JP2004112904A - Voltage converter, voltage conversion method, and computer-readable recording medium with program for making computer control voltage conversion recorded thereon - Google Patents

Voltage converter, voltage conversion method, and computer-readable recording medium with program for making computer control voltage conversion recorded thereon Download PDF

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JP2004112904A
JP2004112904A JP2002271715A JP2002271715A JP2004112904A JP 2004112904 A JP2004112904 A JP 2004112904A JP 2002271715 A JP2002271715 A JP 2002271715A JP 2002271715 A JP2002271715 A JP 2002271715A JP 2004112904 A JP2004112904 A JP 2004112904A
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JP2002271715A
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Japanese (ja)
Inventor
Makoto Nakamura
中村 誠
Original Assignee
Toyota Motor Corp
トヨタ自動車株式会社
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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a voltage converter that converts DC voltage to an output voltage while reducing the influence of a dead time of a transistor. <P>SOLUTION: A control device 30 receives the DC voltage Vb and the output voltage Vm from voltage sensors 10, 13, respectively, and operates a ripple current Ir by using the received DC voltage Vb and the output voltage Vm. When a reactor current IL from a current sensor 11 is larger than the ripple current Ir, or when the reactor current IL is smaller than a ripple current-Ir, the control device 30 sets the carrier frequency fc of a signal PWU for turning on/off the NPN transistor Q1, Q2 to an optimal carrier frequency. When the reactor current IL satisfies a formula of-Ir≤IL≤Ir(except for IL=0), a boosting converter 12 is controlled by lowering the carrier frequency fc of the signal PWU than the optimal carrier frequency. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【0001】 [0001]
【発明の属する技術分野】 BACKGROUND OF THE INVENTION
この発明は、直流電源からの直流電圧を出力電圧に変換する電圧変換装置、直流電圧を出力電圧に変換する電圧変換方法、および直流電圧を出力電圧に変換する電圧変換の制御をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体に関するものである。 This invention is a voltage converter for converting a DC voltage from the DC power source to the output voltage, to perform the voltage conversion method for converting a DC voltage to the output voltage, and the control of voltage conversion for converting a DC voltage to the output voltage to the computer it relates computer-readable recording medium storing a program for.
【0002】 [0002]
【従来の技術】 BACKGROUND OF THE INVENTION
最近、環境に配慮した自動車としてハイブリッド自動車(Hybrid Vehicle)および電気自動車(Electric Vehicle)が大きな注目を集めている。 Recently, hybrid vehicles (Hybrid Vehicle) and electric vehicles (Electric Vehicle) has attracted a great deal of attention as environment-friendly vehicles. そして、ハイブリッド自動車は、一部、実用化されている。 The hybrid vehicle, a part, has been put to practical use.
【0003】 [0003]
このハイブリッド自動車は、従来のエンジンに加え、直流電源とインバータとインバータによって駆動されるモータとを動力源とする自動車である。 The hybrid vehicle includes, in addition to a conventional engine, and a motor driven by a DC power supply and the inverter and the inverter is a vehicle as a power source. つまり、エンジンを駆動することにより動力源を得るとともに、直流電源からの直流電圧をインバータによって交流電圧に変換し、その変換した交流電圧によりモータを回転することによって動力源を得るものである。 That, along with obtaining a power source by driving the engine, the DC voltage from the DC power source is converted to AC voltage by the inverter, thereby obtaining a power source by rotating the motor by the AC voltage that converts. また、電気自動車は、直流電源とインバータとインバータによって駆動されるモータとを動力源とする自動車である。 Furthermore, electric vehicle, a motor driven by a DC power supply and the inverter and the inverter is a vehicle as a power source.
【0004】 [0004]
このようなハイブリッド自動車または電気自動車においては、直流電源からの直流電圧を昇圧コンバータによって昇圧し、その昇圧した直流電圧がモータを駆動するインバータに供給されるようにすることも検討されている(たとえば、特開2001−275367号公報など)。 In such a hybrid vehicle or an electric vehicle, a DC voltage from the DC power source is boosted by the boost converter is also considered that the DC voltage boosted to be supplied to an inverter for driving the motor (e.g. and JP 2001-275367).
【0005】 [0005]
すなわち、ハイブリッド自動車または電気自動車は、図15に示すモータ駆動装置を搭載している。 That is, a hybrid vehicle or an electric vehicle is equipped with a motor driving device shown in FIG. 15. 図15を参照して、モータ駆動装置300は、直流電源Bと、システムリレーSR1,SR2と、コンデンサC1,C2と、双方向コンバータ310と、電圧センサー320と、インバータ330とを備える。 Referring to FIG. 15, the motor driving apparatus 300 includes a DC power supply B, system relays SR1, SR2, capacitors C1, C2, a bidirectional converter 310, a voltage sensor 320, an inverter 330.
【0006】 [0006]
直流電源Bは、直流電圧を出力する。 DC power supply B outputs DC voltage. システムリレーSR1,SR2は、制御装置(図示せず)によってオンされると、直流電源Bからの直流電圧をコンデンサC1に供給する。 System relays SR1, SR2, when turned on by a control device (not shown), and supplies the DC voltage from DC power supply B to capacitor C1. コンデンサC1は、直流電源BからシステムリレーSR1,SR2を介して供給された直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧を双方向コンバータ310へ供給する。 Capacitor C1 is a DC power supply smoothing the DC voltage supplied via system relays SR1, SR2 from B, and supplies the DC voltage smoothed to bi-directional converter 310.
【0007】 [0007]
双方向コンバータ310は、リアクトル311と、NPNトランジスタ312,313と、ダイオード314,315とを含む。 Directional converter 310 includes a reactor 311, and NPN transistors 312 and 313, and diodes 314 and 315. リアクトル311の一方端は直流電源Bの電源ラインに接続され、他方端はNPNトランジスタ312とNPNトランジスタ313との中間点、すなわち、NPNトランジスタ312のエミッタとNPNトランジスタ313のコレクタとの間に接続される。 One end of the reactor 311 is connected to a power supply line of DC power supply B, the other end to an intermediate point between NPN transistor 312 and the NPN transistor 313, i.e., is connected between the collector of the emitter and the NPN transistor 313 of NPN transistor 312 that. NPNトランジスタ312,313は、電源ラインとアースラインとの間に直列に接続される。 NPN transistors 312 and 313 are connected in series between the power supply line and the earth line. そして、NPNトランジスタ312のコレクタは電源ラインに接続され、NPNトランジスタ313のエミッタはアースラインに接続される。 The collector of the NPN transistor 312 is connected to the power supply line, the emitter of the NPN transistor 313 is connected to the ground line. また、各NPNトランジスタ312,313のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオード314,315が接続されている。 The collector of the NPN transistor 312 and 313 - the emitter, diode 314 and 315 to cause a current to flow from the emitter side to the collector side are connected.
【0008】 [0008]
双方向コンバータ310は、制御装置(図示せず)によってNPNトランジスタ312,313がオン/オフされ、コンデンサC1から供給された直流電圧を昇圧して出力電圧をコンデンサC2に供給する。 Directional converter 310, the controller NPN transistor 312 and 313 are turned on / off by a (not shown), and supplies an output voltage by boosting a DC voltage supplied from capacitor C1 to capacitor C2. また、双方向コンバータ310は、モータ駆動装置300が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、交流モータM1によって発電され、インバータ330によって変換された直流電圧を降圧してコンデンサC1へ供給する。 Further, the bidirectional converter 310 supplies, at the time of regenerative braking of the hybrid vehicle or electric vehicle having motor drive device 300 is mounted, is generated by AC motor M1, steps down the converted DC voltage by inverter 330 to the capacitor C1 .
【0009】 [0009]
コンデンサC2は、双方向コンバータ310から供給された直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ330へ供給する。 Capacitor C2 smoothes the DC voltage supplied from the bidirectional converter 310 supplies the DC voltage smoothed to inverter 330. 電圧センサー320は、コンデンサC2の両側の電圧、すなわち、双方向コンバータ310の出力電圧Vmを検出する。 Voltage sensor 320, both sides of the voltage of the capacitor C2, i.e., detects the output voltage Vm of the bidirectional converter 310.
【0010】 [0010]
インバータ330は、コンデンサC2から直流電圧が供給されると制御装置(図示せず)からの制御に基づいて直流電圧を交流電圧に変換して交流モータM1を駆動する。 Inverter 330 drives AC motor M1 is converted into an AC voltage a DC voltage under the control of the control unit and the DC voltage from capacitor C2 (not shown). これにより、交流モータM1は、トルク指令値によって指定されたトルクを発生するように駆動される。 Thus, AC motor M1 is driven to generate torque specified by a torque command value. また、インバータ330は、モータ駆動装置300が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、交流モータM1が発電した交流電圧を制御装置からの制御に基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサC2を介して双方向コンバータ310へ供給する。 The inverter 330 during regenerative braking of the hybrid vehicle or electric vehicle having motor drive apparatus 300 mounted thereon, into a DC voltage based on the AC voltage generated by AC motor M1 to control from the control unit, and the converted a DC voltage via capacitor C2 to be supplied to the bi-directional converter 310.
【0011】 [0011]
モータ駆動装置300においては、直流電源Bから出力された直流電圧を昇圧して出力電圧Vmをインバータ330へ供給するとき、電圧センサー320が検出した出力電圧Vmが電圧指令Vdccomになるようにフィードバック制御される。 The motor drive device 300, when the supply by boosting the DC voltage output from DC power supply B to output voltage Vm to inverter 330, a feedback control so that output voltage Vm is a voltage sensor 320 detects becomes the voltage command Vdccom It is.
【0012】 [0012]
【特許文献1】 [Patent Document 1]
特開2001−275367号公報【0013】 Japanese Unexamined Patent Publication No. 2001-275367 Publication [0013]
【発明が解決しようとする課題】 [Problems that the Invention is to Solve
しかし、直流電源Bから双方向コンバータ310へ流れるリアクトル電流がリアクトル電流のリプル電流よりも小さい範囲では、双方向コンバータ310のNPNトランジスタ312,313の両方がオフされるデッドタイムの影響により、双方向コンバータ310の出力電圧Vmが急激に上下するという問題がある。 However, the range smaller than the ripple current of the reactor current reactor current flowing from the DC power supply B to the bi-directional converter 310, under the influence of the dead time in which both of the NPN transistors 312 and 313 of the bi-directional converter 310 is turned off, the interactive there is a problem that output voltage Vm of the converter 310 is vertically rapidly.
【0014】 [0014]
すなわち、図16を参照して、双方向コンバータ310が直流電圧を出力電圧Vmに昇圧するとき、制御装置(図示せず)は、双方向コンバータ310に信号PWUを出力する。 That is, referring to FIG. 16, when the bi-directional converter 310 boosts the DC voltage to the output voltage Vm, control device (not shown) outputs a signal PWU to the bi-directional converter 310. 信号PWUは、50%のデューティー比を有する。 Signal PWU has a 50% duty ratio. この場合、双方向コンバータ310のNPNトランジスタ312,313は、それぞれ、信号PWUU,PWUDをゲート端子に受ける。 In this case, NPN transistors 312 and 313 of the bidirectional converter 310, respectively, receives signals PWUU, the PWUD the gate terminal.
【0015】 [0015]
そうすると、領域DT1〜DT4は、信号PWUU,PWUDの両方がL(論理ロー)レベルになる領域であり、デッドタイムと呼ばれる。 Then, regions DT1~DT4 the signal PWUU, both PWUD L is an area to become a (logical low) level, called the dead time. リアクトル電流が正であるとき、直流電流は、直流電源B、リアクトル311、および双方向コンバータ310の上アーム(NPNトランジスタ312)を介してインバータ330の正極母線に流れる。 When the reactor current is positive, direct current, DC power supply B, and through the upper arm of the reactor 311, and the bidirectional converter 310 (NPN transistor 312) flows to the positive bus of the inverter 330. NPNトランジスタ312および313は、デッドタイムDT1の期間、オフされるが、直流電流がダイオード314を介して正極母線に流れるため、デッドタイムDT1の期間、NPNトランジスタ312は、実質的にオンされていることになる。 NPN transistors 312 and 313, the dead time period DT1, but is turned off, to flow in the positive bus DC current through the diode 314, the dead time period DT1, NPN transistor 312 is substantially on It will be. デッドタイムDT2〜DT4についても同様である。 The same applies to the dead time DT2~DT4.
【0016】 [0016]
その結果、NPNトランジスタ312の実質的なオンデューティーDT1は、信号PWUにおけるオンデューティーDTよりも長くなり、NPNトランジスタ312は、信号PWU1に従ってオン/オフされる。 As a result, substantial on-duty DT1 of the NPN transistor 312 is longer than the on-duty DT in the signal PWU, NPN transistor 312 is turned on / off according to signal PWU1.
【0017】 [0017]
また、リアクトル電流が負であるとき、直流電流は、直流電源Bの負極、負極母線、双方向コンバータ310の下アーム(NPNトランジスタ313)、リアクトル311、正極母線および直流電源Bの方向へ流れる。 Further, when the reactor current is negative, direct current, the negative electrode of the DC power supply B, a negative bus, the lower arm (NPN transistor 313) of the bi-directional converter 310, the reactor 311, it flows in the direction of a positive electrode bus line and a DC power supply B. そうすると、上述したように、NPNトランジスタ312,313は、デッドタイムDT1〜DT4を有するので、直流電流は、デッドタイムDT1〜DT4の期間、ダイオード315を流れる。 Then, as described above, NPN transistors 312 and 313, because it has a dead time DT1~DT4, direct current, the dead time period DT1~DT4, through the diode 315.
【0018】 [0018]
その結果、NPNトランジスタ313のオンデューティーDT2は、信号PWUにおけるオンデューティーDTよりも長くなり、NPNトランジスタ313は、信号PWU2に従ってオン/オフされる。 As a result, on-duty DT2 of the NPN transistor 313 is longer than the on-duty DT in the signal PWU, NPN transistor 313 is turned on / off according to signal PWU2.
【0019】 [0019]
さらに、リアクトル電流が零であるとき、NPNトランジスタ312,313のオン/オフに拘わらず、リアクトル電流は流れないので、デッドタイムDT1〜DT4の期間においてもリアクトル電流は流れない。 Furthermore, when the reactor current is zero, regardless of the on / off NPN transistors 312 and 313, since the reactor current does not flow, the reactor current does not flow in the period of dead time DT1~DT4. その結果、NPNトランジスタ312,313の実質的なオンデューティーDT0は、信号PWUにおけるオンデューティーDTと同じであり、NPNトランジスタ312,313は、信号PWU0に従ってオン/オフされる。 As a result, substantial on-duty DT0 of NPN transistors 312 and 313 are the same as on-duty DT in the signal PWU, NPN transistors 312 and 313 are turned on / off according to signal PWU0.
【0020】 [0020]
リアクトル電流ILには、リプル電流Irが重畳されるため、零付近のリアクトル電流ILの時間変化は、たとえば、図17に示すようになる。 The reactor current IL, since the ripple current Ir is superimposed, the time change of the reactor current IL in the vicinity of zero, for example, as shown in FIG. 17. 図17を参照して、リアクトル電流ILは、タイミングt1〜タイミングt5の間、流れるものとする。 Referring to FIG. 17, the reactor current IL during the timing t1~ timing t5, it is assumed that flow. そして、タイミングt1〜タイミングt2の間、およびタイミングt4〜タイミングt5の間、リアクトル電流ILは正であり、タイミングt2〜タイミングt3の間、リアクトル電流ILは零であり、タイミングt3〜タイミングt4の間、リアクトル電流ILは負である。 Then, during the timing t1~ timing t2, and the timing t4~ during the timing t5, the reactor current IL is positive, during the timing t2~ timing t3, the reactor current IL is zero, while the timing t3~ timing t4 , reactor current IL is negative.
【0021】 [0021]
リプル電流Irのリアクトル電流ILへの影響は、リアクトル電流ILが零に近づいたときに顕著になり、上述したように、リアクトル電流ILが正または負の場合、NPNトランジスタ312またはNPNトランジスタ313の実質的なオンデューティーDT1またはDT2は、NPNトランジスタ312,313のデッドタイムDT1〜DT4の影響により長くなるので、デッドタイムDT1〜DT4の期間に流れるリプル電流による出力電圧Vmの変動が大きくなる。 Effect of the reactor current IL of the ripple current Ir becomes remarkable when the reactor current IL is close to zero, as described above, when the reactor current IL is positive or negative, real NPN transistor 312 or the NPN transistor 313 , on-duty DT1 or DT2, since longer by the influence of the dead time DT1~DT4 of NPN transistors 312 and 313, fluctuations in the output voltage Vm according to the ripple current flowing in the dead time period DT1~DT4 increases. その結果、図18に示すように、双方向コンバータ310の出力電圧Vmは、タイミングt6〜タイミングt7の間、電圧指令Vdccomを中心として急激に上下する。 As a result, as shown in FIG. 18, the output voltage Vm of the bidirectional converter 310, during the timing t6~ timing t7, rapidly up and down around a voltage command Vdccom.
【0022】 [0022]
そうすると、双方向コンバータ310の出力電圧Vmを電圧指令Vdccomに保持できない。 Then, not to hold the output voltage Vm of the bidirectional converter 310 to the voltage command Vdccom.
【0023】 [0023]
このように、リアクトル電流が零に近づくと、NPNトランジスタのデッドタイムおよびリプル電流の影響により、直流電源からの直流電圧を昇圧した出力電圧が電圧指令を中心として急激に上下するという問題が生じる。 Thus, when the inductor current approaches zero, the influence of the dead time and ripple current of the NPN transistor, a problem arises that sharp up and down about the output voltage command voltage obtained by boosting the DC voltage from the DC power source.
【0024】 [0024]
そこで、この発明は、かかる問題を解決するためになされたものであり、その目的は、トランジスタのデッドタイムの影響を低減して直流電圧を出力電圧に変換する電圧変換装置を提供することである。 Accordingly, the present invention has been made to solve such problems, and its object is to provide a voltage converter for converting the output voltage of the DC voltage by reducing the influence of dead time of the transistor .
【0025】 [0025]
また、この発明の別の目的は、トランジスタのデッドタイムの影響を低減して直流電圧を出力電圧に変換する電圧変換方法を提供することである。 Another object of the present invention is to provide a voltage conversion method for converting the output voltage of the DC voltage by reducing the influence of dead time of the transistor.
【0026】 [0026]
さらに、この発明の別の目的は、トランジスタのデッドタイムの影響を低減して直流電圧を出力電圧に変換する電圧変換の制御をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読取り可能な記録媒体を提供することである。 Furthermore, another object is a computer readable recording medium recording a program for by reducing the influence of dead time causes the computer to execute control of voltage conversion for converting a DC voltage to the output voltage of the transistor of the present invention it is to provide.
【0027】 [0027]
【課題を解決するための手段および発明の効果】 [Effect of the unit and the invention for solving the problems]
この発明による電圧変換装置は、出力電圧が指令電圧になるように直流電源からの直流電圧を出力電圧に変換する電圧変換装置であって、電圧変換器と、検出手段と、制御手段とを備える。 The present invention voltage conversion device according to provides a voltage converter for converting a DC voltage from the DC to the output voltage is command voltage power supply output voltage comprises a voltage converter, a detection means, and control means . 電圧変換器は、スイッチング素子を含み、直流電圧の電圧レベルを変えて出力電圧を出力する。 Voltage converter comprises a switching element, and outputs an output voltage by changing the voltage level of the DC voltage. 検出手段は、直流電源から電圧変換器へ流れるリアクトル電流を検出する。 Detecting means detects the reactor current flowing from the DC power supply to the voltage converter. 制御手段は、検出手段により検出されたリアクトル電流をリアクトル電流のリプル電流と比較し、その比較結果に応じて、電圧変換器に含まれるスイッチング素子をオン/オフするキャリア周波数を変更して電圧変換器を制御する。 Control means, the reactor current detected by the detecting means as compared to the ripple current of the reactor current, according to the comparison result, the voltage converter by changing the carrier frequency for turning on / off the switching element included in the voltage converter to control the vessel.
【0028】 [0028]
好ましくは、制御手段は、リアクトル電流の絶対値がリプル電流の絶対値以下であるとき、キャリア周波数を低下して電圧変換器を制御する。 Preferably, the control means, when the absolute value of the reactor current is below the absolute value of the ripple current, controls the voltage converter to reduce the carrier frequency.
【0029】 [0029]
好ましくは、制御手段は、さらに、スイッチング素子のデューティー比を一定に保持して電圧変換器を制御する。 Preferably, the control means further controls the voltage converter holds the duty ratio of the switching element constant.
【0030】 [0030]
好ましくは、制御手段は、リアクトル電流の絶対値がリプル電流の絶対値よりも大きいとき、キャリア周波数を最適キャリア周波数に設定して電圧変換器を制御する。 Preferably, the control means, the absolute value of the reactor current is greater than the absolute value of the ripple current, controls the voltage converter by setting the carrier frequency to the optimum carrier frequency.
【0031】 [0031]
好ましくは、電圧変換装置は、第1および第2の電圧センサーをさらに備える。 Preferably, the voltage conversion device further includes a first and second voltage sensors. 第1の電圧センサーは、直流電源からの直流電圧を検出する。 The first voltage sensor detects a DC voltage from the DC power source. 第2の電圧センサーは、電圧変換器の出力電圧を検出する。 The second voltage sensor detects the output voltage of the voltage converter. そして、制御手段は、検出された直流電圧および出力電圧を用いてリプル電流を演算し、リアクトル電流を演算したリプル電流と比較する。 Then, the control means calculates the ripple current based on the detected DC voltage and the output voltage is compared with the ripple current in calculating the reactor current.
【0032】 [0032]
好ましくは、電圧変換器は、上アームおよび下アーム用の2つのスイッチング素子を含む。 Preferably, the voltage converter comprises two switching elements for the upper and lower arms. 制御手段は、検出された直流電圧、出力電圧、上アーム用のスイッチング素子のオン時間、下アーム用のスイッチング素子のオン時間、および2つのスイッチング素子のオン/オフを制御する信号のキャリア周期に基づいてリプル電流を演算する。 Control means, the detected DC voltage, output voltage, ON time of the switching elements of the upper arm, the carrier period of the signal for controlling the ON / OFF ON time of the switching elements of the lower arm, and two switching elements based calculates the ripple current.
【0033】 [0033]
また、この発明によれば、出力電圧が指令電圧になるように直流電源からの直流電圧を出力電圧に変換する電圧変換の制御をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体は、直流電源から電圧変換を行う電圧変換器へ流れるリアクトル電流を検出する第1のステップと、検出されたリアクトル電流をリアクトル電流のリプル電流と比較する第2のステップと、比較結果に応じて、電圧変換器に含まれるスイッチング素子をオン/オフするキャリア周波数を変更して電圧変換器を制御する第3のステップとをコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体である。 Further, according to the present invention, computer-readable recording medium a program for implementing the control of the voltage converter for converting the computer into a DC voltage output voltage from the DC power source so that the output voltage is command voltage It includes a first step of detecting the reactor current flowing into the voltage converter performing voltage conversion from a DC power source, a second step of comparing the ripple current of the detected reactor current reactor current, in accordance with the comparison result is the computer-readable recording medium storing a program for executing the third step by changing the carrier frequency on / off switching elements for controlling the voltage converter to a computer included in the voltage converter .
【0034】 [0034]
好ましくは、第3のステップは、リアクトル電流の絶対値がリプル電流の絶対値以下であるとき、キャリア周波数を低下して電圧変換器を制御する。 Preferably, the third step, when the absolute value of the reactor current is below the absolute value of the ripple current, controls the voltage converter to reduce the carrier frequency.
【0035】 [0035]
好ましくは、第3のステップは、さらに、リアクトル電流の絶対値がリプル電流の絶対値よりも大きいとき、キャリア周波数を最適キャリア周波数に設定して電圧変換器を制御する。 Preferably, the third step further, the absolute value of the reactor current is greater than the absolute value of the ripple current, controls the voltage converter by setting the carrier frequency to the optimum carrier frequency.
【0036】 [0036]
好ましくは、プログラムは、直流電源からの直流電圧と出力電圧とを検出する第4のステップと、検出された直流電圧および出力電圧を用いてリプル電流を演算する第5のステップとをさらにコンピュータに実行させる。 Preferably, the program includes a fourth step of detecting a DC voltage and the output voltage from the DC power supply, the further computer and the fifth step of calculating the ripple current based on the detected DC voltage and the output voltage to be executed.
【0037】 [0037]
さらに、この発明によれば、電圧変換方法は、出力電圧が指令電圧になるように直流電源からの直流電圧を出力電圧に変換する電圧変換方法であって、直流電源から電圧変換を行う電圧変換器へ流れるリアクトル電流を検出する第1のステップと、検出されたリアクトル電流をリアクトル電流のリプル電流と比較する第2のステップと、比較結果に応じて、電圧変換器に含まれるスイッチング素子をオン/オフするキャリア周波数を変更して電圧変換器を制御する第3のステップとを含む。 Further, according to the present invention, the voltage conversion method, a voltage conversion method for converting a DC voltage from the DC power source so that the output voltage becomes the command voltage to the output voltage, the voltage converter performing voltage conversion from a DC power source on a first step of detecting the reactor current flowing to the vessel, and a second step of comparing the ripple current of the detected reactor current of the reactor current, according to the comparison result, the switching element included in the voltage converter / change the off carrier frequency and a third step of controlling the voltage converter.
【0038】 [0038]
好ましくは、第3のステップは、リアクトル電流の絶対値がリプル電流の絶対値以下であるとき、キャリア周波数を低下して電圧変換器を制御する。 Preferably, the third step, when the absolute value of the reactor current is below the absolute value of the ripple current, controls the voltage converter to reduce the carrier frequency.
【0039】 [0039]
好ましくは、第3のステップは、さらに、リアクトル電流の絶対値がリプル電流の絶対値よりも大きいとき、キャリア周波数を最適キャリア周波数に設定して電圧変換器を制御する。 Preferably, the third step further, the absolute value of the reactor current is greater than the absolute value of the ripple current, controls the voltage converter by setting the carrier frequency to the optimum carrier frequency.
【0040】 [0040]
好ましくは、電圧変換方法は、直流電源からの直流電圧と出力電圧とを検出する第4のステップと、検出された直流電圧および出力電圧を用いてリプル電流を演算する第5のステップとをさらに含む。 Preferably, the voltage conversion method, and a fourth step of detecting a DC voltage and the output voltage from the DC power source, and a fifth step of calculating the ripple current based on the detected DC voltage and the output voltage further including.
【0041】 [0041]
この発明においては、直流電源から電圧変換器へ流れるリアクトル電流の絶対値がリプル電流の絶対値と比較され、リアクトル電流の絶対値がリプル電流の絶対値以下であるとき、電圧変換器に含まれるスイッチング素子をオン/オフするキャリア周波数が低下され、その低下されたキャリア周波数によりスイッチング素子がオン/オフされる。 In the present invention, the absolute value of the reactor current flowing from the DC power supply to the voltage converter is compared with the absolute value of the ripple current, when the absolute value of the reactor current is below the absolute value of the ripple current is included in the voltage converter is lowered carrier frequency for turning on / off the switching element, the switching element is turned on / off by lower carriers frequency thereof.
【0042】 [0042]
したがって、この発明によれば、スイッチング素子のデッドタイムによる影響を低減できる。 Therefore, according to the present invention, it is possible to reduce the influence of the dead time of the switching element.
【0043】 [0043]
【発明の実施の形態】 DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION
本発明の実施の形態について図面を参照しながら詳細に説明する。 It will be described in detail with reference to the drawings, embodiments of the present invention. なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰返さない。 Incidentally, the description thereof will not be repeated like reference numerals denote the same or corresponding portions in the drawings.
【0044】 [0044]
図1を参照して、この発明の実施の形態による電圧変換装置を備えたモータ駆動装置100は、直流電源Bと、電圧センサー10,13と、電流センサー11,24と、システムリレーSR1,SR2と、コンデンサC1,C2と、昇圧コンバータ12と、インバータ14と、制御装置30とを備える。 1, a motor drive apparatus 100 having a voltage conversion device according to the embodiment of the present invention includes a DC power supply B, voltage sensors 10 and 13, a current sensor 11 and 24, system relays SR1, SR2 When provided with capacitors C1, C2, a boost converter 12, an inverter 14, and a control device 30.
【0045】 [0045]
交流モータM1は、ハイブリッド自動車または電気自動車の駆動輪を駆動するためのトルクを発生するための駆動モータである。 AC motor M1 is a drive motor for generating torque for driving drive wheels of a hybrid vehicle or an electric vehicle. あるいは、このモータはエンジンにて駆動される発電機の機能を持つように、そして、エンジンに対して電動機として動作し、たとえば、エンジン始動を行ない得るようなものとしてハイブリッド自動車に組み込まれるようにしてもよい。 Alternatively, as the motor has a function of a generator driven by an engine, and operate as a motor for the engine, for example, so as to be incorporated in the hybrid vehicle as such may starting the engine it may be.
【0046】 [0046]
昇圧コンバータ12は、リアクトルL1と、NPNトランジスタQ1,Q2と、ダイオードD1,D2とを含む。 Boost converter 12 includes a reactor L1, NPN transistors Q1, Q2, and diodes D1, D2. リアクトルL1の一方端は直流電源Bの電源ラインに接続され、他方端はNPNトランジスタQ1とNPNトランジスタQ2との中間点、すなわち、NPNトランジスタQ1のエミッタとNPNトランジスタQ2のコレクタとの間に接続される。 Reactor L1 has one end connected to a power supply line of DC power supply B, the other end to an intermediate point between NPN transistor Q1 and NPN transistor Q2, namely, connected between the collector of the emitter and the NPN transistor Q2 of the NPN transistor Q1 that. NPNトランジスタQ1,Q2は、電源ラインとアースラインとの間に直列に接続される。 NPN transistors Q1, Q2 are connected in series between the power supply line and the earth line. そして、NPNトランジスタQ1のコレクタは電源ラインに接続され、NPNトランジスタQ2のエミッタはアースラインに接続される。 The collector of the NPN transistor Q1 is connected to the power supply line, the emitter of the NPN transistor Q2 is connected to the ground line. また、各NPNトランジスタQ1,Q2のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードD1,D2が接続されている。 The collector of the NPN transistors Q1, Q2 - the emitter, the diode D1, D2 for passing current from the emitter side to the collector side are connected.
【0047】 [0047]
インバータ14は、U相アーム15と、V相アーム16と、W相アーム17とから成る。 Inverter 14 is formed of a U phase arm 15, a V-phase arm 16, W-phase arm 17. U相アーム15、V相アーム16、およびW相アーム17は、電源ラインとアースラインとの間に並列に設けられる。 U-phase arm 15, V-phase arm 16 and W phase arm 17 are provided in parallel between the power supply line and the earth line.
【0048】 [0048]
U相アーム15は、直列接続されたNPNトランジスタQ3,Q4から成り、V相アーム16は、直列接続されたNPNトランジスタQ5,Q6から成り、W相アーム17は、直列接続されたNPNトランジスタQ7,Q8から成る。 U-phase arm 15 consists of NPN transistors Q3, Q4 connected in series, V phase arm 16 consists of NPN transistors Q5, Q6 connected in series, W-phase arm 17, NPN transistor Q7 connected in series, consisting of Q8. また、各NPNトランジスタQ3〜Q8のコレクタ−エミッタ間には、エミッタ側からコレクタ側へ電流を流すダイオードD3〜D8がそれぞれ接続されている。 Further, the respective collectors NPN transistor Q 3 -Q 8 - the emitter, diode D3~D8 conducting current from the emitter side to the collector side are connected, respectively.
【0049】 [0049]
各相アームの中間点は、交流モータM1の各相コイルの各相端に接続されている。 Intermediate point of each phase arm is connected to each phase end of each phase coil of AC motor M1. すなわち、交流モータM1は、3相の永久磁石モータであり、U,V,W相の3つのコイルの一端が中点に共通接続されて構成され、U相コイルの他端がNPNトランジスタQ3,Q4の中間点に、V相コイルの他端がNPNトランジスタQ5,Q6の中間点に、W相コイルの他端がNPNトランジスタQ7,Q8の中間点にそれぞれ接続されている。 Specifically, AC motor M1 is a three-phase permanent magnet motor, U, V, one of the three coils of the W-phase is configured connected in common to a neutral point, U phase the other end of the coil NPN transistors Q3, the midpoint of Q4, the other end of V-phase coil is connected to an intermediate point between NPN transistors Q5, Q6, and the other end of the W phase coil is connected to an intermediate point between NPN transistors Q7, Q8.
【0050】 [0050]
直流電源Bは、ニッケル水素またはリチウムイオン等の二次電池から成る。 DC power supply B is formed of a secondary battery such as a nickel hydride or lithium ion. 電圧センサー10は、直流電源Bから出力される直流電圧Vbを検出し、その検出した直流電圧Vbを制御装置30へ出力する。 Voltage sensor 10 detects DC voltage Vb output from DC power supply B, and outputs the detected DC voltage Vb to control device 30. システムリレーSR1,SR2は、制御装置30からの信号SEによりオン/オフされる。 System relays SR1, SR2 are turned on / off by a signal SE from control device 30. より具体的には、システムリレーSR1,SR2は、制御装置30からのH(論理ハイ)レベルの信号SEによりオンされ、制御装置30からのLレベルの信号SEによりオフされる。 More specifically, system relays SR1, SR2 are turned on by H (logic high) level signal SE from control device 30, it is turned off by the L level signal SE from control device 30.
【0051】 [0051]
コンデンサC1は、直流電源Bから供給された直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧を昇圧コンバータ12へ供給する。 Capacitor C1 smoothes the DC voltage supplied from DC power supply B, and supplies the DC voltage smoothed to boost converter 12. 電流センサー11は、昇圧コンバータ12のリアクトルL1に流れるリアクトル電流ILを検出し、その検出したリアクトル電流ILを制御装置30へ出力する。 Current sensor 11 detects reactor current IL flowing through the reactor L1 of the boost converter 12, and outputs the detected reactor current IL to control device 30.
【0052】 [0052]
昇圧コンバータ12は、コンデンサC1から供給された直流電圧を昇圧してコンデンサC2へ供給する。 Boost converter 12, supplied to the capacitor C2 boosts the DC voltage supplied from capacitor C1. より具体的には、昇圧コンバータ12は、制御装置30から信号PWUを受けると、信号PWUによってNPNトランジスタQ2がオンされた期間に応じて直流電圧を昇圧してコンデンサC2に供給する。 More specifically, boost converter 12 receives a signal PWU from control apparatus 30, and supplies to the capacitor C2 boosts the DC voltage in accordance with the period during which NPN transistor Q2 is turned on by signal PWU.
【0053】 [0053]
また、昇圧コンバータ12は、制御装置30から信号PWDを受けると、コンデンサC2を介してインバータ14から供給された直流電圧を降圧して直流電源Bを充電する。 Further, boost converter 12 receives a signal PWD from control device 30 to charge DC power source B by lowering the DC voltage supplied from inverter 14 via capacitor C2. ただし、昇圧コンバータ12を昇圧機能のみを行なうような回路構成に適用してもよいことは言うまでもない。 However, it is needless to say that may be applied to boost converter 12 in the circuit configuration is performed only step-up function.
【0054】 [0054]
コンデンサC2は、昇圧コンバータ12からの直流電圧を平滑化し、その平滑化した直流電圧をインバータ14へ供給する。 Capacitor C2 smoothes the DC voltage from boost converter 12, and supplies the DC voltage smoothed to inverter 14. 電圧センサー13は、コンデンサC2の両端の電圧、すなわち、昇圧コンバータ12の出力電圧Vm(インバータ14への入力電圧に相当する。以下同じ。)を検出し、その検出した出力電圧Vmを制御装置30へ出力する。 Voltage sensor 13 detects the voltage across capacitor C2, namely output voltage Vm of boost converter 12 (corresponding to the input voltage to the inverter 14. Hereinafter the same.) To detect, control the output voltage Vm that the detected 30 to output to.
【0055】 [0055]
インバータ14は、コンデンサC2から直流電圧が供給されると制御装置30からの信号PWMIに基づいて直流電圧を交流電圧に変換して交流モータM1を駆動する。 Inverter 14 drives AC motor M1 to convert the DC voltage into an AC voltage based on signal PWMI from control device 30 and the DC voltage from capacitor C2. これにより、交流モータM1は、トルク指令値TRによって指定されたトルクを発生するように駆動される。 Thus, AC motor M1 is driven to generate torque specified by a torque command value TR. また、インバータ14は、モータ駆動装置100が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、交流モータM1が発電した交流電圧を制御装置30からの信号PWMCに基づいて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサC2を介して昇圧コンバータ12へ供給する。 Further, inverter 14 during regenerative braking of the hybrid vehicle or electric vehicle having motor drive apparatus 100 mounted thereon, into a DC voltage based on the AC voltage generated by AC motor M1 to a signal PWMC from control device 30, the supplied to boost converter 12 converts DC voltage via capacitor C2. なお、ここで言う回生制動とは、ハイブリッド自動車または電気自動車を運転するドライバーによるフットブレーキ操作があった場合の回生発電を伴う制動や、フットブレーキを操作しないものの、走行中にアクセルペダルをオフすることで回生発電をさせながら車両を減速(または加速の中止)させることを含む。 Here, the regenerative braking referred includes braking with regeneration through a foot brake operation by a driver of the hybrid vehicle or electric vehicle, while not operating the foot brake, releasing the accelerator pedal during running comprising decelerating the vehicle with regeneration (or stop of acceleration) by.
【0056】 [0056]
電流センサー24は、交流モータM1に流れるモータ電流MCRTを検出し、その検出したモータ電流MCRTを制御装置30へ出力する。 Current sensor 24 detects motor current MCRT flowing through AC motor M1, and outputs the detected motor current MCRT to control device 30.
【0057】 [0057]
制御装置30は、外部に設けられたECU(Electrical Control Unit)から入力されたトルク指令値TRおよびモータ回転数MRN、電圧センサー10からの直流電圧Vb、電圧センサー13からの出力電圧Vm、および電流センサー24からのモータ電流MCRTに基づいて、後述する方法により昇圧コンバータ12を駆動するための信号PWUとインバータ14を駆動するための信号PWMIとを生成し、その生成した信号PWUおよび信号PWMIをそれぞれ昇圧コンバータ12およびインバータ14へ出力する。 Controller 30 receives a torque command value is input from an external ECU (Electrical Control Unit) TR and motor revolution number MRN, the output voltage Vm from the DC voltage Vb, voltage sensor 13 from voltage sensor 10, and current motor current MCRT from the sensor 24, and generates a signal PWMI for driving the signal PWU and inverter 14 for driving boost converter 12 by a method to be described later, the generated signal PWU and signal PWMI respectively and outputs to boost converter 12 and inverter 14.
【0058】 [0058]
信号PWUは、昇圧コンバータ12がコンデンサC1からの直流電圧を出力電圧Vmに変換する場合に昇圧コンバータ12を駆動するための信号である。 Signal PWU is up converter 12 is a signal for driving boost converter 12 to convert the DC voltage from capacitor C1 into output voltage Vm. そして、制御装置30は、昇圧コンバータ12が直流電圧Vbを出力電圧Vmに変換する場合に、出力電圧Vmをフィードバック制御し、出力電圧Vmが指令された電圧指令Vdccomになるように昇圧コンバータ12を駆動するための信号PWUを生成する。 Then, the control device 30, when the boost converter 12 converts the output voltage Vm to DC voltage Vb, feedback control of the output voltage Vm, the voltage step-up converter 12 so that the voltage command Vdccom to output voltage Vm is commanded generating a signal PWU for driving. 信号PWUの生成方法については後述する。 It will be described later method of generating signals PWU.
【0059】 [0059]
また、制御装置30は、昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1,Q2をオン/オフするためのキャリア周波数の調整を行なう。 Further, the control unit 30 adjusts the carrier frequency for turning on / off NPN transistors Q1, Q2 of boost converter 12. キャリア周波数の調整方法については、後述する。 For information on how to adjust the carrier frequency will be described later.
【0060】 [0060]
さらに、制御装置30は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号を外部のECUから受けると、交流モータM1で発電された交流電圧を直流電圧に変換するための信号PWMCを生成してインバータ14へ出力する。 Further, control device 30 receives a signal indicating that the hybrid or electric vehicle has entered a regenerative braking mode from an external ECU, the signal for converting the AC voltage generated by AC motor M1 into DC voltage PWMC and generates and outputs to inverter 14. この場合、インバータ14のNPNトランジスタQ3〜Q8は信号PWMCによってスイッチング制御される。 In this case, NPN transistor Q3~Q8 of inverter 14 are switching-controlled by the signal PWMC. これにより、インバータ14は、交流モータM1で発電された交流電圧を直流電圧に変換して昇圧コンバータ12へ供給する。 Accordingly, the inverter 14 supplies converts the power AC voltage in AC motor M1 into a DC voltage to boost converter 12.
【0061】 [0061]
さらに、制御装置30は、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号を外部のECUから受けると、インバータ14から供給された直流電圧を降圧するための信号PWDを生成し、その生成した信号PWDを昇圧コンバータ12へ出力する。 Further, control device 30 receives a signal indicating that the hybrid or electric vehicle has entered a regenerative braking mode from an external ECU, generates signal PWD for stepping down the DC voltage supplied from inverter 14, and it outputs the generated signal PWD to boost converter 12. これにより、交流モータM1が発電した交流電圧は、直流電圧に変換され、降圧されて直流電源Bに供給される。 Thus, the AC voltage generated by AC motor M1 is converted into a DC voltage, supplied to the DC power supply B is a step-down.
【0062】 [0062]
さらに、制御装置30は、システムリレーSR1,SR2をオン/オフするための信号SEを生成してシステムリレーSR1,SR2へ出力する。 Furthermore, the controller 30 outputs to system relays SR1, SR2 generates signal SE for turning on / off system relays SR1, SR2.
【0063】 [0063]
図2は、制御装置30の機能ブロック図である。 Figure 2 is a functional block diagram of the control device 30. 図2を参照して、制御装置30は、モータトルク制御手段301と、電圧変換制御手段302とを含む。 2, control device 30 includes a motor torque control means 301, and a voltage conversion control means 302. モータトルク制御手段301は、トルク指令値TR(車両におけるアクセルペダルの踏み込み度合い、ハイブリッド車両においてはエンジンの動作状態をも考慮しながらモータに与えるべきトルク指令を演算して得られている)、直流電源Bから出力された直流電圧Vb、モータ電流MCRT、モータ回転数MRNおよび昇圧コンバータ12の出力電圧Vmに基づいて、交流モータM1の駆動時、後述する方法により昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1,Q2をオン/オフするための信号PWUと、インバータ14のNPNトランジスタQ3〜Q8をオン/オフするための信号PWMIとを生成し、その生成した信号PWUおよび信号PWMIをそれぞれ昇圧コンバータ12およびインバータ14へ出力する。 Motor torque control means 301, torque command value TR (depression degree of an accelerator pedal in a vehicle, in the hybrid vehicle is obtained by calculating a torque command to be given to the motor while considering the operation state of the engine), DC DC voltage Vb from the power supply B is output, the motor current MCRT, based on the output voltage Vm of the motor rotation number MRN and boost converter 12, during driving of AC motor M1, NPN transistor Q1 of voltage step-up converter 12 by a method described later, Q2 and a signal PWU for turning on / off, and generates a signal PWMI for turning on / off NPN transistors Q3~Q8 the inverter 14, the generated signal PWU and signal PWMI to the respective boost converter 12 and inverter 14 Output.
【0064】 [0064]
また、モータトルク制御手段301は、直流電圧Vb、出力電圧Vmを用いて後述する方法によりリプル電流Irを演算する。 The motor torque control means 301 calculates the ripple current Ir by a method described later with reference DC voltage Vb, output voltage Vm. そして、モータトルク制御手段301は、電流センサー11から受けたリアクトル電流ILの絶対値がリプル電流Irの絶対値よりも小さいか否かを判定する。 Then, the motor torque control means 301 determines whether the absolute value of the reactor current IL received from current sensor 11 is smaller than the absolute value of the ripple current Ir. モータトルク制御手段301は、リアクトル電流ILの絶対値がリプル電流Irの絶対値よりも大きいとき、NPNトランジスタQ1,Q2をオン/オフする信号PWUのキャリア周波数fcを最適キャリア周波数fcoptに設定し、リアクトル電流ILの絶対値がリプル電流Irの絶対値以下のとき(ただし、IL=0を除く)、後述する方法によって、信号PWUのキャリア周波数fcを最適キャリア周波数fcoptよりも低いキャリア周波数fcdecに設定する。 Motor torque control means 301, when the absolute value of the reactor current IL is larger than the absolute value of the ripple current Ir, to set the carrier frequency fc of the signal PWU for turning on / off NPN transistors Q1, Q2 to the optimum carrier frequency Fcopt, when the absolute value of the reactor current IL is less than the absolute value of the ripple current Ir (excluding IL = 0) setting, by the method described below, the carrier frequency fc of the signal PWU to a lower carrier frequency fcdec than the optimum carrier frequency fcopt to.
【0065】 [0065]
電圧変換制御手段302は、回生制動時、ハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードに入ったことを示す信号RGEを外部のECUから受けると、交流モータM1が発電した交流電圧を直流電圧に変換するための信号PWMCを生成してインバータ14へ出力する。 Voltage conversion control means 302, during regenerative braking, the hybrid vehicle or the electric vehicle receives a signal RGE indicating that it has entered the regenerative braking mode from an external ECU, converting an AC voltage generated by AC motor M1 into a DC voltage It generates signal PWMC for outputting to the inverter 14.
【0066】 [0066]
また、電圧変換制御手段302は、回生制動時、信号RGEを外部のECUから受けると、インバータ14から供給された直流電圧を降圧するための信号PWDを生成して昇圧コンバータ12へ出力する。 Further, the voltage conversion control means 302, during regenerative braking, when receiving the signal RGE from external ECU, and generates a signal PWD for stepping down the DC voltage supplied from inverter 14 and outputs to boost converter 12. このように、昇圧コンバータ12は、直流電圧を降圧するための信号PWDにより直流電圧を降下させることもできるので、双方向コンバータの機能を有するものである。 Thus, boost converter 12, so it is also possible to lower the DC voltage by the signal PWD for stepping down the DC voltage, and has a function of a bidirectional converter.
【0067】 [0067]
図3は、モータトルク制御手段301の機能ブロック図である。 Figure 3 is a functional block diagram of motor torque control means 301. 図3を参照して、モータトルク制御手段301は、モータ制御用相電圧演算部40と、インバータ用PWM信号変換部42と、インバータ入力電圧指令演算部50と、フィードバック電圧指令演算部52と、デューティー比変換部54と、周波数調整部56とを含む。 Referring to FIG. 3, motor torque control means 301 includes a motor control phase voltage calculation unit 40, an inverter PWM signal conversion unit 42, an inverter input voltage command calculation unit 50, a feedback voltage command calculation unit 52, and duty ratio conversion unit 54, and a frequency adjuster 56.
【0068】 [0068]
モータ制御用相電圧演算部40は、昇圧コンバータ12の出力電圧Vm、すなわち、インバータ14への入力電圧を電圧センサー13から受け、交流モータM1の各相に流れるモータ電流MCRTを電流センサー24から受け、トルク指令値TRを外部ECUから受ける。 Motor control phase voltage calculation unit 40 receives output voltage Vm of boost converter 12, i.e., receives an input voltage to the inverter 14 from voltage sensor 13, receives from current sensor 24 motor current MCRT flowing through each phase of AC motor M1 receives torque command value TR from the external ECU. そして、モータ制御用相電圧演算部40は、これらの入力される信号に基づいて、交流モータM1の各相のコイルに印加する電圧を計算し、その計算した結果をインバータ用PWM信号変換部42へ供給する。 Then, motor control phase voltage calculation unit 40, based on these input signals, calculates the voltage to be applied to each phase coil of AC motor M1, the calculation result a PWM inverter signal conversion unit 42 supplied to.
【0069】 [0069]
インバータ用PWM信号変換部42は、モータ制御用相電圧演算部40から受けた計算結果に基づいて、実際にインバータ14の各NPNトランジスタQ3〜Q8をオン/オフする信号PWMIを生成し、その生成した信号PWMIをインバータ14の各NPNトランジスタQ3〜Q8へ出力する。 PWM signal conversion unit 42 for the inverter, based on the calculation result received from motor control phase voltage calculation unit 40 actually generates signal PWMI to turn on / off each NPN transistor Q3~Q8 the inverter 14, the product and outputs the signal PWMI to each NPN transistor Q3~Q8 the inverter 14.
【0070】 [0070]
これにより、各NPNトランジスタQ3〜Q8は、スイッチング制御され、交流モータM1が指令されたトルクを出すように交流モータM1の各相に流す電流を制御する。 Thus, each NPN transistor Q3~Q8 is switching control to control the current flow to each phase of AC motor M1 to issue a torque AC motor M1 is instructed. このようにして、モータ駆動電流が制御され、トルク指令値TRに応じたモータトルクが出力される。 In this way, the motor drive current is controlled and the motor torque corresponding to torque command value TR is output.
【0071】 [0071]
一方、インバータ入力電圧指令演算部50は、トルク指令値TRおよびモータ回転数MRNに基づいてインバータ入力電圧の最適値(目標値)、すなわち、電圧指令Vdccomを演算し、その演算した電圧指令Vdccomをフィードバック電圧指令演算部52へ出力する。 On the other hand, inverter input voltage command calculation unit 50, the optimum value of inverter input voltage based on torque command value TR and motor revolution number MRN (target value), i.e., calculates a voltage command Vdccom, the calculated voltage command Vdccom output to feedback voltage command calculation unit 52.
【0072】 [0072]
フィードバック電圧指令演算部52は、電圧センサー13からの昇圧コンバータ12の出力電圧Vmと、インバータ入力電圧指令演算部50からの電圧指令Vdccomとに基づいて、フィードバック電圧指令Vdccom_fbを演算し、その演算したフィードバック電圧指令Vdccom_fbをデューティー比変換部54へ出力する。 Feedback voltage command calculation unit 52, based on the output voltage Vm of boost converter 12 from voltage sensor 13, the voltage command Vdccom from inverter input voltage command calculation unit 50 calculates a feedback voltage command Vdccom_fb, and the calculated and it outputs a feedback voltage instruction Vdccom_fb to duty ratio conversion unit 54.
【0073】 [0073]
デューティー比変換部54は、電圧センサー10からのバッテリ電圧Vbと、電圧センサー13からの出力電圧Vmと、フィードバック電圧指令演算部52からのフィードバック電圧指令Vdccom_fbとに基づいて、電圧センサー13からの出力電圧Vmを、フィードバック電圧指令演算部52からのフィードバック電圧指令Vdccom_fbに設定するためのデューティー比DRを演算し、その演算したデューティー比DRを周波数調整部56へ出力する。 Duty ratio conversion unit 54 on the basis and the battery voltage Vb from voltage sensor 10, output voltage Vm from voltage sensor 13, a feedback voltage instruction Vdccom_fb from feedback voltage instruction calculation unit 52, an output from voltage sensor 13 the voltage Vm, calculates the duty ratio DR for setting the feedback voltage command Vdccom_fb from feedback voltage instruction calculation unit 52, and outputs the calculated duty ratio DR to the frequency adjusting unit 56. そして、デューティー比変換部54は、演算したデューティー比DRと、周波数調整部56からのキャリア周波数fcとに基づいて昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1,Q2をオン/オフするための信号PWUを生成し、その生成した信号PWUを昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1,Q2へ出力する。 Then, duty ratio conversion unit 54 generates the duty ratio DR that is calculated, the signal PWU for turning on / off NPN transistors Q1, Q2 of boost converter 12 based on the carrier frequency fc from the frequency adjusting unit 56 , and it outputs the generated signal PWU to NPN transistors Q1, Q2 of boost converter 12.
【0074】 [0074]
なお、昇圧コンバータ12の下側のNPNトランジスタQ2のオンデューティーを大きくすることによりリアクトルL1における電力蓄積が大きくなるため、より高電圧の出力を得ることができる。 Since the power storage increases in reactor L1 by increasing on-duty of the lower NPN transistor Q2 of boost converter 12, it is possible to obtain a higher voltage output. 一方、上側のNPNトランジスタQ1のオンデューティーを大きくすることにより電源ラインの電圧が下がる。 On the other hand, the voltage of the power source line is lowered by increasing the on-duty of the upper NPN transistor Q1. そこで、NPNトランジスタQ1,Q2のデューティー比を制御することで、電源ラインの電圧を直流電源Bの出力電圧以上の任意の電圧に制御可能である。 Therefore, by controlling the duty ratio of NPN transistors Q1, Q2, can control the voltage of the power line to an arbitrary voltage of the output voltage over the DC power supply B.
【0075】 [0075]
周波数調整部56は、電圧センサー10からの直流電圧Vbおよび電圧センサー13からの出力電圧Vmとを用いて、後述する方法によってリプル電流Irを演算し、電流センサー11から受けたリアクトル電流ILを、演算したリプル電流Irと比較する。 Frequency adjusting unit 56, by using the output voltage Vm from the DC voltage Vb and the voltage sensor 13 from voltage sensor 10, calculates the ripple current Ir by a method described later, the reactor current IL received from current sensor 11, comparing the computed ripple current Ir. そして、周波数調整部56は、リアクトル電流ILの絶対値がリプル電流Irの絶対値よりも大きいとき、キャリア周波数fcを各リアクトル電流ILに対応する最適キャリア周波数fcoptに設定し、リアクトル電流ILの絶対値がリプル電流Irの絶対値以下であるとき、キャリア周波数fcを最適キャリア周波数fcoptよりも低いキャリア周波数fcdecに設定する。 Then, the frequency adjustment unit 56, when the absolute value of the reactor current IL is larger than the absolute value of the ripple current Ir, the carrier frequency fc is set to the optimum carrier frequency fcopt for each reactor current IL, the absolute reactor current IL when the value is less than the absolute value of the ripple current Ir, it sets the carrier frequency fc to lower carrier frequency fcdec than the optimum carrier frequency Fcopt.
【0076】 [0076]
図4および図5を参照して、最適キャリア周波数fcoptについて説明する。 Referring to FIGS. 4 and 5, it will be described the optimum carrier frequency Fcopt. 図4は、リアクトルL1に流れるリアクトル電流ILごとのキャリア周波数fcとリアクトルL1の損失との関係(実線)およびリアクトル電流ILごとのキャリア周波数fcとNPNトランジスタQ1,Q2の損失(スイッチング損失)との関係(破線)を示す。 4, loss of carrier frequency fc and NPN transistors Q1, Q2 of each relationship (solid line) and reactor current IL in a loss of carrier frequency fc and reactor L1 of each reactor current IL flowing through the reactor L1 of the (switching loss) relationship shows the (dashed line).
【0077】 [0077]
図4の実線に示すように、リアクトルL1の損失は、リアクトル電流ILが大きいほど、またはキャリア周波数fcが低いほど、増加する。 As shown in solid line in FIG. 4, a loss of reactor L1, the larger the reactor current IL, or as the carrier frequency fc is low, increases. 一方、図4の破線に示すように、NPNトランジスタQ1,Q2の損失は、リアクトル電流ILが大きいほど、またはキャリア周波数fcが高いほど、増加する。 On the other hand, as shown in broken line in FIG. 4, a loss of NPN transistors Q1, Q2 is, the larger the reactor current IL, or as the carrier frequency fc is high, increases.
【0078】 [0078]
昇圧コンバータ12の損失をリアクトルL1の損失とNPNトランジスタQ1,Q2の損失との合計と考えると、リアクトル電流ILごとの昇圧コンバータ12の損失特性は、図5の破線で示す特性になる。 Considering the loss of boost converter 12 and the sum of a loss of loss and NPN transistors Q1, Q2 of the reactor L1, the loss characteristics of the boost converter 12 of each reactor current IL becomes the characteristic indicated by the broken line in FIG. したがって、昇圧コンバータ12の損失を最小にする最適キャリア周波数fcoptは、リアクトル電流ILごとに存在する。 Therefore, the optimum carrier frequency fcopt to minimize the losses of the boost converter 12 is present in each reactor current IL. そして、各リアクトル電流ILに対応する最適キャリア周波数fcoptを設定することにより、昇圧コンバータ12を効率良く駆動できる。 Then, by setting the optimum carrier frequency fcopt for each reactor current IL, the boost converter 12 can be efficiently driven.
【0079】 [0079]
図5の実線は、リアクトル電流ILと最適キャリア周波数fcoptとの関係を示すマップを表す。 The solid line in FIG. 5 represents the map showing the relationship between the reactor current IL and the optimum carrier frequency Fcopt. したがって、周波数調整部56は、リアクトル電流ILと最適キャリア周波数fcoptとの関係を示すマップを保持しており、リアクトル電流ILの絶対値がリプル電流Irの絶対値よりも大きいとき、電流センサー11から受けたリアクトル電流ILに対応する最適キャリア周波数fcoptをマップを参照して決定する。 Therefore, the frequency adjustment unit 56 holds a map showing the relationship between the reactor current IL and the optimum carrier frequency Fcopt, when the absolute value of the reactor current IL is larger than the absolute value of the ripple current Ir, the current sensor 11 optimum carrier frequency fcopt corresponding to the received reactor current IL determined by referring to the map. そして、周波数調整部56は、決定した最適キャリア周波数fcoptをデューティー比変換部54へ出力する。 Then, the frequency adjustment unit 56 outputs the determined optimum carrier frequency fcopt to duty ratio conversion unit 54.
【0080】 [0080]
リアクトル電流ILが零に近づき、リアクトル電流ILの絶対値がリプル電流Irの絶対値以下になると、NPNトランジスタQ1,Q2のデッドタイムの影響により、昇圧コンバータ12の出力電圧Vmが電圧指令Vdcccomを中心にして上下に変動する。 Central reactor current IL approaches zero, the absolute value of the reactor current IL becomes less than the absolute value of the ripple current Ir, due to the influence of the dead time of the NPN transistors Q1, Q2, the output voltage Vm of boost converter 12 is a voltage command Vdcccom It fluctuates up and down to. このNPNトランジスタQ1,Q2のデッドタイムの影響を低減するために、周波数調整部56は、リアクトル電流ILの絶対値がリプル電流Irの絶対値以下のとき、キャリア周波数fcを最適キャリア周波数fcoptよりも低いキャリア周波数fcdecに変更する。 To reduce the influence of the dead time of the NPN transistors Q1, Q2, the frequency adjusting unit 56, when the absolute value of the reactor current IL is less than the absolute value of the ripple current Ir, the carrier frequency fc than the optimum carrier frequency fcopt to change to a lower carrier frequency fcdec. この場合、デューティー比DRは、一定に保持される。 In this case, the duty ratio DR is kept constant.
【0081】 [0081]
デューティー比DRを保持したまま周波数を低くすることは、周期を長くすることに相当するため、NPNトランジスタQ1,Q2のオンデューティーも長くなる。 Lowering the frequency while maintaining the duty ratio DR is to correspond to a longer period, also becomes long on-duty of NPN transistor Q1, Q2. そうすると、NPNトランジスタQ1,Q2のオンデューティーに対するデッドタイムの割合が低下し、デッドタイムの影響が低減する。 Then, the ratio of dead time is reduced for the on-duty of NPN transistors Q1, Q2, the influence of the dead time is reduced.
【0082】 [0082]
すなわち、図6を参照して、NPNトランジスタQ1,Q2のキャリア周波数fcが最適キャリア周波数fcoptに設定されているとき、昇圧コンバータ12は、信号PWUopを受け、NPNトランジスタQ1,Q2は、それぞれ、信号PWUUop,PWUDopによってオン/オフされるとする。 That is, referring to FIG. 6, when the carrier frequency fc of the NPN transistors Q1, Q2 are set to the optimum carrier frequency Fcopt, boost converter 12 receives a signal PWUop, NPN transistors Q1, Q2, respectively, the signal PWUUop, and is turned on / off by PWUDop. この場合、NPNトランジスタQ1,Q2のオンデューティーは、TLOpであり、NPNトランジスタQ1,Q2のデッドタイムは、TLdである。 On-duty in this case, NPN transistors Q1, Q2 is TLOp, dead time of the NPN transistors Q1, Q2 is TLD.
【0083】 [0083]
そして、キャリア周波数fcが最適キャリア周波数fcoptよりも低いキャリア周波数fcdecに変更されたとき、昇圧コンバータ12は、信号PWUdを受け、NPNトランジスタQ1,Q2は、それぞれ、信号PWUUd,PWUDdによってオン/オフされる。 Then, when the carrier frequency fc is changed to a lower carrier frequency fcdec than the optimum carrier frequency Fcopt, boost converter 12 receives a signal PWUd, NPN transistors Q1, Q2, respectively, signals PWUUd, is turned on / off by PWUDd that.
【0084】 [0084]
信号PWUdの周期T2は、信号PWUopの周期T1よりも長い。 Period T2 of the signal PWUd is longer than the period T1 of the signal PWUop. その結果、NPNトランジスタQ1,Q2のオンデューティーTLOdは、周期T2が周期T1に対して長くなった分だけ、長くなる。 As a result, on-duty TLOd of NPN transistors Q1, Q2 is an amount corresponding to the period T2 becomes longer than the period T1, longer.
【0085】 [0085]
そうすると、オンデューティーTLOdに対するデッドタイムTLdの比TLd/TLOdは、オンデューティーTLOpに対するデッドタイムTLdの比TLd/TLOpよりも小さくなる。 Then, the ratio TLd / TLOd dead time TLD for on-duty TLOd is smaller than the ratio TLd / TLOp dead time TLD for on-duty TLOp. つまり、キャリア周波数fcを最適キャリア周波数fcoptからキャリア周波数fcdecに低くすることにより、NPNトランジスタQ1,Q2のデッドタイムの影響を小さくできる。 That is, by lowering the carrier frequency fc from the optimum carrier frequency fcopt to the carrier frequency Fcdec, can reduce the influence of the dead time of the NPN transistors Q1, Q2.
【0086】 [0086]
次に、キャリア周波数fcdecの決定方法について説明する。 Next, a method determining the carrier frequency Fcdec. 昇圧コンバータ12の出力電圧Vmのデッドタイムによる電圧変動幅ρは、次式により表される。 Voltage fluctuation range ρ by the dead time of the output voltage Vm of boost converter 12 is expressed by the following equation.
【0087】 [0087]
【数1】 [Number 1]
【0088】 [0088]
ただし、Dは、NPNトランジスタQ1,Q2のオンデューティーであり、Tdは、NPNトランジスタQ1,Q2のデッドタイムであり、Kは、定数である。 However, D is a on-duty of NPN transistor Q1, Q2, Td is a dead time of the NPN transistors Q1, Q2, K is a constant. 定数であるKは、モータ駆動装置100が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の各モードによって異なる値を有する。 Is a constant K has a value different by each mode of the hybrid vehicle or electric vehicle having motor drive apparatus 100 mounted thereon. たとえば、ハイブリッド自動車または電気自動車が、力行モードにあるとき、K=−1であり、回生モードにあるとき、K=1であり、リアクトル電流ILが零であるとき、K=0である。 For example, when the hybrid vehicle or the electric vehicle is, in a power running mode, a K = -1, when in regenerative mode is K = 1, when reactor current IL is zero, and K = 0.
【0089】 [0089]
そして、式(1)よりキャリア周波数fcを求めると、次式のようになる。 When obtaining the carrier frequency fc from the equation (1), the following equation.
【0090】 [0090]
【数2】 [Number 2]
【0091】 [0091]
式(2)は、NPNトランジスタQ1,Q2にデッドタイムが発生しても、そのデッドタイムの影響を除去可能なキャリア周波数の最大周波数fcmaxを示す。 Equation (2) may be a dead time is generated in the NPN transistors Q1, Q2, indicating a maximum frequency fcmax carrier frequency capable remove the influence of the dead time. したがって、オンデューティーD、デッドタイムTd、定数Kおよび電圧変動幅ρを式(2)に代入することにより、デッドタイムの影響を除去可能なキャリア周波数の最大周波数fcmaxを計算可能である。 Therefore, on-duty D, the dead time Td, by substituting the constants K and voltage fluctuation range ρ in Equation (2), it is possible to calculate the maximum frequency fcmax removable carrier frequencies the influence of the dead time.
【0092】 [0092]
たとえば、定数K=1、デッドタイムTd=5μsec、オンデューティーD=0.4および電圧変動率ρ=0.4を式(2)に代入すると、デッドタイムの影響を除去可能なキャリア周波数fcの最大周波数fcmaxは、15238Hzになる。 For example, the constant K = 1, the dead time Td = 5 .mu.sec, and substituting on-duty D = 0.4 and the voltage change rate [rho = 0.4 in equation (2), the dead time effect of possible carrier frequencies fc remove the the maximum frequency fcmax will 15238Hz. したがって、キャリア周波数を15kHz以下に設定すれば、NPNトランジスタQ1,Q2のデッドタイムの影響を低減できる。 Therefore, by setting the carrier frequency below 15 kHz, it is possible to reduce the influence of the dead time of the NPN transistors Q1, Q2.
【0093】 [0093]
図7は、各電圧変動幅ρに対して、式(2)を用いて計算したキャリア周波数fcの最大周波数fcmaxと、オンデューティーDとの関係を示す。 Figure 7 shows for each voltage variation width [rho, and a maximum frequency fcmax of the carrier frequency fc which is calculated using equation (2), the relation between on-duty D. 図7においては、横軸は、オンデューティーDを表し、縦軸は、キャリア周波数fcの最大周波数fcmaxを表す。 In Figure 7, the horizontal axis represents the on-duty D, the vertical axis represents the maximum frequency fcmax of the carrier frequency fc. なお、図7においては、定数Kは「1」に固定され、デッドタイムTdは、5μsecに固定された。 In FIG. 7, the constant K is fixed to "1", the dead time Td is fixed to 5 .mu.sec.
【0094】 [0094]
図7を参照して、曲線k1は、電圧変動幅ρが0.6の場合を示し、曲線k2は、電圧変動幅ρが0.4の場合を示し、曲線k3は、電圧変動幅ρが0.2の場合を示す。 Referring to FIG. 7, curve k1 represents the case where the voltage fluctuation width ρ of 0.6, curve k2 represents the case where the voltage fluctuation width ρ of 0.4, the curve k3, the voltage fluctuation range ρ It shows the case of 0.2.
【0095】 [0095]
オンデューティーDが増加するに伴い、デッドタイムの影響を除去可能なキャリア周波数fcの最大周波数fcmaxは増加する。 As the on-duty D increases, the maximum frequency fcmax possible carrier frequency fc eliminate the effect of the dead time is increased. また、同じオンデューティーにおいては、電圧変動幅ρが大きいほど、デッドタイムの影響を除去可能なキャリア周波数fcの最大周波数fcmaxは増加する。 In the same on-duty, as the voltage fluctuation range ρ large maximum frequency fcmax possible carrier frequency fc eliminate the effect of the dead time is increased. 電圧変動幅ρは、電圧指令Vdccomに対する出力電圧Vmの誤差を示すので、出力電圧Vmが電圧指令Vdccomから大きくずれてもよい場合には、キャリア周波数fcを高く設定しても、デッドタイムの影響を除去できる。 The voltage fluctuation width [rho, exhibits an error of output voltage Vm with respect to the voltage command Vdccom, if the output voltage Vm may deviate significantly from the voltage command Vdccom can be set high carrier frequency fc, the influence of the dead time It can be removed. なお、上述した計算例は、曲線k2上の点Aを示す。 The calculation example described above shows a point A on the curve k2.
【0096】 [0096]
式(2)は、デッドタイムの影響を除去可能な最大のキャリア周波数を示すが、式(2)によって示されるキャリア周波数よりも低いキャリア周波数であれば、どのようなキャリア周波数を選択してもよいわけではなく、選択すべきキャリア周波数には、下限値が存在する。 Equation (2) shows a maximum carrier frequency that can remove the influence of dead time, if the carrier frequency lower than the carrier frequency indicated by Equation (2), selecting what carrier frequencies does not mean good, the carrier frequency to be selected, there is a lower limit.
【0097】 [0097]
キャリア周波数を低下し続けると、昇圧コンバータ12の下アームを構成するNPNトランジスタQ2のオンデューティーが十分長くなる。 When the carrier frequency continues to decrease, on-duty of NPN transistor Q2 constituting the lower arm of boost converter 12 becomes sufficiently long. そうすると、NPNトランジスタQ2がオンされている期間に、過電流が、直流電源B、正極母線、リアクトルL1、NPNトランジスタQ2、および負極母線からなる閉回路に流れ、NPNトランジスタQ2が破損する。 Then, during a period in which NPN transistor Q2 is turned on, overcurrent, DC power supply B, positive bus, a reactor L1, NPN transistors Q2, and flows in a closed circuit consisting of the negative bus, NPN transistor Q2 is damaged. したがって、キャリア周波数fcの下限値fcminは、NPNトランジスタQ2に流れる電流がNPNトランジスタQ2に許容された最大電流値を超えないように設定される。 Therefore, the lower limit value fcmin of the carrier frequency fc is, the current flowing through the NPN transistor Q2 is set so as not to exceed the maximum current value allowed for the NPN transistor Q2.
【0098】 [0098]
したがって、周波数調整部56は、上述したキャリア周波数の最大周波数fcmaxと最小周波数fcminとの範囲を各オンデューティーDに対して保持しており、リアクトル電流ILの絶対値がリプル電流Irの絶対値以下であると判定したとき、そのとき設定されているオンデューティーに対応するキャリア周波数の範囲fcmin〜fcmaxからキャリア周波数fcdecを選択してデューティー比変換部54へ出力する。 Therefore, the frequency adjustment unit 56, the range between the maximum frequency fcmax and minimum frequency fcmin the carrier frequency described above holds for each on-duty D, the absolute value of the reactor current IL is less than the absolute value of the ripple current Ir when it is determined that the outputs from the scope fcmin~fcmax carrier frequency corresponding to the on-duty at that time is set by selecting the carrier frequency fcdec to duty ratio conversion unit 54.
【0099】 [0099]
次に、リアクトル電流ILのリプル電流Irを求める方法について説明する。 Next, a method for obtaining the ripple current Ir of the reactor current IL. 図8を参照して、リアクトル電流ILは、リプル電流Irが重畳されると周期的に上下に変化する。 Referring to FIG. 8, the reactor current IL is periodically changed in the vertical when the ripple current Ir is superimposed. リアクトル電流ILの極大値をIn(K−1),In(K),In(K+1),・・・とし、リアクトル電流ILの極小値をIp(K−1),Ip(K),Ip(K+1),・・・とする。 The maximum value of the reactor current IL In (K-1), In (K), In (K + 1), and..., A minimum value of the reactor current IL Ip (K-1), Ip (K), Ip ( K + 1), and .... そして、昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1がオンされる時間をTpとし、NPNトランジスタQ2がオンされる時間をTnとする。 Then, the time NPN transistor Q1 of boost converter 12 is turned on and Tp, a time the NPN transistor Q2 is turned on and Tn. なお、時間Tpと時間Tnとの和が、信号PWUの1周期に相当する。 Incidentally, the sum of the time Tp and the time Tn, corresponding to one cycle of the signal PWU.
【0100】 [0100]
そうすると、電流In(K),Ip(K)およびコンデンサC2の両端の電圧Vc(K)は、次式のようになる。 Then, current In (K), Ip (K) and across the capacitor C2 the voltage Vc (K) is expressed by the following equation.
【0101】 [0101]
【数3】 [Number 3]
【0102】 [0102]
式(3)において、Rは、直流電源Bから昇圧コンバータ12までの回路の抵抗を表わし、Lは、リアクトルL1のインダクタンスを表わし、Cは、コンデンサC2の容量を表わす。 In the formula (3), R represents the resistance of the circuit from the DC power supply B to boost converter 12, L represents the inductance of the reactor L1, C represents the capacitance of the capacitor C2.
【0103】 [0103]
式(3)において、K→∞とし、In(K)=In(K+1)、Ip(K)=Ip(K+1)およびVc(K)=Vc(K+1)=Vmと考えると、式(3)を用いてリプル電流Irは、次式により表わされる。 In the formula (3), and K → ∞, In (K) = In (K + 1), Ip (K) = Ip (K + 1) and Vc (K) = Vc (K + 1) = considering that Vm, equation (3) ripple current Ir with is represented by the following equation.
【0104】 [0104]
【数4】 [Number 4]
【0105】 [0105]
したがって、直流電源Bから昇圧コンバータ12までの回路の抵抗R、直流電源Bから出力される直流電圧Vb、コンデンサC2の容量C、リアクトルL1のインダクタンスL、コンデンサC2の両端の出力電圧Vmおよび時間Tp,Tnを式(4)に代入すれば、リプル電流Irを求めることができる。 Therefore, the resistance R of the circuit from the DC power supply B to boost converter 12, DC voltage Vb output from DC power source B, the capacitance of the capacitor C2 C, the inductance L of the reactor L1, the output voltage Vm and the time Tp across the capacitor C2 the Tn by substituting the equation (4) can be obtained ripple current Ir.
【0106】 [0106]
これらの各値のうち、抵抗R、容量CおよびインダクタンスLは、配線、コンデンサC2およびリアクトルL1に対して固定値であるので、既知であり、直流電圧Vbは電圧センサー10によって検出され、出力電圧Vmは電圧センサー13によって検出される。 Of these values, the resistance R, capacitance C and inductance L are lines, since a fixed value to the capacitor C2 and reactor L1, a known DC voltage Vb detected by the voltage sensor 10, output voltage Vm is detected by a voltage sensor 13. また、時間Tp,Tnは、信号PWUのキャリア周波数fc(すなわち、キャリア周期)およびデューティー比DRから求めることができる。 The time Tp, Tn can be determined carrier frequency fc of the signal PWU (i.e., carrier cycle) and from the duty ratio DR.
【0107】 [0107]
したがって、周波数調整部56は、電流センサー11からのリアクトル電流ILに対応する最適キャリア周波数fcoptとデューティー比変換部54からのデューティー比DRとに基づいて時間Tp,Tnを演算する。 Therefore, the frequency adjustment unit 56 calculates the time Tp, Tn based on the duty ratio DR from the optimum carrier frequency fcopt and duty ratio conversion unit 54 corresponding to the reactor current IL from current sensor 11. そして、周波数調整部56は、直流電源Bから昇圧コンバータ12までの回路の抵抗R、コンデンサC2の容量CおよびリアクトルL1のインダクタンスLを保持しており、その保持した抵抗R、容量CおよびインダクタンスLと、演算した時間Tp,Tnと、電圧センサー10の直流電圧Vbと、電圧センサー13からの出力電圧Vmとを式(4)に代入してリプル電流Irを演算する。 Then, the frequency adjustment unit 56, the resistance R of the circuit from the DC power supply B to boost converter 12, holds the inductance L of the capacitor C and the reactor L1 of the capacitor C2, the resistor R that the held, capacitance C and inductance L When, for calculating the calculated time Tp, and Tn, and the DC voltage Vb of the voltage sensor 10, the ripple current Ir by substituting the output voltage Vm from voltage sensor 13 in the formula (4).
【0108】 [0108]
これにより、リアクトル電流ILの比較対象であるリプル電流Irを求めることができる。 This makes it possible to determine the ripple current Ir to be compared of the reactor current IL.
【0109】 [0109]
上述したように、周波数調整部56は、直流電源Bから昇圧コンバータ12までの回路の抵抗R、直流電源Bから出力される直流電圧Vb、コンデンサC2の容量C、リアクトルL1のインダクタンスL、コンデンサC2の両端の出力電圧Vmおよび時間Tp,Tnに基づいてリプル電流Irを演算する。 As described above, the frequency adjusting unit 56, the resistance R of the circuit from the DC power supply B to boost converter 12, DC voltage Vb output from DC power source B, the capacitance of the capacitor C2 C, the inductance L of the reactor L1, the capacitor C2 calculating a ripple current Ir based across the output voltage Vm and time Tp, the Tn. そして、周波数調整部56は、リアクトル電流ILの絶対値がリプル電流Irの絶対値よりも大きいか否かを判定し、リアクトル電流ILの絶対値がリプル電流Irの絶対値よりも大きいとき、NPNトランジスタQ1,Q2のキャリア周波数を最適キャリア周波数fcoptに設定し、リアクトル電流ILの絶対値がリプル電流Irの絶対値以下であるとき、NPNトランジスタQ1,Q2のキャリア周波数を最適キャリア周波数fcoptよりも低いキャリア周波数fcdec(fcmin〜fcmax)に設定する。 Then, the frequency adjustment unit 56, the absolute value of the reactor current IL is judged whether greater than the absolute value of the ripple current Ir, when the absolute value of the reactor current IL is larger than the absolute value of the ripple current Ir, NPN set the carrier frequency of the transistors Q1, Q2 to the optimum carrier frequency Fcopt, when the absolute value of the reactor current IL is less than the absolute value of the ripple current Ir, lower than the optimum carrier frequency Fcopt the carrier frequency of the NPN transistors Q1, Q2 to set the carrier frequency fcdec (fcmin~fcmax).
【0110】 [0110]
すなわち、図9および図10に示すように、リアクトル電流ILがリプル電流Irよりも大きい場合(IL>Ir)、またはリアクトル電流ILがリプル電流Irよりも小さい場合、周波数調整部56は、電流センサー11によって検出されたリアクトル電流ILに対応する最適キャリア周波数fcoptをNPNトランジスタQ1,Q2のキャリア周波数fcとして設定する。 That is, as shown in FIGS. 9 and 10, when the case the reactor current IL is greater than ripple current Ir (IL> Ir), or the reactor current IL is smaller than the ripple current Ir, the frequency adjusting unit 56 includes a current sensor the optimum carrier frequency fcopt corresponding to reactor current IL detected by 11 is set as the carrier frequency fc of the NPN transistors Q1, Q2. また、図11に示すように、リアクトル電流ILが、−Ir≦IL≦Irの範囲にあるとき(ただし、IL=0を除く)、周波数調整部56は、NPNトランジスタQ1,Q2のキャリア周波数fcを最適キャリア周波数fcoptよりも低いキャリア周波数fcdec(fcmin〜fcmax)に設定する。 Further, as shown in FIG. 11, reactor current IL, when it is in the range of -Ir ≦ IL ≦ Ir (excluding IL = 0), the frequency adjusting unit 56, the carrier frequency fc of the NPN transistors Q1, Q2 setting a lower carrier frequency fcdec than the optimum carrier frequency fcopt (fcmin~fcmax).
【0111】 [0111]
図12を参照して、周波数調整部56におけるキャリア周波数の調整動作について説明する。 Referring to FIG 12, it will be described operation of adjusting the carrier frequency in the frequency adjusting unit 56. キャリア周波数を調整する動作が開始されると、周波数調整部56は、電流センサー11から受けたリアクトル電流ILに対応する最適キャリア周波数fcoptを図5の実線に示すマップを参照して決定する。 When the operation of adjusting the carrier frequency is started, the frequency adjusting unit 56 is determined by referring to a map indicating the optimum carrier frequency fcopt corresponding to reactor current IL received from current sensor 11 by the solid line in FIG. 5. そして、周波数調整部56は、決定した最適キャリア周波数fcoptをデューティー比変換部54へ出力する(ステップS10)。 Then, the frequency adjustment unit 56 outputs the determined optimum carrier frequency fcopt to duty ratio conversion unit 54 (step S10).
【0112】 [0112]
そうすると、デューティー比変換部54は、フィードバック電圧指令演算部52からのフィードバック電圧指令Vdccom_fbと、電圧センサー10からの直流電圧Vbと、電圧センサー13からの出力電圧Vmとに基づいて、出力電圧Vmをフィードバック電圧指令Vdccom_fbに設定するためのデューティー比DRを演算し、その演算したデューティー比DRを周波数調整部56へ出力する。 Then, duty ratio conversion unit 54, a feedback voltage instruction Vdccom_fb from feedback voltage instruction calculation unit 52, DC voltage Vb from voltage sensor 10, based on the output voltage Vm from voltage sensor 13, output voltage Vm It calculates a duty ratio DR for setting the feedback voltage command Vdccom_fb, and outputs the calculated duty ratio DR to the frequency adjusting unit 56. そして、デューティー比変換部54は、演算したデューティー比DRと、周波数調整部56からの最適キャリア周波数fcoptとに基づいて信号PWUを生成して昇圧コンバータ12へ出力する。 Then, duty ratio conversion unit 54, and the duty ratio DR that is calculated, to generate a signal PWU outputs to boost converter 12 based on the optimum carrier frequency fcopt from the frequency adjusting unit 56.
【0113】 [0113]
これにより、昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1,Q2は、各リアクトル電流ILに対応する最適キャリア周波数fcoptを有する信号PWUによってスイッチング制御され、出力電圧Vmを電圧指令Vdccomに設定して直流電圧Vbを出力電圧Vmに変換する。 Thus, NPN transistors Q1, Q2 of boost converter 12 is switching-controlled by a signal PWU having an optimum carrier frequency fcopt for each reactor current IL, the output DC voltage Vb to set the output voltage Vm to voltage command Vdccom It is converted to a voltage Vm.
【0114】 [0114]
その後、周波数調整部56は、ステップS10においてデューティー比変換部54へ出力した最適キャリア周波数fcoptと、デューティー比変換部54からのデューティー比DRとに基づいて時間Tp,Tnを演算する。 Then, the frequency adjustment unit 56 calculates the optimum carrier frequency fcopt outputted to duty ratio conversion unit 54, the time based on the duty ratio DR from duty ratio conversion unit 54 Tp, the Tn in step S10. また、周波数調整部56は、抵抗R、容量C、インダクタンスL、演算した時間Tp,Tn、電圧センサー10からの直流電圧Vbおよび電圧センサー13からの出力電圧Vmを式(4)に代入してリプル電流Irを演算する。 Also, the frequency adjusting unit 56, the resistance R, capacitance C, inductance L, the calculated time Tp, Tn, the output voltage Vm from the DC voltage Vb and the voltage sensor 13 from voltage sensor 10 into Equation (4) to calculate the ripple current Ir.
【0115】 [0115]
そして、周波数調整部56は、リアクトル電流ILがリプル電流Irよりも大きいか否か、またはリアクトル電流ILがリプル電流−Irよりも小さいか否かを判定する(ステップS11)。 Then, the frequency adjustment unit 56 determines reactor current IL whether greater than ripple current Ir, or reactor current IL whether less than ripple current -Ir (step S11). 周波数調整部56は、ステップS11において、リアクトル電流ILがリプル電流Irよりも大きいと判定したとき、またはリアクトル電流ILがリプル電流−Irよりも小さいと判定したとき、ステップS10およびS11が繰り返し実行される。 Frequency adjusting unit 56, in step S11, when the reactor current IL is judged to be larger than the ripple currents Ir, or when the reactor current IL is determined to be smaller than the ripple current -Ir, steps S10 and S11 are repeated that.
【0116】 [0116]
一方、ステップS11において、リアクトル電流ILが、−Ir〜Irの範囲に含まれる(ただし、IL=0を除く)と判定されたとき、周波数調整部56は、上述した方法によって、最適キャリア周波数fcoptよりも周波数が低く、かつ、fcmin〜fcmaxの範囲に含まれるキャリア周波数fcdecを選択してデューティー比変換部54へ出力する(ステップS12)。 On the other hand, in step S11, the reactor current IL is within the scope of -Ir~Ir (excluding IL = 0) and when it is determined, the frequency adjusting unit 56, by the above-described method, optimum carrier frequency fcopt frequency than is low and selects and outputs the carrier frequency fcdec included in the scope of fcmin~fcmax to duty ratio conversion unit 54 (step S12).
【0117】 [0117]
そうすると、デューティー比変換部54は、フィードバック電圧指令演算部52からのフィードバック電圧指令Vdccom_fbと、電圧センサー10からの直流電圧Vbと、電圧センサー13からの出力電圧Vmとに基づいて、出力電圧Vmをフィードバック電圧指令Vdccom_fbに設定するためのデューティー比DRを演算し、その演算したデューティー比DRを周波数調整部56へ出力する。 Then, duty ratio conversion unit 54, a feedback voltage instruction Vdccom_fb from feedback voltage instruction calculation unit 52, DC voltage Vb from voltage sensor 10, based on the output voltage Vm from voltage sensor 13, output voltage Vm It calculates a duty ratio DR for setting the feedback voltage command Vdccom_fb, and outputs the calculated duty ratio DR to the frequency adjusting unit 56. そして、デューティー比変換部54は、演算したデューティー比DRと、周波数調整部56からのキャリア周波数fcdecとに基づいて信号PWUdを生成して昇圧コンバータ12へ出力する。 Then, duty ratio conversion unit 54, and the duty ratio DR that is calculated, to generate a signal PWUd outputs to boost converter 12 based on the carrier frequency fcdec from the frequency adjusting unit 56.
【0118】 [0118]
これにより、昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1,Q2は、最適キャリア周波数fcoptよりも低いキャリア周波数fcdecを有する信号PWUdによってスイッチング制御され、昇圧コンバータ12は、NPNトランジスタQ1,Q2のデッドタイムの影響を低減して直流電圧Vbを出力電圧Vmに変換する。 Thus, NPN transistors Q1, Q2 of boost converter 12 is switching-controlled by a signal PWUd having a lower carrier frequency fcdec than the optimum carrier frequency Fcopt, boost converter 12 reduces the influence of the dead time of the NPN transistors Q1, Q2 into an output voltage Vm to DC voltage Vb to. これにより、キャリア周波数を調整する動作が終了する。 Thus, the operation of adjusting the carrier frequency is completed.
【0119】 [0119]
図12に示すキャリア周波数を調整するルーチンは、所定時間ごと、たとえば、20μsecごとに繰り返し実行される。 Routine to adjust the carrier frequency shown in FIG. 12, every predetermined time, for example, it is repeatedly executed every 20 .mu.sec.
【0120】 [0120]
このように、この発明においては、一定時間ごとに、リアクトル電流ILが−Ir〜Irの範囲に含まれる(ただし、IL=0を除く)か否かを判定し、リアクトル電流ILが−Ir〜Irの範囲に含まれるとき、NPNトランジスタQ1,Q2のキャリア周波数fcを最適キャリア周波数fcoptよりも低いキャリア周波数fcdec(:fcmin〜fcmax)に設定して昇圧コンバータ12を制御し、NPNトランジスタQ1,Q2のデッドタイムの影響を低減する。 Thus, in the present invention, for each fixed time, reactor current IL is in the range from -Ir~Ir (excluding IL = 0) it is judged whether or not the reactor current IL is -Ir~ when included in the scope of Ir, NPN transistors Q1, Q2 of the carrier frequency fc the optimum carrier frequency fcopt lower carrier frequency fcdec than: set (fcmin~fcmax) controls the step-up converter 12, NPN transistors Q1, Q2 to reduce the influence of the dead time.
【0121】 [0121]
再び、図1を参照して、モータ駆動装置100における動作について説明する。 Referring again to FIG. 1, the operation of the motor driving apparatus 100. 制御装置30は、外部のECUからトルク指令値TRが入力されると、システムリレーSR1,SR2をオンするためのHレベルの信号SEを生成してシステムリレーSR1,SR2へ出力する。 Controller 30, when the torque command value TR is input from the external ECU, and outputs it to system relays SR1, SR2 generates an H level signal SE for turning on system relays SR1, SR2. そして、直流電源Bは直流電圧Vbを出力し、システムリレーSR1,SR2は直流電圧VbをコンデンサC1へ供給する。 Then, DC power supply B outputs DC voltage Vb, system relays SR1, SR2 supply DC voltage Vb to capacitor C1. コンデンサC1は、供給された直流電圧Vbを平滑化し、その平滑化した直流電圧Vbを昇圧コンバータ12へ供給する。 Capacitor C1 smoothes a supplied DC voltage Vb, and supplies the smoothed DC voltage Vb to boost converter 12.
【0122】 [0122]
そうすると、制御装置30は、電流センサー11から受けたリアクトル電流ILに対応する最適キャリア周波数fcoptを選択し、交流モータM1がトルク指令値TRによって指定されたトルクを発生するように昇圧コンバータ12およびインバータ14を制御するための信号PWUおよび信号PWMIを生成してそれぞれ昇圧コンバータ12およびインバータ14へ出力する。 Then, the control unit 30 selects the optimum carrier frequency fcopt corresponding to reactor current IL received from current sensor 11, boost converter 12 and inverters to generate torque AC motor M1 is designated by torque command value TR output to each boost converter 12 and inverter 14 to generate a signal PWU and signal PWMI to control 14.
【0123】 [0123]
そして、昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1,Q2は、制御装置30からの信号PWUに応じてオン/オフされ、直流電圧Vbを出力電圧Vmに変換してコンデンサC2に供給する。 Then, NPN transistors Q1, Q2 of boost converter 12 is turned on / off in response to signal PWU from control device 30, and supplies to the capacitor C2 converts the DC voltage Vb to output voltage Vm. また、電圧センサー13は、コンデンサC2の両端の電圧である出力電圧Vmを検出し、その検出した出力電圧Vmを制御装置30へ出力する。 The voltage sensor 13 detects the output voltage Vm is a voltage across the capacitor C2, and outputs an output voltage Vm that the detected to the controller 30.
【0124】 [0124]
コンデンサC2は、昇圧コンバータ12から供給された直流電圧を平滑化してインバータ14へ供給する。 Capacitor C2 supplies the DC voltage supplied from boost converter 12 to smooth the inverter 14. インバータ14のNPNトランジスタQ3〜Q8は、制御装置30からの信号PWMIに従ってオン/オフされ、インバータ14は、直流電圧を交流電圧に変換し、トルク指令値TRによって指定されたトルクを交流モータM1が発生するように交流モータM1のU相、V相、W相の各相に所定の交流電流を流す。 NPN transistor Q3~Q8 of inverter 14 are turned on / off according to signal PWMI from control device 30, inverter 14 converts the DC voltage into an AC voltage, AC motor M1 a torque designated by torque command value TR U-phase of AC motor M1 to generate, V-phase, the phases of the W-phase flow a predetermined AC current. これにより、交流モータM1は、トルク指令値TRによって指定されたトルクを発生する。 Thus, AC motor M1 generates torque specified by torque command value TR.
【0125】 [0125]
そして、制御装置30は、図12に示すフローチャートに従って、一定時間ごとに、キャリア周波数を調整するルーチンを実行し、電流センサー11からのリアクトル電流ILが、−Ir≦IL≦Irの範囲(ただし、IL=0を除く)であるとき、信号PWUのキャリア周波数fcを最適キャリア周波数fcoptよりも低いキャリア周波数fcdecに設定し、NPNトランジスタQ1,Q2のデッドタイムによる影響を低減する。 Then, the control device 30, according to the flowchart shown in FIG. 12, at regular intervals, executes a routine for adjusting the carrier frequency, the reactor current IL from current sensor 11, the range of -Ir ≦ IL ≦ Ir (where when IL = 0 is the exception), it sets the carrier frequency fc of the signal PWU to a lower carrier frequency fcdec than the optimum carrier frequency Fcopt, to reduce the effect of the dead time of the NPN transistors Q1, Q2.
【0126】 [0126]
モータ駆動装置100が搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車が回生制動モードになった場合、制御装置30は、回生制動モードになったことを示す信号を外部のECUから受け、信号PWMCおよび信号PWDを生成してそれぞれインバータ14および昇圧コンバータ12へ出力する。 When the hybrid vehicle or electric vehicle having motor drive apparatus 100 mounted thereon becomes regenerative braking mode, control device 30 receives a signal indicating that the regeneration braking mode from an external ECU, the signal PWMC and signal PWD each generates and outputs to inverter 14 and boost converter 12.
【0127】 [0127]
交流モータM1は、交流電圧を発電し、その発電した交流電圧をインバータ14へ供給する。 AC motor M1 generates power AC voltage, and supplies the generated electric AC voltage to inverter 14. そして、インバータ14は、制御装置30からの信号PWMCに従って、交流電圧を直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサC2を介して昇圧コンバータ12へ供給する。 Then, inverter 14, in accordance with a signal PWMC from control device 30, converts the AC voltage into a DC voltage, and supplies the converted DC voltage to boost converter 12 via capacitor C2.
【0128】 [0128]
昇圧コンバータ12は、制御装置30からの信号PWDに従って直流電圧を降圧して直流電源Bに供給し、直流電源Bを充電する。 Boost converter 12 steps down a DC voltage supplied to the DC power source B in accordance with a signal PWD from control device 30 to charge DC power source B.
【0129】 [0129]
このように、モータ駆動装置100においては、リアクトル電流ILが、−Ir≦IL≦Irの範囲(ただし、IL=0を除く)であるとき、信号PWUのキャリア周波数fcは、最適キャリア周波数fcoptよりも低いキャリア周波数fcdecに設定され、NPNトランジスタQ1,Q2のデッドタイムによる影響が低減される。 Thus, in the motor drive device 100, reactor current IL, the range of -Ir ≦ IL ≦ Ir (excluding IL = 0) when it is, the carrier frequency fc of the signals PWU, from the optimum carrier frequency fcopt is set to a lower carrier frequency Fcdec, influence of the dead time of the NPN transistors Q1, Q2 can be reduced.
【0130】 [0130]
なお、この発明においては、電圧センサー10,13、電流センサー11、昇圧コンバータ12、制御装置30のフィードバック電圧指令演算部52、デューティー比変換部54および周波数調整部56は、「電圧変換装置」を構成する。 In the present invention, voltage sensors 10, 13, current sensor 11, boost converter 12, feedback voltage command calculation unit 52 of the controller 30, duty ratio conversion unit 54 and the frequency adjusting unit 56, a "voltage conversion device" Configure.
【0131】 [0131]
また、この発明においては、フィードバック電圧指令演算部52、デューティー比変換部54および周波数調整部56は、電圧変換器としての昇圧コンバータ12を制御する「制御手段」を構成する。 Further, in the present invention, feedback voltage command calculation unit 52, duty ratio conversion unit 54 and the frequency adjusting unit 56 constitutes a "control means" for controlling the boost converter 12 as voltage converter.
【0132】 [0132]
さらに、この発明による電圧変換方法は、図12に示すフローチャートに従って信号PWUのキャリア周波数を調整し、直流電圧を出力電圧Vmに変換する電圧変換方法である。 Further, the voltage conversion method according to the invention, by adjusting the carrier frequency of the signal PWU according to the flowchart shown in FIG. 12, a voltage conversion method for converting a DC voltage into output voltage Vm.
【0133】 [0133]
さらに、フィードバック電圧指令演算部52、デューティー比変換部54および周波数調整部56におけるフィードバック制御は、実際にはCPU(Central Processing Unit)によって行なわれ、CPUは、図12に示すフローチャートの各ステップを備えるプログラムをROM(Read Only Memory)から読出し、その読出したプログラムを実行して図12に示すフローチャートに従ってNPNトランジスタQ1,Q2をスイッチングするキャリア周波数を調整しながら直流電圧を出力電圧Vmへ変換する電圧変換を制御する。 Further, the feedback control in the feedback voltage command calculation unit 52, duty ratio conversion unit 54 and the frequency adjusting unit 56 is actually performed by CPU (Central Processing Unit), CPU is provided with the steps of the flowchart shown in FIG. 12 It reads the program from ROM (read Only Memory), a voltage converter for converting a DC voltage while adjusting the carrier frequency for switching the NPN transistors Q1, Q2 in accordance with the flowchart shown in FIG. 12 and executes the read program to an output voltage Vm to control. したがって、ROMは、図12に示すフローチャートの各ステップを備えるプログラムを記録したコンピュータ(CPU)読取り可能な記録媒体に相当する。 Therefore, ROM corresponds to a recorded computer (CPU) readable recording medium a program including each step of the flowchart shown in FIG. 12.
【0134】 [0134]
また、この発明の実施の形態による電圧変換装置を備えたモータ駆動装置は、図13に示すモータ駆動装置100Aであってもよい。 Further, a motor drive apparatus having a voltage conversion device according to an embodiment of the invention may be a motor drive apparatus 100A shown in FIG. 13. 図13を参照して、モータ駆動装置100Aは、電流センサー28およびインバータ31をモータ駆動装置100に追加し、モータ駆動装置100の制御装置30を制御装置30Aに代えたものであり、その他は、モータ駆動装置100と同じである。 Referring to FIG. 13, a motor drive device 100A adds the current sensor 28 and inverter 31 to the motor drive device 100, which has replaced the control unit 30 of the motor driving apparatus 100 to the control unit 30A, others, is the same as the motor driving apparatus 100.
【0135】 [0135]
なお、コンデンサC2は、昇圧コンバータ12からの出力電圧VmをノードN1,N2を介して受け、その受けた出力電圧Vmを平滑化してインバータ14のみならずインバータ31にも供給する。 The capacitor C2 receives the output voltage Vm from voltage step-up converter 12 through nodes N1, N2, and supplies to the inverter 31 not only the inverter 14 output voltage Vm thereof received by smoothing. また、電流センサー24は、モータ電流MCRT1を検出して制御装置30Aへ出力する。 The current sensor 24 outputs to the control device 30A detects a motor current MCRT1. さらに、インバータ14は、制御装置30Aからの信号PWMI1に基づいてコンデンサC2からの直流電圧を交流電圧に変換して交流モータM1を駆動し、信号PWMC1に基づいて交流モータM1が発電した交流電圧を直流電圧に変換する。 Further, inverter 14 converts an AC voltage the DC voltage from capacitor C2 to drive the AC motor M1 based on a signal PWMI1 from control device 30A, the AC voltage AC motor M1 based on a signal PWMC1 has power It is converted into a DC voltage.
【0136】 [0136]
インバータ31は、インバータ14と同じ構成から成る。 Inverter 31 has the same structure as inverter 14. そして、インバータ31は、制御装置30Aからの信号PWMI2に基づいて、コンデンサC2からの直流電圧を交流電圧に変換して交流モータM2を駆動し、信号PWMC2に基づいて交流モータM2が発電した交流電圧を直流電圧に変換する。 Then, inverter 31, the control unit based on a signal PWMI2 from 30A, converts the DC voltage from capacitor C2 to an AC voltage to drive an AC motor M2, an AC voltage AC motor M2 based on the signal PWMC2 has power It is converted into a DC voltage. 電流センサー28は、交流モータM2の各相に流れるモータ電流MCRT2を検出して制御装置30Aへ出力する。 Current sensor 28 outputs to the control device 30A detects a motor current MCRT2 flowing through each phase of AC motor M2.
【0137】 [0137]
制御装置30Aは、直流電源Bから出力された直流電圧Vbを電圧センサー10から受け、リアクトル電流ILを電流センサー11から受け、モータ電流MCRT1,MCRT2をそれぞれ電流センサー24,28から受け、昇圧コンバータ12の出力電圧Vm(すなわち、インバータ14,31への入力電圧)を電圧センサー13から受け、トルク指令値TR1,TR2およびモータ回転数MRN1,MRN2を外部ECUから受ける。 Control device 30A receives DC voltage Vb output from DC power supply B from voltage sensor 10, receives reactor current IL from current sensor 11, receives motor current MCRT1, MCRT2 from respective current sensors 24 and 28, boost converter 12 output voltage Vm (i.e., input voltage to inverters 31) receives from voltage sensor 13, receives torque command values ​​TR1, TR2 and motor rotation numbers MRN1, MRN2 from an external ECU. そして、制御装置30Aは、直流電圧Vb、出力電圧Vm、モータ電流MCRT1、トルク指令値TR1およびモータ回転数MRN1に基づいて、上述した方法によりインバータ14が交流モータM1を駆動するときにインバータ14のNPNトランジスタQ3〜Q8をスイッチング制御するための信号PWMI1を生成し、その生成した信号PWMI1をインバータ14へ出力する。 Then, control device 30A, DC voltage Vb, output voltage Vm, motor current MCRT1, based on torque command value TR1 and motor rotation number MRN1, by the method described above the inverter 14 when inverter 14 drives AC motor M1 the NPN transistor Q3~Q8 generates signal PWMI1 for switching control, outputs a signal PWMI1 that the generated to inverter 14.
【0138】 [0138]
また、制御装置30Aは、直流電圧Vb、出力電圧Vm、モータ電流MCRT2、トルク指令値TR2およびモータ回転数MRN2に基づいて、上述した方法によりインバータ31が交流モータM2を駆動するときにインバータ31のNPNトランジスタQ3〜Q8をスイッチング制御するための信号PWMI2を生成し、その生成した信号PWMI2をインバータ31へ出力する。 Further, control device 30A, DC voltage Vb, output voltage Vm, motor current MCRT2, based on the torque command value TR2 and motor rotation number MRN2, by the method described above the inverter 31 when inverter 31 drives AC motor M2 the NPN transistor Q3~Q8 generates signal PWMI2 for switching control, outputs a signal PWMI2 that the generated to inverter 31.
【0139】 [0139]
さらに、制御装置30Aは、インバータ14(または31)が交流モータM1(またはM2)を駆動するとき、直流電圧Vb、出力電圧Vm、リアクトル電流IL、モータ電流MCRT1(またはMCRT2)、トルク指令値TR1(またはTR2)およびモータ回転数MRN1(またはMRN2)に基づいて、上述した方法により昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1,Q2をスイッチング制御するための信号PWUを最適キャリア周波数fcoptに設定して昇圧コンバータ12へ出力する。 Further, control device 30A, when the inverter 14 (or 31) drives AC motor M1 (or M2), DC voltage Vb, output voltage Vm, reactor current IL, motor current MCRT1 (or MCRT2), torque command value TR1 (or TR2) and on the basis of the motor revolution number MRN1 (or MRN2), boosted by setting a signal PWU for controlling switching of NPN transistors Q1, Q2 of boost converter 12 by the method described above the optimum carrier frequency fcopt converter 12 to output to.
【0140】 [0140]
さらに、制御装置30Aは、リアクトル電流ILが、−Ir≦IL≦Irの範囲(ただし、IL=0を除く)であるとき、信号PWUのキャリア周波数fcを最適キャリア周波数fcoptよりも低いキャリア周波数fcdecに設定してNPNトランジスタQ1,Q2のデッドタイムの影響を低減する。 Further, control device 30A, reactor current IL, the range of -Ir ≦ IL ≦ Ir (excluding IL = 0) when it is, the signal carrier frequency lower than the optimum carrier frequency fcopt the carrier frequency fc of the PWU Fcdec It is set to reduce the influence of the dead time of the NPN transistors Q1, Q2.
【0141】 [0141]
さらに、制御装置30Aは、回生制動時に交流モータM1が発電した交流電圧を直流電圧に変換するための信号PWMC1、または交流モータM2が発電した交流電圧を直流電圧に変換するための信号PWMC2を生成し、その生成した信号PWMC1または信号PWMC2をそれぞれインバータ14またはインバータ31へ出力する。 Further, control device 30A, generates a signal PWMC2 for converting a signal PWMC1 or AC voltage AC motor M2 is generating, to convert an AC voltage generated by AC motor M1 at regenerative braking to DC voltage to the DC voltage , and it outputs the generated signal PWMC1 or signal PWMC2 to inverter 14 or inverter 31, respectively. この場合、制御装置30Aは、インバータ14または31からの直流電圧を降圧して直流電源Bを充電するように昇圧コンバータ12を制御する信号PWDを生成して昇圧コンバータ12へ出力する。 In this case, the control unit 30A generates and outputs a signal PWD to control the boost converter 12 so as to step down the DC voltage from inverter 14 or 31 to charge DC power source B and to boost converter 12.
【0142】 [0142]
さらに、制御装置30Aは、システムリレーSR1,SR2をオン/オフするための信号SEを生成してシステムリレーSR1,SR2へ出力する。 Further, the control unit 30A outputs to system relays SR1, SR2 generates signal SE for turning on / off system relays SR1, SR2.
【0143】 [0143]
モータ駆動装置100Aにおける全体動作について説明する。 It will be described the overall operation of the motor drive apparatus 100A. 全体の動作が開始され、外部のECUからトルク指令値TR1,TR2が入力されると、制御装置30Aは、システムリレーSR1,SR2をオンするためのHレベルの信号SEを生成してシステムリレーSR1,SR2へ出力する。 Entire operation is started, the torque command value TR1, TR2 from an external ECU is inputted, the control device 30A, system relays SR1 generates a H level signal SE for turning on system relays SR1, SR2 , and outputs it to the SR2. そして、直流電源Bは直流電圧Vbを出力し、システムリレーSR1,SR2は直流電圧VbをコンデンサC1へ供給する。 Then, DC power supply B outputs DC voltage Vb, system relays SR1, SR2 supply DC voltage Vb to capacitor C1. コンデンサC1は、供給された直流電圧Vbを平滑化し、その平滑化した直流電圧Vbを昇圧コンバータ12へ供給する。 Capacitor C1 smoothes a supplied DC voltage Vb, and supplies the smoothed DC voltage Vb to boost converter 12.
【0144】 [0144]
そうすると、制御装置30Aは、電流センサー11から受けたリアクトル電流ILに対応する最適キャリア周波数fcoptを選択し、交流モータM1,M2がそれぞれトルク指令値TR1,TR2によって指定されたトルクを発生するように昇圧コンバータ12およびインバータ14を制御するための信号PWUおよび信号PWMI1,PWMI2を生成してそれぞれ昇圧コンバータ12およびインバータ14,31へ出力する。 Then, the control unit 30A, as selects the best carrier frequency fcopt corresponding to reactor current IL received from current sensor 11, AC motors M1, M2 to generate torque specified by a torque command value TR1, TR2 respectively output to each boost converter 12 and inverters 14, 31 generates a signal PWU and signals PWMI1, PWMI2 for controlling boost converter 12 and inverter 14.
【0145】 [0145]
そして、昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1,Q2は、制御装置30Aからの信号PWUに応じてオン/オフされ、直流電圧Vbを出力電圧Vmに変換してコンデンサC2に供給する。 Then, NPN transistors Q1, Q2 of boost converter 12 is turned on / off in response to signal PWU from control device 30A, and supplies to the capacitor C2 converts the DC voltage Vb to output voltage Vm. また、電圧センサー13は、コンデンサC2の両端の電圧である出力電圧Vmを検出し、その検出した出力電圧Vmを制御装置30へ出力する。 The voltage sensor 13 detects the output voltage Vm is a voltage across the capacitor C2, and outputs an output voltage Vm that the detected to the controller 30.
【0146】 [0146]
コンデンサC2は、昇圧コンバータ12から供給された直流電圧を平滑化してインバータ14,31へ供給する。 Capacitor C2 supplies the DC voltage supplied from boost converter 12 to smooth the inverters 31. インバータ14のNPNトランジスタQ3〜Q8は、制御装置30Aからの信号PWMI1に従ってオン/オフされ、インバータ14は、直流電圧を交流電圧に変換し、トルク指令値TR1によって指定されたトルクを交流モータM1が発生するように交流モータM1のU相、V相、W相の各相に所定の交流電流を流す。 NPN transistor Q3~Q8 of inverter 14 are turned on / off according to signal PWMI1 from control device 30A, the inverter 14 converts the DC voltage into an AC voltage, AC motor M1 a torque designated by a torque command value TR1 U-phase of AC motor M1 to generate, V-phase, the phases of the W-phase flow a predetermined AC current. これにより、交流モータM1は、トルク指令値TR1によって指定されたトルクを発生する。 Thus, AC motor M1 generates torque specified by a torque command value TR1.
【0147】 [0147]
また、インバータ31のNPNトランジスタQ3〜Q8は、制御装置30Aからの信号PWMI2に従ってオン/オフされ、インバータ31は、直流電圧を交流電圧に変換し、トルク指令値TR2によって指定されたトルクを交流モータM2が発生するように交流モータM2のU相、V相、W相の各相に所定の交流電流を流す。 Further, NPN transistor Q3~Q8 of inverter 31 is turned on / off according to signal PWMI2 from control device 30A, the inverter 31 converts the DC voltage into an AC voltage, an AC motor torque designated by torque command value TR2 U-phase of AC motor M2 so as M2 is generated, V-phase, the phases of the W-phase flow a predetermined AC current. これにより、交流モータM2は、トルク指令値TR2によって指定されたトルクを発生する。 Thus, AC motor M2 generates torque specified by torque command value TR2.
【0148】 [0148]
そして、制御装置30Aは、図12に示すフローチャートに従って、一定時間ごとに、キャリア周波数を調整するルーチンを実行し、電流センサー11からのリアクトル電流ILが、−Ir≦IL≦Irの範囲(ただし、IL=0を除く)であるとき、信号PWUのキャリア周波数fcを最適キャリア周波数fcoptよりも低いキャリア周波数fcdecに設定し、NPNトランジスタQ1,Q2のデッドタイムによる影響を低減する。 Then, control device 30A, according to the flowchart shown in FIG. 12, at regular intervals, executes a routine for adjusting the carrier frequency, the reactor current IL from current sensor 11, the range of -Ir ≦ IL ≦ Ir (where when IL = 0 is the exception), it sets the carrier frequency fc of the signal PWU to a lower carrier frequency fcdec than the optimum carrier frequency Fcopt, to reduce the effect of the dead time of the NPN transistors Q1, Q2.
【0149】 [0149]
また、モータ駆動装置100Aが搭載されたハイブリッド自動車または電気自動車の回生制動時、制御装置30Aは、外部ECUから信号RGEを受け、その受けた信号RGEに応じて、信号PWMC1,2を生成してそれぞれインバータ14,31へ出力し、信号PWDを生成して昇圧コンバータ12へ出力する。 Further, during regenerative braking of the hybrid vehicle or electric vehicle having motor drive device 100A is mounted, the control device 30A receives signal RGE from external ECU, in response to the received signal RGE, generates a signal PWMC1,2 each output to inverters 31, generates and outputs signal PWD to boost converter 12.
【0150】 [0150]
そうすると、インバータ14は、交流モータM1が発電した交流電圧を信号PWMC1に応じて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサC2を介して昇圧コンバータ12へ供給する。 Then, inverter 14, in accordance with the AC voltage generated by AC motor M1 to signal PWMC1 into a DC voltage, and supplies the converted DC voltage to boost converter 12 via capacitor C2. また、インバータ31は、交流モータM2が発電した交流電圧を信号PWMC2に応じて直流電圧に変換し、その変換した直流電圧をコンデンサC2を介して昇圧コンバータ12へ供給する。 The inverter 31, in accordance with an AC voltage AC motor M2 is generating a signal PWMC2 into a DC voltage, and supplies the converted DC voltage to boost converter 12 via capacitor C2.
【0151】 [0151]
そして、昇圧コンバータ12は、コンデンサC2からの直流電圧をノードN1,N2を介して受け、その受けた直流電圧を信号PWDによって降圧し、その降圧した直流電圧を直流電源Bに供給する。 Then, the boost converter 12 receives via the nodes N1, N2 the DC voltage from capacitor C2, steps down the received DC voltage by the signal PWD, and supplies the stepped-down DC voltage to DC power supply B. これにより、交流モータM1またはM2によって発電された電力が直流電源Bに充電される。 Thus, electric power generated by AC motor M1 or M2 is charged to a DC power source B.
【0152】 [0152]
このように、交流モータが2つの場合でも、リアクトル電流ILが、−Ir≦IL≦Irの範囲(ただし、IL=0を除く)にあるとき、信号PWUのキャリア周波数fcは、最適キャリア周波数fcoptよりも低いキャリア周波数fcdecに設定され、NPNトランジスタQ1,Q2のデッドタイムによる影響が低減される。 Thus, even when the AC motor is two, reactor current IL, the range of -Ir ≦ IL ≦ Ir (excluding IL = 0) when it is in, the carrier frequency fc of the signals PWU, the optimal carrier frequency fcopt is set to a lower carrier frequency fcdec than the impact of the dead time of the NPN transistors Q1, Q2 can be reduced.
【0153】 [0153]
なお、上記においては、直流電源Bから昇圧コンバータ12へ流れる直流電流をリアクトル電流ILとしたが、この直流電流は、直流電源Bから出力される直流電流と同義である。 In the above, although the DC current flowing from the DC power supply B to boost converter 12 and that reactor current IL, the direct current is synonymous with the DC current output from the DC power supply B.
【0154】 [0154]
また、上記においては、リアクトル電流ILを電流センサー11により検出すると説明したが、この発明においては、リアクトル電流ILは、交流モータM1(またはM2)の出力パワーと昇圧コンバータ12の出力電圧Vmとに基づいて求めるようにしてもよい。 Further, in the above description, the detection by the current sensor 11 reactor current IL, in the present invention, reactor current IL, the output power of AC motor M1 (or M2) and the output voltage Vm of boost converter 12 it may be obtained based. また、交流モータM1(またはM2)のトルクから交流モータM1(またはM2)の出力パワーを演算し、その演算した出力パワーに基づいてリアクトル電流ILを求めるようにしてもよい。 Further, calculates the output power of AC motor M1 (or M2) alternating from the torque of the motor M1 (or M2), may be obtained reactor current IL based on the calculated output power.
【0155】 [0155]
さらに、上記においては、周波数調整部56は、直流電源Bから昇圧コンバータ12までの回路の抵抗R、直流電源Bから出力される直流電圧Vb、コンデンサC2の容量C、リアクトルL1のインダクタンスL、コンデンサC2の両端の出力電圧Vmおよび時間Tp,Tnに基づいてリプル電流Irを演算すると説明したが、この発明においては、リプル電流Irは、抵抗R、容量C、インダクタンスL、直流電圧Vb、出力電圧Vmおよび時間Tp,Tnに基づいて予め演算され、その演算されたリプル電流Irは、周波数調整部56に保持されるように構成してもよい。 Further, in the above, the frequency adjusting unit 56, the resistance R of the circuit from the DC power supply B to boost converter 12, DC voltage Vb output from DC power source B, the capacitance of the capacitor C2 C, the inductance L of the reactor L1, the capacitor C2 output voltage Vm and the time Tp at both ends of, has been described as calculating the ripple current Ir based on Tn, in the present invention, ripple current Ir, the resistance R, capacitance C, inductance L, DC voltage Vb, output voltage Vm and time Tp, is calculated in advance based on Tn, the computed ripple current Ir may be configured to be held in the frequency adjuster 56.
【0156】 [0156]
さらに、上記においては、昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1,Q2をオン/オフするための信号PWUの最適キャリア周波数fcoptを、電流センサー11により検出したリアクトル電流ILと図5の実線に示すマップとに基づいて選択すると説明したが、この発明においては、図14に示すフローチャートに従って最適キャリア周波数fcoptを選択してもよい。 Further, in the above, the NPN transistors Q1, Q2 of boost converter 12 the optimum carrier frequency fcopt signal PWU for turning on / off, on the map shown by the solid line of the reactor current IL and 5 detected by the current sensor 11 has been described as selected on the basis, in the present invention, may be selected an optimum carrier frequency fcopt accordance with the flowchart shown in FIG. 14.
【0157】 [0157]
図14を参照して、最適キャリア周波数fcoptを選択する動作が開始されると、周波数調整部56は、トルク指令値TR(またはTR1,TR2)、モータ回転数MRN(またはMRN1,MRN2)、およびバッテリ電圧Vbを受け(ステップS100)、その受けたトルク指令値TRおよびモータ回転数MRNに基づいて交流モータM1を駆動する際に必要な電力である直流電源Bの出力要求BP*を演算する(ステップS102)。 Referring to FIG. 14, when the operation of selecting the optimum carrier frequency fcopt is started, the frequency adjusting unit 56, a torque command value TR (or TR1, TR2), motor rotation number MRN (or MRN1, MRN2), and receiving a battery voltage Vb (step S100), calculates the output request BP * of DC power supply B is the power necessary for driving the AC motor M1 based on the received torque command value TR and motor revolution number MRN ( step S102). なお、直流電源Bの出力要求BP*は、交流モータM1からの動力を電力換算したものとして演算される。 The output request of the DC power supply B BP * is calculated power from AC motor M1 as those power conversion.
【0158】 [0158]
その後、周波数調整部56は、演算した出力要求BP*を電圧センサー10からの直流電圧Vbによって除算して昇圧コンバータ12のリアクトルL1に流す目標リアクトル電流IL*を演算し(ステップS104)、その演算した目標リアクトル電流IL*に基づいて昇圧コンバータ12のNPNトランジスタQ1,Q2を効率良くスイッチングするための最適なキャリア周波数である最適キャリア周波数fcoptを設定する(ステップS106)。 Then, the frequency adjustment unit 56 calculates the calculated output required BP * was divided by the DC voltage Vb from voltage sensor 10 target reactor current flowing through the reactor L1 of the boost converter 12 IL * (step S104), and the calculated target reactor current IL * NPN transistors Q1, Q2 of boost converter 12 effectively sets the optimum carrier frequency fcopt the optimum carrier frequency for switching on the basis of that (step S106). そして、この最適キャリア周波数fcoptを用いて、目標リアクトル電流IL*がリアクトルL1に流れるように、昇圧コンバータ12が制御され(ステップS108)、最適キャリア周波数を選択するルーチンが終了する。 Then, by using the optimum carrier frequency Fcopt, so that the target reactor current IL * flows through the reactor L1, boost converter 12 is controlled (step S108), the routine for selecting the optimal carrier frequency is completed.
【0159】 [0159]
そして、図14に示すフローチャートに従ってキャリア周波数fcが最適キャリア周波数fcoptに設定される場合、図12のステップS10における最適キャリア周波数を選択する動作は、図14に示すフローチャートに従って行なわれる。 Then, when the carrier frequency fc is set to the optimum carrier frequency fcopt accordance with the flowchart shown in FIG. 14, the operation of selecting the optimum carrier frequency in step S10 in FIG. 12 is performed in accordance with the flowchart shown in FIG. 14.
【0160】 [0160]
なお、交流モータM1,M2は、上述したように回生制動時に発電機として機能し得る交流モータであるが、好ましくは、交流モータは、エンジンの駆動時にエンジンのクランク軸の回転力により発電する発電機として機能してもよい。 Note that AC motor M1, M2 is the AC motor capable of functioning as a generator during regenerative braking, as described above, preferably, the AC motor generates electric power by the rotational force of a crankshaft of an engine at the time of driving the engine generator it may function as a machine. このように、交流モータがエンジンの駆動時に発電機として機能する態様としては、交流モータM1が駆動輪を駆動するためのトルクを発生するモータとして機能し、交流モータM2がエンジンのクランク軸の回転力により発電する発電機として機能する場合である。 Thus, as an aspect AC motor functions as a generator when driving the engine, and functions as a motor AC motor M1 generates torque for driving drive wheels, rotary AC motor M2 is the crankshaft it is a case of functioning as a generator that generates electric power by the force.
【0161】 [0161]
また、交流モータM1,M2およびエンジンの出力軸がプラネタリーギアに接続されるようなハイブリッドシステムを構成してもよい。 Further, the output shaft of the AC motor M1, M2 and the engine may constitute a hybrid system that is connected to the planetary gear.
【0162】 [0162]
さらに、交流モータM1,M2は、互いに、車両の異なる駆動輪に対応して設けられてもよい。 Furthermore, AC motor M1, M2 are each, may be provided corresponding to the different drive wheels of the vehicle.
【0163】 [0163]
さらに、他の交流モータを交流モータM1,M2に並列に適宜追加してもよい。 Furthermore, it may be appropriately added in parallel to the AC motor M1, M2 and other AC motor.
【0164】 [0164]
この発明の実施の形態によれば、スイッチング素子により直流電圧の電圧レベルを変えて出力電圧を出力する電圧変換器と、直流電源から電圧変換器へ流れるリアクトル電流を検出する検出手段と、リアクトル電流の絶対値がリプル電流の絶対値以下であるとき、スイッチング素子をオン/オフするキャリア周波数を低下して電圧変換器を制御する制御手段とを備えるので、スイッチング素子のデッドタイムによる影響を低減できる。 According to the embodiment of the present invention, a voltage converter for outputting an output voltage by changing the voltage level of the DC voltage by the switching element, and detecting means for detecting the reactor current flowing from the DC power supply to the voltage converter, the reactor current when the absolute value of is less than or equal to the absolute value of the ripple current, the provided decreases the carrier frequency for turning on / off the switching elements and control means for controlling the voltage converter, it can reduce the influence of the dead time of the switching element .
【0165】 [0165]
今回開示された実施の形態はすべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。 The embodiments disclosed herein are to be considered as not restrictive but illustrative in all respects. 本発明の範囲は、上記した実施の形態の説明ではなくて特許請求の範囲によって示され、特許請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。 The scope of the invention being indicated by the appended claims rather than the description above, and is intended to include all modifications within the meaning and range of equivalency of the claims.
【図面の簡単な説明】 BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS
【図1】この発明の実施の形態による電圧変換装置を備えたモータ駆動装置の概略ブロック図である。 1 is a schematic block diagram of a motor drive apparatus having a voltage conversion device according to the embodiment of the present invention.
【図2】図1に示す制御装置の機能ブロック図である。 2 is a functional block diagram of a controller shown in FIG.
【図3】図2に示すモータトルク制御手段の機能を説明するための機能ブロック図である。 3 is a functional block diagram for explaining the function of motor torque control means shown in FIG.
【図4】損失とキャリア周波数との関係図である。 FIG. 4 is a graph showing the relationship between the loss and the carrier frequency.
【図5】昇圧コンバータの損失とキャリア周波数との関係図である。 5 is a graph showing the relationship between loss and carrier frequency of the boost converter.
【図6】信号のタイミングチャートである。 FIG. 6 is a timing chart of the signal.
【図7】トランジスタのオンデューティーとキャリア周波数との関係図である。 FIG. 7 is a graph showing the relationship between on-duty and the carrier frequency of the transistor.
【図8】リプル電流の波形図である。 FIG. 8 is a waveform diagram of the ripple current.
【図9】リアクトル電流とリプル電流との波形図である。 FIG. 9 is a waveform diagram of a reactor current and the ripple current.
【図10】リアクトル電流とリプル電流との波形図である。 FIG. 10 is a waveform diagram of a reactor current and the ripple current.
【図11】リアクトル電流とリプル電流との波形図である。 11 is a waveform diagram of the reactor current and ripple current.
【図12】キャリア周波数を調整する動作を説明するためのフローチャートである。 12 is a flowchart for explaining an operation of adjusting the carrier frequency.
【図13】この発明の実施の形態による電圧変換装置を備えたモータ駆動装置の他の概略ブロック図である。 13 is another schematic block diagram of a motor drive apparatus having a voltage conversion device according to the embodiment of the present invention.
【図14】最適キャリア周波数を求める動作を説明するためのフローチャートである。 14 is a flowchart for explaining an operation for obtaining the optimum carrier frequency.
【図15】従来のモータ駆動装置の概略ブロック図である。 Figure 15 is a schematic block diagram of a conventional motor driving device.
【図16】図15に示す双方向コンバータの制御信号のタイミングチャートである。 16 is a timing chart of the control signal of the bidirectional converter shown in FIG. 15.
【図17】リアクトル電流の波形図である。 FIG. 17 is a waveform diagram of the reactor current.
【図18】トランジスタのデッドタイムによる影響を説明するための出力電圧の波形図である。 18 is a waveform diagram of the output voltage for illustrating the effect of the dead time of the transistor.
【符号の説明】 DESCRIPTION OF SYMBOLS
10,13,320 電圧センサー、11,24,28 電流センサー、12昇圧コンバータ、14,31,330 インバータ、15 U相アーム、16V相アーム、17 W相アーム、30,30A 制御装置、40 モータ制御用相電圧演算部、42 インバータ用PWM信号変換部、50 インバータ入力電圧指令演算部、52 フィードバック電圧指令演算部、54 デューティー比変換部、56 周波数調整部、100,100A,300 モータ駆動装置、301 モータトルク制御手段、302 電圧変換制御手段、310 双方向コンバータ、B 直流電源、SR1,SR2 システムリレー、C1,C2 コンデンサ、L1,311 リアクトル、Q1〜Q8,312,313 NPNトランジスタ、D1〜D8,314,315 ダイオード、M1, 10,13,320 voltage sensor, 11,24,28 current sensor, 12 boost converter, 14,31,330 inverter, 15 U-phase arm, 16V-phase arm, 17 W-phase arm, 30, 30A control unit, 40 motor control use phase voltage calculation unit, for 42 inverter PWM signal conversion unit, 50 an inverter input voltage command calculation unit, 52 a feedback voltage command calculation unit, 54 duty ratio conversion unit 56 frequency adjuster, 100, 100A, 300 motor driving device, 301 motor torque control means, 302 the voltage conversion control means 310 bi-directional converter, B DC power supply, SR1, SR2 system relay, C1, C2 capacitor, L1,311 reactor, Q1~Q8,312,313 NPN transistor, D1 to D8, 314 and 315 diode, M1, M2 交流モータ。 M2 AC motor.

Claims (14)

  1. 出力電圧が指令電圧になるように直流電源からの直流電圧を前記出力電圧に変換する電圧変換装置であって、 The DC voltage from the DC power source so that the output voltage is command voltage to a voltage converter for converting the output voltage,
    スイッチング素子を含み、前記直流電圧の電圧レベルを変えて出力電圧を出力する電圧変換器と、 It includes a switching element, a voltage converter for outputting an output voltage by changing the voltage level of the DC voltage,
    前記直流電源から前記電圧変換器へ流れるリアクトル電流を検出する検出手段と、 Detection means for detecting the reactor current flowing from the DC power supply to said voltage converter,
    前記検出されたリアクトル電流を前記リアクトル電流のリプル電流と比較し、その比較結果に応じて、前記スイッチング素子をオン/オフするキャリア周波数を変更して前記電圧変換器を制御する制御手段とを備える電圧変換装置。 The detected reactor current compared to the ripple current of the reactor current, according to the comparison result, and a control means for the switching element to change the on / off the carrier frequency for controlling said voltage converter voltage conversion device.
  2. 前記制御手段は、前記リアクトル電流の絶対値が前記リプル電流の絶対値以下であるとき、前記キャリア周波数を低下して前記電圧変換器を制御する、請求項1に記載の電圧変換装置。 Wherein, when said absolute value of the reactor current is below the absolute value of the ripple current, it decreases the carrier frequency for controlling said voltage converter, the voltage conversion device according to claim 1.
  3. 前記制御手段は、さらに、前記スイッチング素子のデューティー比を一定に保持して前記電圧変換器を制御する、請求項2に記載の電圧変換装置。 It said control means further holds the duty ratio of the switching element constant for controlling said voltage converter, the voltage conversion device according to claim 2.
  4. 前記制御手段は、前記リアクトル電流の絶対値が前記リプル電流の絶対値よりも大きいとき、前記キャリア周波数を最適キャリア周波数に設定して前記電圧変換器を制御する、請求項2または請求項3に記載の電圧変換装置。 Wherein, when the absolute value of the reactor current is greater than the absolute value of the ripple current, by setting the optimum carrier frequency the carrier frequency for controlling said voltage converter, in claim 2 or claim 3 voltage conversion device according.
  5. 前記直流電源からの直流電圧を検出する第1の電圧センサーと、 A first voltage sensor for detecting a DC voltage from the DC power supply,
    前記電圧変換器の出力電圧を検出する第2の電圧センサーとをさらに備え、 And a second voltage sensor for detecting the output voltage of the voltage converter,
    前記制御手段は、前記検出された直流電圧および出力電圧を用いて前記リプル電流を演算し、前記リアクトル電流を前記演算したリプル電流と比較する、請求項1から請求項4のいずれか1項に記載の電圧変換装置。 It said control means, said ripple current is calculated by using the detected DC voltage and the output voltage is compared with the reactor current ripple current in the operation to any one of claims 1 to 4 voltage conversion device according.
  6. 前記電圧変換器は、上アームおよび下アーム用の2つのスイッチング素子を含み、 Said voltage converter comprises two switching elements for the upper and lower arms,
    前記制御手段は、前記検出された直流電圧、前記出力電圧、前記上アーム用のスイッチング素子のオン時間、前記下アーム用のスイッチング素子のオン時間、および前記2つのスイッチング素子のオン/オフを制御する信号のキャリア周期に基づいて前記リプル電流を演算する、請求項5に記載の電圧変換装置。 Said control means, the detected DC voltage, the output voltage, ON time of the switching element for the upper arm, on-time of the switching element for the lower arm, and controlling an on / off of the two switching elements computing the ripple current based on carrier cycle of the signal voltage conversion device according to claim 5.
  7. 出力電圧が指令電圧になるように直流電源からの直流電圧を前記出力電圧に変換する電圧変換の制御をコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体であって、 A computer-readable recording medium recording a program for executing a DC voltage to the computer control of the voltage converter for converting the output voltage from the DC power supply so that the output voltage is command voltage,
    前記直流電源から前記電圧変換を行う電圧変換器へ流れるリアクトル電流を検出する第1のステップと、 A first step of detecting the reactor current flowing from the DC power supply to the voltage converter performing the voltage conversion,
    前記検出されたリアクトル電流を前記リアクトル電流のリプル電流と比較する第2のステップと、 A second step of comparing the detected reactor current and ripple current of the reactor current,
    前記比較結果に応じて、前記電圧変換器に含まれるスイッチング素子をオン/オフするキャリア周波数を変更して前記電圧変換器を制御する第3のステップとをコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体。 Depending on the comparison result, recording a program for executing the third step of the switching elements included in said voltage converter by changing the on / off the carrier frequency for controlling the voltage converter to the computer computer readable recording medium.
  8. 前記第3のステップは、前記リアクトル電流の絶対値が前記リプル電流の絶対値以下であるとき、前記キャリア周波数を低下して前記電圧変換器を制御する、請求項7に記載のコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体。 The third step, when the absolute value of the reactor current is below the absolute value of the ripple current, controls the voltage converter by lowering the carrier frequency, causing a computer to execute according to claim 7 a computer-readable recording medium storing a program for.
  9. 前記第3のステップは、さらに、前記リアクトル電流の絶対値が前記リプル電流の絶対値よりも大きいとき、前記キャリア周波数を最適キャリア周波数に設定して前記電圧変換器を制御する、請求項8に記載のコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体。 Said third step further, when the absolute value of the reactor current is greater than the absolute value of the ripple current, controls the voltage converter by setting the optimum carrier frequency the carrier frequency, to claim 8 a computer-readable recording medium storing a program to be executed by a description of the computer.
  10. 前記直流電源からの直流電圧と前記出力電圧とを検出する第4のステップと、 A fourth step of detecting a DC voltage and the output voltage from the DC power supply,
    前記検出された直流電圧および出力電圧を用いて前記リプル電流を演算する第5のステップとをさらにコンピュータに実行させる、請求項7から請求項9のいずれか1項に記載のコンピュータに実行させるためのプログラムを記録したコンピュータ読み取り可能な記録媒体。 Using said detected DC voltage and the output voltage is performed more computers and a fifth step of calculating the ripple current, to be executed by a computer according to claims 7 to any one of claims 9 computer readable recording medium recording a program.
  11. 出力電圧が指令電圧になるように直流電源からの直流電圧を前記出力電圧に変換する電圧変換方法であって、 The DC voltage from the DC power source to a voltage conversion method for converting the output voltage so that the output voltage is command voltage,
    前記直流電源から前記電圧変換を行う電圧変換器へ流れるリアクトル電流を検出する第1のステップと、 A first step of detecting the reactor current flowing from the DC power supply to the voltage converter performing the voltage conversion,
    前記検出されたリアクトル電流を前記リアクトル電流のリプル電流と比較する第2のステップと、 A second step of comparing the detected reactor current and ripple current of the reactor current,
    前記比較結果に応じて、前記電圧変換器に含まれるスイッチング素子をオン/オフするキャリア周波数を変更して前記電圧変換器を制御する第3のステップとを含む電圧変換方法。 Depending on the comparison result, the voltage conversion method comprising a third step of switching elements included in said voltage converter by changing the on / off the carrier frequency for controlling said voltage converter.
  12. 前記第3のステップは、前記リアクトル電流の絶対値が前記リプル電流の絶対値以下であるとき、前記キャリア周波数を低下して前記電圧変換器を制御する、請求項11に記載の電圧変換方法。 The third step, when said absolute value of the reactor current is below the absolute value of the ripple current, decreases the carrier frequency for controlling said voltage converter, the voltage conversion method according to claim 11.
  13. 前記第3のステップは、さらに、前記リアクトル電流の絶対値が前記リプル電流の絶対値よりも大きいとき、前記キャリア周波数を最適キャリア周波数に設定して前記電圧変換器を制御する、請求項12に記載の電圧変換方法。 Said third step further, when the absolute value of the reactor current is greater than the absolute value of the ripple current, controls the voltage converter by setting the optimum carrier frequency the carrier frequency, to claim 12 voltage conversion method according.
  14. 前記直流電源からの直流電圧と前記出力電圧とを検出する第4のステップと、 A fourth step of detecting a DC voltage and the output voltage from the DC power supply,
    前記検出された直流電圧および出力電圧を用いて前記リプル電流を演算する第5のステップとをさらに含む、請求項11から請求項13のいずれか1項に記載の電圧変換方法。 5 further including the steps of, a voltage converting method according to any one of claims 13 claim 11 which calculates the ripple current by using the detected DC voltage and the output voltage.
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