JP2006174650A - Switching power circuit, switching converter system - Google Patents

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Masayuki Yasumura
昌之 安村
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To attain reduction of circuit components and a circuit manufacturing cost, as a switching power circuit responding to a wide range improving a power factor. <P>SOLUTION: Each switching element is constituted so that it may perform a switching operation for a rectified output voltage V1 as to commercial AC power supply AC, after which a phase compensation capacitor Ct2 is added in a control circuit 1 to stabilize an average value of a rectified smoothing voltage Ei. With such constitution, the power factor is improved. Moreover, a series resonance circuit (N2-C2) is provided also at a secondary side, and a coupling coefficient k at a primary and a secondary sides in an insulated converter transformer PIT is decreased to a predetermined value or less (for example, k=around 0.65 or less), by which a control range of a switching frequency required for stabilization is reduced, and a response to the wide range is attained, whichby a conventional active filter is omitted in constitution to attain improvement of the power factor and the response to the wide range. <P>COPYRIGHT: (C)2006,JPO&NCIPI

Description

本発明は、例えば各種電子機器の電源として用いられるスイッチング電源回路に関する。また、特に電源回路に好適なスイッチングコンバータ装置に関する。   The present invention relates to a switching power supply circuit used as a power supply for various electronic devices, for example. The present invention also relates to a switching converter device particularly suitable for a power supply circuit.

特開平6−327246号公報(第11図)JP-A-6-327246 (FIG. 11)

近年、高周波の比較的大きい電流及び電圧に耐えることができるスイッチング素子の開発によって、商用電源を整流して所望の直流電圧を得る電源回路としては、大部分がスイッチング方式の電源回路になっている。
スイッチング電源回路はスイッチング周波数を高くすることによりトランスその他のデバイスを小型にすると共に、大電力のDC−DCコンバータとして各種の電子機器の電源として使用される。
In recent years, with the development of switching elements that can withstand relatively large currents and voltages at high frequencies, most power supply circuits that rectify commercial power supplies to obtain a desired DC voltage are switching power supply circuits. .
The switching power supply circuit reduces the size of the transformer and other devices by increasing the switching frequency, and is used as a power source for various electronic devices as a high-power DC-DC converter.

ところで、一般に商用電源を整流すると平滑回路に流れる電流は歪み波形になるため、電源の利用効率を示す、力率が損なわれるという問題が生じる。
また、このような歪み電流波形となることによって発生する、高調波を抑圧するための対策が必要とされている。
By the way, generally, when a commercial power source is rectified, the current flowing through the smoothing circuit becomes a distorted waveform, which causes a problem that the power factor indicating the power source utilization efficiency is impaired.
Further, there is a need for measures for suppressing harmonics generated by such a distorted current waveform.

また、スイッチング電源回路としては、例えば日本や米国等の交流入力電圧AC100V系の地域と、欧州等のAC200V系の地域に対応するように、例えば約AC85V〜288Vの交流入力電圧範囲に対応した動作が可能に構成された、いわゆるワイドレンジ対応の電源回路が知られている。   As the switching power supply circuit, for example, an operation corresponding to an AC input voltage range of about AC85V to 288V, for example, to correspond to an AC input voltage AC100V region such as Japan and the United States and an AC200V AC region such as Europe. A so-called wide-range power supply circuit that is configured so as to be able to be used is known.

ここで、上記した共振形コンバータとしては、コンバータを形成するスイッチング素子のスイッチング周波数を制御すること(スイッチング周波数制御方式)により安定化を図るように構成したものが知られている。
このようなスイッチング周波数制御方式による共振形コンバータとして、例えば汎用の発振・ドライブ回路ICなどによりスイッチング素子をスイッチング駆動するような構成では、例えばスイッチング周波数fsの可変範囲は最大で、fs=50KHz〜250KHz程度となっている。このような可変範囲である場合、例えば負荷電力Poの変動範囲がPo=0Wから90W程度まで、さらには150W程度までの比較的大きな変動幅となる負荷条件では、ワイドレンジとしてのAC85V〜288Vの交流入力電圧範囲に対応して安定化を図ることはほぼ不可能となる。
Here, as the above-described resonance type converter, one configured to be stabilized by controlling the switching frequency of a switching element forming the converter (switching frequency control method) is known.
As such a resonant converter based on the switching frequency control system, for example, in a configuration in which the switching element is switched by a general-purpose oscillation / drive circuit IC, for example, the variable range of the switching frequency fs is maximum, and fs = 50 KHz to 250 KHz. It is about. In the case of such a variable range, for example, under a load condition where the fluctuation range of the load power Po is a relatively large fluctuation range from Po = 0 W to about 90 W, and further to about 150 W, a wide range of AC85V to 288V is used. Stabilization corresponding to the AC input voltage range is almost impossible.

これらの各問題の解決を図るべく、力率の改善、及びワイドレンジ対応の構成を実現する従来技術として、いわゆるアクティブフィルタを用いる方法が知られている(例えば上記特許文献1参照)。   In order to solve each of these problems, a method using a so-called active filter is known as a conventional technique for realizing a power factor improvement and a wide-range configuration (see, for example, Patent Document 1).

このようなアクティブフィルタの基本構成としては、例えば次の図13に示すものとなる。
この図13においては、商用交流電源ACにブリッジ整流回路Diを接続している。このブリッジ整流回路Diの正極/負極ラインに対しては並列に出力コンデンサCoutが接続される。ブリッジ整流回路Diの整流出力が出力コンデンサCoutに供給されることで、出力コンデンサCoutの両端電圧として、直流電圧Voutが得られる。この直流電圧Voutは、例えば後段のDC−DCコンバータなどの負荷10に入力電圧として供給される。
The basic configuration of such an active filter is, for example, as shown in FIG.
In FIG. 13, a bridge rectifier circuit Di is connected to a commercial AC power source AC. An output capacitor Cout is connected in parallel to the positive / negative line of the bridge rectifier circuit Di. By supplying the rectified output of the bridge rectifier circuit Di to the output capacitor Cout, a DC voltage Vout is obtained as a voltage across the output capacitor Cout. This direct-current voltage Vout is supplied as an input voltage to a load 10 such as a subsequent DC-DC converter.

また、力率改善のための構成としては、図示するようにして、インダクタL、高速リカバリ型のダイオードD、抵抗Ri、スイッチング素子Q、及び乗算器11を備える。
インダクタL、ダイオードDは、ブリッジ整流回路Diの正極出力端子と、出力コンデンサCoutの正極端子との間に、直列に接続されて挿入される。
抵抗Riは、ブリッジ整流回路Diの負極出力端子(一次側アース)と出力コンデンサCoutの負極端子との間に挿入される。
また、スイッチング素子Q1は、この場合には、MOS−FETが選定されており、図示するようにして、インダクタLとダイオードDの接続点と、一次側アース間に挿入される。
As shown in the figure, the power factor improvement includes an inductor L, a fast recovery diode D, a resistor Ri, a switching element Q, and a multiplier 11.
The inductor L and the diode D are connected in series and inserted between the positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di and the positive terminal of the output capacitor Cout.
The resistor Ri is inserted between the negative output terminal (primary side ground) of the bridge rectifier circuit Di and the negative terminal of the output capacitor Cout.
In this case, the switching element Q1 is a MOS-FET, and is inserted between the connection point of the inductor L and the diode D and the primary side ground as shown in the figure.

乗算器11に対しては、フィードフォワード回路として、電流検出ラインLI及び波形入力ラインLwが接続され、フィードバック回路として電圧検出ラインLVが接続される。
乗算器11は、電流検出ラインLIから入力される、ブリッジ整流回路Diの負極出力端子に流れる整流電流レベルを検出する。
また、波形入力ラインLwから入力される、ブリッジ整流回路Diの正極出力端子の整流電圧波形を検出する。これは、即ち、商用交流電源AC(交流入力電圧)の波形を絶対値化して検出していることに相当する。
また、電圧検出ラインLVから入力される、出力コンデンサCoutの直流電圧Voutに基づいて、直流入力電圧の変動差分を検出する。
そして、乗算器11からは、スイッチング素子Qを駆動するためのドライブ信号が出力される。
To the multiplier 11, a current detection line LI and a waveform input line Lw are connected as a feedforward circuit, and a voltage detection line LV is connected as a feedback circuit.
The multiplier 11 detects the level of the rectified current that flows from the current detection line LI and flows to the negative output terminal of the bridge rectifier circuit Di.
Further, the rectified voltage waveform at the positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di input from the waveform input line Lw is detected. This corresponds to detecting the waveform of the commercial AC power supply AC (AC input voltage) as an absolute value.
Further, the fluctuation difference of the DC input voltage is detected based on the DC voltage Vout of the output capacitor Cout input from the voltage detection line LV.
The multiplier 11 outputs a drive signal for driving the switching element Q.

乗算器11では、先ず、上記のようにして電流検出ラインLIから検出した整流電流レベルと、上記電圧検出ラインLVから検出した直流入力電圧の変動差分と乗算する。そして、この乗算結果と、波形入力ラインLwから検出した交流入力電圧の波形とによって、交流入力電圧VACと同一波形の電流指令値を生成する。   The multiplier 11 first multiplies the rectified current level detected from the current detection line LI as described above by the fluctuation difference of the DC input voltage detected from the voltage detection line LV. Then, a current command value having the same waveform as the AC input voltage VAC is generated based on the multiplication result and the waveform of the AC input voltage detected from the waveform input line Lw.

さらに、この場合の乗算器11では、上記電流指令値と実際の交流入力電流レベル(電流検出ラインL1からの入力に基づいて検出される)を比較し、この差に応じてPWM信号についてPWM制御を行い、PWM信号に基づいたドライブ信号を生成する。そして、スイッチング素子Qは、このドライブ信号によってスイッチング駆動される。この結果、交流入力電流は交流入力電圧と同一波形となるように制御されて、力率がほぼ1に近付くようにして力率改善が図られることになる。また、この場合には、乗算器によって生成される電流指令値は、整流平滑電圧の変動差分に応じて振幅が変化するように制御されるため、整流平滑電圧の変動も抑制されることになる。   Further, the multiplier 11 in this case compares the current command value with the actual AC input current level (detected based on the input from the current detection line L1), and performs PWM control on the PWM signal according to this difference. To generate a drive signal based on the PWM signal. The switching element Q is switched by this drive signal. As a result, the AC input current is controlled to have the same waveform as the AC input voltage, and the power factor is improved so that the power factor approaches one. In this case, since the current command value generated by the multiplier is controlled so that the amplitude changes according to the fluctuation difference of the rectified smoothing voltage, the fluctuation of the rectified smoothing voltage is also suppressed. .

図14(a)は、図13に示したアクティブフィルタ回路に入力される入力電圧Vin及び入力電流Iinを示している。電圧Vinは、ブリッジ整流回路Diの整流出力としての電圧波形に対応し、電流Iinは、ブリッジ整流回路Diの整流出力としての電流波形に対応する。ここで、電流Iinの波形は、ブリッジ整流回路Diの整流出力電圧(電圧Vin)と同じ導通角となっているが、これは、商用交流電源ACからブリッジ整流回路Diに流れる交流入力電流の波形も、この電流Iinと同じ導通角となっていることを示す。つまり、ほぼ1に近い力率が得られている。   FIG. 14A shows the input voltage Vin and the input current Iin input to the active filter circuit shown in FIG. The voltage Vin corresponds to the voltage waveform as the rectified output of the bridge rectifier circuit Di, and the current Iin corresponds to the current waveform as the rectified output of the bridge rectifier circuit Di. Here, the waveform of the current Iin has the same conduction angle as the rectified output voltage (voltage Vin) of the bridge rectifier circuit Di. This is the waveform of the AC input current flowing from the commercial AC power supply AC to the bridge rectifier circuit Di. Also indicates that the conduction angle is the same as that of the current Iin. That is, a power factor close to 1 is obtained.

また、図14(b)は、出力コンデンサCoutに入出力するエネルギー(電力)Pchgの変化を示す。出力コンデンサCoutは、入力電圧Vinが高いときにエネルギーを蓄え、入力電圧Vinが低いときにエネルギーを放出して、出力電力の流れを維持する。
図14(c)は、上記出力コンデンサCoutに対する充放電電流Ichgの波形を示している。この充放電電流Ichgは、上記図14(b)の入出力エネルギーPchgの波形と同位相となっていることからも分かるように、出力コンデンサCoutにおけるエネルギーPchgの蓄積/放出動作に対応して流れる電流である。
FIG. 14B shows a change in energy (power) Pchg input / output to / from the output capacitor Cout. The output capacitor Cout stores energy when the input voltage Vin is high, and releases energy when the input voltage Vin is low, thereby maintaining the flow of output power.
FIG. 14C shows a waveform of the charge / discharge current Ichg with respect to the output capacitor Cout. This charge / discharge current Ichg flows corresponding to the energy Pchg accumulation / discharge operation in the output capacitor Cout, as can be seen from the fact that it is in phase with the waveform of the input / output energy Pchg in FIG. Current.

上記充放電電流Ichgは、入力電流Vinとは異なり、交流ライン電圧(商用交流電源AC)の第2高調波とほぼ同一の波形となる。交流ライン電圧には、出力コンデンサCoutとの間のエネルギーの流れによって、図14(d)に示すようにして、第2高調波成分にリップル電圧Vdが生じる。このリップル電圧Vdは、無効なエネルギー保存のために、図14(c)に示す充放電電流Ichgに対して、90°の位相差を有する。出力コンデンサCoutの定格は、第2高調波のリップル電流と、その電流を変調するブースト・コンバータ・スイッチからの高周波リップル電流を処理することを考慮して決定するようにされる。   Unlike the input current Vin, the charge / discharge current Ichg has substantially the same waveform as the second harmonic of the AC line voltage (commercial AC power supply AC). In the AC line voltage, a ripple voltage Vd is generated in the second harmonic component as shown in FIG. 14D due to the flow of energy between the output capacitor Cout. The ripple voltage Vd has a phase difference of 90 ° with respect to the charge / discharge current Ichg shown in FIG. The rating of the output capacitor Cout is determined in consideration of processing the second harmonic ripple current and the high frequency ripple current from the boost converter switch that modulates the current.

また、図15には、先の図13の回路構成を基として、基本的なコントロール回路系を備えたアクティブフィルタの構成例を示している。なお、図13と同一とされる部分については同一符号を付して説明を省略する。
ブリッジ整流回路Diの正極出力端子と、出力コンデンサCoutの正極端子間には、スイッチングプリレギュレータ15が備えられる。このスイッチングプリレギュレータ15は、図13においては、スイッチング素子Q、インダクタL、及びダイオードDなどにより形成される部位となる。
Further, FIG. 15 shows a configuration example of an active filter having a basic control circuit system based on the circuit configuration of FIG. Note that portions that are the same as those in FIG.
A switching pre-regulator 15 is provided between the positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di and the positive terminal of the output capacitor Cout. In FIG. 13, the switching pre-regulator 15 is a part formed by the switching element Q, the inductor L, the diode D, and the like.

そして、乗算器11を含むコントロール回路系は、他に、電圧誤差増幅器12、除算器13、二乗器14を備えて成る。
電圧誤差増幅器12では、出力コンデンサCoutの直流電圧Voutを、分圧抵抗Rvo−Rvdにより分圧してオペアンプ15の非反転入力に入力する。オペアンプ15の反転入力には基準電圧Vrefが入力される。オペアンプ15では、基準電圧Vrefに対する分圧された直流電圧Voutの誤差に応じたレベルの電圧を、帰還抵抗Rvl、コンデンサCvlによって決定される増幅率により増幅して、誤差出力電圧Vveaとして除算器13に出力する。
The control circuit system including the multiplier 11 includes a voltage error amplifier 12, a divider 13, and a squarer 14 in addition.
In the voltage error amplifier 12, the DC voltage Vout of the output capacitor Cout is divided by the voltage dividing resistor Rvo-Rvd and input to the non-inverting input of the operational amplifier 15. A reference voltage Vref is input to the inverting input of the operational amplifier 15. The operational amplifier 15 amplifies a voltage of a level corresponding to the error of the divided DC voltage Vout with respect to the reference voltage Vref by an amplification factor determined by the feedback resistor Rvl and the capacitor Cvl, and outputs the error output voltage Vvea to the divider 13. Output to.

また、二乗器14には、いわゆるフィードフォワード電圧Vffが入力される。このフィードフォワード電圧Vffは、入力電圧Vinを平均化回路16(Rf11,Rf12,Rf13,Cf11,Cf12)により平均化した出力(平均入力電圧)とされる。二乗器14では、このフィードフォワード電圧Vffを二乗して除算器13に出力する。   Further, a so-called feedforward voltage Vff is input to the squarer 14. The feedforward voltage Vff is an output (average input voltage) obtained by averaging the input voltage Vin by the averaging circuit 16 (Rf11, Rf12, Rf13, Cf11, Cf12). The squarer 14 squares the feedforward voltage Vff and outputs it to the divider 13.

除算器13では、電圧誤差増幅器12からの誤差出力電圧Vveaについて、二乗器14から出力された平均入力電圧の二乗値により除算を行い、この除算結果としての信号を乗算器11に出力する。
つまり、電圧ループは、二乗器14、除算器13、乗算器11の系から成るものとされる。そして、電圧誤差増幅器12から出力される誤差出力電圧Vveaは、乗算器11で整流入力信号Ivacにより乗算される前の段階で、平均入力電圧(Vff)の二乗により除算されることになる。この回路によって、電圧ループの利得は、平均入力電圧(Vff)の二乗として変化することなく、一定に維持される。平均入力電圧(Vff)は、電圧ループ内において順方向に送られる開ループ補正の機能を有する。
The divider 13 divides the error output voltage Vvea from the voltage error amplifier 12 by the square value of the average input voltage output from the squarer 14 and outputs a signal as a result of the division to the multiplier 11.
That is, the voltage loop is made up of a system of a squarer 14, a divider 13, and a multiplier 11. The error output voltage Vvea output from the voltage error amplifier 12 is divided by the square of the average input voltage (Vff) before being multiplied by the rectified input signal Ivac in the multiplier 11. With this circuit, the gain of the voltage loop is kept constant without changing as the square of the average input voltage (Vff). The average input voltage (Vff) has a function of open loop correction that is sent forward in the voltage loop.

乗算器11には、上記除算器11により誤差出力電圧Vveaを除算した出力と、抵抗Rvacを介したブリッジ整流回路Diの正極出力端子(整流出力ライン)の整流出力(Iac)が入力される。ここでは、整流出力を電圧によるのではなく、電流(Iac)として示している。乗算器11では、これらの入力を乗算することによって、電流プログラミング信号(乗算器出力信号)Imoを生成して出力する。これは、図13にて説明した電流指令値に相当する。出力電圧Voutは、この電流プログラミング信号の平均振幅を可変することで制御される。つまり、電流プログラミング信号の平均振幅の変化に応じたPWM信号が生成され、このPWM信号に基づいたドライブ信号によってスイッチング駆動が行われることによって、出力電圧Voutのレベルをコントロールするものである。
したがって、電流プログラミング信号は、入力電圧と出力電圧を制御する平均振幅の波形を有する。なお、アクティブフィルタは、出力電圧Voutのみではなく、入力電流Vinも制御するようになっている。そして、フィードフォワード回路における電流ループは、整流ライン電圧によってプログラムされるということがいえるので、後段のコンバータ(負荷10)への入力は抵抗性になる。
An output obtained by dividing the error output voltage Vvea by the divider 11 and a rectified output (Iac) of the positive output terminal (rectified output line) of the bridge rectifier circuit Di via the resistor Rvac are input to the multiplier 11. Here, the rectified output is shown not as voltage but as current (Iac). The multiplier 11 multiplies these inputs to generate and output a current programming signal (multiplier output signal) Imo. This corresponds to the current command value described in FIG. The output voltage Vout is controlled by varying the average amplitude of this current programming signal. That is, a PWM signal corresponding to a change in the average amplitude of the current programming signal is generated, and switching drive is performed by a drive signal based on the PWM signal, thereby controlling the level of the output voltage Vout.
Thus, the current programming signal has an average amplitude waveform that controls the input and output voltages. Note that the active filter controls not only the output voltage Vout but also the input current Vin. Since the current loop in the feedforward circuit can be said to be programmed by the rectified line voltage, the input to the subsequent converter (load 10) becomes resistive.

図16は、図13に示した構成に基づくアクティブフィルタの後段に対して、電流共振形コンバータを接続して成る電源回路の構成例を示している。
この図に示す電源回路において、電流共振形コンバータとしては、他励式のハーフブリッジ結合方式による構成を採る。
FIG. 16 shows a configuration example of a power supply circuit in which a current resonance type converter is connected to the subsequent stage of the active filter based on the configuration shown in FIG.
In the power supply circuit shown in this figure, the current resonance type converter adopts a configuration of a separately excited half bridge coupling method.

先ず、この図16に示す電源回路においては、商用交流電源ACに対して、図示する接続態様により、2組のラインフィルタトランスLFT,LFTと、3組のアクロスコンデンサCLが接続され、この後段に、図示する突入電流制限回路22を介してブリッジ整流回路Diが接続される。
この突入電流制限回路22としては、突入電流制限抵抗RiとスイッチSWとによる並列接続回路から成り、例えば外部からの信号で上記スイッチSWがオフとされることで、電源回路起動時における商用交流電源側からの突入電流の流入が制限される。
そして、上記ブリッジ整流回路Diの整流出力ラインには、1組のチョークコイルLNと、2組のフィルタコンデンサ(フィルムコンデンサ)CN,CNを図示するようにして接続して成るノーマルモードノイズフィルタ4が接続されている。
First, in the power supply circuit shown in FIG. 16, two sets of line filter transformers LFT and LFT and three sets of across capacitors CL are connected to the commercial AC power supply AC in accordance with the illustrated connection mode. The bridge rectifier circuit Di is connected through the inrush current limiting circuit 22 shown in the figure.
The inrush current limiting circuit 22 is composed of a parallel connection circuit including an inrush current limiting resistor Ri and a switch SW. For example, the switch SW is turned off by an external signal, so that the commercial AC power supply at the time of starting the power supply circuit Inrush current from the side is restricted.
The rectified output line of the bridge rectifier circuit Di has a normal mode noise filter 4 formed by connecting one set of choke coils LN and two sets of filter capacitors (film capacitors) CN and CN as shown in the figure. It is connected.

ブリッジ整流回路Diの正極出力端子は、上記チョークコイルLNと、パワーチョークコイルPCCのインダクタLpcと、高速リカバリ型の整流ダイオードD10の直列接続を介して、平滑コンデンサCiの正極端子と接続される。この平滑コンデンサCiは、図13、図15における出力コンデンサCoutに相当する。また、パワーチョークコイルPCCのインダクタLpcとダイオードD10は、それぞれ、図13に示したインダクタLとダイオードDに相当する。
また、この図における整流ダイオードD10には、コンデンサCsn−抵抗Rsnから成るRCスナバ回路が並列に接続される。
The positive output terminal of the bridge rectifier circuit Di is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor Ci via the series connection of the choke coil LN, the inductor Lpc of the power choke coil PCC, and the fast recovery type rectifier diode D10. The smoothing capacitor Ci corresponds to the output capacitor Cout in FIGS. Further, the inductor Lpc and the diode D10 of the power choke coil PCC correspond to the inductor L and the diode D shown in FIG.
In addition, an RC snubber circuit including a capacitor Csn and a resistor Rsn is connected in parallel to the rectifier diode D10 in this figure.

スイッチング素子Q6は、図13におけるスイッチング素子Qに相当する。つまり、実際にアクティブフィルタのスイッチング素子を実装するのにあたって、この場合にはスイッチング素子Q6をパワーチョークコイルLpcと高速リカバリ型の整流ダイオードD10の接続点と、一次側アース(負極整流出力ライン)との間に挿入するようにしている。
この場合のスイッチング素子Q6にはMOS−FETが選定されている。そして、スイッチング素子Q6のゲート−ソース間にはゲート−ソース間抵抗R52が接続されている。
The switching element Q6 corresponds to the switching element Q in FIG. That is, in actually mounting the switching element of the active filter, in this case, the switching element Q6 is connected to the connection point between the power choke coil Lpc and the fast recovery type rectifier diode D10, and the primary side ground (negative rectified output line). It is inserted between.
In this case, a MOS-FET is selected as the switching element Q6. A gate-source resistor R52 is connected between the gate and source of the switching element Q6.

アクティブフィルタコントロール回路20は、この場合には力率を1に近づけるように力率改善を行うアクティブフィルタの動作を制御するもので、例えば1石の集積回路(IC)とされている。
この場合、アクティブフィルタコントロール回路20は、乗算器、除算器、誤差電圧増幅器、PWM制御回路、及びスイッチング素子をスイッチング駆動するためのドライブ信号を出力するドライブ回路等を備えて構成される。図15に示した乗算器11、誤差電圧増幅器12、除算器13、及び二乗器14などに相当する回路部は、このアクティブフィルタコントロール回路20内に搭載される。
In this case, the active filter control circuit 20 controls the operation of the active filter for improving the power factor so that the power factor approaches 1, and is an integrated circuit (IC) having one stone, for example.
In this case, the active filter control circuit 20 includes a multiplier, a divider, an error voltage amplifier, a PWM control circuit, a drive circuit that outputs a drive signal for switching the switching element, and the like. Circuit units corresponding to the multiplier 11, the error voltage amplifier 12, the divider 13, and the squarer 14 shown in FIG. 15 are mounted in the active filter control circuit 20.

この場合、フィードバック回路は平滑コンデンサCiの両端電圧(整流平滑電圧Ei)を分圧抵抗R56,R57により分圧した電圧値を、アクティブフィルタコントロール回路20の端子T1に入力するようにして形成される。   In this case, the feedback circuit is formed so that the voltage value obtained by dividing the voltage across the smoothing capacitor Ci (rectified smoothing voltage Ei) by the voltage dividing resistors R56 and R57 is input to the terminal T1 of the active filter control circuit 20. .

また、フィードフォワード回路としては、先ず、抵抗R58を介して整流出力が端子T3に入力される。これによって、交流入力電圧波形の検出と、平均化回路のための対応するフィードフォワード回路が形成されている。
また、ブリッジ整流回路Diの負極出力端子と一次側アース間に挿入される抵抗R61との接続点から、抵抗R60を介して、端子T6に対して整流電流レベルを入力するようにしている。つまり、図15における電流検出ラインLIに相当するラインとしてのフィードフォワード回路が形成されている。
As the feedforward circuit, first, the rectified output is input to the terminal T3 via the resistor R58. This forms an AC input voltage waveform detection and corresponding feedforward circuit for the averaging circuit.
Further, the rectified current level is input to the terminal T6 via the resistor R60 from the connection point between the negative output terminal of the bridge rectifier circuit Di and the resistor R61 inserted between the primary side grounds. That is, a feedforward circuit is formed as a line corresponding to the current detection line LI in FIG.

また、端子T4には、起動抵抗Rsを介したブリッジ整流回路Diの正極の整流出力が、起動電圧として入力されている。アクティブフィルタコントロール回路20は、電源起動時において、この端子T4に入力される起動電圧によって起動される。
また、パワーチョークコイルPCCにおいては、インダクタLpcとトランス結合された巻線N5が巻装されている。この巻線N5に励起された交番電圧は、ダイオードD11及びコンデンサC11とから成る半波整流回路により所定の低圧直流電圧に変換されるが、上記端子T4には、この低圧直流電圧も入力されている。アクティブフィルタコントロール回路20は、上記起動電圧により起動した後は、この低圧直流電圧を電源として入力して動作するようになっている。
また、端子T5は、抵抗R59を介して、一次側アースと接続されている。
Further, the positive rectified output of the bridge rectifier circuit Di via the starting resistor Rs is input to the terminal T4 as the starting voltage. The active filter control circuit 20 is activated by the activation voltage input to the terminal T4 when the power supply is activated.
In the power choke coil PCC, a winding N5 that is transformer-coupled with the inductor Lpc is wound. The alternating voltage excited in the winding N5 is converted into a predetermined low-voltage DC voltage by a half-wave rectifier circuit comprising a diode D11 and a capacitor C11. This low-voltage DC voltage is also input to the terminal T4. Yes. After being activated by the activation voltage, the active filter control circuit 20 is operated by inputting this low-voltage DC voltage as a power source.
The terminal T5 is connected to the primary side ground via a resistor R59.

端子T2からは、スイッチング素子を駆動するためのドライブ信号が出力される。そして、この端子T2から出力されたドライブ信号は、抵抗R51を介してスイッチング素子Q6のゲートに対して出力される。
スイッチング素子Q6では、印加されるドライブ信号に応じて、ゲート−ソース間抵抗R52の両端にゲート電圧が発生するようになっている。そして、ゲート電圧が閾値以上となることでオンとなり、閾値以下となるとオフとなるようにしてスイッチング動作を行う。
A drive signal for driving the switching element is output from the terminal T2. The drive signal output from the terminal T2 is output to the gate of the switching element Q6 via the resistor R51.
In the switching element Q6, a gate voltage is generated at both ends of the gate-source resistor R52 in accordance with the applied drive signal. Then, the switching operation is performed so that the gate voltage is turned on when the voltage is equal to or higher than the threshold value, and is turned off when the gate voltage is equal to or lower than the threshold value.

そして、スイッチング素子Q6のスイッチング駆動は、図13及び図15により説明したようにして、整流出力電流の導通角が、整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるように、PWM制御に基づくドライブ信号によって行われる。整流出力電流の導通角が整流出力電圧波形とほぼ同等の導通角となるということは、即ち、商用交流電源ACから流入する交流入力電流の導通角が、交流入力電圧VACの波形とほぼ同じ導通角となることであり、結果的に、力率がほぼ1となるように制御されることになる。つまり、力率改善が図られる。実際においては、力率PF=0.99〜0.98となる特性が得られている。   The switching drive of the switching element Q6 is performed based on PWM control so that the conduction angle of the rectified output current is substantially the same as the rectified output voltage waveform as described with reference to FIGS. Done by signal. The conduction angle of the rectified output current is substantially the same as the rectified output voltage waveform. That is, the conduction angle of the AC input current flowing from the commercial AC power supply AC is substantially the same as the waveform of the AC input voltage VAC. As a result, the power factor is controlled to be approximately 1. That is, power factor improvement is achieved. In practice, a characteristic of power factor PF = 0.99 to 0.98 is obtained.

また、この図16に示すアクティブフィルタコントロール回路20によっては、整流平滑電圧Ei(図15では、Voutに相当する)=375Vの平均値について、交流入力電圧VAC=85V〜264Vの範囲で定電圧化するようにも動作する。つまり、後段の電流共振形コンバータには、交流入力電圧VAC=85V〜264Vの変動範囲に関わらず、375Vで安定化された直流入力電圧が供給されることとなる。
上記交流入力電圧VAC=85V〜264Vの範囲は、商用交流電源AC100V系と200V系を連続的にカバーするものであり、従って、後段のスイッチングコンバータには、商用交流電源AC100V系と200V系とで、同じレベルで安定化された直流入力電圧(Ei)が供給されることとなる。つまり、図16に示す電源回路は、アクティブフィルタを備えることで、ワイドレンジの電源回路としても構成されている。
Further, depending on the active filter control circuit 20 shown in FIG. 16, the average value of the rectified and smoothed voltage Ei (corresponding to Vout in FIG. 15) = 375 V is constant in the range of AC input voltage VAC = 85 V to 264 V. Also works. That is, a DC input voltage stabilized at 375 V is supplied to the subsequent stage current resonance type converter regardless of the fluctuation range of the AC input voltage VAC = 85 V to 264 V.
The range of the AC input voltage VAC = 85V to 264V continuously covers the commercial AC power supply AC100V system and the 200V system. Therefore, the switching converter in the subsequent stage includes the commercial AC power supply AC100V system and the 200V system. The DC input voltage (Ei) stabilized at the same level is supplied. That is, the power supply circuit shown in FIG. 16 is configured as a wide-range power supply circuit by including an active filter.

アクティブフィルタの後段の電流共振形コンバータは、図示するようにして、2石のスイッチング素子Q1,Q2を備えて成る。この場合には、スイッチング素子Q1がハイサイドで、スイッチング素子Q2がローサイドとなるようにしてハーフブリッジ接続し、整流平滑電圧Ei(直流入力電圧)に対して並列に接続している。つまり、ハーフブリッジ結合方式による電流共振形コンバータを形成している。   As shown in the figure, the current resonance converter at the latter stage of the active filter includes two switching elements Q1 and Q2. In this case, a half-bridge connection is made such that the switching element Q1 is on the high side and the switching element Q2 is on the low side, and the switching element Q1 is connected in parallel with the rectified and smoothed voltage Ei (DC input voltage). That is, a current resonance type converter by a half bridge coupling method is formed.

この場合の電流共振形コンバータは他励式とされ、これに対応して上記スイッチング素子Q1,Q2には、MOS−FETが用いられている。これらスイッチング素子Q1,Q2に対しては、それぞれ並列にクランプダイオードDD1,DD2が接続され、これによりスイッチング回路が形成される。これらクランプダイオードDD1,DD2は、スイッチング素子Q1,Q2のターンオフ時における逆方向電流を流す経路を形成する。
スイッチング素子Q1,Q2は、ドライブ回路21によって、交互にオン/オフとなるタイミングによって所要のスイッチング周波数によりスイッチング駆動される。また、ドライブ回路21は、後述する二次側直流出力電圧Eoのレベルに応じてスイッチング周波数を可変制御し、これにより、二次側直流出力電圧Eoの安定化を図るようにされる。
The current resonance type converter in this case is a separately excited type, and correspondingly, MOS-FETs are used for the switching elements Q1 and Q2. Clamp diodes DD1 and DD2 are connected in parallel to these switching elements Q1 and Q2, respectively, thereby forming a switching circuit. These clamp diodes DD1 and DD2 form a path through which a reverse current flows when the switching elements Q1 and Q2 are turned off.
The switching elements Q1 and Q2 are driven to be switched by the drive circuit 21 at a required switching frequency at the timing when they are alternately turned on / off. Further, the drive circuit 21 variably controls the switching frequency according to the level of a secondary side DC output voltage Eo described later, thereby stabilizing the secondary side DC output voltage Eo.

絶縁コンバータトランスPITは、上記スイッチング素子Q1,Q2のスイッチング出力を一次側から二次側に伝送するために設けられる。
絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1の一方の端部は、スイッチング素子Q1,Q2の接続点(スイッチング出力点)に対して接続され、他方の端部は、直列共振コンデンサC1を介して一次側アースに接続される。ここで、直列共振コンデンサC1は、自身のキャパシタンスと一次巻線N1のリーケージインダクタンス(L1)とによって直列共振回路を形成する。この直列共振回路は、スイッチング素子Q1,Q2のスイッチング出力が供給されることで共振動作を生じるが、これによって、スイッチング素子Q1,Q2から成るスイッチング回路の動作を電流共振形とする。
The insulating converter transformer PIT is provided to transmit the switching outputs of the switching elements Q1, Q2 from the primary side to the secondary side.
One end of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT is connected to the connection point (switching output point) of the switching elements Q1 and Q2, and the other end is connected to the primary side via the series resonance capacitor C1. Connected to ground. Here, the series resonant capacitor C1 forms a series resonant circuit by its own capacitance and the leakage inductance (L1) of the primary winding N1. This series resonance circuit causes a resonance operation when the switching outputs of the switching elements Q1 and Q2 are supplied. By this, the operation of the switching circuit composed of the switching elements Q1 and Q2 is made a current resonance type.

ここでの図示による説明は省略するが、上記した絶縁コンバータトランスPITの構造としては、例えばフェライト材によるE型コアを組み合わせたEE型コアを備える。そして、一次側と二次側とで巻装部位を分割したうえで、一次巻線N1と二次巻線N2とを、EE型コアの内磁脚に対して巻装している。
また、絶縁コンバータトランスPITのEE型コアの内磁脚に対しては1.0mm程度以下のギャップを形成するようにして、一次巻線N1と二次巻線N2とで0.80〜0.90程度の結合係数を得るようにしている。
Although the description by illustration here is abbreviate | omitted, as a structure of the above-mentioned insulation converter transformer PIT, the EE type | mold core which combined the E type | mold core by a ferrite material is provided, for example. Then, after the winding part is divided between the primary side and the secondary side, the primary winding N1 and the secondary winding N2 are wound around the inner magnetic leg of the EE core.
Further, a gap of about 1.0 mm or less is formed with respect to the inner magnetic leg of the EE type core of the insulating converter transformer PIT, and the primary winding N1 and the secondary winding N2 are 0.80 to 0.90. A degree of coupling coefficient is obtained.

絶縁コンバータトランスPITの二次巻線N2に対しては、図示するようにしてセンタータップを施し二次側アースに接続した上で、図示するようにして整流ダイオードDo1,Do2、及び平滑コンデンサCoから成る両波整流回路を接続している。これにより、平滑コンデンサCoの両端電圧として二次側直流出力電圧Eoが得られる。この二次側直流出力電圧Eoは、図示しない負荷側に供給されるとともに、ドライブ回路21のための検出電圧としても分岐して入力される。前述もしたように、ドライブ回路21は、入力される二次側直流出力電圧Eoのレベルに基づいて、二次側直流出力電圧Eoが安定化されるようにスイッチング周波数を可変するようにしてスイッチング素子Q1,Q2を駆動する。つまり、スイッチング周波数制御方式による安定化を行う。   The secondary winding N2 of the insulating converter transformer PIT is provided with a center tap as shown in the figure and connected to the secondary side ground, and then from the rectifier diodes Do1 and Do2 and the smoothing capacitor Co as shown in the figure. A double-wave rectifier circuit is connected. Thereby, the secondary side DC output voltage Eo is obtained as the voltage across the smoothing capacitor Co. The secondary side DC output voltage Eo is supplied to a load side (not shown) and is also branched and input as a detection voltage for the drive circuit 21. As described above, the drive circuit 21 switches the switching frequency so that the secondary side DC output voltage Eo is stabilized based on the level of the input secondary side DC output voltage Eo. Elements Q1 and Q2 are driven. That is, stabilization by the switching frequency control method is performed.

なお、この図16に示される電源回路について実際に実験を行った結果、電力変換効率としては以下のような数値が得られた。
先ず、アクティブフィルタでのAC→DC電力変換効率ηAC→DCとしては、交流入力電圧VAC=100V時ではηAC→DC=92%程度、交流入力電圧VAC=230Vの条件ではηAC→DC=95%程度となった。
ここで、図16に示す電源回路全体での電力変換効率としては、前段のアクティブフィルタのAC→DC電力変換効率と、後段の電流共振形コンバータにおけるDC→DC電力変換効率(ηDC→DC)とを総合したものとなる。そして、この場合、アクティブフィルタにより生成する直流入力電圧Eiの平均値が上記したEi=375Vの条件で、負荷電力Po=200Wとされた場合での電流共振形コンバータの電力変換効率は、ηDC→DC=94%程度である。
従って、図16に示した回路の総合効率は、VAC=100V時においてηAC→DC=86.5%程度となる。また、VAC=230V時の総合効率は、ηAC→DC=89.3%程度となる。
As a result of actual experiments on the power supply circuit shown in FIG. 16, the following numerical values were obtained as the power conversion efficiency.
First, the AC → DC power conversion efficiency ηAC → DC in the active filter is about ηAC → DC = 92% when the AC input voltage VAC = 100V, and about ηAC → DC = 95% under the condition of the AC input voltage VAC = 230V. It became.
Here, the power conversion efficiency of the entire power supply circuit shown in FIG. 16 includes the AC → DC power conversion efficiency of the front-stage active filter and the DC → DC power conversion efficiency (ηDC → DC) of the current-resonant converter of the rear stage. Will be a synthesis of In this case, the power conversion efficiency of the current resonance type converter when the average value of the DC input voltage Ei generated by the active filter is the load power Po = 200 W under the condition of Ei = 375 V described above is ηDC → DC is about 94%.
Accordingly, the overall efficiency of the circuit shown in FIG. 16 is about ηAC → DC = 86.5% when VAC = 100V. The overall efficiency at VAC = 230V is about ηAC → DC = 89.3%.

これまでの説明から分かるように、図16に示した電源回路は、従来から知られている図13及び図15に示したアクティブフィルタを実装して構成されている。このような構成を採ることによって、力率改善を図っている。また、商用交流電源AC100V系とAC200V系とで動作する、いわゆるワイドレンジ対応としている。   As can be seen from the above description, the power supply circuit shown in FIG. 16 is configured by mounting the conventionally known active filter shown in FIGS. 13 and 15. By adopting such a configuration, the power factor is improved. Moreover, it is so-called wide-range compatible that operates with a commercial AC power supply AC100V system and AC200V system.

しかしながら、図16に示した構成による電源回路は次のような問題を有している。
先ず、アクティブフィルタ回路はハードスイッチング動作であることから、ノイズの発生レベルが非常に大きいため、比較的重度のノイズ抑制対策が必要となる。
このため、図16に示した回路では、商用交流電源ACのラインに対して、2組のラインフィルタトランスLFTと、3組のアクロスコンデンサによるノイズフィルタを形成している。つまり、2段以上のラインノイズフィルタが必要となっている。
また、整流出力ラインに対しては、1組のチョークコイルLNと、2組のフィルタコンデンサCNから成るノーマルモードノイズフィルタを設けている。さらに、整流用の高速リカバリ型のダイオードD10に対しては、RCスナバ回路を設けている。
このようにして、実際の回路としては、非常に多くの部品点数によるノイズ対策が必要であり、回路構成の複雑化やコストアップ、及び電源回路基板の実装面積の大型化を招いている。
However, the power supply circuit having the configuration shown in FIG. 16 has the following problems.
First, since the active filter circuit is a hard switching operation, the level of noise generation is very high, so that a relatively severe noise suppression measure is required.
For this reason, in the circuit shown in FIG. 16, a noise filter is formed by two sets of line filter transformers LFT and three sets of across capacitors for the line of the commercial AC power supply AC. That is, two or more stages of line noise filters are required.
Further, a normal mode noise filter including one set of choke coils LN and two sets of filter capacitors CN is provided for the rectified output line. In addition, an RC snubber circuit is provided for the fast recovery diode D10 for rectification.
Thus, an actual circuit requires countermeasures against noise due to an extremely large number of parts, resulting in a complicated circuit configuration and an increased cost, and an increase in the mounting area of the power circuit board.

また、図16の電源回路ではハードスイッチング動作とされることで、電源起動時における突入電流の抑制のための突入電流制限回路22を備えなければならない。例えば、実際においては、突入電流の抑制のために、商用交流電源ACのラインに対して、先の図16で例示したような突入電流制限抵抗Riを挿入したり、或いはパワーサーミスタ等を挿入するようにされている。
このような突入電流抑制のための追加構成が必要となる点もコストアップや回路の大型化の一因となっている。
In addition, the power supply circuit of FIG. 16 is provided with an inrush current limiting circuit 22 for suppressing an inrush current when the power supply is started by performing a hard switching operation. For example, in practice, in order to suppress the inrush current, an inrush current limiting resistor Ri as illustrated in FIG. 16 or a power thermistor or the like is inserted into the line of the commercial AC power supply AC. Has been.
The point that such an additional configuration for suppressing the inrush current is required also contributes to an increase in cost and an increase in circuit size.

そこで、本発明では上記してきた各種の問題点に鑑み、スイッチング電源回路として以下のように構成することとした。
先ず、本発明のスイッチング電源回路としては、商用交流電源からみて前段側に電流共振形によるスイッチングコンバータと、その後段にDC/DCコンバータを備えて成る。
そして、前段のスイッチングコンバータとしては、先ず、商用交流電源を入力して整流動作を行うことで整流出力電圧を生成する整流手段と、上記整流手段により生成された上記整流出力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
そして、少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスを備える。
さらに、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて第1の共振周波数が設定され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える。
また、少なくとも上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、この二次巻線に直列接続される二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、第2の共振周波数が設定される二次側直列共振回路を備える。
また、上記二次巻線に得られる交番電圧について整流動作を行って、その整流出力を二次側平滑コンデンサにより平滑化して整流平滑電圧を生成する整流平滑電圧生成手段と、上記整流平滑電圧の平均値に応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記整流平滑電圧についての定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段とを備える。
また、一次側と二次側との結合係数が、上記一次側直列共振回路と上記二次側直列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路についての、上記スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性が単峰特性となる所定以下となるようにして、上記絶縁コンバータトランスのコアの所定位置に形成されるギャップ長が設定されているものである。
その上で、このような構成によるスイッチングコンバータにおいて生成された、上記整流平滑電圧を直流電源として入力してDC/DC電力変換を行うことで、二次側直流出力電圧を生成するDC/DCコンバータを備えたものである。
Therefore, in the present invention, in view of the various problems described above, the switching power supply circuit is configured as follows.
First, the switching power supply circuit of the present invention comprises a current resonance type switching converter on the front stage side and a DC / DC converter on the rear stage as viewed from the commercial AC power supply.
As the switching converter in the previous stage, first, a rectifying means for generating a rectified output voltage by inputting a commercial AC power supply and performing a rectifying operation, and the rectified output voltage generated by the rectifying means are input and switched. Switching means formed by including a switching element for performing the switching, and switching drive means for driving to switch the switching element.
Then, at least a primary winding to which a switching output obtained by the switching operation of the switching means is supplied and a secondary winding in which an alternating voltage is excited by the switching output obtained in the primary winding are wound. Insulated converter transformer formed.
Further, the switching means includes a first resonance frequency formed by at least a leakage inductance component of the primary winding of the insulating converter transformer and a capacitance of a primary side series resonance capacitor connected in series to the primary winding. The primary side series resonance circuit which makes current operation the current resonance type is provided.
Further, the second resonance frequency is set by at least the leakage inductance component of the secondary winding of the insulating converter transformer and the capacitance of the secondary side series resonance capacitor connected in series to the secondary winding. A secondary side series resonant circuit.
Further, a rectified and smoothed voltage generating means for performing a rectifying operation on the alternating voltage obtained in the secondary winding and smoothing the rectified output by a secondary side smoothing capacitor to generate a rectified and smoothed voltage; and Constant voltage control means configured to perform constant voltage control on the rectified and smoothed voltage by changing the switching frequency of the switching means by controlling the switching drive means according to an average value.
Further, the frequency having the switching frequency of the electromagnetic coupling type resonance circuit formed by having the coupling coefficient between the primary side and the secondary side having the primary side series resonance circuit and the secondary side series resonance circuit. The gap length formed at a predetermined position of the core of the insulating converter transformer is set so that the output characteristic with respect to the input of the signal is not more than a predetermined value that becomes a single peak characteristic.
In addition, the DC / DC converter that generates the secondary side DC output voltage by performing the DC / DC power conversion by inputting the rectified and smoothed voltage as a DC power source generated in the switching converter having such a configuration. It is equipped with.

また、本発明ではスイッチングコンバータ装置として以下のように構成することとした。
すなわち、先ず、商用交流電源を入力して整流動作を行うことで整流出力電圧を生成する整流手段と、上記整流手段により生成された上記整流出力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段とを備える。
また、少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスを備える。
また、少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて第1の共振周波数が設定され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路を備える。
また、少なくとも上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、この二次巻線に直列接続される二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、第2の共振周波数が設定される二次側直列共振回路を備える。
また、上記二次巻線に得られる交番電圧について整流動作を行って、その整流出力を二次側平滑コンデンサにより平滑化して整流平滑電圧を生成する整流平滑電圧生成手段と、上記整流平滑電圧の平均値に応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記整流平滑電圧についての定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段とを備える。
その上で、一次側と二次側との結合係数が、上記一次側直列共振回路と上記二次側直列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路についての、上記スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性が単峰特性となる所定以下となるようにして、上記絶縁コンバータトランスのコアの所定位置に形成されるギャップ長が設定されているものである。
In the present invention, the switching converter device is configured as follows.
That is, first, a rectifying unit that generates a rectified output voltage by performing a rectifying operation by inputting a commercial AC power supply, and a switching element that performs switching by inputting the rectified output voltage generated by the rectifying unit. And a switching driving unit configured to perform switching driving of the switching element.
Further, at least a primary winding to which a switching output obtained by the switching operation of the switching means is supplied and a secondary winding in which an alternating voltage is excited by the switching output obtained in the primary winding are wound. Insulating converter transformer formed.
The switching means includes a first resonance frequency formed by at least a leakage inductance component of the primary winding of the insulating converter transformer and a capacitance of a primary side series resonance capacitor connected in series to the primary winding. Is provided with a primary side series resonance circuit that is a current resonance type.
Further, the second resonance frequency is set by at least the leakage inductance component of the secondary winding of the insulating converter transformer and the capacitance of the secondary side series resonance capacitor connected in series to the secondary winding. A secondary side series resonant circuit.
Further, a rectified and smoothed voltage generating means for performing a rectifying operation on the alternating voltage obtained in the secondary winding and smoothing the rectified output by a secondary side smoothing capacitor to generate a rectified and smoothed voltage; and Constant voltage control means configured to perform constant voltage control on the rectified and smoothed voltage by changing the switching frequency of the switching means by controlling the switching drive means according to an average value.
In addition, the switching frequency of the electromagnetic coupling type resonance circuit formed by having the coupling coefficient between the primary side and the secondary side having the primary side series resonance circuit and the secondary side series resonance circuit is The gap length formed at a predetermined position of the core of the insulating converter transformer is set so that the output characteristic with respect to the input of the frequency signal has a single peak characteristic or less.

上記構成によれば、上記スイッチングコンバータでは商用交流電源の整流出力電圧についてスイッチング動作を行う構成が採られる。また、このようなスイッチング動作によって生成された整流平滑電圧については、その平均値に対する定電圧制御が行われるものとなる。
このような構成によって、本発明のスイッチングコンバータによっては力率の改善が図られる。
また、本発明では、一次側と二次側の双方に対して直列共振回路を形成するものとしている。このような構成を採ることで、本発明のスイッチングコンバータ(電源回路)としては、絶縁コンバータトランスの電磁結合による結合形共振回路を形成することになるが、このとき絶縁コンバータトランスのコアに形成するギャップ長の設定で、上記のように所定以下の結合係数を得ることで、当該結合形共振回路に対する入力であるスイッチング周波数の交番電圧に対する出力特性として、急峻な単峰特性を得ることが可能となる。この結果、一次側にのみ直列共振回路を形成し、結合係数について何ら考慮しない構成とした場合よりも、安定化に要するスイッチング周波数の可変範囲(必要制御範囲)を縮小することができる。
According to the said structure, the structure which performs switching operation | movement about the rectified output voltage of commercial AC power supply is taken in the said switching converter. Further, with respect to the rectified and smoothed voltage generated by such a switching operation, constant voltage control is performed with respect to the average value.
With such a configuration, the power factor can be improved by the switching converter of the present invention.
In the present invention, series resonant circuits are formed on both the primary side and the secondary side. By adopting such a configuration, as the switching converter (power supply circuit) of the present invention, a coupled resonance circuit by electromagnetic coupling of an insulating converter transformer is formed. At this time, it is formed in the core of the insulating converter transformer. By obtaining a coupling coefficient below a predetermined value as described above by setting the gap length, it is possible to obtain a steep unimodal characteristic as an output characteristic with respect to an alternating voltage of the switching frequency that is an input to the coupled resonance circuit. Become. As a result, the variable range (necessary control range) of the switching frequency required for stabilization can be reduced as compared with the case where the series resonance circuit is formed only on the primary side and the coupling coefficient is not considered at all.

このようにして本発明によれば、定電圧制御に必要なスイッチング周波数の可変制御範囲(必要制御範囲)を有効に縮小することができることから、スイッチング周波数制御方式による安定化動作のみによるワイドレンジ対応の電源回路が実現可能となる。
さらには、上記のようにして商用交流電源の整流出力電圧についてスイッチング動作を行う構成とし、また整流平滑電圧の平均値に対する定電圧制御を行うように構成したことで力率の改善が図られる。
すなわち、このような構成による本発明によれば、力率の改善を図るワイドレンジ対応の電源回路の実現にあたり、従来必要とされていたアクティブフィルタは省略可能とすることができる。
As described above, according to the present invention, the variable control range (necessary control range) of the switching frequency necessary for the constant voltage control can be effectively reduced, so that the wide range is supported only by the stabilizing operation by the switching frequency control method. The power supply circuit can be realized.
Further, the power factor can be improved by performing the switching operation for the rectified output voltage of the commercial AC power supply as described above, and performing the constant voltage control for the average value of the rectified and smoothed voltage.
That is, according to the present invention having such a configuration, it is possible to omit an active filter that has been conventionally required for realizing a wide-range power supply circuit that improves power factor.

このようにしてアクティブフィルタを省略可能となることで、同じ力率改善とワイドレンジ対応化を図る構成として回路部品点数を大幅に削減できる。
つまり、本発明によれば、上記したスイッチングコンバータとしての電流共振形コンバータはソフトスイッチング動作とすることができ、これによりスイッチングノイズは大幅に低減されるから、アクティブフィルタの場合のようにノイズフィルタを強化する必要もなくなる。この点で、アクティブフィルタを備える場合よりも回路部品点数が大幅に削減されることになって、電源回路サイズの小型/軽量化を図ることが可能となる。また、それだけコストダウンが図られることにもなる。
Since the active filter can be omitted in this way, the number of circuit components can be greatly reduced as a configuration for achieving the same power factor improvement and wide range compatibility.
That is, according to the present invention, the current resonance type converter as the above-described switching converter can perform a soft switching operation, and thus switching noise is greatly reduced. No need to strengthen. In this respect, the number of circuit components is greatly reduced as compared with the case where an active filter is provided, and the size and weight of the power supply circuit can be reduced. In addition, the cost can be reduced accordingly.

また、本発明におけるスイッチングコンバータの構成によれば、従来のアクティブフィルタとは異なり、絶縁コンバータトランスが備えられることで一次側と二次側とを絶縁することができる。
これによれば、このスイッチングコンバータの後段に対してDC/DCコンバータが備えられる本発明のスイッチング電源回路では、この後段のDC/DCコンバータは絶縁ののための構成を採る必要が無くなる。例えば、このDC/DCコンバータが備えるコンバータトランスとしては絶縁のために一次側巻線と二次側巻線とに絶縁距離を設ける必要が無くなることで、小型化が図られる。また、このコンバータトランスの二次側から一次側にフィードバックを要する制御回路系としても、絶縁のためのフォトカプラは不要とすることができ、これによって回路構成部品の削減、回路製造コストの削減、及び回路の小型化が図られる。
Further, according to the configuration of the switching converter in the present invention, unlike the conventional active filter, the primary side and the secondary side can be insulated by providing the insulating converter transformer.
According to this, in the switching power supply circuit of the present invention in which the DC / DC converter is provided in the subsequent stage of the switching converter, the DC / DC converter in the subsequent stage does not need to adopt a configuration for insulation. For example, the converter transformer included in the DC / DC converter can be downsized by eliminating the need to provide an insulation distance between the primary side winding and the secondary side winding for insulation. In addition, the control circuit system that requires feedback from the secondary side to the primary side of the converter transformer can eliminate the need for a photocoupler for insulation, thereby reducing circuit components and circuit manufacturing costs. In addition, the circuit can be reduced in size.

図1は、本発明を実施するための最良の形態(以下、実施の形態ともいう)としてのスイッチング電源回路の構成例を示す回路図である。
この図に示す電源回路としては、その基本構成として、先の図16に示した回路におけるアクティブフィルタに相当する部分を、電流共振形コンバータにより構成するものとしている。その上で、この電流共振形コンバータ(スイッチングコンバータ装置)の後段に対し、さらに該電流共振形コンバータが商用交流電源ACの入力に基づいて生成した整流平滑電圧Eiを直流入力源して動作するDC/DCコンバータ5を備えることで、当該電源回路に接続される負荷に対する二次側直流出力電圧(Eo)を出力する構成が採られている。
FIG. 1 is a circuit diagram showing a configuration example of a switching power supply circuit as the best mode for carrying out the present invention (hereinafter also referred to as an embodiment).
As the basic configuration of the power supply circuit shown in this figure, the portion corresponding to the active filter in the circuit shown in FIG. 16 is configured by a current resonance type converter. Further, a DC that operates with a rectified smoothing voltage Ei generated based on the input of the commercial AC power supply AC as a DC input source to the subsequent stage of the current resonance converter (switching converter device). By providing the / DC converter 5, a configuration is adopted in which a secondary side direct-current output voltage (Eo) for a load connected to the power supply circuit is output.

図1において、上記のようにして商用交流電源ACの入力に基づき、後段のDC/DCコンバータ5に対する整流平滑電圧Eiを生成する電流共振形コンバータとしては、ハーフブリッジ結合方式による他励式の電流共振形コンバータに対して部分電圧共振回路が組み合わされた構成を採る。
この電流共振形コンバータにおいて、先ず商用交流電源ACに対しては、図示するフィルタコンデンサCL、CL、及びコモンモードチョークコイルCMCによる、コモンモードノイズフィルタが形成されている。
そして、上記ノイズフィルタの後段となる商用交流電源ACに対しては、ブリッジ整流回路Diによる全波整流回路が接続される。
この全波整流回路が商用交流電源ACを入力して全波整流動作を行うことによって、図示する整流出力電圧V1が得られる。
なお、この場合、上記全波整流回路としてのブリッジ整流回路Diに対しては並列にフィルタコンデンサCNが接続されている。このフィルタコンデンサCNの接続により、商用交流電源ACのラインに生じるノーマルモードノイズが抑制される。
In FIG. 1, as a current resonance type converter that generates a rectified and smoothed voltage Ei for the subsequent DC / DC converter 5 based on the input of the commercial AC power supply AC as described above, a separately excited type current resonance by a half-bridge coupling method is used. A configuration in which a partial voltage resonance circuit is combined with a type converter is adopted.
In this current resonance type converter, first, a common mode noise filter is formed for the commercial AC power supply AC by filter capacitors CL and CL and a common mode choke coil CMC.
A full-wave rectifier circuit using a bridge rectifier circuit Di is connected to the commercial AC power supply AC that is a subsequent stage of the noise filter.
The full-wave rectification circuit receives the commercial AC power supply AC and performs full-wave rectification operation, whereby the rectified output voltage V1 shown in the figure is obtained.
In this case, a filter capacitor CN is connected in parallel to the bridge rectifier circuit Di as the full-wave rectifier circuit. By connecting the filter capacitor CN, normal mode noise generated in the line of the commercial AC power supply AC is suppressed.

そして、この場合の電流共振形コンバータとしても、図示するようにして、MOS−FETによる2本のスイッチング素子Q1,Q2をハーフブリッジ結合により接続したスイッチング回路を備えるようにされる。
但し、この場合の上記スイッチング回路としては、先の図16の回路が備えていたスイッチング回路とは異なり、全波整流回路による整流出力電圧V1を直接入力して動作するようにされる。すなわち、この場合は、上記構成からも理解されるように、ブリッジ整流回路による整流出力電圧V1を平滑化するための平滑コンデンサは備えられないものとなるから、スイッチング回路としては、ブリッジ整流回路Diの整流出力点に得られる上記整流出力電圧V1についてスイッチング動作を行うようにされているものである。
The current resonance type converter in this case is also provided with a switching circuit in which two switching elements Q1, Q2 by MOS-FETs are connected by half bridge coupling as shown in the figure.
However, unlike the switching circuit provided in the circuit of FIG. 16, the switching circuit in this case is operated by directly inputting the rectified output voltage V1 from the full-wave rectifier circuit. That is, in this case, as can be understood from the above configuration, since the smoothing capacitor for smoothing the rectified output voltage V1 by the bridge rectifier circuit is not provided, the bridge rectifier circuit Di is used as the switching circuit. The rectified output voltage V1 obtained at the rectified output point is switched.

この場合としても、上記スイッチング素子Q1,Q2の各ドレイン−ソース間に対しては、ダンパーダイオードDD1,DD2が並列に接続される。ダンパーダイオードDD1のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Q1のソース、ドレインと接続される。同様にして、ダンパーダイオードDD2のアノード、カソードは、それぞれスイッチング素子Q2のソース、ドレインと接続される。ダンパーダイオードDD1,DD2は、それぞれスイッチング素子Q1,Q2が備えるボディダイオードとされる。   Even in this case, damper diodes DD1 and DD2 are connected in parallel between the drains and sources of the switching elements Q1 and Q2. The anode and cathode of the damper diode DD1 are connected to the source and drain of the switching element Q1, respectively. Similarly, the anode and cathode of the damper diode DD2 are connected to the source and drain of the switching element Q2, respectively. The damper diodes DD1 and DD2 are body diodes provided in the switching elements Q1 and Q2, respectively.

また、スイッチング素子Q2のドレイン−ソース間に対しては、一次側部分共振コンデンサCpが並列に接続される。この一次側部分共振コンデンサCpのキャパシタンスと一次巻線N1のリーケージインダクタンスL1によっては並列共振回路(部分電圧共振回路)を形成する。そして、スイッチング素子Q1,Q2のターンオフ時にのみ電圧共振する、部分電圧共振動作が得られるようになっている。   A primary side partial resonance capacitor Cp is connected in parallel between the drain and source of the switching element Q2. A parallel resonance circuit (partial voltage resonance circuit) is formed by the capacitance of the primary side partial resonance capacitor Cp and the leakage inductance L1 of the primary winding N1. A partial voltage resonance operation in which voltage resonance occurs only when the switching elements Q1, Q2 are turned off is obtained.

また、スイッチング素子Q1,Q2をスイッチング駆動するために、発振・ドライブ回路2が設けられる。この発振・ドライブ回路2は、発振回路、駆動回路を有しており、例えばこの場合には、汎用のICを用いることができる。発振・ドライブ回路2の発振回路は、所要周波数の発振信号を発生させ、駆動回路は、上記発振信号を利用してMOS−FETをスイッチング駆動するためのゲート電圧であるスイッチング駆動信号を生成して、スイッチング素子Q1,Q2のゲートに印加するようにされる。これにより、スイッチング素子Q1,Q2は、スイッチング駆動信号の周期に応じたスイッチング周波数に従って、交互となるタイミングで連続的にオン/オフするようにしてスイッチング動作を行う。   In addition, an oscillation / drive circuit 2 is provided for switching the switching elements Q1, Q2. The oscillation / drive circuit 2 includes an oscillation circuit and a drive circuit. In this case, for example, a general-purpose IC can be used. The oscillation circuit of the oscillation / drive circuit 2 generates an oscillation signal having a required frequency, and the drive circuit generates a switching drive signal that is a gate voltage for switching the MOS-FET by using the oscillation signal. The voltage is applied to the gates of the switching elements Q1, Q2. Thereby, the switching elements Q1 and Q2 perform the switching operation so as to be continuously turned on / off at alternate timings according to the switching frequency according to the cycle of the switching drive signal.

絶縁コンバータトランスPITは、スイッチング素子Q1,Q2のスイッチング出力を二次側に伝送するために設けられる。
この絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1の一方の端部は、一次側直列共振コンデンサC1の直列接続を介して、スイッチング素子Q1のソースとスイッチング素子Q2のドレインとの接続点(スイッチング出力点)に接続されることで、スイッチング出力が伝達されるようになっている。また、一次巻線N1の他方の端部は一次側アースと接続される。
The insulating converter transformer PIT is provided to transmit the switching outputs of the switching elements Q1, Q2 to the secondary side.
One end of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT is connected to the connection point (switching output point) between the source of the switching element Q1 and the drain of the switching element Q2 via the series connection of the primary side series resonant capacitor C1. As a result, the switching output is transmitted. The other end of the primary winding N1 is connected to the primary side ground.

ここで、絶縁コンバータトランスPITは、次の図2の断面図に示すような構造とされる。
この図に示されるように、絶縁コンバータトランスPITは、フェライト材によるE型コアCR1、CR2を互いの磁脚が対向するように組み合わせたEE型コア(EE字形コア)を備える。
そして、一次側と二次側の巻装部について相互に独立するようにして分割した形状により、例えば樹脂などによって形成されるボビンBが備えられる。このボビンBの一方の巻装部に対して一次巻線N1を巻装する。また、他方の巻装部に対して、二次巻線N2を巻装する。このようにして一次側巻線(N1)及び二次側巻線(N2)が巻装されたボビンBを上記EE型コア(CR1,CR2)に取り付けることで、一次側巻線及び二次側巻線とがそれぞれ異なる巻装領域により、EE型コアの内磁脚に巻装される状態となる。このようにして絶縁コンバータトランスPIT全体としての構造が得られる。
Here, the insulating converter transformer PIT has a structure as shown in the sectional view of FIG.
As shown in this figure, the insulating converter transformer PIT includes an EE type core (EE-shaped core) in which E-type cores CR1 and CR2 made of a ferrite material are combined so that their magnetic legs face each other.
And the bobbin B formed with resin etc. is provided by the shape divided | segmented so that it might mutually become independent about the primary side and the secondary side winding part. The primary winding N1 is wound around one winding portion of the bobbin B. Further, the secondary winding N2 is wound around the other winding portion. By attaching the bobbin B on which the primary side winding (N1) and the secondary side winding (N2) are wound in this way to the EE type cores (CR1, CR2), the primary side winding and the secondary side Due to the different winding regions, the windings are wound around the inner magnetic legs of the EE type core. In this way, the structure of the insulating converter transformer PIT as a whole is obtained.

そのうえで、EE型コアの内磁脚に対しては、図のようにしてギャップGを形成する。この場合のギャップGとしては、例えばギャップ長2.0mm程度以上を設定し、一次側と二次側との結合係数kとしては、例えばk=0.70程度以下による疎結合の状態を得るようにしている。なお、実際の結合係数kとしては、ギャップ長=2.8mm程度を設定してk=0.65を設定した。また、ギャップGは、E型コアCR1,CR2の内磁脚を2本の外磁脚よりも短くすることで形成することができる。   In addition, a gap G is formed as shown in the figure for the inner magnetic leg of the EE type core. In this case, as the gap G, for example, a gap length of about 2.0 mm or more is set, and as the coupling coefficient k between the primary side and the secondary side, for example, a loosely coupled state with k = 0.70 or less is obtained. ing. As an actual coupling coefficient k, a gap length of about 2.8 mm was set and k = 0.65 was set. The gap G can be formed by making the inner magnetic legs of the E-type cores CR1 and CR2 shorter than the two outer magnetic legs.

ちなみに、先の図16に示した電源回路をはじめ、従来の電流共振形コンバータを備えた電源回路においては、絶縁コンバータトランスPITのコアに形成するギャップとして、先にも述べたように例えば1.0mm程度を設定することで、結合係数kとしてk=0.8〜0.9程度を得るようにされていた。
つまり、本実施の形態においては、絶縁コンバータトランスPITの一次側と二次側の結合度について、従来の構成よりもさらに低い状態を設定しているものである。
Incidentally, in the power supply circuit having the conventional current resonance type converter including the power supply circuit shown in FIG. 16, the gap formed in the core of the insulating converter transformer PIT is, for example, 1.0 mm as described above. By setting the degree, k = 0.8 to 0.9 was obtained as the coupling coefficient k.
In other words, in the present embodiment, the degree of coupling between the primary side and the secondary side of the insulating converter transformer PIT is set lower than that of the conventional configuration.

説明を図1に戻す。
絶縁コンバータトランスPITは、図2により説明した構造によって一次巻線N1に所定のリーケージインダクタンスL1を生じさせる。また、先に説明したように、一次巻線N1と一次側直列共振コンデンサC1とは直列に接続されている。従って、上記一次巻線N1のリーケージインダクタンスL1と一次側直列共振コンデンサC1のキャパシタンスとによっては直列共振回路(一次側直列共振回路)が形成されることになる。
そのうえで、上記一次側直列共振回路は、スイッチング素子Q1,Q2のスイッチング出力点に対して接続されており、従って、スイッチング素子Q1,Q2のスイッチング出力は、一次側直列共振回路に伝達されることになる。一次側直列共振回路では、伝達されたスイッチング出力により共振動作を行うことで、一次側スイッチングコンバータの動作を電流共振形とする。
Returning to FIG.
The insulating converter transformer PIT generates a predetermined leakage inductance L1 in the primary winding N1 with the structure described with reference to FIG. Further, as described above, the primary winding N1 and the primary side series resonance capacitor C1 are connected in series. Accordingly, a series resonance circuit (primary side series resonance circuit) is formed by the leakage inductance L1 of the primary winding N1 and the capacitance of the primary side series resonance capacitor C1.
In addition, the primary side series resonance circuit is connected to the switching output points of the switching elements Q1 and Q2, and therefore the switching outputs of the switching elements Q1 and Q2 are transmitted to the primary side series resonance circuit. Become. In the primary side series resonance circuit, the resonance operation is performed by the transmitted switching output, so that the operation of the primary side switching converter is a current resonance type.

ところで、これまでの説明によると、この図に示す一次側スイッチングコンバータとしては、一次側直列共振回路(L1−C1)による電流共振形としての動作と、前述した一次側部分電圧共振回路(Cp//L1)とによる部分電圧共振動作とが得られることになる。
つまり、この図に示す電源回路の一次側においては、一次側スイッチングコンバータを共振形とするための共振回路に対して、他の共振回路とが組み合わされた構成を採っている。ここでは、このように2つの共振回路が組み合わされて成るスイッチングコンバータを、「複合共振形コンバータ」ともいうことにする。
By the way, according to the description so far, the primary side switching converter shown in this figure has an operation as a current resonance type by the primary side series resonance circuit (L1-C1) and the above-described primary side partial voltage resonance circuit (Cp / / L1) and partial voltage resonance operation.
That is, on the primary side of the power supply circuit shown in this figure, a configuration in which the resonance circuit for making the primary side switching converter a resonance type is combined with another resonance circuit is adopted. Here, the switching converter in which two resonance circuits are combined in this way is also referred to as a “composite resonance converter”.

絶縁コンバータトランスPITの二次巻線N2には、一次巻線N1に伝達されたスイッチング出力に応じた交番電圧が励起(誘起)される。
この場合、二次巻線N2に対しては、先ず、一方の端部側に対して直列に二次側直列共振コンデンサC2を接続している。これにより、上記二次側直列共振コンデンサC2のキャパシタンスと上記二次巻線N2のリーケージインダクタンスL2とによって、二次側直列共振回路が形成される。つまり、本実施の形態としては、絶縁コンバータトランスPITの一次側と二次側とのそれぞれにおいて直列共振回路が形成されるものである。
An alternating voltage corresponding to the switching output transmitted to the primary winding N1 is excited (induced) in the secondary winding N2 of the insulating converter transformer PIT.
In this case, a secondary side series resonant capacitor C2 is first connected in series to the one end side of the secondary winding N2. Thus, a secondary side series resonance circuit is formed by the capacitance of the secondary side series resonance capacitor C2 and the leakage inductance L2 of the secondary winding N2. That is, in this embodiment, a series resonant circuit is formed on each of the primary side and the secondary side of the insulating converter transformer PIT.

上記二次側直列共振回路(L2−C2)に対しては、整流ダイオードD1〜D4を図示するようにして接続して成るブリッジ整流回路と、平滑コンデンサCiとによる全波整流平滑回路が設けられる。
この全波整流平滑回路においては、二次巻線N2に励起される交番電圧の一方の半周期に、整流ダイオード[D1,D4]の組が導通して平滑コンデンサCiに対して整流電流を充電する動作が得られる。また、他方の半周期では、整流ダイオード[D2,D3]の組が導通して平滑コンデンサCiに対して整流電流を充電する動作が得られる。
これにより、平滑コンデンサCiの両端には、二次巻線N2に励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルによる両端電圧が得られることになる。
The secondary side series resonant circuit (L2-C2) is provided with a full-wave rectifying / smoothing circuit including a bridge rectifier circuit formed by connecting rectifier diodes D1 to D4 as shown in the figure and a smoothing capacitor Ci. .
In this full-wave rectifying / smoothing circuit, in one half cycle of the alternating voltage excited by the secondary winding N2, a pair of rectifier diodes [D1, D4] is conducted to charge the smoothing capacitor Ci with a rectified current. Is obtained. Further, in the other half cycle, the operation of charging the rectified current to the smoothing capacitor Ci by conducting the pair of rectifier diodes [D2, D3].
As a result, a voltage between both ends of the smoothing capacitor Ci at a level corresponding to an equal voltage level of the alternating voltage excited by the secondary winding N2 is obtained.

このように平滑コンデンサCiに得られた両端電圧は、図示する整流平滑電圧Eiとして、後段のDC/DCコンバータ5の直流入力源として供給される。
DC/DCコンバータ5は、上記整流平滑電圧Eiについてスイッチング動作を行って、負荷に供給すべき二次側直流出力電圧Eoを生成するように構成されている。この場合、DC/DCコンバータ5としても、例えば電流共振形コンバータとしての構成が採られているものとする。また、二次側直流出力電圧Eoとしては、例えば図示するEo1、Eo2、Eo3の3系統を出力するように構成されているとする。
Thus, the both-ends voltage obtained by the smoothing capacitor Ci is supplied as a DC input source of the DC / DC converter 5 at the subsequent stage as the rectified and smoothed voltage Ei shown in the figure.
The DC / DC converter 5 is configured to perform a switching operation on the rectified and smoothed voltage Ei to generate a secondary side DC output voltage Eo to be supplied to the load. In this case, the DC / DC converter 5 is also configured as a current resonance type converter, for example. Further, as the secondary side DC output voltage Eo, it is assumed that, for example, three systems of Eo1, Eo2, and Eo3 illustrated are output.

また、上記整流平滑電圧Eiは、図示するようにして制御回路1のための検出電圧としても分岐して入力される。
この制御回路1は、上記整流平滑電圧Eiをスイッチング周波数制御方式により安定化するために設けられ、図示するようにシャントレギュレータQ5、検出抵抗R10、R11、抵抗R9、位相補償コンデンサCt1、位相補償コンデンサCt2、抵抗R12、及びフォトカプラPCを少なくとも備える。
この制御回路1では、平滑コンデンサCiの正極端子と二次側アースとの間に直列に挿入された検出抵抗R10−R11の接続点において、整流平滑電圧Eiのレベルを検出するようにされ、この検出電圧に応じた制御信号がシャントレギュレータQ5の制御端子に供給される。
シャントレギュレータQ5は、アノードが二次側アースに接続され、カソードがフォトカプラPCにおけるフォトダイオードのカソードと接続されている。さらにこの場合、上記フォトダイオードのアノードは抵抗R9の直列接続を介し、上記した平滑コンデンサCiの正極端子と抵抗R10との接続点に対して接続されている。
The rectified and smoothed voltage Ei is also branched and input as a detection voltage for the control circuit 1 as shown in the figure.
The control circuit 1 is provided to stabilize the rectified and smoothed voltage Ei by a switching frequency control method, and as shown in the figure, a shunt regulator Q5, detection resistors R10 and R11, a resistor R9, a phase compensation capacitor Ct1, and a phase compensation capacitor. Ct2, resistor R12, and photocoupler PC are provided at least.
In the control circuit 1, the level of the rectified smoothing voltage Ei is detected at the connection point of the detection resistors R10-R11 inserted in series between the positive terminal of the smoothing capacitor Ci and the secondary side ground. A control signal corresponding to the detected voltage is supplied to the control terminal of the shunt regulator Q5.
The shunt regulator Q5 has an anode connected to the secondary side ground and a cathode connected to the cathode of the photodiode in the photocoupler PC. Further, in this case, the anode of the photodiode is connected to the connection point between the positive terminal of the smoothing capacitor Ci and the resistor R10 through a series connection of the resistor R9.

ここまでの構成によれば、シャントレギュレータQ5と接続されたフォトダイオードには、このシャントレギュレータQ5の制御端子に検出入力される整流平滑電圧Eiのレベルに応じた制御電流が流されることになる。そして、この制御電流が一次側のフォトトランジスタに伝達され、図示するように発振・ドライブ回路2に対して供給される。   According to the configuration described so far, a control current corresponding to the level of the rectified and smoothed voltage Ei detected and input to the control terminal of the shunt regulator Q5 flows through the photodiode connected to the shunt regulator Q5. Then, this control current is transmitted to the primary side phototransistor and supplied to the oscillation / drive circuit 2 as shown.

なお、この場合の制御回路1においては、シャントレギュレータQ5の制御端子−カソード間に並列に、位相補償コンデンサCt2が接続されているが、説明の便宜上、この位相補償コンデンサCt2を設けたことで得られる動作については後述することにする。
また、この場合、検出抵抗R10に対しては並列に位相補償コンデンサCt1−抵抗R12による直列接続回路が設けられているが、この直列接続回路によっては、制御回路1としての誤差増幅器についての位相遅れ補償回路が形成されている。
In the control circuit 1 in this case, the phase compensation capacitor Ct2 is connected in parallel between the control terminal and the cathode of the shunt regulator Q5. For convenience of explanation, this phase compensation capacitor Ct2 is provided. The operations performed will be described later.
In this case, a series connection circuit including a phase compensation capacitor Ct1 and a resistor R12 is provided in parallel to the detection resistor R10. Depending on the series connection circuit, the phase delay of the error amplifier as the control circuit 1 is provided. A compensation circuit is formed.

発振・ドライブ回路2では、上記のように制御回路1側から供給される制御電流のレベルに応じて、スイッチング周波数が可変されるようにしてスイッチング素子Q1,Q2を駆動制御する。このためには、内部の発振回路により生成する発振信号の周波数を可変することになる。
スイッチング素子Q1,Q2のスイッチング周波数が可変されることで、一次側直列共振回路の共振インピーダンスが変化し、絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1から二次巻線N2側に伝送される電力量が変化するが、これにより整流平滑電圧Eiのレベルを安定化させるように動作する。
In the oscillation / drive circuit 2, the switching elements Q1 and Q2 are driven and controlled such that the switching frequency is varied according to the level of the control current supplied from the control circuit 1 side as described above. For this purpose, the frequency of the oscillation signal generated by the internal oscillation circuit is varied.
By changing the switching frequency of the switching elements Q1 and Q2, the resonance impedance of the primary side series resonance circuit changes, and the amount of power transmitted from the primary winding N1 to the secondary winding N2 side of the insulating converter transformer PIT is reduced. Although it changes, this operates so as to stabilize the level of the rectified smoothing voltage Ei.

詳細は後述するが、本実施の形態の電源回路におけるスイッチング周波数制御方式としては、一次側直列共振回路の共振周波数foよりも高い周波数範囲をスイッチング周波数の可変範囲として設定している。つまり、いわゆるアッパーサイド制御の方式を採る。
一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数において最も共振インピーダンスが低くなる。このことから、本実施の形態のようにして直列共振回路の共振周波数に基づくアッパーサイド制御方式を採る場合には、スイッチング周波数fsが高くなっていくのに応じて、共振インピーダンスを高くすることになる。
従って、例えば重負荷の傾向となって整流平滑電圧Eiが低下するのに応じては、上記スイッチング周波数を低くするように制御することになる。これは共振インピーダンスを低くすることとなり、一次側から二次側への電力伝送量が増加することになるために、整流平滑電圧Eiが上昇する。
これに対して、軽負荷の傾向となって整流平滑電圧Eiが上昇するのに応じては、上記スイッチング周波数を高くするように制御する。これにより、共振インピーダンスは高くなって上記電力伝送量が低減するために、整流平滑電圧Eiは低下する。このようにして、スイッチング周波数が可変されることによって、整流平滑電圧Eiが安定化されることになる。
Although details will be described later, as a switching frequency control method in the power supply circuit of the present embodiment, a frequency range higher than the resonance frequency fo of the primary side series resonance circuit is set as a variable range of the switching frequency. That is, a so-called upper side control method is adopted.
As a general matter, a series resonance circuit has the lowest resonance impedance at the resonance frequency. Therefore, when the upper side control method based on the resonance frequency of the series resonance circuit is employed as in the present embodiment, the resonance impedance is increased as the switching frequency fs increases. Become.
Therefore, for example, when the rectified and smoothed voltage Ei is lowered due to a heavy load tendency, the switching frequency is controlled to be lowered. This lowers the resonance impedance and increases the amount of power transmission from the primary side to the secondary side, and thus the rectified and smoothed voltage Ei increases.
On the other hand, when the rectified and smoothed voltage Ei increases due to a light load tendency, the switching frequency is controlled to be increased. As a result, the resonance impedance is increased and the power transmission amount is reduced, so that the rectified and smoothed voltage Ei is lowered. In this way, the rectified and smoothed voltage Ei is stabilized by changing the switching frequency.

図3には、図1に示した電源回路における、前段の電流共振形コンバータの要部の動作波形を商用交流電源周期により示す。
ここで、図1に示した電源回路としては、後述もするようにワイドレンジ対応の構成が採られるものである。これに対応して、図3では交流入力電圧VAC=100V時と交流入力電圧VAC=230V時での動作波形をそれぞれ示している。
FIG. 3 shows the operation waveform of the main part of the current resonance converter in the previous stage in the power supply circuit shown in FIG.
Here, the power supply circuit shown in FIG. 1 adopts a configuration corresponding to a wide range as will be described later. Correspondingly, FIG. 3 shows operation waveforms when the AC input voltage VAC = 100 V and the AC input voltage VAC = 230 V, respectively.

なお、この図に示される実験結果を得るにあたっては、図1の回路の各部を以下のように選定した。
・絶縁コンバータトランスPIT・・・ギャップG=2.8mm、一次巻線N1=25T、二次巻線N2=40T、結合係数k=0.65、
・一次側直列共振コンデンサC1=0.056μF
・二次側直列共振コンデンサC2=0.015μF
・フィルタコンデンサCN=1μF
・平滑コンデンサCi=1000μF
・位相補償コンデンサCt1=0.047μF、抵抗R12=3.3kΩ
・位相補償コンデンサCt2=3.3μF
なお、上記各部の選定によって、二次巻線N2の1ターンあたりの誘起電圧レベルは5V/T以上を設定した。
また、上記した位相補償コンデンサCt1のキャパシタンスとしては、従来の構成(位相補償コンデンサCt2を備えない構成)でのCt1=1000pF程度と比較して増加されたものとなっている。これは、制御回路1の位相遅れ補償について、上記位相補償コンデンサCt2を設けた場合に対応させて調整した結果である。
In order to obtain the experimental results shown in this figure, each part of the circuit of FIG. 1 was selected as follows.
Insulating converter transformer PIT: Gap G = 2.8 mm, primary winding N1 = 25T, secondary winding N2 = 40T, coupling coefficient k = 0.65,
・ Primary side series resonance capacitor C1 = 0.056μF
・ Secondary series resonant capacitor C2 = 0.015μF
・ Filter capacitor CN = 1μF
・ Smoothing capacitor Ci = 1000μF
・ Phase compensation capacitor Ct1 = 0.047μF, resistance R12 = 3.3kΩ
・ Phase compensation capacitor Ct2 = 3.3μF
In addition, the induced voltage level per turn of the secondary winding N2 was set to 5 V / T or more by the selection of each part.
Further, the capacitance of the above-described phase compensation capacitor Ct1 is increased compared to about Ct1 = 1000 pF in the conventional configuration (configuration without the phase compensation capacitor Ct2). This is a result of adjusting the phase delay compensation of the control circuit 1 corresponding to the case where the phase compensation capacitor Ct2 is provided.

先ず、図3において、図1に示したフィルタコンデンサCNの両端に得られる、ブリッジ整流回路Diの整流出力電圧V1としては、図示するようにして商用交流電源周期による波形が得られる。なお、交流入力電圧VAC=230V時では、整流出力電圧V1には図示するようにして100Vの直流成分が重畳されるが、これはフィルタコンデンサCNの充電電荷が重畳されているものである。
この整流出力電圧V1のピークレベルは、交流入力電圧VAC=100V時では140Vp、交流入力電圧VAC=230V時では325Vpとなる。
First, as shown in FIG. 3, as the rectified output voltage V1 of the bridge rectifier circuit Di obtained at both ends of the filter capacitor CN shown in FIG. Note that, when the AC input voltage VAC = 230 V, a DC component of 100 V is superimposed on the rectified output voltage V1 as shown in the figure, which is a charge charge of the filter capacitor CN.
The peak level of the rectified output voltage V1 is 140Vp when the AC input voltage VAC = 100V, and 325Vp when the AC input voltage VAC = 230V.

また、一次側直列共振回路を流れる一次側直列共振電流Ioとしては、スイッチング素子Q1、Q2のスイッチング周期による波形とされた上で、そのエンベロープは、整流出力電圧V1がピークレベルとなるのに応じて正負両極性にピークとなる波形が得られる。
この場合、一次側直列共振電流Ioのピークレベル(絶対値)は、交流入力電圧VAC=100V時と230V時とで共に15Apとなる。
Further, the primary side series resonance current Io flowing through the primary side series resonance circuit has a waveform according to the switching period of the switching elements Q1 and Q2, and the envelope corresponds to the peak level of the rectified output voltage V1. Thus, a waveform having a peak in both positive and negative polarities is obtained.
In this case, the peak level (absolute value) of the primary side series resonance current Io is 15 Ap for both the AC input voltage VAC = 100V and 230V.

また、絶縁コンバータトランスPITの二次巻線N2に励起される交番電圧V2としても、スイッチング周期による波形とされ、そのエンベロープは、整流出力電圧V1がピークレベルとなるのに応じて正負両極性にピークとなる。
この交番電圧V2のピークレベル(絶対値)は整流平滑電圧Eiのレベルでクランプされる。
Further, the alternating voltage V2 excited by the secondary winding N2 of the insulating converter transformer PIT is also a waveform with a switching cycle, and its envelope changes to both positive and negative polarities according to the peak level of the rectified output voltage V1. It becomes a peak.
The peak level (absolute value) of the alternating voltage V2 is clamped at the level of the rectified smoothing voltage Ei.

そして、整流平滑電圧Eiには、図示するようにして商用交流電源ACの約2倍の周期によるリップル電圧ΔEiが重畳された波形となる。
これは、図1の説明からも理解されるように、実施の形態の電流共振形コンバータでは、商用交流電源ACを整流したブリッジ整流回路Diの整流出力電圧V1についてスイッチング素子Q1、Q2がスイッチング動作を行うように構成されていることによる。
なお、実際の計測結果によると、交流入力電圧VAC=100V時でのΔEiはおよそ5Vp-p程度、また交流入力電圧VAC=230V時でのΔEiはおよそ10Vp-p程度であった。
The rectified and smoothed voltage Ei has a waveform in which a ripple voltage ΔEi having a period of about twice that of the commercial AC power supply AC is superimposed as shown in the figure.
As can be understood from the description of FIG. 1, in the current resonance type converter according to the embodiment, the switching elements Q1 and Q2 perform the switching operation with respect to the rectified output voltage V1 of the bridge rectifier circuit Di that rectifies the commercial AC power supply AC. By being configured to do.
According to the actual measurement result, ΔEi when the AC input voltage VAC = 100 V is about 5 Vp-p, and ΔEi when the AC input voltage VAC = 230 V is about 10 Vp-p.

ここで、図1の回路では、上記しているようにスイッチング素子Q1、Q2が整流出力電圧V1についてスイッチング動作を行うようにされているものであるが、このような構成とされていることで、一次側直列共振電流Ioとしては、図3にも示されているように、その平均波形(エンベロープ)の導通期間が、ほぼ商用交流電源ACの半周期にわたって得られるものとなる。
そして、図1の構成によれば、交流入力電流IACの導通期間は、このような一次側直列共振電流Ioの導通期間と同等とされることになる。
つまり、これによれば、上記のようにして一次側直列共振電流Ioの導通期間が商用交流電源ACの半周期間にわたるものとなっていることで、交流入力電流IACの導通期間としても商用交流電源ACのほぼ半周期にわたって得られるようになるものである。
そして、このようにして交流入力電流IACの導通期間が商用交流電源AC(交流入力電圧VAC)の半周期間と近づくようにされているということは、交流入力電流IACの導通角としてもその拡大が図られているものである。
Here, in the circuit of FIG. 1, the switching elements Q1 and Q2 are configured to perform the switching operation with respect to the rectified output voltage V1 as described above. As shown in FIG. 3, as the primary side series resonance current Io, the conduction period of the average waveform (envelope) is obtained over almost a half cycle of the commercial AC power supply AC.
According to the configuration of FIG. 1, the conduction period of the AC input current IAC is equivalent to the conduction period of such a primary side series resonance current Io.
That is, according to this, since the conduction period of the primary series resonance current Io extends over a half cycle of the commercial AC power supply AC as described above, the commercial AC power supply can be used as the conduction period of the AC input current IAC. It will be obtained over approximately half the AC period.
In this way, the conduction period of the AC input current IAC is made closer to the half cycle of the commercial AC power supply AC (AC input voltage VAC). It is what is being illustrated.

またここで、図3にも示したように、この場合の整流平滑電圧Eiとしては、実際には商用交流電源周期に応じたリップルが生じるものである。
これによると、図1において説明した限りでの制御回路1、及び発振・ドライブ回路2による定電圧制御系の動作によっては、リップル電圧ΔEiを含む整流平滑電圧Eiの検出入力に応じ、このリップル成分にも追従したスイッチング周波数制御が行われることになる。すなわち、このようなリップルΔEiの成分もキャンセルするように、一次側直列共振電流Ioのレベルが制御されることになる。
Further, as shown in FIG. 3, the rectified and smoothed voltage Ei in this case actually has a ripple corresponding to the commercial AC power supply cycle.
According to this, depending on the operation of the constant voltage control system by the control circuit 1 and the oscillation / drive circuit 2 as described in FIG. 1, this ripple component depends on the detection input of the rectified smoothing voltage Ei including the ripple voltage ΔEi. The switching frequency control that follows this is also performed. That is, the level of the primary side series resonance current Io is controlled so as to cancel such a component of the ripple ΔEi.

このようにして、リップル電圧ΔEiをキャンセルするように一次側直列共振電流Ioのレベルが制御されたとすると、図3では正弦波状となっている一次側直列共振電流Ioのエンベロープは、リップル電圧ΔEiに応じた周期でその絶対値レベルが増減する波形とされてしまう。
これによっては、一次側直列共振電流Ioのエンベロープは、図3に示したものとは異なり正弦波状とはならず、より高周波の成分(ΔEiに応じた商用交流電源ACの2倍の周期による成分)が重畳された波形となってしまい、このことで、上述したようにして交流入力電流IACの導通角の拡大は図られたとしても、高調波が重畳されてしまう分、力率自体は改善が図られなくなってしまうことになる。
If the level of the primary side series resonance current Io is controlled so as to cancel the ripple voltage ΔEi in this way, the envelope of the primary side series resonance current Io, which is sinusoidal in FIG. A waveform whose absolute value level increases or decreases in a corresponding cycle is obtained.
Depending on this, the envelope of the primary side series resonance current Io does not have a sinusoidal shape unlike the one shown in FIG. 3, and a higher frequency component (a component with a period twice that of the commercial AC power supply AC corresponding to ΔEi). ) Is superimposed, and even if the conduction angle of the AC input current IAC is increased as described above, the power factor itself is improved by the amount of harmonics superimposed. Will not be able to be planned.

そこで、実施の形態では、制御回路1において、位相補償コンデンサCt2を先に説明した接続形態により追加するものとしている。
この位相補償コンデンサCt2の追加により、制御回路1においては、整流平滑電圧Eiに応じた検出入力についてのローパスフィルタが形成され、これにより整流平滑電圧Eiの低域成分が抽出されて、リップル成分が除去される。つまり、これによってシャントレギュレータQ5の制御端子には、整流平滑電圧Eiを平均化した平均値Ei-avrに応じたレベルの制御信号が供給されることになる。
そして、このようにシャントレギュレータQ5の制御端子に整流平滑電圧Eiの平均値Ei-avrに応じた制御信号が供給されることで、この場合の制御回路1を含む定電圧制御系では、この平均値Ei-avrについて安定化する動作が行われるものとなる。
Therefore, in the embodiment, in the control circuit 1, the phase compensation capacitor Ct2 is added according to the connection form described above.
By adding the phase compensation capacitor Ct2, the control circuit 1 forms a low-pass filter for the detection input corresponding to the rectified and smoothed voltage Ei, thereby extracting a low-frequency component of the rectified and smoothed voltage Ei, and generating a ripple component. To be removed. That is, as a result, a control signal having a level corresponding to the average value Ei-avr obtained by averaging the rectified and smoothed voltage Ei is supplied to the control terminal of the shunt regulator Q5.
In this way, the control signal corresponding to the average value Ei-avr of the rectified and smoothed voltage Ei is supplied to the control terminal of the shunt regulator Q5. In this case, in the constant voltage control system including the control circuit 1 in this case, this average An operation of stabilizing the value Ei-avr is performed.

このようにして、整流平滑電圧Eiの平均値Ei-avrについて安定化が行われれば、一次側直列共振電流Ioの波形のエンベロープは、図3にも示したようにして単に整流出力電圧V1の増加に応じて正負の絶対値レベルが増加する波形が得られるものとなる。つまりこの場合は、リップル電圧ΔEiの成分に追従したスイッチング周波数制御が行われないものとなることで、一次側直列共振電流Ioの波形のエンベロープは、整流出力電圧V1の波形に応じた正弦波状の波形とすることができるものである。
そして、このようにして一次側直列共振電流Ioの波形のエンベロープが正弦波状とされることで、交流入力電流IACの波形としても同様に正弦波状とすることができる。
If the average value Ei-avr of the rectified smoothing voltage Ei is stabilized in this way, the envelope of the waveform of the primary side series resonance current Io is simply the rectified output voltage V1 as shown in FIG. A waveform in which the positive / negative absolute value level increases in accordance with the increase is obtained. That is, in this case, the switching frequency control that follows the component of the ripple voltage ΔEi is not performed, so that the waveform envelope of the primary side series resonance current Io has a sine wave shape corresponding to the waveform of the rectified output voltage V1. It can be a waveform.
Then, the envelope of the waveform of the primary side series resonance current Io is made sinusoidal in this way, so that the waveform of the AC input current IAC can be made sinusoidal as well.

このようにして図1の構成によれば、スイッチング素子Q1、Q2が整流出力電圧V1についてスイッチング動作を行う構成としたことで、交流入力電流IACの導通角の拡大を図ることができ、尚かつ整流平滑電圧Eiについてはその平均値Ei-avrで安定化する構成としたことで、交流入力電流IACの波形をより正弦波に近づけることができる。
すなわち、このようにして交流入力電流IACの導通角の拡大が図られ、尚かつその波形を正弦波に近づけることができることで、力率の改善が図られるものである。
Thus, according to the configuration of FIG. 1, the switching elements Q1 and Q2 perform the switching operation with respect to the rectified output voltage V1, so that the conduction angle of the AC input current IAC can be increased, and The rectified and smoothed voltage Ei is stabilized at its average value Ei-avr, so that the waveform of the AC input current IAC can be made closer to a sine wave.
That is, the conduction angle of the AC input current IAC can be increased in this way, and the power factor can be improved by making the waveform close to a sine wave.

なお、上記した動作からも理解されるように、この場合の制御回路1にて追加される位相補償コンデンサCt2によるローパスフィルタとしては、検出入力される整流平滑電圧Eiのリップル電圧ΔEiが除去されるようにそのフィルタ係数が設定されればよいものである。   As can be understood from the above-described operation, the ripple voltage ΔEi of the rectified and smoothed voltage Ei detected and input is removed as a low-pass filter by the phase compensation capacitor Ct2 added in the control circuit 1 in this case. Thus, it is sufficient that the filter coefficient is set.

ところで、図1の電源回路における電流共振形コンバータとしては、上記説明による力率改善動作と共に、AC100V系とAC200V系との双方の入力に対応して動作可能な、ワイドレンジ対応の構成を採るものである。
以下、図1の回路構成によるワイドレンジ対応の動作について説明する。
By the way, the current resonance type converter in the power supply circuit of FIG. 1 adopts a configuration corresponding to a wide range capable of operating in accordance with both input of the AC100V system and AC200V system in addition to the power factor improving operation described above. It is.
Hereinafter, the operation corresponding to the wide range by the circuit configuration of FIG. 1 will be described.

先ず、これまでの説明からも理解されるように、図1に示した電流共振形コンバータとしては、スイッチング周波数制御方式により二次側の出力電圧(この場合は整流平滑電圧Eiである)の安定化を図る共振形コンバータとしての構成を採るものである。
ここで、このようにしてスイッチング周波数制御方式により二次側の出力電圧の安定化を図る構成とした場合には、従来において、一般的には安定化のためのスイッチング周波数の可変制御範囲が比較的広範囲とされてしまう傾向となる。そして、このように二次側の出力電圧についての安定化に要する可変制御範囲が比較的広範となることから、従来より、スイッチング周波数制御方式による安定化動作のみで、AC100V系とAC200V系との入力に対応するワイドレンジ対応の構成を実現することが非常に困難とされてきた。
First, as understood from the above description, the current resonant converter shown in FIG. 1 can stabilize the output voltage on the secondary side (in this case, the rectified and smoothed voltage Ei) by the switching frequency control method. A configuration as a resonance type converter is realized.
Here, when the output voltage on the secondary side is stabilized by the switching frequency control method in this way, conventionally, the variable control range of the switching frequency for stabilization is generally compared. Tend to be widespread. Since the variable control range required for stabilization of the output voltage on the secondary side is relatively wide as described above, the AC 100 V system and the AC 200 V system can be conventionally operated only by the stabilization operation by the switching frequency control method. It has been very difficult to realize a wide-range configuration that supports input.

図17は、従来の電流共振形コンバータにおける定電圧制御特性を、スイッチング周波数fsと二次側直流出力電圧Eoのレベルとの関係により示している。
なお、従来の電流共振形コンバータとしては、先の図16に示した電源回路について、前段のアクティブフィルタを省略した構成と考えればよい。すなわち、絶縁コンバータトランスPITについてギャップ長を例えば1.0mm程度とし、結合係数k=0.8〜0.9程度を設定するようにされた電流共振形コンバータである。
FIG. 17 shows the constant voltage control characteristic in the conventional current resonance type converter by the relationship between the switching frequency fs and the level of the secondary side DC output voltage Eo.
Note that the conventional current resonance type converter may be considered to have a configuration in which the previous stage active filter is omitted from the power supply circuit shown in FIG. That is, it is a current resonance type converter in which the gap length of the insulating converter transformer PIT is set to about 1.0 mm, for example, and the coupling coefficient k is set to about 0.8 to 0.9.

図17において、先ず一般的なこととして、直列共振回路は、共振周波数foのときに最も共振インピーダンスが小さくなる。これにより、アッパーサイド制御における二次側直流出力電圧Eoとスイッチング周波数fsの関係として、二次側直流出力電圧Eoのレベルは、スイッチング周波数fsが共振周波数foに近づいていくほど上昇し、共振周波数foから離れていくのに従って低下していくものとなる。
従って、負荷電力Poを一定とした条件でのスイッチング周波数fsに対する二次側直流出力電圧Eoのレベルは、この図17において示されるように、スイッチング周波数fsが一次側直列共振回路の共振周波数foと同じときにピークとなり、共振周波数foから離れるのに応じて低下する二次曲線的な変化を示すことになる。
In FIG. 17, as a general rule, the series resonance circuit has the smallest resonance impedance at the resonance frequency fo. Thereby, as the relationship between the secondary side DC output voltage Eo and the switching frequency fs in the upper side control, the level of the secondary side DC output voltage Eo increases as the switching frequency fs approaches the resonance frequency fo. As it gets away from fo, it goes down.
Therefore, as shown in FIG. 17, the level of the secondary side DC output voltage Eo with respect to the switching frequency fs under the condition that the load power Po is constant, It becomes a peak at the same time, and shows a change in a quadratic curve that decreases as the frequency moves away from the resonance frequency fo.

また、同じスイッチング周波数fsに対応する二次側直流出力電圧Eoのレベルは、最小負荷電力Pomin時よりも最大負荷電力Pomax時のほうが、所定分低下するようにしてシフトする特性が得られる。つまり、スイッチング周波数fsを固定として考えると、重負荷の条件となるのに従って二次側直流出力電圧Eoのレベルは低下する。   Further, a characteristic is obtained that the level of the secondary side DC output voltage Eo corresponding to the same switching frequency fs is shifted so as to decrease by a predetermined amount at the maximum load power Pomax than at the minimum load power Pomin. That is, when the switching frequency fs is considered as being fixed, the level of the secondary side DC output voltage Eo decreases as the heavy load condition is reached.

そして、このような特性のもとで、アッパーサイド制御により二次側直流出力電圧Eoについて、Eo=tgとなるようにして安定化しようとした場合、従来の電源回路において必要となるスイッチング周波数の可変範囲(必要制御範囲)は、Δfsとして示される範囲となる。   Under such characteristics, when the secondary side DC output voltage Eo is stabilized by the upper side control so that Eo = tg, the switching frequency required in the conventional power supply circuit is reduced. The variable range (necessary control range) is a range indicated as Δfs.

ここで、例えばAC100V系の単レンジに対応するとして、交流入力電圧VAC=85V〜120Vの変動範囲と、さらに、メイン直流電源である二次側直流出力電圧Eoの最大負荷電力Pomaxから最小負荷電力Pominまでの負荷変動範囲が例えばPo=200W〜0Wとされた場合を想定してみる。
この場合、従来の電流共振形コンバータにおいて二次側直流出力電圧Eoの定電圧制御のために可変するスイッチング周波数fsの可変範囲は、fs=80kHz〜200kHz以上であり、Δfsとしても120kHz以上と相応に広範囲なものとなる。
Here, assuming that it corresponds to a single range of AC 100 V system, for example, the fluctuation range of AC input voltage VAC = 85 V to 120 V, and further, from the maximum load power Pomax of the secondary side DC output voltage Eo which is the main DC power supply, to the minimum load power Assume that the load fluctuation range up to Pomin is, for example, Po = 200 W to 0 W.
In this case, the variable range of the switching frequency fs that can be varied for constant voltage control of the secondary side DC output voltage Eo in the conventional current resonance type converter is fs = 80 kHz to 200 kHz or more, and Δfs is correspondingly 120 kHz or more. It will be a wide range.

このことを踏まえて、スイッチング周波数制御のみでワイドレンジ対応を実現することについて考えてみると、先ずワイドレンジとしては例えばAC85V〜288Vの交流入力電圧範囲に対応することになる。従って、上記のようなAC100V系のみ、あるいはAC200V系のみの単レンジに対応する場合と比較して、同じ負荷変動範囲に対応するとした場合の二次側直流出力電圧Eoのレベル変動範囲は、当然拡大する傾向となる。
そして、このような交流入力電圧範囲に対応してレベル変動範囲が拡大傾向となる二次側直流出力電圧Eoについて定電圧制御を行うためには、より広範囲なスイッチング周波数制御範囲が必要となる。例えば、上記したAC100V系単レンジでの必要制御範囲Δfs(fs=80kHz〜200kHz程度)とされた場合では、ワイドレンジ対応とするにあたってのスイッチング周波数fsの制御範囲は約80kHz〜500kHzにまで拡大する必要がでてくる。
In consideration of this, when considering the realization of the wide range only by the switching frequency control, first, the wide range corresponds to the AC input voltage range of, for example, AC85V to 288V. Accordingly, the level fluctuation range of the secondary side DC output voltage Eo in the case of corresponding to the same load fluctuation range as compared with the case of corresponding to the single AC100V system only or the AC200V only single range as described above is naturally. It tends to expand.
In order to perform constant voltage control on the secondary side DC output voltage Eo whose level fluctuation range tends to expand corresponding to such an AC input voltage range, a wider switching frequency control range is required. For example, when the required control range Δfs (about fs = 80 kHz to 200 kHz) in the AC100V single range described above is set, the control range of the switching frequency fs for wide range correspondence is expanded to about 80 kHz to 500 kHz. Necessity comes out.

しかしながら、現状のスイッチング素子を駆動するためのIC(発振・ドライブ回路2)として、対応可能な駆動周波数の上限は、先にも述べたように200kHz程度が限界とされている。また、仮に上記したような高い周波数での駆動が可能なスイッチング駆動用ICを構成して実装したとしても、このような高い周波数でスイッチング素子を駆動した場合には、電力変換効率が著しく低下するために、現実の電源回路として実用的ではなくなる。
このような事情から、スイッチング周波数制御方式による安定化動作のみによってワイドレンジ対応を図ることが、非常に困難とされていたものである。
However, as described above, the upper limit of the drive frequency that can be handled as an IC (oscillation / drive circuit 2) for driving a current switching element is limited to about 200 kHz. Even if the switching drive IC capable of driving at a high frequency as described above is configured and mounted, the power conversion efficiency is significantly reduced when the switching element is driven at such a high frequency. Therefore, it is not practical as an actual power supply circuit.
Under such circumstances, it has been very difficult to achieve a wide range only by a stabilizing operation by the switching frequency control method.

そこで、図1に示した電源回路においては、前段の電流共振形コンバータについて、先の図2においても説明したように一次側と二次側の双方に直列共振回路を設けるものとし、なおかつ絶縁コンバータトランスPITにおける結合係数kを従来よりも低い値に設定するものとしている。
そして、このような構成によって、AC100V系とAC200V系との入力に対応して動作可能なワイドレンジ対応の構成を実現する。このことについて、次の図4〜図6を参照して説明する。
Therefore, in the power supply circuit shown in FIG. 1, with respect to the current-resonance converter in the previous stage, as described in FIG. The coupling coefficient k in the transformer PIT is set to a value lower than that in the past.
With such a configuration, a wide-range configuration that can operate in response to the input of the AC 100 V system and the AC 200 V system is realized. This will be described with reference to FIGS.

図4の回路図は、図1に示す本実施の形態の電源回路について、一次側直列共振回路と二次側直列共振回路との関係によりみた場合の等価回路を示している。なお、この等価回路図において、図1と同一部分には、同一符号を付している。
この図においては、1:nの巻線比となる所定巻数の一次巻線N1と二次巻線N2を巻装した絶縁コンバータトランスPITが示されている。また、この図において、絶縁コンバータトランスPITにおける一次側と二次側との結合度を結合係数kにより示している。
この絶縁コンバータトランスPITの一次側において、L1l、L1eは、それぞれ、一次巻線N1のリーケージ(漏洩)インダクタンス、一次巻線N1の励磁インダクタンスを示す。また、絶縁コンバータトランスPITの二次側のL2l、L2eは、それぞれ二次巻線N2のリーケージ(漏洩)インダクタンス、二次巻線N2の励磁インダクタンスを示す。
The circuit diagram of FIG. 4 shows an equivalent circuit when the power supply circuit of the present embodiment shown in FIG. 1 is viewed from the relationship between the primary side series resonant circuit and the secondary side series resonant circuit. In this equivalent circuit diagram, the same parts as those in FIG.
In this figure, an insulating converter transformer PIT is shown in which a primary winding N1 and a secondary winding N2 of a predetermined number of turns having a winding ratio of 1: n are wound. In this figure, the degree of coupling between the primary side and the secondary side in the insulating converter transformer PIT is indicated by a coupling coefficient k.
On the primary side of the insulating converter transformer PIT, L1l and L1e indicate a leakage (leakage) inductance of the primary winding N1 and an excitation inductance of the primary winding N1, respectively. Further, L2l and L2e on the secondary side of the insulating converter transformer PIT respectively indicate a leakage (leakage) inductance of the secondary winding N2 and an excitation inductance of the secondary winding N2.

この図4に示す等価回路図において、絶縁コンバータトランスPITの一次側では、スイッチング周波数fsによる交流(周波数信号)が入力されている。つまり、一次側スイッチングコンバータ(スイッチング素子Q1,Q2)のスイッチング出力が入力となっている。
そして、絶縁コンバータトランスPITの一次側では、このスイッチング周波数fsによる交流の入力を、一次側直列共振回路に供給することになる。この一次側直列共振回路は、図示するようにして、一次側直列共振コンデンサC1−リーケージインダクタンスL1lを一次巻線N1に対して直列に接続するとともに、励磁インダクタンスL1eを一次巻線N1に対して並列に接続したものとしてみることができる。
また、絶縁コンバータトランスPITの二次側直列共振回路としても、同様に、二次側直列共振コンデンサC2−リーケージインダクタンスL2lを二次巻線N2に対して直列に接続するとともに、励磁インダクタンスL2eを二次巻線N2に対して並列に接続したものとしてみることができる。また、この図では、上記のようにして形成される二次側直列共振回路の出力を負荷RLに出力することとしている。ここでの負荷RLは、二次側全波整流回路以降の回路及び負荷となる。
In the equivalent circuit diagram shown in FIG. 4, an alternating current (frequency signal) with a switching frequency fs is input on the primary side of the insulating converter transformer PIT. That is, the switching output of the primary side switching converter (switching elements Q1, Q2) is an input.
Then, on the primary side of the insulating converter transformer PIT, an AC input with the switching frequency fs is supplied to the primary side series resonance circuit. In the primary side series resonance circuit, as shown in the figure, the primary side series resonance capacitor C1−leakage inductance L1l is connected in series to the primary winding N1, and the excitation inductance L1e is parallel to the primary winding N1. Can be viewed as connected to
Similarly, as the secondary side series resonance circuit of the insulating converter transformer PIT, the secondary side series resonance capacitor C2−leakage inductance L2l is connected in series to the secondary winding N2, and the excitation inductance L2e is set to two. It can be viewed as being connected in parallel to the next winding N2. In this figure, the output of the secondary side series resonance circuit formed as described above is output to the load RL. The load RL here is a circuit and a load after the secondary-side full-wave rectifier circuit.

上記した接続態様となる図4の等価回路においては、絶縁コンバータトランスPITの結合係数をk、一次巻線N1の自己インダクタンスをL1とすると、一次巻線N1のリーケージインダクタンスL1lについて
L1l=(1−k2)L1・・・(式1)
により表すことができる。
また、一次巻線N1の励磁インダクタンスL1eについては、
L1e=k2×L1・・・(式2)
により表すことができる。
同様にして、二次巻線N2のリーケージインダクタンスL2l、励磁インダクタンスL2eについては、一次巻線N2の自己インダクタンスをL2とすると、それぞれ、
L2l=(1−k2)L2・・・(式3)
L2e=k2×L2・・・(式4)
により表される。
In the equivalent circuit of FIG. 4 as the above connection mode, assuming that the coupling coefficient of the insulating converter transformer PIT is k and the self-inductance of the primary winding N1 is L1, the leakage inductance L1l of the primary winding N1 is L1l = (1− k 2 ) L1 (Formula 1)
Can be represented by
Also, regarding the exciting inductance L1e of the primary winding N1,
L1e = k 2 × L1 (Formula 2)
Can be represented by
Similarly, regarding the leakage inductance L2l and excitation inductance L2e of the secondary winding N2, if the self-inductance of the primary winding N2 is L2, respectively,
L2l = (1-k 2) L2 ··· ( Equation 3)
L2e = k 2 × L2 (Formula 4)
It is represented by

ここで、図4に示す等価回路においては、絶縁コンバータトランスPITの電磁誘導を介して、一次側に一次側直列共振回路を備え、二次側に二次側直列共振回路を備えていることが示されている。従って、この図に示す回路は、電磁結合による結合形共振回路を形成しているものとしてみることができる。このために、図1に示す電源回路における二次側の出力電圧(整流平滑電圧Ei)についての定電圧制御特性は、絶縁コンバータトランスPITの結合度(結合係数k)に応じて異なるものとなる。この点について、次の図5を参照して説明する。   Here, the equivalent circuit shown in FIG. 4 includes a primary side series resonant circuit on the primary side and a secondary side series resonant circuit on the secondary side via electromagnetic induction of the insulating converter transformer PIT. It is shown. Therefore, the circuit shown in this figure can be regarded as forming a coupled resonance circuit by electromagnetic coupling. Therefore, the constant voltage control characteristic for the secondary output voltage (rectified smoothing voltage Ei) in the power supply circuit shown in FIG. 1 differs depending on the degree of coupling (coupling coefficient k) of the insulating converter transformer PIT. . This point will be described with reference to FIG.

図5は、図4の等価回路についての、入力(スイッチング周波数信号)に対する出力特性を示している。つまり、整流平滑電圧Eiについての制御特性をスイッチング周波数fsとの関係により示している。さらに厳密に言えば、図1の回路構成の場合には、整流平滑電圧Eiの平均値Ei-avrについての制御特性を示すものとなる。
なお、この図では、スイッチング周波数を横軸にとり、平均値Ei-avrのレベルを縦軸にとっている。
また、この図では、一次側直列共振回路の共振周波数fo1と二次側直列共振回路の共振周波数fo2とを重複して示しているが、これは共振周波数fo1と共振周波数fo2の設定値に関わらず同様の特性が得られることを示しているものである。
FIG. 5 shows the output characteristics with respect to the input (switching frequency signal) for the equivalent circuit of FIG. That is, the control characteristic for the rectified smoothing voltage Ei is shown by the relationship with the switching frequency fs. More strictly speaking, in the case of the circuit configuration of FIG. 1, the control characteristic for the average value Ei-avr of the rectified and smoothed voltage Ei is shown.
In this figure, the horizontal axis represents the switching frequency, and the vertical axis represents the level of the average value Ei-avr.
Further, in this figure, the resonance frequency fo1 of the primary side series resonance circuit and the resonance frequency fo2 of the secondary side series resonance circuit are shown overlappingly, but this relates to the set values of the resonance frequency fo1 and the resonance frequency fo2. This shows that similar characteristics can be obtained.

ここで、絶縁コンバータトランスPITの結合度について、結合係数k=1となる密結合とされる状態を設定したとする。すると、この場合の一次巻線N1のリーケージインダクタンスL1l、及び二次巻線N2のリーケージインダクタンスL2lは、それぞれ、上記(式1)(式3)に対してk=1を代入することで、
L1l=L2l=0・・・(式5)
として表されることになる。つまり、絶縁コンバータトランスPITが密結合であることで、一次巻線N1及び二次巻線N2のリーケージインダクタンスは存在していない状態であることが示される。
Here, it is assumed that the coupling degree of the insulating converter transformer PIT is set to a tight coupling state where the coupling coefficient k = 1. In this case, the leakage inductance L1l of the primary winding N1 and the leakage inductance L2l of the secondary winding N2 are respectively substituted by k = 1 for the above (formula 1) and (formula 3).
L1l = L2l = 0 (Formula 5)
Will be represented as That is, it is shown that the leakage inductance of the primary winding N1 and the secondary winding N2 does not exist because the insulating converter transformer PIT is tightly coupled.

このようにして、絶縁コンバータトランスPITの一次側と二次側とが密結合とされる状態での定電圧制御特性としては、図5の特性曲線1として示すように、一次側直列共振回路の共振周波数fo1と二次側直列共振回路の共振周波数fo2とは異なる周波数f1、f2において平均値Ei-avrがピークとなる、いわゆる双峰特性となる。
ここで、周波数f1は、
で表され、
周波数f2は、
で表される。
また、上記(数1)(数2)における項の1つであるfoは、一次側直列共振回路の共振周波数fo1と、二次側直列共振回路の共振周波数fo2との中間に存在する中間共振周波数であり、1次側のインピーダンスと2次側のインピーダンスと、一次側と二次側とで共通となるインピーダンス(相互結合インダクタンスM)により決定される周波数である。
なお、相互結合インダクタンスMについては、
により表される。
Thus, as a constant voltage control characteristic in a state where the primary side and the secondary side of the insulating converter transformer PIT are tightly coupled, as shown as a characteristic curve 1 in FIG. The resonance frequency fo1 and the resonance frequency fo2 of the secondary side series resonance circuit have so-called bimodal characteristics in which the average value Ei-avr peaks at frequencies f1 and f2.
Here, the frequency f1 is
Represented by
The frequency f2 is
It is represented by
Further, fo which is one of the terms in the above (Equation 1) and (Equation 2) is an intermediate resonance that exists between the resonance frequency fo1 of the primary side series resonance circuit and the resonance frequency fo2 of the secondary side series resonance circuit. The frequency is determined by the impedance on the primary side, the impedance on the secondary side, and the impedance (mutual coupling inductance M) that is common to the primary side and the secondary side.
For the mutual coupling inductance M,
It is represented by

また、上記した結合係数kについて、k=1の状態から徐々に小さくしていったとする、つまり、密結合の状態から徐々に疎結合の度合いを高くしていったとすると、図5に示される特性曲線1は、双峰の傾向が徐々に希薄となって、中間共振周波数fo近傍で平坦化していくような変化を示す。そして、ある結合係数kにまで低下した段階で、いわゆる臨界結合の状態となる。この臨界結合の状態では、特性曲線2として示すようにして、双峰特性としての傾向ではなくなっており、中間共振周波数foを中心として曲線形状が平坦となる特性となる。   Further, assuming that the coupling coefficient k is gradually decreased from the state of k = 1, that is, when the degree of loose coupling is gradually increased from the tightly coupled state, it is shown in FIG. The characteristic curve 1 shows a change in which the bimodal tendency gradually diminishes and becomes flat in the vicinity of the intermediate resonance frequency fo. Then, when the coupling coefficient is lowered to a certain coupling coefficient k, a so-called critical coupling state is obtained. In this critical coupling state, as shown by the characteristic curve 2, there is no tendency as a bimodal characteristic, and the curve shape becomes flat with the intermediate resonance frequency fo as the center.

そして、さらに、上記臨界結合の状態から結合係数kを小さくしていって、疎結合の状態を強めていったとすると、図5の特性曲線3として示すように、中間周波数foにおいてのみピークとなる単峰特性が得られる。また、この特性曲線3と、特性曲線1,2とを比較してみると、特性曲線3は、ピークレベルそのものは特性曲線1,2より低下するものの、その二次関数的な曲線形状として、より急峻な傾斜を有していることが分かる。
本実施の形態の絶縁コンバータトランスPITは、結合係数k≦0.65とされる疎結合の状態が設定されている。この結合係数kの設定では、上記特性曲線3として示される単峰特性による動作となる。
Further, if the coupling coefficient k is decreased from the critical coupling state and the loose coupling state is increased, the peak is obtained only at the intermediate frequency fo as shown by the characteristic curve 3 in FIG. Unimodal characteristics can be obtained. Further, when comparing the characteristic curve 3 with the characteristic curves 1 and 2, the characteristic curve 3 has a peak level itself lower than that of the characteristic curves 1 and 2, but as a quadratic curve shape thereof, It can be seen that it has a steeper slope.
Insulating converter transformer PIT of the present embodiment is set in a loosely coupled state in which coupling coefficient k ≦ 0.65. In the setting of the coupling coefficient k, the operation is based on the single peak characteristic shown as the characteristic curve 3.

ここで、上記図5に示す単峰特性と、先に図17に示した従来の複合共振形コンバータの定電圧制御特性とを実際に比較してみると、図5に対して図17に示した特性は、二次関数的には相当に緩やかな傾斜となる。   Here, when the single-peak characteristic shown in FIG. 5 is compared with the constant voltage control characteristic of the conventional composite resonant converter shown in FIG. 17, the comparison is shown in FIG. The characteristic has a fairly gentle slope in terms of a quadratic function.

従来の電源回路では、上記のようにして図17に示す特性が曲線的に緩やかであることから、直流出力電圧(二次側直流出力電圧Eo)について定電圧制御を行うためのスイッチング周波数の必要制御範囲は、例えば単レンジ対応の条件下であっても、fs=80kHz程度〜200kHz程度以上でΔfs=100kHz程度以上となる。
このために、スイッチング周波数制御による定電圧制御のみによって、ワイドレンジ対応とすることが非常に困難であることは、先に説明したとおりである。
In the conventional power supply circuit, since the characteristic shown in FIG. 17 is gradual as described above, a switching frequency is necessary to perform constant voltage control on the DC output voltage (secondary DC output voltage Eo). The control range is, for example, about fs = about 80 kHz to about 200 kHz or more and Δfs = about 100 kHz or more even under conditions corresponding to a single range.
For this reason, as described above, it is very difficult to adapt to a wide range only by constant voltage control by switching frequency control.

これに対して、本実施の形態の定電圧制御特性としては、図5の特性曲線3により示される単峰特性であることで、定電圧制御動作としては、図6に示すものとなる。
図6においては、図1に示す本実施の形態の電源回路についての、交流入力電圧VAC=100V時(AC100V系)における最大負荷電力Pomax時、最小負荷電力Pomin時の各特性曲線A,Bと、交流入力電圧VAC=230V時(AC200V系)における最大負荷電力Pomax時、最小負荷電力Pomin時の各特性曲線C,Dとの、4つの特性曲線が示されている。
On the other hand, the constant voltage control characteristic of the present embodiment is a single peak characteristic indicated by the characteristic curve 3 in FIG. 5, and the constant voltage control operation is as shown in FIG.
In FIG. 6, the characteristic curves A and B for the maximum load power Pomax and the minimum load power Pomin when the AC input voltage VAC = 100 V (AC 100 V system) for the power supply circuit of the present embodiment shown in FIG. Four characteristic curves are shown, which are characteristic curves C and D at the maximum load power Pomax and at the minimum load power Pomin when the AC input voltage VAC = 230 V (AC 200 V system).

この図6から分かるように、先ず、AC100V系の入力に対応する交流入力電圧VAC=100V時において、平均値E-avrを所要レベルtgで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲(必要制御範囲)は、Δfs1で示されることになる。つまり、特性曲線Aにおいてレベルtgとなるスイッチング周波数fsから、特性曲線Bにおいてレベルtgとなるスイッチング周波数fsまでの周波数範囲となる。
また、AC200V系の入力に対応する交流入力電圧VAC=230V時において、平均値E-avrを所要レベルtgで定電圧化するために必要となるスイッチング周波数の可変制御範囲(必要制御範囲)は、Δfs2で示される。つまり、特性曲線Cにおいてレベルtgとなるスイッチング周波数fsから、特性曲線Dにおいてレベルtgとなるスイッチング周波数fsまでの周波数範囲となる。
As can be seen from FIG. 6, first, when the AC input voltage VAC = 100 V corresponding to the AC 100 V system input, the variable control of the switching frequency required to make the average value E-avr constant at the required level tg. The range (necessary control range) is indicated by Δfs1. That is, the frequency range is from the switching frequency fs at level tg in the characteristic curve A to the switching frequency fs at level tg in the characteristic curve B.
In addition, when the AC input voltage VAC = 230 V corresponding to the AC 200 V system input, the variable control range (necessary control range) of the switching frequency necessary for making the average value E-avr constant at the required level tg is: It is indicated by Δfs2. That is, the frequency range is from the switching frequency fs at level tg in the characteristic curve C to the switching frequency fs at level tg in the characteristic curve D.

前述したように、本実施の形態における平均値E-avrの制御特性である単峰特性は、先に図17に示した制御特性と比較して、二次関数曲線的に相当に急峻である。
このために、上記した交流入力電圧VAC=100V時、VAC=230V時の各必要制御範囲となるΔfs1、Δfs2は、図17に示されるΔfsと比較して相当に縮小されたものとなっている。例えば、実際に測定したΔfs1、Δfs2としては、図17に示されるΔfsの実際に対して1/10以下程度にまで縮小されるという結果が得られている。
そのうえで、Δfs1における最低スイッチング周波数(特性曲線Aにおいてレベルtgとなるスイッチング周波数fs)から、Δfs2における最高スイッチング周波数(特性曲線Aにおいてレベルtgとなるスイッチング周波数fs)までの周波数可変範囲(ΔfsA)としても、相応に狭いものとなっている。
As described above, the unimodal characteristic that is the control characteristic of the average value E-avr in the present embodiment is considerably steep as a quadratic function curve as compared with the control characteristic previously shown in FIG. .
For this reason, Δfs1 and Δfs2 that are the respective required control ranges when the AC input voltage VAC = 100 V and VAC = 230 V are considerably reduced as compared with Δfs shown in FIG. . For example, the actual measured Δfs1 and Δfs2 are reduced to about 1/10 or less of the actual Δfs shown in FIG.
In addition, the frequency variable range (ΔfsA) from the lowest switching frequency at Δfs1 (switching frequency fs at level tg in characteristic curve A) to the highest switching frequency at Δfs2 (switching frequency fs at level tg in characteristic curve A) is also used. , It is correspondingly narrow.

ここで、図1に示す本実施の形態の電源回路における実際の周波数可変範囲ΔfsAは、現状におけるスイッチング駆動用IC(発振・ドライブ回路2)が対応するスイッチング周波数の可変範囲内に充分に収まるものとなっている。つまり、図1に示す電源回路では、スイッチング周波数について、現実に周波数可変範囲ΔfsAで可変制御することが可能とされている。そして、このことは、図1に示す電源回路が、AC100V系とAC200V系の何れの商用交流電源入力にも対応して、平均値Ei-avrを安定化可能であることを意味する。つまり、図1に示す電源回路は、スイッチング周波数制御のみによって、ワイドレンジ対応を可能としている。   Here, the actual frequency variable range ΔfsA in the power supply circuit of the present embodiment shown in FIG. 1 is well within the variable range of the switching frequency corresponding to the current switching drive IC (oscillation / drive circuit 2). It has become. That is, in the power supply circuit shown in FIG. 1, the switching frequency can be actually variably controlled within the frequency variable range ΔfsA. This means that the power supply circuit shown in FIG. 1 can stabilize the average value Ei-avr in accordance with both commercial AC power supply inputs of AC100V system and AC200V system. In other words, the power supply circuit shown in FIG. 1 can support a wide range only by switching frequency control.

ちなみに、電磁結合による結合形共振回路は、例えば中間周波トランス増幅器などのようにして、通信技術においてトランジスタによる増幅回路の増幅帯域幅を拡大するための手法として既に知られてはいる。しかしながら、このような分野では、密結合での双峰特性、或いは臨界結合での平担特性を用いているものであり、疎結合での単峰特性は用いられてはいない。本実施の形態では、このような電磁結合による結合形共振回路の技術において、通信技術の分野では採用されていなかった疎結合での単峰特性を、共振形スイッチングコンバータの分野において積極的に用いている、ということがいえる。これにより、上記のようにして、平均値E-avrを安定化するために必要なスイッチング周波数の可変範囲(必要制御範囲)を縮小し、スイッチング周波数制御での定電圧制御のみによるワイドレンジ対応を可能としているものである。   Incidentally, a coupled resonance circuit using electromagnetic coupling is already known as a method for expanding the amplification bandwidth of an amplifier circuit using a transistor in communication technology, such as an intermediate frequency transformer amplifier. However, in such a field, the bimodal characteristic in the tight coupling or the flat characteristic in the critical coupling is used, and the single peak characteristic in the loose coupling is not used. In the present embodiment, in such a coupled resonant circuit technology using electromagnetic coupling, a single-peak characteristic with loose coupling that has not been employed in the field of communication technology is actively used in the field of resonant switching converters. It can be said that. As a result, as described above, the variable range (necessary control range) of the switching frequency necessary to stabilize the average value E-avr is reduced, and the wide range is supported only by the constant voltage control in the switching frequency control. It is what is possible.

なお、一般的に絶縁コンバータトランスPITの一次側と二次側との間の疎結合の度合いを高くしていくのに応じては、絶縁コンバータトランスPITにおける電力損失が増加する傾向となり、電力変換効率もその分低下していくことになる。しかしながら、本実施の形態としては、後述するようにして、実用上充分な電力変換効率の特性を得ている。これは、二次側に対しても直列共振回路(二次側直列共振回路)を形成するようにしたことによる。
すなわち、二次側直列共振回路を備えることで、その共振動作により得られるエネルギーの増加分を含めて整流平滑電圧Eiとしての電力を供給可能となるものであり、疎結合とされたことによる効率の低下を補償しているものである。
In general, as the degree of loose coupling between the primary side and the secondary side of the insulating converter transformer PIT is increased, the power loss in the insulating converter transformer PIT tends to increase, and the power conversion The efficiency will decrease accordingly. However, in the present embodiment, as will be described later, a practically sufficient power conversion efficiency characteristic is obtained. This is because a series resonance circuit (secondary side series resonance circuit) is formed also on the secondary side.
That is, by providing the secondary side series resonance circuit, it is possible to supply power as the rectified and smoothed voltage Ei including the increase in energy obtained by the resonance operation, and the efficiency due to the loose coupling This compensates for the decrease in

図7、図8には、図1に示した電源回路について実際に実験を行った結果として、力率PF、AC→DC電力変換効率ηAC→DC、整流平滑電圧Eiの平均値Ei-avrの各特性を示す。
なお、各図に示されるAC→DC電力変換効率は、前段の電流共振形コンバータのAC→DC電力変換効率と、後段のDC/DCコンバータ5のDC→DC電力変換効率とによる総合の電力変換効率を示すものである。
また、図7では、負荷電力Po=200W〜0Wの変動に対する各特性について示し、図8では交流入力電圧VAC=85V〜288Vの変動に対する各特性を示している。
さらに、図7では交流入力電圧VAC=100V時の特性を実線で、また交流入力電圧VAC=230V時の特性を破線により示し、図8では負荷電力Po=200Wで一定とした場合の実験結果を示している。
なお、これらの図に示される実験結果を得るにあたっても、図1の電源回路の各部は先の図3にて説明した値に設定した。
FIGS. 7 and 8 show the results of actual experiments on the power supply circuit shown in FIG. 1 as follows: power factor PF, AC → DC power conversion efficiency ηAC → DC, and average value Ei-avr of rectified smoothing voltage Ei. Each characteristic is shown.
The AC → DC power conversion efficiency shown in each figure is the total power conversion based on the AC → DC power conversion efficiency of the current-resonance converter in the previous stage and the DC → DC power conversion efficiency of the DC / DC converter 5 in the subsequent stage. It shows the efficiency.
Further, FIG. 7 shows each characteristic with respect to fluctuations in the load power Po = 200 W to 0 W, and FIG. 8 shows each characteristic with respect to fluctuations in the AC input voltage VAC = 85 V to 288 V.
Further, in FIG. 7, the characteristics at the AC input voltage VAC = 100V are shown by a solid line, the characteristics at the AC input voltage VAC = 230V are shown by a broken line, and FIG. 8 shows the experimental results when the load power Po = 200 W is constant. Show.
In obtaining the experimental results shown in these figures, each part of the power supply circuit in FIG. 1 was set to the values described in FIG.

先ず、図7において、AC→DC電力変換効率については、交流入力電圧VAC=100V、230V時で共に、負荷電力Poの上昇に伴って上昇する特性が得られる。そして、交流入力電圧VAC=100V時では、負荷電力Po=200W時において最大となり、ηAC→DC=87.0%程度が得られた。
また、交流入力電圧VAC=230V時としても負荷電力Po=200W時に最大値が得られ、ηAC→DC=89.5%程度となる結果が得られた。
このような結果からも、図1の電源回路では実用上充分な電力変換効率が得られていることが理解できる。
なお、この図に示される総合的な電力変換効率ηAC→DCとしては、後段のDC/DCコンバータ5における電力変換効率ηDC→DCをηDC→DC=95%とした場合の結果を示すものである。
First, in FIG. 7, the AC → DC power conversion efficiency has a characteristic that increases as the load power Po increases at both the AC input voltage VAC = 100V and 230V. When the AC input voltage VAC = 100 V, the maximum value was obtained when the load power Po = 200 W, and about ηAC → DC = 87.0% was obtained.
Further, even when the AC input voltage VAC = 230 V, the maximum value was obtained when the load power Po = 200 W, and the result was about ηAC → DC = 89.5%.
From these results, it can be understood that practically sufficient power conversion efficiency is obtained in the power supply circuit of FIG.
The overall power conversion efficiency ηAC → DC shown in this figure shows the result when the power conversion efficiency ηDC → DC in the subsequent DC / DC converter 5 is ηDC → DC = 95%. .

ここで、図1に示される電源回路の構成によると、前段の電流共振形コンバータにて生成される整流平滑電圧Ei(平均値Ei-avr)のレベルを高く設定することで、後段のDC/DCコンバータ5におけるDC→DC電力変換効率が向上することになる。
この場合は、整流平滑電圧Eiの平均値Ei-avrについて、Ei-avr=220V程度に設定したことで、上記のようなDC/DCコンバータ5におけるDC→DC電力変換効率(ηDC→DC=95%)を設定した。なお、整流平滑電圧Eiの生成レベルは、図1の回路構成によれば絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1と二次巻線N2の巻線比により設定可能である。すなわち、この場合は先の図3において説明した一次巻線N1=25T、二次巻線N2=40Tの設定により、上記したEi-avr=220V程度が設定されている。
そして、実験によると、このようなEi-avr=220V程度と設定した場合での図1に示した前段の電流共振形コンバータにおけるAC→DC電力変換効率としては、負荷電力Po=200Wの条件の下で、交流入力電圧VAC=100V時にはηAC→DC=91.5%程度、交流入力電圧VAC=230V時にはηAC→DC=94.2%程度となる結果が得られた。
Here, according to the configuration of the power supply circuit shown in FIG. 1, by setting the level of the rectified and smoothed voltage Ei (average value Ei-avr) generated by the current resonance converter in the previous stage high, the DC / The DC → DC power conversion efficiency in the DC converter 5 is improved.
In this case, the average value Ei-avr of the rectified and smoothed voltage Ei is set to about Ei-avr = 220 V, so that the DC → DC power conversion efficiency (ηDC → DC = 95) in the DC / DC converter 5 as described above. %)It was set. The generation level of the rectified and smoothed voltage Ei can be set by the winding ratio of the primary winding N1 and the secondary winding N2 of the insulating converter transformer PIT according to the circuit configuration of FIG. That is, in this case, the above-described Ei-avr = 220V is set by setting the primary winding N1 = 25T and the secondary winding N2 = 40T described in FIG.
According to the experiment, the AC → DC power conversion efficiency in the previous stage current resonance type converter shown in FIG. 1 in the case where such Ei-avr = 220 V is set is as follows: load power Po = 200 W The results were as follows: when AC input voltage VAC = 100 V, ηAC → DC = about 91.5%, and when AC input voltage VAC = 230 V, ηAC → DC = about 94.2%.

また、力率PFとしては、図7に示されるように負荷電力Poの上昇に伴っては、交流入力電圧VAC=100V時、230V時で共に上昇する傾向となる。実験によると、負荷電力Po=200W時、交流入力電圧VAC=100Vでは力率PF=0.99が得られ、交流入力電圧VAC=230Vでは力率PF=0.83が得られる。
また、図8に示されるように、負荷電力Po=200W時、交流入力電圧VAC=85V〜288Vの変動に対する力率PFは、およそ0.8程度以上が得られ、この結果からも図1の電源回路においては実用上充分な力率が得られていることが理解できる。
Further, as shown in FIG. 7, the power factor PF tends to increase at both the AC input voltage VAC = 100V and 230V as the load power Po increases. According to the experiment, when the load power Po = 200 W, the power factor PF = 0.99 is obtained at the AC input voltage VAC = 100 V, and the power factor PF = 0.83 is obtained at the AC input voltage VAC = 230 V.
Further, as shown in FIG. 8, when the load power Po = 200 W, the power factor PF with respect to the fluctuation of the AC input voltage VAC = 85V to 288V is about 0.8 or more, and this result also shows that FIG. It can be understood that a practically sufficient power factor is obtained in the power supply circuit.

また、平均値Ei-avrは、図7に示すように負荷電力Poの変動に対しては一定に制御される。そして、交流入力電圧VACの変動に対しては、図8に示されるようにして交流入力電圧VACが85V〜288Vの範囲でほぼ一定となる。   Further, the average value Ei-avr is controlled to be constant with respect to fluctuations in the load power Po as shown in FIG. And with respect to the fluctuation | variation of alternating current input voltage VAC, as FIG. 8 shows, alternating current input voltage VAC becomes substantially constant in the range of 85V-288V.

これまでの説明から、実施の形態の電流共振形コンバータの構成によれば、力率の改善とワイドレンジ対応との双方を実現することができる。
そして、このような力率の改善とワイドレンジ対応の実現にあたり、図1の源源回路では、先の図16の電源回路が備えていたようなアクティブフィルタは実装されないものとなっている。すなわち、図1に示した構成によっては、力率の改善とワイドレンジ対応とをアクティブフィルタを実装することなく実現できるものである。
From the description so far, according to the configuration of the current resonance type converter of the embodiment, it is possible to realize both improvement of the power factor and compatibility with a wide range.
In realizing the improvement of the power factor and the wide range, the source source circuit of FIG. 1 is not mounted with the active filter as provided in the power supply circuit of FIG. In other words, depending on the configuration shown in FIG. 1, it is possible to improve the power factor and support a wide range without mounting an active filter.

このようにして、同じ力率の改善とワイドレンジ対応を図る構成として、アクティブフィルタを不要とすることができたことで、回路構成部品点数の削減が図られる。
つまり図1に示す電源回路では、前段の電流共振形コンバータの動作はソフトスイッチング動作であるから、図16に示したアクティブフィルタと比較すればスイッチングノイズのレベルは大幅に低減される。このため、図1にも示したように、各1組のコモンモードチョークコイルCMCとアクロスコンデンサCLから成る1段のノイズフィルタを備えれば、電源妨害規格をクリアすることが充分に可能とされる。また、整流出力ラインのノーマルモードノイズについては、図1にも示しているように、1組のフィルタコンデンサCNのみにより対策を行っている。
このようにしてノイズフィルタとしての部品点数が削減されることにより、電源回路のコストダウンと、回路基板の小型軽量化が促進される。
In this way, the active filter can be eliminated as a configuration for improving the same power factor and supporting a wide range, so that the number of circuit components can be reduced.
That is, in the power supply circuit shown in FIG. 1, since the operation of the current resonance converter in the previous stage is a soft switching operation, the level of switching noise is greatly reduced as compared with the active filter shown in FIG. For this reason, as shown in FIG. 1, if a single-stage noise filter composed of a pair of common mode choke coils CMC and an across capacitor CL is provided, it is possible to sufficiently satisfy the power disturbance standard. The Further, as shown in FIG. 1, the normal mode noise of the rectified output line is taken by only one set of filter capacitors CN.
By reducing the number of parts as a noise filter in this way, the cost of the power supply circuit is reduced and the circuit board is reduced in size and weight.

さらには、図1の電源回路の構成を採る場合、前段に備えられる電流共振形コンバータにおいて絶縁コンバータトランスPITが備えられるため、後段のDC/DCコンバータ5としては既に一次側と絶縁された状態が得られる。すなわち、これによりこの場合のDC/DCコンバータ5としては、一次側と二次側とを絶縁するための構成を採る必要がなくなる。
例えば、この場合のDC/DCコンバータ5に備えられるコンバータトランスとしては、非絶縁の構成を採ることができる。これによれば、一次側巻線と二次側巻線との巻装にあたって絶縁距離はとる必要がなくなり、その分コンバータトランスについては小型化を図ることができる。
また、DC/DCコンバータ5としても直流出力電圧Eoについては安定化する構成を採るものとなるが、例えば図1に示す前段の電流共振形コンバータが備えるものと同様に出力電圧レベルをフィードバックする定電圧制御系を備える場合には、一次側と二次側とを絶縁するためのフォトカプラは不要とできる。
さらには、過電圧保護回路等が備えられる場合としても、同様に一次側と二次側を絶縁するためのフォトカプラは不要とできる。
このようにして、絶縁のための構成が省略可能となることで、この場合のDC/DCコンバータ5としては回路構成部品の削減や製造コストの削減が図られる。
Further, when the configuration of the power supply circuit of FIG. 1 is adopted, since the isolated converter transformer PIT is provided in the current resonance type converter provided in the preceding stage, the DC / DC converter 5 in the subsequent stage is already insulated from the primary side. can get. In other words, this eliminates the need for the DC / DC converter 5 in this case to adopt a configuration for insulating the primary side and the secondary side.
For example, the converter transformer provided in the DC / DC converter 5 in this case can take a non-insulated configuration. According to this, it is not necessary to take an insulation distance when winding the primary side winding and the secondary side winding, and the converter transformer can be downsized accordingly.
The DC / DC converter 5 is also configured to stabilize the DC output voltage Eo. For example, the DC / DC converter 5 is configured to feed back the output voltage level in the same manner as that provided in the current resonance converter shown in FIG. When the voltage control system is provided, a photocoupler for insulating the primary side and the secondary side can be eliminated.
Furthermore, even when an overvoltage protection circuit or the like is provided, a photocoupler for insulating the primary side and the secondary side can be eliminated.
In this way, since the configuration for insulation can be omitted, circuit components and manufacturing costs can be reduced as the DC / DC converter 5 in this case.

また、図1の構成によれば、電源回路の起動時、商用交流電源ACからの突入電流は発振・ドライブ回路2によるソフトスタート機能によってこれを流れないようにすることができる。これによって図16の回路に備えられていたような突入電流抑制のための構成(突入電流制限回路22)は特に備える必要がなくなり、この点でも回路構成部品の削減や製造コストの削減が図られる。   Further, according to the configuration of FIG. 1, when the power supply circuit is started, the inrush current from the commercial AC power supply AC can be prevented from flowing by the soft start function by the oscillation / drive circuit 2. This eliminates the need for the inrush current suppression configuration (inrush current limiting circuit 22) as provided in the circuit of FIG. 16, and also in this respect, circuit components and manufacturing costs can be reduced. .

これらの比較より、図1に示した本実施の形態の電源回路によれば、アクティブフィルタを備えた図16の回路の抱えていた種々の問題を解決した上で、アクティブフィルタを備える場合と同様に実用上充分な力率を得ることができ、さらには電力変換効率についても実用上充分な特性を得ることができる。   From these comparisons, according to the power supply circuit of the present embodiment shown in FIG. 1, after solving various problems of the circuit of FIG. 16 having the active filter, the same as the case of having the active filter is provided. In addition, a practically sufficient power factor can be obtained, and further, a practically sufficient characteristic can be obtained in terms of power conversion efficiency.

続いては、次の図9に、図1に示した前段の電流共振形コンバータの二次側の変形例の構成を示す。
なお、図9において、一次側の構成は先の図1に示したものと同様であることからここでの図示による説明は省略する。
この図9に示される変形例では、二次側の整流回路として、倍電圧半波整流回路を構成するようにしたものである。
Next, FIG. 9 shows a configuration of a modification on the secondary side of the current resonance converter in the previous stage shown in FIG.
In FIG. 9, the configuration on the primary side is the same as that shown in FIG.
In the modification shown in FIG. 9, a voltage doubler half-wave rectifier circuit is configured as the secondary side rectifier circuit.

先ず、上記倍電圧半波整流回路としては、図示するようにして整流ダイオードD1と整流ダイオードD2、及び二次側直列共振コンデンサC2と平滑コンデンサCiとを備えている。
この倍電圧半波整流回路において、先ず二次巻線N2の一方の端部(巻き終わり端部)に対しては、二次側直列共振コンデンサC2の直列接続を介して、整流ダイオードD1のアノードが接続される。そして、整流ダイオードD1のカソードは平滑コンデンサCiの正極端子に接続される。
平滑コンデンサCiの負極端子は、図示するようにして二次巻線N2の他方の端部(巻き始め端部)と二次側アースの接続点に対して接続される。そして、これら二次巻線N2の他方の端部と二次側アースの接続点に対しては、整流ダイオードD2のアノードが接続される。さらに、この整流ダイオードD2のカソードが、二次側直列共振コンデンサC2と整流ダイオードD1のアノードとの接続点に対して接続されている。
First, the voltage doubler half-wave rectifier circuit includes a rectifier diode D1 and a rectifier diode D2, and a secondary side series resonant capacitor C2 and a smoothing capacitor Ci as shown in the figure.
In this voltage doubler half-wave rectifier circuit, first, one end (end of winding end) of the secondary winding N2 is connected to the anode of the rectifier diode D1 through a series connection of the secondary side series resonant capacitor C2. Is connected. The cathode of the rectifier diode D1 is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor Ci.
The negative terminal of the smoothing capacitor Ci is connected to the connection point between the other end (winding start end) of the secondary winding N2 and the secondary side ground as shown in the figure. The anode of the rectifier diode D2 is connected to the connection point between the other end of the secondary winding N2 and the secondary ground. Further, the cathode of the rectifier diode D2 is connected to the connection point between the secondary side series resonant capacitor C2 and the anode of the rectifier diode D1.

上記構成による倍電圧半波整流回路では、先ず二次巻線N2に励起される交番電圧の一方の半周期に整流ダイオードD2が導通して、整流電流を二次側直列共振コンデンサC2に対して充電する動作が得られる。これによって二次側直列共振コンデンサC2の両端には、二次巻線N2に励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルによる電圧が生成される。そして、他方の半周期では、整流ダイオードD1が導通することで、平滑コンデンサCiに対しては、二次巻線N2に得られる交番電圧レベルと、さらに上記二次側直列共振コンデンサC2に得られた電圧レベルとにより充電が行われる。
これによって平滑コンデンサCi1の両端電圧としては、二次巻線N2に励起される交番電圧レベルの2倍に対応したレベルによる整流平滑電圧Eiが得られることになる。そして、この場合の平滑コンデンサCiに対しては、二次巻線N2に励起される交番電圧の一方の半周期にのみ充電が行われることから、整流動作としては倍電圧半波整流動作が得られているものである。
なお、この場合も上記整流平滑電圧Eiは、図1に示したものと同様の制御回路1の検出入力としても分岐して供給される。
In the voltage doubler half-wave rectifier circuit having the above configuration, first, the rectifier diode D2 conducts in one half cycle of the alternating voltage excited by the secondary winding N2, and the rectified current is supplied to the secondary side series resonant capacitor C2. The operation of charging is obtained. As a result, a voltage is generated at both ends of the secondary side series resonant capacitor C2 at a level corresponding to the same voltage level as the alternating voltage level excited in the secondary winding N2. In the other half cycle, the rectifier diode D1 is turned on, so that the smoothing capacitor Ci has an alternating voltage level obtained in the secondary winding N2 and further obtained in the secondary side series resonance capacitor C2. Charging is performed according to the voltage level.
As a result, a rectified and smoothed voltage Ei having a level corresponding to twice the alternating voltage level excited in the secondary winding N2 is obtained as the voltage across the smoothing capacitor Ci1. In this case, since the smoothing capacitor Ci is charged only in one half cycle of the alternating voltage excited in the secondary winding N2, a double voltage half-wave rectification operation is obtained as the rectification operation. It is what has been.
In this case, the rectified and smoothed voltage Ei is also branched and supplied as a detection input of the control circuit 1 similar to that shown in FIG.

ここで、確認のために述べておくと、この場合も図1の回路と同様の結合係数kの設定により、ワイドレンジ対応の構成が実現される。
また、この図9の例としても図1に示した一次側の構成が採られ、制御回路1による安定化は整流平滑電圧Eiの平均値Ei-avrについて行われることで力率の改善が図られる。
Here, for confirmation, in this case as well, a configuration corresponding to a wide range is realized by setting the coupling coefficient k similar to that of the circuit of FIG.
Further, as the example of FIG. 9, the primary side configuration shown in FIG. It is done.

また、この図9に示した構成の如く二次側の整流回路を倍電圧半波整流回路とすることによっては、同じ整流平滑電圧Eiのレベルを得るにあたり、二次巻線N2の巻数は、図1のブリッジ整流回路とした場合からさらに半減することができる。つまり、これによって絶縁コンバータトランスPITの小型化が図られる。   Further, when the secondary side rectifier circuit is a voltage doubler half-wave rectifier circuit as shown in FIG. 9, in order to obtain the same level of the rectified smoothing voltage Ei, the number of turns of the secondary winding N2 is The bridge rectifier circuit of FIG. 1 can be further reduced by half. That is, the size of the insulating converter transformer PIT can be reduced.

図10は、実施の形態の電流共振形コンバータの二次側の構成についての、他の変形例を示している。
なお、この図においても一次側の構成は先の図1に示したものと同様であることから図示による説明は省略する。
この図10に示す変形例は、二次側の整流回路として、倍電圧全波整流回路を備えるようにしたものである。
FIG. 10 shows another modification of the secondary side configuration of the current resonance type converter according to the embodiment.
In this figure as well, the configuration on the primary side is the same as that shown in FIG.
The modification shown in FIG. 10 includes a voltage doubler full wave rectifier circuit as a secondary side rectifier circuit.

先ず、この場合、二次巻線N2についてはセンタータップを施すことで、二次巻線部N2A/N2Bに分割する。その上で、二次巻線N2の巻終わり端部となる二次巻線部N2A側の端部と、二次巻線N2の巻始め端部となる二次巻線部N2B側の端部とに、二次側直列共振コンデンサC2A、二次側直列共振コンデンサC2Bがそれぞれ接続されている。すなわち、これによって二次巻線部N2A−二次側直列共振コンデンサC2Aによる二次側直列共振回路と、二次巻線部N2B−二次側直列共振コンデンサC2Bによる二次側直列共振回路が形成されている。
なお、この場合、二次側直列共振コンデンサC2Aと二次側直列共振コンデンサC2Bとは、二次巻線N2に励起される交番電圧の各半周期で同じ共振条件が得られるように、同じキャパシタンスが設定される。
First, in this case, the secondary winding N2 is divided into secondary winding portions N2A / N2B by applying a center tap. Then, the end on the secondary winding N2A side that is the winding end of the secondary winding N2 and the end on the secondary winding N2B side that is the winding start end of the secondary winding N2 In addition, a secondary side series resonant capacitor C2A and a secondary side series resonant capacitor C2B are connected to each other. That is, this forms a secondary side series resonance circuit by the secondary winding part N2A-secondary side series resonance capacitor C2A and a secondary side series resonance circuit by the secondary winding part N2B-secondary side series resonance capacitor C2B. Has been.
In this case, the secondary side series resonance capacitor C2A and the secondary side series resonance capacitor C2B have the same capacitance so that the same resonance condition is obtained in each half cycle of the alternating voltage excited in the secondary winding N2. Is set.

そして、二次巻線N2の全体に対しては、図1の回路が備えていたものと同様の接続形態によるブリッジ整流回路が接続される。
具体的には、上記二次巻線N2の巻終わり端部は、上記二次側直列共振コンデンサC2Aの直列接続を介して整流ダイオードD1のアノードと整流ダイオードD2のカソードとの接続点に対して接続される。また、二次巻線N2の巻始め端部が、上記二次側直列共振コンデンサC2Bの直列接続を介して整流ダイオードD3のアノードと整流ダイオードD4のカソードとの接続点に対して接続される。
そして、上記整流ダイオードD1のカソードと整流ダイオードD3のカソードの接続点が、平滑コンデンサCiの正極端子に対して接続される。この場合も、平滑コンデンサCiの負極端子は二次側アースに接続される。
その上でこの場合は、上記した二次巻線N2のセンタータップを、整流ダイオードD2と整流ダイオードD4の接続点に接続するようにして、二次側アースに対して接続している。
The entire secondary winding N2 is connected to a bridge rectifier circuit having the same connection configuration as that provided in the circuit of FIG.
Specifically, the winding end of the secondary winding N2 is connected to the connection point between the anode of the rectifier diode D1 and the cathode of the rectifier diode D2 through the series connection of the secondary side series resonant capacitor C2A. Connected. The winding start end of the secondary winding N2 is connected to the connection point between the anode of the rectifier diode D3 and the cathode of the rectifier diode D4 via the serial connection of the secondary side series resonant capacitor C2B.
The connection point between the cathode of the rectifier diode D1 and the cathode of the rectifier diode D3 is connected to the positive terminal of the smoothing capacitor Ci. Also in this case, the negative terminal of the smoothing capacitor Ci is connected to the secondary side ground.
In this case, the center tap of the secondary winding N2 is connected to the secondary ground so as to be connected to the connection point between the rectifier diode D2 and the rectifier diode D4.

上記構成による倍電圧全波整流回路では、二次巻線N2に励起される交番電圧の一方の半周期において、整流電流は[二次巻線部N2A→整流ダイオードD2→二次側直列共振コンデンサC2A→二次巻線部N2A]の循環経路により流れる。また、二次巻線N2に励起される交番電圧の他方の半周期では、整流電流は[二次巻線部N2B→整流ダイオードD4→二次側直列共振コンデンサC2B→二次巻線部N2B]の循環経路により流れる。つまりこの場合、二次側直列共振コンデンサC2A、二次側直列共振コンデンサC2Bには、それぞれ対応する半周期において、二次巻線部N2A、二次巻線部N2Bに励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルによる直流電圧がそれぞれ得られるようになっている。   In the voltage doubler full-wave rectifier circuit configured as described above, in one half cycle of the alternating voltage excited in the secondary winding N2, the rectified current is [secondary winding portion N2A → rectifier diode D2 → secondary side series resonant capacitor. It flows through the circulation path of C2A → secondary winding part N2A]. Further, in the other half cycle of the alternating voltage excited in the secondary winding N2, the rectified current is [secondary winding portion N2B → rectifier diode D4 → secondary series resonance capacitor C2B → secondary winding portion N2B]. It flows by the circulation path. That is, in this case, the secondary side series resonance capacitor C2A and the secondary side series resonance capacitor C2B have alternating voltage levels excited by the secondary winding part N2A and the secondary winding part N2B in the corresponding half cycles. DC voltages at levels corresponding to the same magnification can be obtained.

その上で、二次巻線N2に励起される交番電圧の上記した一方の半周期では、整流電流は上記循環経路から分岐して[二次巻線部N2B→二次側直列共振コンデンサC2B→整流ダイオードD3→平滑コンデンサCi]の経路によっても流れる。
これにより当該半周期には、平滑コンデンサCiに対し、二次巻線部N2Bの交番電圧と、上記のように二次側直列共振コンデンサC2Bに得られた両端電圧が重畳したレベルにより充電が行われる。すなわち、平滑コンデンサCiの両端電圧としては、二次巻線部に得られる交番電圧レベルの2倍に対応するレベルが得られる。
In addition, in the above half cycle of the alternating voltage excited in the secondary winding N2, the rectified current branches off from the circulation path [secondary winding portion N2B → secondary series resonance capacitor C2B → It also flows through the path of rectifier diode D3 → smoothing capacitor Ci].
As a result, in the half cycle, the smoothing capacitor Ci is charged with a level in which the alternating voltage of the secondary winding N2B and the voltage across the secondary series resonance capacitor C2B as described above are superimposed. Is called. That is, as the voltage across the smoothing capacitor Ci, a level corresponding to twice the alternating voltage level obtained in the secondary winding is obtained.

また、二次巻線N2に励起される交番電圧の他方の半周期としても、整流電流は上記の循環経路から分岐して[二次巻線部N2A→二次側直列共振コンデンサC2A→整流ダイオードD1→平滑コンデンサCi]の経路によっても流れ、従ってこの場合も平滑コンデンサCiの両端電圧としては、二次巻線部N2Aの交番電圧と二次側直列共振コンデンサC2Aの充電分とにより、二次巻線部に得られる交番電圧レベルの2倍に対応するレベルが得られることになる。   Also, the rectified current branches off from the above-mentioned circulation path [secondary winding portion N2A → secondary side series resonance capacitor C2A → rectifier diode even when the other half cycle of the alternating voltage excited in the secondary winding N2 is used. D1 → smoothing capacitor Ci], and in this case as well, the voltage across the smoothing capacitor Ci also depends on the alternating voltage of the secondary winding N2A and the charge of the secondary side series resonance capacitor C2A. A level corresponding to twice the alternating voltage level obtained in the winding portion is obtained.

このような整流動作から、この場合の整流回路においては、平滑コンデンサCiに対し、二次巻線N2に得られる交番電圧の各半周期に充電を行う動作が得られることになる。そして、その両端電圧としては、上記のようにして二次巻線部に誘起される交番電圧の2倍に対応するレベルが得られる。
このことより、図10に示す二次側の整流回路によっては倍電圧全波整流動作が得られていることが理解できる。
From such a rectification operation, in the rectification circuit in this case, the smoothing capacitor Ci is charged in each half cycle of the alternating voltage obtained in the secondary winding N2. And as the voltage between both ends, a level corresponding to twice the alternating voltage induced in the secondary winding portion as described above is obtained.
From this, it can be understood that a double voltage full wave rectification operation is obtained by the secondary side rectifier circuit shown in FIG.

図11には、実施の形態の電流共振形コンバータの二次側の構成についての、さらに他の変形例について示す。
この図11としても、一次側の構成は先の図1の場合と同様となることからここでの図示による説明は省略する。
この図11の変形例は、二次側の整流回路として4倍圧整流回路を備えるようにしたものである。
FIG. 11 shows still another modification of the secondary side configuration of the current resonance type converter according to the embodiment.
Also in FIG. 11, the configuration on the primary side is the same as in the case of FIG.
The modification of FIG. 11 includes a quadruple voltage rectifier circuit as a secondary side rectifier circuit.

この4倍圧整流回路としては、図示するようにして整流ダイオードD1〜D4による4つの整流ダイオードと、二次側直列共振コンデンサC2A、二次側直列共振コンデンサC2B、平滑コンデンサCi1、Ci2とを備えて形成される。
この場合、二次巻線N2の一方の端部(巻き終わり端部)に対しては、図示するように二次側直列共振コンデンサC2A→整流ダイオードD1(アノード→カソード)の直列接続を介し、平滑コンデンサCi1の正極端子が接続される。そして、この平滑コンデンサCi1の負極端子は、二次巻線N2の他方の端部(巻き終わり端部)に対して接続される。
また、これら平滑コンデンサCi1の負極端子と二次巻線N2の他方端部の接続点に対しては、平滑コンデンサCi2の正極端子が接続され、この平滑コンデンサCi2の負極端子が二次側アースに接続されている。
As shown in the figure, the quadruple voltage rectifier circuit includes four rectifier diodes including rectifier diodes D1 to D4, a secondary side series resonant capacitor C2A, a secondary side series resonant capacitor C2B, and smoothing capacitors Ci1 and Ci2. Formed.
In this case, one end (end of winding end) of the secondary winding N2 is connected via a series connection of a secondary side series resonant capacitor C2A → rectifier diode D1 (anode → cathode) as shown in the figure. The positive terminal of the smoothing capacitor Ci1 is connected. The negative terminal of the smoothing capacitor Ci1 is connected to the other end (winding end) of the secondary winding N2.
The positive terminal of the smoothing capacitor Ci2 is connected to the connection point between the negative terminal of the smoothing capacitor Ci1 and the other end of the secondary winding N2, and the negative terminal of the smoothing capacitor Ci2 is connected to the secondary side ground. It is connected.

さらに、二次巻線N2の上記した一方の端部と二次側アースとの間には、二次側直列共振コンデンサC2B→整流ダイオードD4(カソード→アノード)の直列接続回路を挿入している。
これら二次側直列共振コンデンサC2Bと整流ダイオードD4との接続点に対しては、図示するようにして整流ダイオードD3のアノードが接続される。そして、この整流ダイオードD3のカソードは、上記した平滑コンデンサCi1・Ci2の接続点と、二次巻線N2の上記した他方の端部との接続点に対して接続される。
さらに、この整流ダイオードD3のカソードと二次巻線N2の他方の端部の接続点に対しては、整流ダイオードD2のアノードが接続される。そして、整流ダイオードD2のカソードは、上記した二次側直列共振コンデンサC2Aと整流ダイオードD1の接続点に対して接続されている。
Further, a series connection circuit of a secondary side series resonant capacitor C2B → rectifier diode D4 (cathode → anode) is inserted between the one end of the secondary winding N2 and the secondary side ground. .
The anode of the rectifier diode D3 is connected to the connection point between the secondary side series resonant capacitor C2B and the rectifier diode D4 as shown. The cathode of the rectifier diode D3 is connected to the connection point of the smoothing capacitors Ci1 and Ci2 and the other end of the secondary winding N2.
Further, the anode of the rectifier diode D2 is connected to the connection point between the cathode of the rectifier diode D3 and the other end of the secondary winding N2. The cathode of the rectifier diode D2 is connected to the connection point between the secondary side series resonant capacitor C2A and the rectifier diode D1.

上記構成による4倍圧整流回路において、二次巻線N2に励起される交番電圧の一方の半周期では、整流電流は[二次巻線N2→整流ダイオードD2→二次側直列共振コンデンサC2A→二次巻線N2]の循環経路によって流れる。また、同様に上記交番電圧の他方の半周期においても、整流電流は循環経路によって[二次巻線N2→二次側直列共振コンデンサC2B→整流ダイオードD3→二次巻線N2]を流れる。
つまり、この場合としても、二次側直列共振コンデンサC2A、C2Bの両端には、それぞれ対応する半周期に、二次巻線N2に励起される交番電圧レベルの等倍に対応したレベルの直流電圧が得られることになる。
In the quadruple voltage rectifier circuit configured as described above, in one half cycle of the alternating voltage excited in the secondary winding N2, the rectified current is [secondary winding N2 → rectifier diode D2 → secondary series resonant capacitor C2A → It flows through the circulation path of the secondary winding N2]. Similarly, also in the other half cycle of the alternating voltage, the rectified current flows through [secondary winding N2 → secondary side series resonant capacitor C2B → rectifier diode D3 → secondary winding N2] through the circulation path.
In other words, even in this case, the DC voltage at a level corresponding to the same multiple of the alternating voltage level excited in the secondary winding N2 in the corresponding half cycle at both ends of the secondary side series resonant capacitors C2A and C2B. Will be obtained.

そして、この場合としても、各半周期において、整流電流は上記循環経路から分岐してそれぞれ以下のような経路によっても流れる。
先ず、交番電圧の上記した一方の半周期では、整流電流は分岐して[平滑コンデンサCi2→整流ダイオードD4→二次側直列共振コンデンサC2B→二次巻線N2]の経路によっても流れる。このとき、先の循環経路により、この期間には上記二次側直列共振コンデンサC2Bが充電された状態にある。このため、上記のような整流電流経路によっては、上記平滑コンデンサCi2に対し、二次巻線N2に得られる交番電圧とこの二次側直列共振コンデンサC2Bの両端電圧の重畳分による電圧レベルにより充電が行われることになる。
つまり、これによって平滑コンデンサCi2には、二次巻線N2に励起される交番電圧レベルの2倍に対応したレベルによる直流電圧が生成されることになる。
Even in this case, the rectified current branches from the circulation path and flows through the following paths in each half cycle.
First, in one half cycle of the alternating voltage described above, the rectified current branches and flows also through the path [smoothing capacitor Ci 2 → rectifier diode D 4 → secondary series resonant capacitor C 2 B → secondary winding N 2]. At this time, the secondary side series resonant capacitor C2B is charged during this period by the previous circulation path. For this reason, depending on the rectification current path as described above, the smoothing capacitor Ci2 is charged with a voltage level due to the superposition of the alternating voltage obtained in the secondary winding N2 and the voltage across the secondary series resonance capacitor C2B. Will be done.
That is, a smoothing capacitor Ci2 generates a DC voltage having a level corresponding to twice the alternating voltage level excited by the secondary winding N2.

また、上記交番電圧の他方の半周期では、整流電流は分岐して[二次側直列共振コンデンサC2A→整流ダイオードD1→平滑コンデンサCi1→二次巻線N2]の経路によっても流れ、この場合は先の循環経路によって二次側直列共振コンデンサC2Aに得られた両端電圧の重畳分を受けた二次巻線N2の交番電圧の電圧レベルにより、平滑コンデンサCi1に対する充電が行われることになる。
すなわち、これによって平滑コンデンサCi1としても、その両端電圧としては二次巻線N2に得られる交番電圧レベルの2倍に対応したレベルが得られる。
Further, in the other half cycle of the above alternating voltage, the rectified current branches and flows through the path of [secondary side series resonant capacitor C2A → rectifier diode D1 → smoothing capacitor Ci1 → secondary winding N2]. The smoothing capacitor Ci1 is charged according to the voltage level of the alternating voltage of the secondary winding N2 that has received the superimposed voltage across the secondary side series resonant capacitor C2A obtained by the previous circulation path.
That is, as a result, the smoothing capacitor Ci1 can also obtain a level corresponding to twice the level of the alternating voltage obtained in the secondary winding N2 as the voltage across it.

このようにして、平滑コンデンサCi1と平滑コンデンサCi2の各両端には、それぞれ二次巻線N2に励起される交番電圧レベルの2倍に対応したレベルによる直流電圧が生成される。そして、これによって平滑コンデンサCi1と平滑コンデンサCi2との直列接続の両端には、二次巻線N2に励起される交番電圧レベルの4倍に対応したレベルによる整流平滑電圧Eiが得られることになる。   In this way, a DC voltage having a level corresponding to twice the alternating voltage level excited by the secondary winding N2 is generated at both ends of the smoothing capacitor Ci1 and the smoothing capacitor Ci2. As a result, a rectified and smoothed voltage Ei having a level corresponding to four times the alternating voltage level excited by the secondary winding N2 is obtained at both ends of the series connection of the smoothing capacitor Ci1 and the smoothing capacitor Ci2. .

なお、このような4倍圧整流回路を採用する場合は、二次巻線N2の巻数については図1の場合の1/4程度に削減でき、その分絶縁コンバータトランスPITの小型化を図ることが可能となる。
また、この図11に示す構成とした場合も、二次側直列共振コンデンサC2Aと二次側直列共振コンデンサC2Bとは、二次巻線N2に励起される交番電圧の各半周期で同じ共振条件が得られるように同じキャパシタンスが設定される。
When such a quadruple voltage rectifier circuit is employed, the number of turns of the secondary winding N2 can be reduced to about 1/4 of that in the case of FIG. 1, and the size of the insulating converter transformer PIT can be reduced accordingly. Is possible.
Also in the configuration shown in FIG. 11, the secondary side series resonance capacitor C2A and the secondary side series resonance capacitor C2B have the same resonance condition in each half cycle of the alternating voltage excited in the secondary winding N2. Are set to the same capacitance.

また、図12の回路図には、実施の形態の電流共振形コンバータの一次側についての変形例の構成を示す。
この一次側の変形例としては、図示するようにして、スイッチングコンバータの構成をハーフブリッジ結合方式からフルブリッジ結合方式に変更したものである。
なお、図12において、既に図1にて説明した部分と同様の部分については同一の符号を付して説明を省略する。
In addition, the circuit diagram of FIG. 12 shows a configuration of a modification of the primary side of the current resonance type converter according to the embodiment.
As a modification of the primary side, the configuration of the switching converter is changed from the half bridge coupling method to the full bridge coupling method as shown in the figure.
In FIG. 12, the same parts as those already described with reference to FIG.

図12において、フルブリッジ結合方式としては、図示するようにして、スイッチング素子Q1,Q2のハーフブリッジ接続に対して、スイッチング素子Q3,Q4のハーフブリッジ接続を並列に接続するようにされる。
スイッチング素子Q3,Q4についても、スイッチング素子Q1,Q2と同様にして、それぞれボディダイオードであるダンパーダイオードDD3、ダンパーダイオードDD4をドレイン−ソース間に対して並列に接続している。
In FIG. 12, as a full bridge coupling system, as shown in the figure, the half bridge connection of the switching elements Q3 and Q4 is connected in parallel to the half bridge connection of the switching elements Q1 and Q2.
As for the switching elements Q3 and Q4, similarly to the switching elements Q1 and Q2, a damper diode DD3 and a damper diode DD4, which are body diodes, are connected in parallel between the drain and the source, respectively.

そのうえで、この場合には、絶縁コンバータトランスPITの一次巻線N1、一次側直列共振コンデンサC1の直列接続から成る一次側直列共振回路について次のようにして接続している。
先ず、一次側直列共振回路の一方の端部となる一次巻線N1の一端(巻始め端部)を、スイッチング素子Q3のソースとスイッチング素子Q4のドレインの接続点と接続する。スイッチング素子Q3のソースとスイッチング素子Q4のドレインの接続点は、フルブリッジ結合のスイッチング回路系における一方のスイッチング出力点となる。
また、一次側直列共振回路の他方の端部側については、一次巻線N1の他端(巻き終わり端部)を、一次側直列共振コンデンサC1の直列接続を介して、他方のスイッチング出力点であるスイッチング素子Q1のソースとスイッチング素子Q2のドレインとの接続点に対して接続する。
In addition, in this case, a primary side series resonant circuit comprising a series connection of the primary winding N1 of the insulating converter transformer PIT and the primary side series resonant capacitor C1 is connected as follows.
First, one end (winding end) of the primary winding N1, which is one end of the primary side series resonance circuit, is connected to a connection point between the source of the switching element Q3 and the drain of the switching element Q4. The connection point between the source of the switching element Q3 and the drain of the switching element Q4 is one switching output point in the full-bridge coupling switching circuit system.
Further, with respect to the other end portion side of the primary side series resonance circuit, the other end (end of winding end) of the primary winding N1 is connected to the other switching output point via the series connection of the primary side series resonance capacitor C1. The connection is made to the connection point between the source of a certain switching element Q1 and the drain of the switching element Q2.

また、この場合には、スイッチング素子Q4のソース−ドレイン間に対して並列に一次側部分共振コンデンサCp2が接続されている。この一次側部分共振コンデンサCp2としても、自身のキャパシタンスと一次巻線N1のリーケージインダクタンスL1とにより並列共振回路(部分電圧共振回路)を形成し、スイッチング素子Q3,Q4のターンオフ時にのみ電圧共振する部分電圧共振動作を得る。   In this case, the primary-side partial resonance capacitor Cp2 is connected in parallel with the source and drain of the switching element Q4. The primary side partial resonance capacitor Cp2 also forms a parallel resonance circuit (partial voltage resonance circuit) by its own capacitance and the leakage inductance L1 of the primary winding N1, and voltage resonates only when the switching elements Q3 and Q4 are turned off. Get voltage resonant operation.

この場合の発振・ドライブ回路2は、スイッチング素子Q1〜Q4の4石のスイッチング素子を駆動するようにされている。この発振・ドライブ回路2によっては、スイッチング素子[Q1,Q4]の組と、スイッチング素子[Q2,Q3]の組とが交互にオン/オフするようにしてスイッチング駆動が行われる。   The oscillation / drive circuit 2 in this case is configured to drive four switching elements Q1 to Q4. Depending on the oscillation / drive circuit 2, switching driving is performed such that the group of switching elements [Q1, Q4] and the group of switching elements [Q2, Q3] are alternately turned on / off.

ここで、例えば負荷条件が重負荷の傾向となるのに従っては、スイッチングコンバータに流れる電流が増加して、回路部品への負担も重くなり、また、電力損失も増加していくことになる。そこで、上記のようにしてフルブリッジ結合とすれば、必要な負荷電流を4つのスイッチング素子によりまかなうこととなるために、例えば2本のスイッチング素子から成るハーフブリッジ結合方式の場合よりも、各部品への負担は軽くなり、また、電力損失も低減され、重負荷の条件に有利とすることができる。   Here, for example, as the load condition becomes a heavy load trend, the current flowing through the switching converter increases, the load on the circuit components increases, and the power loss also increases. Therefore, if the full-bridge coupling is used as described above, the necessary load current is provided by four switching elements. For example, each component is more than the case of the half-bridge coupling system including two switching elements. This reduces the burden on the power source and reduces power loss, which can be advantageous for heavy load conditions.

なお、このようにフルブリッジ結合とした場合としても、各スイッチング素子Q1〜Q4がブリッジ整流回路Diの整流出力電圧V1についてスイッチング動作を行うようにされ、且つ図示する制御回路1と発振・ドライブ回路2による定電圧制御系によって整流平滑電圧Eiの平均値Ei-avrについて安定化する動作が行われることで、図1の回路の場合と同様に力率の改善が図られる。
また、この場合としても、絶縁コンバータトランスPITの結合係数kが先の図5に示した単峰特性が得られる程度にまで低く設定されることで、図1の場合と同様にスイッチング周波数の必要制御範囲Δfsの縮小を図ることができる。
Even in the case of full bridge coupling as described above, each switching element Q1 to Q4 performs a switching operation on the rectified output voltage V1 of the bridge rectifier circuit Di, and the control circuit 1 and the oscillation / drive circuit shown in the figure. By the operation of stabilizing the average value Ei-avr of the rectified and smoothed voltage Ei by the constant voltage control system according to 2, the power factor can be improved as in the case of the circuit of FIG.
Also in this case, since the coupling coefficient k of the insulating converter transformer PIT is set so low that the single-peak characteristic shown in FIG. 5 is obtained, the switching frequency is required as in the case of FIG. The control range Δfs can be reduced.

なお、本発明としては上記した実施の形態としての構成に限定される必要はない。
例えばスイッチング素子としては、IGBT(Insulated Gate Bipolar Transistor)など、他励式に使用可能な素子であれば、MOS−FET以外の素子が採用されて構わない。また、先に説明した各部品素子の定数なども、実際の条件等に応じて変更されて構わない。また、例えば絶縁コンバータトランスPITの二次側において直流電圧を生成するための回路構成としても、適宜変更されて構わない。
さらには、本発明としてのワイドレンジ対応及び力率改善の構成は、自励式による電流共振形コンバータにも適用することが可能である。
The present invention is not necessarily limited to the configuration as the above-described embodiment.
For example, as a switching element, an element other than a MOS-FET may be employed as long as it is an element that can be used in an separately excited type, such as an IGBT (Insulated Gate Bipolar Transistor). Also, the constants of the component elements described above may be changed according to actual conditions. Further, for example, the circuit configuration for generating a DC voltage on the secondary side of the insulating converter transformer PIT may be appropriately changed.
Further, the wide range compatible and power factor improving configuration according to the present invention can be applied to a self-excited current resonance type converter.

また、実施の形態の電流共振形コンバータとしては、後段にDC/DCコンバータ5を備えて電源回路を構成するものとしたが、電源回路としてはDC/DCコンバータ5を省略し、整流平滑電圧Eiを負荷側に供給する構成とすることもできる。
但し、実施の形態の電流共振形コンバータにより生成される整流平滑電圧Eiとしては、先の図3の波形図からも明らかなように数V単位のリップルが生じるものである。従って、実際には、このようなリップルを抑制するための構成を介して整流平滑電圧Eiを負荷側に供給する構成を採るものとすればよい。
In addition, as the current resonance type converter of the embodiment, the power supply circuit is configured by including the DC / DC converter 5 in the subsequent stage, but the DC / DC converter 5 is omitted as the power supply circuit, and the rectified and smoothed voltage Ei. Can be configured to be supplied to the load side.
However, as the rectified and smoothed voltage Ei generated by the current resonance type converter according to the embodiment, a ripple of several V units is generated as is apparent from the waveform diagram of FIG. Therefore, in practice, a configuration in which the rectified and smoothed voltage Ei is supplied to the load side through a configuration for suppressing such ripples may be adopted.

本発明における実施の形態としてのスイッチング電源回路の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the switching power supply circuit as embodiment in this invention. 実施の形態のスイッチング電源回路における、前段の電流共振形コンバータ(スイッチングコンバータ装置)が備える絶縁コンバータトランスの構造例を示す断面図である。It is sectional drawing which shows the structural example of the insulation converter transformer with which the current resonance converter (switching converter apparatus) of a front | former stage is provided in the switching power supply circuit of embodiment. 実施の形態の電源回路における要部の動作波形を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the operation | movement waveform of the principal part in the power supply circuit of embodiment. 実施の形態の電源回路を電磁結合形共振回路としてみた等価回路図である。It is the equivalent circuit diagram which looked at the power supply circuit of embodiment as an electromagnetic coupling type resonance circuit. 本実施の形態の電源回路についての定電圧制御特性を示す図である。It is a figure which shows the constant voltage control characteristic about the power supply circuit of this Embodiment. 実施の形態の電源回路の定電圧制御動作として、交流入力電圧条件及び負荷変動に応じたスイッチング周波数制御範囲(必要制御範囲)を示す図である。It is a figure which shows the switching frequency control range (required control range) according to alternating current input voltage conditions and load fluctuation | variation as constant voltage control operation | movement of the power supply circuit of embodiment. 実施の形態の電源回路の負荷変動に対する力率、AC→DC電力変換効率、整流平滑電圧の平均値の各特性を示す図である。It is a figure which shows each characteristic of the power factor with respect to the load variation of the power supply circuit of embodiment, AC-> DC power conversion efficiency, and the average value of a rectification smoothing voltage. 実施の形態の電源回路の交流入力電圧変動に対する力率、AC→DC電力変換効率、整流平滑電圧の平均値の各特性を示す図である。It is a figure which shows each characteristic of the power factor with respect to the alternating current input voltage fluctuation | variation of embodiment, AC-> DC power conversion efficiency, and the average value of a rectification smoothing voltage. 実施の形態の電源回路における前段の電流共振形コンバータの二次側の構成についての変形例を示した回路図である。It is the circuit diagram which showed the modification about the structure of the secondary side of the current resonance type | mold converter of the front | former stage in the power supply circuit of embodiment. 実施の形態の電源回路における前段の電流共振形コンバータの二次側の構成についての他の変形例を示した回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram showing another modification of the configuration on the secondary side of the current resonance converter in the previous stage in the power supply circuit according to the embodiment. 実施の形態の電源回路における前段の電流共振形コンバータの二次側の構成についてのさらに他の変形例を示した回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram showing still another modification example of the configuration on the secondary side of the current-resonance converter in the previous stage in the power supply circuit according to the embodiment. 実施の形態の電源回路における前段の電流共振形コンバータの一次側の構成についての変形例を示した回路図である。It is the circuit diagram which showed the modification about the structure of the primary side of the current resonance converter of the front | former stage in the power supply circuit of embodiment. アクティブフィルタの基本的回路構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the basic circuit structure of an active filter. 図13に示すアクティブフィルタにおける動作を示す波形図である。It is a wave form diagram which shows the operation | movement in the active filter shown in FIG. アクティブフィルタのコントロール回路系の構成を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structure of the control circuit system of an active filter. 先行技術としての電源回路の構成例を示す回路図である。It is a circuit diagram which shows the structural example of the power supply circuit as a prior art. 一次側と二次側との結合係数を従来の設定とした場合での定電圧制御特性について示した図である。It is the figure which showed the constant voltage control characteristic in the case of setting the coupling coefficient of a primary side and a secondary side as the conventional setting.

符号の説明Explanation of symbols

1 制御回路、5 DC−DCコンバータ、Q5 シャントレギュレータ、Ct2 位相補償コンデンサ、2 発振・ドライブ回路、Di ブリッジ整流回路、CN フィルタコンデンサ、Q1,Q2,Q3,Q4 スイッチング素子、PIT 絶縁コンバータトランス、C1 一次側直列共振コンデンサ、Cp、Cp1、Cp2 一次側部分共振コンデンサ、C2、C2A、C2B 二次側直列共振コンデンサ、N1 一次巻線、N2 二次巻線、N2A、N2B 二次巻線部、D1〜D4 (二次側)整流ダイオード、Ci、Ci1、Ci2 (二次側)平滑コンデンサ   1 control circuit, 5 DC-DC converter, Q5 shunt regulator, Ct2 phase compensation capacitor, 2 oscillation / drive circuit, Di bridge rectifier circuit, CN filter capacitor, Q1, Q2, Q3, Q4 switching element, PIT isolation converter transformer, C1 Primary side series resonant capacitor, Cp, Cp1, Cp2 Primary side partial resonant capacitor, C2, C2A, C2B Secondary side series resonant capacitor, N1 primary winding, N2 secondary winding, N2A, N2B secondary winding part, D1 ~ D4 (secondary side) rectifier diode, Ci, Ci1, Ci2 (secondary side) smoothing capacitor

Claims (9)

商用交流電源を入力して整流動作を行うことで整流出力電圧を生成する整流手段と、
上記整流手段により生成された上記整流出力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて第1の共振周波数が設定され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
少なくとも上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、この二次巻線に直列接続される二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、第2の共振周波数が設定される二次側直列共振回路と、
上記二次巻線に得られる交番電圧について整流動作を行って、その整流出力を二次側平滑コンデンサにより平滑化して整流平滑電圧を生成する整流平滑電圧生成手段と、
上記整流平滑電圧の平均値に応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記整流平滑電圧についての定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、を備えて、
一次側と二次側との結合係数が、上記一次側直列共振回路と上記二次側直列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路についての、上記スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性が単峰特性となる所定以下となるようにして、上記絶縁コンバータトランスのコアの所定位置に形成されるギャップ長が設定されているスイッチングコンバータを備えると共に、
さらに、上記スイッチングコンバータにおいて生成された上記整流平滑電圧を直流電源として入力してDC/DC電力変換を行うことで、二次側直流出力電圧を生成するDC/DCコンバータを備える、
ことを特徴とするスイッチング電源回路。
Rectifying means for generating a rectified output voltage by inputting a commercial AC power supply and performing a rectifying operation;
Switching means formed with a switching element that performs switching by inputting the rectified output voltage generated by the rectifying means; and
Switching driving means for switching and driving the switching element;
At least a primary winding to which a switching output obtained by the switching operation of the switching means is supplied and a secondary winding in which an alternating voltage is excited by the switching output obtained by the primary winding are wound. An isolated converter transformer,
At least a first resonance frequency is set by the leakage inductance component of the primary winding of the insulating converter transformer and the capacitance of the primary side series resonance capacitor connected in series to the primary winding, and the operation of the switching means A primary side series resonant circuit having a current resonance type,
The second resonance frequency is set by at least the leakage inductance component of the secondary winding of the insulating converter transformer and the capacitance of the secondary side series resonance capacitor connected in series to the secondary winding. A secondary series resonant circuit;
Rectifying smoothing voltage generating means for performing a rectifying operation on the alternating voltage obtained in the secondary winding and smoothing the rectified output by a secondary side smoothing capacitor to generate a rectified smoothing voltage;
Constant voltage control configured to perform constant voltage control on the rectified and smoothed voltage by controlling the switching drive means according to the average value of the rectified and smoothed voltage and varying the switching frequency of the switching means. Means, and
The frequency signal having the switching frequency of the electromagnetically coupled resonant circuit formed by having the coupling coefficient between the primary side and the secondary side having the primary side series resonant circuit and the secondary side series resonant circuit. A switching converter is provided in which a gap length formed at a predetermined position of the core of the insulating converter transformer is set so that an output characteristic with respect to an input is equal to or less than a predetermined value that is a single peak characteristic,
Furthermore, the DC / DC converter which produces | generates a secondary side direct-current output voltage by inputting the said rectification smoothing voltage produced | generated in the said switching converter as direct-current power supply, and performing DC / DC power conversion is provided,
A switching power supply circuit.
上記定電圧制御手段は、
上記整流平滑電圧の低域成分を抽出するローパスフィルタを備えることで、上記整流平滑電圧の平均値を得るように構成されている、
ことを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回路。
The constant voltage control means is
By including a low-pass filter that extracts a low-frequency component of the rectified and smoothed voltage, the average value of the rectified and smoothed voltage is obtained.
The switching power supply circuit according to claim 1.
上記整流平滑電圧生成手段は、
上記整流動作として、ブリッジ整流回路による全波整流動作を行うように構成される、
ことを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回路。
The rectified and smoothed voltage generating means includes
As the rectification operation, it is configured to perform full-wave rectification operation by a bridge rectification circuit,
The switching power supply circuit according to claim 1.
上記整流平滑電圧生成手段は、
上記整流動作として、
上記二次巻線に励起される交番電圧の一方の半周期にのみ上記二次側平滑コンデンサに対する充電を行うと共に、上記交番電圧レベルの2倍に対応するレベルによる上記整流平滑電圧を生成するようにされた倍電圧半波整流動作を行うように構成されている、
ことを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回路。
The rectified and smoothed voltage generating means includes
As the rectifying operation,
The secondary side smoothing capacitor is charged only in one half cycle of the alternating voltage excited by the secondary winding, and the rectified and smoothed voltage is generated at a level corresponding to twice the alternating voltage level. Is configured to perform a double voltage half-wave rectification operation,
The switching power supply circuit according to claim 1.
上記絶縁コンバータトランスは、上記二次巻線にセンタータップが施されて第1の二次巻線部と第2の二次巻線部が形成され、且つこれら第1の二次巻線部と第2の二次巻線部の各々に上記二次側直列共振コンデンサが直列接続されていると共に、
上記整流平滑電圧生成手段は、上記整流動作として、
上記二次巻線に励起される交番電圧の各半周期に上記二次側平滑コンデンサに対する充電を行うと共に、上記二次側平滑コンデンサの両端に、上記第1の二次巻線部と上記第2の二次巻線部とのそれぞれに得られる交番電圧レベルの2倍に対応するレベルによる上記整流平滑電圧を生成するようにされた倍圧全波整流動作を行うように構成されている、
ことを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回路。
In the insulating converter transformer, a center tap is applied to the secondary winding to form a first secondary winding portion and a second secondary winding portion, and the first secondary winding portion, The secondary side series resonant capacitor is connected in series to each of the second secondary winding parts,
The rectified and smoothed voltage generating means includes the rectifying operation as follows:
The secondary side smoothing capacitor is charged in each half cycle of the alternating voltage excited by the secondary winding, and the first secondary winding unit and the first side are connected to both ends of the secondary side smoothing capacitor. Each of the two secondary windings is configured to perform a voltage doubler full-wave rectification operation that generates the rectified and smoothed voltage at a level corresponding to twice the alternating voltage level obtained.
The switching power supply circuit according to claim 1.
上記整流平滑電圧生成手段は、
上記整流動作として、
上記二次巻線に励起される交番電圧レベルの4倍に対応するレベルによる上記整流平滑電圧を生成するようにされた4倍圧整流動作を行うように構成されている、
ことを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回路。
The rectified and smoothed voltage generating means includes
As the rectifying operation,
A quadruple voltage rectification operation configured to generate the rectified and smoothed voltage at a level corresponding to four times the alternating voltage level excited in the secondary winding;
The switching power supply circuit according to claim 1.
上記スイッチング手段は、2つのスイッチング素子がハーフブリッジ結合方式により接続されていることを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回路。   2. The switching power supply circuit according to claim 1, wherein the switching means has two switching elements connected by a half-bridge coupling method. 上記スイッチング手段は、4つのスイッチング素子がフルブリッジ結合方式により接続されていることを特徴とする請求項1に記載のスイッチング電源回路。   The switching power supply circuit according to claim 1, wherein the switching means includes four switching elements connected by a full bridge coupling method. 商用交流電源を入力して整流動作を行うことで整流出力電圧を生成する整流手段と、
上記整流手段により生成された上記整流出力電圧を入力してスイッチングを行うスイッチング素子を備えて形成したスイッチング手段と、
上記スイッチング素子をスイッチング駆動するスイッチング駆動手段と、
少なくとも、上記スイッチング手段のスイッチング動作により得られるスイッチング出力が供給される一次巻線と、該一次巻線に得られたスイッチング出力により交番電圧が励起される二次巻線とを巻装して形成される絶縁コンバータトランスと、
少なくとも、上記絶縁コンバータトランスの一次巻線の漏洩インダクタンス成分と上記一次巻線に直列接続された一次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて第1の共振周波数が設定され、上記スイッチング手段の動作を電流共振形とする一次側直列共振回路と、
少なくとも上記絶縁コンバータトランスの二次巻線の漏洩インダクタンス成分と、この二次巻線に直列接続される二次側直列共振コンデンサのキャパシタンスとによって形成されて、第2の共振周波数が設定される二次側直列共振回路と、
上記二次巻線に得られる交番電圧について整流動作を行って、その整流出力を二次側平滑コンデンサにより平滑化して整流平滑電圧を生成する整流平滑電圧生成手段と、
上記整流平滑電圧の平均値に応じて上記スイッチング駆動手段を制御して、上記スイッチング手段のスイッチング周波数を可変することで、上記整流平滑電圧についての定電圧制御を行うように構成された定電圧制御手段と、を備えると共に、
一次側と二次側との結合係数が、上記一次側直列共振回路と上記二次側直列共振回路とを有して形成される電磁結合形共振回路についての、上記スイッチング周波数を有する周波数信号の入力に対する出力特性が単峰特性となる所定以下となるようにして、上記絶縁コンバータトランスのコアの所定位置に形成されるギャップ長が設定されている、
ことを特徴とするスイッチングコンバータ装置。
Rectifying means for generating a rectified output voltage by inputting a commercial AC power supply and performing a rectifying operation;
Switching means formed with a switching element that performs switching by inputting the rectified output voltage generated by the rectifying means; and
Switching driving means for switching and driving the switching element;
At least a primary winding to which a switching output obtained by the switching operation of the switching means is supplied and a secondary winding in which an alternating voltage is excited by the switching output obtained by the primary winding are wound. An isolated converter transformer,
At least a first resonance frequency is set by the leakage inductance component of the primary winding of the insulating converter transformer and the capacitance of the primary side series resonance capacitor connected in series to the primary winding, and the operation of the switching means A primary side series resonant circuit having a current resonance type,
The second resonance frequency is set by at least the leakage inductance component of the secondary winding of the insulating converter transformer and the capacitance of the secondary side series resonance capacitor connected in series to the secondary winding. A secondary series resonant circuit;
Rectifying smoothing voltage generating means for performing a rectifying operation on the alternating voltage obtained in the secondary winding and smoothing the rectified output by a secondary side smoothing capacitor to generate a rectified smoothing voltage;
Constant voltage control configured to perform constant voltage control on the rectified and smoothed voltage by controlling the switching drive means according to the average value of the rectified and smoothed voltage and varying the switching frequency of the switching means. Means, and
The frequency signal having the switching frequency of the electromagnetically coupled resonant circuit formed by having the coupling coefficient between the primary side and the secondary side having the primary side series resonant circuit and the secondary side series resonant circuit. The gap length formed at a predetermined position of the core of the insulating converter transformer is set so that the output characteristic with respect to the input is equal to or less than a predetermined value that is a single peak characteristic.
A switching converter device.
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