JP2005137040A - Noncontact power supply - Google Patents

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a noncontact power supply which is stabilized by reducing secondary voltage variation for variation in the gap length between primary and secondary coils through a simple arrangement while suppressing high frequency noise at a low cost. <P>SOLUTION: The voltage resonance type noncontact power supply comprises a network K10 consisting of a resistor R12 connected between the source terminal of a switching element FET10 and the ground level, and a series circuit of a resistor R13 and a capacitor C12 connected in parallel with the resistor R12 with the middle point of connection between the resistor R13 and the capacitor C12 being connected with the base terminal of a transistor Q10 wherein the switching element FET10 is turned off by turning the transistor Q10 on and variation in the secondary voltage can be reduced for variation in the gap length between a primary coil L10 and a secondary coil L20 by setting the resistance of the resistor R13 appropriately. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

本発明は、電磁誘導を利用した非接触給電装置に関するものである。 The present invention relates to non-contact power feeding device using electromagnetic induction.

電磁誘導を利用する非接触給電の場合、1次コイルと2次コイルとで構成される分離着脱式トランスを用いて、電気的絶縁物である空気、プラスチック、木材、ガラス等を介して電気エネルギーを磁気エネルギーに変換し、その磁気エネルギーを再び電気エネルギーに変換して電力伝送が行われる。 For non-contact power supply utilizing electromagnetic induction, using the configured detachable transformer with a primary coil and a secondary coil, electrical energy through the air is an electrical insulator, plastic, wood, and glass was converted to magnetic energy, the power transmission is performed by converting the magnetic energy back into electrical energy. 床下に埋め込んだ1次コイルから床面上に置かれた2次コイルを持つコードレス機器への給電や、窓ガラスの内側から外側の機器への給電等、多くの応用が考えられる。 Feeding and to a cordless device having a secondary coil placed on the floor surface from the primary coil embedded under the floor, the feed or the like from the inside of the window glass to the outside of the equipment, many applications are possible. (例えば、特許文献1参照)。 (E.g., see Patent Document 1). しかしこれらの給電の場合、電気的絶縁物の厚さが一定でないために、2次側の出力電圧が大きく変化し、2次側での独立した定電圧化制御や、2次側の検出電圧を無線を用いて1次側へフィードバックして1次側を制御することが必要となる。 However, in the case of these feed, because the thickness of the electrical insulation is not constant, the output voltage of the secondary side is changed greatly, independent constant voltage control of the secondary side, the secondary side detection voltage the it is necessary to control the primary side is fed back to the primary side by using a radio. これらの制御は通常の一体型のスイッチング電源では容易に行えるものの、非接触給電では1次コイル−2次コイル間のギャップ長が大きく変化するために磁気結合レベルも大きく変化し、したがって2次側の誘起電圧と漏れインダクタンスとの両方が変化するため、2次側の負荷入力部の電圧は大きな変化となる。 While these controls are easily on conventional switching power supply integrated, in the non-contact power feeding magnetic coupling level changes significantly for the gap length between the primary coil-secondary coil is greatly changed, thus the secondary side since both the induced voltage and the leakage inductance changes, the voltage of the load input portion of the secondary side becomes large change. 図12(a)は1次コイル−2次コイル間のギャップ長に対する2次側の電圧特性を示しており、ギャップ長が大きくなるにつれて2次側電圧は低下している。 FIG. 12 (a) shows the secondary side of the voltage characteristic with respect to the gap length between the primary coil-secondary coil, the secondary voltage as the gap length increases is reduced.

さらに非接触給電では、2次コイルに並列あるいは直列に共振コンデンサを接続して負荷整合を行い、低力率を改善する必要がある。 In yet non-contact power supply, perform load matching by connecting a resonance capacitor parallel or in series with the secondary coil, it is necessary to improve the low power factor. この改善を行わなければ実質上実用化は難しい。 Substantially practical Without this improvement is difficult. この負荷整合のための共振コンデンサは、コンデンサによる容量リアクタンスによって、漏れインダクタンスによる誘導リアクタンスをできるだけ打ち消すことを狙いとしている。 Resonance capacitor for the load matching is by capacitive reactance due to the capacitor, and aims to counteract as possible inductive reactance due to leakage inductance. また、負荷整合は駆動周波数にも関係しており、負荷整合を行う非接触給電装置の出力安定化制御では、一般のスイッチング電源制御で用いられる周波数制御やPWM制御を行うと負荷整合レベルも変化するため出力安定化制御は容易ではない。 The load matching is related to the driving frequency, the output stabilization control of the non-contact power supply device which performs load matching is also a load matching level for frequency control and PWM control is used in a general switching power supply control change output stabilization control is not easy to.

ところで、非接触給電において、1次コイル−2次コイル間のギャップ長が大きく変化する場合の2次側電圧安定化には、「まず1次コイル−2次コイル間のギャップ長が大きく変化しても、できる限り2次側電圧が大きく変化しないように受動的な回路動作をさせ、その上でさらに定電圧化が必要であれば、2次側の独立した安定化電源機能の追加や、1次側への無線フィードバック制御を行うべきである」と考えられる。 Meanwhile, in the contactless power supply, the primary to the secondary voltage stabilization when the coil gap length between the primary coil -2 greatly changed, "first gap length between the primary coil-secondary coil changes significantly even, to a passive circuit operates as the secondary voltage does not change significantly as possible, additional or if on requires further constant voltage at its, in the secondary side separate stabilized power supply function, It considered that it should perform wireless feedback control to the primary side ".

さらに1次コイル−2次コイル間のギャップ長が大きく変化しても使用できる分離着脱式トランスを用いているので、磁界による高調波ノイズを発生しやすく、この高調波対策も必要となる。 Furthermore, since the gap length between the primary coil-secondary coil is used detachable transformer that can be used vary greatly, liable to generate harmonic noise by the magnetic field, the harmonics countermeasure is also required.

また回路構成を簡単にして小型化、低コスト化を図ることも重要であり、このような要求に対して、「1次コイルと2次コイルとの相対的な位置関係の変化に伴う1次コイル側の磁気特性の変化に応じて、1次コイルと1次コイルに並列接続されたコンデンサとで構成される回路の動作状態を変化させる」構成を備えたものがあり、ここで「回路の動作状態を変化させる」とは、具体的には「1次コイルに印加される電圧の周波数」、または「1次コイルに印加される電圧の振幅」、または「1次コイルに印加される電圧の波形」を変化させることである。 Further miniaturization and to simplify the circuit configuration, it is also important to reduce the cost for such a requirement, the primary due to the change in the relative positional relationship between the "primary coil and the secondary coil in response to changes in the magnetic characteristics of the coil side, there is one with a alters "constituting the operation state of the circuit composed of the capacitor connected in parallel to the primary coil and the primary coil, where" circuit and "changing the operating conditions, the voltage is specifically applied to the" frequency of the voltage applied to the primary coil ", or" the amplitude of the voltage applied to the primary coil "or" primary coil, it is to change the waveform ". 具体回路としては、2石のハーフブリッジ型の部分共振型インバータを用い、非共振期間を一定とし、自由振動期間(部分共振期間)の電圧の立ち上がり、立ち下がりの各期間を受動的に自動で変化させて、全体の駆動周期と1次コイルの平均電圧を変化させることで、1次コイルと2次コイルとの相対的な位置関係の変化があっても、2次側の電圧を安定化させている。 Specific circuits, using a 2 stone half bridge type partial resonant inverter, a non-resonant period is constant, the rising of the voltage of free oscillation period (partial resonance period), the respective periods of falling passively automatically varied, by varying the average voltage across the drive cycle and the primary coil, even if there is a change in the relative positional relationship between the primary coil and the secondary coil, stabilizes the voltage of the secondary side It is made to. なお、1次コイル側の磁気特性の変化とは、インダクタンス等の変化のことである。 Note that the change in magnetic properties of the primary coil, is that the change in inductance, and the like. この従来例の考え方は、上記非接触給電の2次側の電圧安定化の考え方に同じである。 Idea of ​​this prior art is the same as the voltage stabilization of the concept of the secondary side of the contactless power supply. (例えば、特許文献2参照)。 (E.g., see Patent Document 2).

しかしながら実用化を考える場合、より低ノイズ、よりシンプル、より低コスト化を図ることができる装置が望まれる。 However, when considering the practical use, lower noise, simpler, can be achieved more cost device is desired. 2石の部分共振型では、スイッチング素子の電圧波形が台形波状であって、パワーを制御するスイッチング素子が2つ必要であるため、ノイズ対策の強化が必要となり、コストの掛かる装置となっていた。 The partial resonance type 2 stone, the voltage waveform of the switching element is a trapezoidal waveform, since the switching element for controlling the power which is necessary two, enhanced noise suppression is required, has been a costly device . しかし小型化、低コスト化のためには、例えば出力が数百W以下であれば1石で簡単且つ少ない部品数の回路を構成し、また低ノイズ化のためにも1次コイルやスイッチング素子の電圧が正弦波状になる電圧共振型インバータを用いることが望ましい。 However miniaturization, for cost reduction, for example, the output is a circuit of a number of simple and small parts 1 stone not more than several hundred W, also the primary coil and switching elements for noise reduction it is desirable to use a voltage resonance type inverter voltage becomes a sine wave.
特許第3391999号公報 Patent No. 3391999 Publication 特開2002−101578号公報 JP 2002-101578 JP

しかし、1石の電圧共振型インバータを基礎にして、上記従来例のように「1次コイルと2次コイルとの相対的な位置関係の変化に伴う1次コイル側の磁気特性の変化」を利用するだけでは、1次コイル−2次コイル間ギャップ長が大きく変化した場合に、2次コイルの誘起電圧や、整流平滑後の電圧の変化が大きくなってしまう。 However, with a 1-transistor voltage resonance type inverter the basis, the "change of the primary coil and the relative position primary coil of the magnetic characteristics due to changes in the relationship between the secondary coil" as described above prior art simply use, when the gap length between the primary coil-secondary coil has changed significantly, and the induced voltage in the secondary coil, the change in voltage after rectifying and smoothing is increased. これは、電圧共振型インバータはスイッチング素子が基本的に1個であるために、そのスイッチング動作は、オフ時には1次コイルの両端電圧が略正弦波状で略1周期に亘って自由振動を行い、その振幅が大きく変化するためであると考えられる。 This is because the voltage resonance type inverter switching element is one basically its switching operation at the time of off performs free vibration over substantially one cycle the voltage across the primary coil is a substantially sinusoidal, its amplitude is considered to be due to changes significantly. (対して2石のスイッチング素子駆動の場合は、グランドレベルと電源電圧とでクランプされる部分共振型インバータでの1次コイルの両端電圧の振幅は一定となっている。)したがって、電圧共振を利用する場合には、1次コイル−2次コイル間ギャップ長の変化に対する2次側の電圧変化の抑制には、新たな仕組みが必要になる。 (If the switching element driving the two stone against, the amplitude of the voltage across the primary coil in the partial resonant inverter which is clamped at the ground level and the power source voltage is constant.) Thus, the voltage resonance when utilized, the suppression of the voltage change of the secondary side with respect to changes in the gap length between the primary coil-secondary coil, needed a new mechanism.

さらに非接触給電においては、大きな漏れインダクタンスが存在するため、これによる誘導リアクタンスで負荷電流による電圧降下が発生する。 In yet contactless power supply, since a large leakage inductance exists, a voltage drop occurs due to the load current in the inductive reactance due to this. 1次コイル−2次コイル間ギャップ長が一定の場合、2次コイルの誘起電圧は一定となるが、負荷電流の変化によって誘導リアクタンスでの電圧降下が変化するために負荷電圧が変化する。 If the gap length between the primary coil-secondary coil is constant, the induced voltage in the secondary coil is constant, the load voltage changes to the voltage drop across the inductive reactance due to a change in load current changes. 図12(b)は負荷電流に対する2次側の電圧特性を示しており、負荷電流が大きくなるにつれて2次側電圧は低下している。 FIG. 12 (b) shows the voltage characteristics of the secondary with respect to the load current, the secondary voltage as the load current increases are reduced.

また、通常のスイッチング電源と同様に1次側の電源電圧の変化も2次側の電圧変化をもたらす。 Also, changes in the normal Similarly primary side of the power supply voltage and the switching power supply also results in a change in voltage of the secondary side. 図12(c)は電源電圧に対する2次側の電圧特性を示しており、電源電圧が大きくなるにつれて2次側電圧も大きくなっている。 FIG. 12 (c) shows the voltage characteristics of the secondary side with respect to the power supply voltage, the secondary voltage also becomes larger as the power supply voltage increases.

このように、非接触給電装置を、1次コイルやスイッチング素子の電圧が正弦波状となる電圧共振型のスイッチング駆動、特に1石電圧共振型インバータで実現することは、小型化、低コスト化に有利である。 Thus, the non-contact power feeding device, the primary coil and switching the driving voltage of the voltage resonance type comprising a sinusoidal switching element, be realized in particular one stone voltage resonance type inverter, downsizing, cost reduction it is advantageous. しかし、電圧共振型のスイッチング駆動で、1次コイル−2次コイル間ギャップ長の変化、電源電圧の変化、負荷の変化に対して、2次側の電圧安定化を簡単な構成で良好に行える非接触給電装置の有効な仕組みはなかった。 However, in the switching operation of the voltage resonance type, the change in gap length between the primary coil-secondary coil, change in the supply voltage, to changes in the load, it performed better secondary side of the voltage stabilizer with a simple structure effective mechanism of non-contact power feeding device did.

本発明は、上記事由に鑑みてなされたものであり、その目的は、1次コイル−2次コイル間ギャップ長の変化に対して簡単な構成で2次側の電圧変化を小さくし安定化を図るとともに、高調波ノイズを抑制した低コストの非接触給電装置を提供することにある。 The present invention has been made in view of the above circumstances, and its object is to reduce the voltage change of the secondary-side with a simple configuration with respect to changes in the gap length between the primary coil-secondary coil stabilizing It strives to provide a non-contact power feeding device of low cost while suppressing harmonic noise.

請求項1の発明は、1次コイルと該1次コイルによって電圧を誘起される2次コイルとが分離着脱自在な構造を有するトランスと、1次コイルに並列もしくは直列に接続された1次側共振コンデンサと、1次コイルへの通電をオン・オフすることで1次コイルに正弦波状の共振電圧を発生させて2次コイルへのエネルギー供給を制御する第1のスイッチング手段と、第1のスイッチング手段のオン・オフを制御する第2のスイッチング手段と、少なくとも抵抗及びコンデンサを含んで構成されて第1のスイッチング手段を流れる電流値に対応する信号を生成し、該生成信号が所定値以上の場合に第2のスイッチング手段をオンさせて第1のスイッチング手段をオフさせる回路網と、2次コイルに並列もしくは直列に接続された2次側共振コン The invention of claim 1 includes a transformer and the secondary coil induced voltage by the primary coil and the primary coil has a separate detachable structure, the primary side connected in parallel or series with the primary coil a resonant capacitor, a first switching means for controlling the energy supply of to generate a sinusoidal resonant voltage to the primary coil by turning on and off the power supply to the primary coil to the secondary coil, the first a second switching means for controlling the on-off switching means, generates a signal corresponding to the value of the current flowing through the first switching means is configured to include at least a resistor and a capacitor, the product signal is greater than a predetermined value second and circuitry for turning off the first switching means the switching means is turned on, the secondary side resonance con connected in parallel or in series with the secondary coil in the case of ンサと、2次コイルの出力側に設けた負荷とを備え、回路網は、1次コイルと2次コイルとの距離が変化した場合に、第1のスイッチング手段を流れる電流値と生成信号との対応関係が変化することで第1のスイッチング手段を流れる電流値を制御し、2次コイルに誘起される電圧振幅の変化を抑制することを特徴とする。 And capacitors, and a load provided on the output side of the secondary coil, the circuitry, when the distance between the primary coil and the secondary coil has changed, generates a signal with the value of the current flowing through the first switching means and the correspondence controlling the current flowing through the first switching means by changing, which comprises suppressing the change in the voltage amplitude induced in the secondary coil.

この発明によれば、シンプルで低コストに構成できる電圧共振型のスイッチングを行いながら、1次コイル−2次コイル間ギャップ長の変化に対して2次側の電圧変化を小さくでき、また負荷電圧が厳密な定電圧を要求しない場合は定電圧化の手段を省いて利用できる。 According to the present invention, while switching the voltage resonance type which can be configured at a low cost and simple, can reduce the voltage change of the secondary side with respect to the change of the gap length between the primary coil-secondary coil, also the load voltage If it does not require strict constant voltage available by omitting the means constant voltage. さらに電圧共振型であるため、1次コイル電圧,電流、2次コイル電圧,電流が正弦波状になって、高調波ノイズが極めて小さく、装置全体の低ノイズ化を図ることができる。 Since further the voltage resonance type, the primary coil voltage, current, the secondary coil voltage, so current is sinusoidal, harmonic noise is extremely small, it is possible to reduce the noise of the entire apparatus.

請求項2の発明は、請求項1において、2次側共振コンデンサの容量は、1次コイルと2次コイルとの距離が大きくなるにつれて、第1のスイッチング手段のオフ期間に生じる1次コイルの両端電圧の振動周波数が高くなる値であることを特徴とする。 The invention according to claim 2, in claim 1, the capacitance of the secondary side resonance capacitor, as the distance between the primary coil and the secondary coil is large, the primary coil caused in the OFF period of the first switching means characterized in that the oscillation frequency of the voltage across a becomes higher value.

この発明によれば、2次側共振コンデンサの作用によって力率が改善されるとともに、1次コイル−2次コイル間ギャップ長の変化に対して2次側の電圧変化をさらに小さくできる。 According to the invention, the power factor by the action of the secondary-side resonant capacitor is improved, the voltage change of the secondary side can be further reduced to changes in the gap length between the primary coil-secondary coil.

請求項3の発明は、請求項1において、2次側共振コンデンサの容量は、1次コイルと2次コイルとの距離が大きくなるにつれて、第1のスイッチング手段のオフ期間に生じる1次コイルの両端電圧の振動周波数が低くなる値であることを特徴とする。 The invention according to claim 3, in claim 1, the capacitance of the secondary side resonance capacitor, as the distance between the primary coil and the secondary coil is large, the primary coil caused in the OFF period of the first switching means wherein the oscillation frequency of the voltage across a value lower.

この発明によれば、2次側共振コンデンサの作用によって力率が改善されるとともに、1次コイル−2次コイル間ギャップ長の変化に対して2次側の電圧変化をさらに小さくできる。 According to the invention, the power factor by the action of the secondary-side resonant capacitor is improved, the voltage change of the secondary side can be further reduced to changes in the gap length between the primary coil-secondary coil.

請求項4の発明は、請求項1において、2次側共振コンデンサの容量は、1次コイルと2次コイルとの距離が大きくなるにつれて、第1のスイッチング手段のオフ期間に生じる1次コイルの両端電圧の振動周波数が高くなる場合と低くなる場合とが混在する値であることを特徴とする。 The invention according to claim 4, in claim 1, the capacitance of the secondary side resonance capacitor, as the distance between the primary coil and the secondary coil is large, the primary coil caused in the OFF period of the first switching means characterized in that in the case where the vibration frequency of the voltage across is low as when the higher is the value coexist.

この発明によれば、2次側共振コンデンサの作用によって力率が改善されるとともに、1次コイル−2次コイル間ギャップ長の変化が大きい場合でも2次側の電圧変化を請求項2,3に比べて小さくできる。 According to the invention, the power factor is improved by the action of the secondary side resonance capacitor, claim the voltage change of the secondary side even when a change in gap length between the primary coil-secondary coil is large 2,3 It can be reduced compared to.

請求項5の発明は、請求項1乃至4いずれかにおいて、回路網は、第1のスイッチング手段の出力端に直列接続した第1の抵抗と、第1のスイッチング手段と第1の抵抗との接続中点に一端を接続した第2の抵抗と、第2の抵抗の他端に一端を接続したコンデンサとを備え、第2の抵抗の他端は第2のスイッチング手段をオン・オフさせる制御入力端に接続され、コンデンサの他端は第2のスイッチング手段の出力端に接続されることを特徴とする。 A fifth aspect of the present invention, in any one of claims 1 to 4, the network, a first resistor connected in series to the output terminal of the first switching means, a first switching means with the first resistor a second resistor having one end connected to the connection midpoint, the other end of the second resistor and a capacitor having one end connected to the other end of the second resistor is controlled to turn on and off the second switching means is connected to the input terminal, the other end of the capacitor is characterized in that it is connected to the output terminal of the second switching means.

この発明によれば、極めてシンプルで低コストの部品構成で回路網を形成できる。 According to the present invention can be formed circuitry at very simple and low-cost component configuration.

請求項6の発明は、請求項1乃至5いずれかにおいて、回路網は、1次コイルと2次コイルとの距離の変化及び1次側の電源電圧の変化に対して、2次コイルに誘起される電圧振幅の変化を抑制することを特徴とする。 According to a sixth aspect of the invention, in any one of claims 1 to 5, circuitry, to changes in the change and the primary side of the power supply voltage of the distance between the primary coil and the secondary coil, induced in the secondary coil which comprises suppressing the change of the voltage amplitude to be.

この発明によれば、1次コイルと2次コイルとの距離の変化だけでなく1次側の電源電圧の変化に対しても2次側の電圧変化を小さくできる。 According to the present invention, it is possible to reduce the voltage change of the secondary side with respect to a change in power supply voltage of the primary side as well as a change in the distance between the primary coil and the secondary coil.

請求項7の発明は、請求項5において、第1の抵抗の電圧降下を検出する電圧検出手段と、電圧検出手段の検出信号によってオン・オフすることで第1のスイッチング手段のオン・オフを制御する第3のスイッチング手段とを備え、1次コイルと2次コイルとの距離の変化範囲と1次側の電源電圧の変化範囲とのうち少なくとも一方の変化範囲内で、負荷最大時に第1のスイッチング手段を流れる最大電流以上の電流が第1のスイッチング手段を流れた場合に、第3のスイッチング手段が第2のスイッチング手段より優先してオンして第1のスイッチング手段をオフさせるように電圧検出手段の検出信号が設定されることを特徴とする。 According to a seventh aspect of the invention, according to claim 5, voltage detection means for detecting the voltage drop of the first resistor, the on-off of the first switching means by turning on and off by the detection signal of the voltage detecting means and a third switching means for controlling, in at least one of the variation range of the primary coil and the range of variation of the change range and the supply voltage of the primary side of the distance between the secondary coil, the at maximum load 1 If the maximum current or a current flowing through the switching means is passed through a first switching means, as the third switching means to turn off the first switching means is turned on in preference to the second switching means wherein the detection signal of the voltage detection means is set.

この発明によれば、第1のスイッチング手段に必要以上の電流が流れることを防いで、1次コイルと1次側共振コンデンサとの共振回路に必要以上のエネルギーが注入されることを防ぐことができ、1次側、2次側ともに過電圧印加等による故障を防止できる。 According to the present invention, prevents the flow of excessive current to the first switching means, it is possible to prevent the excessive energy to the resonant circuit of the primary coil and a primary side resonance capacitor is injected possible, thereby preventing a failure due to overvoltage, etc. primary, both the secondary side.

請求項8の発明は、請求項1乃至7いずれかにおいて、2次側の電圧情報を1次側に無線でフィードバックして第1のスイッチング手段を制御するフィードバック手段を備えることを特徴とする。 The invention of claim 8, in any one of claims 1 to 7, characterized in that it comprises a feedback means for controlling the first switching means by feeding back the voltage information of the secondary wirelessly to the primary side.

この発明によれば、フィードバックの制御範囲を小さくし、且つ負荷へ厳密な定電圧を供給できる。 According to the present invention, by reducing the control range of the feedback, it can and provide a precise constant voltage to the load.

以上説明したように、本発明では、1次コイル−2次コイル間ギャップ長の変化に対して簡単、低コストな構成で2次側の電圧変化を小さくし安定化を図るとともに、高調波ノイズを抑制することができるという効果がある。 As described above, in the present invention, easily to changes in the gap length between the primary coil-secondary coil, to reduce the voltage change of the secondary-side in a low-cost structure with stabilized, harmonic noise there is an effect that can be suppressed.

以下、本発明の実施の形態を図面に基づいて説明する。 Hereinafter, an embodiment of the present invention with reference to the accompanying drawings.

(実施形態1) (Embodiment 1)
図1は分離着脱式トランスを用いた非接触給電装置の構成を示しており、分離着脱式トランスTは、1次コイルL10、2次コイルL20をフェライトコアF10,F20に各々巻回して構成される。 Figure 1 shows the configuration of the non-contact power feeding device using a detachable transformer, detachable transformer T is configured by turning each winding primary coil L10,2 primary coil L20 in the ferrite core F10, F20 that. まず1次側は、出力電圧Veを有する直流電源Eと、直流電源Eに並列接続された抵抗R10,コンデンサC11の直列回路、及び分離着脱式トランスTの1次コイルL10、ダイオードD10、スイッチング素子FET10、回路網K10の直列回路と、1次コイルL10に並列接続された1次側の共振コンデンサC10と、ダイオードD10に並列接続された抵抗R11と、一端を抵抗R10とコンデンサC11との接続中点に接続し、他端をスイッチング素子FET10のゲート端子に接続するとともに1次コイルL10に磁気的に結合した帰還コイルL11と、スイッチング素子FET10のゲート端子と直流電源Eの負極(グランドレベル)との間に接続されたダイオードD11とトランジスタQ10との直列回路とを備える。 First primary side and the DC power source E with an output voltage Ve, the DC power source E is connected in parallel a resistor R10, a series circuit of a capacitor C11, and detachable transformer T primary coil L10, the diode D10, switching element FET 10, a series circuit of the network K10, the primary coil L10 resonant capacitor C10 of the parallel connected primary side, and connected in parallel resistor R11 to the diode D10, while connecting one end and the resistor R10 and capacitor C11 connected to the point, a feedback coil L11 magnetically coupled to the primary coil L10 as well as connected to the gate terminal of the switching element FET10 and the other end, a negative electrode of the DC power source E and the gate terminal of the switching element FET10 (ground level) and a series circuit of a diode connected D11 and transistor Q10 during. なお、共振コンデンサC10は個別の部品である必要はなく配線容量で代用してもよい。 The resonance capacitor C10 may be substituted by wiring capacity without necessarily a separate component. あるいは共振コンデンサC10はスイッチング素子FET10に並列接続してもよく、この場合は1次コイルL10に並列接続した構成と交流的には等価であるとみなせ、さらにはスイッチング素子FET10の寄生容量で代用してもよい。 Alternatively resonant capacitor C10 may be connected in parallel to the switching element FET10, regarded in this case is equivalent to the AC and configuration connected in parallel to the primary coil L10, further substituted by parasitic capacitance of the switching element FET10 it may be. なお、コアF10,F20、ダイオードD10は必ずしも必要ではない。 It should be noted that the core F10, F20, diode D10 is not always necessary.

回路網K10はスイッチング素子FET10のソース端子とグランドレベルとの間に接続された抵抗R12と、抵抗R12に並列接続された抵抗R13とコンデンサC12の直列回路とから構成され、抵抗R13とコンデンサC12との接続中点はトランジスタQ10のベース端子に接続している。 Circuitry K10 is a resistor R12 connected between the source terminal and the ground level of the switching element FET 10, and a parallel resistor connected resistors R12 R13 is composed of a series circuit of a capacitor C12, a resistor R13 and a capacitor C12 the connection midpoint is connected to the base terminal of the transistor Q10.

2次側は、センタータップを備えたトランスTの2次コイルL20と、2次コイルL20に並列接続された共振コンデンサC20と、2次コイルL20の両端間に直列且つ互いに逆方向に接続されたダイオードD20,D21からなる全波整流回路と、ダイオードD20,D21の接続中点に一端を接続された電流平滑用のチョークコイルL21と、チョークコイルL21の他端と2次コイルL20のセンタータップとの間に接続される平滑コンデンサC21と、平滑コンデンサC21に並列接続される負荷Z1とを備える。 Secondary side, a secondary coil L20 of the transformer T with a center-tapped, a resonance capacitor C20 connected in parallel to the secondary coil L20, the series and are connected in opposite directions across the secondary coil L20 a full-wave rectifier circuit consisting of diodes D20, D21, and diode D20, D21 choke coil L21 for current smoothing having one end connected to the connection point, and the center tap of the other end and the secondary coil L20 of the choke coil L21 It includes a smoothing capacitor C21 connected between, and a load Z1 is connected in parallel to the smoothing capacitor C21. なお、共振コンデンサC20は2次コイルL20に直列接続、あるいは並列接続と直列接続との組み合わせでもよい。 The resonance capacitor C20 may be a combination of series connection, or parallel connection and connected in series with the secondary coil L20. また、ダイオードD20,D21、チョークコイルL21、平滑コンデンサC21からなる整流回路、平滑回路は必ずしも必要ではない。 The diode D20, D21, a choke coil L21, a rectifier circuit and a smoothing capacitor C21, the smoothing circuit is not necessarily required.

次に、図1の回路構成で抵抗R13がない場合(特許文献1で挙げた特許第3391999号の実施例に類似している)の動作について説明する。 Next, the operation when there is no resistor R13 in the circuit arrangement of FIG. 1 (similar to the examples of Patent No. 3,391,999 mentioned in Patent Document 1). 図2(a)〜(e)は各部の波形を示しており、まず電源Eが投入されると抵抗R10を介してコンデンサC11が充電される。 Figure 2 (a) ~ (e) shows a waveform of each part, the capacitor C11 is charged with the first power supply E is turned on through the resistor R10. このとき、帰還コイルL11に誘起電圧が発生していないためスイッチング素子FET10のゲート電圧Vg(図2(e))はコンデンサC11の両端電圧Vc11に等しい。 At this time, the gate voltage Vg of the switching element FET10 because the induced voltage is not generated in the feedback coil L11 (see FIG. 2 (e)) is equal to the voltage across Vc11 of the capacitor C11. そして電圧Vc11が上昇を続け、ゲート電圧Vgがスイッチング素子FET10のオン電圧に達すると、スイッチング素子FET10がオフからオンに移行し始め、スイッチング素子FET10を介してコンデンサC10にパルス状の充電電流が流れると同時に、1次コイルL10を流れる1次コイル電流IL10(図2(a))の電流値は次第に増大し、1次コイルL10に発生する磁束が変化して、1次コイルL10と磁気的に結合した帰還コイルL11に誘起電圧が発生する(このときの誘起電圧の極性を正極性とする)。 And the voltage Vc11 continues to rise, the gate voltage Vg reaches the ON voltage of the switching element FET10, the switching element FET10 begins to transition from OFF to ON, the pulsed charge current flows to the capacitor C10 via the switching element FET10 at the same time, the current value of the primary coil current flowing through the primary coil L10 IL10 (FIG. 2 (a)) is gradually increased, and the magnetic flux generated in the primary coil L10 is changed, the primary coil L10 and magnetically a feedback coil L11 bound induced voltage is generated (the polarity of the induced voltage at this time is positive). この誘起電圧は電圧Vc11に加算されるため、スイッチング素子FET10のゲート電圧Vgは急速に増大して安定したオン電圧となる。 This induced voltage is to be added to the voltage Vc11, the gate voltage Vg of the switching element FET10 becomes stable on-state voltage increases rapidly. なお、このオン電圧はスイッチング素子FET10の入力容量にチャージされている。 Incidentally, the on-voltage is charged to the input capacitance of the switching element FET 10.

スイッチング素子FET10のオン時には、スイッチング素子FET10を流れる電流If0(図2(d))は1次コイルL10を介して流れており、また1次コイルL10を流れる1次コイル電流IL10の大部分は抵抗R12を流れるため、抵抗R12では電圧降下によって電圧Vr12が生じる。 The when the switching element FET 10, a current flowing through the switching element FET 10 If0 (FIG. 2 (d)) Most resistance of the primary coil current IL10 flowing is flowing through the primary coil L10, also the primary coil L10 because it flows through R12, the voltage Vr12 caused by the resistor R12 the voltage drop. ここでは抵抗R13の抵抗値がゼロであるとしているので、トランジスタQ10のベース電圧Vb=Vr12(=コンデンサC12の充電電圧)となり、電圧Vr12がトランジスタQ10のオン電圧を超えるとトランジスタQ10はオンする。 Since the resistance value of the resistor R13 here is to be zero, it becomes (charging voltage = capacitor C12) base voltage Vb = Vr12 of the transistor Q10, the voltage Vr12 than the ON voltage of the transistor Q10 transistor Q10 is turned on. トランジスタQ10がオンするとスイッチング素子FET10の入力容量の蓄積電荷とコンデンサC11の蓄積電荷が放電されるため、ゲート電圧Vgが低下しスイッチング素子FET10がオフし始める。 Since the transistor Q10 is turned on accumulated charges accumulated charges the capacitor C11 of the input capacitance of the switching element FET10 is discharged, the switching element FET10 gate voltage Vg is lowered starts off. スイッチング素子FET10がオフし始めると帰還コイルL11の誘起電圧はそれまでとは逆の負極性になるので、ゲート電圧Vgは急速にオフ電圧に移行してスイッチング素子FET10は安定したオフ状態となる。 Since the switching element FET10 becomes negative polarity opposite to the until then the induced voltage of the feedback coil L11 starts off and the switching element FET10 gate voltage Vg is rapidly shifts to the off-voltage is a stable off state.

スイッチング素子FET10がオフすると、コンデンサC10に蓄積された静電エネルギー、及び1次コイルL10からみたトランスTのインダクタンスに蓄積された磁気エネルギーによって、コンデンサC10と1次コイルL10とで構成される共振回路の1次コイル電圧Vc10(図2(b))や1次コイル電流IL10が自由振動を開始する。 When the switching element FET10 is turned off, the resonance circuit constituted by the magnetic energy stored in the inductance of accumulated electrostatic energy, and the primary coil L10 viewed from the transformer T to the capacitor C10, capacitor C10 and the primary coil L10 the primary coil voltage VC10 (FIG. 2 (b)) and the primary coil current IL10 starts free vibration. この自由振動の1周期の終わりには、電圧Vc11に加算される帰還コイルL11の誘起電圧が正極性に変わりスイッチング素子FET10は再びオンする。 The free end of one cycle of vibration, the induced voltage of the feedback coil L11 which is added to the voltage Vc11 switching element FET10 turns to the positive polarity is turned on again. そして、上記動作を繰り返しながら、トランジスタQ10は電圧Vc11を自動調整し、安定発振を自励的に継続する。 Then, while repeating the above operation, the transistor Q10 is a voltage Vc11 is automatically adjusted to maintain stable oscillation in the self-excited. またダイオードD10、スイッチング素子FET10、抵抗R12の直列回路両端の電圧V1(≒スイッチング素子FET10のドレイン電圧)(図2(c))は、スイッチング素子FET10のスイッチング周期で変化する。 The diode D10, the switching element FET 10, the voltage of the series circuit across the resistor R12 V1 (drain voltage of the ≒ switching element FET 10) (FIG. 2 (c)) varies the switching period of the switching element FET 10.

このように、スイッチング素子FET10のソース端子に直列接続された抵抗R12の電圧Vr12がトランジスタQ10のオン電圧に達するとトランジスタQ10がオンする仕組みによって、スイッチング素子FET10を流れる電流If0のピーク電流値Ifpは、毎周期においてほぼ一定となる。 Thus, the mechanism for voltage Vr12 of the resistor R12 connected in series to the source terminal of the switching element FET10 the transistor Q10 reaches the ON voltage of the transistor Q10 is turned on, the peak current value Ifp current If0 flowing through the switching element FET10 is , it becomes substantially constant in every period. またこのピーク電流値Ifpは、1次コイルL10−2次コイルL20間ギャップ長の変化に無関係にほぼ一定となる。 The peak current value Ifp is independently a substantially constant change of the gap length between the primary coil L10-2 coil L20.

次に2次側の動作について説明する。 Next the operation of the secondary side. まず1次コイル電流IL10により2次コイルL20に2次コイル電圧Vc20が誘起されるが、2次側の共振コンデンサC20との作用によって1次側からの投入エネルギーの量、駆動周波数、負荷電流等に応じて2次側の各部の電圧の大きさが決まる。 First is the primary coil current IL10 in the secondary coil L20 is the secondary coil voltage Vc20 is induced, the amount of input energy from the primary side by the action of the resonant capacitor C20 on the secondary side, the driving frequency, load current, etc. the size of the secondary side of each part of the voltage is determined in accordance with. 1次側からの投入エネルギーの量は1次コイルL10の両端から2次側をみたインダクタンスが一定の場合はスイッチング素子FET10に流れるピーク電流値Ifpの略2乗に比例する。 The amount of input energy from the primary inductance viewed secondary side from both ends of the primary coil L10 is the case of the constant is proportional to approximately the square of the peak current Ifp flowing through the switching element FET 10. 他の条件が変わらずにピーク電流値Ifpのみが大きくなれば、2次側の各部の電圧もそれに略比例して大きくなる。 The larger only the peak current value Ifp is unchanged by other conditions, each part of the voltage of the secondary side increases it substantially in proportion. また、ピーク電流値Ifpが一定であれば、2次側の負荷電流が大きいほど2次側の電圧は低下する傾向を有する。 Also has a tendency to if the peak current value Ifp is constant, the higher the secondary-side voltage load current is large at the secondary side decreases.

また、他の条件が変わらずに1次コイル電流IL10(または1次コイル電圧Vc10)の周波数が変化すると、2次側の共振コンデンサC20と2次コイルL20(厳密にはトランスTや1次側の共振コンデンサC10も関係する)との共振特性がピークとなる中心周波数を境にして、中心周波数より低い領域では周波数に略比例して2次側の電圧が大きくなる方向に変化し、中心周波数より高い領域では周波数に略反比例して2次側の電圧が小さくなる方向に変化する。 Moreover, the frequency of the other conditions the primary coil current unchanged IL10 (or primary coil voltage VC10) is changed, the resonant capacitor C20 on the secondary side and the secondary coil L20 (strictly transformer T and the primary side resonance characteristic of the resonance capacitor C10 is also concerned) is to the boundary of the center frequencies of the peak of, changes in a direction substantially in proportion to the frequency voltage on the secondary side is large at lower than the center frequency region, the center frequency at higher area varies in a direction substantially in inverse proportion to the frequency voltage of the secondary side is reduced.

さらに1次コイルL10−2次コイルL20間ギャップ長の変化は、トランスTの自己インダクタンス、相互インダクタンス、漏れインダクタンス、2次コイル電圧Vc20を変化させる。 Further changes in the primary coil L10-2 primary coil L20 between the gap length, the self-inductance of the transformer T, the mutual inductance, leakage inductance, changing the secondary coil voltage VC20. したがって、1次コイルL10−2次コイルL20間ギャップ長の変化は2次側の各部の電圧を変化させるのである。 Therefore, the change of the gap length between the primary coil L10-2 primary coil L20 is to change the voltage of the secondary side sections.

図1の回路構成で抵抗R13がない場合の動作について上記説明してきた。 It has been above described behavior without a resistor R13 in the circuit arrangement of FIG. そしてこの構成において、特開2002−101578号公報にて開示されている「1次コイル−2次コイル間ギャップ長の変化に対し、1次コイルの両端からみたインダクタンス等の磁気特性が変化することを利用する」ことを試したが、その結果は1次コイルL10−2次コイルL20間ギャップ長の変化に対して2次側の各部の電圧変化の抑制効果はあったものの、十分な抑制効果は得られなかった。 And in this structure, JP-to the disclosed "of the primary coil between -2nd coil gap length variation at 2002-101578 discloses, that the magnetic properties such as inductance viewed from both ends of the primary coil changes Although tried that use "and, although the result was a suppression effect of voltage change of each part of the secondary side with respect to the change of the gap length between the primary coil L10-2 primary coil L20, a sufficient inhibiting effect It was not obtained. 具体的には、1次側の共振コンデンサC10、2次側の共振コンデンサC20、抵抗R12の各値を変えたり、駆動周波数の動作点や変化範囲を様々に変えたが、2次側の電圧変化が満足できる範囲内に収まるまで小さくなる組み合わせは見出せなかった。 Specifically, the resonance capacitor on the primary side resonance capacitor C10,2 primary C20, changing the values ​​of resistors R12, but variously changed the operating point and the change range of the driving frequency, the secondary voltage change is smaller combination to fall within the range that can be satisfied was not found. この理由は、電圧共振型インバータの場合、1次コイルL10−2次コイルL20間ギャップ長の変化に対して、1次コイルL10の両端からみたインダクタンス等の磁気特性は変化するが、1次コイル電圧Vc10の自由振動周期だけでなく、振幅も大きく変化するためと考えられる。 This is because, when the voltage resonance type inverter, to changes in the gap length between the primary coil L10-2 primary coil L20, the magnetic characteristics such as inductance viewed from both ends of the primary coil L10 is changed, the primary coil not only the free oscillation period of the voltage VC10, presumably because amplitude greatly changes. したがって、1次コイルL10−2次コイルL20間ギャップ長の変化に対する2次側電圧の変化をさらに小さくするには、1次コイルL10の両端からみたインダクタンス等の磁気特性の変化を利用することに加えて、さらに自動的に変化する要因が必要であることが示唆された。 Therefore, to further reduce the change of the secondary-side voltage with respect to changes in the gap length between the primary coil L10-2 coil L20 is to use the change in the magnetic properties of inductance, such as viewed from both ends of the primary coil L10 in addition, it was suggested that there is a need for further automatically varying factors.

そして、この必要な要因を調査研究した結果、図1に示すように、抵抗R12とコンデンサC12との間に抵抗R13を挿入し、この抵抗R13の抵抗値を適当に設定することで、1次コイルL10−2次コイルL20間ギャップ長の変化に対する2次側電圧の変化をより小さくできることがわかった。 Then, a result of research this need factors, as shown in FIG. 1, the resistor R13 inserted between the resistor R12 and the capacitor C12, by setting the resistance value of the resistor R13 appropriate, primary it has been found that a change in the secondary voltage with respect to changes in the gap length between the coils L10-2 primary coil L20 can be further reduced. この抵抗R13を最適な抵抗値に設定すると、1次コイルL10−2次コイルL20間ギャップ長の変化に対し、スイッチング素子FET10を流れる電流If0と、そのピーク電流値Ifpが変化することがわかり、さらにはピーク電流値Ifpの変化の大きさも抵抗R12によって変化することがわかった。 Setting this resistor R13 to the optimum resistance value, to changes in the gap length between the primary coil L10-2 primary coil L20, a current If0 flowing through the switching element FET 10, notice that the peak current value Ifp changes, further it was found that also vary according to the resistance R12 magnitude of the change in peak current Ifp. このように動作する理由は、以下のように考えることができる。 The reason for such operation can be considered as follows.

スイッチング素子FET10を流れる電流If0は、抵抗R12を流れる電流If1と、抵抗R13を流れる電流If2とに分流する。 Current flowing through the switching element FET 10 If0 includes a current If1 flowing through the resistor R12, shunted to the current If2 flowing through the resistor R13. そして、1次コイルL10−2次コイルL20間ギャップ長の変化が生じた場合、トランスTの自己インダクタンス、相互インダクタンス等が変化し、1次コイルL10を通じてスイッチング素子FET10を流れる電流If0はその増加の割合が変化する。 Then, if the change in the gap length between the primary coil L10-2 coil L20 has occurred, the self-inductance of the transformer T, the mutual inductance and the like is changed, the current If0 is the increase flowing through the switching element FET10 through the primary coil L10 rate changes. すなわち電流If0の傾きが変化するのである。 That is, to change the slope of the current If0. ここで上述のように、抵抗R13がゼロの場合は電圧Vr12とベース電圧Vbとは等しく、抵抗R12の抵抗値、及びコンデンサC12の静電容量は小さいため、電流If0の大部分は電流If1となる。 Here, as described above, if the resistance R13 is zero equal to the voltage Vr12 and the base voltage Vb, the resistance value of the resistor R12, and because the capacitance of the capacitor C12 is small, most of the current If0 the current If1 Become. したがって、1次コイルL10−2次コイルL20間ギャップ長の変化が生じても、電流If0はほぼ一定に制御されていた。 Therefore, the change of the gap length between the primary coil L10-2 primary coil L20 is also generated, current If0 was controlled substantially constant.

しかし、抵抗R13の抵抗値がゼロでない場合は、電流If2が抵抗R13とコンデンサC12との積分回路を通過するため、電流If0の増加中はVr12>Vbとなる。 However, if the resistance value of the resistor R13 is not zero, since the current If2 passes through the integrating circuit of a resistor R13 and capacitor C12, in an increase in current If0 becomes Vr12> Vb. このときの電圧Vr12と電圧Vbとの差は電流If0の増加率により異なる。 The difference between the voltage Vr12 and the voltage Vb at that time varies depending on the rate of increase in current If0. したがって、1次コイルL10−2次コイルL20間ギャップ長の変化が生じた場合、1次コイルL10両端から2次側をみた時のトランスTの自己インダクタンス、相互インダクタンス等が変化し、電流If0の増加の割合が変化するので、電圧Vr12と電圧Vbとの差も変化する。 Therefore, if the change in the gap length between the primary coil L10-2 coil L20 has occurred, the self-inductance of the transformer T when the primary coil L10 across viewing the secondary mutual inductance or the like is changed, the current If0 the ratio of the increase changes, so does the difference between the voltage Vr12 and the voltage Vb. そして、電圧VbがトランジスタQ10のオン電圧(バイポーラトランジスタの場合、約0.7V)に達したときの電圧Vr12の値は、1次コイルL10−2次コイルL20間ギャップ長の変化に影響されるようになっている。 Then, a voltage Vb (the case of a bipolar transistor, about 0.7 V) ON voltage of the transistor Q10 value of the voltage Vr12 when reached is affected by the change of the gap length between the primary coil L10-2 primary coil L20 It has become way. ここで電圧Vr12が変わるということは、スイッチング素子FET10オン時のピーク電流値Ifpが変わるということであり、ピーク電流値Ifpが変わるということは、1次コイルL10を通じてトランスTや2次側の各素子に供給するエネルギーが変わるということである。 Here the fact that the voltage Vr12 changed, the peak current value Ifp during switching element FET10 on it means that change, that the peak current value Ifp changes, each of the transformer T and the secondary side through the primary coil L10 energy supplied to the element is that changes. すなわち、抵抗R13を設けたことによって、スイッチング素子FET10のオン時にトランスT等に蓄積または通過させるエネルギーの変化を自動的に行うことができ、抵抗R13を含む抵抗とコンデンサを主体とする回路網K10によって、1次コイルL10−2次コイルL20間ギャップ長の変化が生じても、2次側の電圧変化を抑制できるようになった。 That is, by which the resistor R13 is provided, it is possible to perform the change in the energy to be accumulated or passed in the transformer T or the like when the switching element FET10 automatically, the network mainly comprising a resistor and a capacitor including a resistor R13 K10 Accordingly, the change of the gap length between the primary coil L10-2 primary coil L20 is also generated, can now suppress a voltage change of the secondary side.

この仕組みは、1次コイルL10−2次コイルL20間ギャップ長が、電圧Vr12と電圧Vbの差電圧発生の要因となることを示しており、図1に示す回路網K10の具体的構成だけでなく、この仕組みを生じさせる「抵抗とコンデンサを主体とする回路網」であればよいことは勿論である。 This mechanism, by the gap length between the primary coil L10-2 coil L20 is, indicating that the causes of the difference voltage generation voltage Vr12 and voltage Vb, only specific configuration of the network K10 shown in FIG. 1 without it may be a cause of this mechanism "network mainly composed of resistor and capacitor" it is a matter of course.

次に上記2次側電圧の変化を抑制する仕組みについて具体的に説明する。 Next will be specifically described mechanism of suppressing the change of the secondary voltage. まず、図3は2次側の共振コンデンサC20をある値に設定したときの2次コイル電圧Vc20の周波数特性を示しており、最大電圧をもたらす周波数fpを境にして、周波数fpより低い領域では周波数fが高くなると2次コイル電圧Vc20は増大し、周波数fpより高い領域では周波数fが高くなると2次コイル電圧Vc20は減少する。 First, FIG. 3 shows the frequency characteristic of the secondary coil voltage Vc20 when set to a certain value the resonance capacitor C20 on the secondary side, and the frequency fp to bring the maximum voltage as a boundary at a lower than the frequency fp region When the frequency f becomes higher secondary coil voltage Vc20 increased, the frequency f becomes the secondary coil voltage Vc20 decreases higher at higher than the frequency fp domain. そして、この図3の特性を利用することで、1次コイル電圧Vc10の自由振動周波数を変化させ、さらには駆動周波数を変化させることができ、この場合は周波数fpより低い領域、高い領域の両方を利用できる。 Then, both the characteristics of Figure 3 by utilizing, by changing the free vibration frequency of the primary coil voltage VC10, further can vary the drive frequency, the lower region than the frequency fp case, regions of high available. しかし既に述べたように、駆動周波数の変化のみでは2次側の電圧変化を十分抑制できない場合があるが、本実施形態ではスイッチング素子FET10を流れる電流If0を、1次コイルL10−2次コイルL20間ギャップ長の変化に応じて自動的に変化させる仕組みを利用することで、2次側の電圧変化をさらに抑制している。 However, as already mentioned, but only a change in driving frequency may not be sufficiently suppressed voltage change of the secondary side, the current If0 flowing through the switching element FET10 in the present embodiment, the primary coil L10-2 primary coil L20 by using a mechanism for automatically changes according to a change between the gap length, and further suppress the voltage change of the secondary side.

図4(a)〜(c)は、1次コイルL10−2次コイルL20間ギャップ長を小から大に変化させたときの各部の波形を示しており、1次コイル電圧Vc10(図4(a))の自由振動周波数が低から高に変化するので、1次コイル電圧Vc10、及びスイッチング素子FET10のドレイン電圧V1(図4(b))の各周波数は低から高に変化する。 Figure 4 (a) ~ (c) shows a waveform of each part when changing the gap length between the primary coil L10-2 primary coil L20 from small to large, the primary coil voltage VC10 (FIG. 4 ( since free oscillation frequency of a)) is changed from low to high, the frequency of the primary coil voltage VC10, and the drain voltage V1 of the switching element FET 10 (FIG. 4 (b)) is changed from low to high. これは図3における周波数fpより低い領域の特性を利用している。 This utilizes the characteristics of the lower frequency fp region in FIG. また、電流If0(図4(c))はそのピーク電流値Ifpが小から大に変化しており、このように1次コイルL10−2次コイルL20間ギャップ長が小から大に変化したときに電流If0のピーク電流値Ifpが小から大に変化することは以下の効果をもたらすと考えられる。 The current If0 (FIG. 4 (c)) is the peak current Ifp has changed from small to large, when such a gap length between the primary coil L10-2 coil L20 is changed from small to large the peak current value Ifp current If0 changes from small to large the believed to provide the following effects.

仮に、駆動周波数や2次側の共振コンデンサC20による負荷整合特性が変化しないとすると、1次コイルL10−2次コイルL20間ギャップ長が小さい場合は磁気結合度が高く、さらには漏れインダクタンスが小さいため、2次コイルL20に誘起される2次コイル電圧Vc20が大きくなり、2次側の各部の電圧は大きくなる。 Assuming that the load matching characteristic due to the resonance capacitor C20 of the driving frequency and the secondary side is not changed, if the gap length between the primary coil L10-2 primary coil L20 is small high degree of magnetic coupling is more small leakage inductance Therefore, the secondary coil voltage Vc20 induced in the secondary coil L20 is increased, each part of the voltage of the secondary side increases. 逆に1次コイルL10−2次コイルL20間ギャップ長が大きい場合は磁気結合度が低く、さらには漏れインダクタンスが大きいため、2次コイルL20に誘起される2次コイル電圧Vc20が小さくなり、2次側の各部の電圧は小さくなる。 If the gap length between the primary coil L10-2 primary coil L20 conversely large low degree of magnetic coupling, more the leakage inductance is large, the secondary coil voltage Vc20 induced in the secondary coil L20 is reduced, 2 each part of the voltage of the next side is reduced. したがって一般に、1次コイルL10−2次コイルL20間ギャップ長が小から大に変化すると、2次側電圧は大から小に変化する。 Thus in general, the gap length between the primary coil L10-2 primary coil L20 are the changes from low to high, the secondary-side voltage changes from large to small. しかし、図4(c)に示すように電流If0のピーク電流値Ifpが変化すると、1次コイルL10を通じてトランスTへのエネルギー供給が変化するため、1次コイル電圧Vc10の自由振動期間における振幅が変化する。 However, if the peak current value Ifp of the current If0 as shown in FIG. 4 (c) varies, the energy supply to the transformer T through the primary coil L10 is changed, the amplitude of the free vibration period of the primary coil voltage Vc10 Change. 他の条件が変わらない場合2次コイル電圧Vc20は1次コイル電圧Vc10にほぼ比例するため、1次コイルL10−2次コイルL20間ギャップ長が小さい場合はピーク電流値Ifpを小さくし、ギャップ長が大きい場合はピーク電流値Ifpを大きくすることで、2次コイル電圧Vc20の変化を抑制することができる。 To substantially proportional to the other when the conditions are not changed secondary coil voltage Vc20 primary coil voltage VC10, if the gap length between the primary coil L10-2 primary coil L20 is small to reduce the peak current value Ifp, the gap length If is large by increasing the peak current value Ifp, it is possible to suppress a change in secondary coil voltage VC20. このように駆動周波数の変化だけでなく、電流If0の変化による効果を組み合わせることによって、2次コイル電圧Vc20の変化に対する十分な抑制効果を得ることができる。 Thus not only the change in the drive frequency, by combining the effects of changes in current If0, it is possible to obtain a sufficient inhibitory effect on the change of the secondary coil voltage VC20.

次に図5(a)〜(c)も図4(a)〜(c)と同様に、1次コイルL10−2次コイルL20間ギャップ長を小から大に変化させたときの各部の波形を示しており、1次コイル電圧Vc10(図5(a))、及びスイッチング素子FET10のドレイン電圧V1(図5(b))の各周波数は高から低に変化する。 Next, similarly to FIG. 5 (a) ~ (c) also FIG 4 (a) ~ (c), respective portions of the waveform when changing the gap length between the primary coil L10-2 primary coil L20 from small to large the shows, the primary coil voltage VC10 (FIG. 5 (a)), and each frequency of the drain voltage V1 of the switching element FET 10 (FIG. 5 (b)) is changed from high to low. これは図3における周波数fpより高い領域の特性を利用している。 This utilizes the characteristics of the area higher than the frequency fp in FIG. そして、電流If0(図5(c))の変化は小さいが、2次側の電圧変化の抑制効果は十分であった。 Then, the change in current If0 (to FIG. 5 (c)) is small, the effect of suppressing the change in voltage of the secondary side was sufficient.

さらには、1次コイルL10と2次コイルL20の各自己インダクタンス及び相互インダクタンス、1次側及び2次側の各共振コンデンサC10,C20、負荷電流、抵抗とコンデンサを主体とする回路網K10等の各係数を適当に組み合わせることで、1次コイルL10−2次コイルL20間ギャップ長の変化範囲において、ギャップ長が小から大に変化した場合に、1次コイル電圧Vc10の周波数変化が高から低となる性質、低から高となる性質の両方を利用可能であることもわかった。 Furthermore, the self-inductance and mutual inductance of the primary coil L10 and the secondary coil L20, the primary side and the secondary side the resonance capacitor C10, C20, load current, resistance and circuitry K10 or the like mainly comprising capacitor by combining the coefficients suitably, the primary coil L10-2 primary coil L20 between the gap length change range, when the gap length is changed from small to large, the frequency variation of the primary coil voltage Vc10 is High to low become nature, also it was found to be available both properties as a low to high. この場合は、ギャップ長の全変化範囲において、ギャップ長が小さい領域内とギャップ長が大きい領域内とで周波数の変化方向を反対にすることで、ギャップ長が小さい領域内での変化と、ギャップ長が大きい領域内での変化とを互いにオーバラップさせて2次側の電圧変化を抑制できるため、許容できるギャップ長の変化幅を大きくできる効果がある。 In this case, the entire range of variation of the gap length, by reversing the direction of change of frequency in the region gap length is small and the gap length is greater in the area, and changes in the gap length is small in the region, the gap since it is possible to suppress the voltage change by overlapping secondary side each other and changes in the long large area, there is an effect that can increase the change width of the allowable gap length.

以上は、1次コイルL10−2次コイルL20間ギャップ長の変化に対して、本実施形態の抵抗とコンデンサを主体とする回路網K10によって、スイッチング素子FET10の電流If0を自動的に制御する機能と、コイル電圧Vc10の自由振動周波数(駆動周波数)の変化とを併せることによって、2次側の電圧変化を十分抑制できることを示した。 Function above, to changes in the gap length between the primary coil L10-2 primary coil L20, the circuitry K10 to the resistor and capacitor of the present embodiment mainly, to automatically control the current If0 switching element FET10 When showed that by combining the change in the free oscillation frequency of the coil voltage VC10 (driving frequency) can be sufficiently suppressed voltage change of the secondary side.

ところで、本実施形態の回路網K10を用いることによって、電源電圧Veの変化による2次側の電圧変化を抑制することができるという知見も得ている。 Incidentally, by using the network K10 of the present embodiment, also obtained the finding that it is possible to suppress the voltage change of the secondary side due to the change of the power supply voltage Ve. 他の条件が変わらずに電源電圧Veのみが変化すれば、2次側の電圧は電源電圧Veにほぼ比例する。 If only the power supply voltage Ve unchanged other conditions change, the voltage of the secondary side is substantially proportional to the power supply voltage Ve. これは、1次コイル電圧Vc10が電源電圧Veにほぼ比例するからである。 This is because the primary coil voltage Vc10 is approximately proportional to the supply voltage Ve. しかし、2次側の電圧を決定する要因は1次側、2次側ともに多いので、抵抗R13を含む抵抗とコンデンサを主体とする回路網K10を用い、さらに各要因の組み合わせを最適に設定することにより、電源電圧Veの変化が生じても、自動的に2次側の電圧変化を抑制できるようになった。 However, the factors that determine the secondary voltage primary side, the secondary side both large, using circuitry K10 mainly comprising a resistor and a capacitor including a resistor R13, further optimally set the combination of factors by the change of the power supply voltage Ve is also caused, it was automatically allow suppressing voltage change of the secondary side.

(実施形態2) (Embodiment 2)
図6は本実施形態の非接触給電装置の構成を示しており、実施形態1の構成に、抵抗R12の電圧降下による電圧Vr12を検出する電圧検出部K11と、電圧検出部K11の検出信号によってオン・オフするトランジスタQ11とを備えたもので、実施形態1と同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。 Figure 6 shows the configuration of the non-contact power feeding device of the present embodiment, the configuration of the embodiment 1, a voltage detecting unit K11 for detecting a voltage Vr12 due to voltage drop of the resistor R12, by the detection signal of the voltage detecting unit K11 which was a transistor Q11 for turning on and off, is described by the same reference numerals are used to designate the same manner as in embodiment 1 is omitted. 電圧検出部K11は、スイッチング素子FET10と抵抗R12との接続中点にカソードを接続したツェナダイオードZD10と、ツェナダイオードZD10のアノードに一端を接続し、他端をグランドレベルに接続したコンデンサC13とから構成され、トランジスタQ11はトランジスタQ10に並列接続されており、ツェナダイオードZD10とコンデンサC13との接続中点がトランジスタQ11のベース端子に接続されている。 Voltage detecting unit K11 from the Zener diode ZD10 connected to cathode connection point between the switching element FET10 resistor R12, one end connected to the anode of the Zener diode ZD10, capacitors C13 Prefecture connected at the other end to ground level is configured, the transistor Q11 are connected in parallel to the transistor Q10, a connection point between the Zener diode ZD10 and a capacitor C13 is connected to the base terminal of the transistor Q11.

そして、スイッチング素子FET10を流れる電流If0が大きくなって、抵抗R12の電圧Vr12がツェナダイオードZD10のツェナ電圧より大きくなると、ツェナダイオードZD10を介して電流が流れ、トランジスタQ11がオンしてスイッチング素子FET10の入力容量の蓄積電荷とコンデンサC11の蓄積電荷が放電されるため、ゲート電圧Vgが低下してスイッチング素子FET10がオフする。 The increased current If0 flowing through the switching element FET10, the voltage Vr12 of the resistor R12 is larger than the Zener voltage of the Zener diode ZD10, current flows through the Zener diode ZD10, the transistor Q11 is turned on by the switching element FET10 since the accumulated charge and accumulated charge of the capacitor C11 of the input capacitance is discharged, the switching element FET10 is turned off the gate voltage Vg is lowered. 本実施形態のスイッチング素子FET10のオフ制御は、トランジスタQ10またはトランジスタQ11がオンすることによって行われ、いずれか早くオンしたトランジスタの動作が支配的となる。 Off control of the switching element FET10 of the present embodiment is performed by the transistor Q10 or transistor Q11 is turned on, the operation of whichever turned-on transistor becomes dominant.

以下、トランジスタQ11によるスイッチング素子FET10のオフ制御が必要な理由を説明する。 Hereinafter, the off control of the switching element FET10 by the transistor Q11 to explain why necessary. 図7(a)〜(c)はトランジスタQ11によるスイッチング素子FET10のオフ制御がない場合に負荷変化が生じて負荷電流が小から大に変化したときの各部の波形を示しており、負荷電流が大から小に変化すると、1次コイル電圧Vc10(図7(a))、及びスイッチング素子FET10のドレイン電圧V1(図7(b))が大きくなり、2次側電圧も大きくなる。 Figure 7 (a) ~ (c) shows a waveform of each part when the load changes when there is no off control of the switching element FET10 by the transistor Q11 is caused by the load current changes from small to large, the load current When changes to large to small, the primary coil voltage VC10 (FIG. 7 (a)), and the drain voltage V1 of the switching element FET 10 (FIG. 7 (b)) increases, the secondary voltage also increases. したがって、スイッチング素子FET10の耐電圧性能を高くする必要があり、サイズの大型化,高コスト化の原因となっていた。 Therefore, it is necessary to increase the withstand voltage performance of the switching element FET 10, large size, causing high costs. このように各部の電圧が増大する理由は大きく2つ考えられ、1つ目の理由は、抵抗R12,R13,コンデンサC12からなる回路網K10を設けたことで、1次コイルL10−2次コイルL20間ギャップ長の変化、及び電源電圧Veの変化に対しては2次側の電圧変化を抑制することができるようになったものの、負荷Z1の変化に対しては補償できず、図7(c)の電流If0波形に示すように、負荷電流が大から小に変化すると電流If0のピーク電流値Ifpが大きくなってしまうためであると考えられる。 Thus why voltage of each part is increased is considered two major, first reason, the resistance R12, R13, by providing the network K10 composed of a capacitor C12, 1 primary coil L10-2 coil changes in the gap length between the L20, and although for a change in the power supply voltage Ve has become possible to suppress the voltage change of the secondary side, it can not be compensated for changes in the load Z1, 7 ( as shown in the current If0 waveform c), the load current is believed to be due to the peak current value Ifp current If0 changes from large to small increases.

2つ目の理由は、電流If0のピーク電流値If0が一定であったとしても、1次コイル電圧Vc10の自由振動期間において、負荷が小さいために2次側に伝達されるエネルギーは少なく、1次側の共振回路に残るエネルギーが多くなることで1次コイル電圧Vc10が上昇するためであると考えられる。 The second reason, even the peak current value If0 current If0 is constant, the free oscillation period of the primary coil voltage VC10, energy transmitted to the secondary side because the load is small is small, 1 the following side of the resonant circuit remains energy often becomes possible in primary coil voltage Vc10 is believed to be due to increase.

2つ目の理由による2次側電圧上昇の対策は難しいが、1つ目の理由による2次側電圧上昇の対策は、1次コイルL10−2次コイルL20間ギャップ長の変化、電源電圧Veの変化、負荷Z1の変化の全範囲において、電圧Vr12の最大許容値を設定しておけば、無用なエネルギー注入を防止して、必要最小限の耐電圧性能を有するスイッチング素子FET10を用いることができる。 Although the second countermeasure is difficult for secondary voltage rise due to reasons, one measures eye reasons by the secondary-side voltage rise, the change of the gap length between the primary coil L10-2 primary coil L20, the power supply voltage Ve changes, the entire range of changes in the load Z1, by setting the maximum allowable value of the voltage Vr12, to prevent unnecessary energy injection, the use of switching elements FET10 having minimum necessary withstand voltage performance it can. 具体的には、スイッチング素子FET10を流れるピーク電流値Ifpの最大電流値Ifpmは、1次コイルL10−2次コイルL20間ギャップ長が最も大きく、電源電圧Veが最も低く、負荷Z1が最も大きい場合に必要な電流値に等しく、このような状況以外においては、ピーク電流値Ifpは最大電流値Ifpmより小さくなる。 Specifically, the maximum current value Ifpm peak current Ifp flowing through the switching element FET10 is the largest gap length between the primary coil L10-2 primary coil L20, the power supply voltage Ve is the lowest, when the load Z1 is the largest equal to the current value required, in addition to such circumstances, the peak current value Ifp is smaller than the maximum current value Ifpm. したがって、電流If0が最大電流値Ifpmと同等または少し大きい値に達したときにトランジスタQ11がオンしてスイッチング素子FET10をオフさせることができれば、過大な電流If0が流れることを防止できる。 Therefore, if it is possible to turn off the switching element FET10 transistor Q11 is turned on when the current If0 reaches the maximum current value Ifpm equal to or slightly larger value, it is possible to prevent the excessive current If0 flows. 図8(a)〜(c)は、このときの各部の波形を示したもので、負荷Z1が減少して負荷電流が大から小に変化すると、電流If0が最大電流値Ifpmと同等または少し大きい値以上にはならずに各電圧振幅の増大を抑制していることを示している。 Figure 8 (a) ~ (c) is shows a waveform of each part of this time, the load current load Z1 is reduced is changed from large to small, the current If0 maximum current value Ifpm equal to or slightly It indicates that suppresses the increase of the voltage amplitude not become a large value or more.

なお本実施形態は負荷Z1の減少変化に対して効果があるもので、図6ではツェナダイオードZD10の特性を利用してトランジスタQ11をオンさせているが、ツェナダイオードの代わりにダイオードを接続して、ダイオードの順方向電圧降下を利用してもよく、さらには他の構成を用いてトランジスタQ11をオンさせてもよい。 Note that the embodiments are intended to be effective against reducing the change in the load Z1, but by turning on the transistor Q11 by utilizing the characteristics of the Zener diode ZD10 6, by connecting a diode in place of the Zener diode it may utilize a forward voltage drop of the diode, and further may be turn on the transistor Q11 with the other configurations.

(実施形態3) (Embodiment 3)
図9は本実施形態の非接触給電装置の構成を示しており、実施形態2の構成において、2次側のチョークコイルL21を削除して、負荷Z1の前段に定電圧回路K20を接続したもので、実施形態2と同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。 Figure 9 shows the configuration of the non-contact power feeding device of the present embodiment, in the configuration of embodiment 2, to remove the secondary side choke coil L21, obtained by connecting the constant-voltage circuit K20 in front of the load Z1 in, the description for the same construction as the second embodiment are denoted by the same reference numerals will be omitted.

通常、厳密な電圧安定化のためには、検出した負荷Z1の入力電圧を1次側へ無線でフィードバックして1次側の制御を行うか、または2次側に独立した定電圧回路を接続している。 Usually, due to the strict voltage stabilization, connects the constant voltage circuit independent of the input voltage to the primary side or feedback wirelessly controlling the primary side or the secondary side of the detected load Z1 doing. 定電圧回路に3端子レギュレータ等で構成されるアナログ方式を用いる場合は、入力電圧と必要な定電圧との差が損失となるので、その差が大きいと効率低下、温度上昇を招き、温度上昇防止のための冷却機構や放熱板の追加が必要となる。 When using the analog system composed of three terminal regulator or the like to the constant voltage circuit, the difference between the input voltage and the required constant voltage is lost, lead and their difference is greater efficiency decreases, the temperature rise, the temperature rise additional cooling mechanism and heat sink for the prevention is required. また、定電圧回路にスイッチングレギュレータ等のデジタル方式を用いる場合は、効率低下は小さいものの、入力電圧と必要な定電圧との差が大きいと、スイッチングレギュレータの内部素子に耐電圧の高い素子を用いる必要が生じ、且つ広範囲のPWM制御能力を必要とするため、サイズとコストの増大をもたらしていた。 In the case of using a digital system such as a switching regulator to a constant voltage circuit, although the efficiency drop is small, the difference between the input voltage and the required constant voltage is large, having a high withstand voltage element inside element of the switching regulator it becomes necessary, and because they require extensive PWM control capabilities, have led to an increase in size and cost.

しかし本実施形態では、実施形態1,2で説明したように2次側の電圧変化を自動的に十分抑制しているので、定電圧回路K20の入力電圧と必要な定電圧との差を十分小さくでき、追加した定電圧回路K20の負担を小さくできるという利点を有している。 In this embodiment, however, since the automatic sufficiently suppress the voltage change of the secondary side as described in the first and second embodiments, the difference between the input voltage and the required constant voltage of the constant voltage circuit K20 sufficient can be reduced, it has the advantage of reducing the burden of the added constant voltage circuit K20. したがって、高効率且つ省エネルギーで、小型、低コストの非接触給電装置を提供できる。 Therefore, high efficiency and energy saving, can provide a small, non-contact power feeding device of low cost.

(実施形態4) (Embodiment 4)
図10は本実施形態の非接触給電装置の構成を示しており、実施形態2の構成において、検出した負荷Z1の入力電圧を1次側へ無線でフィードバックして1次側の制御を行うフィードバック手段を備えたもので、実施形態2と同様の構成には同一の符号を付して説明は省略する。 Figure 10 shows the configuration of the non-contact power feeding device of the present embodiment, the feedback performed in the configuration of embodiment 2, the input voltage is fed back wirelessly to the primary-side control of the primary side of the detected load Z1 which was equipped with a means, it is described with the same reference numerals are used to designate the same manner as in embodiment 2 will be omitted. フィードバック手段は、負荷Z1の入力電圧を検出する電圧検出部K21と、検出信号に応じて分離着脱式の信号トランスTsの1次コイルL22を駆動する信号発生部K22と、信号トランスTsの2次コイルL12に誘起された信号を検出する信号検出部K12と、信号検出部K12の検出信号に応じてスイッチング素子FET10のオン・オフを制御する制御部K13とから構成される。 Feedback means includes a voltage detecting unit K21 for detecting an input voltage of the load Z1, a signal generating unit K22 that drives the primary coil L22 of the Detachable signal transformer Ts in response to the detection signal, the secondary signal transformer Ts a signal detection unit K12 for detecting the induced signal to the coil L12, and a control unit K13 which controls the on-off switching element FET10 in response to the detection signal of the signal detection unit K12. そして、本実施形態では、実施形態1,2で説明したように2次側の電圧変化を自動的に十分抑制しているので、フィードバックの制御範囲は小さくてよく、その制御は容易に行うことができる。 In the present embodiment, since the automatic sufficiently suppress the voltage change of the secondary side as described in the first and second embodiments, the control range of the feedback may be small, the control is easily performed that can.

なお実施形態1〜4では、電圧共振方式のスイッチング駆動において、スイッチング素子FET10のオン動作が自励で行っているため、回路構成をシンプルにすることができ、低コスト化を図っている。 Note that in the first to fourth embodiments, the switching drive voltage resonant type, since the ON operation of the switching element FET10 is performed by self-excited, it is possible to simplify the circuit configuration, thereby achieving cost reduction. さらに、パワーを制御するスイッチング素子が1つ(1石)で構成される電圧共振型のスイッチング駆動回路で説明したが、1次コイルやスイッチング素子に印加される電圧が正弦波状になる多石の電圧共振型のスイッチング駆動回路であってもよい。 Moreover, one switching element to control the power has been described in the switching drive circuit configured voltage resonance type (1 stone), a multi-stone voltage applied to the primary coil and the switching element is in the form of a sine wave it may be a switching drive circuit of the voltage resonance type. また、実施形態1〜4における1次コイルL10−2次コイルL20間ギャップ長の変化とは、1次コイルL10と2次コイルとL20の3次元方向の相対的な距離の変化、すなわち1次コイルL10−2次コイルL20間の電気的な絶縁物100が同じ厚さであっても、図11に示すように1次コイルL10と2次コイルL20とが対抗面方向にずれて配置されることによる相対距離dの変化を含んでいる。 Further, the change of the gap length between the primary coil L10-2 secondary coil L20 in the first to fourth embodiments, the primary coil L10 and the relative change in a distance of the three-dimensional direction of the secondary coil and L20, i.e. primary also electrical insulator 100 between the coils L10-2 coil L20 is the same thickness, the primary coil L10 and the secondary coil L20 are displaced in opposing face direction as shown in FIG. 11 include the change in the relative distance d by. さらに、2次側の電圧変化の抑制について上記説明したが、同様の仕組みを用いて2次側の電流変化を抑制することもできる。 Furthermore, although the above described suppression of the voltage change of the secondary side, it is also possible to suppress the current change on the secondary side with the same mechanism.

本発明の実施形態1の非接触給電装置を示す回路図である。 It is a circuit diagram showing a non-contact power feeding device of the embodiment 1 of the present invention. 同上の各部の波形を示し、(a)は1次コイル電流、(b)は1次コイル電圧、(c)はスイッチング素子のドレイン電圧、(d)はスイッチング素子を流れる電流、(e)はスイッチング素子のゲート電圧を示す波形図である。 Shows the waveform of each part of the same, (a) shows the primary coil current, (b) the primary coil voltage, (c) the drain voltage of the switching element, (d) the current through the switching element, (e) the it is a waveform diagram showing a gate voltage of the switching element. 同上の2次コイル電圧の周波数特性を示す図である。 Is a diagram showing frequency characteristics of the secondary coil voltage of the same. 同上の1次コイル−2次コイル間ギャップ長を小から大に変化させたときの各部の波形を示し、(a)は1次コイル電圧、(b)はスイッチング素子のドレイン電圧、(c)はスイッチング素子を流れる電流を示す波形図である。 The gap length between the primary coil-secondary coil of the same shows the waveform of each part when changing from the small to the large, (a) shows the primary coil voltage, (b) the drain voltage of the switching element, (c) is a waveform diagram showing a current flowing through the switching element. 同上の1次コイル−2次コイル間ギャップ長を小から大に変化させたときの各部の波形を示し、(a)は1次コイル電圧、(b)はスイッチング素子のドレイン電圧、(c)はスイッチング素子を流れる電流を示す波形図である。 The gap length between the primary coil-secondary coil of the same shows the waveform of each part when changing from the small to the large, (a) shows the primary coil voltage, (b) the drain voltage of the switching element, (c) is a waveform diagram showing a current flowing through the switching element. 本発明の実施形態2の非接触給電装置を示す回路図である。 It is a circuit diagram showing a non-contact power feeding device of the second embodiment of the present invention. 同上の負荷電流が小から大に変化したときの対策前の各部の波形を示し、(a)は1次コイル電圧、(b)はスイッチング素子のドレイン電圧、(c)はスイッチング素子を流れる電流を示す波形図である。 Shows the waveform of each part of the previous measures when the load current of the same is changed from small to large, (a) shows the primary coil voltage, (b) the drain voltage of the switching element, (c) the current flowing through the switching element it is a waveform diagram showing a. 同上の負荷電流が小から大に変化したときの対策後の各部の波形を示し、(a)は1次コイル電圧、(b)はスイッチング素子のドレイン電圧、(c)はスイッチング素子を流れる電流を示す波形図である。 Shows the waveform of each part after measures when the load current of the same is changed from small to large, (a) shows the primary coil voltage, (b) the drain voltage of the switching element, (c) the current flowing through the switching element it is a waveform diagram showing a. 本発明の実施形態3の非接触給電装置を示す回路図である。 It is a circuit diagram showing a non-contact power feeding device of the third embodiment of the present invention. 本発明の実施形態4の非接触給電装置を示す回路図である。 It is a circuit diagram showing a non-contact power feeding device according to the fourth embodiment of the present invention. 本発明の実施形態の1次コイルと2次コイルとの配置を示す図である。 Is a diagram showing the arrangement of the primary coil and the secondary coil of the embodiment of the present invention. 従来の2次側の電圧特性を示し、(a)は1次コイル−2次コイル間のギャップ長に対する2次側の電圧特性、(b)は負荷電流に対する2次側の電圧特性、(c)は電源電圧に対する2次側の電圧特性を示す図である。 Shows the voltage characteristics of a conventional secondary, (a) shows the secondary voltage characteristics of the relative gap length between the primary coil-secondary coil, (b) the voltage characteristics of the secondary side to the load current, (c ) is a diagram showing the voltage characteristics of the secondary side with respect to the power supply voltage.

符号の説明 DESCRIPTION OF SYMBOLS

T 分離着脱式トランス L10 1次コイル L20 2次コイル FET10 スイッチング素子 K10 回路網 R12,R13 抵抗 C12 コンデンサ Q10 トランジスタ C10,C20 共振コンデンサ E 直流電源 Z1 負荷 T detachable transformer L10 1 primary coil L20 2 coil FET10 switching element K10 network R12, R13 resistor C12 capacitor Q10 transistors C10, C20 resonant capacitor E DC power supply Z1 load

Claims (8)

  1. 1次コイルと該1次コイルによって電圧を誘起される2次コイルとが分離着脱自在な構造を有するトランスと、1次コイルに並列もしくは直列に接続された1次側共振コンデンサと、1次コイルへの通電をオン・オフすることで1次コイルに正弦波状の共振電圧を発生させて2次コイルへのエネルギー供給を制御する第1のスイッチング手段と、第1のスイッチング手段のオン・オフを制御する第2のスイッチング手段と、少なくとも抵抗及びコンデンサを含んで構成されて第1のスイッチング手段を流れる電流値に対応する信号を生成し、該生成信号が所定値以上の場合に第2のスイッチング手段をオンさせて第1のスイッチング手段をオフさせる回路網と、2次コイルに並列もしくは直列に接続された2次側共振コンデンサと、2次コイ A transformer and the secondary coil induced voltage by the primary coil and the primary coil has a separate detachable structure, a primary side resonance capacitor connected in parallel or series with the primary coil, the primary coil a first switching means for controlling the energy supply to the secondary coil by generating a sinusoidal resonant voltage to the primary coil by turning on and off the power supply to the on-off of the first switching means a second switching means for controlling to generate a signal corresponding to the value of the current flowing through the first switching means is configured to include at least the resistor and the capacitor, the second switching when the generated signal is a predetermined value or more and circuitry for turning off the first switching means to turn on the unit, and the secondary side resonance capacitor connected in parallel or in series with the secondary coil, secondary carp の出力側に設けた負荷とを備え、回路網は、1次コイルと2次コイルとの距離が変化した場合に、第1のスイッチング手段を流れる電流値と生成信号との対応関係が変化することで第1のスイッチング手段を流れる電流値を制御し、2次コイルに誘起される電圧振幅の変化を抑制することを特徴とする非接触給電装置。 Comprising a load and provided on the output side of the circuitry, when the distance between the primary coil and the secondary coil is changed, correspondence relationship between the generated signal and the current flowing through the first switching means is changed and it controls the amount of current flowing through the first switching means by a non-contact power feeding apparatus characterized by suppressing the change in the voltage amplitude induced in the secondary coil.
  2. 2次側共振コンデンサの容量は、1次コイルと2次コイルとの距離が大きくなるにつれて、第1のスイッチング手段のオフ期間に生じる1次コイルの両端電圧の振動周波数が高くなる値であることを特徴とする請求項1記載の非接触給電装置。 Capacity of the secondary-side resonant capacitor, it as the distance between the primary coil and the secondary coil is large, a value vibration frequency increases the voltage across the first primary coil caused in the OFF period of the switching means non-contact power feeding device according to claim 1, wherein.
  3. 2次側共振コンデンサの容量は、1次コイルと2次コイルとの距離が大きくなるにつれて、第1のスイッチング手段のオフ期間に生じる1次コイルの両端電圧の振動周波数が低くなる値であることを特徴とする請求項1記載の非接触給電装置。 Capacity of the secondary-side resonant capacitor, it as the distance between the primary coil and the secondary coil is large, a value vibration frequency decreases the voltage across the primary coil caused in the OFF period of the first switching means non-contact power feeding device according to claim 1, wherein.
  4. 2次側共振コンデンサの容量は、1次コイルと2次コイルとの距離が大きくなるにつれて、第1のスイッチング手段のオフ期間に生じる1次コイルの両端電圧の振動周波数が高くなる場合と低くなる場合とが混在する値であることを特徴とする請求項1記載の非接触給電装置。 Capacity of the secondary-side resonant capacitor, as the distance between the primary coil and the secondary coil is large, as low as when the vibration frequency of the first voltage across the primary coil caused in the OFF period of the switching means increases non-contact power feeding device according to claim 1, wherein when the is characterized in that it is a value that coexist.
  5. 回路網は、第1のスイッチング手段の出力端に直列接続した第1の抵抗と、第1のスイッチング手段と第1の抵抗との接続中点に一端を接続した第2の抵抗と、第2の抵抗の他端に一端を接続したコンデンサとを備え、第2の抵抗の他端は第2のスイッチング手段をオン・オフさせる制御入力端に接続され、コンデンサの他端は第2のスイッチング手段の出力端に接続されることを特徴とする請求項1乃至4いずれか記載の非接触給電装置。 Circuitry, a first resistor connected in series to the output terminal of the first switching means, a second resistor having one end connected to the a first switching means connection point between the first resistor, the second and a capacitor having one end connected to the other end of the resistor, the other end of the second resistor is connected to the control input for turning on and off the second switching means, the other end of the capacitor and the second switching means non-contact power feeding device of claims 1 to 4, wherein any one, characterized in that it is connected to the output terminal.
  6. 回路網は、1次コイルと2次コイルとの距離の変化及び1次側の電源電圧の変化に対して、2次コイルに誘起される電圧振幅の変化を抑制することを特徴とする請求項1乃至5いずれか記載の非接触給電装置。 Circuitry, claims, characterized in that the relative change of the primary coil and the power supply voltage changes and the primary side of the distance between the secondary coil, to suppress a change in the voltage amplitude induced in the secondary coil 1 to the non-contact power feeding device 5 according to any one.
  7. 第1の抵抗の電圧降下を検出する電圧検出手段と、電圧検出手段の検出信号によってオン・オフすることで第1のスイッチング手段のオン・オフを制御する第3のスイッチング手段とを備え、1次コイルと2次コイルとの距離の変化範囲と1次側の電源電圧の変化範囲とのうち少なくとも一方の変化範囲内で、負荷最大時に第1のスイッチング手段を流れる最大電流以上の電流が第1のスイッチング手段を流れた場合に、第3のスイッチング手段が第2のスイッチング手段より優先してオンして第1のスイッチング手段をオフさせるように電圧検出手段の検出信号が設定されることを特徴とする請求項5記載の非接触給電装置。 Comprising a voltage detecting means for detecting a voltage drop of the first resistor, and a third switching means for controlling the on-off of the first switching means by turning on and off by the detection signal of the voltage detecting means, 1 in at least one of the variation range of the next coil and the range of variation of the change range and the supply voltage of the primary side of the distance between the secondary coil, the maximum current or a current flowing through the first switching means the at maximum load when flowing through the first switching means, that the third switching means detecting signal from the voltage detecting means so as to turn off the first switching means is turned on in preference to the second switching means is set non-contact power feeding device according to claim 5, wherein.
  8. 2次側の電圧情報を1次側に無線でフィードバックして第1のスイッチング手段を制御するフィードバック手段を備えることを特徴とする請求項1乃至7いずれか記載の非接触給電装置。 Non-contact power feeding device according to any one of claims 1 to 7, characterized in that it comprises a feedback means for controlling the first switching means by feeding back the voltage information of the secondary wirelessly to the primary side.
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