JP2005140709A - Electrostatic levitation-type gyro device - Google Patents
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Abstract
Description
この発明は、ジャイロ機構部と電子回路とを備えた静電浮上型ジャイロ装置に関する。
ジャイロ機構部は、ジャイロロータとジャイロケースとを含み、ジャイロロータをジャイロケース内で静電支持力によって浮動的に支持する。ジャイロロータは、適正動作のため、真空中に置かれる。
電子回路部は、ジャイロ機構部に接続され、ジャイロロータとジャイロケースとの相対変位を検出して、ジャイロロータの姿勢制御と回転駆動を行う。
詳しくは、その変位検出を行う信号検出回路と、姿勢制御や回転駆動のための制御電圧を生成する制御回路における制御電圧出力方式とに関する。
The present invention relates to an electrostatic levitation gyro apparatus including a gyro mechanism and an electronic circuit.
The gyro mechanism unit includes a gyro rotor and a gyro case, and supports the gyro rotor in a floating manner in the gyro case by electrostatic support force. The gyro rotor is placed in a vacuum for proper operation.
The electronic circuit unit is connected to the gyro mechanism unit, detects the relative displacement between the gyro rotor and the gyro case, and performs attitude control and rotational driving of the gyro rotor.
More specifically, the present invention relates to a signal detection circuit that detects the displacement and a control voltage output method in a control circuit that generates a control voltage for posture control and rotation driving.
[前提の技術]
小形化に適した静電浮上型ジャイロは、船舶や航空機ばかりか自動車等の移動体にも使用されており、慣性空間に対する加速度等を検出するために、慣性を具有した機械部品からなるジャイロ機構部と、静電支持力の制御や相対変位の検出等を担う電子回路部とを備えている。
図8は、そのような静電浮上型ジャイロにおけるジャイロ機構部を2つ示している。同図(a)〜(c)は、円板形ロータ型の公知例であり(例えば特許文献1参照)、同図(d)及び(e)は、環状ロータ型の公知例である(例えば特許文献2参照)。なお、同図において、(a)及び(d)は縦断正面図であり、(b)と(c)と(e)は内蔵部品の展開斜視図である。
[Prerequisite technology]
Electrostatic levitation type gyro suitable for miniaturization is used not only for ships and aircraft but also for moving objects such as automobiles, and for detecting acceleration etc. with respect to inertial space, it is composed of mechanical parts with inertia. And an electronic circuit unit for controlling electrostatic support force and detecting relative displacement.
FIG. 8 shows two gyro mechanism parts in such an electrostatic levitation gyro. (A) to (c) are known examples of the disk-shaped rotor type (see, for example, Patent Document 1), and (d) and (e) are known examples of the annular rotor type (for example, Patent Document 2). In the figure, (a) and (d) are longitudinal sectional front views, and (b), (c) and (e) are developed perspective views of built-in components.
本発明の実施や説明の前提となる部分について掻い摘んで再掲すると、何れのジャイロ機構部でも、ジャイロロータ10が静電浮上可能かつ回転可能な状態でジャイロケース20に内蔵されている。ジャイロケース20は、ガラス等の絶縁物からなる上側底部材21と下側底部材22とスペーサ23とを組み合わせて構成され、内部に円板状の又は環状の真空空間が形成されている。ジャイロロータ10は、シリコン等の導電体からなり、1本のスピン軸周りに安定して回転するよう、円板状に又は環状に形成されている。ジャイロケース20からジャイロロータ10に静電支持力や回転駆動力を作用させるために、両者の表面には、金属膜パターン等からなる多数の電極が形成されている。ジャイロロータ10の電極とジャイロケース20の電極は、それぞれの役割に応じて、対峙距離やピッチなど所定の対応関係を満たすよう配置されている。
When the portions that are the premise of the implementation and description of the present invention are scratched and reprinted, the
電子回路に接続されるジャイロケース20の電極(複数電極)について詳述すると、ジャイロロータ10を中間に挟んで対向配置された複数対に分けられる。特に静電支持用電極については、それぞれの対において更に隣接配置された群・対に分けられる。具体的には、隣接電極31a,31bと隣接電極41a,41bとが対向対をなし、隣接電極32a,32bと隣接電極42a,42bとが対向対をなし、隣接電極33a,33bと隣接電極43a,43bとが対向対をなし、隣接電極34a,34bと隣接電極44a,44bとが対向対をなしている。なお、環状ロータ型の場合は、静電支持用電極の対が多くて、隣接電極35a,35bと隣接電極45a,45bも対向対をなし、隣接電極36a,36bと隣接電極46a,46bも対向対をなしている。
The electrodes (multiple electrodes) of the
また、複数電極のうち回転駆動用電極については、上側底部材21の下面で円状に列なるロータ駆動用電極37と、下側底部材22の上面で円状に列なるロータ駆動用電極47とが対向対をなしている。
変位検出用電極も、変位検出用電極38と変位検出用電極48とが対向対をなしている。
なお、図示に際して、上側底部材21に設けられた電極には30番台の符号を付し、下側底部材22に設けられた電極には40番台の符号を付している。また、他の図示や説明に際して、隣接し合う電極31a,31bを区別しないで何れかを呼ぶとき又はそれらを纏めて呼ぶときには末尾のアルファベットを省いて電極31と言う。他の電極32等についても同様である。
In addition, among the plurality of electrodes, the rotation driving electrode includes a
Also in the displacement detection electrode, the
In the figure, the electrodes provided on the
さらに、役割分担が比較的単純で明瞭な環状ロータ型のジャイロ機構部について(図8(d),(e)参照)、静電支持用電極31〜36,41〜46の具体的な役割を説明する。空間で直交する3軸をそれぞれX軸,Y軸,Z軸とし、図8(d)では、紙面の左右方向にX軸を置き、紙面を貫く向きにY軸を置き、紙面の上下方向にZ軸を置き、X軸周りの回転をφとし、Y軸周りの回転をθとする。そうすると、電極31は、制御電圧を印加されてそれに応じたX方向の静電支持力を出すとともに、ジャイロロータ10のX方向変位に応じてジャイロロータ10表面との静電容量を変えるものとなっている。対向対をなす電極41も、制御電圧を印加されてそれに応じたX方向の静電支持力を出すとともに、ジャイロロータ10のX方向変位に応じてジャイロロータ10表面との静電容量を変えるものであるが、電極31とは逆向きの特性を示すものとなっている。電極対32,42はY方向に関して同様の機能を発揮し、電極対33,43はZ+φ方向に関して同様の機能を発揮し、電極対34,44はZ+θ方向に関して同様の機能を発揮し、電極対35,45はZ−φ方向に関して同様機能を発揮し、電極対36,46はZ−θ方向に関して同様の機能を発揮するものとなっている。
Furthermore, with respect to the ring rotor type gyro mechanism which is relatively simple and clear (see FIGS. 8D and 8E), the specific roles of the
[従来の技術]
図9(a)は、このようなジャイロケース20の複数電極31〜48に接続されてジャイロ機構部と共に静電浮上型ジャイロを構成する電子回路を図示している。ここでも、明瞭化のため、環状ロータ型ジャイロの電子回路部を具体例に採って、本発明の実施例との対比に役立つ部分を掻い摘んで再掲する。
この電子回路は、静電支持用電極31〜36,41〜46と共に拘束制御系を構成する制御演算回路53(制御回路)と、ロータ駆動用電極37,47と共にロータ駆動系を構成するロータ制御回路52(制御回路)と、変位検出用電極38,48と共に変位検出系を構成する信号検出回路とを具えている。なお、図示に際し、制御演算回路53については制御出力回路54を明記したが、ロータ制御回路52については省略している。
[Conventional technology]
FIG. 9A illustrates an electronic circuit that is connected to the plurality of
This electronic circuit includes a control arithmetic circuit 53 (control circuit) that constitutes a constraint control system together with the
制御演算回路53は、ジャイロロータ10とジャイロケース20とのZ軸周り以外の相対変位すなわちX方向変位ΔXとY方向変位ΔYとZ方向変位ΔZとφ方向変位Δφとθ方向変位Δθとから、公知の演算を行って、姿勢制御用の制御電圧V1,V12等を生成し、それぞれを複数の電極31〜48のうちの静電支持用電極31〜36,41〜46に印加する等のことで、それらの相対変位をゼロにする姿勢制御を行うものである。なお、これらの相対変位は、静電支持用電極31〜36,41〜46の容量変化から検出される。また、各制御電圧V1,V12等は、正電圧信号とそれを反転させた負電圧信号とを出力する制御出力回路54によって、印加前に、所要のレベルまで増幅されるようになっている。
The control
ロータ制御回路52は、ジャイロロータ10のZ軸周りの回転状態から、やはり公知の演算を行って、回転駆動用の制御電圧たとえば三相のパルス状信号を生成し、それらをロータ駆動用電極37,47へ循環的に印加する等のことで、ジャイロロータ10を一定速度で回転させる回転制御を行うようになっている。なお、ジャイロロータ10の回転状態は、ロータ駆動用電極37,47の容量変化から検出される。これらの制御電圧も、制御出力回路54又は同様の出力回路によって、印加前に、所要のレベルまで増幅されるようになっている。
このような制御電圧が直に印加される静電支持用電極31〜36,41〜46及びロータ駆動用電極37,47とは異なり、複数電極31〜48のうちの変位検出用電極38,48に対しては、ジャイロロータ10の運動に影響を及ぼすような制御電圧は印加されない。
The
Unlike the
信号検出回路は、ジャイロロータ10とジャイロケース20との相対変位を検出するために、ジャイロロータ10の運動に影響しない程度に周波数の高い変位検出用印加信号f1〜f12を用いるものであり、変位検出用印加信号f1〜f12を複数電極31〜48のうちの一部に印加する印加信号供給回路と、変位検出用印加信号f1〜f12が変位検出用電極38,48を経由した後のところで変位検出用印加信号f1〜f12に係る信号成分を検出して変位検出用検出信号Vpを生成する電流検出回路51(検出信号生成回路)とを具えている。
In order to detect the relative displacement between the
具体的には、印加信号供給回路は、弁別可能に周波数の異なる5つの正弦波信号w1〜w5を公知の関係式に基づいて組み合わせることで変位検出用印加信号f1〜f12を生成し、それらの変位検出用印加信号f1〜f12を変位検出用電極38,48でなく静電支持用電極31〜36,41〜46に印加するようになっている。しかも、その際、制御出力回路54の出力側で制御電圧V1,V12等に変位検出用印加信号f1〜f12を重畳させることで、印加を行うようにもなっている。
Specifically, the application signal supply circuit generates displacement detection application signals f1 to f12 by combining five sine wave signals w1 to w5 having different frequencies so as to be discriminated based on a well-known relational expression. The displacement detection application signals f1 to f12 are applied not to the
環状ロータ型では静電支持用電極の対向対が6対あるが、そのうち電極対31,41について詳述すると(図9(b)参照)、制御電圧V1は正電圧+V1と負電圧−V1とが対で生成され、正電圧+V1は変位検出用印加信号f1の重畳後に静電支持用電極31bに印加され、負電圧−V1は同じ変位検出用印加信号f1の重畳後に隣接の静電支持用電極31aに印加される。また、制御電圧V12は正電圧+V12と負電圧−V12とが対で生成され、正電圧+V12は変位検出用印加信号f12の重畳後に静電支持用電極41bに印加され、負電圧−V12は同じ変位検出用印加信号f12の重畳後に隣接の静電支持用電極41aに印加されるようになっている。
In the annular rotor type, there are six opposing pairs of electrostatic support electrodes. Of these, the electrode pairs 31 and 41 will be described in detail (see FIG. 9B). The control voltage V1 is a positive voltage + V1 and a negative voltage -V1. Are generated in pairs, and the positive voltage + V1 is applied to the
一方、電流検出回路51は(図9(a)参照)、制御出力回路54側に接続されるのでなく、複数電極31〜48のうちの変位検出用電極38,48に接続されている。電流検出回路51は、信号増幅用のアンプ等を具えているが、その入力ラインが変位検出用電極38,48の並列接続点に接続される。また、電流検出回路51から出力された変位検出用検出信号Vpがロータ制御回路52や制御演算回路53の入力回路へ送出されるようにもなっている。
On the other hand, the current detection circuit 51 (see FIG. 9A) is not connected to the
ここで、制御演算回路53における変位検出用検出信号Vpの入力回路に言及すると(図9(c)参照)、同期検波器とバンドパスフィルタとの縦続接続回路に変位検出用検出信号Vpと正弦波信号w1とを入力して、変位検出用検出信号Vpから正弦波信号w1の成分を抽出する等のことで、例えばX方向変位ΔXを検知するようになっている。他の変位ΔY,ΔZ,Δφ,Δθについても同様である。
そして、このような信号検出回路によって、制御電極31〜37,41〜47の容量変化に基づいて相対変位ΔX,ΔY,ΔZ,Δφ,Δθや回転状態が検出される。また、それを入力した制御演算回路53及びロータ制御回路52の姿勢制御および回転駆動によって、ジャイロロータ10がジャイロケース20内の中立位置に浮上して回転し続ける。さらに、それらに基づいて、静電浮上型ジャイロに作用した加速度等が、演算され、検知されるのである。
Here, referring to the input circuit of the displacement detection detection signal Vp in the control arithmetic circuit 53 (see FIG. 9C), the displacement detection detection signal Vp and the sine are connected to the cascade connection circuit of the synchronous detector and the band pass filter. For example, the X-direction displacement ΔX is detected by inputting the wave signal w1 and extracting the component of the sine wave signal w1 from the detection signal Vp for displacement detection. The same applies to the other displacements ΔY, ΔZ, Δφ, Δθ.
The signal detection circuit detects the relative displacements ΔX, ΔY, ΔZ, Δφ, Δθ and the rotation state based on the capacitance changes of the
このような静電浮上型ジャイロの信号検出回路では(図10(a)参照)、ジャイロロータ10がZ軸周りの回転は別として中立位置に静止しているとき静電支持用電極31,41に印加される一定のオフセット電圧をVofとし、姿勢制御のために算出され変化するX軸制御電圧成分をVxとすると、正電圧V1bのうち制御出力回路54の出力する主成分(+V1)は+Vof+Vxにされ、負電圧V1aの主成分(−V1)は−Vof−Vxにされ、これらには周波数が高くて振幅の小さい変位検出用印加信号f1(図では正弦波)が同相で重畳される。また、正電圧V12bの主成分(+V12)は+Vof−Vxにされ、負電圧V12aの主成分(−V12)は−Vof+Vxにされ、これらにもやはり周波数が高くて振幅の小さい別の変位検出用印加信号f12(図では正弦波)が同相で重畳される。
In such a signal detection circuit of an electrostatic levitation gyro (see FIG. 10A), when the
このように変位検出用印加信号f1〜f12を制御電圧V1,V12等に重畳させていることから、両者の電圧の和が制御出力回路54の電源電圧Vccを超えることは出来ないので、変位検出用印加信号f1の振幅電圧Vfと制御電圧V1の最大電圧V1mとに電源電圧Vccを割り振っている(図10(b)参照)。このため、制御電圧を大きくすると、変位検出用印加信号が小さくなり、変位検出用印加信号を大きくすると、制御電圧が小さくなるので、何れか一方の都合で一方だけ大きくすることはできない。このように変位検出用印加信号を制御電圧に重畳させる方式には、電源電圧のうち制御電圧に有効利用できる範囲が変位検出用印加信号f1の振幅電圧Vfによって制限される、という制約がある。
Since the displacement detection application signals f1 to f12 are superimposed on the control voltages V1, V12 and the like in this way, the sum of the two voltages cannot exceed the power supply voltage Vcc of the
この制約に関して、例えば静電浮上型ジャイロの小形化が進むと不都合が生じる。具体的には、従来5mm程度であったジャイロロータ10の径が1mm程度まで縮小されると、複数電極31〜48の容量が小さくなって、電流検出回路51の検出対象である入力電流Ip、これは変位検出用検出信号Vpの元であるが、この検出電流Ipが激減する。このため、変位ΔX等を正確に求めるのに必要とされる適正レベルの変位検出用検出信号Vpを得るには、変位検出用印加信号f1の振幅電圧Vfを大きくする必要がある。しかしながら、所定の電源電圧Vccの下で振幅電圧Vfを増加させることは制御電圧V1の最大電圧V1mの減少を伴うため、両者への割り振りのバランスが不所望に崩れてしまう(図10(c)参照)。他の変位検出用印加信号や制御電圧についても同じである。
With regard to this restriction, for example, an inconvenience occurs when the electrostatic levitation gyro is miniaturized. Specifically, when the diameter of the
また、それとは別の制約もある。上述した従来の静電浮上型ジャイロの電子回路では制御出力回路54にアナログ回路が用いられており、その典型的な構成では、例えば静電支持用電極31(即ち隣接電極31a,31b)に印加する制御電圧V1(即ち正負の電圧V1a,V1b)を出力する構成では(図10(d)参照)、正電源(+Vcc)で動作して正電圧V1bを生成する非反転アンプ(Amp,信号増幅器)と、信号レベルを正から負に移すレベルシフタ(レベル変換回路)と、負電源(−Vcc)で動作して負電圧V1aを生成する反転アンプ(Amp、信号増幅器)とが、制御出力回路54毎に要る。また、いずれのアンプにも、上述したように、オフセット電圧Vofを設定するための回路が、付設されている。
There are other restrictions. In the electronic circuit of the conventional electrostatic levitation gyro described above, an analog circuit is used for the
そして、コンデンサ構造の静電支持用電極31に働く静電引力F(静電支持力)が、静電支持用電極31に印加された制御電圧V1に対して、非線形な関係(二次式、二次関数)になっていることから(図10(e)参照)、制御の安定を図るため、オフセット電圧Vofを中心にした所定範囲に即ち近似的に線形関係を満たすとみなせる範囲にX軸制御電圧成分Vxを限定しているので、電源電圧Vccの全範囲を制御電圧に有効利用することができない。より詳しくは、姿勢制御のために変化するX軸制御電圧成分Vxに制御電圧V1の最大電圧V1mの全範囲を有効利用することができない。他の制御電圧V12等についても、アナログの制御出力回路54にて生成されるものは、同じである。
The electrostatic attractive force F (electrostatic support force) acting on the
この制約に対する改善案としてはパルス幅変調(PWM)方式の採用が考えられる。例えば(図10(f)参照)、制御演算回路53の生成信号をパルス幅変調回路(PWM)でパルス幅変調してオンオフ信号(二値信号)にし、それを制御信号として切り替わるスイッチ回路SWb(切換回路)にてオン時には正の電源電圧+Vccを選択しオフ時には接地電圧(0V,基準電圧)を選択して正電圧V1bを生成するとともに、同じオンオフ信号を制御信号として切り替わるもう一つのスイッチ回路SWa(切換回路)にてオン時には負の電源電圧−Vccを選択しオフ時には接地電圧(0V,基準電圧)を選択して負電圧V1aを生成するのである。
As an improvement plan for this restriction, the use of a pulse width modulation (PWM) method can be considered. For example (see FIG. 10 (f)), a switch circuit SWb (see FIG. 10 (f)) that switches the generated signal of the control
これにより、静電支持用電極31に働く静電引力Fと、静電支持用電極31に印加された制御電圧V1のパルス幅変調率(%)とが、全範囲で(0〜100%)線形な関係(比例式、一次関数)になることから(図10(g)参照)、制御電圧成分の可変範囲(Vx相当)を限定する必要がなくなるので、電源電圧Vccの全範囲を制御電圧V1に有効利用することができる。他の制御電圧V12等についても、制御出力回路をPWM化(パルス幅変調方式化)することにより、同様の効果が得られる。すなわち、電源電圧Vccを無駄なく利用して制御能力を向上させることができる。また、PWM化の一般的効果である出力段回路の簡素化およびエネルギー浪費の削減という利点も得ることができる。
Thus, the electrostatic attractive force F acting on the
しかしながら、このような制御電圧のPWM化には不所望なスイッチングノイズを誘発するという副作用もあるため、制御電圧V1〜V12等に重畳された変位検出用印加信号f1〜f12に大きなスイッチングノイズが重畳してしまうのである。そうすると、変位検出用検出信号Vpの波形が乱れて、検出精度が落ち、そのため却って制御性能が低下してしまう。
そこで、電源電圧Vccを無駄なく利用して制御能力を向上させるという利点を得るべく、制御電圧のPWM化を図ったうえで、検出信号に誘発されるスイッチングノイズによる悪影響が解消されるよう、信号検出回路や制御回路の構成に工夫を凝らすことが技術的な課題となる。
However, since the PWM of the control voltage has a side effect of inducing undesired switching noise, large switching noise is superimposed on the displacement detection application signals f1 to f12 superimposed on the control voltages V1 to V12. It will be done. As a result, the waveform of the detection signal Vp for displacement detection is disturbed, the detection accuracy is lowered, and the control performance is lowered.
Therefore, in order to obtain the advantage of improving the control capability by using the power supply voltage Vcc without waste, the control voltage is converted to PWM so that the adverse effect due to the switching noise induced by the detection signal is eliminated. It is a technical problem to devise the configuration of the detection circuit and the control circuit.
本発明の静電浮上型ジャイロ装置は(解決手段1)、このような課題を解決するために創案されたものであり、ジャイロロータを静電浮上可能かつ回転可能に内蔵するジャイロケースと、これに形成されている複数の電極のうち静電支持用電極および回転駆動用電極に前記ジャイロロータの姿勢制御用および回転駆動用の制御電圧をそれぞれ生成して印加する制御回路と、前記ジャイロロータと前記ジャイロケースとの相対変位を検出するための変位検出用印加信号を前記制御電圧に重畳させて前記複数電極に(具体的には前記複数電極のうち前記静電支持用電極だけに又は前記静電支持用電極および前記回転駆動用電極の双方に)印加する印加信号供給回路と、前記複数電極のうち前記制御電圧の印加されない変位検出用電極から前記変位検出用印加信号に係る信号成分を検出して変位検出用検出信号を生成しこれを前記制御回路に送出する検出信号生成回路とを備えた静電浮上型ジャイロ装置において、前記印加信号供給回路が、三角波状の電圧信号を前記変位検出用印加信号とし且つそれを前記制御電圧に重畳するに際して重畳先を時分割するものであり、前記制御回路が、前記制御電圧の生成に際してパルス幅変調を行い且つそのパルス幅変調に際してパルス端を前記変位検出用印加信号の曲折点に同期させるものであることを特徴とする。 The electrostatic levitation type gyro apparatus of the present invention (Solution 1) was devised to solve such a problem, and a gyro case incorporating a gyro rotor so as to be capable of electrostatic levitation and rotation, and the gyro case A control circuit for generating and applying control voltages for attitude control and rotation drive of the gyro rotor to the electrostatic support electrode and the rotation drive electrode among the plurality of electrodes formed on the substrate, and the gyro rotor, A displacement detection application signal for detecting a relative displacement with respect to the gyro case is superimposed on the control voltage and applied to the plurality of electrodes (specifically, only the electrostatic support electrode of the plurality of electrodes or the static electricity). An applied signal supply circuit to be applied to both the electro-support electrode and the rotation drive electrode, and the displacement from the displacement detection electrode to which the control voltage is not applied among the plurality of electrodes. In the electrostatic levitation gyro apparatus including a detection signal generation circuit that detects a signal component related to the outgoing application signal, generates a detection signal for displacement detection, and sends the detection signal to the control circuit, the application signal supply circuit includes: A voltage signal in the form of a triangular wave is used as the displacement detection application signal, and when the signal is superimposed on the control voltage, the superimposition destination is time-divided, and the control circuit performs pulse width modulation when generating the control voltage. In addition, in the pulse width modulation, the pulse end is synchronized with the bending point of the displacement detection application signal.
また、本発明の静電浮上型ジャイロ装置は(解決手段2)、ジャイロロータを静電浮上可能かつ回転可能に内蔵するジャイロケースと、これに形成されている複数の電極のうち静電支持用電極および回転駆動用電極に前記ジャイロロータの姿勢制御用および回転駆動用の制御電圧をそれぞれ生成して印加する制御回路と、前記ジャイロロータと前記ジャイロケースとの相対変位を検出するための変位検出用印加信号を前記静電支持用電極に(又は前記静電支持用電極および前記回転駆動用電極の双方に)印加する印加信号供給回路と、前記複数電極のうち前記制御電圧の印加されない変位検出用電極から前記変位検出用印加信号に係る信号成分を検出して変位検出用検出信号を生成しこれを前記制御回路に送出する検出信号生成回路とを備えた静電浮上型ジャイロ装置において、前記印加信号供給回路が、三角波状の電圧信号を前記変位検出用印加信号とし且つそれを前記静電支持用電極に(又は前記静電支持用電極および前記回転駆動用電極の双方に)印加するに際して印加先を時分割で切り替えるものであり、前記制御回路が、前記制御電圧の生成に際してパルス幅変調を行い且つそのパルス幅変調に際してパルスを前記変位検出用印加信号の印加時期から外すとともにパルス端を前記変位検出用印加信号の曲折点に同期させるものであることを特徴とする。 Further, the electrostatic levitation gyro apparatus of the present invention (Solution means 2) includes a gyro case in which a gyro rotor is electrostatically levitated and rotatable, and an electrostatic support among a plurality of electrodes formed on the gyro case. A control circuit that generates and applies control voltages for attitude control and rotation drive of the gyro rotor to the electrodes and the rotation drive electrode, and displacement detection for detecting relative displacement between the gyro rotor and the gyro case An applied signal supply circuit for applying an applied signal to the electrostatic support electrode (or both of the electrostatic support electrode and the rotation drive electrode), and displacement detection of the plurality of electrodes to which the control voltage is not applied A detection signal generation circuit that detects a signal component related to the displacement detection application signal from the electrode for generating a displacement detection detection signal and sends the detection signal to the control circuit. In the electrostatic levitation gyro apparatus, the application signal supply circuit uses a triangular-wave voltage signal as the displacement detection application signal and applies it to the electrostatic support electrode (or the electrostatic support electrode and the rotational drive). The application destination is switched in a time-sharing manner when applied, and the control circuit performs pulse width modulation when generating the control voltage, and the pulse is modulated when the pulse is modulated. And the pulse end is synchronized with the bending point of the displacement detection application signal.
このような本発明の静電浮上型ジャイロ装置にあっては(解決手段1)、制御回路で生成される制御電圧がパルス幅変調されるようにしたことにより、制御電圧と静電引力との関係が線形化するので、電源電圧を無駄なく利用して制御能力を向上させることができるうえ、出力段回路が簡素化でき、エネルギー浪費も削減することができる。
また、その制御電圧に重畳される変位検出用印加信号として三角波状の電圧信号を用いるとともに、制御電圧のパルス幅変調に際してパルス端を変位検出用印加信号の曲折点に同期させるようにもしたことにより、制御電圧のパルス端が変位検出用印加信号の曲折点に重なるか重なっているとみなせる程度に接近することから、制御電圧のPWM化によって変位検出用検出信号に誘発されるスイッチングノイズが変位検出用印加信号の曲折点のところに限定される。
In such an electrostatic levitation gyro device of the present invention (Solution 1), the control voltage generated by the control circuit is subjected to pulse width modulation, so that the control voltage and the electrostatic attractive force are Since the relationship is linearized, the power supply voltage can be used without waste to improve the control capability, the output stage circuit can be simplified, and energy waste can be reduced.
In addition, a triangular wave voltage signal is used as the displacement detection application signal superimposed on the control voltage, and the pulse end is synchronized with the bending point of the displacement detection application signal when modulating the pulse width of the control voltage. As a result, the pulse end of the control voltage approaches the bending point of the displacement detection application signal so that it can be regarded as overlapping. It is limited to the bending point of the detection application signal.
変位検出用印加信号の電圧波形が三角波である場合、制御電極を経て変位検出用電極から変位電流で検出される変位検出用検出信号が、矩形波状になり、変位検出用印加信号の曲折点のところでハイ・ロー変化するので、制御電圧のPWM化に伴うスイッチングノイズは、変位検出用検出信号のハイ・ロー変化するところ即ち元より過渡的な遷移状態であったところに発現が限定される。そのため、それ以外の安定状態のタイミングでサンプリングする等のことで、容易に、遷移状態の利用が回避され、スイッチングノイズの影響が解消される。 When the voltage waveform of the displacement detection application signal is a triangular wave, the displacement detection detection signal detected by the displacement current from the displacement detection electrode via the control electrode becomes a rectangular wave, and the bending detection point of the displacement detection application signal By the way, since the change is high / low, the switching noise associated with the PWM control voltage is limited to the place where the displacement detection detection signal changes high / low, that is, the transition state is originally transitional. Therefore, by using sampling at other stable state timings, the use of the transition state is easily avoided, and the influence of switching noise is eliminated.
さらに、変位検出用印加信号を制御電圧に重畳する際に重畳先が時分割されるようにもしたことにより、これに対応した時分割処理を変位検出用印加信号に行えば周波数弁別が不要になるので、変位検出用印加信号が正弦波と異なり高調波を含むため周波数弁別し難い三角波状であっても、複数の制御電極それぞれの容量を的確に区別して検出することができ、そのため、ジャイロロータとジャイロケースとの相対変位が的確に検出される。
したがって、この発明によれば、スイッチングノイズの影響を回避するとともに周波数弁別も不要になる態様で制御電圧がPWM化されるので、電源電圧が無駄なく利用できて制御能力が高い静電浮上型ジャイロ装置を実現することができる。
Furthermore, when the displacement detection application signal is superimposed on the control voltage, the superimposition destination is also time-shared, so that frequency discrimination is not required if the corresponding time-division processing is performed on the displacement detection application signal. Therefore, even if the displacement detection application signal includes a harmonic wave unlike a sine wave, it is possible to accurately distinguish and detect the capacitance of each of the plurality of control electrodes even if it is a triangular wave shape that is difficult to discriminate in frequency. The relative displacement between the rotor and the gyro case is accurately detected.
Therefore, according to the present invention, the control voltage is PWMed in a manner that avoids the influence of switching noise and eliminates the need for frequency discrimination. Therefore, the electrostatic levitation gyro that can use the power supply voltage without waste and has high control capability An apparatus can be realized.
また、本発明の静電浮上型ジャイロ装置にあっては(解決手段2)、上記の解決手段1における制御電圧のPWM化と変位検出用印加信号の三角波化と両者の同期化とが引き継がれているのに加えて、時分割の手法が、変位検出用印加信号の印加先の切替にとどまらず、制御電圧のパルス印加と変位検出用印加信号の三角波印加との切替にも拡張適用されている。
これにより、制御電圧の印加先と変位検出用印加信号の印加先が従来通り同じ制御電極であっても両信号は有効成分が重畳しなくなるので、何れの信号にも他方の電圧と関わりなく電源電圧の全範囲を割り当てることが可能となる。
Further, in the electrostatic levitation gyro apparatus of the present invention (Solution means 2), the PWM of the control voltage, the triangular wave of the displacement detection application signal, and the synchronization of both are succeeded in the above-mentioned
As a result, even if the control voltage application destination and the displacement detection application signal application destination are the same control electrodes as in the past, the active components of both signals will not be superimposed. It is possible to assign the entire range of voltages.
そして、重畳時には制御電圧より小さく抑えられがちであった変位検出用印加信号が、相対的にみて大きく改善されることとなる。
したがって、この発明によれば、スイッチングノイズの影響を回避するとともに周波数弁別も不要になり更に制御電圧および検出信号への電源電圧の割振りも不要になる態様で制御電圧がPWM化されるので、電源電圧が無駄なく利用できて制御能力も検出能力も高い静電浮上型ジャイロ装置を実現することができる。
Then, the displacement detection application signal, which tends to be suppressed to be smaller than the control voltage at the time of superimposition, is greatly improved relatively.
Therefore, according to the present invention, the control voltage is converted to PWM in such a manner that the influence of switching noise is avoided, frequency discrimination is not required, and allocation of the power supply voltage to the control voltage and the detection signal is also unnecessary. It is possible to realize an electrostatic levitation gyro apparatus that can use voltage without waste and has high control ability and detection ability.
このような本発明の静電浮上型ジャイロ装置について、これを実施するための具体的な形態を、以下の実施例1〜4により説明する。
図1〜4に示した実施例1は、上述した解決手段1(出願当初の請求項1)を具現化したものであり、図5に示した実施例2は、その変形例である。また、図6に示した実施例3は、上述した解決手段2(出願当初の請求項2)を具現化したものであり、図7に示した実施例4は、その変形例である。
About the electrostatic levitation type gyro apparatus of the present invention as described above, specific modes for carrying out this will be described with reference to Examples 1 to 4 below.
The
なお、それらの図示に際し、背景技術の欄における前提の技術の欄や,背景技術の欄における従来の技術の欄において言及した構成要素と同様の構成要素には同一の符号を付して示したので、また、背景技術の欄における前提の技術の欄で述べたジャイロ機構部は以下の各実施例でもそのまま利用されるので、重複する再度の説明は割愛し、以下、従来技術との相違点を中心に説明する。
ここでも、明瞭な対比等のため、電子回路部は環状ロータ型ジャイロ対応のものを具体例とする。
In the drawings, the same components as those mentioned in the column of the premise technology in the column of the background technology and the components referred to in the column of the conventional technology in the column of the background technology are denoted by the same reference numerals. Therefore, since the gyro mechanism part described in the column of the premise technology in the column of the background art is also used as it is in each of the following embodiments, the repeated explanation is omitted, and the difference from the prior art is described below. The explanation will be focused on.
Also here, for the sake of clear contrast and the like, a specific example of the electronic circuit unit corresponding to the annular rotor type gyro is taken.
本発明の静電浮上型ジャイロ装置の実施例1について、その具体的な構成を、図面を引用して説明する。図1は、電子回路部の構造を示し、(a)が制御回路と信号検出回路を含む全体回路図、(b)が制御出力回路の詳細な接続図、(c)が変位検出用印加信号の発生回路、(d)が時分割用クロックを生成する分周回路である。また、図2は、(a)が制御出力回路の詳細図、(b)が信号入力回路である。 A specific configuration of the electrostatic levitation gyro apparatus according to the first embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings. 1A and 1B show the structure of an electronic circuit unit, where FIG. 1A is an overall circuit diagram including a control circuit and a signal detection circuit, FIG. 1B is a detailed connection diagram of a control output circuit, and FIG. (D) is a frequency dividing circuit for generating a time division clock. 2A is a detailed view of the control output circuit, and FIG. 2B is a signal input circuit.
この静電浮上型ジャイロ装置の電子回路が既述した図9の従来例と相違するのは、信号検出回路において変位検出用印加信号f1〜f12を供給する印加信号供給回路が印加信号発生回路65及び選択回路66で具現化されている点と、制御回路において制御演算回路53及び制御出力回路54がPWM化されて制御演算回路63及び制御出力回路64になっている点である(図1(a)参照)。
なお、変位検出用印加信号f1が制御電圧V1に重畳されて静電支持用電極31に印加され、その検出が変位検出用電極38,48から電流検出回路51で行われるのは、従来通りである(図1(a),(b)参照)。他の変位検出用印加信号f2〜f12もそれぞれ制御電圧V2〜V12に重畳されて静電支持用電極32〜36,41〜46に印加され、その検出も従来通り変位検出用電極38,48から行われる(図1(a)参照)。
The electronic circuit of the electrostatic levitation gyro apparatus is different from the conventional example of FIG. 9 described above in that an application signal supply circuit that supplies displacement detection application signals f1 to f12 in the signal detection circuit is applied
The displacement detection application signal f1 is superimposed on the control voltage V1 and applied to the
印加信号発生回路65は(図1(c)参照)、変位検出用印加信号f1〜f12の元になる三角波の電圧信号f0を発生するために、一対の定電流回路を逆向きに設け、クロックCLKaで切り替わるスイッチ等にて、電流送出と電流吸入とを交互に繰り返すようになっている。このような定電流回路対とスイッチ回路とによって生成された三角波信号f0は、図示のように適宜なカップリングコンデンサ61aを介して選択回路66に送出される。なお、クロックCLKaの周波数は、例えば数MHz〜数十MHz程度にされる。これは、周波数がジャイロロータ10の運動に影響する数十kHzより遙かに高く、後に詳述する制御電圧のパルス周波数の1MHz程度よりも高くなっている。
The applied signal generating circuit 65 (see FIG. 1C) is provided with a pair of constant current circuits in the reverse direction to generate a triangular wave voltage signal f0 that is a source of the displacement detection applied signals f1 to f12, Current sending and current suction are alternately repeated by a switch or the like that switches at CLKa. The triangular wave signal f0 generated by such a constant current circuit pair and the switch circuit is sent to the
選択回路66は(図1(a)参照)、入力が一つで出力先が多数の(具体的には12個の)デマルプレクサやセレクタ等で構成され、三角波信号f0を入力して、その出力先を切り替えるようになっている。その切替は、クロックCLKdの立ち上がり又は立ち下がりに同期して順番に行われる。具体的には、クロックCLKdの或る一周期は三角波信号f0を変位検出用印加信号f1として制御電圧V1に重畳させて静電支持用電極31に印加し、クロックCLKdの次の一周期は三角波信号f0を変位検出用印加信号f2として制御電圧V2に重畳させて静電支持用電極32に印加し、同様のことを更に変位検出用印加信号f3〜f12まで行ったら、変位検出用印加信号f1に戻って同様のことを繰り返すようになっている。
The selection circuit 66 (see FIG. 1A) is composed of a single input and a number of output destinations (specifically, twelve) demultiplexers, selectors, etc., and receives a triangular wave signal f0 and outputs it. The destination is switched. The switching is performed in order in synchronization with the rise or fall of the clock CLKd. Specifically, a certain period of the clock CLKd is applied to the
クロックCLKdは(図1(d)参照)、選択回路66の切替タイミングをクロックCLKaに同期させるために、分周回路67でクロックCLKaをL分周して生成され、選択回路66に供給されるようになっている。分周値Lは、クロックCLKdの周波数がジャイロロータ10の運動に影響する数十kHzより高くなるという要件を満たせば、適宜な正の整数で良い。
The clock CLKd (see FIG. 1D) is generated by dividing the clock CLKa by L by the
また、変位検出用印加信号f1が正負の制御電圧+V1,−V1に同相で重畳されて隣接電極31a,31bに同相で印加されることは従来通りである。他の変位検出用印加信号f2〜f12も同様である。
このような選択回路66は、三角波信号f0を制御電圧V1〜V12に重畳するに際して重畳先を時分割で切り替える重畳先切換回路・時分割回路となっている。
In addition, the displacement detection application signal f1 is superimposed on the positive and negative control voltages + V1 and -V1 in phase and applied to the
Such a
更に制御回路について(図2参照)、制御演算回路63における姿勢制御のための演算内容は制御演算回路53と同じであるが、制御電圧V1〜V12の生成に際してパルス幅変調を行うために、制御出力回路54へアナログ信号を送出していた部分が制御出力回路64へデジタル信号を送出するように改造されている。具体的には(図2(a)の破線部分を参照)、公知の演算にて得たデジタル値を、アナログ信号に変換することなく、デジタル演算にてPWM変調率(パルス幅変調率)に換算して、デジタル値のまま制御出力回路64へ送出するようになっている。
Further, with respect to the control circuit (see FIG. 2), the calculation contents for attitude control in the
制御出力回路64は(図2(a)参照)、それぞれ、制御電圧V1等の生成に際してパルス幅変調を行うために、デジタル回路からなりPWM変調率を論理信号レベルのパルス幅変調信号Spwm に変換するパルス幅変調回路64bと、スイッチ回路からなり論理信号レベルのパルス幅変調信号Spwm を電圧Vccレベルでパルス幅変調信号対Vpwm (+Vpwm ,−Vpwm )に変換する出力段回路64aとを具えている。D/A変換回路やアナログのアンプは無い。
パルス幅変調回路64bは、制御電圧V1〜V12のパルス幅変調に際してパルス端を変位検出用印加信号f1〜f12の曲折点に同期させるために、印加信号発生回路65と同じくクロックCLKaに同期して動作するようになっている。
The control output circuit 64 (see FIG. 2 (a)) is a digital circuit for converting the PWM modulation rate into a pulse width modulation signal Spwm having a logic signal level in order to perform pulse width modulation when generating the control voltage V1 or the like. A pulse
The pulse
詳述すると、パルス幅変調回路64bには、制御演算回路63から受け取ったPWM変調率を保持するラッチ64cと、クロックCLKaの立ち上がり又は立ち下がりでカウント値を進めて鋸歯状に変化させるN進カウンタ64dと、そのカウント値をN進カウンタ64dから受けPWM変調率をラッチ64cから受けカウント値とPWM変調率との大小比較を行って二値のパルス幅変調信号Spwm (オンオフ信号)を生成するコンパレータ64eとが設けられている。
More specifically, the pulse
コンパレータ64eから出力されるパルス幅変調信号Spwm のパルス端がクロックCLKaの立ち上がり又は立ち下がりに一致するよう、ラッチ64cもN進カウンタ64dと同様にクロックCLKaの立ち上がり又は立ち下がりでラッチ動作を行うようになっている。PWM変調を100%利用するときには、PWM変調率の最大値がN進カウンタ64dのNに一致するよう、制御演算回路63で換算が行われる。Nの具体値としては、“2”のべきじょうであり6ビットで表される“64”や,8ビットで表される“256”などが、使いやすいが、他の値であっても良い。
Similarly to the N-
出力段回路64aには、パルス幅変調信号Spwm を制御信号として切り替わる二入力一出力のスイッチ回路SWa,SWb(切換回路)が設けられている。スイッチ回路SWbは、パルス幅変調信号Spwm がオン状態の時には正の電源電圧+Vccを選択し、オフ状態の時には接地電圧(0V,基準電圧)を選択して、パルス幅変調信号+Vpwm を生成するようになっている。パルス幅変調信号+Vpwm は、例えば、制御電圧V1の正電圧+V1に相当するものであり、平滑化すれば波形が正電圧+V1に良く近似した略相似形になるが、振幅は0V〜+Vccの範囲に広がり大きくなっており、変位検出用印加信号f1の重畳後に正電圧V1bとして静電支持用電極31bに印加されるようになっている。
The
スイッチ回路SWaは、パルス幅変調信号Spwm がオン状態の時には負の電源電圧−Vccを選択し、オフ状態の時には接地電圧(0V,基準電圧)を選択して、パルス幅変調信号+Vpwm に対して反転した波形を持つパルス幅変調信号−Vpwm を生成するようになっている。パルス幅変調信号−Vpwm は、例えば、制御電圧V1の負電圧−V1に相当するものであり、平滑化すれば波形が負電圧−V1に良く近似した略相似形になるが、振幅は0V〜−Vccの範囲に広がり大きくなっており、変位検出用印加信号f1の重畳後に負電圧V1aとして静電支持用電極31aに印加されるようになっている。
The switch circuit SWa selects the negative power supply voltage -Vcc when the pulse width modulation signal Spwm is on, and selects the ground voltage (0 V, reference voltage) when the pulse width modulation signal Spwm is off, and selects the ground voltage (0 V, reference voltage) with respect to the pulse width modulation signal + Vpwm. A pulse width modulation signal -Vpwm having an inverted waveform is generated. The pulse width modulation signal -Vpwm corresponds to, for example, the negative voltage -V1 of the control voltage V1, and if smoothed, the waveform becomes a substantially similar shape that closely approximates the negative voltage -V1, but the amplitude is 0V to It spreads over the range of −Vcc, and is applied to the
このようなスイッチ回路SWa,SWbは、例えばMOSFETのスイッチングトランジスタを組み合わせる等のことで容易に具現され、上述したように静電支持用電極31対応の制御出力回路64からは互いに逆相の関係にあるパルス幅変調信号+Vpwm ,−Vpwm が生成されて正のパルス幅変調信号+Vpwm が静電支持用電極31bに印加され負のパルス幅変調信号−Vpwm が隣接の静電支持用電極31aに印加されるようになっている。これに対し、変位検出用印加信号f1は隣接電極31a,31bに同相で印加される。他の制御電極32〜37,42〜47それぞれについても同様である。
Such switch circuits SWa and SWb are easily implemented by combining, for example, MOSFET switching transistors. As described above, the
制御演算回路63における信号入力部分も(図2(b)参照)、変位検出用印加信号f1〜f12の三角波化および時分割印加に対応して、改造されている。すなわち、変位検出用印加信号f1〜f12が三角波のとき電流検出回路51の入力電流Ipや変位検出用検出信号Vpが矩形波になるので、変位検出用検出信号VpをA/D変換回路63aでデジタル化して図示したDSP63b(デジタルシグナルプロセッサ)や図示しないマイクロプロセッサ等のデジタル演算部に取り込み、デジタル処理するようになっている。A/D変換回路63aは、クロックCLKbのタイミングでサンプリング・標本化して、例えば12ビットで量子化するようになっている。クロックCLKbは、上述したクロックCLKaの位相を例えば90゜ずらしたものであり、クロックCLKaに同期している。なお、スイッチング時の過渡状態を外せば、位相差は90゜以外でも良く、周波数は逓倍または逓減されていても良い。
The signal input portion in the control arithmetic circuit 63 (see FIG. 2B) is also modified in accordance with the triangular wave and time-division application of the displacement detection application signals f1 to f12. That is, when the displacement detection application signals f1 to f12 are triangular waves, the input current Ip of the
DSP63bは、変位検出用検出信号Vpのデジタル値をクロックCLKbの度に入力するとともに、クロックCLKaから分周回路67で生成され選択回路66で用いられるクロックCLKdの立ち上がり又は立ち下がりタイミングを例えば割込にて検知する。そして、クロックCLKdに同期して振分先を切り替えながら、変位検出用検出信号Vpのデジタル値を検出値一時記憶領域g1〜g12に振り分ける。具体的には、選択回路66が三角波信号f0を変位検出用印加信号f1としているときには、検出値一時記憶領域g1を変位検出用検出信号Vpの振分先としてそこにデジタル値を一時記憶しておく。選択回路66が三角波信号f0を変位検出用印加信号f2としているときには、検出値一時記憶領域g2を変位検出用検出信号Vpの振分先としてそこにデジタル値を一時記憶しておく。
The
クロックCLKdの他のタイミングでも同様の振り分けが行われて、変位検出用印加信号f1〜f12のそれぞれに対応した変位検出用検出信号Vpのデジタル値が記憶領域g1〜g12に振り分けて得られるようになっている。各記憶領域g1〜g12には振分先になる度に最大L回分のデータが連続して入力されるので、必須ではないが大抵、ノイズの影響を抑制する等のため、最初と最後のデータは無視して中間部分の平均値を採るといった処理も行われる。これらの検出値一時記憶領域g1〜g12のデジタル値はそれぞれ静電支持用電極31〜36,41〜46の容量を反映しているので、以後の変位演算等すなわちジャイロロータ10とジャイロケース20との相対変位の算出やそれに基づく姿勢制御の演算などは、公知の従来手法にて遂行されるようになっている。
Similar distribution is performed at other timings of the clock CLKd so that the digital values of the displacement detection detection signals Vp corresponding to the displacement detection application signals f1 to f12 are distributed to the storage areas g1 to g12. It has become. Each storage area g1 to g12 is continuously input with data for a maximum of L times each time it becomes a distribution destination. Therefore, although it is not essential, the first and last data are usually used to suppress the influence of noise. The process of ignoring and taking the average value of the middle part is also performed. Since the digital values in these detection value temporary storage areas g1 to g12 reflect the capacitances of the
この実施例1の静電浮上型ジャイロ装置について、その使用態様及び動作を、図面を引用して説明する。図3(a)〜(g)及び図4(a)〜(h)は何れも信号波形例である。
ここでも、既述例との対比明瞭化等のため、環状ロータ型の6対の静電支持用電極のうち電極対31について制御電圧V1及び変位検出用印加信号f1の印加状況を中心に詳述する。
The use mode and operation of the electrostatic levitation gyro apparatus according to the first embodiment will be described with reference to the drawings. FIGS. 3A to 3G and FIGS. 4A to 4H are examples of signal waveforms.
Here too, in order to clarify the comparison with the above-described examples, the details of the
制御電圧V1が正電圧V1bと逆相の負電圧V1aとの対に分けられて、正電圧V1bは静電支持用電極31bに印加され、負電圧V1aは隣接の静電支持用電極31aに印加されるのは、既述した通りなので、電極対31のうち静電支持用電極31bに印加される正電圧V1bに関して図示の波形例を参照しながら詳述する。負電圧V1aは主成分(Vpwm )の逆相関係を除けば同様である。他の制御電圧も、繰り返しとなる説明および図示は割愛するが、同様である。変位検出用印加信号f1が隣接し合う静電支持用電極31a,31bに同相で印加されることも既述した通りであり図示の波形例を参照しながら詳述する。他の変位検出用印加信号f2〜f12も、同様に該当の制御電極に同相で印加されることから、繰り返しとなる説明および図示は割愛して、三角波化および時分割印加に対応して変わったところを図示したので、その波形例を参照しながら詳述する。
The control voltage V1 is divided into a pair of a positive voltage V1b and a negative phase negative voltage V1a. The positive voltage V1b is applied to the
正電圧V1bは、アナログ信号であれば既述したように一定のオフセット電圧Vofに姿勢制御のためのX軸制御電圧成分Vxを加えたもの+Vof+Vxを主成分にしているので電圧Vccより小さな振幅で滑らかに且つ穏やかに変化するが(図3(a)参照)、制御出力回路64がPWM化されているので、正電圧V1bの主成分として出力段回路64aから出力されるパルス幅変調信号Vpwm は(図3(b)参照)、電圧Vccの一定振幅でパルス状に且つ頻繁に変化する。振幅を変えない代わりにディーティ比を変えることで、X軸制御電圧成分の実効値を拡大している。
If the positive voltage V1b is an analog signal, the positive voltage V1b has an amplitude smaller than the voltage Vcc because the main component is + Vof + Vx obtained by adding the X-axis control voltage component Vx for posture control to the constant offset voltage Vof as described above. Although it changes smoothly and gently (see FIG. 3A), since the
また、変位検出用印加信号f1〜f12が三角波信号f0を時分割して生成されるようになったので、変位検出用印加信号f1は(図3(c)参照)、クロックCLKdで一周期すなわちクロックCLKaでL周期の間だけ三角波が発現し、その後は暫く無信号状態(0V)になる。変位検出用印加信号f1が無信号状態になったら変位検出用印加信号f2にだけ同周期の三角波が発現し(図3(d)参照)、変位検出用印加信号f2が無信号状態になったら変位検出用印加信号f3にだけ同周期の三角波が発現し(図3(e)参照)、変位検出用印加信号f3が無信号状態になったら変位検出用印加信号f4にだけ同周期の三角波が発現し(図3(f)参照)、以下同様にして、変位検出用印加信号f5〜f12に順番に三角波が発現し(図3(g)参照)、変位検出用印加信号f12が無信号状態になったら変位検出用印加信号f1に戻ってそこにだけ同周期の三角波が発現する(図3(c)参照)。こうして、変位検出用印加信号f1〜f12が、重畳先ばかりか有効成分の重畳時期も異にして、それぞれ、制御電圧V1〜V12に重畳される。 Further, since the displacement detection application signals f1 to f12 are generated by time-sharing the triangular wave signal f0 (see FIG. 3C), the displacement detection application signal f1 is one cycle at the clock CLKd. A triangular wave appears only during the L period at the clock CLKa, and after that, there is no signal state (0 V) for a while. When the displacement detection application signal f1 becomes a no-signal state, a triangular wave having the same period appears only in the displacement detection application signal f2 (see FIG. 3D), and when the displacement detection application signal f2 becomes a no-signal state. A triangular wave with the same period appears only in the displacement detection application signal f3 (see FIG. 3E), and when the displacement detection application signal f3 becomes no signal, a triangular wave with the same period appears only in the displacement detection application signal f4. In the same manner, triangular waves appear in order in the displacement detection application signals f5 to f12 (see FIG. 3G), and the displacement detection application signal f12 is in a no-signal state. Then, it returns to the displacement detection application signal f1 and a triangular wave with the same period appears only there (see FIG. 3C). In this way, the displacement detection application signals f1 to f12 are superimposed on the control voltages V1 to V12, respectively, not only for the superimposition destination but also for the effective component superposition timing.
パルス幅変調信号Vpwm と変位検出用印加信号f1とを拡大して(図4(a),(b)及び図4(c),(d)参照)、両者を対比してみると、変位検出用印加信号f1はパルス幅変調信号Vpwm より頻繁に曲折しているが、パルス幅変調信号Vpwm のオンタイミング(パルス始端、遷移タイミング)もオフタイミング(パルス終端、遷移タイミング)も、電子回路内での伝搬遅延時間などに起因する僅かなタイミングのずれを無視すれば、変位検出用印加信号f1の曲折タイミングの何れかに一致する。 When the pulse width modulation signal Vpwm and the displacement detection application signal f1 are enlarged (see FIGS. 4A and 4B and FIGS. 4C and 4D), the displacement is detected. The applied signal f1 is bent more frequently than the pulse width modulation signal Vpwm, but the on timing (pulse start and transition timing) and off timing (pulse end and transition timing) of the pulse width modulation signal Vpwm are both within the electronic circuit. If a slight timing shift due to the propagation delay time of the signal is ignored, it coincides with one of the bending timings of the displacement detection application signal f1.
制御電圧V1のうちの正電圧V1bの波形は、変位検出用印加信号f1が無信号状態のときには正のパルス幅変調信号+Vpwm と同じになるが、変位検出用印加信号f1が三角波のときには重畳波形となるので正のパルス幅変調信号+Vpwm そのものとは多少異なる(図4(e)参照)。また、制御電圧V1のうちの負電圧V1aの波形は、変位検出用印加信号f1が無信号状態のときには負のパルス幅変調信号−Vpwm と同じになるが、変位検出用印加信号f1が三角波のときには重畳波形となるので負のパルス幅変調信号−Vpwm そのものとは多少異なる(図4(f)参照)。 The waveform of the positive voltage V1b in the control voltage V1 is the same as the positive pulse width modulation signal + Vpwm when the displacement detection application signal f1 is in the no-signal state, but is superimposed when the displacement detection application signal f1 is a triangular wave. Therefore, it is slightly different from the positive pulse width modulation signal + Vpwm itself (see FIG. 4E). The waveform of the negative voltage V1a in the control voltage V1 is the same as the negative pulse width modulation signal −Vpwm when the displacement detection application signal f1 is in the no-signal state, but the displacement detection application signal f1 is a triangular wave. Since this is sometimes a superimposed waveform, it is somewhat different from the negative pulse width modulation signal -Vpwm itself (see FIG. 4 (f)).
このような制御電圧V1即ち負電圧V1a及び正電圧V1bが静電支持用電極31即ち隣接の静電支持用電極31a,31bに印加されると、逆相のパルス幅変調信号Vpwm 即ち正のパルス幅変調信号+Vpwm 及び負のパルス幅変調信号−Vpwm は静電支持用電極31に静電引力(静電支持力)を生じさせるが、同相の変位検出用印加信号f1は、静電支持用電極31に静電引力を生じさせない。そのため、変位検出用印加信号f1は姿勢制御に影響を及ぼすことなく専ら静電支持用電極31の容量検出ひいてはジャイロロータ10とジャイロケース20との相対変位の検出に用いられる。
When the control voltage V1, that is, the negative voltage V1a and the positive voltage V1b are applied to the
そして、逆相のパルス幅変調信号Vpwm による静電支持用電極31の変位電流は、そこに蓄積電荷となってとどまることから、変位検出用電極38,48には及ばないので、電流検出回路51の入力電流Ipや変位検出用検出信号Vpとして検出されないのに対し、同相の変位検出用印加信号f1による静電支持用電極31の変位電流は、そこにとどまれないことから、変位検出用電極38,48に及んで、電流検出回路51の入力電流Ipになるので、矩形波状の変位検出用検出信号Vpとして検出される(図4(g)参照)。
Since the displacement current of the
変位検出用印加信号f1の曲折とパルス幅変調信号Vpwm の遷移とが非同期であれば既述したようにパルス幅変調信号Vpwm のスイッチングノイズが変位検出用検出信号Vpに対して無秩序に重畳してしまうが、この場合は(図4(g)参照)、変位検出用印加信号f1の曲折とパルス幅変調信号Vpwm の遷移とが同期しているので、パルス幅変調信号Vpwm のスイッチングノイズは変位検出用検出信号Vpの遷移タイミング即ち矩形波の立ち上がりか立ち下がりのタイミングに限定される。 If the bending of the displacement detection applied signal f1 and the transition of the pulse width modulation signal Vpwm are asynchronous, the switching noise of the pulse width modulation signal Vpwm is randomly superimposed on the displacement detection detection signal Vp as described above. However, in this case (see FIG. 4G), since the bending of the displacement detection applied signal f1 and the transition of the pulse width modulation signal Vpwm are synchronized, the switching noise of the pulse width modulation signal Vpwm is detected as displacement. It is limited to the transition timing of the detection signal Vp for use, that is, the rising or falling timing of the rectangular wave.
そして、そのような変位検出用検出信号Vpが、クロックCLKb(図4(h)参照)を利用した安定状態のタイミングで、制御演算回路63のA/D変換回路63aによりサンプリングされるので、制御演算回路63のDSP63bに入力され制御演算に用いられる変位検出値(g1)からは、パルス幅変調のスイッチングノイズの影響が完全に排除される。他の変位検出用印加信号f2〜f12についても、時分割されているのでサンプリングタイミングは異なるが、同じくスイッチングノイズの影響の無い変位検出値(g2〜g12)が得られる。
こうして、この静電浮上型ジャイロ装置にあっても、正確な変位検出が行われ、それに基づいて姿勢制御のための公知演算が適切に行われ、さらには慣性空間に対する角速度や加速度なども適切に算出される。
Then, such a displacement detection detection signal Vp is sampled by the A /
Thus, even in this electrostatic levitation type gyro device, accurate displacement detection is performed, and publicly known computations for posture control are appropriately performed based on the displacement detection. Furthermore, angular velocity and acceleration with respect to the inertial space are also appropriately performed. Calculated.
図5に印加信号発生回路と制御出力回路と信号波形例を示した本発明の静電浮上型ジャイロ装置が上述した第1実施例のものと相違するのは、印加信号供給回路における印加信号発生回路65がデジタル化されて印加信号発生回路75になった点と、正負の電源電圧+Vcc,−Vccを用いる制御出力回路64が正の電源電圧+Vccだけを用いるように改造された点である。
The difference between the electrostatic levitation type gyro apparatus of the present invention shown in FIG. 5 as an applied signal generating circuit, a control output circuit, and signal waveform examples is different from that of the first embodiment described above. The
印加信号発生回路75は(図5(a)参照)は、クロックCLKcをM分周し更に波形整形して三角波信号f0とクロックCLKaとを生成するものであり、そのために、クロックCLKaよりも周波数がM倍高いクロックCLKcを発生する発振回路と、クロックCLKcに応じてカウント値を進めるM進カウンタ75aと、その鋸歯状に変化するカウント値をM進カウンタ75aから受けて1ビットのクロックCLKaと複数ビットの三角波状デジタル値を出力するROM75bと、そのデジタル値を入力してアナログの三角波信号f0を出力するD/A変換器75cとを具えている。これにより、実施例1のと同じクロックCLKaと、既述した印加信号発生回路65によるのとほぼ同じ三角波信号f0(変位検出用印加信号f1〜f12の元の信号)が、デジタル回路で生成される。
The applied signal generation circuit 75 (see FIG. 5A) divides the clock CLKc by M and further shapes the waveform to generate the triangular wave signal f0 and the clock CLKa. For this reason, the frequency is higher than that of the clock CLKa. Generates an M-times higher clock CLKc, an M-
制御出力回路64は(図5(a)参照)、前段部分のパルス幅変調回路64bはそのままであるが、後段部分の出力段回路64aが負の電源電圧−Vccから切り離されている。すなわち、出力段回路64aには、パルス幅変調信号Spwm を制御信号として切り替わる二入力一出力のスイッチ回路SWa,SWbのうち正電圧V1b側のスイッチ回路SWbは残されているが、負電圧V1a側のスイッチ回路SWaは省かれている。スイッチ回路SWbがパルス幅変調信号Spwm のオン時に正の電源電圧+Vccを選択しオフ時に接地電圧0Vを選択して正電圧V1bのパルス幅変調信号+Vpwm を生成するのは、上述したのと同じであるが、負電圧V1aのパルス幅変調信号+Vpwm は常に0Vにされるようになっている。他の制御電圧V12等を出力する制御出力回路64も同様である。
In the control output circuit 64 (see FIG. 5A), the pulse
この場合、やはり環状ロータ型の6対の静電支持用電極のうち電極31について制御電圧V1の印加状況を詳述すると、制御電圧V1が正電圧V1bと負電圧V1aとの対に分けられて、正電圧V1bが静電支持用電極31bに印加され、負電圧V1aが隣接の静電支持用電極31aに印加されるのは、既述した通りである。正負の電圧V1b,V1aに変位検出用印加信号f1が同相で含まれるのも、既述した通りである。もっとも、負電圧V1aは、既述例との対比上そのように呼んでいるが、変位検出用印加信号f1の三角波成分が重畳しているときを除けば負側へ変化する訳でなく0Vに維持されるので、変位検出用印加信号f1の重畳を無視しても電圧レベルでみると正電圧V1bと負電圧V1aは逆相関係に無いようにも思われる。
In this case, the application state of the control voltage V1 is described in detail for the
しかし、静電支持用電極31a,31bが隣接していて、制御電圧V1の印加による両者の電荷が釣り合うので、ジャイロロータ10における両者の中間部位の電位を基準にしてみると、正電圧V1bと負電圧V1aは逆相関係を維持しており、ジャイロロータ10に対するX軸方向の静電引力が、この場合も、制御電圧V1に対応して、特にパルス幅変調信号Vpwm を主成分とする正電圧V1bに対応して、適切に生じる。繰り返しとなる説明は割愛するが他の制御電圧も同様である。
However, since the
ここでも、三角波重畳時の正電圧V1b(図5(b)参照)及び負電圧V1a(図5(c)参照)を上例同様に拡大して(図4(e),(f)も対比参照)、正電圧V1bの主成分であるパルス幅変調信号Vpwm と変位検出用印加信号f1及び変位検出用検出信号Vpと比べてみると、上例と同様である(図4(c),(d),(g)参照)。すなわち、この場合も、変位検出用印加信号f1の曲折とパルス幅変調信号Vpwm の遷移とが同期しているので、パルス幅変調信号Vpwm のスイッチングノイズは変位検出用検出信号Vpの遷移タイミング即ち矩形波の立ち上がりか立ち下がりのタイミングに限定される。 Here, the positive voltage V1b (see FIG. 5B) and the negative voltage V1a (see FIG. 5C) at the time of triangular wave superposition are enlarged as in the above example (FIGS. 4E and 4F are also compared). When comparing the pulse width modulation signal Vpwm, which is the main component of the positive voltage V1b, with the displacement detection applied signal f1 and the displacement detection detection signal Vp, it is the same as the above example (FIG. 4C, ( d) and (g)). That is, also in this case, since the bending of the displacement detection applied signal f1 and the transition of the pulse width modulation signal Vpwm are synchronized, the switching noise of the pulse width modulation signal Vpwm is a transition timing of the displacement detection detection signal Vp, that is, a rectangular shape. Limited to the rise or fall timing of the wave.
また、同相の変位検出用印加信号f1〜f12が姿勢制御に影響を及ぼすことなく専ら静電支持用電極31〜36,41〜46の容量検出ひいてはジャイロロータ10とジャイロケース20との相対変位の検出に用いられることも同様である。
こうして、この静電浮上型ジャイロ装置にあっても、正確な変位検出が行われ、それに基づいて姿勢制御のための公知演算が適切に行われ、さらには慣性空間に対する角速度や加速度なども適切に算出される。
Further, the in-phase displacement detection application signals f1 to f12 do not affect the posture control, and the capacitance detection of the
Thus, even in this electrostatic levitation type gyro device, accurate displacement detection is performed, and publicly known computations for posture control are appropriately performed based on the displacement detection. Furthermore, angular velocity and acceleration with respect to the inertial space are also appropriately performed. Calculated.
図6に分周回路とパルス幅変調率変換例と波形例を示した本発明の静電浮上型ジャイロ装置が上述した第1実施例のものと相違するのは、変位検出用印加信号f1〜f12の印加先を切り替える時分割の手法が、制御電圧V1〜V12のパルス印加と変位検出用印加信号f1〜f12の印加との切替にも、拡張適用された点である。
具体的には、制御電圧V1〜V12のパルス周期と、変位検出用印加信号f1〜f12に次々に三角波信号f0の発現する一巡周期とが、同じになるよう、分周回路67の分周値が(12/N)にされる(図6参照)。ここで値“12”は変位検出用印加信号f1〜f12の時分割数であり、Nは、パルス幅変調回路64bのN進カウンタ64dのNである。分周値が整数になるようNには時分割数“12”の倍数が採用される。
The difference between the electrostatic levitation gyro apparatus of the present invention shown in FIG. 6 as an example of the frequency dividing circuit, the pulse width modulation factor conversion and the waveform is different from that of the first embodiment described above. The time-division method for switching the application destination of f12 is also extended to the switching between the application of pulses of control voltages V1 to V12 and the application of displacement detection application signals f1 to f12.
Specifically, the frequency dividing value of the
また、制御電圧V1〜V12のパルス幅変調に際してパルスを変位検出用印加信号の印加時期から外すために、制御演算回路63において上述のように最大変調率100%で算出されたPWM変調率pが、時分割数の逆数すなわち12分の1だけ、減らされる。具体的には、変換式[{(11×p)/12}+(1/12)]で算出し直したPWM変調率がラッチ64cに送出されるようになっている。これにより、制御電圧V1〜V12のパルス周期における始めの12分の1の期間にはパルス(+Vpwm ,−Vpwm +)が発現しなくなり、パルス(+Vpwm ,−Vpwm +)は、制御電圧V1〜V12のパルス周期における後の12分の11の期間にだけ発現することとなる。
Further, in order to remove the pulse from the application timing of the displacement detection application signal during the pulse width modulation of the control voltages V1 to V12, the PWM modulation rate p calculated by the control
さらに、図示は割愛したが、制御電圧V1を出力する制御出力回路64のパルス幅変調回路64bのN進カウンタ64dの初期値から、制御電圧V2を出力する制御出力回路64のパルス幅変調回路64bのN進カウンタ64dの初期値を(N/12)ずらし、制御電圧V3を出力する制御出力回路64のパルス幅変調回路64bのN進カウンタ64dの初期値を更に(N/12)ずらし、以下同様に、制御電圧V3〜V12を出力する制御出力回路64のパルス幅変調回路64bのN進カウンタ64dの初期値を順次(N/12)ずつずらしておく等のことで、制御電圧V1〜V12のパルス周期がクロックCLKdの一クロックずつ即ち変位検出用印加信号f1〜f12の時分割の期間ずつずれるとともに、制御電圧V1〜V12それぞれのパルス不発現期間に変位検出用印加信号f1〜f12の三角波が発現するようにもなっている。
Further, although not shown, the pulse
この場合、静電支持用電極31bに印加される正電圧V1b(制御電圧V1の一方)には(図6(c)参照)、先ず変位検出用印加信号f1の三角波が発現し、それが消えた後に正のパルス幅変調信号+Vpwm のパルスが発現する。また、静電支持用電極31bに隣接している静電支持用電極31aに印加される負電圧V1a(制御電圧V1の他方)には(図6(d)参照)、先ず変位検出用印加信号f1の三角波が発現し、それが消えた後に負のパルス幅変調信号−Vpwm のパルスが発現する。静電支持用電極32bに印加される正電圧V2bには(図6(e)参照)、制御電圧V1から変位検出用印加信号f1の三角波が消えた後に、変位検出用印加信号f2の三角波が発現し、それが消えた後に正のパルス幅変調信号+Vpwm のパルスが発現する。他の静電支持用電極33b等に印加される正電圧V3b等にも(図6(f)参照)、別の変位検出用印加信号の三角波が消えた後に、変位検出用印加信号f3等の三角波が発現し、それが消えた後に正のパルス幅変調信号+Vpwm 等のパルスが発現する。
In this case, the positive voltage V1b (one of the control voltages V1) applied to the
このようにして、変位検出用印加信号f1〜f12が時分割で各々の印加先電極に印加されるとともに、変位検出用印加信号f1〜f12の曲折も制御電圧V1〜V12の遷移もクロックCLKaに同期しているので、この場合も、上述したように正確な変位検出と適切な姿勢制御が行われる。しかも、この場合は、変位検出用印加信号f1〜f12の三角波(有効成分)とパルス幅変調信号Vpwm のパルス(有効成分、制御電圧V1〜V12の主成分)との重畳が解消されていることから、変位検出用印加信号f1〜f12の三角波を正の電源電圧+Vccから負の電源電圧−Vccまで大きく変化させて振幅を拡大することが可能となる。 In this way, the displacement detection application signals f1 to f12 are applied to each application destination electrode in a time division manner, and the bending of the displacement detection application signals f1 to f12 and the transition of the control voltages V1 to V12 are also applied to the clock CLKa. In this case as well, accurate displacement detection and appropriate posture control are performed as described above. In addition, in this case, the superposition of the triangular wave (effective component) of the displacement detection application signals f1 to f12 and the pulse of the pulse width modulation signal Vpwm (effective component, main component of the control voltages V1 to V12) is eliminated. Therefore, the amplitude can be increased by changing the triangular wave of the displacement detection application signals f1 to f12 from the positive power supply voltage + Vcc to the negative power supply voltage -Vcc.
そして、そうすることにより、複数電極31〜48の容量が大きいときはもちろん小さいときでも、十分な振幅を具有した変位検出用検出信号Vpを得ることができて、変位検出の精度が更に向上する。なお、PWM変調率は100%まで使うことができなくなるが、その減少分は、変位検出用印加信号f1〜f12の振幅電圧Vfと制御電圧V1の最大電圧V1mとへの電源電圧Vccの割り振りが不要になってパルス幅変調信号Vpwm の振幅が完全に電源電圧Vccまで拡大されることで、補償されるので、姿勢制御用の静電引力はほぼ維持される。割振の割合によっては、姿勢制御能力が向上する。
By doing so, the displacement detection detection signal Vp having a sufficient amplitude can be obtained even when the capacitances of the plurality of
図7に制御出力回路の改造部分および波形例を示した本発明の静電浮上型ジャイロ装置が上述した第3実施例のものと相違するのは、制御出力回路64においてN進カウンタ64dとコンパレータ64eとの間に信号波形変換用のROM64fが介挿接続された点と(図7(a)参照)、制御出力回路64が正負の電源電圧+Vcc,−Vccを用いるものから(図2(a)参照)正の電源電圧+Vccだけを用いるものに(図5(a)参照)改造された点である。後者の相違点は上述したので、以下、前者の相違点を詳述する。
FIG. 7 shows a modified part of the control output circuit and an example of the waveform of the electrostatic levitation gyro apparatus of the present invention, which is different from that of the third embodiment described above. In the
ROM64fの導入は、制御電圧V1〜V12のパルス幅変調に際してパルスを変位検出用印加信号の印加時期から外す処理を、制御演算回路63によるPWM変調率の算出し直し無しに、制御出力回路64だけで行うためであり、具体的には、N進カウンタ64dの出力値が(N/12)未満のときは変換値を“0”にし、N進カウンタ64dの出力値が(N/12)〜Nのときは変換値が“0”〜Nの値になるような線形変換を行うものとなっている。
The introduction of the
この場合、静電支持用電極31bに印加される正電圧V1bには(図7(b)参照)、先ず変位検出用印加信号f1の三角波が発現し、それが消えた後に正のパルス幅変調信号+Vpwm のパルスが発現する。また、静電支持用電極31bに隣接している静電支持用電極31aに印加される負電圧V1aには(図7(c)参照)、変位検出用印加信号f1の三角波だけが発現し、それが消えても負のパルス幅変調信号−Vpwm のパルス等は発現しない。静電支持用電極32bに印加される正電圧V2bには(図7(d)参照)、制御電圧V1から変位検出用印加信号f1の三角波が消えた後に、変位検出用印加信号f2の三角波が発現し、それが消えた後に正のパルス幅変調信号+Vpwm のパルスが発現する。他の静電支持用電極33b等に印加される正電圧V3b等にも(図7(e)参照)、別の変位検出用印加信号の三角波が消えた後に、変位検出用印加信号f3等の三角波が発現し、それが消えた後に正のパルス幅変調信号+Vpwm のパルスが発現する。図示は割愛したが、負電圧V2a等も、負電圧V1a同様、変位検出用印加信号f2〜f12の三角波だけが発現し、それが消えても負のパルス幅変調信号−Vpwm のパルス等は発現しない。
In this case, in the positive voltage V1b applied to the
このようにして、この場合も、変位検出用印加信号f1〜f12が時分割で各々の印加先電極に印加されるとともに、変位検出用印加信号f1〜f12の曲折も制御電圧V1〜V12の遷移もクロックCLKaに同期しているので、この場合も、上述したように正確な変位検出と適切な姿勢制御が行われる。また、この場合も、変位検出用印加信号f1〜f12の三角波(有効成分)とパルス幅変調信号Vpwm のパルス(有効成分、制御電圧V1〜V12の主成分)との重畳が解消されているが、この場合は、負の電源電圧−Vccは用いられていないので、変位検出用印加信号f1〜f12の三角波の振幅は0V(接地電圧、基準電圧)から正の電源電圧+Vccまで拡大することができる(図7(b)〜(e)参照)。 Thus, also in this case, the displacement detection application signals f1 to f12 are applied to the respective application destination electrodes in a time division manner, and the bending of the displacement detection application signals f1 to f12 is also a transition of the control voltages V1 to V12. Since this is also synchronized with the clock CLKa, accurate displacement detection and appropriate attitude control are performed as described above. Also in this case, the superposition of the triangular wave (effective component) of the displacement detection application signals f1 to f12 and the pulse of the pulse width modulation signal Vpwm (effective component, main component of the control voltages V1 to V12) is eliminated. In this case, since the negative power supply voltage -Vcc is not used, the amplitude of the triangular wave of the displacement detection application signals f1 to f12 can be expanded from 0 V (ground voltage, reference voltage) to the positive power supply voltage + Vcc. (See FIGS. 7B to 7E).
こうして、この場合も、十分な振幅を具有した変位検出用検出信号Vpを得ることができて、変位検出の精度が向上する。なお、PWM変調率を100%から下げることに対する補償や、隣接する制御電極対の一方にだけ制御電圧を印加しても姿勢制御できることは、上述したとおりである。 Thus, also in this case, the displacement detection detection signal Vp having a sufficient amplitude can be obtained, and the accuracy of displacement detection is improved. As described above, compensation for lowering the PWM modulation rate from 100% and attitude control can be performed even when a control voltage is applied to only one of the adjacent control electrode pairs.
[その他]
上記の各実施例において、ロータ制御回路52及びその制御出力回路54は、従来通りのままであったが、それにも制御演算回路63及びその制御出力回路64と同様の改良を施しても良い。
A/D変換回路63aやDSP63bにおける入力手段や振分手段などは、既述したように制御演算回路63の一部であるとしても良いが、制御演算回路に属するのでなく信号検出回路の一部をなしているとしても、両者に属しているインターフェイス部としても、不都合は無い。また、制御演算回路63のDSP63bは、既述したようにロータ制御回路52と別個に設けても良いが、制御演算回路63とロータ制御回路52は両方のプログラムをインストールしたDSPに纏めても良い。DSPやマイクロプロセッサに代えて又はそれと併用してワイヤードロジックで具体化しても良い。
[Others]
In each of the above-described embodiments, the
The input means and the distribution means in the A /
10 ジャイロロータ(ジャイロ機構部)
20 ジャイロケース(ジャイロ機構部)
21 上側底部材(ジャイロケース、ジャイロ機構部)
22 下側底部材(ジャイロケース、ジャイロ機構部)
23 スペーサ(ジャイロケース、ジャイロ機構部)
31〜36 静電支持用電極(姿勢制御用電極、制御電極、拘束制御系)
37 ロータ駆動用電極(回転電極、ロータ駆動系)
38 変位検出用電極(検出電極、変位検出系)
41〜46 静電支持用電極(姿勢制御用電極、制御電極、拘束制御系)
47 ロータ駆動用電極(回転電極、ロータ駆動系)
48 変位検出用電極(検出電極、変位検出系)
51 電流検出回路(変位検出系)
52 ロータ制御回路(制御回路、ロータ駆動系)
53 制御演算回路(制御回路、拘束制御系)
54 制御出力回路(制御回路、拘束制御系)
63 制御演算回路(制御回路、拘束制御系)
63a A/D変換回路(信号入力回路、信号検出回路+制御演算回路)
63b DSP(デジタルシグナルプロセッサ、制御演算回路、拘束制御系)
64 制御出力回路(PWM化、制御回路)
64a 出力段回路(スイッチ回路)
64b パルス幅変調回路
64c ラッチ(クロック同期式のPWM変調率保持器)
64d N進カウンタ(クロック同期式の鋸歯状波発生部)
64e コンパレータ(比較器、スイッチ制御信号生成部)
65 印加信号発生回路(印加信号供給回路、信号検出回路、変位検出系)
66 選択回路(重畳先切換回路、時分割回路、印加信号供給回路)
67 分周回路(時分割用クロック生成回路、信号供給回路、変位検出系)
75 印加信号発生回路(印加信号供給回路、信号検出回路、変位検出系)
10 Gyro rotor (gyro mechanism)
20 Gyro case (Gyro mechanism)
21 Upper bottom member (gyro case, gyro mechanism)
22 Lower bottom member (gyro case, gyro mechanism)
23 Spacer (gyro case, gyro mechanism)
31-36 Electrostatic support electrodes (attitude control electrodes, control electrodes, restraint control system)
37 Rotor drive electrode (rotary electrode, rotor drive system)
38 Electrode for displacement detection (detection electrode, displacement detection system)
41-46 Electrostatic support electrodes (posture control electrodes, control electrodes, restraint control system)
47 Rotor drive electrode (rotary electrode, rotor drive system)
48 Electrode for displacement detection (detection electrode, displacement detection system)
51 Current detection circuit (displacement detection system)
52 Rotor control circuit (control circuit, rotor drive system)
53 Control arithmetic circuit (control circuit, constraint control system)
54 Control output circuit (control circuit, restraint control system)
63 Control arithmetic circuit (control circuit, constraint control system)
63a A / D conversion circuit (signal input circuit, signal detection circuit + control arithmetic circuit)
63b DSP (digital signal processor, control arithmetic circuit, constraint control system)
64 Control output circuit (PWM, control circuit)
64a Output stage circuit (switch circuit)
64b Pulse
64d N-ary counter (clock synchronous sawtooth generator)
64e comparator (comparator, switch control signal generator)
65 Applied signal generation circuit (applied signal supply circuit, signal detection circuit, displacement detection system)
66 Selection circuit (overlapping destination switching circuit, time division circuit, applied signal supply circuit)
67 Frequency divider (Time division clock generation circuit, signal supply circuit, displacement detection system)
75 Application signal generation circuit (application signal supply circuit, signal detection circuit, displacement detection system)
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- 2003-11-07 JP JP2003379210A patent/JP2005140709A/en not_active Ceased
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