JP2006067303A - Mobile communication terminal - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は移動通信端末装置に関するものである。 The present invention relates to a mobile communication terminal device.
第3世代と呼ばれる通信方式の内、W-CDMA(Wideband Code Division Multiple Access)方式が、2001年より日本で商用サービスが開始されている。W-CDMA方式を用いて通信サービスを提供するシステムにおいて、移動局と基地局は、基地局が移動局にデータを送信する下りリンクと、移動局が基地局にデータを送信する上りリンクにより、2Mbps (bit per second)程度の通信速度で通信を行っている。また、近年、下りリンクを用いたデータ送信の更なる高速化を実現するために、従来の下りリンクのほか、新たに下りリンク(パケット伝送用のチャネル)を追加するHSDPA (High Speed DownLink Packet Access)方式が提案、検討されている。新たな下りリンクを追加するにあたり、新たな下りリンクを介して送信された下りの高速パケットデータに対する応答データを、移動局が基地局に送信する専用の制御用チャネル(シグナルリングチャネル)が増設される必要がある。 Among the communication systems called third generation, W-CDMA (Wideband Code Division Multiple Access) system has been commercialized in Japan since 2001. In a system that provides a communication service using the W-CDMA scheme, a mobile station and a base station use a downlink in which the base station transmits data to the mobile station and an uplink in which the mobile station transmits data to the base station. Communication is performed at a communication speed of about 2 Mbps (bit per second). In recent years, HSDPA (High Speed DownLink Packet Access), which adds a new downlink (channel for packet transmission) in addition to the conventional downlink, has been achieved in order to further increase the speed of data transmission using the downlink. ) Method has been proposed and studied. When a new downlink is added, a dedicated control channel (signaling channel) for transmitting response data for downlink high-speed packet data transmitted via the new downlink to the base station is added. It is necessary to
ところで、HSDPAを実現するシステムにおいて、移動局から基地局への上りリンクに専用の制御用チャネルが増設される。従って、基地局が移動局に対してHSDPAを用いた通信を許可した場合、移動局は、HSDPAを用いた通信の制御用のシグナルリングチャネルを通常の上りリンクに追加多重する必要が生じる。このため、HSDPAを用いた通信時には、移動局が変調する変調信号の多重波数が増加し、変調信号のPAR(Peak to AverageRatio)が変化するという問題が生じる。また、上記追加シグナルリングチャネルの多重波比率(振幅係数βdとβc、およびβHSの組合せ)に応じてもPARが変化するという問題が生じる。 By the way, in a system for realizing HSDPA, a dedicated control channel is added to the uplink from the mobile station to the base station. Therefore, when the base station permits the mobile station to perform communication using HSDPA, the mobile station needs to additionally multiplex a signaling ring channel for controlling communication using HSDPA on a normal uplink. For this reason, at the time of communication using HSDPA, there arises a problem that the multiplex wave number of the modulation signal modulated by the mobile station increases and the PAR (Peak to Average Ratio) of the modulation signal changes. Further, there arises a problem that the PAR changes depending on the multiple wave ratio (a combination of the amplitude coefficients β d and β c and β HS ) of the additional signaling ring channel.
従来、一般的に、送信信号を多重して送信する場合、多重信号に応じてRMS(Root MeanSquare)値(平均振幅値)が変動すること、ピークファクタ(PAR:Peak to AverageRatio)が大きくなること等の問題がある。入力信号によって、D/A変換器に出力する信号のRMS値が異なる場合、後段でのデバイスの入出力特性が変わり、パワー調整が必要となる。さらに、パワー調整が必要となることによって、ライン調整において周波数特性、温度特性の補正が非常に複雑になってしまう。また、PARの増大は増幅器の効率への影響のほか、D/A変換器のダイナミックレンジにも大きな影響を与える。 Conventionally, in general, when transmitting a transmission signal in a multiplexed manner, the RMS (Root Mean Square) value (average amplitude value) varies according to the multiplexed signal, and the peak factor (PAR: Peak to Average Ratio) increases. There are problems such as. When the RMS value of the signal output to the D / A converter differs depending on the input signal, the input / output characteristics of the device in the subsequent stage change, and power adjustment is required. Further, since power adjustment is required, correction of frequency characteristics and temperature characteristics becomes very complicated in line adjustment. In addition, the increase in PAR greatly affects the dynamic range of the D / A converter as well as the efficiency of the amplifier.
これらの課題を解決するために、特許文献1に開示された技術が提案されている。同文献は、同文献の図1に示されているように、送信する符号多重化信号に対してリミッタ1a、1bが作用して、与えられたリミッタ閾値のレベルの信号が出力された時間の割合(リミッタ率)をリミッタ率演算部4が測定し、リミッタ閾値設定部5が、測定されたリミッタ率が予め定められた規定のリミッタ率に近づくようにリミッタ閾値を変動させてリミッタ1a、1bに与える送信ピークファクタ抑制回路である。
In order to solve these problems, a technique disclosed in
しかしながら、従来の技術には次のような問題があった。すなわち、ベースバンド信号のピークの抑圧をすることで、ピークファクタ(PAR)を低減することは可能であるが、振幅レベルの異なる入力信号に対し、ピーク削減後の平均振幅(RMS)値が異なるという問題があった。 However, the conventional technique has the following problems. In other words, it is possible to reduce the peak factor (PAR) by suppressing the peak of the baseband signal, but the average amplitude (RMS) value after peak reduction differs for input signals with different amplitude levels. There was a problem.
本発明は上記のような課題に鑑みてなされたもので、送信信号の多重数が増加した場合、例えば、基地局からの許可により端末がHSDPAで通信を行うために、HS-DPCCHを追加する場合において、信号の振幅レベルあるいは多重数によらずRMS値を一定にすることができ、PARも低減できるピーク削減回路を備えた移動通信端末装置を提供することを目的とする。 The present invention has been made in view of the problems as described above. When the number of multiplexed transmission signals increases, for example, an HS-DPCCH is added in order for a terminal to perform communication using HSDPA with permission from a base station. In some cases, an object of the present invention is to provide a mobile communication terminal apparatus including a peak reduction circuit that can keep the RMS value constant regardless of the amplitude level of the signal or the number of multiplexing and can also reduce the PAR.
この発明に係る移動通信端末装置は、少なくともデータ用チャネルの送信データ、第一の制御用チャネルの制御データをIQ多重し、基地局からの指示に応じて、前記データ用チャネルの送信データおよび前記第一の制御用チャネルの制御データに加えて、さらに第二の制御用チャネルの制御データをIQ多重して複素信号を生成し、同相信号と直交信号を出力する変調部と、前記データ用チャネルに対応した第一のゲインファクタ、前記第一の制御チャネルに対応した第二のゲインファクタ、前記第二の制御チャネルに対応した第三のゲインファクタを前記変調部に出力する制御部と、この制御部が前記変調部に出力する前記第一のゲインファクタ、前記第二のゲインファクタおよび前記第三のゲインファクタに応じたゲインを用いて、前記同相信号および前記直交信号を補正する補正部を有するピーク削減構成部とを設けたものである。 The mobile communication terminal apparatus according to the present invention IQ multiplexes at least transmission data of the data channel and control data of the first control channel, and in response to an instruction from a base station, the transmission data of the data channel and the data In addition to the control data of the first control channel, the control data of the second control channel is further IQ-multiplexed to generate a complex signal, and outputs a in-phase signal and a quadrature signal, and the data A control unit that outputs a first gain factor corresponding to the channel, a second gain factor corresponding to the first control channel, and a third gain factor corresponding to the second control channel to the modulation unit; The control unit uses the gains corresponding to the first gain factor, the second gain factor, and the third gain factor that are output to the modulation unit. And a peak reduction component having a correction unit that corrects the signal and the orthogonal signal.
この発明によれば、ベースバンド信号において、I,Q信号をゲインファクタに応じたゲインを用いて補正することでRMS値を一定にすることができる。また、一定以上の振幅値をリミッタ処理することにより、PARを削減することができる。従って、移動通信端末装置は、基地局が意図した送信電力制御を行うことが可能となる。また、移動局が基地局が意図した送信電力制御を行うことにより、端末間の干渉が低減し、システムの加入者容量の増大を図ることも可能である。 According to the present invention, in the baseband signal, the RMS value can be made constant by correcting the I and Q signals using the gain corresponding to the gain factor. Further, PAR can be reduced by performing limiter processing on amplitude values above a certain level. Therefore, the mobile communication terminal apparatus can perform transmission power control intended by the base station. In addition, when the mobile station performs transmission power control intended by the base station, interference between terminals can be reduced and the subscriber capacity of the system can be increased.
実施の形態1.
本発明の実施の形態1に係る移動通信端末装置は、ベースバンド信号に対しRMS値が一定となるようなゲインを乗算し、リミッタを用いてある一定以上のピーク値を抑圧し、RMS値が一定でかつPARを低減することが可能な構成のピーク削減回路を備えている。図1にピーク削減回路を搭載した移動通信端末装置のブロック図を、図2にピーク削減回路のブロック図を示す。
The mobile communication terminal apparatus according to
図1に示す移動通信端末装置は、信号を変調する変調部101と、変調出力に対し帯域制限を行いピーク値を抑圧するピーク削減構成部102と、信号の振幅レベルを管理する制御部103と、ディジタル信号をアナログに変換するD/A変換器4と、直交変調を行う直交変調部(QMOD)105と、電力を増幅する増幅器(AMP)106とから構成される。より具体的には、制御部103は、基地局から下りリンクの制御チャネルを介して通知されたゲインファクタ(βd、βc、βHS)を記憶するとともに、これらのゲインファクタ(βd、βc、βHS)に応じて、変調部101のIQ多重化処理および後述するピーク削減構成部102の処理を制御する。
A mobile communication terminal apparatus shown in FIG. 1 includes a
図2に示すピーク削減構成部102は、帯域制限部201(後述するピーク削減帯域制限部807と区別して第一の帯域制限部と呼ぶ)と、ゲイン部202と、ゲイン部202から出力されるゲインを同相信号および直交信号に乗算する乗算器203と、リミッタ204とから構成される。前記乗算器203は同相信号および直交信号をゲインファクタに応じて補正する補正部として機能する。
The peak
次に、本発明の特徴であるピーク削減構成部102の動作について説明する。同相入力部および直交入力部のそれぞれのベースバンド信号は、帯域制限部201で波形整形される。帯域制限部201を通過した信号は、制御部103の信号を受け取ったゲイン部202から出力されるゲインが乗算器203で乗算され、入力信号の多重数に関わらず、ある一定のRMSに変更される。このRMSを一定にした信号に対し、例えば、予め定められたリミッタ値以上のピーク値をリミッタ204により抑圧し、同相出力部および直交出力部から出力を得ることができる。
Next, the operation of the peak
ここで、一例として、3GPP(3rd Generation Partnership Project)において規格化されているW-CDMA方式のUplinkを用いて説明を行う。Uplinkでは、TS25.213V5.5.0にて規定されている、DPDCH(データ用チャネル)、DPCCH(第一の制御用チャネル)、HS-DPCCH(第二の制御用チャネル)の各チャネルが想定されている。ここで、DPDCHが1本の場合には、DPDCHは同相成分(I)、DPCCH、HS-DPCCHは直交成分(Q)となり、複素演算を施されてからスクランブリングコードが乗算される。この場合、多重波比率を決定するDPDCHのゲインファクタβd(第一のゲインファクタ)、DPCCHのゲインファクタβc(第二のゲインファクタ)、およびHS-DPCCHのゲインファクタβHS(第三のゲインファクタ)の組み合わせによりPAR、RMS値が変化する。 Here, as an example will be described with reference to Uplink of the W-CDMA system has been standardized in 3GPP (3 rd Generation Partnership Project) . Uplink assumes DPDCH (data channel), DPCCH (first control channel), and HS-DPCCH (second control channel) channels defined in TS25.213V5.5.0. Yes. Here, when there is one DPDCH, DPDCH becomes an in-phase component (I), DPCCH, and HS-DPCCH become a quadrature component (Q), and after a complex operation is performed, a scrambling code is multiplied. In this case, DPDCH gain factor β d (first gain factor), DPCCH gain factor β c (second gain factor), and HS-DPCCH gain factor β HS (third The PAR and RMS values change depending on the combination of the gain factor.
この場合の多重波の振幅レベルは、例えば、 The amplitude level of the multiple wave in this case is, for example,
と書くことができる。つまり、ゲインファクタ(βd、βc、βHS)から多重波信号のRMS値を予測可能である。従って、制御部103では、このゲインファクタ(βd、βc、βHS)に応じた制御信号をゲイン部202に出力する。
Can be written. That is, the RMS value of the multiwave signal can be predicted from the gain factors (β d , β c , β HS ). Therefore, the
ゲイン部202では、ゲインファクタ(βd、βc、βHS)に応じた値を、例えば、図4に示すテーブルで持っておき、ゲインファクタ(βd、βc、βHS)に応じた制御信号を受け取り、対応値を出力する。このときゲイン部202にて格納される対応値は、例えば、以下の式で決定される。
The
リミッタ204では、例えば、全てのゲインファクタ(βd、βc、βHS)において3GPPで規定されている隣接チャネル漏洩電力(ACLR:AdjacentChannel Leakage Ratio)を満たすような、固定リミット値でリミットを行う。
In the
また、図2では、ゲイン部202として図4のテーブルを想定したが、ゲインファクタ(βd、βc、βHS)に応じた制御信号を受け取り、ゲイン部202にてゲインを計算する構成でも構わない。さらに、図3のように、ゲイン部202を省略して、制御信号にゲインファクタ(βd、βc、βHS)に応じたゲイン値を乗算器203に直接入力する構成でも可能である。
In FIG. 2, the table in FIG. 4 is assumed as the
なお、上記においてβHSとしたがΔHS-DPCCHを用いても構わない。 Incidentally, it was beta HS in above, but may be used [Delta] Hs-DPCCH.
このように、本実施の形態1によれば、ベースバンド信号にゲイン部から出力されるゲインを乗算し、RMSを一定にした信号からある一定以上のピーク値をリミッタにより削減することにより、多重波によらずRMS値を一定にすることでき、かつ、PARを低減することが可能となる。 As described above, according to the first embodiment, the baseband signal is multiplied by the gain output from the gain unit, and the peak value of a certain value or more is reduced by the limiter from the signal in which the RMS is constant. The RMS value can be made constant regardless of the wave, and the PAR can be reduced.
また、ベースバンド信号において、I,Q信号をゲインファクタに応じたゲインを用いて補正することでRMS値を一定にすることができる。さらに、一定以上の振幅値をリミッタ処理することにより、PARを削減することができる。従って、移動通信端末装置は、基地局が意図した送信電力制御を行うことが可能となる。さらにまた、移動局が基地局が意図した送信電力制御を行うことにより、端末間の干渉が低減し、システムの加入者容量の増大を図ることも可能である。 Further, in the baseband signal, the RMS value can be made constant by correcting the I and Q signals using a gain corresponding to the gain factor. Furthermore, PAR can be reduced by performing limiter processing on amplitude values above a certain level. Therefore, the mobile communication terminal apparatus can perform transmission power control intended by the base station. Furthermore, when the mobile station performs transmission power control intended by the base station, interference between terminals can be reduced and the subscriber capacity of the system can be increased.
実施の形態2.
本実施の形態2におけるピーク削減構成部は、実施の形態1を元に、最終段でゲインを乗算することにより、RMS値が一定でありかつPARを低減することができることに加えて、さらに、後段のD/A変換器104のダイナミックレンジを有効に利用することが可能な構成である。
Embodiment 2. FIG.
In addition to the fact that the peak reduction component in the present second embodiment can reduce the PAR by keeping the RMS value constant by multiplying the gain in the final stage based on the first embodiment, In this configuration, the dynamic range of the D /
図5はその構成を示すもので、図2と同一要素には同一の符号を付して説明を省略し、ここでは実施の形態1と異なる部分を中心に説明する。図5に示すように、乗算器501で、リミッタ処理後の信号に制御部103からの信号(ゲイン)を乗算することにより、所望のビット幅まで振幅レベルを調整することが可能となり、これにより、後段のD/A変換器104のダイナミックレンジを有効に利用することが可能となる。前記振幅調整ゲイン用の乗算器501は、乗算器203が補正部として機能するのと同様に、第二の補正部として機能する。
FIG. 5 shows the configuration. The same elements as those in FIG. 2 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. Here, the description will focus on parts different from the first embodiment. As shown in FIG. 5, the
この制御部103からの信号(ゲイン)を説明する。例えば、リミッタ値をL、同相出力部、直交出力部の出力ビット数をnビットとし、D/A変換器104のダイナミックレンジをフルに利用する場合のゲインGは、
A signal (gain) from the
で表すことができる。従って、制御部103では、このゲインGを出力し、リミッタ処理後の信号に乗算することで、D/A変換器104のダイナミックレンジを有効に利用することができる。
Can be expressed as Therefore, the
なお、本実施の形態2において、制御部103からの信号(ゲイン)を乗算したが、例えば、ゲイン値をメモリに格納し、制御部103からの信号でゲイン値を読み出して乗算器501で乗算するようにすることも可能である。
In the second embodiment, the signal (gain) from the
このように、本実施の形態2のピーク削減構成部によれば、ベースバンド信号にゲイン部202から出力されるゲインを乗算し、RMSを一定にした信号から、ある一定以上のピーク値をリミッタ204により削減し、制御部103から出力される信号(ゲイン)を乗算することにより、RMS値が一定で、且つPARが低減でき、さらにD/A変換器104のダイナミックレンジを有効に利用することが可能となる。
As described above, according to the peak reduction configuration unit of the second embodiment, the baseband signal is multiplied by the gain output from the
実施の形態3.
本発明の実施の形態3におけるピーク削減構成について説明を行う。図6は、その構成を示すもので、実施の形態1と同一要素には同一符号を付して説明を省略する。ここでは実施の形態1と異なる部分を中心に述べる。
Embodiment 3 FIG.
A peak reduction configuration according to Embodiment 3 of the present invention will be described. FIG. 6 shows the configuration, and the same elements as those in the first embodiment are denoted by the same reference numerals and the description thereof is omitted. Here, the description will focus on the parts different from the first embodiment.
本実施の形態3の構成では、同相入力部および直交入力部のそれぞれのベースバンド信号は帯域制限部201で波形整形され、制御部103の信号を受け取った可変リミット値出力部601から出力されるリミット値を、リミット値を可変にできるリミッタ602においてピーク値を抑圧し、制御部103から信号を受けたゲイン部202からのRMS値を調整するゲインを乗算器203で乗算することで、同相、直交それぞれの出力信号を得る構成である。
In the configuration of the third embodiment, the baseband signals of the in-phase input unit and the quadrature input unit are waveform-shaped by the
ここで、一例として、3GPP(3rd Generation Partnership Project)において規格化されているW-CDMA方式のUplinkを用いて説明を行う。前述のとおり、多重波比率を決定するDPDCH、DPCCH、HS-DPCCHのゲインファクタ(βd、βc、βHS)の組み合わせによりPAR、RMS値が変化する。すなわち、ピークもゲインファクタによって変動する。しかし、逆に言うとゲインファクタが分かっていれば、とりうるピーク値も決定される。従って、ゲインファクタ(βd、βc、βHS)の場合の多重波の振幅レベルは、例えば、 Here, as an example will be described with reference to Uplink of the W-CDMA system has been standardized in 3GPP (3 rd Generation Partnership Project) . As described above, the PAR and RMS values change depending on the combination of DPDCH, DPCCH, and HS-DPCCH gain factors (β d , β c , β HS ) that determine the multiwave ratio. That is, the peak also varies depending on the gain factor. However, in other words, if the gain factor is known, a possible peak value is also determined. Therefore, the amplitude level of the multiple wave in the case of the gain factor (β d , β c , β HS ) is, for example,
と書くことができる。従って、制御部103は、このゲインファクタ(βd、βc、βHS)に応じた制御信号を可変リミット値出力部601およびゲイン部202に出力する。
Can be written. Therefore, the
可変リミット値出力部601では、ゲインファクタ(βd、βc、βHS)に応じた値を、例えば、図7に示すテーブルで持っておき、ゲインファクタ(βd、βc、βHS)に応じた制御信号を受け取り、対応値を出力する。このとき可変リミット値出力部601にて格納される対応値は、リミット値可変リミッタ602において、例えば、各ゲインファクタ(βd、βc、βHS)の組合せにおいて3GPPで規定されている隣接チャネル漏洩電力(ACLR:AdjacentChannel Leakage Ratio)を満たすような値となる。
The variable limit
可変リミット値出力部601は、制御部103において、ゲインファクタ(βd、βc、βHS)から決定する数式によって演算することによって得られるリミッタ値を、リミット値可変リミッタ602に直接書き込むこととすると、テーブルを持たずに構成可能となる。
The variable limit
ゲイン部202はテーブルを想定しているが、制御部103からゲインファクタ(βd、βc、βHS)に応じたゲイン値を乗算器203に直接入力する構成でも可能である。
The
このように、本実施の形態3におけるピーク削減構成部によれば、リミット値を可変できるリミッタ602にベースバンド信号を通過させることで、振幅レベルに応じたリミッタ処理を行うことができ、最終段において、ピーク削減された信号にゲイン部202のゲインを乗算することで、PARを低減し、且つRMS値を一定にすることが可能となる。
As described above, according to the peak reduction configuration unit in the third embodiment, the limiter process according to the amplitude level can be performed by passing the baseband signal through the
実施の形態4.
本実施の形態4におけるピーク削減構成は、リミッタを用いずに、2種類の係数の異なる帯域制限部を切り替えることで、PARを削減し、RMS値を一定にするものである。図8に本実施の形態4のブロック図を示す。
Embodiment 4 FIG.
The peak reduction configuration according to the fourth embodiment reduces the PAR and keeps the RMS value constant by switching between two types of band limiting units having different coefficients without using a limiter. FIG. 8 shows a block diagram of the fourth embodiment.
図8に示すピーク削減構成は、ピーク予測部801と、判定部804と、遅延部805と、切替部806と、通常の帯域制限部201(第一の帯域制限部)と、ピーク削減帯域制限部807(第二の帯域制限部)と、2種類のフィルタ出力を加算する加算器808と、制御部103と、ゲイン部202と、ゲインを乗算する乗算器203(補正部)とから構成される。
The peak reduction configuration illustrated in FIG. 8 includes a
また、ピーク予測部801は、通常の帯域制限部201と帯域制限部出力を2乗するための乗算器802と、同相入力部側と直交入力部側のそれぞれの乗算器802の出力信号を加算する加算器803から構成される。その他、図2と同一符号は同一要素を示すもので、説明を省略する。
Also, the
次に、動作を説明する。同相入力部、直交出力部のそれぞれのベースバンド信号はピーク予測部801と遅延部805のそれぞれに入力される。ピーク予測部801では、信号を帯域制限部201に取り込み、乗算器802においてそれぞれ2乗を行い、加算器803において加算することで瞬時電力を測定する。判定部804は上記瞬時電力の値をもとに、この値がある一定以上の値である場合は係数を小さくしたピーク削減帯域制限部807に、そうでない場合は通常の帯域制限部201に取り込むように切替部806に指示の信号を出す。このとき、切替部806でOFFとなった帯域制限部には「0」が入力される。
Next, the operation will be described. The baseband signals of the in-phase input unit and the quadrature output unit are input to the
一方、遅延部805は、同相入力部と直交入力部のそれぞれの信号がピーク予測部801を通過し判定部804から出力されるデータと同じタイミングになるように遅延を行う。切替部806では、これら2つの信号を取り込み、判定部804からの信号を受けて、遅延部805からの信号をピーク削減帯域制限部807と帯域制限部201のどちらかに切り替えて信号を出力する。2つの帯域制限部の出力結果を加算器808において加算し、最終段で制御部103からゲインが決定されるゲイン部202のゲインを乗算器203で乗算する。
On the other hand, the
次に、判定部804の動作を説明する。判定部804では、入力信号と閾値の比較を行い、結果を出力する。ここで、判定部804の閾値は制御部103からの入力信号に応じて設定されるものである。入力信号からの閾値の決定方法は、例えば、前述の3GPPのゲインファクタ(βd、βc、βHS)に応じて得られるものである。判定部804の出力は、例えば、ピーク予測部801からの信号が制御部103から設定される閾値を超えていた場合、判定部804では、帯域制限部のタップ数の真中の2ビットのタイミングに合せて「1」という出力を、それ以外は「0」という出力を行う。ここで、例として真中の2ビットにフラグを立て、2ビットのみピーク抑圧対象のビットとしたが、このビット数に制限はなく、4ビットでも、また帯域制限部のタップ数でも構わない。
Next, the operation of the
次に、帯域制限部201およびピーク削減帯域制限部807(第二の帯域制限部)の説明を行う。ピーク削減帯域制限部807は、帯域制限部201の係数に1.0よりも小さい値を乗算して得られる係数を予め保持しているフィルタである。ピーク値を発生する信号であった場合は、ピーク削減帯域制限部807に、それ以外は帯域制限部201に信号を取り込み、それぞれの出力を加算することにより、図9のような帯域制限部201の出力応答201Rとピーク削減帯域制限部807の出力応答807Rの重ね合わせが行われ、ピーク削減を実現する。
Next, the
ここで、ピーク削減帯域制限部807は、図11に示すように、信号に1.0よりも小さい削減係数値1101{R(<1.0)}を係数乗算器1102で乗算してから帯域制限部201を取り込むことでも同等の効果が得られる。
Here, as shown in FIG. 11, the peak reduction
ピーク予測部801については、図10に示すように、ピーク発生パターンのビット列P2を予め用意しておき、実際の入力信号のビット列P1とのマッチングを行い、これを判定部804に入力することにより、ピーク予測を行うことも可能である。例えば、入力信号が2値(0,1)とし、データ列6ビットにおいてピーク予測を行う場合、ピークを生成するデータ列6ビットと、実際のデータ列6ビットとの乗算を行い、6ビットの乗算結果の加算を行い、判定部804に出力する。一致している場合は6となり、一方不一致である場合はそれ以外の値となるため判定部804では6であるかどうかの判定を行い、切替部806に信号を出す。また、ピーク予測を行えるものであれば、これに限られるものではない。
For the
2種類の帯域制限部201、807の出力を加算した出力は、制御部103からゲインが決定されるゲイン部202によって、RMS値が一定にされる。ゲイン部202のゲインは、入力信号に応じたものが出力されるのは実施の形態3と同様である。
The RMS value of the output obtained by adding the outputs of the two types of
このように、本実施の形態4のピーク削減構成部によれば、ベースバンド信号からピーク予測部801において瞬時電力を測定することによりピークを検出し、特定以上のピーク値であると判断した場合には帯域制限部のタップ係数を小さくしたピーク削減帯域制限部807に、それ以外は通常の帯域制限部201に取り込み、これら2つの帯域制限部の出力を加算するようにしているので、滑らかにピークを削減することができ、PARが低減される。また、最終段においてゲイン部202のゲインを乗算することにより、RMS値を一定にすることが可能となる。
As described above, according to the peak reduction configuration unit of the fourth embodiment, when the peak is detected by measuring the instantaneous power in the
実施の形態5.
本実施の形態5におけるピーク削減構成は、実施の形態4において2種類の帯域制限部を用いていた部分を一つの帯域制限部で実現し、PARを削減し、RMS値を一定にするものである。ここでは、実施の形態4とは異なる構成である係数可変帯域制限部1201についてのみ説明を行う。その他の構成は図8と同一の要素に同一の符号を付して説明を省略する。
Embodiment 5. FIG.
The peak reduction configuration in the fifth embodiment realizes the part using the two types of band limiting units in the fourth embodiment with one band limiting unit, reduces the PAR, and makes the RMS value constant. is there. Here, only coefficient variable
図12に本実施の形態5についてのブロック図を、図13に係数可変帯域制限部1201の構成図を示す。
FIG. 12 shows a block diagram of the fifth embodiment, and FIG. 13 shows a configuration diagram of the coefficient variable
係数可変帯域制限部1201は、図13に示すように、判定部出力格納レジスタ1301と、入力信号格納レジスタ1302と、通常タップ係数1303と、削減タップ係数1304と、タップ係数用乗算器1305と、フィルタ出力用加算器1306とから構成される。
As shown in FIG. 13, the coefficient variable
係数可変帯域制限部1201は内部においてタップ係数を通常タップ係数と削減タップ係数の2種類持っており、判定部804の出力信号、例えば「0」、「1」のような2値信号を受け取りスイッチで切り替えることが可能となっている。つまり、判定部804の出力がピーク値と判断し、ピーク抑圧を行いたい信号である場合、例えば上記の「1」の信号は、係数の小さい方にピーク発生に影響を及ぼすビットを取り込むようにスイッチが入り、ピーク値ではない場合、例えば上記の「0」の信号は、通常の係数にスイッチが切り替わる。
The coefficient variable
このように、本実施の形態5のピーク削減構成部によれば、ベースバンド信号からピーク予測部においてピークを測定し、特定以上のピーク値であると判断した場合には係数可変フィルタのタップ係数が小さい方に、それ以外は通常のタップ係数にスイッチを入れることにより、実施の形態4と同等の出力が得られ、滑らかにピークを削減することができ、PARが低減される。また、最終段においてゲイン部を乗算することにより、RMS値を一定にすることが可能となる。 As described above, according to the peak reduction configuration unit of the fifth embodiment, when the peak is measured in the peak prediction unit from the baseband signal and it is determined that the peak value is greater than a specific value, the tap coefficient of the coefficient variable filter is determined. By switching the normal tap coefficient to the smaller one, the output equivalent to that of the fourth embodiment can be obtained, the peak can be smoothly reduced, and the PAR is reduced. Further, the RMS value can be made constant by multiplying the gain part in the final stage.
本発明に係る移動通信端末装置は、符号分割多重方式に適用が可能である。 The mobile communication terminal apparatus according to the present invention can be applied to code division multiplexing.
101 変調部、 102 ピーク削減構成部、
103 制御部、 104 D/A変換器、
105 直交変調器、 106 増幅器、
201 帯域制限部、 202 ゲイン部、
203 RMS調整ゲイン用乗算器、 204 リミッタ、
501 振幅調整ゲイン用乗算器、 601 可変リミット値出力部、
602 可変リミッタ、 801 ピーク予測部、
802 2乗用乗算器、 803 2乗信号用加算器、
804 判定器、 805 遅延部、
806 切替部、 807 ピーク削減帯域制限部、
808 フィルタ出力加算器、 1101 削減係数、
1102 係数乗算器、 1201 係数可変帯域制限部、
1301 判定部出力格納レジスタ、 1302 入力信号格納レジスタ、
1303 通常タップ係数、 1304 削減タップ係数、
1305 タップ係数用乗算器、 1306 フィルタ出力用加算器。
101 modulator, 102 peak reduction component,
103 control unit, 104 D / A converter,
105 quadrature modulator, 106 amplifier,
201 band limiting unit, 202 gain unit,
203 multiplier for RMS adjustment gain, 204 limiter,
501 multiplier for amplitude adjustment gain, 601 variable limit value output unit,
602 variable limiter, 801 peak predictor,
802 square multiplier, 803 square signal adder,
804 determiner, 805 delay unit,
806 switching unit, 807 peak reduction band limiting unit,
808 filter output adder, 1101 reduction factor,
1102 coefficient multiplier, 1201 coefficient variable band limiting unit,
1301 judgment unit output storage register, 1302 input signal storage register,
1303 Normal tap coefficient, 1304 Reduction tap coefficient,
1305 Multiplier for tap coefficient, 1306 Adder for filter output.
Claims (6)
前記データ用チャネルに対応した第一のゲインファクタ、前記第一の制御チャネルに対応した第二のゲインファクタ、前記第二の制御チャネルに対応した第三のゲインファクタを前記変調部に出力する制御部と、
この制御部が前記変調部に出力する前記第一のゲインファクタ、前記第二のゲインファ
クタおよび前記第三のゲインファクタに応じたゲインを用いて、前記同相信号および前記直交信号を補正する補正部を有するピーク削減構成部とを設けたことを特徴とする移動通信端末装置。 At least the transmission data of the data channel and the control data of the first control channel are IQ-multiplexed, and according to the instruction from the base station, the transmission data of the data channel and the control data of the first control channel are In addition, a modulation unit that IQ multiplexes control data of the second control channel to generate a complex signal, and outputs an in-phase signal and a quadrature signal;
Control for outputting to the modulator a first gain factor corresponding to the data channel, a second gain factor corresponding to the first control channel, and a third gain factor corresponding to the second control channel. And
Correction for correcting the in-phase signal and the quadrature signal by using gains according to the first gain factor, the second gain factor, and the third gain factor output from the control unit to the modulation unit. A mobile communication terminal apparatus comprising: a peak reduction configuration unit having a unit.
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