイミングをもとにパルス密度変調信号を生成して、その生成されたパルス密度変調信号によりスイッチング増幅器を駆動することにより、高次のフィルタによるフィードバックが可能になり、低歪率化を実現することができる。
本発明を実施するための最良の形態について実施例を通して示す。
本発明第１の実施例であるオーディオアンプの構成を図１および図２に示す。図２中のデジタルアンプ１１の詳細が図１のデジタルアンプ１１の部分である。これは、パルス符号変調（ＰＣＭ）信号d[k]を入力とし、スピーカを駆動するための信号q(t)を生成するものである。
音源信号であるＰＣＭ信号d[k]はサンプリング周波数44.1kHz分解能１６ビットの信号である。この信号はオーバーサンプラ７４によりサンプリング周波数が１６倍の705.6kHzのＰＣＭ信号に変換され、さらにノイズシェーピング機能付き再量子化器７３により分解能５ビットサンプリング周波数705.6kHzのＰＣＭ信号に変換される。そしてデジタル回路により実現されているデジタル入力パルス幅変調信号発生器７２によりキャリア周波数が705.6kHzのパルス幅変調（ＰＷＭ）信号r(t)に変換される。ＰＷＭ信号r(t)はその低周波成分が音源信号に相似しているものである。
タイミング信号発生器７５はＰＷＭ信号r(t)のパルスのタイミングを検出するものである。ＰＷＭ信号r(t)が対称ＰＷＭ信号であるときの信号の例を図３に示す。ＰＷＭ信号r(t)のパルスの中心をタイミング信号c(t)のエッジ信号として出力する。タイミング信号c(t)をＰＷＭ信号r(t)から生成することにより、デジタルアンプ１１の部分が一つのＩＣとして独立しているときには配線の数を減らすことができるといった利点が発生する。
次にデジタルアンプ１１の内部動作について説明する。ＰＷＭ信号r(t)は波形整形器５により波形整形される。すなわち、ＰＷＭ信号r(t)がLowレベルのとき波形整形器５の出力信号z(t)は-vの値をとり、ＰＷＭ信号r(t)がHighレベルのとき波形整形器５の出力信号z(t)はvの値をとる。vは電圧発生器６１によって発生する電圧の値であり、その値は外部からの指令信号Vol.により指定される。デジタルアンプ１１の出力信号の低周波成分は波形整形器５の出力信号z(t)の低周波成分に比例するため、この電圧発生器６１によって発生する電圧vはボリューム信号として機能する。
一方、デジタルアンプ１１の出力信号q(t)はアッテネータ２１により検出され減衰され、信号w(t)に変換される。信号z(t)と信号w(t)の差が検出され誤差信号としてフィルタ２２に入力される。フィルタ２２は２次以上の伝達関数を持つ積分を含むフィルタであり、たとえば次の伝達関数を持つものである。
この伝達関数の分子多項式n(s)は閉ループ系が安定となり、かつ、所望の特性が得られるように設定されるものである。また、ωnの値はたとえば80000[rad/s]である。フィルタ２２は誤差積分信号u(t)を出力する。誤差積分信号u(t)は誤差信号に対して少なくとも１回積分した信号に対してさらに処理が施された信号である。数１に示す伝達関数を用いた場合、誤差を積分した信号に、さらに振動的なフィルタを通したものとなっている。このように誤差信号に対して高次の信号処理を行うことにより、低歪のデジタルアンプを実現することができる。
誤差積分信号u(t)はサンプル・ホールド２３によりタイミング信号c(t)の立ち上がりのタイミングでサンプルされホールドされる。誤差積分信号u(t)をサンプルする理由は、フィルタ２２として高次のものを用いることを許容し、その自由度を確保するためである。アナログ入力パルス幅変調信号発生器３１においては、サンプル・ホールド２３の出力信号x(t)に応じたパルス幅を持つＰＷＭ信号p(t)を生成する。ＰＷＭ信号p(t)の搬送波周波数はＰＷＭ信号r(t)の搬送波周波数と同じである。
アナログ入力パルス幅変調信号発生器３１の実現例を図４に、その信号波形の例を図５に示す。タイミング信号c(t)は台形波発生器３１１により台形波に変換され、信号x(t)と比較器３１２により比較される。そして、比較器３１２は信号x(t)に応じたパルス幅を持つＰＷＭ信号p(t)を出力する。
ＰＷＭ信号p(t)はスイッチング増幅器４に入力され、スイッチング増幅器４ではＰＷＭ信号p(t)の値に応じて出力電圧q(t)をスイッチング素子により切り換える。その際、スイッチング電源の電圧変動が発生したり、スイッチングのデッドタイムにより理想的な出力信号q(t)が生成できなかったりするが、そのようにして発生した信号歪はフィードバック補償されるので低減される。したがって、スイッチング増幅器４に電力を供給する電源には、高い電圧レギュレーション性能は求められない。スイッチング増幅器４の出力信号q(t)はLCローパスフィルタ７１により可聴域以上の高周波成分がカットされ負荷であるスピーカに供給される。
一方、デジタル入力パルス幅変調信号発生器７２により生成されたＰＷＭ信号r(t)は、ローパスフィルタ７６によりその低周波成分のみが抽出され、ボリューム処理されていないライン信号として出力される。デジタルアンプ１１にボリューム機能を持たせることにより、一組のデジタル入力パルス幅変調信号発生器７２、ノイズシェーピング機能付き再量子化器７３、オーバーサンプラ７４を用いてスピーカ出力とライン出力の両方の信号を生成することができる。
本発明第１の実施例においては、スイッチング増幅器４の出力にLCローパスフィルタ７１を通してからスピーカを駆動していたが、LCローパスフィルタ７１を通さずにスイッチング増幅器４の出力から直接スピーカを駆動するようにしてもよい。そのようにすると、デジタルアンプ１１の部分をスピーカに装着することができ、その結果配線が短くて済むためスイッチングノイズの電磁輻射も抑えることができる。
本発明第１の実施例においては、デジタルアンプ１１にボリューム機能を持たせていたが、デジタルアンプ１１はボリューム機能を持たなくてもよく、ゲインが固定でもよい。
本発明第１の実施例において、デジタルアンプ１１の出力信号q(t)は単信号であってもよいし差動信号であってもよい。
本発明第１の実施例においては、誤差積分信号u(t)をサンプルした値に対応するパルス幅を持つＰＷＭ信号p(t)を生成する際にサンプル・ホールド２３を用いてホールドした信号x(t)を生成していたが、同様な機能を実現すればよく、ホールドした信号x(t)を生成しなくてもよい。たとえば、誤差積分信号u(t)の値をコンデンサに蓄えられる電荷としてサンプルし、そのコンデンサに蓄えられた電荷によってパルス幅を決定するようなものであってもよい。
本発明第２の実施例であるオーディオアンプは、その構成などは本発明第１の実施例とほとんど同じであり、異なる点はＰＷＭ信号p(t)の搬送波周波数がＰＷＭ信号r(t)の搬送波周波数の半分である352.8kHzであることである。したがって出力信号q(t)の搬送波周波数も352.8kHzである。タイミング信号発生器７５においては、ＰＷＭ信号r(t)の半分の周波数を持つタイミング信号c(t)を生成する。その様子を図６に示す。サンプル・ホールド２３におけるサンプリング周波数も352.8kHzである。このように誤差積分信号をサンプリングする周波数を入力のＰＷＭ信号r(t)の搬送波周波数よりも低くする場合においては、フィルタ２２における信号処理の次数を２次以上にしないと出力信号q(t)に含まれる歪が大きくなってしまう。フィルタ２２が単なる積分演算を行うものであると、サンプル点間の誤差の積分値しか考慮することができず、誤差の時間的な偏りに対して補正できないからである。
このように出力信号の搬送波周波数を下げることの利点は、スイッチング増幅器４の電力効率が上がること、発生する電磁ノイズが少なくなること、およびラジオへの電波干渉を低減できることなどである。またこの方法を用いると、デジタル入力パルス幅変調信号発生器７２の搬送波周波数やノイズシェーピング機能付き再量子化器７３のサンプリング周波数を高く設定することができ、その結果パルス幅変調信号r(t)の低歪化や低ノイズ化が容易であるといった利点もある。
本発明第３の実施例であるオーディオアンプの構成を図７に示す。図７中のデジタルアンプ１１は本発明第１の実施例のものと同じである。これは、ＰＣＭ信号d[k]を入力とし、スピーカを駆動するための信号q(t)を生成するものである。
音源信号であるＰＣＭ信号d[k]はサンプリング周波数44.1kHz分解能１６ビットの信号である。この信号はオーバーサンプラ７４によりサンプリング周波数が６４倍の2.8224MHzのＰＣＭ信号に変換され、さらにノイズシェーピング機能付き再量子化器７３により分解能１ビットサンプリング周波数2.8224MHzのＰＣＭ信号に変換される。そしてデジタル回路により実現されているデジタル入力パルス密度変調信号発生器７７によりサンプリング周波数が2.8224MHzのパルス密度変調（ＰＤＭ）信号r(t)に変換される。ＰＤＭ信号r(t)はその低周波成分が音源信号に相似しているものである。
タイミング信号c(t)はデジタルアンプ１１の内部で発生させるＰＷＭ信号p(t)の搬送波信号ともなるもので、本発明第３の実施例においては外部から与えられる。そのタイミング信号c(t)の周期はＰＤＭ信号r(t)のサンプリング周期の整数倍である。図８に信号波形の例を示す。この例においては、タイミング信号c(t)の周期がＰＤＭ信号r(t)のサンプリング周期の８倍であったり６倍であったりし、その比はタイミング信号c(t)の1周期ごとに８と６の値を擬似的にランダムに変化するものである。
デジタルアンプ１１においては、出力信号q(t)の低周波成分がＰＤＭ信号r(t)の低周波成分に比例するように内部でフィードバック補償されながら負荷を駆動する出力信号q(t)が生成される。デジタルアンプ１１の内部で発生させるＰＷＭ信号p(t)の搬送波周期はタイミング信号c(t)により決定され、動的に変化する。しかし、フィードバック補償を行うフィルタ２２が連続時間系として実現され、かつその次数が２以上なので、搬送波周期の変動の影響は除去される。
２値信号r(t)としてＰＤＭ信号を用いることの利点の一つは、ＰＷＭ信号を用いた場合に比べて低歪低ノイズである2値信号r(t)を作成することが容易であることである。また、デジタルアンプ１１内においてＰＤＭ信号r(t)を入力した際に発生しているジッタに関しても、タイミングを回復する機能を付加することが可能である。ＰＤＭ信号はあまり変調率を高くできないが、本発明第3の実施例においては、デジタルアンプ１１内において信号増幅ができるので、出力信号q(t)の変調率をＰＤＭ信号r(t)の変調率よりも高くすることができ、ＰＤＭ信号を用いることの問題点の一つを克服することができる。
ＰＷＭ信号p(t)の搬送波周期が擬似ランダム的に変動することの利点は、出力信号q(t)の周期が擬似ランダム的に変化するため、出力信号q(t)の特定周波数におけるパワースペクトルの集中を防ぐことができることである。そのため、放射電磁ノイズのピーク値を低減させることに大きく貢献する。
本発明第４の実施例であるオーディオアンプの構成を図９および図１０に示す。図１０中のデジタルアンプ１２の詳細が図９のデジタルアンプ１２の部分である。これは、ＰＣＭ信号d[k]を入力とし、スピーカを駆動するための信号q(t)を生成するものである。
音源信号であるＰＣＭ信号d[k]はサンプリング周波数44.1kHz分解能１６ビットの信号である。この信号はオーバーサンプラ７４によりサンプリング周波数が１６倍の705.6kHzのＰＣＭ信号に変換され、さらにノイズシェーピング機能付き再量子化器７３により分解能５ビットサンプリング周波数705.6kHzのＰＣＭ信号に変換される。そしてデジタル回路により実現されているデジタル入力パルス幅変調信号発生器７２によりキャリア周波数が705.6kHzのＰＷＭ信号r(t)に変換される。ＰＷＭ信号r(t)はその低周波成分が音源信号に相似しているものである。タイミング信号c(t)はＰＷＭ信号r(t)のパルスのタイミングを示すものであり、外部から入力される信号である。
次にデジタルアンプ１２の内部動作について説明する。ＰＷＭ信号r(t)は波形整形器５により波形整形される。すなわち、ＰＷＭ信号r(t)がLowレベルのとき波形整形器５の出力信号z(t)は-vの値をとり、ＰＷＭ信号r(t)がHighレベルのとき波形整形器５の出力信号z(t)はvの値をとる。ただし、vの値は予め決められた電圧である。
一方、デジタルアンプ１２の出力信号q(t)はアッテネータ２１により検出され減衰され、信号w(t)に変換される。信号z(t)と信号w(t)の差が検出され誤差信号としてフィルタ２２に入力される。フィルタ２２は２次以上の伝達関数を持つ積分を含むフィルタであり、たとえば数１に示す伝達関数を持つものである。フィルタ２２の出力信号を誤差積分信号u(t)とする。
誤差積分信号u(t)はサンプル・ホールド２３によりタイミング信号c(t)の立ち上がりのタイミングでサンプルされホールドされ、パルス幅補正信号a(t)が出力される。誤差積分信号u(t)をサンプルする理由は、フィルタ２２として高次のものを用いることを許容し、その自由度を確保するためである。
アナログ入力パルス幅補正器３２においては、ＰＷＭ信号r(t)に対してパルス幅補正信号a(t)の値に応じた分だけパルス幅を増減させたＰＷＭ信号p(t)を生成する。アナログ入力パルス幅補正器３２の実現例を図１１に、信号波形の例を図１２に示す。ＰＷＭ信号r(t)は台形波形整形器３２１により台形波z(t)に変換され、比較器３２２において台形波z(t)とパルス幅補正信号a(t)が比較され、パルス幅補正されたＰＷＭ信号p(t)が生成される。
ＰＷＭ信号p(t)はスイッチング増幅器４に入力され、スイッチング増幅器４ではＰＷＭ信号p(t)の値に応じて出力電圧q(t)をスイッチング素子により切り換える。その際、スイッチング電源の電圧変動が発生したり、スイッチングのデッドタイムにより理想的な出力信号q(t)が生成できなかったりするが、そのようにして発生した信号歪はフィードバック補償されるので低減される。したがって、スイッチング増幅器４に電力を供給する電源には、高い電圧レギュレーション性能は求められない。スイッチング増幅器４の出力信号q(t)はLCローパスフィルタ７１により可聴域以上の高周波成分がカットされ負荷であるスピーカに供給される。
本発明第４の実施例における本発明第１の実施例に対する優位な点は、ＰＷＭ信号p(t)を生成する際にＰＷＭ信号r(t)を用いているために、機能を実現する回路が簡素化されることである。しかし、ボリューム機能を付加できないといった制約も発生する。
本発明第５の実施例であるオーディオアンプの構成を図１３に示す。これは、ＰＣＭ信号d[k]を入力とし、スピーカを駆動するための信号q(t)を生成するものである。
音源信号であるＰＣＭ信号d[k]はサンプリング周波数44.1kHz分解能１６ビットの信号である。この信号はオーバーサンプラ７４によりサンプリング周波数が１６倍の705.6kHzのＰＣＭ信号に変換され、さらにノイズシェーピング機能付き再量子化器７３により分解能５ビットサンプリング周波数705.6kHzのＰＣＭ信号に変換される。
パルス幅補正機能付きパルス幅変調信号発生器３３はデジタル回路により実現されており、ノイズシェーピング機能付き再量子化器７３からの信号に応じたパルス幅を持つＰＷＭ信号r(t)と、ＰＷＭ信号r(t)に対してパルス幅補正信号b(t)の値に応じてパルス幅が補正されたＰＷＭ信号p(t)を出力するものである。信号波形の例を図１４に示す。ＰＷＭ信号r(t)はその低周波成分が音源信号に相似しているものとなる。タイミング信号c(t)はＰＷＭ信号r(t)のパルスのタイミングを示すものであり、外部から入力される信号である。
ＰＷＭ信号r(t)は波形整形器５により波形整形される。すなわち、ＰＷＭ信号r(t)がLowレベルのとき波形整形器５の出力信号z(t)は-vの値をとり、ＰＷＭ信号r(t)がHighレベルのとき波形整形器５の出力信号z(t)はvの値をとる。ただし、vの値は予め決められた電圧である。
一方、スイッチング増幅器４の出力信号q(t)はアッテネータ２１により検出され減衰され、信号w(t)に変換される。信号z(t)と信号w(t)の差が検出され誤差信号としてフィルタ２２に入力される。フィルタ２２は２次以上の伝達関数を持つ積分を含むフィルタであり、たとえば数１に示す伝達関数を持つものである。フィルタ２２の出力信号を誤差積分信号u(t)とする。誤差積分信号u(t)は比較器２４により２値化され、さらにタイミング信号c(t)の立ち上がりのタイミングでラッチ２５によりラッチされ、パルス幅補正信号b(t)が出力される。パルス幅補正信号b(t)の値に応じてＰＷＭ信号のパルス幅が補正される（図１４）。
ＰＷＭ信号p(t)はスイッチング増幅器４に入力され、スイッチング増幅器４ではＰＷＭ信号p(t)の値に応じて出力電圧q(t)をスイッチング素子により切り換える。その際、スイッチング電源の電圧変動が発生したり、スイッチングのデッドタイムにより理想的な出力信号q(t)が生成できなかったりするが、そのようにして発生した信号歪はパルス幅補正信号b(t)を通してフィードバック補償されるので低減される。したがって、スイッチング増幅器４に電力を供給する電源には、あまり高い電圧レギュレーション性能は求められない。スイッチング増幅器４の出力信号q(t)はLCローパスフィルタ７１により可聴域以上の高周波成分がカットされ負荷であるスピーカに供給される。
本発明第５の実施例における本発明第４の実施例に対する優位な点は、パルス幅補正されたＰＷＭ信号p(t)を生成するのに用いるアナログ回路の部分が少ないので実装が容易であることである。ただし、本発明第５の実施例においては本発明第４の実施例に比べてＰＷＭ信号p(t)のパルス幅補正の範囲が狭いために、許容される電源電圧の変動範囲が狭くなるといった留意点が発生する。
本発明第６の実施例であるオーディオアンプの構成を図１５に示す。これは、アナログ信号z(t)を入力とし、スピーカを駆動するための信号q(t)を生成するものである。本発明第１の実施例に対して、信号z(t)を直接入力信号とするものである。
スイッチング増幅器４の出力信号q(t)はアッテネータ２１により検出され減衰され、信号w(t)に変換される。信号z(t)と信号w(t)の差が検出され誤差信号としてフィルタ２２に入力される。フィルタ２２は２次以上の伝達関数を持つ積分を含むフィルタであり、たとえば数１に示す伝達関数を持つものである。フィルタ２２は誤差積分信号u(t)を出力する。誤差積分信号u(t)は誤差信号に対して少なくとも１回積分した信号に対してさらに処理が施された信号である。数１に示す伝達関数を用いた場合、誤差を積分した信号に、さらに振動的なフィルタを通したものとなっている。このように誤差信号に対して高次の信号処理を行うことにより、低歪のデジタルアンプを実現することができる。
誤差積分信号u(t)はサンプル・ホールド２３によりタイミング信号c(t)の立ち上がりのタイミングでサンプルされホールドされる。誤差積分信号u(t)をサンプルする理由は、フィルタ２２として高次のものを用いることを許容し、その自由度を確保するためである。アナログ入力パルス幅変調信号発生器３１においては、サンプル・ホールド２３の出力信号x(t)に応じたパルス幅を持つＰＷＭ信号p(t)を生成する。
ＰＷＭ信号p(t)はスイッチング増幅器４に入力され、スイッチング増幅器４ではＰＷＭ信号p(t)の値に応じて出力電圧q(t)をスイッチング素子により切り換える。その際、スイッチング電源の電圧変動が発生したり、スイッチングのデッドタイムにより理想的な出力信号q(t)が生成できなかったりするが、そのようにして発生した信号歪はフィードバック補償されるので低減される。したがって、スイッチング増幅器４に電力を供給する電源には、高い電圧レギュレーション性能は求められない。スイッチング増幅器４の出力信号q(t)はLCローパスフィルタ７１により可聴域以上の高周波成分がカットされ負荷であるスピーカに供給される。
タイミング信号c(t)の周期は、T1もしくはT2の値をとり、そのどちらかになるのかは周期ごとに擬似ランダム的に変化するものである。その結果、出力信号q(t)の周期も擬似ランダム的に変化する。そのため、出力信号q(t)のスペクトルは拡散され、輻射電磁ノイズのピーク値が抑制される。タイミング信号c(t)の周期が変化すると、ＰＷＭ信号p(t)の低周波成分にも影響を及ぼすが、２次以上のフィルタ２２とサンプル・ホールド２３の使用によりフィードバック補償のゲインを高くとることができ、その影響を十分に低減させることができる。
本発明第７の実施例であるオーディオアンプの構成を図１５に示す。これは、アナログ信号z(t)を入力とし、スピーカを駆動するための信号q(t)を生成するものである。本発明第６の実施例に対して、パルス信号p(t)の生成方法が異なるものである。
スイッチング増幅器４の出力信号q(t)はアッテネータ２１により検出され減衰され、信号w(t)に変換される。信号z(t)と信号w(t)の差が検出され誤差信号としてフィルタ２２に入力される。フィルタ２２は２次以上の伝達関数を持つ積分を含むフィルタであり、たとえば数１に示す伝達関数を持つものである。フィルタ２２は誤差積分信号u(t)を出力する。誤差積分信号u(t)は誤差信号に対して少なくとも１回積分した信号に対してさらに処理が施された信号である。数１に示す伝達関数を用いた場合、誤差を積分した信号に、さらに振動的なフィルタを通したものとなっている。このように誤差信号に対して高次の信号処理を行うことにより、低歪のデジタルアンプを実現することができる。
ゼロクロス検出器２６は誤差積分信号u(t)の立ち上がりおよび立下りゼロクロスをそれぞれ検出する。そしてパルス発生器３４は誤差積分信号u(t)の立ち上がりゼロクロスに対してパルス幅Tpの負のパルスを生成し、誤差積分信号u(t)の立下りゼロクロスに対してパルス幅Tpの正のパルスを生成する。ただし、誤差積分信号u(t)の立ち上がりゼロクロスからTp以内の時刻に誤差積分信号u(t)の立下りゼロクロスが発生しても正のパルスは生成されず、誤差積分信号u(t)の立下りゼロクロスからTp以内の時刻に誤差積分信号u(t)の立ち上がりゼロクロスが発生しても負のパルスは生成されない。誤差積分信号u(t)とパルス発生器３４の出力であるパルス信号p(t)の信号波形の例を図１７に示す。
パルス信号p(t)はスイッチング増幅器４に入力され、スイッチング増幅器４ではパルス信号p(t)の値に応じて出力電圧q(t)をスイッチング素子により切り換える。その際、スイッチング電源の電圧変動が発生したり、スイッチングのデッドタイムにより理想的な出力信号q(t)が生成できなかったりするが、そのようにして発生した信号歪はフィードバック補償されるので低減される。したがって、スイッチング増幅器４に電力を供給する電源には、高い電圧レギュレーション性能は求められない。スイッチング増幅器４の出力信号q(t)はLCローパスフィルタ７１により可聴域以上の高周波成分がカットされ負荷であるスピーカに供給される。
パルス発生器３４が発生するパルスの幅Tpの値はパルスが発生するごとにランダムに変化する。これは、パルス発生器３４内部で発生する不規則雑音によりパルスの幅Tpが変化するものであり、２％程度の幅で変化するように設計されている。パルスの幅がランダムに変化することにより、入力信号であるアナログ信号z(t)が小さい値をとり続けたときやゼロであり続けたときに発生する電磁ノイズについて、そのスペクトルが拡散され、特定周波数における輻射電磁ノイズのピークを抑制することに有効である。
従来の自励発振によるデジタルアンプに対する本発明第７の実施例の優位な点は、パルス信号p(t)の生成方法を工夫することによりフィルタ２２の設計に自由度が大きくなったことである。そのため、フィルタ２２の伝達関数の極を虚軸上に二つ以上置くことができ、デジタルアンプの歪の低減を行うことができる。またパルス信号p(t)の生成方法を工夫することによりパルス幅Tpに変動を与えることが可能となり、無信号時においても出力信号q(t)のスペクトルを拡散することができる。本発明第７の実施例におけるパルス信号p(t)の生成方法は、本発明第６の実施例においては誤差積分信号u(t)の値をサンプルしていたのに対し、誤差積分信号u(t)のゼロクロスのタイミングをサンプルしていることに対応する。
本発明のデジタルアンプを用いることにより、電源電圧の変動の影響をあまり受けないデジタル入力のオーディオアンプを低コストで実現することができる。
また、本発明を用いることにより、アナログ入力の低歪なデジタルオーディオアンプを実現することができる。
本発明第１の実施例であるオーディオアンプにおけるデジタルアンプ部分のブロック図。 本発明第１の実施例であるオーディオアンプのブロック図。 本発明第１の実施例におけるＰＷＭ信号r(t)とタイミング信号c(t)の関係を示す図。 本発明第１の実施例におけるアナログ入力パルス幅変調信号発生器３１の実現例を示すブロック図。 本発明第１の実施例におけるアナログ入力パルス幅変調信号発生器３１の動作を説明する信号波形の例 本発明第２の実施例におけるＰＷＭ信号r(t)とタイミング信号c(t)の関係を示す図。 本発明第３の実施例であるオーディオアンプのブロック図。 本発明第３の実施例の動作を説明する信号波形の例。 本発明第４の実施例であるオーディオアンプにおけるデジタルアンプ部のブロック図。 本発明第４の実施例であるオーディオアンプのブロック図。 本発明第４の実施例におけるアナログ入力パルス幅補正器３２のブロック図。 本発明第４の実施例におけるアナログ入力パルス幅補正器３２の動作を説明する信号波形の例。 本発明第５の実施例であるオーディオアンプのブロック図。 本発明第５の実施例であるオーディオアンプの動作を説明する信号波形の例。 本発明第６の実施例であるオーディオアンプのブロック図。 本発明第７の実施例であるオーディオアンプのブロック図。 本発明第７の実施例であるオーディオアンプの動作を説明する信号波形の例。
符号の説明
１１・・・デジタルアンプ
１２・・・デジタルアンプ
２１・・・アッテネータ
２２・・・フィルタ
２３・・・サンプル・ホールド
２４・・・比較器
２５・・・ラッチ
２６・・・ゼロクロス検出器
３１・・・アナログ入力パルス幅変調信号発生器
３１１・・・台形波発生器
３１２・・・比較器
３２・・・アナログ入力パルス幅補正器
３２１・・・台形波形整形器
３２２・・・比較器
３３・・・パルス幅補正機能付きパルス幅変調信号発生器
３４・・・パルス発生器
４・・・スイッチング増幅器
５・・・波形整形器
６１・・・電圧発生器
７１・・・LCローパスフィルタ
７２・・・デジタル入力パルス幅変調信号発生器
７３・・・ノイズシェーピング機能付き再量子化器
７４・・・オーバーサンプラ
７５・・・タイミング信号発生器
７６・・・ローパスフィルタ
７７・・・デジタル入力パルス密度変調信号発生器

Claims (16)

  1. 入力信号の低周波成分に比例した低周波成分を持つ出力信号を出力する増幅器において、前記入力信号は２値信号であり、前記出力信号または前記出力信号を減衰させた信号と前記入力信号との差を検出する誤差増幅器を持ち、前記誤差増幅器の出力信号は２次以上のフィルタに入力され、前記フィルタの出力信号はサンプラによりサンプルされ、前記サンプラによりサンプルされた信号に応じたパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号発生器を持ち、前記パルス幅変調器の出力信号を入力とし前記増幅器の出力信号を出力するスイッチング増幅器を持ち、前記サンプラによりサンプルする周期は前記パルス幅変調信号発生器により生成されるパルス幅変調信号の搬送波周期の半分の自然数倍であることを特徴とする増幅器。
  2. 請求項１に記載の増幅器において、該パルス幅変調信号発生装置により生成されるパルス幅変調信号の搬送波信号を該入力信号から生成することを特徴とする増幅器。
  3. 請求項１に記載の増幅器において、該入力信号はパルス幅変調信号であり、該パルス幅変調信号発生装置により生成されるパルス幅変調信号の搬送波周期が該入力信号の搬送波周期と同じであることを特徴とする増幅器。
  4. 請求項１に記載の増幅器において、該入力信号はパルス幅変調信号であり、該パルス幅変調信号発生装置により生成されるパルス幅変調信号の搬送波周期が該入力信号の搬送波周期の２以上の整数倍であることを特徴とする増幅器。
  5. 請求項１に記載の増幅器において、該入力信号はパルス密度変調信号であり、該パルス幅変調信号発生装置により生成されるパルス幅変調信号の搬送波周期が該入力信号の単位パルス幅の整数倍であることを特徴とする増幅器。
  6. 請求項５に記載の増幅器において、該パルス幅変調信号発生装置により生成されるパルス幅変調信号の搬送波周期と該入力信号の単位パルス幅の比が該パルス幅変調信号発生装置により生成されるパルス幅変調信号の半周期の整数倍ごとに異なることがあることを特徴とする増幅器。
  7. 請求項１または請求項３から請求項６に記載の増幅器において、該パルス幅変調信号発生装置により生成されるパルス幅変調信号の搬送波信号が外部から入力されることを特徴とする増幅器。
  8. 請求項１から請求項７に記載の増幅器を内部増幅器として内部に持つボリューム機能付き増幅器において、ボリューム処理前信号を入力信号として持ち、前記ボリューム処理前信号は２値信号であり、前記ボリューム機能付き増幅器のゲインは外部からのゲイン指定信号により変化するものであり、前記ゲイン指定信号の値に応じたアナログ信号を出力する可変信号生成装置を持ち、前記ボリューム処理前信号に前記可変信号生成装置の出力信号の値を乗じた信号を前記内部増幅器の該入力信号とすることを特徴とするボリューム機能付き増幅器。
  9. 入力信号の低周波成分に比例した低周波成分を持つ出力信号を出力する増幅器において、前記入力信号はパルス幅変調信号であり、前記出力信号または前記出力信号を減衰させた信号と前記入力信号との差を検出する誤差増幅器を持ち、前記誤差増幅器の出力信号は２次以上のフィルタに入力され、前記フィルタの出力信号はサンプラによりサンプルされ、前記サンプラによりサンプルされた信号に応じた時間だけ前記入力信号のパルス幅変調信号のパルス幅を加減した修正パルス幅変調信号を出力するパルス幅補正器を持ち、前記修正パルス幅変調器の出力信号を入力とし前記増幅器の出力信号を出力するスイッチング増幅器を持ち、前記サンプラによりサンプルする周期は前記パルス幅変調信号発生器により生成されるパルス幅変調信号の搬送波周期の半分の自然数倍であることを特徴とする増幅器。
  10. 入力信号の低周波成分に比例した低周波成分を持つ出力信号を出力する増幅器において、前記入力信号はパルス符号信号であり、前記入力信号の値に応じた第１のパルス幅変調信号と前記入力信号とパルス幅補正信号の和の値に応じた第２のパルス幅信号を出力するパルス幅変調器を持ち、前記出力信号または前記出力信号を減衰させた信号と第１のパルス幅変調信号との差を検出する誤差増幅器を持ち、前記誤差増幅器の出力信号は２次以上のフィルタに入力され、前記フィルタの出力信号を量子化した信号を前記パルス幅補正信号とし、第２のパルス幅変調信号を入力とし前記増幅器の出力信号を出力するスイッチング増幅器を持ち、前記入力信号のサンプリング周期は第１のパルス幅変調信号の搬送波周期の半分の自然数倍であることを特徴とする増幅器。
  11. 請求項１０に記載の増幅器において、該パルス幅補正信号は分解能が１ビットの信号であることを特徴とする増幅器。
  12. 入力信号に比例した低周波成分を持つ出力信号を出力する増幅器において、前記入力信号は連続時間連続値信号であり、前記出力信号または前記出力信号を減衰させた信号と前記入力信号との差を検出する誤差増幅器を持ち、前記誤差増幅器の出力信号は２次以上のフィルタに入力され、前記フィルタの出力信号はサンプラによりサンプルされ、前記サンプラによりサンプルされた信号に応じたパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号発生器を持ち、前記パルス幅変調器の出力信号を入力とし前記増幅器の出力信号を出力するスイッチング増幅器を持ち、前記サンプラによりサンプルする周期は前記パルス幅変調信号発生器により生成されるパルス幅変調信号の搬送波周期の半分の自然数倍であることを特徴とする増幅器。
  13. 請求項１２に記載の増幅器において、該パルス幅変調信号発生装置により生成されるパルス幅変調信号の搬送波周期が半周期または１周期ごとに変化することがあることを特徴とする増幅器。
  14. 入力信号に比例した低周波成分を持つ出力信号を出力する増幅器において、前記入力信号は連続時間連続値信号であり、前記出力信号または前記出力信号を減衰させた信号と前記入力信号との差を検出する誤差増幅器を持ち、前記誤差増幅器の出力信号は２次以上のフィルタに入力され、前記フィルタの出力信号はサンプラによりサンプルされ、前記サンプラによりサンプルされた信号に応じたパルス幅変調信号を生成するパルス幅変調信号発生器を持ち、前記パルス幅変調器の出力信号を入力とし前記増幅器の出力信号を出力するスイッチング増幅器を持ち、前記サンプラによりサンプルする周期は前記パルス幅変調信号発生器により生成されるパルス幅変調信号の搬送波周期の半分の自然数倍であることを特徴とする増幅器。
  15. 入力信号に比例した低周波成分を持つ出力信号を出力する増幅器において、前記入力信号は連続時間連続値信号であり、前記出力信号または前記出力信号を減衰させた信号と前記入力信号との差を検出する誤差増幅器を持ち、前記誤差増幅器の出力信号は２次以上のフィルタに入力され、前記フィルタの出力信号がある閾値を横切ったときにその方向に対応する符号のパルスを予め決められた時間もしくは外部から指定された時間だけ出力するパルス発生器を持ち、前記パルス発生器の出力信号を入力とし前記増幅器の出力信号を出力するスイッチング増幅器を持つことを特徴とする増幅器。
  16. 請求項１５に記載の増幅器において、該パルス発生器の出力するパルスの幅がパルス発生ごとに変わることがあることを特徴とする増幅器。
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