JP2005009979A

JP2005009979A - Pulse radar device and signal processing method therefor

Info

Publication number: JP2005009979A
Application number: JP2003173568A
Authority: JP
Inventors: Shinichi Takeya; 晋一竹谷
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 2003-06-18
Filing date: 2003-06-18
Publication date: 2005-01-13
Anticipated expiration: 2023-06-18
Also published as: JP4005947B2

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a pulse radar device and a signal processing method therefor which can provide a high distance resolution using a radar transmission frequency band which is distributed discontinuously. <P>SOLUTION: The step-frequency type pulse radar device emits chirp pulses having different center frequencies for every PRI (pulse repeat interval). As a result, a phase of received echoes is widened which enables a fitting processing using a secondary phase curve. The phases of pulse echoes received by a plurality of PRIs are fitted to a secondary phase curve of the chirp pulses to eliminate ambiguity of the phases. The corrected received data is subjected to a pulse compressing process to obtain range data. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、パルスレーダ装置と、このレーダ装置に適用される信号処理方法に関する。特に本発明は、ステップ周波数方式を利用するパルスレーダ装置の改良に関する。
【０００２】
【従来の技術】
ステップ周波数方式は、パルスレーダ装置において高い距離分解能を得るための一方式である。下記非特許文献１（ｐｐ．２００−２０９）に、ステップ周波数方式に関する詳細が記述される。
ステップ周波数方式を適用してパルスレーダ装置の距離分解能を高くするには、レーダパルスの互いの位相にコヒーレント性が保たれること、すなわちパルス間の位相関係が送信、受信を経て保持されることが必要となる。よって既存のレーダ装置では周波数が単調に変化する信号を発振器により生じさせ、この信号を時間的に等間隔にかつパルス状に切り出すかたちで送信周波数信号を得るようにしている。それぞれの送信周波数信号の間隔が、パルス繰返し周期（ＰＲＩ）に相当する。
【０００３】
ところで、電波は有限の資源であり、送信電力が限度を超える機材の使用帯域は用途に応じて割り当てられる。レーダ装置を運用するには電波申請により帯域の割り当てを受けることが多いが、法制上取得できる帯域は連続的に分布していない。つまり現実的には、飛び飛びに分布し、その間隔も一定ではない帯域を使用せざるを得ない。
【０００４】
しかしながらこのような帯域の分布では、パルスレーダ装置にステップ周波数方式を適用することは困難であり、なんらかの工夫が必要である。上記したようにステップ周波数方式を適用するには、所望の距離分解能に対応する、等間隔かつ連続的に分布する周波数帯域を用いる必要があるからである。このような事情から、使用可能な帯域が制約を受ける場合には、ステップ周波数方式に基づくパルスレーダ装置を運用することは現実的に困難である。
【０００５】
【非特許文献１】
ＤｏｎａｌｄＲ．Ｗｅｈｎｅｒ，”Ｈｉｇｈ−ＲｅｓｏｌｕｔｉｏｎＲａｄａｒＳｅｃｏｎｄＥｄｉｔｉｏｎ”，ＡｒｔｅｃｈＨｏｕｓｅ（１９９５）
【０００６】
【発明が解決しようとする課題】
以上述べたように、レーダ用途として使用できる帯域は不連続に割り当てられるために、ステップ周波数方式に基づき高い距離分解能を得ることは運用上困難である。
本発明は上記の問題を解決するべくなされたもので、その目的は、不連続的に分布するレーダ送信周波数帯域を用いて高い距離分解能を得ることの可能なパルスレーダ装置とその信号処理方法を提供することにある。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記目的を達成するために本発明に係わるパルスレーダ装置は、周波数軸上にステップ状に分布するパルス信号のそれぞれを規定の変調特性（例えばリニアチャープ変調特性）に基づき変調して送信パルス信号を生成する送信信号生成手段（例えば基準信号発生器１、送信信号発生部２、ローカル発振器３、ミキサ４、および送信増幅器５）と、前記送信パルス信号を放射する送信手段（例えばサーキュレータ６および空中線７）と、前記放射された送信パルス信号に基づくパルスエコーを受信する受信手段（例えば空中線７、サーキュレータ６、受信増幅器８、ローカル発振器３、ミキサ９、およびＡＤ変換器１０）と、前記受信されたパルスエコーのそれぞれの位相を検出する位相検出手段（例えば位相検出部１１ａ）と、前記検出された位相を前記変調特性に基づく特性線（例えば２次位相曲線）にフィッティングさせて前記パルスエコーの位相に関する不確定性を補正する補正手段（例えばフィッティング処理部１１ｂ）と、この補正手段により補正されたパルスエコーにパルス圧縮処理を施すパルス圧縮手段（例えばパルス圧縮合成部１１ｃ）とを具備することを特徴とする。
【０００８】
このような手段を講じることにより、送信パルス信号は所定の特性で変調された状態で放射される。これにより、位相検出手段により検出されるパルスエコーの位相は、時間に対して１点でなく、変調特性に応じた広がりを持つようになる。例えば送信パルス信号をリニアチャープ変調すると、その位相特性は時間に対して２次曲線（２次位相曲線と称する）を描く。同様にパルスエコーの位相特性も２次位相曲線を描くが、受信されたそのままの状態では、位相に関する不確定性（アンビギュイティ）を含む。そこで、補正手段により、パルスエコーの位相成分を２次位相曲線にフィッティングさせることでアンビギュイティ成分を除去でき、これをもとにパルス圧縮処理により目標情報を正確に検出することが可能になる。
【０００９】
しかも、送信パルス信号の周波数は周波数軸上に等間隔に配列される必要はなく、不規則に割り当てられた帯域を順次使用する形態で良い。要するに、周波数軸上で広範囲な周波数を使用すれば高い距離分解能を得られることは、既存のステップ周波数方式と同様である。すなわち本発明によれば、ステップ周波数方式による利点はそのままに、不連続に分布する周波数を利用して目標情報（目標への距離情報など）を得ることが可能になる。従って、不連続的に分布するレーダ送信周波数帯域を用いて高い距離分解能を得ることが可能になる。
【００１０】
【発明の実施の形態】
以下、図面を参照して本発明の実施の形態を詳細に説明する。
図１は、本発明に係わるパルスレーダ装置の実施の形態を示す機能ブロック図である。図１において基準信号発生器１は、パルス繰返し周期（ＰＲＩ）ごとにパルス信号が生成出力する。基準信号発生器１はＰＲＩごとに発振周波数を変化させ、各パルス信号の周波数を周波数軸上にステップ状に分布させる。すなわち基準信号発生器１は、割り当てられた帯域に応じた周波数のパルス信号を時間的に等間隔で発生させる。
【００１１】
送信信号発生部２は、生成されたパルス信号にリニアチャープ変調をかけ、送信パルス信号を生成する。この送信パルス信号は、ローカル発振器３により生成される局部発振信号とミキサ４により混合されてレーダ送信周波数にアップコンバートされる。この送信パルス信号は送信増幅器５により送信出力にまで増幅され、サーキュレータ６および空中線７を介して空間に放射される。
【００１２】
放射された送信パルス信号が目標または固定物などにより反射されると、レーダエコーが空中線７に到来する。このレーダエコーは空中線７からサーキュレータ６を介して受信増幅器８に入力され、低雑音増幅などの処理を施される。そののちミキサ９において局部発振信号と混合されて中間周波数（ＩＦ）帯にダウンコンバートされ、ＡＤ（アナログ／ディジタル）変換器１０に入力される。ＡＤ変換器１０は、パルスエコーに基づくＩＦ信号をディジタル変換し、Ｉ成分およびＱ成分を含む直交ディジタル信号Ｘ（ｒ，ｉ）を生成する。ｒはレンジセルである。ｉはＰＲＩ番号と称し、各パルスエコーに順次付されるインデックス番号である。
【００１３】
ディジタル信号Ｘ（ｒ，ｉ）は信号処理部１１に入力される。信号処理部１１は、位相検出部１１ａと、フィッティング処理部１１ｂと、パルス圧縮合成部１１ｃとを備える。位相検出部１１ａは、受信されたパルスエコーのそれぞれの位相を、ディジタル信号Ｘ（ｒ，ｉ）から検出する。フィッティング処理部１１ｂは、検出されたパルスエコーの位相をリニアチャープ変調特性に基づく２次位相曲線にフィッティングさせることにより、受信パルスエコーに含まれる位相アンビギュイティを除去する。これにより補正されたディジタル信号が得られ、これをＸ′（ｒ，ｉ）とする。パルス圧縮合成部１１ｃは、補正されたパルスエコーＸ′（ｒ，ｉ）にパルス圧縮処理を施して、目標に関するレンジデータを生成出力する。
【００１４】
なお、パルス圧縮合成部１１ｃにおけるパルス圧縮処理に関する詳細は、例えば上記非特許文献１（ｐｐ．１４９−１５３）に開示される手法を利用できる。特に、ディジタルパルス圧縮処理に関しては、同文献（ｐｐ．１７４−１７７）に記載されている。これらの文献には、時間軸上で畳み込み積分を実施することによりパルス圧縮演算を実施する手法が示される。あるいは、パルス圧縮演算用のデータ（受信したパルスエコーに基づくデータ）をフーリエ変換して周波数軸上のデータに変換したのち時間軸上の畳み込み積分演算に等価な演算を実施し、その結果に逆フーリエ変換を施して時間軸上のデータに戻す手法が示される。
【００１５】
図２は、図１のパルスレーダ装置におけるレーダ送受信処理を説明するための模式図である。図２（ａ）は、横軸を周波数ｆとして送信パルス信号の周波数分布を示す。ＭＴＩ（ＭｏｖｉｎｇＴａｒｇｅｔＩｎｄｉｃａｔｏｒ）やＤＦＴ（ＤｉｇｉｔａｌＦｏｕｒｉｅｒＴｒａｎｓｆｏｒｍ）などの処理を完了するのに必要なパルス数期間、すなわちＣＰＩ（ＣｏｈｅｒｅｎｔＰｒｏｃｅｓｓｉｎｇＩｎｔｅｒｖａｌ）において、送信パルス信号の周波数はＦの範囲に渡り変化する。Ｆが広ければ広いほど、高い距離分解能を得ることができる。各パルスの周波数はステップ状に変化するが、本実施形態においては、各パルス間の周波数間隔ΔＦは一定である必要はない。
【００１６】
図２（ｂ）は、横軸を時間ｔとして送信パルス信号の時間分布を示す。各送信パルス信号は、ＰＲＩごとに時間的に等間隔で放射される。図２（ｃ）は、各送信パルスの周波数の変化を示す。本実施形態ではパルスごとにリニアチャープ変調をかける。すなわち、パルス期間内において各パルスの周波数は時間に比例して変化する。
【００１７】
図２（ｄ）は、図１の送信信号発生部２で生成される送信パルス信号の位相を示す。各パルス信号の周波数が周波数軸上でリニアに変化すると、図示されるように位相は２次位相曲線に乗る。すなわち、各パルスの位相は２次位相曲線の一部を分割したものとして現れる。これは、周波数が、位相の一次時間微分であることによる。
【００１８】
２次位相曲線は時間に対する二次関数であり、次式（１）で表される。
【数１】

【００１９】
式（１）において、φは位相、ωは角周波数であり、ω＝２πｆｋで表される。ｆｋは周波数係数であり、ｔは時間である。なおｔはＣＰＩ内での変化に対応し、複数のＰＲＩにわたる。
【００２０】
図２（ｅ）は、図１のフィッティング処理部１１ｂによる補正処理前の受信位相を示す。受信したパルスエコーには位相アンビギュイティが生じることから、図２（ｅ）に示される位相は不規則に分布している。ＡＤ変換器１０から出力されるディジタル信号Ｘ（ｒ，ｉ）の位相成分は、ｒに関しては連続するが、ｉに関しては中心位相に対して３６０度の整数倍のアンビギュイティを含む。これを式で表すと、ｎを整数として次式（２）で示される。
【数２】

【００２１】
図２（ｆ）は、フィッティング処理部１１ｂにより補正された受信位相を示す。当然ながら、フィッティング用のカーブも２次位相曲線であることが期待され、そのカーブは式（３）で表される
【数３】

【００２２】
式（３）において、ｔ０はフィッティングのための時間シフトである。すなわちフィッティング用の曲線は、図２（ｄ）の曲線を時間軸上でｔ０だけシフトしたものとして表される。
【００２３】
このように、受信されたパルスエコーを、フィッティング処理により位相に関して補正することができ、アンビギュイティが除去されたデータ（すなわちＸ′（ｒ，ｉ））を得ることができる。得られたＸ′（ｒ，ｉ）にパルス圧縮処理を施すことにより、図２（ｇ）に示されるようなレンジデータを得ることができる。このレンジデータは、ステップ周波数方式に基づいてレンジ方向に高い分解能を持つものとなる。
【００２４】
図３は、図２との比較のため、ステップ周波数方式を利用する既存のパルスレーダ装置におけるレーダ送受信処理を説明するための模式図である。図３（ａ）に示されるように、既存のパルスレーダにステップ周波数方式を適用するには各パルス間の周波数間隔ΔＦを一定に保つ必要がある。各送信パルスは、図３（ｂ）のように一定間隔で放射される。
【００２５】
図３（ｃ）は、送信パルスを生成するための基準周波数を示す。既存の装置では、基準周波数はＣＰＩ内においてスイープされ、低域から高域へと変化する。この基準周波数をＰＲＩごとに切り出すかたちで、図３（ｄ）の送信パルスが生成される。これにより各パルスの周波数は、パルス期間内においてはほぼ一定となる。すなわち無変調とみなせる。
【００２６】
図３（ｅ）の受信パルスエコーの位相は、各パルスごとに点状に観測され、直線状に乗る。この受信パルスエコーをパルス圧縮すると、図３（ｆ）のレンジデータが得られる。
【００２７】
図３のような処理によりレンジデータを得るには、送信パルス信号の周波数が等間隔かつ規則的に分布していることが前提となる。これは、図３（ｅ）のように、得られる位相情報が点状であり、フィッティング処理を行うことが困難であることによる。従ってアンビギュイティを除去することも難しく、所望の性能を得るには送信パルスの周波数分布に厳しい制限が課せられることになる。
【００２８】
これに対し本実施形態では、ステップ周波数方式のパルスレーダ装置において、ＰＲＩごとに中心周波数の異なるチャープパルスを放射する。これにより受信エコーの位相に広がりを持たせ、２次位相曲線を用いたフィッティング処理を行えるようにする。そうして、複数のＰＲＩにおいて受信されたパルスエコーの位相をチャープパルスの２次位相曲線にフィッティングさせ、位相に関するアンビギュイティを除去する。これにより補正された受信データにパルス圧縮処理を施し、レンジデータを得るようにしている。
【００２９】
このようにしたので、送信パルス信号の周波数が不規則に分布しているとしても、受信後のフィッティング処理により位相のアンビギュイティを除去することができ、パルス圧縮のための補正データを簡易に生成することができる。従ってステップ周波数方式においてパルス間の周波数が不連続な場合でも、すなわち不連続的に分布するレーダ送信周波数帯域を用いても、高い距離分解能を得ることが可能となる。これによりクラッタ抑圧、目標分離、目標画像化などの処理においても高い精度を得ることが可能になる。
【００３０】
なお、本発明は上記実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記実施形態に開示されている複数の構成要素の適宜な組み合わせにより、種々の発明を形成できる。例えば、実施形態に示される全構成要素から幾つかの構成要素を削除してもよい。
【００３１】
【発明の効果】
以上詳しく述べたように本発明によれば、不連続的に分布するレーダ送信周波数帯域を用いて高い距離分解能を得ることの可能なパルスレーダ装置とその信号処理方法を提供することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係わるパルスレーダ装置の一実施の形態を示す機能ブロック図。
【図２】図１のパルスレーダ装置におけるレーダ送受信処理を説明するための模式図。
【図３】図２との比較のため、ステップ周波数方式を利用する既存のパルスレーダ装置におけるレーダ送受信処理を説明するための模式図。
【符号の説明】
１…基準信号発生器、２…送信信号発生部、３…ローカル発振器、４…ミキサ、５…送信増幅器、６…サーキュレータ、７…空中線、８…受信増幅器、９…ミキサ、１０…ＡＤ変換器、１１…信号処理部、１１ａ…位相検出部、１１ｂ…フィッティング処理部、１１ｃ…パルス圧縮合成部[0001]
BACKGROUND OF THE INVENTION
The present invention relates to a pulse radar device and a signal processing method applied to the radar device. In particular, the present invention relates to an improvement in a pulse radar apparatus using a step frequency method.
[0002]
[Prior art]
The step frequency method is one method for obtaining a high distance resolution in the pulse radar device. Non-Patent Document 1 (pp. 200-209) below describes details regarding the step frequency method.
In order to increase the distance resolution of the pulse radar device by applying the step frequency method, the coherent nature of the radar pulses is maintained, that is, the phase relationship between the pulses is maintained after transmission and reception. Is required. Therefore, in an existing radar apparatus, a signal whose frequency changes monotonously is generated by an oscillator, and a transmission frequency signal is obtained by cutting out this signal at regular intervals and in pulses. The interval between the transmission frequency signals corresponds to a pulse repetition period (PRI).
[0003]
By the way, radio waves are a finite resource, and the use band of equipment whose transmission power exceeds the limit is allocated according to the application. In order to operate a radar device, a band is often assigned by a radio wave application, but the band that can be acquired by law is not continuously distributed. That is, in reality, it is necessary to use a band that is distributed in a scattered manner and whose intervals are not constant.
[0004]
However, with such a band distribution, it is difficult to apply the step frequency method to the pulse radar device, and some ingenuity is required. This is because in order to apply the step frequency method as described above, it is necessary to use a frequency band that is equally spaced and continuously distributed, corresponding to a desired distance resolution. Under such circumstances, it is practically difficult to operate a pulse radar device based on the step frequency method when the usable bandwidth is restricted.
[0005]
[Non-Patent Document 1]
Donald R.D. Wehner, “High-Resolution Radar Second Edition”, Arttech House (1995)
[0006]
[Problems to be solved by the invention]
As described above, since the band that can be used for the radar application is allocated discontinuously, it is difficult to obtain a high distance resolution based on the step frequency method.
The present invention has been made to solve the above problems, and an object of the present invention is to provide a pulse radar device capable of obtaining a high distance resolution using a discontinuously distributed radar transmission frequency band and a signal processing method thereof. It is to provide.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In order to achieve the above object, a pulse radar device according to the present invention modulates each pulse signal distributed stepwise on a frequency axis based on a prescribed modulation characteristic (for example, linear chirp modulation characteristic) to convert a transmission pulse signal. Transmission signal generation means (for example, reference signal generator 1, transmission signal generation unit 2, local oscillator 3, mixer 4 and transmission amplifier 5) to be generated, and transmission means for radiating the transmission pulse signal (for example, circulator 6 and antenna 7) ) And receiving means (for example, antenna 7, circulator 6, receiving amplifier 8, local oscillator 3, mixer 9, and AD converter 10) for receiving a pulse echo based on the radiated transmission pulse signal, and the received Phase detection means (for example, phase detection unit 11a) for detecting each phase of the pulse echo, and the detected Correction means (for example, the fitting processing unit 11b) for correcting the uncertainty related to the phase of the pulse echo by fitting the phase to a characteristic line (for example, a quadratic phase curve) based on the modulation characteristic, and correction by the correction means It is characterized by comprising pulse compression means (for example, a pulse compression synthesizer 11c) for performing pulse compression processing on the pulse echo.
[0008]
By taking such means, the transmission pulse signal is radiated in a state modulated with a predetermined characteristic. As a result, the phase of the pulse echo detected by the phase detection means is not a single point with respect to time, but has a spread corresponding to the modulation characteristics. For example, when the transmission pulse signal is linearly chirp modulated, the phase characteristic draws a quadratic curve (referred to as a quadratic phase curve) with respect to time. Similarly, the phase characteristic of the pulse echo also draws a quadratic phase curve. However, in the received state as it is, it includes phase uncertainty (ambiguity). Therefore, the correction means can remove the ambiguity component by fitting the phase component of the pulse echo to the quadratic phase curve, and based on this, the target information can be accurately detected by the pulse compression processing. .
[0009]
Moreover, the frequencies of the transmission pulse signals do not need to be arranged at equal intervals on the frequency axis, and may be a form in which irregularly assigned bands are sequentially used. In short, if a wide range of frequencies are used on the frequency axis, high distance resolution can be obtained, as in the existing step frequency method. That is, according to the present invention, it is possible to obtain target information (such as distance information to a target) using discontinuously distributed frequencies while maintaining the advantages of the step frequency method. Therefore, it is possible to obtain a high distance resolution by using a discontinuously distributed radar transmission frequency band.
[0010]
DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
Hereinafter, embodiments of the present invention will be described in detail with reference to the drawings.
FIG. 1 is a functional block diagram showing an embodiment of a pulse radar apparatus according to the present invention. In FIG. 1, the reference signal generator 1 generates and outputs a pulse signal for each pulse repetition period (PRI). The reference signal generator 1 changes the oscillation frequency for each PRI and distributes the frequency of each pulse signal in a step shape on the frequency axis. That is, the reference signal generator 1 generates a pulse signal having a frequency corresponding to the allocated band at regular intervals.
[0011]
The transmission signal generator 2 performs linear chirp modulation on the generated pulse signal to generate a transmission pulse signal. This transmission pulse signal is mixed with the local oscillation signal generated by the local oscillator 3 by the mixer 4 and up-converted to the radar transmission frequency. This transmission pulse signal is amplified to a transmission output by the transmission amplifier 5 and radiated to the space through the circulator 6 and the antenna 7.
[0012]
When the radiated transmission pulse signal is reflected by a target or a fixed object, a radar echo arrives at the antenna 7. The radar echo is input from the antenna 7 through the circulator 6 to the reception amplifier 8 and subjected to processing such as low noise amplification. Thereafter, the signal is mixed with the local oscillation signal in the mixer 9, down-converted to an intermediate frequency (IF) band, and input to an AD (analog / digital) converter 10. The AD converter 10 digitally converts the IF signal based on the pulse echo to generate an orthogonal digital signal X (r, i) including an I component and a Q component. r is a range cell. i is a PRI number, and is an index number sequentially assigned to each pulse echo.
[0013]
The digital signal X (r, i) is input to the signal processing unit 11. The signal processing unit 11 includes a phase detection unit 11a, a fitting processing unit 11b, and a pulse compression / synthesis unit 11c. The phase detector 11a detects each phase of the received pulse echo from the digital signal X (r, i). The fitting processing unit 11b removes the phase ambiguity included in the received pulse echo by fitting the phase of the detected pulse echo to a quadratic phase curve based on the linear chirp modulation characteristic. As a result, a corrected digital signal is obtained, which is represented as X ′ (r, i). The pulse compression synthesizer 11c performs pulse compression processing on the corrected pulse echo X ′ (r, i) to generate and output range data regarding the target.
[0014]
For details regarding the pulse compression processing in the pulse compression synthesizer 11c, for example, the technique disclosed in Non-Patent Document 1 (pp. 149-153) can be used. In particular, the digital pulse compression processing is described in the same document (pp. 174-177). These documents show a technique for performing a pulse compression operation by performing convolution integration on the time axis. Alternatively, the data for pulse compression calculation (data based on the received pulse echo) is Fourier-transformed and converted to data on the frequency axis, and then an operation equivalent to the convolution integral operation on the time axis is performed, and the result is reversed. A method for performing Fourier transform to return the data to the time axis is shown.
[0015]
FIG. 2 is a schematic diagram for explaining radar transmission / reception processing in the pulse radar apparatus of FIG. FIG. 2A shows the frequency distribution of the transmission pulse signal with the horizontal axis as the frequency f. The frequency of the transmission pulse signal changes over the range of F in a pulse number period required to complete processing such as MTI (Moving Target Indicator) and DFT (Digital Fourier Transform), that is, CPI (Coherent Processing Interval). The wider F is, the higher distance resolution can be obtained. Although the frequency of each pulse changes stepwise, in this embodiment, the frequency interval ΔF between each pulse does not need to be constant.
[0016]
FIG. 2B shows a time distribution of the transmission pulse signal with the horizontal axis as time t. Each transmission pulse signal is emitted at equal intervals in time for each PRI. FIG. 2C shows a change in the frequency of each transmission pulse. In this embodiment, linear chirp modulation is applied for each pulse. That is, the frequency of each pulse changes in proportion to time within the pulse period.
[0017]
FIG. 2D shows the phase of the transmission pulse signal generated by the transmission signal generator 2 shown in FIG. When the frequency of each pulse signal changes linearly on the frequency axis, the phase is on a quadratic phase curve as shown. That is, the phase of each pulse appears as a part of the secondary phase curve. This is because the frequency is the first time derivative of the phase.
[0018]
The quadratic phase curve is a quadratic function with respect to time, and is expressed by the following equation (1).
[Expression 1]

[0019]
In Expression (1), φ is a phase, ω is an angular frequency, and is expressed by ω = 2πfk. fk is a frequency coefficient and t is time. Note that t corresponds to a change in the CPI and covers a plurality of PRIs.
[0020]
FIG. 2E shows a reception phase before correction processing by the fitting processing unit 11b of FIG. Since phase ambiguity occurs in the received pulse echo, the phase shown in FIG. 2E is irregularly distributed. The phase component of the digital signal X (r, i) output from the AD converter 10 is continuous with respect to r, but includes an ambiguity that is an integral multiple of 360 degrees with respect to the center phase with respect to i. This is expressed by the following equation (2) where n is an integer.
[Expression 2]

[0021]
FIG. 2F shows the reception phase corrected by the fitting processing unit 11b. Of course, the fitting curve is also expected to be a quadratic phase curve, and the curve is expressed by equation (3).

[0022]
In Expression (3), t0 is a time shift for fitting. That is, the fitting curve is expressed as a curve obtained by shifting the curve of FIG. 2D by t0 on the time axis.
[0023]
In this way, the received pulse echo can be corrected with respect to the phase by the fitting process, and data from which the ambiguity has been removed (ie, X ′ (r, i)) can be obtained. By applying pulse compression processing to the obtained X ′ (r, i), range data as shown in FIG. 2G can be obtained. This range data has high resolution in the range direction based on the step frequency method.
[0024]
FIG. 3 is a schematic diagram for explaining a radar transmission / reception process in an existing pulse radar apparatus using the step frequency method for comparison with FIG. As shown in FIG. 3A, in order to apply the step frequency method to the existing pulse radar, it is necessary to keep the frequency interval ΔF between the pulses constant. Each transmission pulse is radiated at regular intervals as shown in FIG.
[0025]
FIG. 3C shows a reference frequency for generating a transmission pulse. In existing devices, the reference frequency is swept within the CPI and changes from low to high. The transmission pulse shown in FIG. 3D is generated by cutting out this reference frequency for each PRI. Thereby, the frequency of each pulse becomes substantially constant within the pulse period. That is, it can be regarded as no modulation.
[0026]
The phase of the received pulse echo in FIG. 3 (e) is observed in a dot shape for each pulse and rides in a straight line. When the received pulse echo is pulse-compressed, the range data shown in FIG. 3 (f) is obtained.
[0027]
In order to obtain range data by the process as shown in FIG. 3, it is premised that the frequency of the transmission pulse signal is regularly distributed. This is because, as shown in FIG. 3E, the obtained phase information is point-like and it is difficult to perform the fitting process. Therefore, it is difficult to remove the ambiguity, and a severe limit is imposed on the frequency distribution of the transmission pulse in order to obtain a desired performance.
[0028]
On the other hand, in the present embodiment, a chirped pulse having a different center frequency is radiated for each PRI in the step-frequency pulse radar apparatus. As a result, the phase of the received echo is broadened so that fitting processing using a quadratic phase curve can be performed. Thus, the phase of the pulse echo received in the plurality of PRIs is fitted to the quadratic phase curve of the chirp pulse, and the ambiguity related to the phase is removed. As a result, the corrected received data is subjected to pulse compression processing to obtain range data.
[0029]
As a result, even if the frequency of the transmission pulse signal is irregularly distributed, the phase ambiguity can be removed by the fitting process after reception, and correction data for pulse compression can be simplified. Can be generated. Accordingly, even when the frequency between pulses is discontinuous in the step frequency method, that is, even when the radar transmission frequency band distributed discontinuously is used, a high distance resolution can be obtained. This makes it possible to obtain high accuracy even in processes such as clutter suppression, target separation, and target imaging.
[0030]
Note that the present invention is not limited to the above-described embodiment as it is, and can be embodied by modifying the constituent elements without departing from the scope of the invention in the implementation stage. In addition, various inventions can be formed by appropriately combining a plurality of components disclosed in the embodiment. For example, some components may be deleted from all the components shown in the embodiment.
[0031]
【The invention's effect】
As described above in detail, according to the present invention, it is possible to provide a pulse radar apparatus and a signal processing method thereof capable of obtaining a high distance resolution using a discontinuously distributed radar transmission frequency band.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a functional block diagram showing an embodiment of a pulse radar device according to the present invention.
2 is a schematic diagram for explaining radar transmission / reception processing in the pulse radar apparatus of FIG. 1; FIG.
FIG. 3 is a schematic diagram for explaining radar transmission / reception processing in an existing pulse radar device using a step frequency method for comparison with FIG. 2;
[Explanation of symbols]
DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Reference signal generator, 2 ... Transmission signal generation part, 3 ... Local oscillator, 4 ... Mixer, 5 ... Transmission amplifier, 6 ... Circulator, 7 ... Antenna, 8 ... Reception amplifier, 9 ... Mixer, 10 ... AD converter , 11 ... signal processing unit, 11a ... phase detection unit, 11b ... fitting processing unit, 11c ... pulse compression synthesis unit

Claims

Transmission signal generation means for generating a transmission pulse signal by modulating each of the pulse signals distributed stepwise on the frequency axis based on a prescribed modulation characteristic;
Transmitting means for radiating the transmission pulse signal;
Receiving means for receiving a pulse echo based on the radiated transmission pulse signal;
Phase detection means for detecting the phase of each of the received pulse echoes;
Correction means for fitting the detected phase to a characteristic line based on the modulation characteristic to correct uncertainty regarding the phase of the pulse echo;
A pulse radar apparatus comprising: pulse compression means for performing pulse compression processing on the pulse echo corrected by the correction means.

The transmission signal generating means performs linear chirp modulation on each of the pulse signals,
2. The pulse radar device according to claim 1, wherein the correction unit fits the detected phase to a quadratic phase curve based on the linear chirp modulation characteristic.

The pulse radar device according to claim 1, wherein the pulse compression unit performs a convolution integral operation on the time axis on the corrected pulse echo.

The pulse compression means performs a Fourier transform on the corrected pulse echo, performs an operation equivalent to a convolution operation on the time axis on the frequency axis, and performs an inverse Fourier transform on the result. The pulse radar device according to 1.

A signal processing method applied to a pulse radar device that emits a pulsed transmission pulse signal and receives a pulse echo based on the transmission pulse signal,
A transmission signal generation step of generating each of the pulse signals distributed stepwise on the frequency axis based on a prescribed modulation characteristic to generate the transmission pulse signal;
A phase detection step of detecting a phase of each of the received pulse echoes;
A correction step of fitting the detected phase to a characteristic line based on the modulation characteristic to correct uncertainty regarding the phase of the pulse echo;
And a pulse compression step of performing a pulse compression process on the pulse echo corrected in the correction step.

The transmission signal generation step is a step of performing linear chirp modulation on each of the pulse signals,
6. The signal processing method according to claim 5, wherein the correcting step is a step of fitting the detected phase to a quadratic phase curve based on the linear chirp modulation characteristic.

6. The signal processing method according to claim 5, wherein the pulse compression step is a step of performing a convolution integral operation on the time axis on the corrected pulse echo.

The pulse compression step is a step of performing Fourier transform on the corrected pulse echo, performing an operation equivalent to a convolution operation on the time axis on the frequency axis, and performing an inverse Fourier transform on the result. The signal processing method according to claim 5.