JP2004359178A - Electric power steering control device and control method - Google Patents

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JP2004359178A JP2003162740A JP2003162740A JP2004359178A JP 2004359178 A JP2004359178 A JP 2004359178A JP 2003162740 A JP2003162740 A JP 2003162740A JP 2003162740 A JP2003162740 A JP 2003162740A JP 2004359178 A JP2004359178 A JP 2004359178A
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Akio Nishihara
彰男 西原
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide an electric power steering control device and a control method for improving control accuracy of a motor even while driving the motor with a single construction. <P>SOLUTION: An amplitude A1 of a basic wave component having the same frequency as a drive basic wave sinθ of a three-phase alternating-current brushless motor 12 of a ripple component superimposed on a torque signal corresponding to steering torque output by a torque sensor 22 and a phase shift ϕ1 with respect to the drive basic wave are measured, and an amplitude A2 of a second harmonic component having the frequency twice the frequency of the drive basic wave is measured. An offset correction factor bu of a detected current Iu and an offset correction factor bw of a detected current Iw by current detection circuits 38 to 42 are adjusted so that the amplitude A1 can be zero and the phase shift ϕ1 becomes -90°, and a gain correction factor aw of the detected current Iw is adjusted so that the amplitude A2 can be zero. <P>COPYRIGHT: (C)2005,JPO&NCIPI

Description

【０００１】
【発明の属する技術分野】
本発明は、電動パワーステアリング制御装置及び制御方法に係り、特に、操舵トルクに応じたアシストトルクを発生させるべく、検出電流が目標電流に一致するようにブラシレスモータをフィードバック駆動する電動パワーステアリング制御装置及び制御方法に関する。
【０００２】
【従来の技術】
従来より、電気的なモータを用いてアシストトルクを発生させることにより車両操舵に必要なトルクをアシストする電動パワーステアリング制御装置が知られている（例えば、特許文献１参照）。かかる電動パワーステアリング制御装置においては、車両の操舵軸に加わる操舵トルクが検出され、その検出トルクに応じたアシストトルクを得るためにモータに流れるべき目標電流が設定される。そして、電流センサを用いてモータに実際に流れる電流が検出され、検出電流と目標電流とに偏差が生じないようにすなわち両者が一致するようにその回転角に従ったモータの駆動が行われる。従って、上記した電動パワーステアリング制御装置によれば、操舵に必要なトルクをアシストするアシストトルクを適正に発生させることができる。
【０００３】
ところで、電流センサやトルクセンサ等のゼロ点や感度にバラツキが生ずることに起因してその検出値が真値と異なる状況下では、その検出値に従ってモータの駆動制御が行われると、モータにトルクリップルが発生して、制御精度が低下し、その結果、車両運転者の操舵フィーリングが悪化する不都合が生ずる。そこで、かかる不都合を回避するために、上記従来の電動パワーステアリング制御装置においては、各センサのオフセット特性やゲイン特性を予め不揮発性の記憶装置に記憶し、その特性値を用いてセンサの検出値を補正することとしている。
【０００４】
【特許文献１】
特開平３−２４８９６０号公報
【０００５】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、記憶装置に記憶された特性値を用いてセンサの検出値を補正する構成は、センサの初期バラツキに対しては有効であるが、温度ドリフトや経時変化等の特性記憶後における変化に対しては有効でない。すなわち、センサ検出値を補正するうえで温度ドリフトや経時変化に影響されない回路を構成することは非常に困難であり、また、仮にかかる構成を実現できたとしてもその構成を得るには膨大なコストがかかってしまう。
【０００６】
本発明は、上述の点に鑑みてなされたものであり、簡素な構成でモータ駆動中においてもモータの制御精度を向上させることが可能な電動パワーステアリング制御装置を提供することを目的とする。
【０００７】
【課題を解決するための手段】
上記の目的は、請求項１に記載する如く、操舵トルクに応じた信号を出力するトルクセンサと、該操舵トルクに応じたアシストトルクの発生するブラシレスモータに流れる電流に応じた信号を出力する電流センサと、前記電流センサの出力信号に基づく検出電流が前記ブラシレスモータに発生させるべき前記アシストトルクに応じた目標電流に一致するように前記ブラシレスモータを駆動する駆動制御手段と、を備える電動パワーステアリング制御装置であって、
前記トルクセンサの出力するトルク信号に重畳しているリップル成分を解析するリップル成分解析手段と、
前記リップル成分解析手段の解析結果に基づいて、前記電流センサの出力信号に基づいて検出される前記電流を補正する電流補正手段と、を備え、
前記駆動制御手段は、前記電流補正手段により補正された結果得られる検出電流を用いて前記ブラシレスモータの駆動を行う電動パワーステアリング制御装置により達成される。
【０００８】
また、上記の目的は、請求項５に記載する如く、操舵トルクに応じた信号を出力するトルクセンサと、該操舵トルクに応じたアシストトルクの発生するブラシレスモータに流れる電流に応じた信号を出力する電流センサと、前記電流センサの出力信号に基づく検出電流が前記ブラシレスモータに発生させるべき前記アシストトルクに応じた目標電流に一致するように前記ブラシレスモータを駆動する駆動制御ステップと、を備える電動パワーステアリング制御方法であって、
前記トルクセンサの出力するトルク信号に重畳しているリップル成分を解析するリップル成分解析ステップと、
前記リップル成分解析ステップによる解析結果に基づいて、前記電流センサの出力信号に基づいて検出される前記電流を補正する電流補正ステップと、を備え、
前記駆動制御ステップは、前記電流補正ステップにより補正された結果得られる検出電流を用いて前記ブラシレスモータの駆動を行う電動パワーステアリング制御方法により達成される。
【０００９】
請求項１及び５記載の発明において、トルクセンサの出力するトルク信号にはリップル成分が重畳している。電流センサによる検出電流にオフセット誤差が生じている場合は、そのオフセット誤差は、トルク信号に、ブラシレスモータの駆動基本波と同一の周波数を有するリップル波形として現れる。また、検出電流にゲイン誤差が生じている場合は、そのゲイン誤差は、トルク信号に、ブラシレスモータの駆動基本波に対して２倍の高調波となるリップル波形として現れる。
【００１０】
本発明においては、トルク信号に重畳しているリップル成分が解析される。この際、かかる解析をオフセット誤差によるリップル成分又はゲイン誤差によるリップル成分が抽出されるように行うこととすれば、その抽出したリップル成分に従って誤差が現れないように電流センサによる検出電流についてオフセット補正又はゲイン補正を行うことが可能となり、トルクリップルの発生が解消され、モータの制御精度が向上されることとなる。また、かかる構成においては、トルクリップルの成分解析はブラシレスモータを電気角一回転だけ駆動させることにより実現されるので、ブラシレスモータの駆動中においてもトルクリップルを解消させることができる。更に、かかる構成においては、トルクリップルの改善を図るうえでトルク信号のリップル成分を解析することとすればよいので、簡素な構成でそのトルクリップルを解消させることができる。
【００１１】
この場合、請求項２に記載する如く、請求項１記載の電動パワーステアリング制御装置において、前記リップル成分解析手段は、前記ブラシレスモータの電気角一回転中において前記トルク信号をサンプリングすると共に、該サンプリング毎に前記トルク検出手段の検出結果について前記ブラシレスモータの電気角に応じた正弦波関数を基底関数とする最小二乗法を適用して、前記リップル成分の該正弦波関数と同一の周波数を有する基本波成分の振幅及び所定基準正弦波に対する位相ずれを測定する基本波成分抽出手段を有し、前記電流補正手段は、前記基本波成分抽出手段により測定される前記基本波成分の振幅及び前記位相ずれに基づいて、前記電流センサの出力信号に基づいて検出される前記電流のオフセット補正を行うオフセット補正手段を有することとすればよく、また、
請求項６に記載する如く、請求項５記載の電動パワーステアリング制御方法において、前記リップル成分解析ステップは、前記ブラシレスモータの電気角一回転中において前記トルク信号をサンプリングすると共に、該サンプリング毎に前記トルク検出ステップの検出結果について前記ブラシレスモータの電気角に応じた正弦波関数を基底関数とする最小二乗法を適用して、前記リップル成分の該正弦波関数と同一の周波数を有する基本波成分の振幅及び所定基準正弦波に対する位相ずれを測定する基本波成分抽出ステップを有し、前記電流補正ステップは、前記基本波成分抽出ステップにより測定される前記基本波成分の振幅及び前記位相ずれに基づいて、前記電流センサの出力信号に基づいて検出される前記電流のオフセット補正を行うオフセット補正ステップを有することとすればよい。
【００１２】
また、請求項３に記載する如く、請求項１又は２記載の電動パワーステアリング制御装置において、前記リップル成分解析手段は、前記ブラシレスモータの電気角一回転中において前記トルク信号をサンプリングすると共に、該サンプリング毎に前記トルク検出手段の検出結果について前記ブラシレスモータの電気角の２倍角に応じた正弦波関数を基底関数とする最小二乗法を適用して、前記リップル成分の該正弦波関数と同一の周波数を有する２倍高調波成分の振幅を測定する高調波成分抽出手段を有し、前記電流補正手段は、前記高調波成分抽出手段により測定される前記２倍高調波成分の振幅に基づいて、前記電流センサの出力信号に基づいて検出される前記電流のゲイン補正を行うゲイン補正手段を有することとすればよく、また、
請求項７に記載する如く、請求項５又は６記載の電動パワーステアリング制御方法において、前記リップル成分解析ステップは、前記ブラシレスモータの電気角一回転中において前記トルク信号をサンプリングすると共に、該サンプリング毎に前記トルク検出ステップの検出結果について前記ブラシレスモータの電気角の２倍角に応じた正弦波関数を基底関数とする最小二乗法を適用して、前記リップル成分の該正弦波関数と同一の周波数を有する２倍高調波成分の振幅を測定する高調波成分抽出ステップを有し、前記電流補正ステップは、前記高調波成分抽出ステップにより測定される前記２倍高調波成分の振幅に基づいて、前記電流センサの出力信号に基づいて検出される前記電流のゲイン補正を行うゲイン補正ステップを有することとすればよい。
【００１３】
尚、請求項４に記載する如く、請求項１乃至３の何れか一項記載の電動パワーステアリング制御装置において、前記リップル成分解析手段による前記リップル成分の解析は、前記ブラシレスモータの回転が安定している状況下において行うこととすれば、また、
請求項８に記載する如く、請求項５乃至７の何れか一項記載の電動パワーステアリング制御方法において、前記リップル成分解析ステップによる前記リップル成分の解析は、前記ブラシレスモータの回転が安定している状況下において行うこととすれば、リップル成分が重畳するトルク信号のサンプリングが適正に行われるので、モータの制御精度の低下を防止することができる。
【００１４】
【発明の実施の形態】
図１は、本発明の一実施例である電動パワーステアリング制御装置１０のシステム構成図を示す。本実施例の電動パワーステアリング制御装置１０は、車両を運転する運転者のステアリング操作負担を軽減すべく、電動モータを用いて電気的に操舵に必要な操舵トルクをアシストする装置である。
【００１５】
電動パワーステアリング制御装置１０は、電気的な三相交流ブラシレスモータ（以下、単にモータと称す）１２を備えている。モータ１２は、ステアリング装置のラック１４を覆う車体側のハウジングに固定されたステータ１６と、ラック１４に係合しハウジングにベアリングを介して回転可能に支持されたロータ１８と、を有している。ステータ１６は、コイルとコアとにより構成されている。また、ロータ１８には、マグネットが取り付けられている。ステアリング装置のラック１４は、運転者のステアリング操作によるステアリングシャフト１９の回転、及び、ステータ１６の励磁によるロータ１８の回転の双方により車幅方向に沿って長手方向に変位する。すなわち、モータ１２は、その回転駆動によりラック１４を車幅方向に沿って変位させるアシストトルクを発生し、車輪を転舵させるうえで必要な運転者のステアリング操作をアシストする。
【００１６】
電動パワーステアリング制御装置１０は、また、モータ１２の駆動を制御する電子制御ユニット（以下、ＥＣＵと称す）２０を備えている。ステアリングシャフト１９には、トルクセンサ２２が配設されている。トルクセンサ２２は、運転者によるステアリング操作によりステアリングホイールに加わる操舵トルクに応じた信号を出力する。トルクセンサ２２の出力信号は、ＥＣＵ２０に供給されている。ＥＣＵ２０は、トルクセンサ２２の出力信号に基づいてステアリングホイールに加わる操舵トルクＴを検出する。
【００１７】
図２は、本実施例においてモータ１２を駆動する駆動回路の構成図を示す。ＥＣＵ２０は、バッテリ２４を電源としてモータ１２のＹ結線されたＵ相，Ｖ相，Ｗ相の各相に電力を供給するインバータ回路２６を有している。インバータ回路２６は、モータ１２の各相にそれぞれ対応して、電源側に接続されるパワースイッチング素子３０と接地側に接続されるパワースイッチング素子３２とを直列接続した構成を有している。インバータ回路２６の合計６個のスイッチング素子は、それぞれ例えばＭＯＳ型のトランジスタであり、三相ブリッジの構成により接続されている。
【００１８】
インバータ回路２６の各パワースイッチング素子はそれぞれ、ＥＣＵ２０の有する後述のＰＷＭ指令部の指令に従って所定のスイッチング周期でＰＷＭ駆動され、モータ１２に電圧を印加する。一対の電源側パワースイッチング素子３０と接地側パワースイッチング素子３２とは、所定のスイッチング周期で交互にオンされる。モータ各相において、電源側のパワースイッチング素子３０がオンされかつ接地側のパワースイッチング素子３２がオフされると、インバータ回路２６の電源側からモータ１２へ向けて電流が流れる。また、電源側のパワースイッチング素子３０がオンされかつ接地側のパワースイッチング素子３２がオフされると、モータ１２からインバータ回路２６の接地側へ向けて電流が流れる。インバータ回路２６は、モータ１２に流れる電流がモータ１２の電気角（回転角）θに対して正弦波状となるようにオン・オフ（スイッチング）される。尚、パワースイッチング素子３０，３２は、各相間において互いに１２０°ずつ位相がずれてオン・オフされる。
【００１９】
図１に示す如く、ＥＣＵ２０は、また、シャント抵抗等により構成された電流検出回路３８〜４２を有している。電流検出回路３８〜４２は、モータ１２の各相に対応してインバータ回路２６とモータ１２のＵ相，Ｖ相，Ｗ相との間の電流経路に設けられている。電流検出回路３８〜４２はそれぞれ、自己の相に流れる電流量、すなわち、インバータ回路２６とモータ１２との間に流れる電流量Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗに応じた信号を出力する。
【００２０】
モータ１２には、モータ１２の電気角を検出するための回転角センサとして機能するレゾルバ４４が配設されている。レゾルバ４４は、モータ１２のステータ１６に設けられた一次巻線と、ロータ１８に互いに９０°だけ位相がずれて設けられた２個の二次巻線と、を有している。一次巻線には、ｓｉｎωｔの励磁信号が入力される。また、二次巻線からは、互いに９０°だけ位相のずれた、モータ１２の電気角θに応じて振幅変調されたＡ０・ｓｉｎωｔ・ｓｉｎθの信号およびＡ０・ｓｉｎωｔ・ｃｏｓθの信号が出力される。すなわち、レゾルバ４４は、モータ１２におけるステータ１６に対するロータ１８の電気角θに応じた正弦波状のアナログ信号を出力する。
【００２１】
レゾルバ４４には、ＥＣＵ２０の有する回転角検出部４６が接続されている。回転角検出部４６には、レゾルバ４４の出力信号Ａ０・ｓｉｎωｔ・ｓｉｎθ及びＡ０・ｓｉｎωｔ・ｃｏｓθがそれぞれ供給される。回転角検出部４６は、レゾルバ４４の出力信号をそれぞれアナログからディジタルへ変換するＡ／Ｄ変換部４８と、Ａ／Ｄ変換部４８でＡ／Ｄ変換された結果得られたディジタル値に基づいてモータ１２の電気角θを演算する演算部５０と、を有している。Ａ／Ｄ変換部４８は、レゾルバ４４の出力信号を所定のサンプリング周期でサンプリングする。演算部５０は、Ａ／Ｄ変換部４８でＡ／Ｄ変換されたディジタル値から振幅Ａ０・ｓｉｎθ及び振幅Ａ０・ｃｏｓθを求めて、振幅Ａ０・ｓｉｎθの大きさと振幅Ａ０・ｃｏｓθの大きさとの関係からモータ１２の電気角θを演算する。
【００２２】
回転角検出部４６には、三相−二相変換回路５２が接続されている。三相−二相変換回路５２には、また、電流検出回路３８〜４２が補正部５４を介して接続されている。三相−二相変換回路５２には、電流検出回路３８〜４２の各出力を後に詳述する如く補正部５４で補正した結果得られた信号及び回転角検出部４６の演算部５０の出力信号が供給される。三相−二相変換回路５２は、三相モータ１２の制御方式の簡素化を図るべく、供給されるモータ１２の三相の検出電流Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを、そのモータ１２の電気角θに応じた互いに直交する二相のｄ軸電流（磁化電流）ｉｄ及びｑ軸電流（トルク電流）ｉｑに座標変換（ｄｑ変換）する処理を実行する。
【００２３】
ＥＣＵ２０は、アシスト電流演算部５６を有している。アシスト電流演算部５６には、トルクセンサ２２から運転者のステアリング操作による操舵トルクＴの情報が供給される。アシスト電流演算部５６は、トルクセンサ２２を用いて検出される操舵トルクＴに基づいて、その操舵トルクＴに応じたラック１４に付与すべきアシストトルクを演算し、そのアシスト力をラック１４に付与するのに必要なモータ１２に供給すべき目標のｑ軸電流Ｉｑ＊及び目標のｄ軸電流Ｉｄ＊を演算する。
【００２４】
アシスト電流演算部５６及び三相−二相変換回路５２には、電流フィードバック演算部５８が接続されている。アシスト電流演算部５６の出力信号及び三相−二相変換回路５２の出力信号は共に、電流フィードバック演算部５８に供給される。電流フィードバック演算部５８は、ｑ軸電流の目標値と検出値との偏差（ｉｑ＊−ｉｑ）およびｄ軸電流の目標値と検出値との偏差（ｉｄ＊−ｉｄ）に基づいて、モータ１２の各相に流れる電流量を目標アシスト電流量に一致させるために必要なモータ１２に印加すべき二相の電圧指令値Ｖｑ＊及びＶｄ＊を演算する。
【００２５】
電流フィードバック演算部５８及び回転角検出部４６には、二相−三相変換回路６０が接続されている。電流フィードバック演算部５８によるｑ軸電圧指令値Ｖｑ＊の情報及びｄ軸電圧指令値Ｖｄ＊の情報並びに回転角検出部４６の演算部５０によるモータ電気角θの情報は、二相−三相変換回路６０に供給される。二相−三相変換回路６０は、供給されたモータ１２に印加すべき電圧指令値Ｖｑ＊及びＶｄ＊を、そのモータ１２の電気角θに応じた三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊に座標変換（ｄｑ逆変換）する処理を実行する。
【００２６】
二相−三相変換回路６０には、ＰＷＭ指令部６２が接続されている。二相−三相変換回路６０の変換した結果得られた三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊は、ＰＷＭ指令部６２に供給される。ＰＷＭ指令部６２は、供給された二相−三相変換回路６０による三相の電圧指令値Ｖｕ＊，Ｖｖ＊，Ｖｗ＊がモータ１２に実際に印加されるようにインバータ回路２６の各パワースイッチング素子３０，３２を所定のスイッチング周期でＰＷＭ駆動する。かかるＰＷＭ駆動が行われると、モータ１２に所定の電圧が印加され、モータ１２の各相に所望のアシスト電流が流れる。
【００２７】
かかる電動パワーステアリング制御装置１０において、運転者によりステアリングホイールが操作されると、その操舵トルクに応じたアシストトルクがラック１４に付与されるようにモータ１２が駆動される。この際、モータ１２の駆動は、操舵トルクが大きいほど大きなアシストトルクが発生するように行われる。従って、本実施例のステアリング装置によれば、モータ１２を用いて運転者によるステアリング操作の負担を軽減することができる。
【００２８】
次に、本実施例の補正部５４において行われる電流検出回路３８〜４２の各出力の補正について説明する。
【００２９】
一般に、電流検出回路３８〜４２やトルクセンサ２２のゼロ点や感度には個体差や周囲温度，経時変化に起因したバラツキが存在する。このため、各センサによる検出値が真値と異なる状態が発生することがあり、かかる真値と異なる検出値に従ってモータ１２の駆動制御が行われると、モータ１２にトルクリップルが生じて、その制御精度が低下し、その結果として、車両運転者の操舵フィーリングが悪化する不都合が生ずる。そこで、本実施例の電動パワーステアリング制御装置１０においては、かかるモータ１２のトルクリップルを解消させるべく、ＥＣＵ２０の補正部５４で電流検出回路３８〜４２による検出電流値に対して感度を調整するためのゲイン補正を行うと共に、ゼロ点を調整するためのオフセット補正を行う。
【００３０】
ところで、モータ１２の各相に流れる電流の検出値をＩｕ，Ｉｖ，Ｉｗ、並びに、それぞれのゲイン補正係数をａｕ，ａｖ，ａｗ、及び、オフセット補正係数をｂｕ，ｂｖ，ｂｗとすると、モータ１２に実際に流れる実電流Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊は、次式（１）〜（３）により表すことができる。
【００３１】
Ｉｕ＊＝（ａｕ＋１）・Ｉｕ＋ｂｕ ・・・（１）
Ｉｖ＊＝（ａｖ＋１）・Ｉｖ＋ｂｖ ・・・（２）
Ｉｗ＊＝（ａｗ＋１）・Ｉｗ＋ｂｗ ・・・（３）
また、三相交流ブラシレスモータ１２においては、そのトルクＴｑは、三相交流をｄｑ変換した場合のｑ軸電流ｉｑに比例するので、モータ１２の電気角θを、Ｕ相の駆動基本波の位相を基準とすると、次式（４）により表される。
【００３２】
Ｔｑ ∝ ｓｉｎθ・Ｉｕ＊＋ｓｉｎ（θ−１２０°）・Ｉｖ＊＋ｓｉｎ（θ＋１２０°）・Ｉｗ＊ ・・・（４）
また、モータ１２の各相はＹ結線されているので、Ｉｕ＊＋Ｉｖ＊＋Ｉｗ＊＝０が成立する。このため、上記（４）式は、Ｉｖ＊を消去して次式（５）の如く表すことができる。
【００３３】
Ｔｑ ∝ （ｓｉｎθ−ｓｉｎ（θ−１２０°））・Ｉｕ＊＋（ｓｉｎ（θ＋１２０°）−ｓｉｎ（θ−１２０°））・Ｉｗ＊ ・・・（５）
また、検出電流Ｉｕはｓｉｎθに比例し、また、検出電流Ｉｗはｓｉｎ（θ＋１２０°）に比例するので、上記（５）式は、上記（１）及び（３）を用いて次式（６）の如く表すことができる。
【００３４】
Ｔｑ ∝ （ｓｉｎθ−ｓｉｎ（θ−１２０°））・（（ａｕ＋１）・ｓｉｎθ＋ｂｕ）＋（ｓｉｎ（θ＋１２０°）−ｓｉｎ（θ−１２０°））・（（ａｗ＋１）・ｓｉｎ（θ＋１２０°）＋ｂｗ） ・・・（６）
ここで、検出電流値に対する各補正係数ａｕ，ｂｕ，ａｗ，ｂｗの誤差、すなわち、検出電流値と真値との誤差がモータ１２のトルクＴｑに対して与える影響を調べるために、上記（６）式について各補正係数ａｕ，ｂｕ，ａｗ，ｂｗごとに偏微分を行うと、それらの各値は、次式（７）〜（１０）により表すことができる。
【００３５】
∂Ｔｑ／∂ａｕ ∝ （ｓｉｎθ−ｓｉｎ（θ−１２０°））・ｓｉｎθ＝ ３／４＋（√３／２）・ｓｉｎ（２θ−６０°）・・・（７）
∂Ｔｑ／∂ｂｕ ∝ ｓｉｎθ−ｓｉｎ（θ−１２０°）＝ √３ｓｉｎ（θ＋３０°） ・・・（８）
∂Ｔｑ／∂ａｗ ∝ （ｓｉｎ（θ＋１２０°）−ｓｉｎ（θ−１２０°））・ｓｉｎ（θ＋１２０°）＝ ３／４−（√３／２）・ｓｉｎ（２θ−６０°）・・・（９）
∂Ｔｑ／∂ｂｗ ∝ ｓｉｎ（θ＋１２０°）−ｓｉｎ（θ−１２０°）＝ √３ｓｉｎ（θ＋９０°） ・・・（１０）
すなわち、ゲイン補正係数ａ＊にゲイン誤差が生じている場合は、そのゲイン誤差は、上記（７）及び（９）式により、モータ１２のトルクＴｑに対して、ＤＣオフセット成分（“３／４”）とモータ１２の駆動基本波の２倍の高調波成分（ｓｉｎ（２θ−６０°））との重畳したリップル波形として現れると判断することができる。尚、モータ１２のトルクリップルの主要因はモータ１２の各相間における相対精度の誤差であり、三相全体の絶対精度の誤差が生じていてもトルクリップルにはほとんど影響がないので、三相全体の絶対精度に関わるＤＣオフセット成分を極小にするようにゲイン補正係数ａｕ，ａｗを調整することは不要である。従って、トルクに重畳するリップルの上記したＤＣオフセット分を考慮することなく２倍高調波を極小にするように（すなわち、その振幅を“０”にするように）ゲイン補正係数ａｕ，ａｗを調整することとすれば、ゲイン誤差によるトルクリップルの抑制を図ることができる。
【００３６】
また、オフセット補正係数ｂ＊にオフセット誤差が生じている場合は、そのオフセット誤差は、上記（８）及び（１０）式により、モータ１２のトルクＴｑに対して、モータ１２の駆動基本波と同一の周波数成分（ｓｉｎθ）を有するリップル波形として現れると判断することができる。従って、トルクに重畳するリップルの基本波を“０”にするようにオフセット補正係数ｂｕ，ｂｗを調整することとすれば、オフセット誤差によるトルクリップルの抑制を図ることができる。
【００３７】
図３は、Ｗ相の検出電流値におけるオフセット誤差とトルクリップルの振幅との関係を表した図を示す。Ｗ相のオフセット補正係数ｂｗの誤差に起因するリップル波形は、モータ１２の駆動基本波ｓｉｎθと同一の周波数を有し、その基本波ｓｉｎθから９０°だけ進んだ位相を有する（式１０参照）。そして、そのリップル波形の振幅は、そのオフセット補正係数ｂｗの誤差が大きいほど大きくなる（図３）。
【００３８】
この際、オフセット補正係数ｂｗが真値に対して大きい場合は、ｓｉｎ（θ−９０°）に対して同相側に振幅が現れ、また、オフセット補正係数ｂｗが真値に対して小さい場合は、その逆相側に振幅が現れる。従って、トルクに重畳するリップルの、基本波ｓｉｎθと同一の周波数を有する基本波成分の振幅を測定することとすれば、オフセット補正係数ｂｗのオフセット誤差を検出することができ、そのオフセット調整を実現することができる。
【００３９】
また、図４は、Ｕ相の検出電流値におけるオフセット誤差とトルクリップルの位相との関係を表した図を示す。Ｕ相のオフセット補正係数ｂｕの誤差に起因するリップル波形は、モータ１２の駆動基本波ｓｉｎθと同一の周波数を有し、その基本波ｓｉｎθから３０°だけ進んだ位相を有する（式８参照）。このため、Ｗ相のオフセット補正係数ｂｗがある程度調整されているものとすると、Ｕ相のオフセット補正係数ｂｗの誤差が大きいほど、両オフセット補正係数ｂｗ，ｂｕのオフセット誤差に起因するリップル波形は、モータ１２の駆動基本波ｓｉｎθと同一の周波数を有する一方で、基本波ｓｉｎθからの位相ずれが９０°から大きくかけ離れるものとなる。
【００４０】
この際、オフセット補正係数ｂｕが真値に対して大きい場合は、位相ずれは基本波ｓｉｎθからの進みが９０°から小さくなるように（図４において右方に）現れ、また、オフセット補正係数ｂｕが真値に対して小さい場合は、位相ずれは基本波ｓｉｎθからの進みが９０°から大きくなるように（図４において左方に）現れる。従って、トルクに重畳するリップルの、モータ１２の駆動基本波ｓｉｎθと同一の周波数を有する基本波成分の、基本波ｓｉｎθに対する位相ずれを測定することとすれば、オフセット補正係数ｂｕのオフセット誤差を検出することができ、そのオフセット調整を実現することができる。
【００４１】
また、図５は、Ｗ相の検出電流値におけるゲイン誤差とトルクリップルの振幅との関係を表した図を示す。Ｗ相ゲイン補正係数ａｗとＵ相ゲイン補正係数ａｕとの偏差に起因するリップル波形は、モータ１２の駆動基本波ｓｉｎθに対する２倍高調波と同一の周波数を有する。そして、そのリップル波形の振幅は、そのゲイン補正係数ａｗ又はａｕの誤差が大きいほど大きくなる（図５）。
【００４２】
この際、仮にゲイン補正係数ａｕが真値であるものとして、ゲイン補正係数ａｗが真値に対して大きい場合は、トルクリップルによる振幅が−ｓｉｎ（２θ−６０°）に対して同相側に現れ、また、ゲイン補正係数ａｗが真値に対して小さい場合は、その逆相側に振幅が現れる。また、逆にゲイン補正係数ａｗが真値であるものとして、ゲイン補正係数ａｕが真値からずれていると、トルクリップルによる振幅がｓｉｎ（２θ−６０°）に対して現れる。この点、ゲイン補正係数ａｗとａｕとの相対的な精度を調整すれば、すなわち、それら何れか一方のゲイン補正係数ａ＊を調整すれば、トルクリップルの抑制は可能である。従って、トルクに重畳するリップルの、基本波ｓｉｎθに対する２倍高調波と同一の周波数を有する２倍高調波成分の振幅を測定することとすれば、ゲイン補正係数ａｗ，ａｕの総合的なゲイン誤差を検出することができ、そのゲイン調整を実現することができる。
【００４３】
図６は、本実施例の電動パワーステアリング制御装置１０におけるＥＣＵ２０の要部構成図を示す。本実施例において、ＥＣＵ２０は、上記した補正部５４と共に、トルクに重畳するリップルを解析するリップル成分解析部６４を有している。モータ１２に重畳するリップルは、操舵トルクＴの変化となって現れる。リップル成分解析部６４には、トルクセンサ２２から操舵トルクＴの情報、及び、回転角検出部４６の演算部５０からモータ電気角θの情報がそれぞれ供給される。
【００４４】
リップル成分解析部６４は、Ａ／Ｄ変換部６６及び基底関数算出部６８を有している。Ａ／Ｄ変換部６６は、トルクセンサ２２からの操舵トルクＴについて所定レートでＡ／Ｄサンプリングを行う。また、基底関数算出部６８は、Ａ／Ｄ変換部６６のＡ／Ｄサンプリングに同期したレゾルバ４４からのモータ電気角θの検出値に基づいて、Ａ／Ｄ変換部６６によるＡ／Ｄサンプリング値に対して最小二乗法を適用する際の基底関数を算出する処理を行う。この基底関数は、モータ１２の駆動基本波と同一の周波数を有するｓｉｎθと、その基本波に対して２倍の周波数を有するｓｉｎ（２θ−６０°）との２つである。
【００４５】
リップリ成分解析部６４は、また、Ａ／Ｄ変換部６６及び基底関数算出部６８にそれぞれ接続する基本波成分振幅測定部７０、基本波成分位相ずれ測定部７２、及び２倍高調波成分振幅測定部７４を有している。基本波成分振幅測定部７０及び基本波成分位相ずれ測定部７２には、Ａ／Ｄ変換部６６によるサンプリング値及び基底関数算出部６８による基底関数ｓｉｎθの情報が供給される。また、２倍高調波成分振幅測定部７４には、Ａ／Ｄ変換部６６によるサンプリング値及び基底関数算出部６８による基底関数ｓｉｎ（２θ−６０°）の情報が供給される。
【００４６】
基本波成分振幅測定部７０は、モータ１２の電気角一回転中の複数（例えば、３〜１０箇所）のポイントにおいてそれぞれサンプリングされたトルクＴについて正弦波関数ｓｉｎθを基底関数とする最小二乗法を適用して、その正弦波関数ｓｉｎθの係数を計算し、その係数に基づいてトルクセンサ２２からの操舵トルクＴに重畳するリップルの、モータ１２の駆動基本波と同一の周波数を有する基本波成分の振幅Ａ１を抽出・測定する。また、基本波成分位相ずれ測定部７２は、モータ１２の駆動基本波ｓｉｎθと同一の周波数を有する基本波成分ｓｉｎ（θ−φ１）のゼロクロス位置（すなわち、駆動基本波ｓｉｎθからの位相ずれ）φ１を測定する。
【００４７】
また、２倍高調波成分振幅測定部７４は、モータ１２の電気角一回転中の複数（例えば、３〜１０箇所）のポイントにおいてそれぞれサンプリングされたトルクＴについて正弦波関数ｓｉｎ（２θ−６０°）を基底関数とする最小二乗法を適用して、その正弦波関数ｓｉｎ（２θ−６０°）の係数を計算し、その係数に基づいてトルクセンサ２２からの操舵トルクＴに重畳するリップルの、モータ１２の駆動基本波に対する２倍高調波成分の振幅Ａ２を抽出・測定する。尚、最小二乗法を適用した振幅及び位相ずれの具体的な測定方法に関しては、特開２００２−１９６０２５号公報に詳しく記載されている。
【００４８】
リップル成分解析部６４には、補正部５４が接続されている。補正部５４には、リップル成分解析部６４からトルクに重畳するリップルの解析結果、具体的には、トルクリップルの基本波成分の振幅Ａ１及び位相ずれφ１並びに２倍高調波成分の振幅Ａ２の各情報が供給される。補正部５４は、ＥＥＰＲＯＭ等の不揮発性の係数格納メモリ８０を有している。係数格納メモリ８０には、電流検出回路３８〜４２からの検出電流値を補正するためのゲイン補正係数ａ＊及びオフセット補正係数ｂ＊が格納される。係数格納メモリ８０に格納される各補正係数は、リップル成分解析部６４から供給された各情報に基づいてその誤差が生じなくなるように後述する手法に従ってそれぞれ調整される。
【００４９】
補正部５４は、また、Ｕ相補正部８２、Ｖ相補正部８４、及びＷ相補正部８６を有している。各補正部８２〜８６は、係数格納メモリ８０に格納されているゲイン補正係数ａ＊及びオフセット補正係数ｂ＊に基づいて上記（１）〜（３）式に従って電流検出回路３８〜４２からの検出電流値Ｉｕ，Ｉｖ，Ｉｗを補正する。そして、その補正した結果得られた電流値Ｉｕ＊，Ｉｖ＊，Ｉｗ＊をモータ１２の各相に流れる電流として上記した三相−二相変換回路５２に向けて供給する。
【００５０】
図７は、本実施例の電動パワーステアリング制御装置１０において補正部５４が実行する制御ルーチンのフローチャートの一例を示す。図７に示すルーチンは、その処理が終了するごとに繰り返し起動されるルーチンである。図７に示すルーチンが起動されると、まずステップ１００の処理が実行される。
【００５１】
ステップ１００では、トルクセンサ２２の出力するトルク信号に重畳しているリップル成分を最小二乗法を用いて解析し、そのリップルの基本波成分の振幅Ａ１及び位相ずれφ１並びに２倍高調波成分の振幅Ａ２を測定する処理が実行される。
【００５２】
ステップ１０２では、上記ステップ１００で測定された基本波成分の振幅Ａ１がほぼゼロであるか否かが判別される。この振幅Ａ１がほぼゼロであれば、Ｗ相についてのオフセット補正係数ｂｗ及びＵ相についてのオフセット補正係数ｂｕのオフセット誤差がほとんど生じていないと判断できるので、それらのオフセット補正係数ｂｗ，ｂｕの調整を行う必要はない。一方、上記の振幅Ａ１が所定値以上であれば、オフセット補正係数ｂｗ，ｂｕにオフセット誤差が生じていると判断できるので、それらの調整を行う必要がある。従って、本ステップ１０２において否定判定がなされた場合（Ａ１≒０が成立しないと判別された場合）は、次にステップ１０４の処理が実行される。
【００５３】
ステップ１０４では、上記ステップ１００で測定された位相ずれφ１が−９０°近傍に位置するか否か、すなわち、リップルの基本波成分がモータ１２の駆動基本波ｓｉｎθからほぼ９０°だけ位相の進んだ状態にあるか否かが判別される。その結果、φ１≪−９０°が成立する、すなわち、リップルの基本波成分が駆動基本波ｓｉｎθから９０°よりも所定角以上大きく位相の進んだ状態にある場合は、モータ制御に用いられているオフセット補正係数ｂｕが所望の値よりも小さいと判断できるので、その増大側への調整を行う必要がある。従って、かかる判別がなされた場合は、次にステップ１０６の処理が実行される。一方、φ１≫−９０°が成立する、すなわち、リップルの基本波成分が駆動基本波ｓｉｎθからの位相の進みが９０°に全く達しない状態にある場合は、オフセット補正係数ｂｕが所望の値よりも大きいと判断できるので、その減少側への調整を行う必要がある。従って、かかる判別がなされた場合は、次にステップ１０８の処理が実行される。
【００５４】
ステップ１０６では、Ｕ相のオフセット補正係数ｂｕを所定量だけ大きくする処理が実行される。また、ステップ１０８では、Ｕ相のオフセット補正係数ｂｕを所定量だけ小さくする処理が実行される。尚、これらオフセット補正係数ｂｕを増減する所定量は、予め実験的に小さな値に設定される。ステップ１０６又は１０８の処理が実行されると、係数格納メモリ８０に格納されるＵ相オフセット補正係数ｂｕが更新されることとなる。
【００５５】
また、上記ステップ１０４においてφ１≒−９０°が成立する場合は、オフセット補正係数ｂｕが所望の値近傍であると判断できるので、その補正係数ｂｕの調整を行う必要はない。従って、かかる判別がなされた場合は、次にステップ１１０の処理が実行される。
【００５６】
ステップ１１０では、上記ステップ１００で測定された基本波成分の振幅Ａ１が所定値以上に大きいか否かが判別される。Ａ１≪０が成立する場合は、リップルの基本波成分がｓｉｎ（θ−９０°）に対して逆相側にあり、オフセット補正係数ｂｗが所望の値よりも小さいと判断できるので、その増大側への調整を行う必要がある。従って、かかる判別がなされた場合は、次にステップ１１２の処理が実行される。一方、Ａ１≫０が成立する場合は、リップルの基本波成分がｓｉｎ（θ−９０°）に対して同相側にあり、オフセット補正係数ｂｗが所望の値よりも大きいと判断できるので、その減少側への調整を行う必要がある。従って、かかる判別がなされた場合は、次にステップ１１４の処理が実行される。
【００５７】
ステップ１１２では、Ｗ相のオフセット補正係数ｂｗを所定量だけ大きくする処理が実行される。また、ステップ１１４では、Ｗ相のオフセット補正係数ｂｗを所定量だけ小さくする処理が実行される。尚、これらオフセット補正係数ｂｗを増減する所定量も、予め実験的に小さな値に設定される。ステップ１１２又は１１４の処理が実行されると、係数格納メモリ８０に格納されるＷ相オフセット補正係数ｂｗが更新されることとなる。
【００５８】
上記ステップ１０２においてＡ１≒０が成立すると判別された場合、並びに、ステップ１０６、１０８、１１２、及び１１４の処理が終了した場合は、次にステップ１１６の処理が実行される。
【００５９】
ステップ１１６では、上記ステップ１００で測定された２倍高調波成分の振幅Ａ２がほぼゼロであるか否かが判別される。この振幅Ａ２がほぼゼロであれば、Ｗ相及びＵ相についてのゲイン補正係数ａｗ，ａｕについて相対的なゲイン誤差がほとんど生じていないと判断できるので、それらのゲイン補正係数ａｗ，ａｕの調整を行う必要はない。従って、かかる判別がなされた場合は、今回のルーチンが終了される。
【００６０】
一方、上記した振幅Ａ２が−ｓｉｎ（２θ−６０°）に対して逆相側に所定値以上に大きく、Ａ２≪０が成立する場合は、リップルの２倍高調波成分が−ｓｉｎ（２θ−６０°）に対して逆相側にあり、ゲイン補正係数ａｗがゲイン補正係数ａｕを基準にして所望の値よりも小さいと判断できるので、その増大側への調整を行う必要がある。従って、かかる判別がなされた場合は、次にステップ１１８の処理が実行される。一方、上記した振幅Ａ２が−ｓｉｎ（２θ−６０°）に対して同相側に所定値以上に大きく、Ａ２≫０が成立する場合は、リップルの２倍高調波成分が−ｓｉｎ（２θ−６０°）に対して同相側にあり、ゲイン補正係数ａｗがゲイン補正係数ａｕを基準にして所望の値よりも大きいと判断できるので、その減少側への調整を行う必要がある。従って、かかる判別がなされた場合は、次にステップ１２０の処理が実行される。
【００６１】
ステップ１１８では、Ｗ相のゲイン補正係数ａｗを所定量だけ大きくする処理が実行される。また、ステップ１２０では、Ｗ相のゲイン補正係数ａｗを所定量だけ小さくする処理が実行される。尚、これらゲイン補正係数ａｗを増減する所定量も、予め実験的に小さな値に設定される。ステップ１１８又は１２０の処理が実行されると、係数格納メモリ８０に格納されるＷ相ゲイン補正係数ａｕが更新されることとなる。ステップ１１８及び１２０の処理が終了すると、今回のルーチンは終了される。
【００６２】
上記図７に示すルーチンによれば、トルクセンサ２２の出力するトルク信号に重畳する、電流検出回路３８〜４２の検出する検出電流のオフセット誤差及びゲイン誤差によるリップル成分を解析すると共に、その解析結果に従って調整されるオフセット補正係数ｂ＊及びゲイン補正係数ａ＊に基づいてリップルによるトルク誤差が現れなくなるように検出電流のオフセット補正及びゲイン補正を行うことができる。
【００６３】
このため、本実施例の電動パワーステアリング装置１０によれば、トルクセンサ２２の出力トルク信号に重畳するトルクリップルの発生を抑制することができ、モータ１２の制御精度の向上を図ることができる。この場合には、モータ１２による操舵アシストを受ける車両運転者の操舵フィーリングを良好に維持することが可能となる。
【００６４】
また、本実施例の構成においては、トルクセンサ２２の出力トルク信号に重畳するトルクリップルの成分を解析するうえで、リップル成分のモータ電気角変化に対する振幅や位相ずれを測定することが必要であり、モータ１２の電気角θをその一回転程度変化させつつその間にトルクＴを複数サンプリングすることが必要である。すなわち、モータ１２を電気角一回転程度駆動させることが必要である。この点、本実施例において、トルクリップル成分の解析はモータ１２の駆動中において行われるので、電流検出回路３８〜４２等の温度ドリフトや経時変化等が車両搭載後に生じたとしても、その変化に従って適切に検出電流値の補正を行うことができ、モータ１２の駆動中においてもトルクリップルを抑制・解消させることが可能となっている。
【００６５】
更に、本実施例の構成においては、トルクリップルの抑制を図るうえで、トルクセンサ２２の出力トルク信号に重畳するリップル成分を解析し、その解析結果に基づく補正値を係数格納メモリ８０に格納し、その補正値を用いて検出電流値を補正することとすればよい。この場合には、ＥＣＵ２０において電流検出回路３８〜４２の検出電流を補正するうえで複雑なハード回路構成を設けることは不要である。この点、本実施例によれば、簡素な構成でモータ１２のトルクリップルを抑制・解消させることが可能となっている。
【００６６】
次に、本実施例の電動パワーステアリング制御装置１０におけるオフセット補正係数ｂ＊及びゲイン補正係数ａ＊の調整手順について説明する。
【００６７】
まず、本実施例のシステムが車両に組み付けられた後、車輪−路面間の摩擦が安定している状態でイグニションがオン状態になると、補正係数ａ＊，ｂ＊の初期設定を行うべく、以下に示す▲１▼〜▲６▼の順で電流調整モードが実現される。
【００６８】
▲１▼モータ１２が電気角で数回転するように運転者がステアリングホイールを操作する。
【００６９】
▲２▼上記▲１▼においてモータ１２が回転している過程で、回転数がほぼ安定している区間（回転加速度の絶対値が一定値以下である区間）でのトルクセンサ２２によるトルクＴを適当な間隔でサンプリングする（モータ１２の電気角一回転中において３〜１０点）。尚、サンプリング中に回転数が急変した場合には、それまでのサンプリングデータを破棄し、回転数が安定してから再度サンプリングを行う。
【００７０】
▲３▼上記▲２▼におけるトルクＴの各サンプリング時にモータ１２の電気角θをレゾルバ４４を用いて検出し、その電気角θから最小二乗法に適用する基底関数ｓｉｎθ及びｓｉｎ（２θ−６０°）を求める。
【００７１】
▲４▼サンプリングされたトルクＴ及びその時刻ｔ並びに算出された基底関数ｓｉｎθ及びｓｉｎ（２θ−６０°）に基づいて、トルクに重畳するリップルの、基本波ｓｉｎθと同一の周波数を有する基本波成分の振幅Ａ１及びその基本波ｓｉｎθに対する位相ずれφ１、並びに基本波ｓｉｎθに対する２倍高調波と同一の周波数を有する２倍高調波成分の振幅Ａ２を求め、上記した図７に示すルーチンに従ってオフセット補正係数ｂ＊及びゲイン補正係数ａ＊を更新する。
【００７２】
▲５▼上記▲１▼〜▲４▼の処理を、振幅Ａ１及びＡ２が所定レベル以下となるまで繰り返す。
【００７３】
▲６▼振幅Ａ１及びＡ２が所定レベル以下になれば、補正係数ｂ＊，ａ＊の更新を終了し、その値を係数格納メモリ８０に格納し、電流調整モードを終了する。
【００７４】
かかる▲１▼〜▲６▼の処理によれば、本実施例のシステムが車両に組み付けられた後に、電流検出回路３８〜４２による検出電流を補正する補正係数ｂ＊，ａ＊の初期設定を行うことができる。このため、本実施例のシステムによれば、補正係数ｂ＊，ａ＊の初期値を車両組み付け前に予めメモリに記憶させておくことは不要であり、また、車両への組み付けが行われた後、各種のシステム誤差を取り込んだ状態で補正係数ｂ＊，ａ＊の調整がなされるので、検出電流の補正を適切に行うことができ、モータ制御を高精度に実現することが可能である。
【００７５】
また、上記した初期設定が行われた場合は、その後、定期的に補正係数ｂ＊，ａ＊の更新を行うべく、以下に示す▲７▼〜の順で電流調整モードが実現される。
【００７６】
▲７▼前回の更新から一定時間が経過すると、モータ１２の通常制御中において、回転数がほぼ安定している区間（回転加速度の絶対値が一定値以下である区間）でのトルクセンサ２２によるトルクＴを適当な間隔でサンプリングする（モータ１２の電気角一回転中において３〜１０点）。尚、サンプリング中に回転数が急変した場合には、それまでのサンプリングデータを破棄し、回転数が安定してから再度サンプリングを行う。
【００７７】
▲８▼上記した▲３▼及び▲４▼と同様の処理を実行する。尚、モータ１２の駆動中においては、トルクセンサ２２や電流検出回路３８〜４２，レゾルバ４４の各出力信号が外乱の影響を受け易くなるので、誤って補正係数ｂ＊，ａ＊の更新が行われる事態が生じ得る。従って、この点を考慮して、モータ駆動中における更新については、その更新条件を厳しくしたり、一回当たりの更新幅を小さくし、或いは、補正の上限値や下限値を制限することとしてもよい。
【００７８】
▲９▼補正係数ｂ＊，ａ＊の更新を終了し、その値を係数格納メモリ８０に格納すると、電流調整モードを終了する。
【００７９】
かかる▲７▼〜▲９▼の処理によれば、モータ１２の駆動中にリアルタイムに補正係数ｂ＊，ａ＊を更新させることができる。このため、本実施例のシステムによれば、補正係数ｂ＊，ａ＊の初期設定後に温度ドリフトや経時変化が生じた場合にも、検出電流の適切な補正を実現することができ、モータ制御の精度を飛躍的に向上させることが可能である。
【００８０】
尚、上記の実施例においては、三相交流ブラシレスモータ１２が特許請求の範囲に記載した「ブラシレスモータ」に、電流検出回路３８〜４２が特許請求の範囲に記載した「電流センサ」に、それぞれ相当していると共に、ＥＣＵ２０がモータ１２を駆動させることにより特許請求の範囲に記載した「駆動制御手段」及び「駆動制御ステップ」が、リップル成分解析部６４がトルクセンサ２２によるトルク信号に重畳するリップル成分を解析することにより特許請求の範囲に記載した「リップル成分解析手段」及び「リップル成分解析ステップ」が、補正部５４が電流検出回路３８〜４２による検出電流を補正することにより特許請求の範囲に記載した「電流補正手段」及び「電流補正ステップ」が、それぞれ実現されている。
【００８１】
また、上記の実施例においては、基本波成分振幅測定部７０および基本波成分位相ずれ測定部７２がモータ１２の駆動基本波ｓｉｎθと同一の周波数を有するリップルの基本波成分の振幅及びその基本波ｓｉｎθに対する位相ずれを測定することにより特許請求の範囲に記載した「基本波成分抽出手段」及び「基本波成分抽出ステップ」が、補正部５４が上記図７に示すルーチン中ステップ１０６、１０８、１１２、及び１１４の処理を実行することにより特許請求の範囲に記載した「オフセット補正手段」及び「オフセット補正ステップ」が、２倍高調波成分振幅測定部７４がモータ１２の駆動基本波ｓｉｎθに対して２倍の周波数を有するリップルの２倍高調波成分の振幅を測定することにより特許請求の範囲に記載した「高調波成分抽出手段」及び「高調波成分抽出ステップ」が、ＥＣＵ２０がステップ１１８及び１２０の処理を実行することにより特許請求の範囲に記載した「ゲイン補正手段」及び「ゲイン補正ステップ」が、それぞれ実現されている。
【００８２】
ところで、上記の実施例においては、電流検出を行うモータ１２を三相のブラシレスモータとしているが、三相に限らず、二相および四相以上の多相のモータに適用することも可能である。
【００８３】
また、上記の実施例においては、Ｕ相の駆動基本波の位相を基準としているが、Ｖ相，Ｗ相の駆動基本波の位相を基準とすることとしてもよい。また、オフセット補正係数ｂ＊及びゲイン補正係数ａ＊の更新に際しては、Ｕ相のオフセット補正係数ｂｕ及びゲイン補正係数ａｕ並びにＷ相のオフセット補正係数ｂｗのみを更新することとしているが、それらに代えて他の補正係数を更新することとしてもよい。
【００８４】
更に、上記の実施例においては、モータ１２の回転角θを検出するうえで、一相励磁・二相出力のレゾルバ４４を用いることとしているが、二相励磁・一相出力のレゾルバを用いることとしてもよい。
【００８５】
【発明の効果】
上述の如く、請求項１乃至３並びに５乃至７記載の発明によれば、トルク信号に重畳しているリップル成分を解析した上で検出電流の補正を行うことで、簡素な構成でモータ駆動中においてもトルクリップルを解消させることができる。
【００８６】
また、請求項４及び８記載の発明によれば、リップル成分が重畳するトルク信号のサンプリングを適正に行うことができるので、モータの制御精度の低下を防止することができる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明の一実施例である電動パワーステアリング制御装置のシステム構成図である。
【図２】本実施例においてモータを駆動する駆動回路の構成図である。
【図３】Ｗ相の検出電流値におけるオフセット誤差とトルクリップルの振幅との関係を表した図である。
【図４】Ｕ相の検出電流値におけるオフセット誤差とトルクリップルの位相との関係を表した図である。
【図５】Ｗ相の検出電流値におけるゲイン誤差とトルクリップルの振幅との関係を表した図である。
【図６】本実施例の電動パワーステアリング制御装置における要部構成図である。
【図７】本実施例の電動パワーステアリング制御装置において実行される制御ルーチンのフローチャートである。
【符号の説明】
１０ 電動パワーステアリング制御装置
１２ 三相交流ブラシレスモータ（モータ）
２０ 電子制御ユニット（ＥＣＵ）
３８〜４２ 電流検出回路
４４ レゾルバ
４６ 回転角検出部
５４ 補正部
５６ アシスト電流演算部
６４ リップル成分解析部
７０ 基本波成分振幅測定部
７２ 基本波成分位相ずれ測定部
７４ ２倍高調波成分振幅測定部[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an electric power steering control device and a control method, and more particularly to an electric power steering control device that feedback-drives a brushless motor such that a detected current matches a target current so as to generate an assist torque corresponding to a steering torque. And a control method.
[0002]
[Prior art]
BACKGROUND ART Conventionally, an electric power steering control device that assists torque required for vehicle steering by generating an assist torque using an electric motor is known (for example, see Patent Document 1). In such an electric power steering control device, a steering torque applied to a steering shaft of a vehicle is detected, and a target current to be flown to the motor to obtain an assist torque corresponding to the detected torque is set. Then, the current actually flowing through the motor is detected using the current sensor, and the motor is driven in accordance with the rotation angle so that the detected current and the target current do not have a deviation, that is, the two coincide. Therefore, according to the electric power steering control device described above, it is possible to appropriately generate the assist torque for assisting the torque required for steering.
[0003]
By the way, in a situation where the detection value is different from the true value due to the variation of the zero point and the sensitivity of the current sensor and the torque sensor, etc., when the drive control of the motor is performed according to the detection value, the torque is applied to the motor. Ripple is generated and control accuracy is reduced. As a result, there is a disadvantage that the steering feeling of the vehicle driver is deteriorated. Therefore, in order to avoid such inconveniences, in the above-described conventional electric power steering control device, offset characteristics and gain characteristics of each sensor are stored in a nonvolatile storage device in advance, and the detected value of the sensor is stored using the characteristic value. Is to be corrected.
[0004]
[Patent Document 1]
JP-A-3-248960
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, the configuration in which the sensor detection value is corrected using the characteristic value stored in the storage device is effective for the initial variation of the sensor, but is effective for the change after the characteristic storage such as the temperature drift and the secular change. Is not valid. In other words, it is very difficult to configure a circuit that is not affected by temperature drift or changes over time in correcting the sensor detection value, and even if such a configuration can be realized, enormous costs are required to obtain the configuration. Will take.
[0006]
The present invention has been made in view of the above points, and an object of the present invention is to provide an electric power steering control device that can improve the control accuracy of a motor even during driving of the motor with a simple configuration.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
The object of the present invention is to provide a torque sensor for outputting a signal corresponding to a steering torque, and a current for outputting a signal corresponding to a current flowing through a brushless motor that generates an assist torque according to the steering torque. An electric power steering, comprising: a sensor; and drive control means for driving the brushless motor such that a detection current based on an output signal of the current sensor matches a target current corresponding to the assist torque to be generated by the brushless motor. A control device,
Ripple component analysis means for analyzing a ripple component superimposed on the torque signal output from the torque sensor,
Current correction means for correcting the current detected based on the output signal of the current sensor based on the analysis result of the ripple component analysis means,
The drive control unit is achieved by an electric power steering control device that drives the brushless motor using a detection current obtained as a result of correction by the current correction unit.
[0008]
The object of the present invention is to provide a torque sensor that outputs a signal corresponding to a steering torque and a signal that corresponds to a current flowing through a brushless motor that generates an assist torque corresponding to the steering torque. And a drive control step of driving the brushless motor such that a detection current based on an output signal of the current sensor matches a target current corresponding to the assist torque to be generated by the brushless motor. A power steering control method,
A ripple component analysis step of analyzing a ripple component superimposed on a torque signal output by the torque sensor,
A current correction step of correcting the current detected based on an output signal of the current sensor based on an analysis result obtained by the ripple component analysis step,
The drive control step is achieved by an electric power steering control method for driving the brushless motor using a detection current obtained as a result of the correction in the current correction step.
[0009]
In the first and fifth aspects of the present invention, a ripple component is superimposed on the torque signal output from the torque sensor. When an offset error occurs in the current detected by the current sensor, the offset error appears in the torque signal as a ripple waveform having the same frequency as the driving fundamental wave of the brushless motor. If a gain error occurs in the detected current, the gain error appears in the torque signal as a ripple waveform that is twice as high as the drive fundamental wave of the brushless motor.
[0010]
In the present invention, a ripple component superimposed on the torque signal is analyzed. At this time, if such an analysis is to be performed so that a ripple component due to an offset error or a ripple component due to a gain error is extracted, offset correction or correction can be performed on the current detected by the current sensor so that no error appears according to the extracted ripple component. The gain can be corrected, the occurrence of torque ripple is eliminated, and the control accuracy of the motor is improved. Further, in such a configuration, the component analysis of the torque ripple is realized by driving the brushless motor by one electric angle rotation, so that the torque ripple can be eliminated even during the driving of the brushless motor. Further, in such a configuration, the ripple component of the torque signal may be analyzed in order to improve the torque ripple, so that the torque ripple can be eliminated with a simple configuration.
[0011]
In this case, as described in claim 2, in the electric power steering control device according to claim 1, the ripple component analysis means samples the torque signal during one rotation of the electrical angle of the brushless motor and performs the sampling. For each of the detection results of the torque detecting means, a least square method using a sine wave function corresponding to the electrical angle of the brushless motor as a basis function is applied, so that the ripple component has the same frequency as the sine wave function. Fundamental current component extracting means for measuring the amplitude of the wave component and a phase shift with respect to a predetermined reference sine wave; and the current correcting means comprises an amplitude and the phase shift of the fundamental wave component measured by the fundamental wave component extracting means. And an offset for performing offset correction of the current detected based on an output signal of the current sensor. Well if it has a positive means,
According to a sixth aspect of the present invention, in the electric power steering control method according to the fifth aspect, the ripple component analyzing step samples the torque signal during one electrical angle rotation of the brushless motor, and performs the sampling for each sampling. Applying the least-squares method using a sine wave function corresponding to the electrical angle of the brushless motor as a basis function for the detection result of the torque detection step, the ripple component has a fundamental wave component having the same frequency as the sine wave function. A fundamental component extracting step of measuring an amplitude and a phase shift with respect to a predetermined reference sine wave, wherein the current correcting step is based on the amplitude and the phase shift of the fundamental component measured by the fundamental component extracting step. And performing offset correction of the current detected based on the output signal of the current sensor. It may be the to have offset correction step.
[0012]
According to a third aspect of the present invention, in the electric power steering control device according to the first or second aspect, the ripple component analysis unit samples the torque signal during one electrical angle rotation of the brushless motor, and Applying the least-squares method using a sine wave function corresponding to a double angle of the electrical angle of the brushless motor as a basis function for the detection result of the torque detection unit for each sampling, the same as the sine wave function of the ripple component It has harmonic component extraction means for measuring the amplitude of the second harmonic component having a frequency, and the current correction means is based on the amplitude of the second harmonic component measured by the harmonic component extraction means, What is necessary is just to have the gain correction means which performs the gain correction of the said current detected based on the output signal of the said current sensor,
According to a seventh aspect of the present invention, in the electric power steering control method according to the fifth or sixth aspect, the ripple component analyzing step samples the torque signal during one electrical angle rotation of the brushless motor. Applying the least squares method using a sine wave function corresponding to a double angle of the electrical angle of the brushless motor as a basis function for the detection result of the torque detection step, to calculate the same frequency as the sine wave function of the ripple component A harmonic component extracting step of measuring an amplitude of a second harmonic component having the current component, wherein the current correcting step is based on an amplitude of the second harmonic component measured by the harmonic component extracting step. Having a gain correction step of performing a gain correction of the current detected based on the output signal of the sensor; It may be Re.
[0013]
According to a fourth aspect of the present invention, in the electric power steering control device according to any one of the first to third aspects, the analysis of the ripple component by the ripple component analysis means is performed when the rotation of the brushless motor is stabilized. Under certain circumstances,
According to an eighth aspect, in the electric power steering control method according to any one of the fifth to seventh aspects, in the analysis of the ripple component in the ripple component analysis step, the rotation of the brushless motor is stable. If it is performed under the circumstances, the sampling of the torque signal on which the ripple component is superimposed is properly performed, so that it is possible to prevent the control accuracy of the motor from lowering.
[0014]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
FIG. 1 shows a system configuration diagram of an electric power steering control device 10 according to one embodiment of the present invention. The electric power steering control device 10 according to the present embodiment is a device that electrically assists a steering torque required for steering by using an electric motor in order to reduce a steering operation burden on a driver who drives a vehicle.
[0015]
The electric power steering control device 10 includes an electric three-phase AC brushless motor (hereinafter, simply referred to as a motor) 12. The motor 12 has a stator 16 fixed to a housing on the vehicle body side that covers a rack 14 of the steering device, and a rotor 18 engaged with the rack 14 and rotatably supported by the housing via bearings. . The stator 16 includes a coil and a core. Further, a magnet is attached to the rotor 18. The rack 14 of the steering device is displaced in the longitudinal direction along the vehicle width direction by both rotation of the steering shaft 19 by the driver's steering operation and rotation of the rotor 18 by the excitation of the stator 16. That is, the motor 12 generates an assist torque for displacing the rack 14 in the vehicle width direction by the rotation drive, and assists a driver's steering operation necessary for turning the wheels.
[0016]
The electric power steering control device 10 further includes an electronic control unit (hereinafter, referred to as an ECU) 20 that controls driving of the motor 12. A torque sensor 22 is provided on the steering shaft 19. The torque sensor 22 outputs a signal corresponding to a steering torque applied to a steering wheel by a driver's steering operation. The output signal of the torque sensor 22 is supplied to the ECU 20. The ECU 20 detects the steering torque T applied to the steering wheel based on the output signal of the torque sensor 22.
[0017]
FIG. 2 is a configuration diagram of a drive circuit that drives the motor 12 in the present embodiment. The ECU 20 has an inverter circuit 26 that supplies power to each of the Y-connected U-phase, V-phase, and W-phase of the motor 12 using the battery 24 as a power supply. The inverter circuit 26 has a configuration in which a power switching element 30 connected to the power supply side and a power switching element 32 connected to the ground side are connected in series corresponding to each phase of the motor 12. A total of six switching elements of the inverter circuit 26 are, for example, MOS transistors, respectively, and are connected by a three-phase bridge configuration.
[0018]
Each power switching element of the inverter circuit 26 is PWM-driven at a predetermined switching cycle in accordance with a command of a later-described PWM command unit of the ECU 20, and applies a voltage to the motor 12. The pair of power supply side power switching elements 30 and the ground side power switching element 32 are turned on alternately at a predetermined switching cycle. In each phase of the motor, when the power switching element 30 on the power supply side is turned on and the power switching element 32 on the ground side is turned off, a current flows from the power supply side of the inverter circuit 26 to the motor 12. When the power switching element 30 on the power supply side is turned on and the power switching element 32 on the ground side is turned off, a current flows from the motor 12 toward the ground side of the inverter circuit 26. The inverter circuit 26 is turned on / off (switched) so that the current flowing through the motor 12 has a sinusoidal waveform with respect to the electric angle (rotation angle) θ of the motor 12. The power switching elements 30 and 32 are turned on and off with a phase shift of 120 ° between each phase.
[0019]
As shown in FIG. 1, the ECU 20 also has current detection circuits 38 to 42 formed by shunt resistors and the like. The current detection circuits 38 to 42 are provided on a current path between the inverter circuit 26 and the U, V, and W phases of the motor 12 corresponding to each phase of the motor 12. Each of the current detection circuits 38 to 42 outputs a signal corresponding to the amount of current flowing in its own phase, that is, the amount of current Iu, Iv, Iw flowing between the inverter circuit 26 and the motor 12.
[0020]
The motor 12 is provided with a resolver 44 functioning as a rotation angle sensor for detecting an electric angle of the motor 12. The resolver 44 has a primary winding provided on the stator 16 of the motor 12 and two secondary windings provided on the rotor 18 with a phase shift of 90 ° from each other. An excitation signal of sinωt is input to the primary winding. From the secondary winding, A whose phase is shifted by 90 ° and whose amplitude is modulated in accordance with the electrical angle θ of the motor 12. 0 ・ Sin ωt ・ sin θ signal and A 0 A signal of sinωt · cos θ is output. That is, the resolver 44 outputs a sinusoidal analog signal corresponding to the electrical angle θ of the rotor 18 with respect to the stator 16 of the motor 12.
[0021]
The rotation angle detector 46 of the ECU 20 is connected to the resolver 44. The output signal A of the resolver 44 is supplied to the rotation angle detector 46. 0 ・ Sinωt ・ sinθ and A 0 • sinωt · cosθ are supplied. The rotation angle detector 46 converts an output signal of the resolver 44 from an analog signal to a digital signal. The A / D converter 48 converts the output signal from an analog signal to a digital signal. A calculation unit 50 for calculating the electrical angle θ of the motor 12. The A / D converter 48 samples the output signal of the resolver 44 at a predetermined sampling cycle. The arithmetic unit 50 converts the digital value A / D-converted by the A / D converter 48 into an amplitude A 0 ・ Sin θ and amplitude A 0 · Find cos θ and obtain amplitude A 0 ・ Sin θ magnitude and amplitude A 0 Calculate the electrical angle θ of the motor 12 from the relationship with the magnitude of cos θ.
[0022]
The three-phase to two-phase conversion circuit 52 is connected to the rotation angle detection unit 46. The current detection circuits 38 to 42 are also connected to the three-phase to two-phase conversion circuit 52 via a correction unit 54. The three-phase to two-phase conversion circuit 52 includes a signal obtained as a result of correcting each output of the current detection circuits 38 to 42 by a correction unit 54 as described later in detail, and an output signal of a calculation unit 50 of the rotation angle detection unit 46. Is supplied. The three-phase to two-phase conversion circuit 52 converts the supplied three-phase detection currents Iu, Iv, Iw of the motor 12 to the electric angle θ of the motor 12 in order to simplify the control method of the three-phase motor 12. A process of performing coordinate conversion (dq conversion) to the corresponding two-phase d-axis current (magnetization current) id and q-axis current (torque current) iq orthogonal to each other is executed.
[0023]
The ECU 20 has an assist current calculation unit 56. The assist current calculation unit 56 is supplied with information on the steering torque T by the driver's steering operation from the torque sensor 22. The assist current calculator 56 calculates an assist torque to be applied to the rack 14 according to the steering torque T based on the steering torque T detected by using the torque sensor 22, and applies the assist force to the rack 14. Then, a target q-axis current Iq * and a target d-axis current Id * to be supplied to the motor 12 are calculated.
[0024]
A current feedback calculator 58 is connected to the assist current calculator 56 and the three-phase to two-phase converter 52. The output signal of the assist current calculation unit 56 and the output signal of the three-phase to two-phase conversion circuit 52 are both supplied to the current feedback calculation unit 58. The current feedback calculator 58 determines the motor 12 based on the deviation (iq * -iq) between the target value and the detected value of the q-axis current and the deviation (id * -id) between the target value and the detected value of the d-axis current. The two-phase voltage command values Vq * and Vd * to be applied to the motor 12 necessary to match the current amount flowing in each phase with the target assist current amount are calculated.
[0025]
A two-phase to three-phase conversion circuit 60 is connected to the current feedback calculation unit 58 and the rotation angle detection unit 46. The information of the q-axis voltage command value Vq * and the information of the d-axis voltage command value Vd * by the current feedback calculation unit 58 and the information of the motor electrical angle θ by the calculation unit 50 of the rotation angle detection unit 46 are two-phase to three-phase conversion. It is supplied to the circuit 60. The two-phase to three-phase conversion circuit 60 converts the supplied voltage command values Vq * and Vd * to be applied to the motor 12 into three-phase voltage command values Vu * and Vv * corresponding to the electrical angle θ of the motor 12. , Vw * are converted (dq inverse transformation).
[0026]
The PWM command unit 62 is connected to the two-phase to three-phase conversion circuit 60. The three-phase voltage command values Vu *, Vv *, Vw * obtained as a result of the conversion by the two-phase to three-phase conversion circuit 60 are supplied to the PWM command unit 62. The PWM command section 62 controls each power switching of the inverter circuit 26 so that the supplied three-phase voltage command values Vu *, Vv *, Vw * by the two-phase to three-phase conversion circuit 60 are actually applied to the motor 12. The elements 30 and 32 are PWM-driven at a predetermined switching cycle. When the PWM drive is performed, a predetermined voltage is applied to the motor 12, and a desired assist current flows through each phase of the motor 12.
[0027]
In the electric power steering control device 10, when the driver operates the steering wheel, the motor 12 is driven so that an assist torque corresponding to the steering torque is applied to the rack 14. At this time, the driving of the motor 12 is performed such that a larger assist torque is generated as the steering torque is larger. Therefore, according to the steering device of the present embodiment, the burden on the driver for steering operation can be reduced using the motor 12.
[0028]
Next, the correction of each output of the current detection circuits 38 to 42 performed in the correction unit 54 of the present embodiment will be described.
[0029]
In general, the zero points and the sensitivities of the current detection circuits 38 to 42 and the torque sensor 22 have variations due to individual differences, ambient temperature, and changes over time. For this reason, a state in which the detection value of each sensor differs from the true value may occur, and when the drive control of the motor 12 is performed according to the detection value different from the true value, torque ripple occurs in the motor 12 and the control is performed. The accuracy is reduced, and as a result, there is a disadvantage that the steering feeling of the vehicle driver is deteriorated. Therefore, in the electric power steering control device 10 of the present embodiment, in order to eliminate the torque ripple of the motor 12, the correction unit 54 of the ECU 20 adjusts the sensitivity to the current value detected by the current detection circuits 38 to 42. And offset correction for adjusting the zero point.
[0030]
By the way, assuming that the detected values of the current flowing through each phase of the motor 12 are Iu, Iv, Iw, the respective gain correction coefficients are au, av, aw, and the offset correction coefficients are bu, bv, bw. The actual currents Iu *, Iv *, and Iw * that actually flow through can be expressed by the following equations (1) to (3).
[0031]
Iu * = (au + 1) · Iu + bu (1)
Iv * = (av + 1) · Iv + bv (2)
Iw * = (aw + 1) · Iw + bw (3)
In the three-phase AC brushless motor 12, the torque Tq is proportional to the q-axis current iq when the three-phase AC is dq-converted. Is represented by the following equation (4).
[0032]
Tq∝sin θ · Iu * + sin (θ−120 °) · Iv * + sin (θ + 120 °) · Iw * (4)
Further, since each phase of the motor 12 is Y-connected, Iu * + Iv * + Iw * = 0 is established. Therefore, the above equation (4) can be expressed as the following equation (5) by eliminating Iv *.
[0033]
Tq∝ (sin θ−sin (θ−120 °)) · Iu * + (sin (θ + 120 °) −sin (θ−120 °)) · Iw * (5)
Further, since the detection current Iu is proportional to sin θ and the detection current Iw is proportional to sin (θ + 120 °), the above equation (5) uses the above equations (1) and (3) to obtain the following equation (6). Can be expressed as
[0034]
Tq∝ (sin θ−sin (θ−120 °)) · ((au + 1) · sin θ + bu) + (sin (θ + 120 °) −sin (θ−120 °)) · ((aw + 1) · sin (θ + 120 °) + bw) ... (6)
Here, in order to investigate the influence of the errors of the correction coefficients au, bu, aw, and bw with respect to the detected current value, that is, the influence of the error between the detected current value and the true value on the torque Tq of the motor 12, (6) When partial differentiation is performed for each of the correction coefficients au, bu, aw, and bw, the respective values can be expressed by the following expressions (7) to (10).
[0035]
{Tq / {au} (sin θ−sin (θ−120 °)) · sin θ = 3/4 + (√3 / 2) · sin (2θ−60 °) (7)
∂Tq / ∂bu∝sin θ−sin (θ−120 °) = √3 sin (θ + 30 °) (8)
{Tq / {aw} (sin (θ + 120 °) −sin (θ−120 °)) · sin (θ + 120 °) = 3 / 4− (√3 / 2) · sin (2θ−60 °) ... ( 9)
{Tq / {bw} sin (θ + 120 °) −sin (θ−120 °) =） 3 sin (θ + 90 °) (10)
That is, when a gain error occurs in the gain correction coefficient a *, the gain error is calculated based on the DC offset component (“3/4”) with respect to the torque Tq of the motor 12 according to the equations (7) and (9). )) And a harmonic waveform (sin (2θ−60 °)) twice as high as the fundamental wave for driving the motor 12. The main cause of the torque ripple of the motor 12 is an error in the relative accuracy between the phases of the motor 12, and even if an error in the absolute accuracy of the entire three phases occurs, the torque ripple has almost no effect. It is not necessary to adjust the gain correction coefficients au and aw so as to minimize the DC offset component related to the absolute accuracy of. Therefore, the gain correction coefficients au and aw are adjusted so that the second harmonic is minimized (ie, the amplitude is set to “0”) without considering the DC offset of the ripple superimposed on the torque. Then, it is possible to suppress torque ripple due to a gain error.
[0036]
When an offset error has occurred in the offset correction coefficient b *, the offset error is equal to the drive fundamental wave of the motor 12 with respect to the torque Tq of the motor 12 according to the equations (8) and (10). Can be determined to appear as a ripple waveform having the following frequency component (sin θ). Therefore, if the offset correction coefficients bu and bw are adjusted so that the fundamental wave of the ripple superimposed on the torque becomes “0”, the torque ripple due to the offset error can be suppressed.
[0037]
FIG. 3 is a diagram showing the relationship between the offset error in the detected current value of the W phase and the amplitude of the torque ripple. The ripple waveform resulting from the error of the W-phase offset correction coefficient bw has the same frequency as the drive fundamental wave sin θ of the motor 12 and has a phase advanced by 90 ° from the fundamental wave sin θ (see Equation 10). Then, the amplitude of the ripple waveform increases as the error of the offset correction coefficient bw increases (FIG. 3).
[0038]
At this time, when the offset correction coefficient bw is larger than the true value, an amplitude appears on the in-phase side with respect to sin (θ−90 °). When the offset correction coefficient bw is smaller than the true value, The amplitude appears on the opposite phase side. Therefore, if the amplitude of the fundamental wave component having the same frequency as the fundamental wave sin θ of the ripple superimposed on the torque is measured, the offset error of the offset correction coefficient bw can be detected, and the offset adjustment can be realized. can do.
[0039]
FIG. 4 is a diagram showing the relationship between the offset error in the U-phase detected current value and the torque ripple phase. The ripple waveform resulting from the error of the U-phase offset correction coefficient bu has the same frequency as the driving fundamental wave sinθ of the motor 12, and has a phase advanced by 30 ° from the fundamental wave sinθ (see Expression 8). Therefore, assuming that the W-phase offset correction coefficient bw is adjusted to some extent, the larger the error of the U-phase offset correction coefficient bw is, the more the ripple waveform caused by the offset error of the two offset correction coefficients bw and bu becomes. While having the same frequency as the drive fundamental wave sin θ of the motor 12, the phase shift from the fundamental wave sin θ is far away from 90 °.
[0040]
At this time, when the offset correction coefficient bu is larger than the true value, the phase shift appears so that the advance from the fundamental wave sin θ becomes smaller than 90 ° (to the right in FIG. 4), and the offset correction coefficient bu Is smaller than the true value, the phase shift appears so that the advance from the fundamental wave sin θ increases from 90 ° (to the left in FIG. 4). Therefore, if the phase shift of the ripple superimposed on the torque and the fundamental wave component having the same frequency as the drive fundamental wave sin θ of the motor 12 with respect to the fundamental wave sin θ is measured, the offset error of the offset correction coefficient bu can be detected. And the offset adjustment can be realized.
[0041]
FIG. 5 is a diagram showing the relationship between the gain error in the W-phase detected current value and the torque ripple amplitude. The ripple waveform resulting from the difference between the W-phase gain correction coefficient aw and the U-phase gain correction coefficient au has the same frequency as the second harmonic of the drive fundamental wave sinθ of the motor 12. The amplitude of the ripple waveform increases as the error of the gain correction coefficient aw or au increases (FIG. 5).
[0042]
At this time, assuming that the gain correction coefficient au is a true value and the gain correction coefficient aw is larger than the true value, the amplitude due to the torque ripple appears on the in-phase side with respect to −sin (2θ−60 °). If the gain correction coefficient aw is smaller than the true value, an amplitude appears on the opposite phase side. Conversely, assuming that the gain correction coefficient aw is a true value and the gain correction coefficient au deviates from the true value, the amplitude due to the torque ripple appears with respect to sin (2θ−60 °). In this regard, if the relative accuracy between the gain correction coefficients aw and au is adjusted, that is, if any one of the gain correction coefficients a * is adjusted, torque ripple can be suppressed. Therefore, if the amplitude of the second harmonic component having the same frequency as the second harmonic of the fundamental wave sin θ of the ripple superimposed on the torque is measured, the total gain error of the gain correction coefficients aw and au is obtained. Can be detected, and the gain adjustment can be realized.
[0043]
FIG. 6 is a configuration diagram of a main part of the ECU 20 in the electric power steering control device 10 according to the present embodiment. In the present embodiment, the ECU 20 includes a ripple component analysis unit 64 that analyzes a ripple superimposed on torque together with the correction unit 54 described above. The ripple superimposed on the motor 12 appears as a change in the steering torque T. The ripple component analysis unit 64 is supplied with information on the steering torque T from the torque sensor 22 and information on the motor electrical angle θ from the calculation unit 50 of the rotation angle detection unit 46.
[0044]
The ripple component analysis unit 64 has an A / D conversion unit 66 and a basis function calculation unit 68. The A / D converter 66 performs A / D sampling on the steering torque T from the torque sensor 22 at a predetermined rate. Further, the basis function calculation unit 68 calculates the A / D sampling value of the A / D conversion unit 66 based on the detected value of the motor electrical angle θ from the resolver 44 synchronized with the A / D sampling of the A / D conversion unit 66. Is performed to calculate a basis function when the least squares method is applied to. The basis functions are sin θ having the same frequency as the driving fundamental wave of the motor 12 and sin (2θ−60 °) having a frequency twice that of the fundamental wave.
[0045]
The ripple component analysis unit 64 further includes a fundamental wave component amplitude measurement unit 70, a fundamental wave component phase shift measurement unit 72, and a second harmonic component amplitude measurement connected to the A / D conversion unit 66 and the basis function calculation unit 68, respectively. A portion 74 is provided. The fundamental wave component amplitude measuring unit 70 and the fundamental wave component phase shift measuring unit 72 are supplied with the information of the sampling value of the A / D conversion unit 66 and the basis function sinθ by the basis function calculation unit 68. Further, the second harmonic component amplitude measuring unit 74 is supplied with the information of the sampling value obtained by the A / D converter 66 and the basis function sin (2θ−60 °) obtained by the basis function calculating unit 68.
[0046]
The fundamental wave component amplitude measurement unit 70 performs a least square method using a sine wave function sin θ as a basis function for torques T sampled at a plurality of (eg, 3 to 10) points during one electrical angle rotation of the motor 12. By applying the coefficient, the coefficient of the sine wave function sinθ is calculated, and the ripple of the ripple superimposed on the steering torque T from the torque sensor 22 based on the coefficient is the fundamental wave component having the same frequency as the driving fundamental wave of the motor 12. The amplitude A1 is extracted and measured. Further, the fundamental wave component phase shift measuring unit 72 calculates the zero cross position of the fundamental wave component sin (θ−φ1) having the same frequency as the drive fundamental wave sin θ of the motor 12 (that is, the phase shift from the drive fundamental wave sin θ) φ1. Is measured.
[0047]
Further, the second harmonic component amplitude measuring unit 74 calculates a sine wave function sin (2θ−60 °) for the torque T sampled at a plurality of (eg, 3 to 10) points during one rotation of the electric angle of the motor 12. ) Is applied as a basis function to calculate the coefficient of the sine wave function sin (2θ−60 °), and based on the coefficient, the ripple of the ripple superimposed on the steering torque T from the torque sensor 22 is calculated. The amplitude A2 of the second harmonic component with respect to the driving fundamental wave of the motor 12 is extracted and measured. The specific method of measuring the amplitude and the phase shift using the least squares method is described in detail in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2002-196625.
[0048]
The correction unit 54 is connected to the ripple component analysis unit 64. The correction unit 54 analyzes the ripple superimposed on the torque from the ripple component analysis unit 64, specifically, the amplitude A1 and the phase shift φ1 of the fundamental component of the torque ripple and the amplitude A2 of the second harmonic component. Information is provided. The correction unit 54 has a nonvolatile coefficient storage memory 80 such as an EEPROM. The coefficient storage memory 80 stores a gain correction coefficient a * and an offset correction coefficient b * for correcting the detection current values from the current detection circuits 38 to 42. Each correction coefficient stored in the coefficient storage memory 80 is adjusted based on each information supplied from the ripple component analysis unit 64 according to a method described later so that the error does not occur.
[0049]
The correction unit 54 also has a U-phase correction unit 82, a V-phase correction unit 84, and a W-phase correction unit 86. Each of the correction units 82 to 86 performs detection from the current detection circuits 38 to 42 according to the above equations (1) to (3) based on the gain correction coefficient a * and the offset correction coefficient b * stored in the coefficient storage memory 80. The current values Iu, Iv, Iw are corrected. Then, the current values Iu *, Iv *, Iw * obtained as a result of the correction are supplied to the above-described three-phase to two-phase conversion circuit 52 as currents flowing through the respective phases of the motor 12.
[0050]
FIG. 7 shows an example of a flowchart of a control routine executed by the correction unit 54 in the electric power steering control device 10 of the present embodiment. The routine shown in FIG. 7 is a routine that is repeatedly started each time the processing ends. When the routine shown in FIG. 7 is started, first, the process of step 100 is executed.
[0051]
In step 100, the ripple component superimposed on the torque signal output from the torque sensor 22 is analyzed using the least squares method, and the amplitude A1 of the fundamental component of the ripple, the phase shift φ1, and the amplitude of the second harmonic component are analyzed. A process for measuring A2 is executed.
[0052]
In step 102, it is determined whether or not the amplitude A1 of the fundamental wave component measured in step 100 is substantially zero. If the amplitude A1 is almost zero, it can be determined that there is almost no offset error between the offset correction coefficient bw for the W phase and the offset correction coefficient bu for the U phase, so that adjustment of these offset correction coefficients bw and bu is performed. No need to do. On the other hand, if the amplitude A1 is equal to or larger than the predetermined value, it can be determined that an offset error has occurred in the offset correction coefficients bw and bu, and it is necessary to adjust them. Therefore, when a negative determination is made in step 102 (when it is determined that A1 ≒ 0 is not satisfied), the process of step 104 is executed next.
[0053]
In step 104, it is determined whether or not the phase shift φ1 measured in step 100 is in the vicinity of −90 °, that is, the fundamental component of the ripple has advanced the phase by approximately 90 ° from the driving fundamental wave sinθ of the motor 12. It is determined whether it is in the state. As a result, when φ1≪−90 ° is satisfied, that is, when the fundamental wave component of the ripple is advanced from the driving fundamental wave sin θ by a predetermined angle or more than 90 °, the phase is used for motor control. Since it can be determined that the offset correction coefficient bu is smaller than a desired value, it is necessary to adjust the offset correction coefficient bu to an increased value. Therefore, when such a determination is made, the process of step 106 is performed next. On the other hand, when φ1≫−90 ° is satisfied, that is, when the fundamental wave component of the ripple is in a state where the advance of the phase from the driving fundamental wave sinθ does not reach 90 ° at all, the offset correction coefficient bu becomes smaller than the desired value. Therefore, it is necessary to make an adjustment to the decreasing side. Therefore, when such a determination is made, the process of step 108 is executed next.
[0054]
In step 106, a process for increasing the U-phase offset correction coefficient bu by a predetermined amount is executed. In step 108, a process of reducing the U-phase offset correction coefficient bu by a predetermined amount is executed. The predetermined amount for increasing or decreasing the offset correction coefficient bu is experimentally set to a small value in advance. When the processing in step 106 or 108 is executed, the U-phase offset correction coefficient bu stored in the coefficient storage memory 80 is updated.
[0055]
If φ1 ≒ −90 ° is satisfied in step 104, it can be determined that the offset correction coefficient bu is near a desired value, and there is no need to adjust the correction coefficient bu. Therefore, when such a determination is made, the process of step 110 is executed next.
[0056]
In step 110, it is determined whether or not the amplitude A1 of the fundamental wave component measured in step 100 is larger than a predetermined value. If A1≪0 holds, it can be determined that the fundamental component of the ripple is on the opposite phase side to sin (θ−90 °) and the offset correction coefficient bw is smaller than a desired value. Need to be adjusted. Therefore, when such a determination is made, the process of step 112 is executed next. On the other hand, when A1≫0 holds, it can be determined that the fundamental component of the ripple is in phase with respect to sin (θ−90 °) and the offset correction coefficient bw is larger than a desired value. Side adjustments need to be made. Therefore, when such a determination is made, the process of step 114 is executed next.
[0057]
In step 112, a process for increasing the W-phase offset correction coefficient bw by a predetermined amount is executed. In step 114, a process of reducing the W-phase offset correction coefficient bw by a predetermined amount is executed. The predetermined amount for increasing or decreasing the offset correction coefficient bw is experimentally set to a small value in advance. When the processing of step 112 or 114 is executed, the W-phase offset correction coefficient bw stored in the coefficient storage memory 80 is updated.
[0058]
When it is determined in step 102 that A1 ≒ 0 holds, and when the processing of steps 106, 108, 112, and 114 is completed, the processing of step 116 is executed next.
[0059]
In step 116, it is determined whether or not the amplitude A2 of the second harmonic component measured in step 100 is substantially zero. If the amplitude A2 is substantially zero, it can be determined that there is almost no relative gain error in the gain correction coefficients aw and au for the W and U phases. No need to do. Therefore, if such a determination is made, the current routine ends.
[0060]
On the other hand, when the amplitude A2 is larger than a predetermined value on the opposite phase side to -sin (2θ-60 °) and A2≪0 holds, the second harmonic component of the ripple is −sin (2θ−2). 60 °), and it can be determined that the gain correction coefficient aw is smaller than a desired value based on the gain correction coefficient au. Therefore, when such a determination is made, the process of step 118 is performed next. On the other hand, when the amplitude A2 is larger than a predetermined value on the in-phase side with respect to -sin (2θ-60 °) and A2≫0 holds, the second harmonic component of the ripple is −sin (2θ−60). °), and it can be determined that the gain correction coefficient aw is larger than a desired value based on the gain correction coefficient au. Therefore, when such a determination is made, the process of step 120 is executed next.
[0061]
In step 118, a process of increasing the W-phase gain correction coefficient aw by a predetermined amount is executed. In step 120, a process of reducing the W-phase gain correction coefficient aw by a predetermined amount is executed. The predetermined amount for increasing or decreasing the gain correction coefficient aw is also experimentally set to a small value in advance. When the processing in step 118 or 120 is executed, the W-phase gain correction coefficient au stored in the coefficient storage memory 80 is updated. When the processing of steps 118 and 120 ends, the current routine ends.
[0062]
According to the routine shown in FIG. 7, the ripple component due to the offset error and the gain error of the detection current detected by the current detection circuits 38 to 42, which is superimposed on the torque signal output from the torque sensor 22, is analyzed, and the analysis result is obtained. The offset correction and the gain correction of the detected current can be performed based on the offset correction coefficient b * and the gain correction coefficient a * adjusted according to the equation (1) so that the torque error due to the ripple does not appear.
[0063]
For this reason, according to the electric power steering device 10 of the present embodiment, it is possible to suppress the occurrence of torque ripple superimposed on the output torque signal of the torque sensor 22, and to improve the control accuracy of the motor 12. In this case, the steering feeling of the vehicle driver who receives the steering assist by the motor 12 can be favorably maintained.
[0064]
Further, in the configuration of the present embodiment, it is necessary to measure the amplitude and phase shift of the ripple component with respect to the change in the motor electrical angle in analyzing the component of the torque ripple superimposed on the output torque signal of the torque sensor 22. It is necessary to sample a plurality of torques T while changing the electrical angle θ of the motor 12 by about one rotation. That is, it is necessary to drive the motor 12 by about one electrical angle rotation. In this regard, in this embodiment, since the analysis of the torque ripple component is performed during the driving of the motor 12, even if a temperature drift or a temporal change of the current detection circuits 38 to 42 or the like occurs after the vehicle is mounted, the analysis is performed in accordance with the change. It is possible to appropriately correct the detected current value, and it is possible to suppress and eliminate torque ripple even while the motor 12 is driving.
[0065]
Further, in the configuration of the present embodiment, in order to suppress the torque ripple, a ripple component superimposed on the output torque signal of the torque sensor 22 is analyzed, and a correction value based on the analysis result is stored in the coefficient storage memory 80. The detected current value may be corrected using the correction value. In this case, it is not necessary to provide a complicated hardware circuit configuration for correcting the detection currents of the current detection circuits 38 to 42 in the ECU 20. In this regard, according to the present embodiment, the torque ripple of the motor 12 can be suppressed and eliminated with a simple configuration.
[0066]
Next, a procedure for adjusting the offset correction coefficient b * and the gain correction coefficient a * in the electric power steering control device 10 of the present embodiment will be described.
[0067]
First, after the system according to the present embodiment is mounted on a vehicle, when the ignition is turned on in a state where the friction between the wheel and the road surface is stable, to initialize the correction coefficients a * and b *, The current adjustment mode is realized in the order of (1) to (6).
[0068]
(1) The driver operates the steering wheel so that the motor 12 rotates several times in electrical angle.
[0069]
(2) While the motor 12 is rotating in the above (1), the torque T by the torque sensor 22 in a section where the rotation speed is almost stable (a section where the absolute value of the rotational acceleration is equal to or less than a certain value) is obtained. Sampling is performed at appropriate intervals (3 to 10 points during one rotation of the electric angle of the motor 12). If the number of revolutions suddenly changes during sampling, the sampling data up to that point is discarded, and sampling is performed again after the number of revolutions becomes stable.
[0070]
(3) At each sampling of the torque T in the above (2), the electrical angle θ of the motor 12 is detected using the resolver 44, and from the electrical angle θ, the basis functions sin θ and sin (2θ−60 °) applied to the method of least squares. ).
[0071]
{Circle around (4)} Based on the sampled torque T and its time t and the calculated basis functions sinθ and sin (2θ−60 °), a fundamental wave component of a ripple superimposed on the torque and having the same frequency as the fundamental wave sinθ A1 and its phase shift φ1 with respect to the fundamental wave sinθ, and the amplitude A2 of the second harmonic component having the same frequency as the second harmonic with respect to the fundamental wave sinθ are obtained, and the offset correction coefficient is calculated according to the routine shown in FIG. b * and the gain correction coefficient a * are updated.
[0072]
(5) The above processes (1) to (4) are repeated until the amplitudes A1 and A2 fall below a predetermined level.
[0073]
{Circle around (6)} When the amplitudes A1 and A2 fall below the predetermined level, the updating of the correction coefficients b * and a * is ended, the values are stored in the coefficient storage memory 80, and the current adjustment mode is ended.
[0074]
According to the processes (1) to (6), after the system of this embodiment is assembled in the vehicle, the initial settings of the correction coefficients b * and a * for correcting the currents detected by the current detection circuits 38 to 42 are performed. It can be carried out. For this reason, according to the system of the present embodiment, it is unnecessary to previously store the initial values of the correction coefficients b * and a * in the memory before assembling the vehicle, and the assembling to the vehicle is performed. Thereafter, the correction coefficients b * and a * are adjusted in a state in which various system errors are taken in, so that the detection current can be appropriately corrected and the motor control can be realized with high accuracy. .
[0075]
Further, when the above-described initial setting is performed, the current adjustment mode is realized in the following order (7) to regularly update the correction coefficients b * and a *.
[0076]
{Circle around (7)} When a certain time has elapsed since the previous update, during the normal control of the motor 12, the torque sensor 22 detects a section in which the rotational speed is almost stable (a section in which the absolute value of the rotational acceleration is equal to or less than a certain value). The torque T is sampled at appropriate intervals (3 to 10 points during one rotation of the electric angle of the motor 12). If the number of revolutions suddenly changes during sampling, the sampling data up to that point is discarded, and sampling is performed again after the number of revolutions becomes stable.
[0077]
(8) The same processing as (3) and (4) is executed. During the operation of the motor 12, the output signals of the torque sensor 22, the current detection circuits 38 to 42, and the resolver 44 are easily affected by disturbances, so that the correction coefficients b * and a * are erroneously updated. Can occur. Therefore, in consideration of this point, the update condition during the driving of the motor may be strictly updated, the update width per operation may be reduced, or the upper and lower correction values may be limited. Good.
[0078]
(9) When the updating of the correction coefficients b * and a * is completed and the values are stored in the coefficient storage memory 80, the current adjustment mode ends.
[0079]
According to the processes (7) to (9), the correction coefficients b * and a * can be updated in real time while the motor 12 is being driven. For this reason, according to the system of the present embodiment, even if a temperature drift or a temporal change occurs after the initial setting of the correction coefficients b * and a *, it is possible to realize appropriate correction of the detected current, and to perform motor control. Can be dramatically improved.
[0080]
In the above embodiment, the three-phase AC brushless motor 12 corresponds to the “brushless motor” described in the claims, and the current detection circuits 38 to 42 correspond to the “current sensors” described in the claims. When the ECU 20 drives the motor 12, the “drive control means” and the “drive control step” described in the claims are superimposed on the torque signal from the torque sensor 22 by the ripple component analysis unit 64. The “ripple component analysis means” and “ripple component analysis step” described in the claims by analyzing the ripple components allow the correction unit 54 to correct the currents detected by the current detection circuits 38 to 42. “Current correction means” and “current correction step” described in the range are realized, respectively.
[0081]
Further, in the above embodiment, the fundamental wave component amplitude measuring unit 70 and the fundamental wave component phase shift measuring unit 72 determine the amplitude of the ripple fundamental wave component having the same frequency as the driving fundamental wave sin θ of the motor 12 and its fundamental wave. By measuring the phase shift with respect to sin θ, the “fundamental wave component extracting means” and the “fundamental wave component extracting step” described in the claims are corrected by the correction unit 54 in steps 106, 108, and 112 in the routine shown in FIG. , And 114, an “offset correction unit” and an “offset correction step” described in the claims make it possible for the second harmonic component amplitude measurement unit 74 to perform the operation on the driving fundamental wave sin θ of the motor 12. By measuring the amplitude of the second harmonic component of the ripple having twice the frequency, "harmonic component extraction" The "stage" and the "harmonic component extraction step" realize the "gain correction means" and "gain correction step" described in the claims by the ECU 20 executing the processing of steps 118 and 120, respectively. .
[0082]
By the way, in the above embodiment, the motor 12 that performs current detection is a three-phase brushless motor. However, the present invention is not limited to the three-phase motor, and can be applied to two-phase and four-phase or more multi-phase motors. .
[0083]
In the above embodiment, the phase of the U-phase driving fundamental wave is used as a reference, but the phase of the V-phase and W-phase driving fundamental waves may be used as a reference. In updating the offset correction coefficient b * and the gain correction coefficient a *, only the U-phase offset correction coefficient bu, the gain correction coefficient au, and the W-phase offset correction coefficient bw are updated. Alternatively, another correction coefficient may be updated.
[0084]
Further, in the above embodiment, the one-phase excitation / two-phase output resolver 44 is used for detecting the rotation angle θ of the motor 12, but the two-phase excitation / one-phase output resolver is used. It may be.
[0085]
【The invention's effect】
As described above, according to the first to third and fifth to seventh aspects of the present invention, by correcting the detection current after analyzing the ripple component superimposed on the torque signal, the motor can be driven with a simple configuration. Also, torque ripple can be eliminated.
[0086]
According to the fourth and eighth aspects of the present invention, it is possible to appropriately perform sampling of a torque signal on which a ripple component is superimposed, so that a reduction in motor control accuracy can be prevented.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a system configuration diagram of an electric power steering control device according to an embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a configuration diagram of a drive circuit that drives a motor in the present embodiment.
FIG. 3 is a diagram illustrating a relationship between an offset error in a W-phase detected current value and an amplitude of a torque ripple.
FIG. 4 is a diagram illustrating a relationship between an offset error in a U-phase detected current value and a torque ripple phase.
FIG. 5 is a diagram illustrating a relationship between a gain error and an amplitude of a torque ripple in a detected current value of a W phase.
FIG. 6 is a main part configuration diagram of the electric power steering control device of the present embodiment.
FIG. 7 is a flowchart of a control routine executed in the electric power steering control device of the present embodiment.
[Explanation of symbols]
10. Electric power steering control device
12 Three-phase AC brushless motor (motor)
20 Electronic control unit (ECU)
38-42 Current detection circuit
44 Resolver
46 Rotation angle detector
54 Correction unit
56 Assist current calculator
64 Ripple component analysis unit
70 Fundamental wave component amplitude measurement unit
72 Fundamental wave component phase shift measuring unit
74 2nd harmonic component amplitude measurement unit

Claims (8)

操舵トルクに応じた信号を出力するトルクセンサと、該操舵トルクに応じたアシストトルクの発生するブラシレスモータに流れる電流に応じた信号を出力する電流センサと、前記電流センサの出力信号に基づく検出電流が前記ブラシレスモータに発生させるべき前記アシストトルクに応じた目標電流に一致するように前記ブラシレスモータを駆動する駆動制御手段と、を備える電動パワーステアリング制御装置であって、
前記トルクセンサの出力するトルク信号に重畳しているリップル成分を解析するリップル成分解析手段と、
前記リップル成分解析手段の解析結果に基づいて、前記電流センサの出力信号に基づいて検出される前記電流を補正する電流補正手段と、を備え、
前記駆動制御手段は、前記電流補正手段により補正された結果得られる検出電流を用いて前記ブラシレスモータの駆動を行うことを特徴とする電動パワーステアリング制御装置。A torque sensor that outputs a signal corresponding to a steering torque, a current sensor that outputs a signal corresponding to a current flowing through a brushless motor that generates an assist torque corresponding to the steering torque, and a detection current based on an output signal of the current sensor A drive control means for driving the brushless motor so as to match a target current corresponding to the assist torque to be generated by the brushless motor,
Ripple component analysis means for analyzing a ripple component superimposed on the torque signal output from the torque sensor,
Current correction means for correcting the current detected based on the output signal of the current sensor based on the analysis result of the ripple component analysis means,
The electric power steering control device according to claim 1, wherein the drive control means drives the brushless motor using a detection current obtained as a result of the correction by the current correction means. 前記リップル成分解析手段は、前記ブラシレスモータの電気角一回転中において前記トルク信号をサンプリングすると共に、該サンプリング毎に前記トルク検出手段の検出結果について前記ブラシレスモータの電気角に応じた正弦波関数を基底関数とする最小二乗法を適用して、前記リップル成分の該正弦波関数と同一の周波数を有する基本波成分の振幅及び所定基準正弦波に対する位相ずれを測定する基本波成分抽出手段を有し、
前記電流補正手段は、前記基本波成分抽出手段により測定される前記基本波成分の振幅及び前記位相ずれに基づいて、前記電流センサの出力信号に基づいて検出される前記電流のオフセット補正を行うオフセット補正手段を有することを特徴とする請求項１記載の電動パワーステアリング制御装置。The ripple component analysis means samples the torque signal during one rotation of the electrical angle of the brushless motor, and generates a sine wave function corresponding to the electrical angle of the brushless motor for the detection result of the torque detection means for each sampling. A fundamental wave component extracting means for measuring an amplitude of a fundamental wave component having the same frequency as the sine wave function of the ripple component and a phase shift with respect to a predetermined reference sine wave by applying a least square method as a basis function. ,
The current correction unit is configured to perform offset correction of the current detected based on an output signal of the current sensor based on the amplitude and the phase shift of the fundamental wave component measured by the fundamental wave component extraction unit. The electric power steering control device according to claim 1, further comprising a correction unit. 前記リップル成分解析手段は、前記ブラシレスモータの電気角一回転中において前記トルク信号をサンプリングすると共に、該サンプリング毎に前記トルク検出手段の検出結果について前記ブラシレスモータの電気角の２倍角に応じた正弦波関数を基底関数とする最小二乗法を適用して、前記リップル成分の該正弦波関数と同一の周波数を有する２倍高調波成分の振幅を測定する高調波成分抽出手段を有し、
前記電流補正手段は、前記高調波成分抽出手段により測定される前記２倍高調波成分の振幅に基づいて、前記電流センサの出力信号に基づいて検出される前記電流のゲイン補正を行うゲイン補正手段を有することを特徴とする請求項１又は２記載の電動パワーステアリング制御装置。The ripple component analysis means samples the torque signal during one rotation of the electrical angle of the brushless motor, and performs a sinusoidal operation corresponding to a double angle of the electrical angle of the brushless motor on the detection result of the torque detection means for each sampling. Applying a least-squares method using a wave function as a basis function, and having a harmonic component extracting means for measuring an amplitude of a second harmonic component having the same frequency as the sine wave function of the ripple component,
Gain correction means for performing gain correction of the current detected based on the output signal of the current sensor based on the amplitude of the second harmonic component measured by the harmonic component extraction means; The electric power steering control device according to claim 1 or 2, further comprising: 前記リップル成分解析手段による前記リップル成分の解析は、前記ブラシレスモータの回転が安定している状況下において行うことを特徴とする請求項１乃至３の何れか一項記載の電動パワーステアリング制御装置。4. The electric power steering control device according to claim 1, wherein the analysis of the ripple component by the ripple component analysis unit is performed in a state where the rotation of the brushless motor is stable. 5. 操舵トルクに応じた信号を出力するトルクセンサと、該操舵トルクに応じたアシストトルクの発生するブラシレスモータに流れる電流に応じた信号を出力する電流センサと、前記電流センサの出力信号に基づく検出電流が前記ブラシレスモータに発生させるべき前記アシストトルクに応じた目標電流に一致するように前記ブラシレスモータを駆動する駆動制御ステップと、を備える電動パワーステアリング制御方法であって、
前記トルクセンサの出力するトルク信号に重畳しているリップル成分を解析するリップル成分解析ステップと、
前記リップル成分解析ステップによる解析結果に基づいて、前記電流センサの出力信号に基づいて検出される前記電流を補正する電流補正ステップと、を備え、
前記駆動制御ステップは、前記電流補正ステップにより補正された結果得られる検出電流を用いて前記ブラシレスモータの駆動を行うことを特徴とする電動パワーステアリング制御方法。A torque sensor that outputs a signal corresponding to a steering torque, a current sensor that outputs a signal corresponding to a current flowing through a brushless motor that generates an assist torque corresponding to the steering torque, and a detection current based on an output signal of the current sensor A drive control step of driving the brushless motor so as to match a target current corresponding to the assist torque to be generated by the brushless motor, comprising:
A ripple component analysis step of analyzing a ripple component superimposed on a torque signal output by the torque sensor,
A current correction step of correcting the current detected based on an output signal of the current sensor based on an analysis result obtained by the ripple component analysis step,
The electric power steering control method according to claim 1, wherein in the driving control step, the brushless motor is driven by using a detection current obtained as a result of the correction in the current correction step. 前記リップル成分解析ステップは、前記ブラシレスモータの電気角一回転中において前記トルク信号をサンプリングすると共に、該サンプリング毎に前記トルク検出ステップの検出結果について前記ブラシレスモータの電気角に応じた正弦波関数を基底関数とする最小二乗法を適用して、前記リップル成分の該正弦波関数と同一の周波数を有する基本波成分の振幅及び所定基準正弦波に対する位相ずれを測定する基本波成分抽出ステップを有し、
前記電流補正ステップは、前記基本波成分抽出ステップにより測定される前記基本波成分の振幅及び前記位相ずれに基づいて、前記電流センサの出力信号に基づいて検出される前記電流のオフセット補正を行うオフセット補正ステップを有することを特徴とする請求項５記載の電動パワーステアリング制御方法。The ripple component analyzing step samples the torque signal during one rotation of the electrical angle of the brushless motor, and generates a sine wave function corresponding to the electrical angle of the brushless motor for the detection result of the torque detecting step for each sampling. Applying a least square method as a basis function to measure the amplitude of a fundamental wave component having the same frequency as the sine wave function of the ripple component and a phase shift with respect to a predetermined reference sine wave. ,
The current correction step is an offset for performing offset correction of the current detected based on an output signal of the current sensor based on the amplitude and the phase shift of the fundamental wave component measured in the fundamental wave component extraction step. 6. The electric power steering control method according to claim 5, further comprising a correction step. 前記リップル成分解析ステップは、前記ブラシレスモータの電気角一回転中において前記トルク信号をサンプリングすると共に、該サンプリング毎に前記トルク検出ステップの検出結果について前記ブラシレスモータの電気角の２倍角に応じた正弦波関数を基底関数とする最小二乗法を適用して、前記リップル成分の該正弦波関数と同一の周波数を有する２倍高調波成分の振幅を測定する高調波成分抽出ステップを有し、
前記電流補正ステップは、前記高調波成分抽出ステップにより測定される前記２倍高調波成分の振幅に基づいて、前記電流センサの出力信号に基づいて検出される前記電流のゲイン補正を行うゲイン補正ステップを有することを特徴とする請求項５又は６記載の電動パワーステアリング制御方法。The ripple component analysis step includes sampling the torque signal during one rotation of the electrical angle of the brushless motor, and performing a sine corresponding to a double angle of the electrical angle of the brushless motor on the detection result of the torque detection step for each sampling. A harmonic component extraction step of measuring the amplitude of a second harmonic component having the same frequency as the sine wave function of the ripple component by applying a least square method having a wave function as a basis function,
The current correction step is a gain correction step of performing a gain correction of the current detected based on an output signal of the current sensor based on an amplitude of the second harmonic component measured in the harmonic component extraction step. The electric power steering control method according to claim 5 or 6, further comprising: 前記リップル成分解析ステップによる前記リップル成分の解析は、前記ブラシレスモータの回転が安定している状況下において行うことを特徴とする請求項５乃至７の何れか一項記載の電動パワーステアリング制御方法。8. The electric power steering control method according to claim 5, wherein the analysis of the ripple component in the ripple component analysis step is performed in a state where the rotation of the brushless motor is stable. 9.
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Cited By (10)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006262668A (en) * 2005-03-18 2006-09-28 Honda Motor Co Ltd Electric power steering device
WO2007024157A1 (en) * 2005-08-19 2007-03-01 Otkritoe Aktsionernoe Obschestvo 'kaluzskiy Zavod Elektronnix Izdeliy' Car steering wheel electromechanical booster
WO2009096065A1 (en) * 2008-01-28 2009-08-06 Aisin Aw Co., Ltd. Electric motor control apparatus and driving apparatus
JP2009173206A (en) * 2008-01-25 2009-08-06 Nsk Ltd Motor drive control device and electric power steering device
JP2009292413A (en) * 2008-06-09 2009-12-17 Mitsubishi Electric Corp Electric power steering control device
KR101043631B1 (en) * 2006-03-23 2011-06-22 주식회사 만도 Method for Compensating Gain Error of Current Sensor and Electronic Control Unit Therefor
KR101156899B1 (en) * 2007-11-27 2012-06-21 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 Steering control device
CN105324929A (en) * 2013-06-14 2016-02-10 罗伯特·博世有限公司 Electronically commutated electric motor with harmonic compensation
CN110971154A (en) * 2018-09-28 2020-04-07 日本电产艾莱希斯株式会社 Current detection circuit adjusting method and motor control device
KR20230008411A (en) * 2021-07-07 2023-01-16 현대모비스 주식회사 Apparatus for reducing vibration of motor driven power steering and method thereof

Cited By (17)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2006262668A (en) * 2005-03-18 2006-09-28 Honda Motor Co Ltd Electric power steering device
WO2007024157A1 (en) * 2005-08-19 2007-03-01 Otkritoe Aktsionernoe Obschestvo 'kaluzskiy Zavod Elektronnix Izdeliy' Car steering wheel electromechanical booster
KR101205129B1 (en) 2005-08-19 2012-11-26 오칼리도 아카쉰노 어버세스보 "카르스키 자보다 에레크트로닉스 이즈드리" Car steering wheel electromechanical booster
KR101043631B1 (en) * 2006-03-23 2011-06-22 주식회사 만도 Method for Compensating Gain Error of Current Sensor and Electronic Control Unit Therefor
KR101156899B1 (en) * 2007-11-27 2012-06-21 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 Steering control device
JP2009173206A (en) * 2008-01-25 2009-08-06 Nsk Ltd Motor drive control device and electric power steering device
US7960927B2 (en) 2008-01-28 2011-06-14 Aisin Aw Co., Ltd. Electric motor control device and drive unit
JP2009177999A (en) * 2008-01-28 2009-08-06 Aisin Aw Co Ltd Motor controller and drive device
WO2009096065A1 (en) * 2008-01-28 2009-08-06 Aisin Aw Co., Ltd. Electric motor control apparatus and driving apparatus
JP2009292413A (en) * 2008-06-09 2009-12-17 Mitsubishi Electric Corp Electric power steering control device
CN105324929A (en) * 2013-06-14 2016-02-10 罗伯特·博世有限公司 Electronically commutated electric motor with harmonic compensation
JP2016521957A (en) * 2013-06-14 2016-07-25 ローベルト ボツシユ ゲゼルシヤフト ミツト ベシユレンクテル ハフツングＲｏｂｅｒｔ Ｂｏｓｃｈ Ｇｍｂｈ Electronic commutation motor with harmonic compensation
US9716450B2 (en) 2013-06-14 2017-07-25 Robert Bosch Gmbh Electronically commutated electric motor with harmonic compensation
CN110971154A (en) * 2018-09-28 2020-04-07 日本电产艾莱希斯株式会社 Current detection circuit adjusting method and motor control device
JP2020058111A (en) * 2018-09-28 2020-04-09 日本電産エレシス株式会社 Method for controlling current detection circuit
KR20230008411A (en) * 2021-07-07 2023-01-16 현대모비스 주식회사 Apparatus for reducing vibration of motor driven power steering and method thereof
KR102611630B1 (en) 2021-07-07 2023-12-08 현대모비스 주식회사 Apparatus for reducing vibration of motor driven power steering and method thereof

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