JP2006133165A - 電子回路デバイス、デバイス・インターフェース、および、電子回路デバイスの測定方法 - Google Patents

Abstract

【課題】電子回路デバイスの測定において、一つの回路に対し１項目の特性を測るステップ数を削減する。
【解決手段】複数の回路１１−１〜３の各電源供給線にそれぞれ接続されている複数の電源モニタ・スイッチＩＳＷ１〜３と、複数の電源モニタ・スイッチに接続されている電源モニタ端子１４と、複数の回路１１−１〜３の各々に対応して設けられている複数の出力端子１３−１〜３と、複数の出力端子の各々にそれぞれ接続されている複数の出力モニタ・スイッチＯＳＷ１〜３と、複数の出力モニタ・スイッチに接続されている出力モニタ端子１５と、複数の回路のうち動作している回路の電源と出力の各状態を電源モニタ端子１４および出力モニタ端子１５から同時に出力することが可能に、電源モニタ・スイッチＩＳＷ１〜３および出力モニタ・スイッチＯＳＷ１〜３を制御する制御回路１６とを有する。
【選択図】図１

Description

本発明は、内蔵する複数の回路の出力から、その何れかを選択して出力信号をモニタするためのモニタ端子を持つ電子回路デバイスと、当該電子回路デバイスがテスト時に装着されるデバイス・インターフェースと、当該電子回路デバイスの測定方法とに関する。

電子回路デバイスは、半導体ウェハ、半導体ウェハから切り出したチップ（集積回路；ＩＣ）、当該チップをパッケージに収容したＩＣ製品、あるいは、幾つかのＩＣ製品および個別半導体部品を小型基板に実装したモジュール製品など、様々な形態を有する。
電子回路デバイスは、製品または半製品の状態で特性が測定され合格品のみ出荷され、あるいは次工程に送られる。近年の電子機器の高精度、小型化にともない各種電子回路デバイスにも厳しい規格が課せられ、その特性の測定および判定を行う測定において高い測定精度が要求される。

とくに大きな電流を流す測定において、電流経路に寄生的につながる抵抗成分などにより高い精度の測定が困難となる。これを回避するため、いわゆるケルビン接点を使用する測定方法が知られている（たとえば、特許文献１参照）。
ケルビン接点を使用する測定方法においては、大きな電流を流すフォースラインの測定点（センスポイント）に、入力インピーダンスが高い電圧計を接続するためのセンスラインを別途設ける。このとき電圧計の入力インピーダンスが高いことから、センスラインには電流が流れない。このため、センスラインに寄生抵抗成分が存在しても、その電圧降下によりセンスポイントの測定電圧値に誤差が生じることがない。したがって、高精度な電圧等の測定が可能である。

たとえばチップをパッケージに収容したＩＣにおいてケルビン接点を実現するには、ＩＣの１つのリードに対しフォースラインとセンスラインを並列に接続する必要がある。このとき、それらの２つの接点をリードに直接設けることが可能であり、そのための提案もなされている。
しかし、ＩＣの高機能化、小型化にともなう高密度パッケージの開発により、リードピッチの短縮が進み、またボール形状の端子を面状に配置したＢＧＡ(Ball Grid Array)などが頻繁に使用されるようになってきている。この現状に鑑みると、ＩＣのリードまたはボール端子に直接２接点を設けることは困難である。

そこで、ＩＣチップ内に、電流経路に接続されるパッドとは別に、同じ電流経路からセンスラインを引き出すために電圧モニタ用のパッドを新たに設ける提案がされている（たとえば特許文献２参照）。
この技術を応用し、ＩＣチップのパッドごとにリードを接続させてパッケージ実装することによって、１リード１接点としながらケルビン接点が実現できる。
しかし、この方法の欠点は、測定のためのパッド数が増大することである。

この欠点を解消するために様々な提案がされている。その多くは、テスト用端子（出力モニタ端子）を通常の信号出力端子とは別に１つ以上設け、その出力モニタ端子に接続する信号出力端子をＩＣチップ内部でスイッチ群により切り替えるものである（たとえば特許文献３参照）。

その一方、たとえばレギュレータなど、電源電圧をある値の電圧に変換する回路を内蔵するＩＣにおいては、供給する電源電圧の精度を上げなければ、テスト時に高い測定精度を保証できない。
そこで上記特許文献３に記載されている安定化電源装置（たとえばＩＣ）においては、出力モニタ端子を電源モニタ用端子と兼用し、出力か電源の何れかの状態をモニタ（測定）するかは、出力モニタ端子の直前のスイッチにより切り替える構成がとられている。
以下、この特許文献３に記載のＩＣで採用されている構成について説明する。

図８は、特許文献３に記載と同様な構成を有するＩＣの主要構成図である。
図８に示すＩＣ（電子回路デバイス）１００は、複数の電圧レギュレータ１１−１，１１−２および１１−３、各電圧レギュレータの入力に接続されている１つの電源端子１２、電圧レギュレータ１１−１，１１−２および１１−３の各々の出力に接続されている出力端子１３−１，１３−２および１３−３、１つの出力モニタ端子１５、３つの電源モニタ・スイッチＩＳＷ１，ＩＳＷ２およびＩＳＷ３、３つの出力モニタ・スイッチＯＳＷ１，ＯＳＷ２およびＯＳＷ３、ならびに、出力モニタ端子１５の入力を切り替えるモニタ切り替えスイッチＴＳＷを有する。

電源端子１２に供給された電源電圧Ｖｂａｔが各電圧レギュレータ１１−１，１１−２および１１−３に与えられる。ここでは電源モニタ・スイッチＩＳＷ２がオンされ、電圧レギュレータ１１−２が測定対象となっている。
各電圧レギュレータ１１−１，１１−２および１１−３の出力は、ＩＣテスタにおいて負荷となる電流源ＣＳにより設定された付加電流に応じて、その出力電圧が決まる。したがって、負荷が接続されている測定対象の電圧レギュレータ１１−２の出力電圧がオン状態の出力モニタ・スイッチＯＳＷ２を介して、出力モニタ端子１５に現出する。この電圧をＩＣテスタ内の電圧計ＶＭによって読み取る。この測定を、測定対象を変えて繰り返すことによりＩＣ１００内における全ての回路の特性を測定できる。

この測定では、負荷電流を流す経路（出力フォースライン）と、電圧を測定する経路（出力センスライン）との接続（ケルビン接続）がＩＣ１００内で達成されている。測定時に出力センスラインに電流が流れないことから、そのラインに等価的に付加されているコンタクト抵抗および配線抵抗による誤差分を除去でき、精度よく負荷安定度などのＤＣ特性の測定を行うことができる。また、その特性測定のために増加するリード端子数を全体で１本とし、リード端子の増加を抑制したＩＣが提供できる。
特開２０００−１３３３９５号公報 特開平０７−２８３２７９号公報 特開２０００−２１４２２５号公報

ところが、特許文献３に記載された技術において、たとえば１個の電圧レギュレータについて、負荷安定度などのＤＣ特性を１項目試験するときに、何回かのステップでの測定が必要となり、その分測定回数が増え測定時間が長くなるという課題がある。

つまり、最初に初期設定として、ＩＣテスタ内のＤＣ電源（不図示）が発生する電源電圧Ｖｂａｔを所定の値に設定し、またＩＣテスタ内の電流源ＣＳの負荷電流を所定の値に設定する。
第１のステップにおいて、モニタ切り替えスイッチＴＳＷを入力側Ｔ１に設定し、この状態で電源モニタ・スイッチＩＳＷ２をオンして電源供給を行う。このときの出力電圧を、出力モニタ端子１５を介してＩＣテスタ内の電圧計ＶＭにより測定し、コンタクト抵抗や配線抵抗の抵抗誤差成分ＲｃＩによる誤差電圧を算出する。
第２のステップにおいて、誤差電圧を加算した新たな電源電圧Ｖｂａｔを用いて、ＤＣ電源の出力レベルを調整する。
第３ステップにおいて、モニタ切り替えスイッチＴＳＷを出力側Ｔ２に切り替えて再度、電源の供給を行って、このときの出力電圧を、出力モニタ端子１５を介して電圧計ＶＭにより測定する。

このように従来の構成においては一つの回路に対し１項目の特性を測るのに、大まかには以上の３つのステップ、より詳細には２回の電源供給および測定、電源調整、モニタ切り替えスイッチの操作が必要である。このためＩＣが大規模になり測定対象の回路数および測定項目数が増えると、全体ではテストに長時間を要し、これがテストコストを上昇させることになる。

本発明が解決しようとする課題は、一つの回路に対し１項目の特性を測るステップ数を削減可能な構成の電子回路デバイス、当該電子回路デバイスがテスト時に装着されるデバイス・インターフェース、および、当該電子回路デバイスの測定方法を提供することである。

本発明に係る電子回路デバイスは、複数の回路を持つ電子回路デバイスであって、前記複数の回路の各電源供給線にそれぞれ接続されている複数の電源モニタ・スイッチと、前記複数の電源モニタ・スイッチに接続されている電源モニタ端子と、前記複数の回路の各々に対応して設けられている複数の出力端子と、前記複数の出力端子の各々にそれぞれ接続されている複数の出力モニタ・スイッチと、前記複数の出力モニタ・スイッチに接続されている出力モニタ端子と、前記複数の回路のうち動作している回路の電源と出力の各状態を前記電源モニタ端子および出力モニタ端子から同時に出力することが可能に、前記電源モニタ・スイッチおよび前記出力モニタ・スイッチを制御する制御回路と、を有する。
好適に、前記電源供給線に接続されている電源端子を前記回路ごとに設け、内部電源線と回路との接続箇所付近の各々に前記電源モニタ・スイッチを１つずつ設けている。

本発明に係るデバイス・インターフェースは、複数の回路、電源端子、電源モニタ用の電源モニタ端子、前記回路ごとの出力端子、および、何れか１つの回路の出力を選択してモニタするための出力モニタ端子を持つ電子回路デバイスがテスト時に装着されるデバイス・インターフェースであって、前記電子回路デバイスを固定するためのソケットと、前記電子回路デバイスをソケットに装着したときに、当該装着によって前記電子回路デバイスに形成されている複数の電源端子の何れか１つに対して電源の供給を可能にする第１の電源インターフェース部と、前記電源モニタ端子に対応して設けられ、前記電子回路デバイスの装着によって前記ソケットのピンを介して前記電源モニタ端子と電気的につながる第２の電源インターフェース部と、前記複数の回路の何れか１つからの出力信号をモニタするための前記出力モニタ端子に対応して設けられ、前記電子回路デバイスの装着によって前記ソケットのピンを介して前記出力モニタ端子と電気的につながる出力インターフェース部と、を有する。
好適に、前記第１の電源インターフェース部は、前記複数の電源端子の何れか１つを、フィードバック制御により安定化される第１電源の供給入力に接続し、他の電源端子を第１電源以外の第２電源の供給入力に接続する電源切り替えスイッチを有し、前記第２の電源インターフェース部において、前記電源モニタ端子に対応したソケットのピンが、前記第１電源を安定化させるフィードバック制御のための電源モニタ出力端子に接続されている。
前記第２の電源インターフェース部は、好適に、外部からＡＣ信号を入力するためのＡＣ信号入力端子と、前記ＡＣ信号入力端子と前記電源モニタ端子に対応するソケットのピンとの間に接続され、前記ＡＣ信号を前記電源供給線に重畳するときにオンするテスト信号入力スイッチとを有する。

本発明に係る電子回路デバイスの測定方法は、複数の回路、電源端子、電源モニタ用の電源モニタ端子、前記回路ごとの出力端子、および、何れか１つの回路の出力を選択してモニタするための出力モニタ端子を持つ電子回路デバイスの測定方法であって、前記電源端子に電源電圧を供給し、前記電源モニタ端子から出力するモニタ電源電圧をフィードバックし、モニタ電源電圧を基に電源電圧を制御している状態で、前記選択された回路の出力に接続されている前記出力モニタ端子から、当該選択された回路の出力を測定する。
好適に、電源電圧の制御手段から前記電源端子への電源電圧の供給経路、当該電源電圧の供給経路から前記出力モニタ端子までのデバイス内経路、出力モニタ端子から電源電圧の制御手段までのモニタ電源電圧のフィードバック経路から構成されるループ回路に対し、ＡＣ信号を重畳し、電源電圧の変動耐性を測定する。

本発明によれば、一つの回路に対し１項目の特性を測るステップ数を削減可能な構成の電子回路デバイス、当該電子回路デバイスがテスト時に装着されるデバイス・インターフェース、および、当該電子回路デバイスの測定方法を提供することができる。

以下、本発明の実施の形態を、図面を参照して記述する。
本発明は、複数の回路と、当該複数の回路の各々に対応して設けられている複数の出力端子とを持つ電子回路デバイスに広く適用できる。電子デバイスとしては、半導体ウェハ、半導体ウェハから切り出したチップ（集積回路；ＩＣ）、当該チップをパッケージに収容したＩＣ製品、幾つかのＩＣ製品および個別半導体部品を小型基板に実装したモジュール製品のいずれであってもよい。以下の記述は、ＩＣチップをパッケージ収容したＩＣ製品を前提とする。

各回路の機能は任意であるが、たとえばＤＣ−ＤＣコンバータ、レギュレータなどの出力電圧を正確に調整する必要がある回路に対し、いわゆるケルビン接点を用いた測定を行う場合に本発明は好適に実施できる。また、本発明は、電子回路デバイスのリード端子に１接点で接続することが必須な場合に有用である。
以下、上記回路が電圧レギュレータである場合を例として、本発明の実施の形態を、図面を参照して述べる。

［第１の実施の形態］
図１に、本実施の形態にかかる電子回路デバイスと、その測定に必要な測定装置の一部とを示す。なお、図１において電子回路デバイスのソケットは省略している。また測定装置全体を把握するため、ＩＣテスタの全体、電子回路デバイスとＩＣテスタをつなぐテストヘッドの全体は示さず、それぞれの一部のみ示している。
図１においてＤＵＴ(Device Under Test)と表記されている部分は、測定中の本発明の「電子回路デバイス」に相当する。以下、測定中か否かに無関係な「デバイス１」という名称で統一する。詳しい図示は省略しているが、デバイス１がソケット（不図示）のハウジングに装着されている。ソケットのハウジングにプローブピン（不図示）が多数固定され、複数のプローブピンがデバイス１の各端子に接触している。ソケットのハウジングは、さらに、テストヘッド（不図示）のうちテストに必要な各種回路が形成されているデバイス・インターフェース・ボード（以下「ＤＩＢ」と略す）２に固定されている。このとき、ソケットに固定されている複数のプローブピンの各々がＤＩＢ２と電気的に接続されている。ＤＩＢ２は、デバイス１を測定装置のＩＣテスタにおける電源部３１あるいは測定部３２に接続する経路を制御するなどの目的で設けられている。ＤＩＢ２は、本発明における「デバイス・インターフェース」に相当する。

デバイス１のＩＣチップに、複数の電圧レギュレータが形成されている。なお図１においては、説明の都合上、一部（３個）の電圧レギュレータ１１−１，１１−２および１１−３を示している。
電圧レギュレータ１１−１，１１−２，１１−３の各入力に、それぞれ電源端子１２−１，１２−２または１２−３が接続されている。また、電圧レギュレータ１１−１，１１−２，１１−３の各出力に、それぞれ出力端子１３−１，１３−２または１３−３が接続されている。
デバイス１は、リード端子として、上記電源入力用または電圧出力用の端子のほかに、電源モニタ用の電源モニタ端子１４と、出力モニタ用の出力モニタ端子１５とを有する。出力モニタ端子１５は従来から設けられていたものであるが、電源モニタ端子１４は本実施の形態で新たに設けられたものである。

電圧レギュレータ１１−１，１１−２，１１−３の各入力に、それぞれ電源モニタ・スイッチＩＳＷ１，ＩＳＷ２またはＩＳＷ３が接続され、電圧レギュレータ１１−１，１１−２，１１−３と、対応する出力端子１３−１，１３−２，１３−３との各接続中点に、それぞれ出力モニタ・スイッチＯＳＷ１，ＯＳＷ２またはＯＳＷ３が接続されている。
これらの６つのスイッチは、デバイス１内に設けられている制御回路１６により制御され、何れか１つの電圧レギュレータに対応する入力側と出力側のスイッチの組み合わせ、すなわち電圧モニタ・スイッチＩＳＷ１と出力モニタ・スイッチＯＳＷ１、電圧モニタ・スイッチＩＳＷ２と出力モニタ・スイッチＯＳＷ２、電圧モニタ・スイッチＩＳＷ３と出力モニタ・スイッチＯＳＷ３の組み合わせでオンする。

これらのスイッチとして、たとえば図２に示すように、一般的なＮＭＯＳデバイスＭＰとＰＭＯＳデバイスＭＮを並列に接続したトランスミッションゲートを採用できる。
ＰＭＯＳデバイスＭＰとＮＭＯＳデバイスＭＮとのソース同士、ドレイン同士が接続され、その一方の共通接続点が入力ノードＳinに接続され、他方の共通接続点が出力ノードＳoutに接続されている。ＰＭＯＳデバイスＭＰのゲートにＣＭＯＳインバータＩＮＶの出力が接続され、ＣＭＯＳＣＭＯＳインバータＩＮＶの入力とＮＭＯＳデバイスＭＮのゲートが制御入力ノードＣＯＮＴに接続されている。
図２に示すＣＭＯＳインバータＩＮＶは、制御入力ノードＣＯＮＴから入力された所定の制御電圧を反転し、ＰＭＯＳデバイスＭＰのゲートに与える。ここでは、制御電圧がＨレベルの時、トランスミッションゲート（ＰＭＯＳデバイスＭＰおよびＮＭＯＳデバイスＭＮ）がオンし、Ｌレベルの時オフする。制御入力ノードＣＯＮＴは、図１において制御回路１６に接続され、制御回路１６から制御電圧がクロックに同期して供給される。

ＤＩＢ２は、デバイス１の電源端子１２−１〜１２−３側に接続される第１の電源インターフェース部２Ａと、電源モニタ端子１４側に接続される第２の電源インターフェース部２Ｂと、出力端子１３−１〜１３−３および出力モニタ端子１５側に接続される出力インターフェース部２Ｃとを有する。
これら３つのインターフェース部において、各端子に接続されるように図示されている抵抗Ｒｓ，Ｒｃ１，Ｒｃ２，Ｒｃ３，Ｒｃ１０，Ｒｃ１１，Ｒｃ１２およびＲｃ１３は、デバイス１を装着しているソケットのプローブピンと端子とのコンタクト抵抗、プローブピンとインターフェース部とコンタクト抵抗、インターフェース部やＩＣテスタの内部にスイッチがある場合はそのオン抵抗、ＩＣテスタ内の電源部３１や測定部３２までの配線抵抗の総和を等価的に表している。

ＤＩＢ２の第１の電源インターフェース部２Ａは、３つのリレースイッチＳＷ１，ＳＷ２およびＳＷ３を有する。これらリレースイッチＳＷ１，ＳＷ２およびＳＷ３の各々は、対応する電源端子１２−１，１２−２または１２−３を、第１の入力フォースラインＩＦＬ１と、第２の入力フォースラインＩＦＬ２および第２の入力センスラインＩＳＬ２との間で切り替えるスイッチである。これらのリレースイッチＳＷ１，ＳＷ２およびＳＷ３は、その１つのリレースイッチが電源端子１２−１，１２−２，１２−３の１つの端子を第１の入力フォースラインＩＦＬ１に接続し、残りの２つのリレースイッチが残りの２つの電源端子を第２の入力フォースラインＩＦＬ２と第２の入力センスラインＩＳＬ２との接続中点に接続する。これによりテスト対象となる１つの電圧レギュレータを選択し、選択された電圧レギュレータに第１の入力フォースラインＩＦＬ１から第１電源電圧Ｖｂａｔが供給され、他の２つの非選択とされた電圧レギュレータに第２の入力フォースラインＩＦＬ２から第２電源電圧(Ｖｆｉｘ)が供給される。なお、図１においては電圧レギュレータ１１−２が選択されてテスト対象となっていることから、第１の入力フォースラインＩＦＬ１に対してリレースイッチＳＷ２がオン、他のリレースイッチＳＷ１およびＳＷ３がオフしている。

第１電源電圧Ｖｂａｔおよび第２電源電圧(Ｖｆｉｘ)は、ＩＣテスタの電源部３１内で生成され、不図示のテスタ側コネクタ、ケーブル、ＤＩＢ側コネクタおよびＤＩＢ内部配線により構成される第１または第２の入力フォースラインＩＦＬ１，ＩＦＬ２を通して、各リレースイッチに供給される。第２電源電圧(Ｖｆｉｘ)は、ＤＩＢ内部配線やコネクタおよびケーブルから構成される第２の入力センスラインＩＳＬ２を通して、ＩＣテスタの電源部３１によりモニタ可能となっている。

本実施の形態における第２の電源インターフェース部２Ｂに形成されているコネクタの１つとして、電源モニタ出力端子２１を有する。電源モニタ出力端子２１は、デバイス１の電源モニタ端子１４に対応したソケットのピンに接続されている。

ＩＣテスタの電源部３１は、２つのオペアンプＯＰ１およびＯＰ２、各オペアンプの非反転入力「＋」と接地電位との間にそれぞれ接続されている基準電圧源ＤＣ１およびＤＣ２、ならびに、オペアンプＯＰ１の出力側で第１の入力フォースラインＩＦＬ１に直列に接続されている電流計ＩＭを有する。
オペアンプＯＰ１は、第１電源電圧（第１電源電圧Ｖｂａｔ）を基準電圧源ＤＣ１の値に正確に調整するために、その反転入力「−」が第２の電源インターフェース部２Ｂの電源モニタ出力端子２１に接続されている。これにより第１の入力センスラインＩＳＬ１が形成されている。第１の入力センスラインＩＳＬ１は、第１電源電圧（第１電源電圧Ｖｂａｔ）を出力する第１の入力フォースラインＩＦＬ１ともに、その値を安定化させるフィードバック制御ループを構成する。このフィードバック制御ループは、ＤＩＢ２の内部でケルビン接続となっている。
電流計ＩＭは、測定時の消費電流を測定するために設けられている。より詳細には、電流計ＩＭが第１電源電圧（第１電源電圧Ｖｂａｔ）により入力側電流を測定できることから、負荷側の電流との差を計算することによって測定時の消費電流が算出可能である。

オペアンプＯＰ２は、第２電源電圧（Ｖｆｉｘ）を基準電圧源ＤＣ２の値に正確に調整するために、その反転入力「−」が第１の電源インターフェース部２Ａの端子（不図示）に接続されている。これにより第２の入力センスラインＩＳＬ２が形成されている。第１の入力センスラインＩＳＬ２は、第２電源電圧（Ｖｆｉｘ）を出力する第２の入力フォースラインＩＦＬ２ともに、その値を安定化させるフィードバック制御ループを構成する。図１において、このフィードバック制御ループは、デバイス１内の電源モニタ・スイッチＩＳＷ２のオンによりケルビン接続となっている。

ＤＩＢ２にリレースイッチＳＷ１，ＳＷ２およびＳＷ３を設け、電源電圧を第１電源電圧Ｖｂａｔと第２電源電圧Ｖｆｉｘに分けたのは、電圧レギュレータ１１−１，１１−２および１１−３のうち選択されている電圧レギュレータ１１−２の消費電流を測定するためである。つまり、リレースイッチを設けないで全ての電圧レギュレータに電源電圧を与えると僅かではあるが、非選択の電圧レギュレータでも電流が消費されて、選択されている電圧レギュレータにおける消費電流を正確に測定することができない。また、この電流測定時に、非選択の電圧レギュレータ１１−１および１１−３に一定電圧を印加することにより、実際の動作環境（たとえば動作温度環境）を再現する。これにより、正確な消費電力および出力の測定が可能となる。
また、ＩＣテスタ内のフィードバック制御ループをケルビン接続したのは、ＩＣテスタからＤＩＢ２までの配線抵抗などによる電圧エラーを補正するためである。

ＤＩＢ２の出力インターフェース部２Ｃは、デバイス１の各出力端子１３−１〜１３−３および出力モニタ端子１５のそれぞれに対応するコネクタ（不図示）から、電圧レギュレータの出力、あるいは、選択された電圧レギュレータのモニタ出力がＩＣテスタの測定部３２に出力可能になっている。

ＩＣテスタの測定部３２は、一定の負荷電流を流す電流源ＣＳとモニタ出力の電圧を測定する電圧計ＶＭが設けられている。これら電流源ＣＳと電圧計ＶＭを各デバイス出力に対して対で設けてもよいし、１対の電流源ＣＳと電圧計ＶＭを不図示のリレースイッチによって各デバイス出力の何れかに接続する構成でもよい。図１においては、選択された電圧レギュレータ１１−２の出力が電流源ＣＳに接続され、これにより出力フォースラインＯＦＬが形成されている。また、選択された電圧レギュレータ１１−２の出力がオン状態の出力モニタ・スイッチＯＳＷ２を介して電圧計ＶＭに接続され、これにより出力センスラインＯＳＬが形成されている。
図１において、出力フォースラインＯＦＬと出力センスラインＯＳＬとは、デバイス１内で出力モニタ・スイッチＯＳＷ２のオンによりケルビン接続となっている。

つぎに、電圧レギュレータの測定手順を簡潔に記述する。
ＩＣテスタ内の基準電圧源ＤＣ１において第１電源電圧Ｖｂａｔを所定の値に設定し、必要に応じ入力電流をオペアンプＯＰ１の出力側の電流計ＩＭによって測定する。
デバイス１の負荷電流源ＣＳを所定の電流値に設定する。
出力モニタ端子１５のＤＣ電圧値を、必要に応じてバッファアンプを介してＩＣテスタ内の電圧計ＶＭにより測定する。
必要に応じデバイス１の負荷電流の値を変え、上記電源および負荷の設定と測定を繰り返す。
以上の操作において測定は１回だけであり、このような簡単な方法により精度良く電圧レギュレータの特性を測定できる。

この測定において出力センスラインＯＳＬへ接続される電圧計ＶＭの入力インピーダンスは、通常１０ＭΩ以上と十分高い。このため出力センスラインＯＳＬに電流がほとんど流れない。したがって、出力モニタ・スイッチＯＳＷ２（図２）における、トランスミッションゲートの抵抗成分（オン抵抗；たとえば１ｋΩ）および入力電圧レベルの変化による抵抗変化分ΔＲ（たとえば、５００Ω）による測定誤差は問題とならない。

本実施の形態によれば、以下に示す利益が得られる。
本実施の形態における電子回路デバイス（デバイス１）は、出力モニタ端子１５のほかに電源モニタ端子１４を有することから、出力モニタ端子１５から出力を測定している回路（電圧レギュレータ１１−２）に印加されている第１電源電圧（第１電源電圧Ｖｂａｔ）を電源モニタ端子１４からリアルタイムでモニタすることができる。このため、このデバイス１の測定方法において、電源電圧を正確に調整するために、モニタ端子から出力する電圧を出力電圧と電源電圧で切り替えるステップが不要となる。また、電源モニタ端子１４からの電源モニタ値をフィードバック制御すると、電源電圧が所定の値に合わせる制御が常に実行され、この場合、第１電源電圧（第１電源電圧Ｖｂａｔ）を調整するステップが不要となる。これらの結果として、ステップ数が少なく、迅速で正確な優れた測定方法を実現できる。このとき電源入力側と出力ケルビン接続を用いた測定のために増加するリード端子数を全体で２とし、リード端子の増加を極力抑制している。

本実施の形態におけるデバイス・インターフェース（ＤＩＢ２）は、上記デバイス１に対応した構成として、第１および第２の電源インターフェース部２Ａ，２Ｂと、出力インターフェース部２Ｃとを有している。その結果、ＤＩＢ２は、上記ステップ数が少ない測定動作に対応し、また、電源電圧値のフィードバック制御に対応している。したがって、このＤＩＢ２を用いることによって上記優れた測定方法を容易に実施できる。

本実施の形態における測定装置は、上記デバイス・インターフェースとテスタ（ＩＣテスタ）とを有し、その電源部３１が第１電源電圧Ｖｂａｔのフィードバック制御を可能な構成となっている。したがって、このフィードバック制御の機能を用いることによって上記優れた測定方法を容易に実施できる。また、電源部３１の第１電源電圧Ｖｂａｔの経路に電流計ＩＭが接続され、ＤＩＢ２内のリレースイッチＳＷ１〜ＳＷ３によって、この電流計ＩＭの測定経路から、測定対象以外の電圧レギュレータを遮断させることにより、測定対象の電圧レギュレータについて、その消費電流を正確に測定できる。また、この電流測定時に、非選択の電圧レギュレータ１１−１および１１−３に一定電圧を印加することにより、実際の動作環境（たとえば動作温度環境）を再現し、測定対象の電圧レギュレータ１１−２について、実際の動作時の消費電力および出力の測定を正確に行うことができる。

ところで、内部に複数の電圧レギュレータを有するＩＣなどにおいて、その出力側に接続された外部回路との整合上、各電圧レギュレータの負荷安定度（ロード・レギュレーション）特性を正確に把握しておくことが必要である。ロードレギュレーション特性は、（出力電圧の変動量ΔＶｏ）／（負荷電流の変動量ΔＩｏ）で表される。ロードレギュレーション特性は、電流源ＣＳに流れる負荷電流を変化させたときの出力モニタ電圧の変動量を測定して求める。この特性測定に際しては、ＩＣのリード端子（出力端子）および測定装置のソケットのリード端子に発生するコンタクト抵抗、測定装置の配線抵抗による誤差分が存在し、正確な値を得るのが困難である。とくに、大電流（たとえば、１００ｍＡ以上）を流すタイプの電圧レギュレータの特性を測定する場合には、コンタクト抵抗や配線抵抗による誤差が大きく、真値を得ることが困難である。また、このとき電源電圧が変動すると、その変動による誤差成分が電圧モニタ電圧に含まれることから、それが誤差となって正確なロードレギュレーション特性の測定が困難である。

本実施の形態においては、デバイス１の出力端子１３−１〜１３−３からＩＣテスタ内の電流源ＣＳ（外部の負荷回路に相当）までの出力フォースラインＯＦＬと、デバイス１内の出力モニタ・スイッチの接続点からＩＣテスタ内の電圧計ＶＭまでの出力センスラインＯＳＬとが、デバイス内部でケルビン接続となっている。さらに、とくに電圧レギュレータに第１電源電圧Ｖｂａｔを供給する側でも、第１電源電圧Ｖｂａｔを一定値に保つためのフィードバック制御ループが、ＤＩＢ２の内部でケルビン接続となっている。本実施の形態においては、このようにケルビン接続が出力側と入力側の双方で達成され、さらに入力側（電源側）ではケルビン接続を用いて第１電源電圧Ｖｂａｔのフィードバック制御が行われていることから、前記ロードレギュレーション特性の測定精度を大きく向上できるという利益が得られる。しかも、この高精度な負荷安定度のテストが１回の出力モニタ電圧の測定により達成できる。

［第２の実施の形態］
近年のＩＣを多数搭載した電子機器の高速化および効率化にともない、電子機器全体の高周波ノイズが増加する傾向がある。そのため、電子機器に内蔵するＩＣなどの電子回路デバイスにおいて、電源電圧除去比（ＰＳＲＲ;Power Supply Rejection Ratio、以下、「ＰＳＲＲ」と略す）特性の重要性が増しており、その特性を高精度に測定する必要が生じてきている。

ＰＳＲＲは、電子回路デバイスの電圧変動に対する耐性を表すパラメータで、電源電圧の変動成分と、その変動により回路の出力信号となって現れる出力変動成分との大きさの比で表され、ＰＳＲＲの値が大きいほど電圧変動に強いデバイスとなる。ＰＳＲＲは、電圧変動の周波数によって値が大きく異なり、一般的に、この周波数が高くなるにつれＰＳＲＲの値が低下する傾向にある。

第２の実施の形態は、デバイス・インターフェースと、それを用いた測定装置および測定方法に関する。この第２の実施の形態におけるデバイス・インターフェースは、第１の実施の形態におけるデバイス・インターフェース（ＤＩＢ２）にＰＳＲＲを高精度に測定するための機能を追加したものである。

図３は、第２の実施の形態におけるデバイス・インターフェースが、電子回路デバイスを装着し測定装置に接続された状態を示す図である。なお、第１の実施の形態と同じ構成は、同一符号を付して、その説明を省略する。以下、新たに変更された構成とＰＳＲＲの測定について説明する。
デバイス１の構成は、第１の実施の形態とほぼ同じである。

第２の実施の形態におけるＩＣテスタ内の測定部３２は、出力モニタ電圧の測定用に、ＡＣとＤＣの双方で電圧測定が可能なＡＣ／ＤＣ電圧計３３と、電源モニタ用のＡＣ電圧計３４とを有する。
一方、ＩＣテスタの電源部３１は、ＡＣ信号を発生させるＡＣ信号源３５を有する。

第２の実施の形態におけるデバイス・インターフェースＤＩＢ２Ａは、その出力インターフェース部（図１参照）において、デバイスの出力モニタ端子１５にバッファアンプ２２が接続されている。バッファアンプ２２は、出力モニタ端子１５のＡＣ／ＤＣ信号レベルがＩＣテスタのＡＣ電圧計３３までの間に減衰しないようにするために接続されているが、減衰量が十分小さい問題とならない省略可能である。一方、第１の実施の形態においてバッファアンプ２２を設けてもよい。

ＤＩＢ２Ａの第２の電源インターフェース部に、新たにＡＣ信号の重畳回路２３と、安定化回路２５が設けられている。また、ＤＩＢ２Ａの第１の電源インターフェース部（図１参照）に、モニタ回路２４が新たに設けられている。

重畳回路２３は、デバイス１の入力に与えるＤＣ電圧に所定のレベルのＡＣ信号を重畳するための回路である。この重畳時に、テスト信号源としてＩＣテスタ内に備えるＡＣ信号源３５などを用いる。抵抗ＲｓｉｇはＡＣ信号源３５の出力インピーダンスであり、その値は通常５０〜６００Ω程度である。ＡＣ信号源３５に接続されているリレースイッチＳＷ４は、負荷安定度特性などＤＣ測定時、ＡＣ信号源３５のリーク成分がＤＣ電源電圧に重畳することを防止するためのものであり、このときリレースイッチＳＷ４は接地電位側に切り替えられる。ＡＣ信号を電源電圧に重畳する測定（以下、ＡＣ測定という）時に、スイッチＳＷ４はＡＣ信号源３５側に切り替えられる。この制御は、たとえばテスタ側からの制御信号により実行される。コンデンサＣ１は、ＡＣ測定時にＤＣ成分を阻止するためのカップリングコンデンサである。なお、ＡＣ信号源３５から生じるリーク成分が十分小さい場合、リレースイッチＳＷ４を省略することが可能である。

リレースイッチＳＷ４はコンデンサＣ１を介して、ＩＣテスタの第１電源電圧Ｖｂａｔをモニタするための第１の入力センスラインＩＳＬ１に接続されている。その接続点（ポイントＰ１）の反デバイス側に、抵抗Ｒ２，コンデンサＣ２によって積分回路２３Ａが形成されている。その時定数は、第１の入力センスラインＩＳＬ１を介してケルビン接続用ループ回路のオペアンプＯＰ１の反転端子「−」にて重畳されるＡＣ信号が十分減衰するような値にする。また、抵抗Ｒ２の値は、ポイントＰ１からデバイス１を見た時の入力インピーダンスに対し、ある程度大きい値にする。抵抗Ｒ２の値は、たとえば１ｋΩ以上が適当である。
第１の入力センスラインＩＳＬ１は、重畳回路２３内の抵抗Ｒ２を介してデバイス１の電源モニタ端子１４に接続され、ＩＣテスタの第１の入力フォースラインＩＦＬ１は、モニタ回路内の抵抗Ｒ３、リレースイッチＳＷ１〜ＳＷ３の何れかを介してデバイス１の電源入力端子１２−１〜１２−３の何れかに接続される。

安定化回路２５が、第１の入力センスラインＩＳＬ１と第１の入力フォースラインＩＦＬ１との間に接続されている。安定化回路２５は、この２つのラインを有するケルビン接続のためのループ回路を安定に動作させるために設けられ、抵抗Ｒ１０とコンデンサＣ１０から構成されている。安定化回路２５がないと、重畳回路２３のコンデンサＣ２によってオペアンプＯＰ１の反転入力「−」がＡＣ的に接地となり、その非反転入力「＋」からの入力に対しＡＣ的な信号ゲインが無限大近くに達し、非反転入力「＋」の微かなノイズ成分などによってループ回路が発振し、あるいは不安定になることがある。安定化回路２５は、この発振あるいは不安定な動作を防止するために設けられている。なお、安定化回路２５の構成は目的が同じであればこれに限定されず、またＩＣテスタ内の回路構成、すなわちオペアンプＯＰ１と基準電圧源ＤＣ１の代替回路の構成によっては不要の場合もある。

モニタ回路２４は、そのバッファアンプ２４Ａを通して、デバイス１の入力に与える所定のＡＣ信号のレベル（振幅値）をモニタするための回路である。モニタ回路２４の出力は、デバイス１内の電源モニタ・スイッチＩＳＷ１〜ＩＳＷ３のオン抵抗値のバラツキなどによってＡＣ信号のレベルがずれることを補正するときに用いられる。
第１の入力フォースラインＩＦＬ１のポイントＰ３からＡＣ信号レベルをモニタする経路に、バッファアンプ２４Ａが接続されている。バッファアンプ２４Ａは、その非反転入力「＋」から入力されるモニタ信号のレベルがＩＣテスタまでの間に減衰しないようにするために接続されている。この減衰量が十分小さい場合、バッファアンプ２４Ａを省略することが可能である。このモニタ信号はＩＣテスタのＡＣ信号測定手段、たとえばＡＣ電圧計３４を用いて測定される。

モニタ回路２４内においてポイントＰ３のＩＣテスタ側に、抵抗Ｒ３およびコンデンサＣ３によって積分回路２４Ｂが形成されている。その時定数は、ケルビン接続されたループ回路内においてオペアンプＯＰ１の出力側のポイントＰ２に重畳されるＡＣ信号が、オペアンプＯＰ１の回路動作に悪影響を与えない程度に減衰するような値にする。また抵抗Ｒ３の値は、大きい値の方がより望ましい。それには２つの理由がある。

第１の理由に関し、電圧レギュレータ１１−１，１１−２および１１−３の入力インピーダンスは十分大きいとすると、モニタ回路２４に入力されるモニタ信号（ＡＣ信号）のレベル（振幅値）は、抵抗Ｒ３と、抵抗Ｒｃｘ（ｘ＝1，２または３)内のコンタクト抵抗成分とにより分割された比率の電圧値をとる。また、デバイス１の入力に与えるＡＣ信号のレベル（振幅値）は、モニタ信号のレベルに基づいて決められ、両者に差がないことが理想である。ところが本実施の形態の構成において、コンタクト抵抗成分を測定できない。したがって抵抗分割により決められる電圧値とデバイス１の入力に与えるＡＣ信号のレベルがほぼ同じ値になる程度にするためには、抵抗Ｒ３の値が大きいことが望ましい。本実施の形態の測定装置において、コンタクト抵抗は大方５０〜１００ｍΩ程度であることから、この場合、誤差を約０.１ｄＢ（１％）以下にするには、抵抗Ｒ３は１０Ω以上が望ましい。

第２の理由に関し、デバイス１の入力に与えるＡＣ信号のレベルは、抵抗Ｒ２が十分大きく、また抵抗Ｒｓのコンタクト抵抗成分と抵抗Ｒｃｘ（ｘ＝1，２または３)のコンタクト成分との和が抵抗Ｒ３に対して十分小さいと仮定した場合、デバイス１内においてテスト用の電源モニタ・スイッチＩＳＷ１〜ＩＳＷ３の何れかと抵抗Ｒ３とにより分割された比率の電圧値となる。このとき上記第１の理由と同様に、電圧レギュレータ１１−１，１１−２および１１−３の入力インピーダンスは十分大きいとする。デバイス１がＩＣの場合、電源モニタ・スイッチＩＳＷ１〜ＩＳＷ３は、図２に示すようなＮＭＯＳデバイスとＰＭＯＳデバイスを並列に接続したトランスミッションゲート回路などが一般的である。この場合のオン抵抗値は、回路を構成するＮＭＯＳデバイスＭＮおよびＰＭＯＳデバイスＭＰの電流能力で確定し、理想的な０Ωにならずある値を持つ。電流能力を上げるには、それぞれデバイスのセルサイズを大きくすればよいが、そうするとＩＣのチップ面積が増大しコストアップとなる。以上から、電源モニタ・スイッチＩＳＷの抵抗値を余り小さくすることができないために、抵抗Ｒ３の値はデバイス１の入力に与えるＡＣ信号のレベルを確保できるような値が望ましく、たとえば１０Ω以上が望ましい。

以上の説明から抵抗Ｒ３の値は比較的大きく設定することが望ましい。
ところが、ポイントＰ２の電位は、デバイス１に与える入力ＤＣ電圧と抵抗Ｒ３に発生するＤＣ電位差との加算であり、抵抗Ｒ３には大電流が流れその分電位が上昇する。したがって、抵抗Ｒ３の値を余り大きくし過ぎると、オペアンプＯＰ１の出力ダイナミックレンジを狭くする。よって抵抗Ｒ３の値は、オペアンプＯＰ１の回路動作に悪影響を与えないという新たな視点により、その値の上限を決める必要がある。目安としてデバイス１に与える入力ＤＣ電圧を５Ｖ、デバイス１に流れる電流が１００ｍＡ程度と仮定した場合、抵抗Ｒ３の値は５０Ω以下程度が適当である。
なお、抵抗Ｒ３の代わりにチョークコイルを用いてもよい。この場合、チョークコイルに発生するＤＣ電位差はチョークコイルの巻き線抵抗分のみとなり、上記オペアンプＯＰ１の出力ダイナミックレンジを狭くすることが回避できる。

本実施の形態における具体的な測定方法の一例について、図４（Ａ）および図４（Ｂ）に示すフォローチャートに沿って説明する。ここでは、電圧レギュレータ１１−１，１１−２および１１−３のＤＣ測定例として負荷安定度特性の測定と、ＡＣ測定例としてＰＳＲＲ特性の測定について概略を説明する。

図４（Ａ）に示す負荷安定度特性の測定時に、リレースイッチＳＷ４の接点を接地電位側に設定する（ステップＳＴ１Ａ）。
ＩＣテスタ内の基準電圧源ＤＣ１において第１電源電圧Ｖｂａｔを所定の値に設定し、必要に応じ入力電流をオペアンプＯＰ１の出力側の電流計ＩＭによって測定する（ステップＳＴ２Ａ）。
デバイス１の負荷電流源ＣＳを所定の電流値に設定する（ステップＳＴ３Ａ）。
出力モニタ端子１５のＤＣ電圧値を、バッファアンプ２２を介してＩＣテスタ内のＡＣ／ＤＣ電圧計３３により測定する（ステップＳＴ４Ａ）。
必要に応じデバイス１の負荷電流の値を変え、上記ステップＳＴ２Ａ〜ステップＳＴ４Ａを繰り返す（ステップＳＴ５Ａ）。
以上の操作により、精度良く負荷安定度特性を測定できる。

図４（Ｂ）に示すＰＳＲＲ特性の測定時に、リレースイッチＳＷ４の接点をＡＣ信号源３５側に設定する（ステップＳＴ１Ｂ）。
ＩＣテスタ内の基準電圧源ＤＣ１において第１電源電圧Ｖｂａｔを所定の電圧値に設定し、必要に応じ入力電流をオペアンプＯＰ１の出力側の電流計ＩＭで測定する（ステップＳＴ２Ｂ）。
ＡＣ信号源３５より所定の周波数、所定のレベルのＡＣ信号を出力する（ステップＳＴ３Ｂ）。
モニタ回路２４内のポイントＰ３に発生するＡＣ信号レベルを、バッファアンプ２４Ａを介してＩＣテスタ内のＡＣ電圧計３４により測定する。また、必要に応じポイントＰ３に発生する（デバイス１に与える）ＡＣ信号レベルが規定の値になるように、ＡＣ信号源３５のレベルを補正する（ステップＳＴ４Ｂ）。
デバイスの出力モニタ端子１５に現れるＡＣ電圧値を、バッファアンプ２２を介してＩＣテスタに送り、ＡＣ／ＤＣ電圧計３３により測定する（ステップＳＴ５Ｂ）。
必要に応じＡＣ信号源３５より周波数を変え、上記ステップＳＴ２Ｂ〜ステップＳＴ５Ｂを繰り返す（ステップＳＴ６Ｂ）。このとき各周波数においてＡＣ／ＤＣ電圧計３３の測定から得られるＡＣ電圧値で、入力側のＡＣ電圧計３４の測定から得られるＡＣ電圧値を割るとＰＳＲＲが算出される。
以上の操作により、精度良くＰＳＲＲ特性を測定できる。

つぎに、上記測定時にケルビン接続されたループ回路に現れる電圧と測定精度について説明する。ここでデバイス１内の電圧レギュレータ１１−２を測定していると仮定する。
ＤＣ測定において、通常、その精度を確保するため、第１の入力センスラインＩＳＬ１につながるＩＣテスタ内のオペアンプＯＰ１の反転入力「−」において、その入力インピーダンスは十分大きく、またリーク電流も無視できる。したがって、安定化回路２５内の抵抗Ｒ１０、重畳回路２３内の抵抗Ｒ２、電源モニタ端子１４のコンタクト抵抗（抵抗Ｒｓのコンタクト抵抗成分）、および、電源モニタ・スイッチＩＳＷ２のオン抵抗にＤＣ電流は流れない。このため、オペアンプＯＰ１の反転入力「−」とセンスポイントＰｓとの間に電位差が発生しない。よって、電源端子１２−２と電源モニタ・スイッチＩＳＷ２との接点（センスポイントＰｓ）における電圧値は、ループ回路のＤＣゲインをほぼ無限大と仮定すると、ＩＣテスタで設定される電圧（第１電源電圧Ｖｂａｔ）と同じか、ほぼ等しくなる。したがって、電源モニタ端子１２−２のコンタクト抵抗（抵抗Ｒｃ２のコンタクト抵抗成分）の値が未知であっても、ＩＣテスタで設定した第１電源電圧Ｖｂａｔの値をデバイス１に与えることができる。このことからＩＣのリード端子と、測定装置のソケットのリードとの間に発生するコンタクト抵抗や、測定装置の配線抵抗による誤差分が存在しても、デバイス１に、設定されたＤＣ電圧（第１電源電圧Ｖｂａｔ）を与えることができ精度のよい測定が可能となる。

ＡＣ測定時に、重畳回路２３内のリレースイッチＳＷ４の接点をＡＣ信号源３５側に設定し、ＩＣテスタのＡＣ信号源３５よりＡＣ信号を出力する。この時、抵抗Ｒ２とコンデンサＣ２からなる積分回路２３Ａの働きにより、オペアンプＯＰ１の反転入力「−」にＡＣ信号が現れない。また、抵抗Ｒ３とコンデンサＣ３からなる積分回路２４Ｂの働きにより、オペアンプＯＰ１の出力側のポイントＰ２にもＡＣ信号が現れない。よって、オペアンプＯＰ１の反転入力「−」の電圧はＩＣテスタで設定される第１電源電圧Ｖｂａｔと同じか、ほぼ等しくなる。また、センスポイントＰｓの電圧を時間平均すると第１電源電圧Ｖｂａｔと同じか、ほぼ等しくなる。つまり、この第１電源電圧Ｖｂａｔを制御するためのループ内で各点の実効的なＤＣ電圧はほぼ一定となる。
ＡＣ信号は、抵抗Ｒｓのコンタクト抵抗成分と電源モニタ・スイッチＩＳＷ２を介してデバイス１に入力される。この時、すでに述べたように、ＡＣ信号のレベルが電源モニタ・スイッチＩＳＷ２のオン抵抗と抵抗Ｒ３による抵抗分割比に応じて減衰するが、モニタ回路２４によって、その減衰後の電圧レベルを確認しているため、測定精度の悪化は発生しない。

本実施の形態において、ケルビン接続のためのループ回路をデバイス１内とデバイス１外部のＤＣ電源用センスラインおよびフォースライン間にて効果的に形成することにより、デバイス１内にある複数の電圧レギュレータ１１−１，１１−２および１１−３の負荷安定度特性を、コンタクト抵抗および配線抵抗による誤差分を除去し短時間で精度よく測定し、かつ、ＰＳＲＲ測定に関しても精度よく測定することが可能となる。

以下、本発明においては、第２の実施の形態と異なる構成によってＡＣ測定が可能なことを、第３および第４の実施の形態によって示す。

［第３の実施の形態］
図５は、第３の実施の形態におけるデバイス・インターフェースが、電子回路デバイスを装着し測定装置に接続された状態を示す図である。図５は、電圧レギュレータ１１−１が選択された場合を示す。ただし分かりやすい図とするため、図５は、電圧レギュレータ１１−１と、その入力側で第１電源電圧Ｖｂａｔを制御するためにケルビン接続されたループ回路と、出力側のケルビン接続された測定回路とに関わる構成のみ抽出して示している。なお、第１および第２の実施の形態と同じ構成は、同一符号を付して、その説明を省略する。また、ＤＣ測定およびＡＣ測定の基本的手順は、第２の実施の形態と同様である。
以下、新たに変更された構成を中心として説明する。

先に記述した第２の実施の形態における計測装置は、ＩＣテスタの電源部３１に電流計ＩＭが設けられている（図３参照）。本実施の形態におけるデバイス・インターフェース（ＤＩＢ２Ｃ）は、このような電流計ＩＭがＩＣテスタ側にない場合でも、モニタ回路２４（図３）を改良することによって、ＡＣ信号レベル測定と電流測定ができるようにしたものである。
図５において新たに改良された部分は、図３においてモニタ回路２４と置き換えられた、モニタまたは電流測定のための回路（以下、モニタ／測定回路４０）である。なお、ＩＣテスタ内においてモニタ／測定回路４０の出力を測定する手段は、ＡＣとＤＣを測定できるようなＡＣ／ＤＣ電圧計３６に変更されている。

モニタ／測定回路４０は、回路内部の計測アンプ（差動アンプ）４１を有する。計測アンプ４１は、その反転入力「−」と非反転入力「＋」との間に入力した電圧を接地電位に対して予め決められた増幅率で増幅する。なお、計測アンプ４１は、その入力インピーダンスが十分大きく、かつ、入力リーク電流は無視できる程度とし、その増幅率をたとえば「１」とする。
計測アンプ４１の反転入力「−」にリレースイッチＳＷ１０が接続されている。リレースイッチＳＷ１０は、この反転入力「−」に対する接続先を、ポイントＰ２と接地電位との間で切り替えられるようになっている。計測アンプ４１が電圧をモニタするポイントＰ３とポイントＰ２との間に、抵抗Ｒ４１、スイッチＳＷ１２と抵抗Ｒ４２、および、スイッチＳＷ１１と抵抗Ｒ４３が、互いに並列に接続されている。

ＡＣレベル測定時に、リレースイッチＳＷ１０の接点を接地電位に設定する。この時、計測アンプ４１は単なるある増幅率を持ったアンプとして動作する。
一方、電流測定時に、リレースイッチＳＷ１０の接点をオペアンプＯＰ１の入力側に設定する。この時、抵抗Ｒ４１、スイッチＳＷ１２と抵抗Ｒ４２、および、スイッチＳＷ１１と抵抗Ｒ４３の経路に電流が流れ、この電流量に応じて計測アンプ４１の反転入力「−」と非反転入力「＋」との間に電位差（ＤＣ電圧）が発生する。このＤＣ電圧が計測アンプ４１の出力に現れるので、このＤＣ電圧をＩＣテスタ内のＡＣ／ＤＣ電圧計３６によって計測し、その計測値を電流値に換算することによって、デバイス１の入力に流れる電流値を求めることができる。ただし、回路図では極性が反転するので、上記換算時に計測値にマイナスをかける必要がある。
なお、回路図内のリレースイッチＳＷ１１，ＳＷ１２および抵抗Ｒ４２，Ｒ４３は電流レンジ選択用で、必要に応じスイッチＳＷ１１およびＳＷ１２を制御して電流経路を選択する。このスイッチＳＷ１１，ＳＷ１２およびリレースイッチは、ＩＣテスタ側あるいはＤＩＢ２Ｃ内部の制御部（不図示）によって制御される。

［第４の実施の形態］
図６は、第４の実施の形態におけるデバイス・インターフェースが、電子回路デバイスを装着し測定装置に接続された状態を示す図である。図６は電圧レギュレータ１１−１が選択された場合を示し、図５と同様に簡略化されている。なお、第１〜第３の実施の形態と同じ構成は、同一符号を付して、その説明を省略する。また、ＤＣ測定およびＡＣ測定の基本的手順は、第２の実施の形態と同様である。図６は、第１の実施の形態からの変更例であるが、電流計測のためには第３の実施の形態と同様なモニタ／測定回路４０の適用が望ましい。
以下、新たに変更された構成を中心として説明する。

図６に示す測定装置は、ＩＣテスタの機能の一部をＤＩＢ２Ｄ上で実現したものであり、このような例は、たとえばＤＩＢ２ＤにＤＣ電源を含む場合などが挙げられる。
図６に示すＤＩＢ２Ｄは、ＯＰアンプＯＰ１と基準電圧源ＤＣ１とを有する。このオペアンプＯＰ１を非反転アンプとして動作させ、ケルビン接続のためのループ回路を形成する。重畳回路２３のコンデンサＣ１とリレースイッチＳＷ４がオペアンプの非反転入力「＋」に接続され、その接続点と接地電位との間に、抵抗２１を介して基準電圧源ＤＣ１が接続されている。抵抗２１は、ＩＣテスタ内のＡＣ信号源３５の負荷とし設けたものである。オペアンプの反転入力「−」は、直接、デバイス１の電源モニタ端子１４に接続されている。

ここで、オペアンプＯＰ１の出力側における第１の入力フォースラインＩＦＬ１に抵抗Ｒ３（図３参照）が接続されていない。これは、本例ではループ回路全体にＡＣ信号が重畳されるため、モニタ回路２４の負荷が不要だからである。したがって、デバイス１内の電源モニタ・スイッチＳＷ１（およびＩＳＷ２，ＩＳＷ３）のオン抵抗を大きくすることができる。このことは、デバイス１内のＩＣのチップ面積を、その分小さくできることを意味する。

オペアンプの反転入力「−」と出力との間に、新たにクランプ回路５０が設けられている。クランプ回路５０は、デバイス１内のスイッチあるいはＤＩＢ２Ｄのリレースイッチを切り替えた時などにループ回路がオープンとなることがあり得るため、このような場合でもオペアンプＯＰ１を正常に動作させるために設けたものである。
クランプ回路５０は、たとえば図６に示すように、ツェナーダイオードＤｚ１とＤｚ２のアノード同士を接続することにより実現できる。なお、ＩＣテスタの場合、クランプ回路５０と同じ機能が通常、ＩＣテスタ本体に内蔵されていることから、第１〜第３の実施の形態に用いた図１，図３および図５には図示していない。また、デバイス１に与えるＡＣ信号レベルを厳密に測定する必要がない場合、モニタ回路２４（バッファアンプ２４Ａ）は不要である。

［第５の実施の形態］
第５の実施の形態は、第４の実施の形態からの一部変更に関する。
図７に、図６からの変更部分のみを抽出して示す。
以下、新たに変更された構成を中心として説明する。

図７に示すように、本実施の形態におけるＤＩＢ２Ｅは、図６と同様にＩＣテスタからのセンスラインとフォースラインを使用しないで、ＤＩＢ上で主要測定装置を形成する場合の一例を示す。
図７に示す回路は、オペアンプＯＰ１を反転アンプとして動作させ（加算回路）、これによりケルビン接続のためのループ回路を形成している。すなわち、オペアンプＯＰ１の非反転入力「＋」を接地し、その反転入力「−」に抵抗Ｒ２１を介して、ＩＣテスタ側の基準電圧源ＤＣ３（電源電圧Ｖｂａｔｘ）を接続している。クランプ回路５０は、オペアンプＯＰ１の反転入力「−」と出力との間に接続されている。また、オペアンプＯＰ１の反転入力「−」に抵抗Ｒ２０を介して、コンデンサＣ１とリレースイッチＳＷ４からなる重畳回路２３が接続されている。さらに、この反転入力「−」と第１の入力センスラインＩＳＬ１との間に抵抗Ｒ２２とバッファアンプ５１が接続されている。

抵抗Ｒ２０とＲ２２はＤＣレベル設定用の抵抗であり、Ｒ２１はＡＣレベル設定用の抵抗である。抵抗Ｒ２０とＲ２２の各抵抗値に応じて、基準電圧源ＤＣ３の電源電圧Ｖｂａｔｘから実際にデバイス１に与えられる第１電源電圧Ｖｂａｔの絶対値レベルが決定される。抵抗Ｒ２０とＲ２２は、電圧設定上の理由から同様の抵抗値をとることが好ましい。一方、ＡＣレベル設定の抵抗Ｒ２１の値は、測定条件などに応じて設定する。
なお、ＤＣ電圧値はオペアンプＯＰ１により反転され極性が負になるので、設定電圧はデバイス１に与える電圧値にマイナスをかけ、また、第１の入力センスラインＩＳＬ１のインピーダンスを十分大きくする必要があるため、オペアンプＯＰ１の帰還用の抵抗Ｒ２２にバッファアンプ５１を追加している。
図６の場合と同様に、図７においてはループ回路全体にＡＣ信号が重畳されるため、モニタ回路２４の負荷（図３に示す抵抗Ｒ３）は不要となる。したがって、デバイス１内のスイッチのオン抵抗を大きくすることができる。また、デバイス１に与えるＡＣ信号レベルを厳密に測定する必要がない場合、モニタ回路２４（バッファアンプ２４Ａ、図６参照）を省略することができる。

上記第２〜第５の実施の形態において、第１の実施の形態で述べた数々の利益に加え、ＰＳＲＲ測定などのＡＣ測定を精度よく測定することが可能となる。さらに、電流測定を精度よく行うことが可能となる。このとき、用いるＩＣテスタの構成などの違いに応じて、第２〜第５の実施の形態において、その何れかを好適に実施することができる。
以上より、一つの回路に対し１項目の特性を測るステップ数を削減可能な構成の電子回路デバイス、当該電子回路デバイスがテスト時に装着されるデバイス・インターフェース、および、当該電子回路デバイスの測定方法を提供することができる。

本発明は複数の回路と、複数の回路の各々に対応する出力端子を備えた電子回路デバイス、その測定時に電子回路デバイスと測定装置とをつなぐデバイス・インターフェースに広く適用できる。

第１の実施の形態にかかる電子回路デバイスと、その測定に必要な測定装置の一部とを示す図である。 デバイス内のスイッチの構成例を示す回路図である。 第２の実施の形態におけるデバイス・インターフェースが、電子回路デバイスを装着し測定装置に接続された状態を示す図である。 （Ａ）および（Ｂ）は、第２の実施の形態における具体的な測定方法の一例を示すフォローチャートである。 第３の実施の形態におけるデバイス・インターフェースが、電子回路デバイスを装着し測定装置に接続された状態を示す図である。 第４の実施の形態におけるデバイス・インターフェースが、電子回路デバイスを装着し測定装置に接続された状態を示す図である。 第５の実施の形態に関わり、図６からの変更部分のみを抽出して示す図である。 先行技術（特許文献３）に記載と同様な構成を有するＩＣの主要構成図である。

符号の説明

１…（電子回路）デバイス、１１−１，１１−２，１１−３…電圧レギュレータ、１２−１，１２−２，１２−３…電源端子、１３−１，１３−２，１３−３…出力端子、１４…電源モニタ端子、１５…出力モニタ端子、２…ＤＩＢ、２１…電源モニタ出力端子、２Ａ…第１の電源インターフェース部、２Ｂ…第２の電源インターフェース部、２Ｃ…出力インターフェース部、３１…電源部、３２…測定部、ＤＣ１，ＤＣ２…基準電圧源、ＩＦＬ１…第１の入力フォースライン、ＩＦＬ２…第２の入力フォースライン、ＩＭ…電流計、ＩＳＬ１…第１の入力センスライン、ＩＳＬ２…第２の入力センスライン、ＩＳＷ１，ＩＳＷ２，ＩＳＷ３…電源モニタ・スイッチ、ＯＰ１，ＯＰ２…オペアンプ、ＯＦＬ…出力フォースライン、ＯＳＬ…出力センスライン、ＯＳＷ１，ＯＳＷ２，ＯＳＷ３…出力モニタ・スイッチ、ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３…リレースイッチ、第１電源電圧Ｖｂａｔ…第１電源電圧、Ｖｆｉｘ…第２電源電圧

Claims (10)

1. 複数の回路を持つ電子回路デバイスであって、
   前記複数の回路の各電源供給線にそれぞれ接続されている複数の電源モニタ・スイッチと、
   前記複数の電源モニタ・スイッチに接続されている電源モニタ端子と、
   前記複数の回路の各々に対応して設けられている複数の出力端子と、
   前記複数の出力端子の各々にそれぞれ接続されている複数の出力モニタ・スイッチと、
   前記複数の出力モニタ・スイッチに接続されている出力モニタ端子と、
   前記複数の回路のうち動作している回路の電源と出力の各状態を前記電源モニタ端子および出力モニタ端子から同時に出力することが可能に、前記電源モニタ・スイッチおよび前記出力モニタ・スイッチを制御する制御回路と、
   を有する電子回路デバイス。
2. 前記電源供給線に接続されている電源端子を前記回路ごとに設け、内部電源線と回路との接続箇所付近の各々に前記電源モニタ・スイッチを１つずつ設けている
   請求項１に記載の電子回路デバイス。
3. 前記電源供給線に接続されている電源端子を前記回路ごとに設け、電源端子から回路までの各内部電源配線の電気特性をほぼ均等に揃えている
   請求項１に記載の電子回路デバイス。
4. 複数の回路、電源端子、電源モニタ用の電源モニタ端子、前記回路ごとの出力端子、および、何れか１つの回路の出力を選択してモニタするための出力モニタ端子を持つ電子回路デバイスがテスト時に装着されるデバイス・インターフェースであって、
   前記電子回路デバイスを固定するためのソケットと、
   前記電子回路デバイスをソケットに装着したときに、当該装着によって前記電子回路デバイスに形成されている複数の電源端子の何れか１つに対して電源の供給を可能にする第１の電源インターフェース部と、
   前記電源モニタ端子に対応して設けられ、前記電子回路デバイスの装着によって前記ソケットのピンを介して前記電源モニタ端子と電気的につながる第２の電源インターフェース部と、
   前記複数の回路の何れか１つからの出力信号をモニタするための前記出力モニタ端子に対応して設けられ、前記電子回路デバイスの装着によって前記ソケットのピンを介して前記出力モニタ端子と電気的につながる出力インターフェース部と、
   を有するデバイス・インターフェース。
5. 前記第１の電源インターフェース部は、前記複数の電源端子の何れか１つを、フィードバック制御により安定化される第１電源の供給入力に接続し、他の電源端子を第１電源以外の第２電源の供給入力に接続する電源切り替えスイッチを有し、
   前記第２の電源インターフェース部において、前記電源モニタ端子に対応したソケットのピンが、前記第１電源を安定化させるフィードバック制御のための電源モニタ出力端子に接続されている
   請求項４に記載のデバイス・インターフェース。
6. 前記第２の電源インターフェース部は、
   外部からＡＣ信号を入力するためのＡＣ信号入力端子と、
   前記ＡＣ信号入力端子と前記電源モニタ端子に対応するソケットのピンとの間に接続され、前記ＡＣ信号を前記電源供給線に重畳するときにオンするテスト信号入力スイッチと
   を有する請求項４に記載のデバイス・インターフェース。
7. 前記第１の電源インターフェース部内の電源供給線と、前記第２の電源インターフェース部内の電源モニタ線との間に、前記フィードバック制御のループを安定化するための安定化回路が接続されている
   請求項６に記載のデバイス・インターフェース。
8. 前記第１の電源インターフェース部は、
   前記複数の電源端子の何れか１つを、フィードバック制御により安定化される第１電源の供給入力に接続し、他の電源端子を第１電源以外の第２電源の供給入力に接続する電源切り替えスイッチと、
   オン状態の前記電源切り替えスイッチを介して前記ＡＣ信号を外部に出力するためのＡＣ信号モニタ端子と、
   を有している請求項６に記載のデバイス・インターフェース。
9. 複数の回路、電源端子、電源モニタ用の電源モニタ端子、前記回路ごとの出力端子、および、何れか１つの回路の出力を選択してモニタするための出力モニタ端子を持つ電子回路デバイスの測定方法であって、
   前記電源端子に電源電圧を供給し、前記電源モニタ端子から出力するモニタ電源電圧をフィードバックし、モニタ電源電圧を基に電源電圧を制御している状態で、前記選択された回路の出力に接続されている前記出力モニタ端子から、当該選択された回路の出力を測定する
   電子回路デバイスの測定方法。
10. 電源電圧の制御手段から前記電源端子への電源電圧の供給経路、当該電源電圧の供給経路から前記出力モニタ端子までのデバイス内経路、出力モニタ端子から電源電圧の制御手段までのモニタ電源電圧のフィードバック経路から構成されるループ回路に対し、ＡＣ信号を重畳し、電源電圧の変動耐性を測定する
    請求項９に記載の電子回路デバイスの測定方法。

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