JP2005278357A - 電源装置 - Google Patents

Abstract

【課題】簡易な構成でゼロクロス点を高精度で推定する事のできる電源装置を提供する。
【解決手段】交流電圧周期検出手段１５と、演算手段１６と、立ち上り検出手段１２ａと立下り検出手段１２ｂと切替え手段１２ｃからなるゼロクロス検出手段１２を備え、交流電圧周期信号の立ち上りと立下りを切替えながら検出して演算によりゼロクロス点を推定するので、高速演算処理を必要とせず、かつ簡易な構成で高精度のゼロクロス点を推定することが可能になる。
【選択図】図１

Description

本発明は、ブリッジ整流回路を利用した整流方式を用い、装置、システム等に電力を供給する電源装置に関するものである。

従来の電源装置としては、ブリッジ整流回路にリアクタと双方向スイッチとコンデンサを組み合わせたものがある（例えば特許文献１参照）。

図６は、特許文献１に記載された従来の電源装置の構成図である。図６において、４つのダイオード２〜５はブリッジ整流回路６を形成している。ブリッジ整流回路６の正の直流出力端６cと、負の直流出力端６dとの間には、平滑コンデンサ７が接続されており、全波整流回路を構成している。また、交流電源１とブリッジ整流回路６の交流入力端６aとの間にはリアクタ８が、ブリッジ整流回路６のもう一方の交流入力端６bと直流出力端６dとの間には、双方向スイッチ９を介してコンデンサ１０が接続されている。

さらに、交流電源１の電圧のゼロクロス点を検出するゼロクロス検出手段１２からの信号に基づき、双方向スイッチ駆動信号生成手段１３により駆動信号が生成され、双方向スイッチ駆動手段１４により、前記双方向スイッチ９を駆動させる。

以下、図５（ａ）〜（ｄ）を用いて、図４に示した従来の電源装置の動作波形図について説明する。図５（ａ）、（ｂ）は、交流入力電圧Ｖｉが正の半周期の間を示し、図５（ｃ）、（ｄ）は、負の半周期の間を示している。また、図４（ａ）、（ｂ）は図６に示した電源装置についてＶｉを２００Ｖ、Ｌを１０ｍＨ、Ｃを３００μＦ、Ｃｏを１８００μＦとした場合の実施例の各波形を示したものである。

図４（ａ）は、交流入力電圧Ｖｉ、リアクタ８を流れる電流（交流入力電流）ＩＬ、直流出力電圧Ｖｏ、および双方向スイッチ９の駆動信号Ｖｇの各波形を、図４（ｂ）は、交流入力電圧Ｖｉ、コンデンサ１０を流れる電流Ｉｃ、およびコンデンサ１０の両端間の電圧Ｖｃの各波形を示している。

以上の構成において、交流入力電圧Ｖｉの正の交流半周期のゼロクロス直後では双方向スイッチ９はオフされており、直流出力電圧Ｖｏが交流入力電圧Ｖｉより高く、ダイオード２、５が逆バイアスされているため入力電流は流れない。なお、この時コンデンサ１０は前周期で充電された結果、図示の極性で電圧Ｖｃ１を有する。交流入力電圧Ｖｉの負から正へのゼロクロス点から時間△ｄ後に双方向スイッチ駆動信号生成手段１３は双方向スイッチ９のオン信号を生成し、双方向スイッチ駆動手段１４により双方向スイッチ９がオンされると、図５（ａ）の矢印に示すように電流が流れる。すなわち交流電源１から順に、リアクタ８、ダイオード２、平滑コンデンサ７、コンデンサ１０に電流が流れ、コンデンサ１０は放電してその電圧はＶｃ１より低下する。なお、この双方向スイッチ９のオン時点で交流入力電圧Ｖｉとコンデンサ１０の電圧Ｖｃ１の和が平滑コンデンサ７の電圧Ｖｏより大きくなるように△ｄを選ぶものとする。そして、双方向スイッチ９のオン時点から時間Δｔ後に双方向スイッチ駆動信号生成手段１３は双方向スイッチ９のオフ信号を生成し、双方向スイッチ駆動手段１４により双方向スイッチ９がオフされると、コンデンサ１０はその時点の電圧Ｖｃ２を保持しながら、電流は図５（ｂ）に示すように交流電源１からリアクタ８、ダイオード２、平滑コンデンサ７、ダイオード５の順に流れ、交流入力電圧Ｖｉの低下によりやがてゼロとなる。

交流入力電圧Ｖｉの負の交流半周期のゼロクロス直後では双方向スイッチ９はオフされており、直流出力電圧Ｖｏが交流入力電圧Ｖｉより高く、ダイオード３、４が逆バイアスされているため入力電流は流れない。交流入力電圧Ｖｉの正から負へのゼロクロス点から△ｄ後に双方向スイッチ駆動信号生成手段１３は双方向スイッチ９のオン信号を生成し、双方向スイッチ駆動手段１４により双方向スイッチ９がオンされると、図５（ｃ）の矢印に示すように電流が流れる。すなわち交流電源１から順に、コンデンサ１０、ダイオード３、リアクタ８と電流が流れ、コンデンサ１０は充電される。そして、双方向スイッチ９のオン時点からΔｔ後に双方向スイッチ駆動信号生成手段１３は双方向スイッチ９のオフ信号を生成し、双方向スイッチ駆動手段１４により双方向スイッチ９がオフされると、コンデンサ１０は電圧Ｖｃ１まで充電された状態でその電圧を保持し、電流は図５（ｄ）に示すように交流電源１から、ダイオード４、平滑コンデンサ７、ダイオード３、リアクタ８の順に流れ、交流入力電圧Ｖｉの低下によりやがてゼロとなる。

以上のように、コンデンサ１０を充放電させることにより、入力電圧のゼロクロスに近いところから入力電流を流せることとなるため、入力電流の通流期間が広がり高調波成分を抑制することができるが、この場合、入力電流の通流期間を広げるために△ｄ＝０にすることが望ましいことは明らかである。

ここで、ゼロクロス検出手段１２は抵抗とフォトカプラ回路を組み合わせた図７のような構成が一般的である。フォトカプラ回路は発光ダイオード１３ａとトランジスタ１３ｂで構成されており、抵抗１４を介して交流電源１が発光ダイオード１３aに接続される。発光ダイオード１３aを流れる電流Ｉｆとフォトカプラの電流増幅率ＣＴＲとの積により、トランジスタ１３ｂのコレクタ電流が決定され、このコレクタ電流が抵抗１５を介してトランジスタ１６をスイッチング動作させる。これにより電流Ｉｆが流れない区間、すなわち交流電圧の０Ｖ付近の区間を検出することができる。

この場合交流電圧の０Ｖ付近の区間を検出するため、その検出信号は一定の幅を有することになり、真のゼロクロス点を検出しているわけではない。このため検出信号を基にゼロクロス点の推定が行われるが、従来、この推定方法として以下に示すような方法がとられていた（特許文献２参照）。

図８の（ａ）は、特許文献２を基にその構成原理を図解した構成図である。

交流電源１は、交流電圧整流手段１７により交流電圧周期検出手段１８に入力される。交流電圧周期検出手段１８は、入力電圧が予め設定された所定の電圧より低い時のみ信号を出力することで、交流電源の周期を検出する。１９はゼロクロス検出手段であり、交流電圧周期検出手段１８により出力された交流電源の周期信号の幅中心を演算して、ゼロクロスとするものである。この時の波形を図８の（ｂ）に示す。交流電源１の電圧波形２０を交流電圧整流手段１７により整流した後の電圧波形２１と、所定の電圧レベル２２を比較して、交流電圧２０が所定の電圧レベル２２を下回る場合に交流電圧の周期信号２３が出力され、周期信号２３の幅中心２４がゼロクロス点とされる。
特開２００３−１１１４２３号公報 特開平８−２２３９３０号公報

しかしながら、前記従来の構成では周期信号の幅を検出するため、周期信号の立ち上りおよび立下りの両方を検出して演算する必要があることから、周期信号の幅が狭くなるような回路構成において、高速演算処理を要求されるという課題を有していた。

また、周期信号の立ち上りもしくは立下りだけを検出して、ゼロクロス点を推定する方式の場合、周期信号の信号幅がばらつきなどにより変動した場合、ゼロクロス点の検出精度が悪化するため、交流電圧の真のゼロクロス点から双方向スイッチが駆動されるまでの遅れ時間△ｄも同様にばらつきが生じ、その結果高調波抑制効果が低減するという課題を有していた。

本発明は前記従来の課題を解決するもので、簡易な構成でゼロクロス点の検出精度を向上させ、高調波抑制効果を向上させることのできる電源装置を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明の電源装置は、交流電源とブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間に双方向スイッチを介して接続されたコンデンサと、交流電源の電圧周期を検出する交流電圧周期検出手段と、周期信号の立ち上りを検出する立ち上り検出手段と、周期信号の立下りを検出する立下り検出手段と、立ち上り検出手段と立下り検出手段を入力として演算を行う演算手段と、演算手段の入力として立ち上り検出手段と立下り検出手段を切換える切換え手段を設けて、第一の周期信号の立ち上りと第二の周期信号の立下りから求めた第一の周期と、第三の周期信号の立下りと第四の周期信号の立ち上りから求めた第二の周期から、演算手段により交流電圧のゼロクロスを求めるようにしたものである。

上記構成により、真のゼロクロスを推定するために高速演算処理を必要とせず、かつ周期信号幅の変動に影響を受けることなくゼロクロス点を高精度で推定することが可能になるので、双方向スイッチの駆動期間、すなわち入力電流の通流期間をより広げることが可能になり、入力電流の高調波成分を抑制することが容易になる。

本発明の電源装置は、簡易な構成で交流電圧のゼロクロスを推定することができる。

第一の発明は、交流電源と、交流電源からの交流を全波整流する４個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された平滑コンデンサとを有する電源装置であって、交流電源とブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間に双方向スイッチを介して接続されたコンデンサと、交流電源の電圧値の絶対値が所定の電圧を下回った場合に周期信号を出力することで交流電源の電圧周期を検出する交流電圧周期検出手段と、周期信号の立ち上りを検出する立ち上り検出手段と、周期信号の立下りを検出する立下り検出手段と、立ち上り検出手段と立下り検出手段からの出力を入力として交流電源の電圧周期を演算する演算手段と、演算手段の入力として立ち上り検出手段の出力と立下り検出手段の出力とを切換える切換え手段を設け、第一の周期信号の立ち上り検出時点から第二の周期信号の立下り検出時点までを第一の周期、第三の周期信号の立下り検出時点から第四の周期信号の立ち上り検出時点までを第二の周期として、第一の周期と第二の周期より推定されたゼロクロス点より双方向スイッチの駆動信号を生成することにより、周期信号幅の変動に影響を受けることなくゼロクロス点を求めることができ、入力電流の通流期間を広げることができるため、入力電流の高調波成分をより抑制することが可能になる。

以下、本発明の実施の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、この実施の形態によって本発明が限定されるものではない。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における電源装置の構成図を示すものである。

図１において、図６と同じ構成要素については同じ符号を用い、説明を省略する。

交流電圧周期検出手段１５は、交流電源１の交流電圧の絶対値が予め設定された値を下回った場合に信号を出力することで交流電源１の周期を検出し、検出した周期信号をゼロクロス検出手段手段１２に出力する。

ゼロクロス検出手段１２は周期信号の立ち上りを検出する立ち上り検出手段１２ａと、周期信号の立下りを検出する立下り検出手段１２ｂと、立ち上り検出手段１２ａと立下り検出手段１２ｂとを切替える切替え手段１２ｃとで構成されており、検出した信号を演算手段１６に出力する。

以上のように構成された電源装置において、以下その動作、作用を説明する。

図２の（ａ）は本発明の電源装置において、ゼロクロス検出に用いられる各部波形を示しており、１ａは交流電源１の電圧波形、１ｂは交流電圧周期検出手段１５の出力波形である。図２の（ｂ）は図２の（ａ）における第一の周期信号部と第二の周期信号部を拡大したものであり、図２の（ｃ）は同様に第二の周期信号部と第三の周期信号部、図３の（ｄ）と（ｅ）は第三の周期信号部と第四の周期信号部をそれぞれ拡大したものである。

交流電圧周期検出手段１５により検出された第一の周期信号では、立ち上り検出手段１２ａにより周期信号の立ち上りを検出して演算手段１６に出力するとともに、切替え手段により次回の周期信号検出では立下り検出手段にするよう切替える。交流電圧周期検出手段１５から第二の周期信号が出力されると、立下り検出手段１２ｂにより周期信号の立下りを検出して、演算手段１６に出力する。演算手段１６は前述の立ち上り（時間ｔ０とする）と立下り（時間ｔ１とする）より、（ｔ１−ｔ０）を第一の周期Ｔ０とする。

同様に第三の周期信号では立下り検出手段１２ｂを、第四の周期信号では立ち上り検出手段１２ａをそれぞれ切替えながら、第三の周期信号では立下り（時間ｔ２とする）を、第四の周期信号では立ち上り（時間ｔ３とする）を検出し、（ｔ３−ｔ２）を第二の周期Ｔ１とする。そして、図３（ｅ）のｔ４は図２（ｂ）のｔ０に戻って繰り返す。

以上のように第一の周期信号から第四の周期信号までを、一組として、以後同様に第一の周期Ｔ０、第二の周期Ｔ１を更新していく。

第一の周期信号におけるゼロクロス点は図２の（ｂ）に示すように、第一の周期信号の立ち上り時ｔ０から（前回のＴ０−Ｔ１）／４を遅らせた時点とし、これをｔＨ１とする。第二の周期信号におけるゼロクロス点は、ｔＨ１から｛３＊（前回のＴ０−Ｔ１）｝／２を遅らせた時点とし、これをｔＬ１とする。第二の周期信号は立下り検出であるため、このゼロクロス点ｔＬ１が経過した後、第二の周期信号の立下りを検出した時点でＴ０が更新される。

引き続き、図２の（ｃ）に示すように、第三の周期信号のゼロクロス点は第二の周期信号の立下りｔ１よりＴ１および（Ｔ０−Ｔ１）／４だけ遅らせた時点とし、これをｔＬ２とする。第三の周期信号は立下り検出であるため、このゼロクロス点ｔＬ２が経過した後、第三の周期信号の立下りを検出し、図３の（ｄ）に示すように引き続き第四の周期信号の立ち上りを検出した時点で、Ｔ１が更新される。

第四の周期信号のゼロクロス点は、第四の周期信号の立ち上り検出時点ｔ３より（Ｔ０
−Ｔ１）／４だけ遅らせた時点とし、これをｔＨ２とする。

このように、本実施の形態においては、交流電圧周期検出手段１５により検出された周期信号の立ち上りおよび立下り検出を切替え手段１２ｃにより適時切替えながら、演算手段１６により演算することで、周期信号幅の変動の影響を受けることなく各周期信号検出時におけるゼロクロス点を推定することが可能になるとともに、周期信号一回の出力において、周期信号の立ち上りもしくは立下りのどちらか一方のみの検出で済むことから、高速な演算処理を必要としない簡易な演算でゼロクロス点の推定が可能になる。

以上のように、本発明にかかる電源装置は、簡易な構成でゼロクロス点の推定が可能になり電源電圧に対する入力電流の通流期間が広がるため、入力電流の高調波成分抑制を必要とされる、例えば空気調和装置の室外機等の電源装置の用途に適用できる。

本発明の実施の形態１における電源装置の構成図 （ａ）本発明の実施の形態１における電源装置の、ゼロクロス点の推定に係る交流電源電圧と、交流電圧周期信号の波形図 （ｂ）本発明の実施の形態１における電源装置の、第一の周期信号検出時におけるゼロクロス点の推定を示す波形図 （ｃ）本発明の実施の形態１における電源装置の、第二の周期信号検出時におけるゼロクロス点の推定を示す波形図 （ｄ）本発明の実施の形態１における電源装置の、第三の周期信号検出時におけるゼロクロス点の推定を示す波形図 （ｅ）本発明の実施の形態１における電源装置の、第四の周期信号検出時におけるゼロクロス点の推定を示す波形図 （ａ）本発明と従来例に共通の電源装置の交流入力電圧Ｖｉ、リアクタ電流ＩＬ、直流出力電圧Ｖｏ、および双方向スイッチ駆動信号Ｖｇの各波形を示す図 （ｂ）本発明と従来例に共通の電源装置の交流入力電圧Ｖｉ、コンデンサ電流Ｉｃ、コンデンサ電圧Ｖｃの各波形を示す図 従来の電源装置の動作説明図 従来の電源装置の構成図 従来の電源装置におけるゼロクロス検出手段を示す構成図 （ａ）従来の電源装置におけるゼロクロス検出手段を示す構成図 （ｂ）従来の電源装置におけるゼロクロスの推定方法を示すタイムチャート

符号の説明

１ 交流電源
２、３、４、５ ダイオード
６ ブリッジ整流回路
６ａ、６ｂ ブリッジ整流回路の交流入力端
６ｃ、６ｄ ブリッジ整流回路の直流入力端
７ 平滑コンデンサ
８ リアクタ
９ 双方向スイッチ
１０ コンデンサ
１１ 負荷
１２ ゼロクロス検出手段
１２ａ 立ち上り検出手段
１２ｂ 立下り検出手段
１２ｃ 切替え手段
１３ 双方向スイッチ駆動信号生成手段
１４ 双方向スイッチ駆動手段
１５ 交流電圧周期検出手段
１６ 演算手段
２０ 交流電圧波形
２１ 全波整流後の交流電圧波形
２２ 所定の電圧レベル
２３ 交流電圧周期信号
２４ 従来の電源装置におけるゼロクロス推定位置

Claims (1)

1. 交流電源と、前記交流電源からの交流を全波整流する4個のダイオードで形成されたブリッジ整流回路と、前記ブリッジ整流回路の直流出力端に接続された平滑コンデンサとを有する電源装置であって、前記交流電源と前記ブリッジ整流回路の交流入力端との間に接続されたリアクタと、前記ブリッジ整流回路の交流入力端と直流出力端との間に双方向スイッチを介して接続されたコンデンサと、前記交流電源の電圧値の絶対値が所定の電圧を下回った場合に周期信号を出力することで前記交流電源の電圧周期を検出する交流電圧周期検出手段と、前記周期信号の立ち上りを検出する立ち上り検出手段と、前記周期信号の立下りを検出する立下り検出手段と、前記立ち上り検出手段と前記立下り検出手段からの出力を入力として、前記交流電源の周期を演算する演算手段と、前記演算手段の入力として、前記立ち上り検出手段と前記立下り手段を切換える切換え手段を有し、第一の周期信号の立ち上りと第二の周期信号の立下りより算出される第一の周期と、第三の周期信号の立下りと第四の周期信号の立ち上りより算出される第二の周期から、前記交流電源のゼロクロス点を推定し、前記推定されるゼロクロス点より前記双方向スイッチの駆動信号を生成することを特徴とした、電源装置。

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