JP2004080935A - Acceleration estimating apparatus, motor controller, and acceleration estimating method - Google Patents

Acceleration estimating apparatus, motor controller, and acceleration estimating method Download PDF

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Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To provide a device and a method for enabling detection, etc. of the idling or the slippage of the drive shaft of an induction motor, without using a speed sensor, or even if the relative speed of each induction motor is small. <P>SOLUTION: An acceleration estimating apparatus 50 is equipped with a phase computing unit 51, which calculates and outputs a phase θ on a static coordinate from batch current values Iu and Iv outputted from a current sensor 30; a BPF 52 which makes the phase θ pass through a given band and outputs it as a phase θ'; a differential computing unit 53, which computes the estimate f1 of inverter frequency by getting the first-order derivative of the phase θ'; an LPF 54 which passes a given zone of the frequency f1 and outputs it as a frequency f1', and a differential computing unit 55 which computes a degree of acceleration estimate αi, by obtaining the first-order derivative of the frequency f1'. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

【0001】
【発明の属する技術分野】
本発明は、誘導電動機に係る加速度推定装置、電動機制御装置及び加速度推定方法に関する。
【0002】
【従来の技術】
誘導電動機は種々の動力として利用されており、例えば機関車を含む鉄道車両や電気自動車等の電気車が挙げられる。中でも鉄道車両における誘導電動機の制御として、近年、速度センサレスベクトル制御の研究・開発が盛んに行われている。従来の誘導電動機の空転滑走・再粘着制御は、誘導電動機の回転子に連動した軸の速度を検出する速度センサからのパルスをもとにしたものであり、軸の速度、即ち誘導電動機の速度が得られることを前提としたものである。
【0003】
速度センサレスベクトル制御は速度センサを用いないものである。このため、速度センサレスベクトル制御における空転滑走・再粘着制御は、速度センサを用いないことによる性能低下が生じないことが望まれる。
【0004】
そこで、各車輪の速度差によって主電動機電流に差が生じることに着目した空転滑走・再粘着方式として、特開2002−44804号公報の発明が知られている。
【0005】
【発明が解決しようとする課題】
しかしながら、各車輪の速度差に着目した方式は、各主電動機の相対速度が大きいときに有利であるが、全軸が空転したりして、相対速度が小さいときには、空転又は滑走の検知等が困難になると考えられる。
【0006】
本発明は上記課題に鑑みて為されたものであり、その目的とするところは、速度センサを用いずとも、また各誘導電動機の相対速度が小さい場合であっても、誘導電動機の駆動軸の空転又は滑走の検知等を可能とするための装置又は方法を実現することである。
【0007】
【課題を解決するための手段】
以上の課題を解決するため、請求項1に記載の発明の加速度推定装置は、
1以上の誘導電動機(例えば、図1の電動機10)をベクトル制御によって駆動するインバータ(例えば、図1のインバータ20)の出力電流値の所定座標系(例えば、静止座標系)における位相を演算する位相演算手段(例えば、図1の位相演算器51)と、
前記位相演算手段により演算された位相の二階微分を算出する算出手段と、
を備え、前記算出手段による算出結果によって前記1以上の誘導電動機の平均加速度を推定することを特徴とする。
【0008】
また請求項5に記載の発明の加速度推定方法は、
1以上の誘導電動機をベクトル制御によって駆動するインバータの出力電流値の所定座標系における位相を演算した後、二階微分を算出することによって前記1以上の誘導電動機の平均加速度を推定することを特徴とする。
【0009】
この請求項1又は5に記載の発明によれば、インバータの出力電流値について所定の演算を行うことにより、当該インバータが一括して駆動している誘導電動機の平均加速度を推定することができる。したがって、容易に誘導電動機の加速度を得ることができるため、各誘導電動機の相対速度が小さい場合であっても、誘導電動機の駆動軸の空転又は滑走の検知等が可能となる。尚、本発明は速度センサを用いたものでないため、ベクトル制御下は勿論、速度センサレスベクトル制御下においても適用が可能である。
【0010】
また請求項2に記載の発明は、請求項1に記載の加速度推定装置であって、
前記算出手段は、
前記位相演算手段により演算された位相について、帯域通過フィルタ演算(例えば、図1のBPF52による演算)及び一階微分演算(例えば、図1の微分演算器53による演算)を同順又は逆順に行う第1微分手段と、
前記第1微分手段による演算結果について、低域通過フィルタ演算(例えば、図1のLPF54)及び一階微分演算(例えば、図1の微分演算器55)を同順又は逆順に行う第2微分手段と、
を有し、前記第2微分手段による演算結果によって前記1以上の誘導電動機の平均加速度を推定することを特徴としている。
【0011】
また請求項6に記載の発明は、請求項5に記載の加速度推定方法であって、
前記二階微分は、帯域通過フィルタ演算及び一階微分演算を同順又は逆順に演算した後、低域通過フィルタ演算及び一階微分演算を同順又は逆順に演算することにより算出することを特徴としている。
【0012】
この請求項2又は6に記載の発明によれば、単に二階微分の演算を行うのではなく、加速度の推定演算に不要なノイズを除去するために、帯域通過フィルタ及び低域通過フィルタの演算を行う。このことにより、より精度のよい平均加速度の推定が可能となる。
【0013】
また請求項3に記載の発明は、1以上の誘導電動機の駆動をベクトル制御する電動機制御装置であって、
請求項1又は2に記載の加速度推定装置と、
前記加速度推定装置による加速度の推定値に基づいて、前記1以上の誘導電動機の空転又は滑走を検知する検知手段と、
を備えることを特徴とする。
【0014】
また請求項4に記載の発明は、1以上の誘導電動機の駆動をベクトル制御する電動機制御装置であって、
請求項1又は2に記載の加速度推定装置と、
前記加速度推定装置による加速度の推定値に基づいて、前記1以上の誘導電動機の粘着力を推定する粘着力推定手段と、
を備えることを特徴とする。
【0015】
この請求項3に記載の発明によれば、加速度推定装置によって推定された加速度を用いることで、例えば、速度センサレスベクトル制御において、各誘導電動機の相対速度が小さい場合であっても、誘導電動機の駆動軸の空転又は滑走の検知及びその際の制御が可能であり、また請求項4に記載の発明によれば、例えば、空転又は滑走後の再粘着制御を実現できる。
【0016】
【発明の実施の形態】
以下、本発明を、電車を駆動する誘導電動機の制御装置の一部に適用した実施の形態について詳細に説明する。
【0017】
1.主回路システム
図1は、電車の主回路システムの概略図である。インバータ20には、パンタグラフ及びコンバータ等を介して架線の電力が供給される。またベクトル制御演算器40から入力されるu相、v相、w相の電圧指令値V ,V ,V に基づいてインバータ20は出力電圧を調整し、並列接続された4台の3相誘導電動機11〜14(以下、包括的に電動機10という。)に一括して給電する。以下、インバータ20から出力される電流を一括電流という。
【0018】
電流センサ31,32(以下、包括的に電流センサ30という。)は、インバータ20の出力端に設けられ、インバータ20から出力されるu相及びv相の一括電流をそれぞれ検出し、一括電流値i,iとしてベクトル制御演算器40及び加速度推定装置50に出力する。
【0019】
ベクトル制御演算器40は、電流センサ30からフィードバックされた一括電流値i,iに基づいて、トルク分電流と磁束分電流を算出し、電圧指令値V ,V ,V を決定してインバータ20に出力する。
【0020】
すなわち、図1の主回路システムは、ベクトル制御によって電動機10の駆動を制御する構成である。尚、本実施の形態において、ベクトル制御演算器40は、定電流制御を行うものとして説明する。この場合、各誘導電動機の負荷にばらつきが生じても、電圧指令値V ,V ,V としては一定値が出力されることとなる。また、定電流制御においては、通常、電動機のすべり周波数が一定値と考えられるため、インバータ周波数の微分値とロータ周波数の微分値とが略同一と考えられる。
【0021】
またベクトル制御演算器40及び加速度推定装置50は、CPUや、プログラムを記憶したROM、RAM等から構成されるコンピュータにより実現されるものであり、例えば制御ボードとして電動機の制御装置に実装される。またインバータ20を含めて一体的にインバータ装置として構成され得る。
【0022】
そして、加速度推定装置50は、電流センサ30から出力される一括電流値i,iに基づいて、各誘導電動機11〜14の平均加速度を推定する。すなわち、速度センサを用いることなく、平均加速度の推定が可能であるため、速度センサレスベクトル制御においても加速度推定装置50を適用可能である。
【0023】
2.加速度推定装置
図2は、加速度推定装置50の機能ブロック図である。加速度推定装置50は、電流センサ30から出力される一括電流値i,iから、静止座標系上の位相θを演算して出力する位相演算器51と、位相θについて所定帯域を通過させ、位相θ′として出力する帯域通過フィルタ(以下、BPFという。)52と、位相θ′の一階微分を求めることによりインバータ周波数の推定値f1を算出する微分演算器53と、周波数f1の所定域以下を通過させ、周波数f1′として出力する低域通過フィルタ(以下、LPFという。)54と、周波数f1′の一階微分を求めることにより加速度推定値αiを算出する微分演算器55とを備えて構成される。
【0024】
▲1▼位相演算器51の動作原理
図3は、誘導電動機の一次側の三相巻線を示す図であり、図4は、図3の三相巻線を電気的・磁気的に等価な二相(α−β)巻線に変換した図である。ここで、u相巻線とα相巻線の角度をゼロとする。
【0025】
三相巻線の相電流は(1)〜(3)式となる。
【数1】
【0026】
三相−二相変換を行い、α−β座標系(静止座標系)において、一次電流iα,iβは(4)〜(5)式で表される。
【数2】
【0027】
(4)〜(5)式を整理すると(6)〜(7)式となる。
【数3】
【0028】
従って一次電流ベクトルiの振幅|i|は、(8)式となる。
【数4】
【0029】
次に一次電流ベクトルiとα軸とのなす角(位相)を求める。一次電流ベクトルiの大きさ(振幅)は相電流の波高値の√(3/2)倍である。このため、一次電流ベクトルiの振幅を相電流の波高値に合わせるため、一次電流ベクトルiの振幅を√(2/3)倍して、一次電流ベクトルiとα軸とのなす角(位相)を求めると、(9)式となる。
【数5】
【0030】
▲2▼BPF52〜微分演算器55の動作原理
(9)式で得られる位相θについて基本波以外の周波数の影響を少なくするため、BPF52は、所定帯域を通過帯域として通過させ位相θ′として出力する。
【0031】
インバータ周波数の推定値f1は、位相θの時間変化率として求めることができるため、BPF52を通過した位相θ′を用いると、(10)式により算出することができる。
【数6】
【0032】
微分演算器55は、この(10)式で求められたインバータ周波数の推定値f1の時間変化を求めるわけであるが、電車の駆動軸の周波数変化に鑑み、周波数雑音を低減させるため、f1を一旦LPF54に通過させた後に微分する。LPF54を通過したインバータ周波数の推定値をf1′とすると、加速度推定値αiは(11)式により算出することができる。尚、ベクトル制御による定電流制御下においては、すべり周波数がほぼ一定と考えられるため、インバータ周波数とロータ周波数とが略一致する。このため、(11)式が成り立つものである。
【数7】
【0033】
3.実施例
新幹線電車を、時速275〜300km/hで試験走行させ、所定軸に毎分6リットルの散水を行った時の試験結果の一例が図5である。12〜42秒間に数回の空転が生じている。同図(a)において、V_,V_,V_,V_は各軸(それぞれ図1の電動機11〜14に相当する。)の進行方向速度[km/h]である。また、この間にベクトル制御演算器40に入力されたトルク分電流指令値i1qrefと磁束分電流指令値i1defを同図(b)に、各電動機の一次電流ベクトルの大きさi_,i_,i_,i_を同図(c)に示す。
【0034】
図5の解析区間(32秒〜40秒間)において、V_,V_,V_,V_の全ての軸の速度が一時的に約10km/h程度上昇し、空転の検知によってトルク分電流指令値i1qrefが一時的に引き下げられている。このため図5の解析区間においては全軸空転が生じていると考えられる。
【0035】
この解析区間において、本実施の形態の加速度推定装置50を適用した。解析区間においてインバータ周波数は約180Hzであるため、BPF52は100〜250Hzを通過帯域とした。また空転時におけるインバータ周波数の時間変化は高々数Hzであるため、LPF54は3Hz以下を通過帯域とする急峻なカットオフ特性を持つようにした。
【0036】
本実施例の適用結果を図6に示す。同図(a)は解析区間における4軸の平均速度(実測値)を、同図(b)は(a)の平均速度から得られる平均加速度(実測値)及び加速度推定装置50が算出した加速度推定値αiを、同図(c)はトルク分電流値i1qrefを示す図である。尚、加速度(インバータ周波数の時間変化)は、車輪加速度に相当すると考えられるため、[km/h/s]に換算している。
【0037】
図6より、加速度推定装置50による平均加速度の推定が精度良く実現できていることが分かる。すなわち、加速度推定装置50の出力値が所定の加速度閾値を超えたか否かを判断することにより、空転の検知が可能となる。具体的には、例えば、加速度閾値を−5.0[km/h/s]とし、加速度推定装置50から出力される加速度推定値αiが加速度閾値を超えたか否かを監視することにより空転を検知する検知部を構成し、電動機制御装置が具備することにより実現できる。勿論この検知部も加速度推定装置50と同様、コンピュータ等が実装された制御基板等により実現可能である。尚、空転のみならず、滑走の検知も同様にして可能である。
【0038】
4.変形例
(1)加速度推定装置の構成
図2において、位相演算器51が出力した位相θについてBPF52が所定帯域を通過させ、θ′として出力した後、微分演算器53がインバータ周波数の推定値f1を算出することとして説明した。しかし、微分演算器53が、位相演算器51の出力する位相θに基づいて、インバータ周波数数の推定値f1を算出した後、BPF52が、f1の所定帯域を通過させて出力する構成としてもよい。また同様に、LPF54と微分演算器55との演算順序を入れ替えることとしてもよい。
【0039】
(2)再粘着制御
加速度推定装置50によって、速度センサレスベクトル制御において、電動機の平均加速度を制御よく推定することが可能となったが、加速度の推定が可能となった為に、例えば、空転・滑走後の再粘着制御に推定値を利用することが実現できる。
【0040】
具体的に説明する。電動機の車軸とレールとの接線力に相当する負荷トルクは、空転・滑走によって変化する。その変化した負荷トルクを推定する方法として特開2002−44804号公報の数式(4)〜(8)が知られている。この内、(6)式である、dωr−n/dt=(dω/dt)−(dωs−n/dt)の(dω/dt)の項に加速度推定装置50による加速度推定値を利用することができる。
【0041】
詳細には、同公報(6)式において、回転子角周波数ωr−nの時間変化は、一次角周波数ωの時間変化からすべり角周波数ωs−nの時間変化を減算した値となる。しかし、すべり角周波数ωs−nは定電流制御においては一定と仮定できるため、簡単に同公報の(4)式を算出し、空転・滑走によって変化した負荷トルクを推定することで、再粘着制御を実現できる。
【0042】
また次の方法により再粘着制御を行うこととしてもよい。即ち、粘着電流値Iμを推定する方法として、電気学会論文誌D(産業応用部門誌)H11年2月号「粘着力推定を行う空転再粘着制御 −粘着力推定方法と高速新幹線電車での試験結果−」に記載の(5)式が知られている。この式を本実施の形態に適用して変換すると次式となる
【数8】
【0043】
ここで、Kμは定数であり、一次電流ベクトルiの振幅は(8)式から算出できる。そして、加速度推定値αiは、加速度推定装置50による推定値を利用することができる。すなわち、速度センサレスベクトル制御において、粘着力の推定を簡単に実現することができる。
【0044】
なお、これらの変形例に示した粘着力推定の機能部は、加速度推定装置50と同様、コンピュータ等が実装された制御基板等により実現可能である。
【0045】
(3)インバータ20と電動機10
上記実施の形態においては、インバータ20が4台の誘導電動機11〜14に一括して給電することとして説明したが、電動機の数はこれに限らない。即ち、インバータ20が1台の電動機を給電・駆動することとしても、上記実施の形態を適用することが可能である。
【0046】
【発明の効果】
本発明によれば、インバータの出力電流値について所定の演算を行うことにより、当該インバータが一括して駆動している誘導電動機の平均加速度を推定することができる。したがって、容易に誘導電動機の加速度を得ることができるため、各誘導電動機の相対速度が小さい場合であっても、誘導電動機の駆動軸の空転又は滑走の検知等が可能となる。
【図面の簡単な説明】
【図1】電車の主回路システムの概略図。
【図2】加速度推定装置の機能ブロック図。
【図3】誘導電動機の一次側の三相巻線を示す図。
【図4】図3の三相巻線を電気的・磁気的に等価な二相(α−β)巻線に変換した図。
【図5】実施例の試験結果の一例を示す図。
【図6】実施例の適用結果の一例を示す図。
【符号の説明】
10  誘導電動機
20  インバータ
30  電流センサ
60  電動機制御装置
40  ベクトル制御演算器
50  加速度推定装置
51  位相演算器
52  BPF
53  微分演算器
54  LPF
55  微分演算器
[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to an acceleration estimation device, an electric motor control device, and an acceleration estimation method for an induction motor.
[0002]
[Prior art]
Induction motors are used as various types of power, for example, electric vehicles such as railway vehicles including locomotives and electric vehicles. Above all, research and development of speed sensorless vector control have been actively conducted in recent years as control of induction motors in railway vehicles. Conventional slipping and re-adhesion control of an induction motor is based on a pulse from a speed sensor that detects the speed of the shaft linked to the rotor of the induction motor, and the speed of the shaft, that is, the speed of the induction motor Is assumed to be obtained.
[0003]
The speed sensorless vector control does not use a speed sensor. For this reason, it is desired that the slipping / re-adhesion control in the speed sensorless vector control does not cause a decrease in performance due to not using a speed sensor.
[0004]
Japanese Patent Application Laid-Open No. 2002-44804 discloses an idling / re-adhesion system that focuses on the difference in the main motor current due to the speed difference between the wheels.
[0005]
[Problems to be solved by the invention]
However, the method focusing on the speed difference of each wheel is advantageous when the relative speed of each main motor is high, but when all the axes are idling or when the relative speed is low, detection of idling or sliding is not possible. It will be difficult.
[0006]
The present invention has been made in view of the above problems, and has as its object the object of using a drive shaft of an induction motor without using a speed sensor and even when the relative speed of each induction motor is small. An object of the present invention is to realize an apparatus or a method for enabling detection of slipping or sliding.
[0007]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above problems, an acceleration estimating device according to the first aspect of the present invention
A phase in a predetermined coordinate system (for example, a stationary coordinate system) of an output current value of an inverter (for example, the inverter 20 in FIG. 1) that drives one or more induction motors (for example, the motor 10 in FIG. 1) by vector control is calculated. Phase calculating means (for example, the phase calculator 51 in FIG. 1);
Calculating means for calculating the second derivative of the phase calculated by the phase calculating means,
And estimating an average acceleration of the one or more induction motors based on a calculation result by the calculation means.
[0008]
According to a fifth aspect of the invention, there is provided an acceleration estimation method,
After calculating a phase of an output current value of an inverter that drives one or more induction motors by vector control in a predetermined coordinate system, an average acceleration of the one or more induction motors is estimated by calculating a second derivative. I do.
[0009]
According to the first or fifth aspect of the present invention, by performing a predetermined operation on the output current value of the inverter, it is possible to estimate the average acceleration of the induction motor driven by the inverter collectively. Therefore, since the acceleration of the induction motor can be easily obtained, even if the relative speed of each induction motor is low, it is possible to detect idling or sliding of the drive shaft of the induction motor. Since the present invention does not use a speed sensor, the present invention is applicable not only under vector control but also under speed sensorless vector control.
[0010]
According to a second aspect of the present invention, there is provided the acceleration estimating apparatus according to the first aspect,
The calculating means,
A band-pass filter operation (for example, an operation by the BPF 52 in FIG. 1) and a first-order differential operation (for example, an operation by the differential operation unit 53 in FIG. 1) are performed on the phase calculated by the phase operation unit in the same or reverse order. A first differentiating means;
A second differentiating unit that performs a low-pass filter operation (for example, the LPF 54 in FIG. 1) and a first-order differential operation (for example, the differentiator 55 in FIG. 1) in the same order or in the reverse order on the operation result by the first differentiating unit. When,
And estimating an average acceleration of the one or more induction motors based on a calculation result by the second differentiating means.
[0011]
The invention according to claim 6 is the acceleration estimation method according to claim 5,
The second-order differentiation is characterized in that after calculating the band-pass filter operation and the first-order differentiation operation in the same order or in the reverse order, the low-order filter operation and the first-order differentiation operation are calculated in the same order or the reverse order. I have.
[0012]
According to the second or sixth aspect of the present invention, instead of simply performing the second derivative operation, the operation of the band-pass filter and the low-pass filter is performed in order to remove noise unnecessary for the acceleration estimation operation. Do. This allows more accurate estimation of the average acceleration.
[0013]
According to a third aspect of the present invention, there is provided an electric motor control device for performing vector control of driving of one or more induction motors,
An acceleration estimation device according to claim 1 or 2,
Based on an estimated value of acceleration by the acceleration estimating device, detecting means for detecting idling or sliding of the one or more induction motors,
It is characterized by having.
[0014]
According to a fourth aspect of the present invention, there is provided an electric motor control device for performing vector control of driving of one or more induction motors,
An acceleration estimation device according to claim 1 or 2,
An adhesive force estimating unit that estimates an adhesive force of the one or more induction motors based on an estimated value of the acceleration by the acceleration estimating device;
It is characterized by having.
[0015]
According to the invention described in claim 3, by using the acceleration estimated by the acceleration estimating device, for example, in the speed sensorless vector control, even if the relative speed of each induction motor is small, the induction motor It is possible to detect and control slipping or sliding of the drive shaft, and according to the invention described in claim 4, for example, it is possible to realize readhesion control after slipping or sliding.
[0016]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment in which the present invention is applied to a part of a control device of an induction motor for driving a train will be described in detail.
[0017]
1. Main Circuit System FIG. 1 is a schematic diagram of a main circuit system of a train. Overhead wire power is supplied to the inverter 20 via a pantograph, a converter, and the like. The inverter 20 adjusts the output voltage based on the u-phase, v-phase, and w-phase voltage command values V u * , V v * , and V w * input from the vector control calculator 40, and sets the four-parallel connected The three-phase induction motors 11 to 14 (hereinafter collectively referred to as the electric motor 10) are collectively supplied with power. Hereinafter, the current output from the inverter 20 is referred to as a collective current.
[0018]
Current sensors 31 and 32 (hereinafter collectively referred to as current sensor 30) are provided at the output end of the inverter 20, detect the u-phase and v-phase collective currents output from the inverter 20, respectively, and generate a collective current value. i u, and outputs the vector control calculating unit 40 and the acceleration estimating unit 50 as i v.
[0019]
Vector control calculating unit 40, collectively the current values i u, which is fed back from the current sensor 30, based on i v, calculates the torque current and magnetic flux equivalent current, voltage command value V u *, V v *, V w * Is determined and output to the inverter 20.
[0020]
That is, the main circuit system in FIG. 1 is configured to control the driving of the electric motor 10 by vector control. Note that, in the present embodiment, description will be given assuming that the vector control calculator 40 performs constant current control. In this case, even if variations occur in the load of the induction motor, * voltage command value V u, V v *, so that the constant value is output as V w *. In addition, in the constant current control, since the slip frequency of the motor is generally considered to be a constant value, it is considered that the differential value of the inverter frequency and the differential value of the rotor frequency are substantially the same.
[0021]
The vector control computing unit 40 and the acceleration estimating device 50 are realized by a computer including a CPU, a ROM storing a program, a RAM, and the like, and are mounted on, for example, a control device of a motor as a control board. Further, the inverter device including the inverter 20 can be integrally configured as an inverter device.
[0022]
The acceleration estimating unit 50 on the basis of the collective current value i u, i v output from the current sensor 30, estimates the average acceleration of each induction motor 11-14. That is, since the average acceleration can be estimated without using the speed sensor, the acceleration estimation device 50 can be applied to the speed sensorless vector control.
[0023]
2. FIG. 2 is a functional block diagram of the acceleration estimating device 50. Acceleration estimation device 50, collective current value i u outputted from the current sensor 30, the i v, and phase calculator 51 calculates and outputs the phase θ on the stationary coordinate system, and passed through a predetermined band for the phase θ , A band-pass filter (hereinafter referred to as BPF) 52 that outputs the phase θ ′, a differential calculator 53 that calculates an estimated value f1 of the inverter frequency by obtaining the first derivative of the phase θ ′, and a predetermined frequency f1. A low-pass filter (hereinafter, referred to as LPF) 54 that passes below the frequency band and outputs it as a frequency f1 ', and a differential calculator 55 that calculates an estimated acceleration value αi by obtaining the first derivative of the frequency f1'. It is configured with.
[0024]
(1) Operation Principle of Phase Calculator 51 FIG. 3 is a diagram showing the three-phase winding on the primary side of the induction motor, and FIG. 4 is a diagram showing the three-phase winding of FIG. It is the figure converted into two-phase (α-β) winding. Here, the angle between the u-phase winding and the α-phase winding is set to zero.
[0025]
The phase currents of the three-phase winding are represented by equations (1) to (3).
(Equation 1)
[0026]
The three-phase to two-phase conversion is performed, and in the α-β coordinate system (stationary coordinate system), the primary currents iα and iβ are expressed by equations (4) to (5).
(Equation 2)
[0027]
When the expressions (4) to (5) are arranged, the expressions (6) to (7) are obtained.
[Equation 3]
[0028]
Therefore, the amplitude | i 1 | of the primary current vector i 1 is given by the following equation (8).
(Equation 4)
[0029]
Then determine the angle between the primary current vector i 1 and α-axis (phase). The magnitude (amplitude) of the primary current vector i 1 is √ (3/2) times the peak value of the phase current. Therefore, in order to adjust the amplitude of the primary current vector i 1 to the peak value of the phase current, the amplitude of the primary current vector i 1 is multiplied by √ (2), and the angle between the primary current vector i 1 and the α-axis. When (phase) is obtained, Expression (9) is obtained.
(Equation 5)
[0030]
{Circle around (2)} The operation principle of the BPF 52 to the differential calculator 55 In order to reduce the influence of frequencies other than the fundamental wave on the phase θ obtained by the equation (9), the BPF 52 passes a predetermined band as a pass band and outputs it as a phase θ ′. I do.
[0031]
Since the estimated value f1 of the inverter frequency can be obtained as the time rate of change of the phase θ, it can be calculated by equation (10) using the phase θ ′ that has passed through the BPF 52.
(Equation 6)
[0032]
The differentiator 55 calculates the time change of the estimated value f1 of the inverter frequency obtained by the equation (10). In order to reduce the frequency noise in consideration of the frequency change of the drive shaft of the train, the differential calculator 55 calculates f1. After passing through the LPF 54 once, differentiation is performed. Assuming that the estimated value of the inverter frequency that has passed through the LPF 54 is f1 ′, the estimated acceleration value αi can be calculated by equation (11). Under the constant current control by the vector control, since the slip frequency is considered to be substantially constant, the inverter frequency and the rotor frequency substantially match. Therefore, equation (11) holds.
(Equation 7)
[0033]
3. FIG. 5 shows an example of test results when the Shinkansen train was run at a speed of 275 to 300 km / h and water was sprayed on a predetermined axis at a rate of 6 liters per minute. Several times of slip occur during 12 to 42 seconds. In FIG. (A), V t _ 1 , V t _ 2, V t _ 3, V t _ 4 is (corresponding to the motor 11 to 14 in FIG. 1, respectively.) Each axial process velocity [km of / h]. Also, the torque-based current command value i 1qref and the magnetic flux-based current command value i 1def input to the vector control calculator 40 during this time are shown in FIG. 3B, and the magnitude of the primary current vector i 1 _ 1 , FIG. 3C shows i 1 _ 2 , i 1 _ 3 , and i 1 _ 4 .
[0034]
In the analysis section of Fig. 5 (32 seconds to 40 seconds), the speed of all axes of the V t _ 1, V t _ 2, V t _ 3, V t _ 4 is temporarily elevated by about 10 km / h Meanwhile , the torque-based current command value i 1qref is temporarily reduced by the detection of the idling. For this reason, it is considered that all-axis idle occurs in the analysis section of FIG.
[0035]
In this analysis section, the acceleration estimation device 50 of the present embodiment is applied. Since the inverter frequency is about 180 Hz in the analysis section, the BPF 52 has a pass band of 100 to 250 Hz. Since the time change of the inverter frequency during idling is several Hz at most, the LPF 54 has a steep cutoff characteristic having a pass band of 3 Hz or less.
[0036]
FIG. 6 shows the application result of this embodiment. FIG. 3A shows the average speed (actual measurement value) of the four axes in the analysis section, and FIG. 2B shows the average acceleration (actual measurement value) obtained from the average speed of FIG. 2A and the acceleration calculated by the acceleration estimating device 50. FIG. 4C shows the estimated value αi, and FIG. 4C shows the torque component current value i 1qref . Since the acceleration (time change of the inverter frequency) is considered to correspond to the wheel acceleration, it is converted to [km / h / s].
[0037]
From FIG. 6, it can be seen that the estimation of the average acceleration by the acceleration estimation device 50 has been realized with high accuracy. That is, idling can be detected by determining whether or not the output value of the acceleration estimating device 50 has exceeded a predetermined acceleration threshold. Specifically, for example, the acceleration threshold is set to −5.0 [km / h / s], and the idling is monitored by monitoring whether or not the estimated acceleration value αi output from the acceleration estimation device 50 exceeds the acceleration threshold. It can be realized by configuring a detection unit for detecting and providing the motor control device. Needless to say, this detection unit can be realized by a control board or the like on which a computer or the like is mounted, similarly to the acceleration estimation device 50. It is to be noted that, in addition to the idling, the detection of the gliding is also possible.
[0038]
4. Modification Example (1) Configuration of Acceleration Estimating Apparatus In FIG. 2, after the BPF 52 passes a predetermined band for the phase θ output by the phase calculator 51 and outputs it as θ ′, the differential calculator 53 outputs the estimated value f1 of the inverter frequency. Has been described as being calculated. However, the differential operation unit 53 may calculate the estimated value f1 of the inverter frequency number based on the phase θ output from the phase operation unit 51, and then the BPF 52 may pass through a predetermined band of f1 and output. . Similarly, the operation order of the LPF 54 and the differential operation unit 55 may be changed.
[0039]
(2) With the re-adhesion control acceleration estimating device 50, in the speed sensorless vector control, it is possible to estimate the average acceleration of the electric motor with good control. However, since the acceleration can be estimated, for example, the idling / The use of the estimated value for the readhesion control after the skiing can be realized.
[0040]
This will be specifically described. The load torque corresponding to the tangential force between the axle of the electric motor and the rail changes due to slipping and sliding. Equations (4) to (8) in JP-A-2002-44804 are known as methods for estimating the changed load torque. Among them, (6) formula, dω r-n / dt = (dω 1 / dt) - (dω s-n / dt) of (d [omega 1 / dt) acceleration estimated value by the acceleration estimation device 50 in section Can be used.
[0041]
Specifically, in equation (6), the time change of the rotor angular frequency ω rn is a value obtained by subtracting the time change of the slip angular frequency ω s-n from the time change of the primary angular frequency ω 1. . However, since the slip angular frequency ωs -n can be assumed to be constant in the constant current control, the equation (4) of the publication is simply calculated, and the load torque changed by the slip / skid is estimated to obtain the re-adhesion. Control can be realized.
[0042]
Further, the re-adhesion control may be performed by the following method. In other words, as a method of estimating the adhesion current value Iμ, the IEEJ Transactions on Industry D (Journal of the Industrial Applications Division) H11 / Feb. The expression (5) described in "Result-" is known. When this equation is applied to the present embodiment and converted, the following equation is obtained.
[0043]
Here, Kmyu is a constant, the amplitude of the primary current vector i 1 can be calculated from equation (8). As the estimated acceleration value αi, an estimated value by the acceleration estimation device 50 can be used. That is, in the speed sensorless vector control, the estimation of the adhesive force can be easily realized.
[0044]
The functional units for adhesive force estimation shown in these modified examples can be realized by a control board or the like on which a computer or the like is mounted, similarly to the acceleration estimation device 50.
[0045]
(3) Inverter 20 and electric motor 10
In the above embodiment, the inverter 20 is described as supplying power to the four induction motors 11 to 14 collectively, but the number of motors is not limited to this. That is, the above embodiment can be applied even when the inverter 20 supplies and drives one electric motor.
[0046]
【The invention's effect】
According to the present invention, by performing a predetermined calculation on the output current value of the inverter, it is possible to estimate the average acceleration of the induction motor driven by the inverter collectively. Therefore, since the acceleration of the induction motor can be easily obtained, even if the relative speed of each induction motor is small, it is possible to detect the idling or sliding of the drive shaft of the induction motor.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a schematic diagram of a main circuit system of a train.
FIG. 2 is a functional block diagram of the acceleration estimation device.
FIG. 3 is a diagram showing a three-phase winding on the primary side of the induction motor.
FIG. 4 is a diagram in which the three-phase winding of FIG. 3 is converted into an electrically and magnetically equivalent two-phase (α-β) winding.
FIG. 5 is a diagram showing an example of a test result of the example.
FIG. 6 is a diagram showing an example of the application result of the embodiment.
[Explanation of symbols]
Reference Signs List 10 Induction motor 20 Inverter 30 Current sensor 60 Motor controller 40 Vector control calculator 50 Acceleration estimator 51 Phase calculator 52 BPF
53 Differential calculator 54 LPF
55 Differential operation unit

Claims (6)

  1. 1以上の誘導電動機をベクトル制御によって駆動するインバータの出力電流値の所定座標系における位相を演算する位相演算手段と、
    前記位相演算手段により演算された位相の二階微分を算出する算出手段と、
    を備え、前記算出手段による算出結果によって前記1以上の誘導電動機の平均加速度を推定することを特徴とする加速度推定装置。
    Phase calculation means for calculating a phase in a predetermined coordinate system of an output current value of an inverter that drives one or more induction motors by vector control;
    Calculating means for calculating the second derivative of the phase calculated by the phase calculating means,
    And estimating an average acceleration of the one or more induction motors based on a calculation result by the calculation means.
  2. 請求項1に記載の加速度推定装置であって、
    前記算出手段は、
    前記位相演算手段により演算された位相について、帯域通過フィルタ演算及び一階微分演算を同順又は逆順に行う第1微分手段と、
    前記第1微分手段による演算結果について、低域通過フィルタ演算及び一階微分演算を同順又は逆順に行う第2微分手段と、
    を有し、前記第2微分手段による演算結果によって前記1以上の誘導電動機の平均加速度を推定することを特徴とする加速度推定装置。
    The acceleration estimation device according to claim 1,
    The calculating means,
    A first differentiating unit that performs a band-pass filter operation and a first-order differentiation operation on the phase calculated by the phase operation unit in the same order or in the reverse order;
    A second differentiating unit that performs a low-pass filter operation and a first-order differential operation on the result of the operation by the first differentiating unit in the same or reverse order;
    And estimating an average acceleration of the one or more induction motors based on a calculation result by the second differentiating means.
  3. 1以上の誘導電動機の駆動をベクトル制御する電動機制御装置であって、
    請求項1又は2に記載の加速度推定装置と、
    前記加速度推定装置による加速度の推定値に基づいて、前記1以上の誘導電動機の空転又は滑走を検知する検知手段と、
    を備えることを特徴とする電動機制御装置。
    A motor control device that performs vector control of driving of one or more induction motors,
    An acceleration estimation device according to claim 1 or 2,
    Based on an estimated value of acceleration by the acceleration estimating device, detecting means for detecting idling or sliding of the one or more induction motors,
    An electric motor control device comprising:
  4. 1以上の誘導電動機の駆動をベクトル制御する電動機制御装置であって、
    請求項1又は2に記載の加速度推定装置と、
    前記加速度推定装置による加速度の推定値に基づいて、前記1以上の誘導電動機の粘着力を推定する粘着力推定手段と、
    を備えることを特徴とする電動機制御装置。
    A motor control device that performs vector control of driving of one or more induction motors,
    An acceleration estimation device according to claim 1 or 2,
    An adhesive force estimating unit that estimates an adhesive force of the one or more induction motors based on an estimated value of the acceleration by the acceleration estimating device;
    An electric motor control device comprising:
  5. 1以上の誘導電動機をベクトル制御によって駆動するインバータの出力電流値の所定座標系における位相を演算した後、二階微分を算出することによって前記1以上の誘導電動機の平均加速度を推定する加速度推定方法。An acceleration estimation method for estimating an average acceleration of the one or more induction motors by calculating a phase of an output current value of an inverter that drives one or more induction motors by vector control in a predetermined coordinate system, and then calculating a second derivative.
  6. 請求項5に記載の加速度推定方法であって、
    前記二階微分は、帯域通過フィルタ演算及び一階微分演算を同順又は逆順に演算した後、低域通過フィルタ演算及び一階微分演算を同順又は逆順に演算することにより算出することを特徴とする加速度推定方法。
    The acceleration estimation method according to claim 5, wherein
    The second derivative is calculated by calculating the band-pass filter operation and the first-order differential operation in the same order or in the reverse order, and then calculating the low-pass filter operation and the first-order differential operation in the same order or the reverse order. Acceleration estimation method.
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