JP2005333737A - Power converter - Google Patents
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Abstract
Description
本発明は、インバータ回路により、直流電力を所望の大きさ及び周波数の交流電力に変換する電力変換装置に関し、特に、負荷としてコンデンサ入力形整流器を有する電力変換装置において、出力電圧の歪みを低減させる技術に関するものである。 The present invention relates to a power conversion device that converts DC power into AC power having a desired magnitude and frequency by an inverter circuit, and particularly reduces distortion of output voltage in a power conversion device having a capacitor input rectifier as a load. It is about technology.
図6は、この種の電力変換装置の概略的な構成を示している。
図6において、この電力変換装置は、半導体スイッチング素子S1〜S4を備えたインバータ回路10と、その交流出力端子間に接続された平滑用のリアクトル20及びコンデンサ30の直列回路と、インバータ回路10のスイッチング素子をオンオフするためのパルス幅変調信号生成手段60と、その制御手段50とを備えている。なお、コンデンサ30の両端には負荷40が接続されている。
FIG. 6 shows a schematic configuration of this type of power conversion device.
In FIG. 6, this power converter includes an
上記構成において、制御手段50はインバータ回路10の出力電圧指令Vout *を出力し、パルス幅変調信号生成手段60が上記出力電圧指令Vout *に基づいて生成したパルス幅変調信号を用いてスイッチング素子S1〜S4のオンオフを行い、直流電力を交流電力に変換して負荷40に供給している。また、リアクトル20及びコンデンサ30は、インバータ回路10が出力する交流電圧、電流の高調波成分を吸収するためのものである。
In the above configuration, the
ここで、負荷40が、その入力段にダイオード整流器及び直流コンデンサを備えたコンデンサ入力形整流器負荷であり、そのインピーダンスが断続的に変化する場合には、図7に示すように、インバータ回路10の出力電圧Voutがピーク付近で抑えられ、歪みを多く含むことが知られている。
このような出力電圧の歪みを低減する手段として、例えば特許文献1に記載された無停電電源装置用インバータの波形比較方式が知られている。
Here, when the
As means for reducing such distortion of the output voltage, for example, a waveform comparison method of an inverter for an uninterruptible power supply described in
この従来技術は、三角波比較方式のPWM制御インバータにおいて、図8に示すような所望の正弦波電圧指令V0sinωtに、そのピーク部分に相当する位相範囲Δθの補正電圧ΔV0を重畳してピーク部分が盛り上がった変形正弦波信号を生成し、この信号を出力電圧指令Vout *として三角波と比較するものであり、ΔV0のピーク値mとΔθとを適切に調節することにより、ピーク付近での電圧低下分を補い、整流器負荷に供給する交流電圧を、ピーク部分が抑圧されないほぼ正弦波状の波形に制御している。
なお、下記の数式1は、θの範囲に応じたΔV0の値を示している。
This prior art is a triangular-wave comparison type PWM control inverter that has a peak obtained by superimposing a correction voltage ΔV 0 in a phase range Δθ corresponding to the peak portion on a desired sine wave voltage command V 0 sin ωt as shown in FIG. A modified sine wave signal with a raised portion is generated, and this signal is compared with a triangular wave as an output voltage command V out *. By appropriately adjusting the peak value m and Δθ of ΔV 0 , The AC voltage supplied to the rectifier load is controlled to a substantially sinusoidal waveform in which the peak portion is not suppressed.
In addition, the following
更に、他の従来技術として、コンデンサ入力形整流器を負荷とするインバータ装置において、出力電圧の歪みを低減するようにしたインバータ装置が、下記の特許文献2に記載されている。 Further, as another prior art, an inverter device that reduces distortion of an output voltage in an inverter device using a capacitor input rectifier as a load is described in Patent Document 2 below.
特許文献1に記載された従来技術では、出力電圧が低下する範囲、すなわち負荷電流が流れる範囲にわたって補正電圧ΔV0を重畳している。この補正電圧ΔV0は、リアクトル20に印加される電圧とは周波数及び位相が異なるため、出力電圧が歪む要因であるリアクトル20での電圧降下分を補正しきれないという問題があった。
また、特許文献2に記載された従来技術は、負荷電流の検出遅れや制御回路の演算遅れ等に起因する出力電圧の歪み低減技術であり、特許文献1と同様にリアクトルにおける電圧降下を補償することを直接の課題とするものではない。
そこで本発明の解決課題は、リアクトルにおける電圧降下分を確実に補正して出力電圧の歪み低減を一層効果的に行うことができる電力変換装置を提供することにある。
In the prior art described in
The prior art described in Patent Document 2 is a technique for reducing distortion of output voltage caused by load current detection delay, calculation delay of a control circuit, etc., and compensates for a voltage drop in a reactor as in
Therefore, a problem to be solved by the present invention is to provide a power converter that can correct the voltage drop in the reactor reliably and reduce distortion of the output voltage more effectively.
上述した課題を解決するため、請求項1に記載した発明は、半導体スイッチング素子を有するインバータ回路と、その交流出力端子間に接続されたリアクトル及びコンデンサの直列回路と、前記インバータ回路の出力電圧指令を生成する制御手段と、前記出力電圧指令に基づいて前記半導体スイッチング素子に対する駆動信号を生成する信号生成手段と、を備え、前記コンデンサの両端に負荷が接続される電力変換装置において、
前記リアクトルを流れる電流を検出する電流検出手段を備え、かつ、
前記制御手段は、前記電流検出手段による検出電流の歪みを検出する手段と、前記歪みを用いて奇数次調波電圧を算出する手段と、前記奇数高調波電圧を元の出力電圧指令に加算して最終的な出力電圧指令を生成する加算手段と、を有するものである。
In order to solve the above-described problems, an invention described in
Comprising current detection means for detecting the current flowing through the reactor, and
The control means adds a means for detecting distortion of the detected current by the current detection means, a means for calculating an odd harmonic voltage using the distortion, and adding the odd harmonic voltage to the original output voltage command. And adding means for generating a final output voltage command.
請求項2に記載した発明は、請求項1に記載した電力変換装置において、
検出電流の歪みを検出する手段が、検出電流の最大値と実効値との比率を算出するクレストファクタ算出手段であることを特徴とする。
The invention described in claim 2 is the power conversion device described in
The means for detecting the distortion of the detected current is a crest factor calculating means for calculating a ratio between the maximum value and the effective value of the detected current.
請求項3に記載した発明は、請求項1または2に記載した電力変換装置において、奇数次調波電圧が、3次調波電圧と5次調波電圧との和であることを特徴とする。 According to a third aspect of the present invention, in the power converter according to the first or second aspect, the odd-order harmonic voltage is a sum of the third-order harmonic voltage and the fifth-order harmonic voltage. .
請求項4に記載した発明は、請求項1,2または3に記載した電力変換装置において、元の出力電圧指令に加算する奇数次調波電圧の量を、基本波位相に応じて変化させる手段を備えたものである。 According to a fourth aspect of the present invention, there is provided the power converter according to the first, second, or third aspect, wherein the odd-order harmonic voltage amount added to the original output voltage command is changed in accordance with the fundamental phase. It is equipped with.
請求項1記載の発明によれば、リアクトルによる電圧降下を補償する出力電圧指令をインバータ回路に与えることにより、電力変換装置の出力電圧歪みを効果的に低減させることができる。
また、請求項2記載の発明によれば、補正用の奇数次調波電圧を算出するための電流歪みを、簡単な計算によって求めることが可能である。
更に、請求項3記載の発明によれば、コンデンサ入力形整流器負荷の場合に多く含まれる所定の高調波電圧による電圧降下分を適切に補償することができる。
請求項4記載の発明によれば、コンデンサ入力形整流器負荷に電流が流れない期間での補正を抑制し、出力電圧歪みの過補償を防ぐことができる。
According to the first aspect of the present invention, it is possible to effectively reduce the output voltage distortion of the power converter by giving the inverter circuit an output voltage command that compensates for the voltage drop caused by the reactor.
According to the second aspect of the present invention, the current distortion for calculating the correction odd-order harmonic voltage can be obtained by a simple calculation.
Furthermore, according to the third aspect of the present invention, it is possible to appropriately compensate for a voltage drop due to a predetermined harmonic voltage that is often included in the case of a capacitor input type rectifier load.
According to the fourth aspect of the present invention, it is possible to suppress correction in a period in which no current flows through the capacitor input rectifier load, and to prevent overcompensation of output voltage distortion.
以下、図に沿って本発明の実施形態を説明する。
まず、図1は本発明の第1実施形態を示す構成図であり、図6と同一の構成要素には同一の参照符号を付して説明を省略し、以下では異なる部分を中心に説明する。
図1において、70はインバータ回路10の出力側に設けられた電流検出手段であり、その出力であるリアクトル電流検出値ILは制御手段50Aに入力されている。この制御手段50Aにより算出された出力電圧指令Vout **はパルス幅変調信号生成手段60に入力されており、従来と同様に出力電圧指令Vout **とキャリア等との比較により生成したパルス幅変調信号によってスイッチング素子S1〜S4をオンオフさせるように構成されている。
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.
First, FIG. 1 is a block diagram showing a first embodiment of the present invention. The same components as those in FIG. 6 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof is omitted. Hereinafter, different parts will be mainly described. .
In Figure 1, 70 is a current detecting means provided on the output side of the
図2は、上記制御手段50Aの構成を示している。
図2において、51は、リアクトル電流検出値ILが入力されて波形歪みの度合いを示すクレストファクタQF(波形の最大値と実効値との比(=最大値/実効値)であり、正弦波ではQF=√2である)を算出するクレストファクタ算出手段、52は上記クレストファクタQFを用いて補正電圧としての高次調波電圧(奇数次調波電圧)ΔVhを算出する高次調波生成手段、53は元の出力電圧指令Vout *と前記高次調波電圧ΔVhとを加算して出力電圧指令Vout **を生成する加算手段であり、この出力電圧指令Vout **が最終的な出力電圧指令として図1のパルス幅変調信号生成手段60に入力されている。
FIG. 2 shows the configuration of the control means 50A.
2, 51 is a reactor current detection value I L is input crest factor indicates the degree of waveform distortion Q F (ratio between the maximum value and the effective value of the waveform (= maximum value / effective value), the sine crest factor calculating means for calculating the a Q F = √2) is a wave, 52 high for calculating a high-order harmonic voltage (odd harmonics voltage) [Delta] V h as the correction voltage using the crest factor Q F The second harmonic generation means 53 is an addition means for adding the original output voltage command V out * and the higher order harmonic voltage ΔV h to generate an output voltage command V out ** . This output voltage command V out ** is input to the pulse width modulation signal generating means 60 of FIG. 1 as a final output voltage command.
ここで、上記クレストファクタ算出手段51は、数式2によってクレストファクタQFを算出する。なお、数式2において、Kは正の定数、Tfはフィルタ時定数、sはラプラス演算子である。 Here, the crest factor calculation means 51 calculates the crest factor Q F according to Equation 2. In Equation 2, K is a positive constant, Tf is a filter time constant, and s is a Laplace operator.
また、高次調波生成手段52は、数式3に従って高次調波電圧ΔVhを算出する。なお、数式3において、V3,V5は予め定められた3次調波成分及び5次調波成分の振幅である。 Further, the high-order harmonic generation means 52 calculates the high-order harmonic voltage ΔV h according to Equation 3. In Formula 3, V 3 and V 5 are predetermined third-order harmonic components and fifth-order harmonic component amplitudes.
ここで、上記数式3により、クレストファクタが√2より大きい場合に、元の出力電圧指令Vout *に高次調波電圧ΔVhを加えた値を最終的な出力電圧指令Vout **とすることによって電力変換装置の出力電圧歪みを低減できる理由を、以下に説明する。 Here, according to the above Equation 3, when the crest factor is larger than √2, the value obtained by adding the higher-order harmonic voltage ΔV h to the original output voltage command V out * is the final output voltage command V out ** . The reason why the output voltage distortion of the power converter can be reduced by doing this will be described below.
まず、図1に示した電力変換装置の出力電圧Voutは、インバータ回路10の出力電圧Vinvからリアクトル20における電圧降下分VLを差し引いた値である。また、負荷40がコンデンサ入力形整流器負荷である場合のリアクトル20に流れる電流ILの波形は図3のとおりであり、この電流は数式4に示す如く基本波成分、3次調波成分、5次調波成分の和によって近似することができる。
更に、このときのリアクトル20における電圧降下分VLは、VL=L(dIL/dt)の関係から、数式5によって近似することができる。なお、Lはリアクトル20のインダクタンス値である。
First, the output voltage V out of the power converter shown in FIG. 1 is a value obtained by subtracting the voltage drop VL in the
Further, the voltage drop V L in the
一方、リアクトル20を流れる電流ILのクレストファクタQFは、数式6によって近似することができる。
On the other hand, the crest factor Q F of the current I L flowing through the
また、数式3に示した3次調波成分の振幅V3及び5次調波成分の振幅V5をそれぞれ数式7及び数式8のように予め定めておく。
なお、数式7,8のI1rate,I3rate,I5rateは、出力電圧指令に高次調波成分を加えずに定格負荷へ電圧を供給したときの電流の各次高調波成分である。
Further, it determined in advance as the amplitude V 5 amplitude V 3 and the fifth order harmonic component of the third-order harmonic components as shown in the expression 3, respectively Equation 7 and Equation 8.
Incidentally, I 1rate, I 3rate, I 5rate formulas 7 and 8, a respective order harmonic component of the current when the supply voltage to the rated load without adding a high-order harmonic component on the output voltage command.
図2の高次調波生成手段52は、数式3のQF>√2の場合の高次調波電圧ΔVhを、数式3,6に基づいて数式9の如く算出する。
The higher-order
数式9に示す高次調波電圧ΔVhは、数式5に示したリアクトル20における高次調波電圧降下分を補償するために、リアクトル20を流れる電流の歪みに応じて算出された奇数次調波成分からなる補正電圧である。
この高次調波電圧ΔVhを図2の加算手段53にて元の出力電圧指令Vout *に加算して最終的な出力電圧指令Vout **を得ることにより、出力電圧歪みの原因となるリアクトル20における高次調波電圧降下分を減少させ、出力電圧波形をほぼ正弦波状に制御することができる。
The higher order harmonic voltage ΔV h shown in Equation 9 is an odd order harmonic calculated according to the distortion of the current flowing through the
This higher harmonic voltage ΔV h is added to the original output voltage command V out * by the adding
次に、図4は本発明の第2実施形態における制御手段50Bの構成を示している。この制御手段50Bは、第1実施形態の制御手段50Aと同様に、リアクトル電流検出値ILを入力として、パルス幅変調信号生成手段60へ出力する最終的な出力電圧指令Vout **を演算するものである。
Next, FIG. 4 shows the configuration of the control means 50B in the second embodiment of the present invention. The control means 50B, similarly to the
すなわち、この第2実施形態における制御手段50Bは、第1実施形態と同様に高次調波生成手段52から出力される高次調波電圧ΔVhを基準正弦波の絶対値|sinωt|と乗算する乗算手段54を備えており、この乗算手段54から出力される補正電圧ΔVを加算手段53により元の出力電圧指令Vout *に加算して最終的な出力電圧指令Vout **を得るように構成されている。
That is, the
先の第1実施形態によれば、負荷電流が流れない期間(出力電圧波形のピーク付近以外の期間)においても高次調波電圧ΔVhの加算によって出力電圧指令が補正される結果、出力電圧歪みが過補償になり、却って歪みを増大させるおそれがある。これに対し、図4のような構成とすることにより、元の出力電圧指令Vout *に加算する奇数次調波電圧の量を基本波位相に応じて変化させることができ、コンデンサ入力形整流器負荷に電流が流れない期間における補正電圧ΔVを小さくして出力電圧歪みの過剰な補償を抑制することができる。
ここで、図5は、図4における高次調波電圧ΔVh,基準正弦波の絶対値|sinωt|及び補正電圧ΔVの波形例を示しており、|sinωt|のピーク付近以外の期間でΔVが比較的小さい値に抑制されているのがわかる。
According to the first embodiment, as a result of correcting the output voltage command by adding the high-order harmonic voltage ΔV h even in a period when the load current does not flow (period other than the vicinity of the peak of the output voltage waveform) There is a risk that the distortion becomes overcompensated and increases the distortion. On the other hand, by adopting the configuration as shown in FIG. 4, the amount of the odd-order harmonic voltage added to the original output voltage command V out * can be changed according to the fundamental wave phase. It is possible to reduce the correction voltage ΔV during a period in which no current flows through the load, thereby suppressing excessive compensation of output voltage distortion.
Here, FIG. 5 shows a waveform example of the higher-order harmonic voltage ΔV h , the absolute value | sinωt | of the reference sine wave, and the correction voltage ΔV in FIG. 4, and ΔV in a period other than the vicinity of the peak of | sinωt | Is suppressed to a relatively small value.
10:インバータ回路
20:リアクトル
30:コンデンサ
40:負荷
50A,50B:制御手段
51:クレストファクタ算出手段
52:高次調波生成手段
53:加算手段
54:乗算手段
60:パルス幅変調信号生成手段
70:電流検出手段
S1〜S4:半導体スイッチング素子
10: inverter circuit 20: reactor 30: capacitor 40: load 50A, 50B: control means 51: crest factor calculation means 52: high-order harmonic generation means 53: addition means 54: multiplication means 60: pulse width modulation signal generation means 70 : Current detection means S1 to S4: Semiconductor switching element
Claims (4)
前記リアクトルを流れる電流を検出する電流検出手段を備え、かつ、
前記制御手段は、
前記電流検出手段による検出電流の歪みを検出する手段と、
前記歪みを用いて奇数次調波電圧を算出する手段と、
前記奇数次調波電圧を元の出力電圧指令に加算して最終的な出力電圧指令を生成する加算手段と、
を有することを特徴とする電力変換装置。 An inverter circuit having a semiconductor switching element; a series circuit of a reactor and a capacitor connected between the AC output terminals; control means for generating an output voltage command of the inverter circuit; and the semiconductor switching based on the output voltage command In a power conversion device comprising a signal generation means for generating a drive signal for the element, and a load is connected to both ends of the capacitor,
Comprising current detection means for detecting the current flowing through the reactor, and
The control means includes
Means for detecting distortion of the detected current by the current detecting means;
Means for calculating an odd harmonic voltage using the distortion;
Adding means for adding the odd harmonic voltage to the original output voltage command to generate a final output voltage command;
The power converter characterized by having.
検出電流の歪みを検出する手段が、検出電流の最大値と実効値との比率を算出するクレストファクタ算出手段であることを特徴とする電力変換装置。 In the power converter device according to claim 1,
A power conversion apparatus characterized in that the means for detecting the distortion of the detected current is a crest factor calculating means for calculating a ratio between the maximum value and the effective value of the detected current.
奇数次調波電圧が、3次調波電圧と5次調波電圧との和であることを特徴とする電力変換装置。 In the power converter device according to claim 1 or 2,
An odd-order harmonic voltage is a sum of a third-order harmonic voltage and a fifth-order harmonic voltage.
元の出力電圧指令に加算する奇数次調波電圧の量を、基本波位相に応じて変化させる手段を備えたことを特徴とする電力変換装置。 In the power converter device according to claim 1, 2, or 3,
A power conversion device comprising means for changing an amount of an odd-order harmonic voltage to be added to an original output voltage command in accordance with a fundamental wave phase.
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