JP2004048868A - Speed controller for synchronous motor - Google Patents

Abstract

<P>PROBLEM TO BE SOLVED: To rotate a motor at high speed in condition that a control system is stable without using a magnetic position sensor and a current sensor. <P>SOLUTION: This speed controller gets an electrical angle frequency command ω1* from a revolution command ωr*, gets the amount ▵ω1 of revision from the difference between Iq* and Iqc, gets ω1c by adding up ω1* and ▵ω1, gets an AC phase θdc by integrating ▵ω1 by an integrator 8, gets Iqc by sampling the current IO by the detection of a current detector 6 with a current sampler 91 and reproducing an AC current with a current reproducer 32 and converting the coordinates of the reproduced current with a dq coordinate converter 93, based on the AC phase θdc, gets Iq* from Iqc with an Iq generator 10, gets application voltage commands Vdc* and Vqc* with a voltage command computing unit 12, based on Id*, Iq*, and ω1*, gets three-phase AC voltage commands vu*-vw* form the applied voltage with a dq inverter 13, generates a PWM signal with a PWM generator 14, based on the three-phase AC voltage command, and controls the inverter 3 by this PWM signal. <P>COPYRIGHT: (C)2004,JPO

Description

前記状態量として、軸誤差Δθｃを演算してなる。
【００１７】
（３）前記ｄｃ軸と前記ｑｃ軸上の各印加電圧指令と前記位相算出手段の算出による交流位相とから電圧指令位相を演算する電圧位相演算手段と、前記電圧位相演算手段の演算による電圧指令位相の特定の位相毎に前記サンプリング手段に対してサンプリングを指令するための割り込み信号を出力する割り込み信号発生手段とを備えてなる。
【００１８】
（４）前記ｄｑ逆変換手段の出力による三相交流電圧指令の各相の極性を演算して各相の極性信号を出力する極性演算手段と、前記いずれか一つの相の極性信号の極性の変化に応答して、前記サンプリング手段に対してサンプリングを指令するための割り込み信号を出力する割り込み信号発生手段とを備えてなる。
【００１９】
（５）前記ｄｑ逆変換手段の出力による三相交流電圧指令の各相の絶対値を演算して出力する絶対値演算手段と、前記各相の絶対値のうちいずれか２つの相の絶対値が近似した値になったときに、前記サンプリング手段に対してサンプリングを指令するための割り込み信号を出力する割り込み信号発生手段とを備えてなる。
【００２０】
（６）前記ｄｑ座標変換手段の座標変換により得られたｄｃ軸上の電流成分とｄ軸電流指令との差を演算する減算手段と、前記ｑｃ軸上の印加電圧指令を算出するための電動機定数を前記減算手段の演算結果に従って補正する電動機定数補正手段とを備えてなるなる。
【００２１】
（７）少なくとも前記インバータと前記制御器および前記インバータ電流検出器をモジュール化してなる。
【００２２】
また、本発明は、同期電動機と、前記いずれかの同期電動機の速度制御装置と、前記同期電動機を動力源とした圧縮機とを備えてなる空調機を構成したものである。
【００２３】
前記した手段によれば、同期電動機のｄ−ｑ軸と制御軸ｄｃ−ｑｃ軸との軸誤差Δθに起因した状態量を演算し、この状態量を修正量として、回転数指令から得られた電気角周波数指令を補正して駆動周波数を求め、この駆動周波数から交流位相を算出し、さらにインバータ電流をサンプリングして得られた電流にしたがって同期電動機の交流電流を再現し、再現された交流電流を交流位相に基づいてｄｑ座標変換してトルク電流を求め、このトルク電流からトルク電流指令（ｑ軸電流指令）を生成するとともに、トルク電流指令と回転数指令から得られた電気角周波数指令に基づいてｄｃ軸とｑｃ軸上の各印加電圧指令を演算し、各印加電圧指令を交流位相にしたがってｄｑ逆変換して三相交流電圧指令を生成し、三相交流電圧指令を基にパルス幅制御信号を生成し、このパルス幅制御信号にしたがってインバータを制御するようにしたため、磁極位置センサレス・電流センサレスでも、同期電動機を安定に高速度で回転させることが可能になる。
【００２４】
すなわち、実質的に、フィードバック制御を行っているのはｄｃ−ｑｃ軸とｄ−ｑ軸との誤差角に相当する状態量にしたがって、軸ずれを補正する制御だけであり、軸ずれ補正の制御を行うための修正ループゲインは数１０ｍｓ程度の応答時間で良く、インバータ電流から電動機電流を再現し、再現された電流から実際のトルク電流を生成する処理時間は修正ループゲインの１／５程度の処理周期で行えば十分である。このため、速度制御器や電流制御器を省いても、トルク電流を検出するための処理に要する時間を遅くすることで、同期電動機を安定した状態で高速回転させることが可能になる。
【００２５】
【発明の実施の形態】
以下、本発明の一実施形態を図面に基づいて説明する。
【００２６】
（実施形態１）
図１は本発明に係る同期電動機の速度制御装置の実施形態１の系統構成を示すブロック図である。図１において、同期電動機の速度制御装置は、同期電動機５に回転数指令ωｒ^＊を与えるための回転数指令ωｒ^＊を発生する回転数指令発生器１と、同期電動機５の交流印加電圧を演算し、この演算結果を基に、パルス幅制御信号としてのパルス幅変調信号（ＰＷＭ信号）生成してインバータ３に印加する制御器２と、このＰＷＭ信号により駆動されるインバータ３と、インバータ３に電力を供給する直流電源４と、直流電源４からインバータ３に供給されるインバータ電流Ｉ０を検出する電流検出器（インバータ電流検出器）６を備えて構成されており、インバータ３の交流出力側には、制御対象として、例えば、磁石モータで構成された同期電動機５が接続されている。
【００２７】
制御器２は、変換ゲイン７と、積分器８と、検出電流処理器９と、トルク電流指令（Ｉｑ^＊）発生器１０と、Ｉｄ^＊発生器１１と、電圧指令演算器１２と、ｄｑ逆変換器１３と、ＰＷＭ発生器１４と、ω１補正器１５と、加算器１６とを備えて構成されている。
【００２８】
変換ゲイン７は、回転数指令発生器１の出力による回転数指令ωｒ^＊を、同期電動機５の極数Ｐを用いて同期電動機５の電気角周波数指令（駆動周波数指令）ω１^＊に変換し、変換した電気角周波数指令ω１^＊を電圧指令演算器１２と加算器１６に出力するようになっている。加算器１６は電気角周波数指令ω１^＊とω１補正器１５の出力による修正量Δω１とを加算して駆動周波数ω１ｃを算出し、算出結果を積分器８に出力するようになっている。積分器８は、制御装置内部の交流位相θｄｃを演算し、同期電動機５の駆動周波数に関連する交流位相θｄｃを算出する位相算出手段として構成されている。
【００２９】
検出電流処理器９は、電流検出器６の検出によるインバータ電流Ｉ０に基づいて、回転座標軸（ｄｃ／ｑｃ軸）上の同期電動機５の電流成分をＩｄｃ、Ｉｑｃを演算するように構成されている。トルク電流指令発生器１０は、検出電流処理器９の出力によるｑｃ軸上の電流成分Ｉｑｃ（実際のトルク電流）に基づいて、トルク電流指令としてのｑ軸電流指令Ｉｑ^＊を演算するトルク電流指令生成手段として構成されている。Ｉｄ^＊発生器１１は、ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊を発生するｄ軸電流指令発生手段として構成されている。電圧指令演算器１２は、Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊、ω１^＊に基づいて、ｄｃ−ｑｃ軸上の同期電動機５に印加する電圧指令Ｖｄｃ^＊、Ｖｑｃ^＊を演算する印加電圧指令演算手段として構成されている。ｄｑ逆変換器１３は、ｄｃ−ｑｃ軸上の電圧指令Ｖｄｃ^＊、Ｖｑｃ^＊を三相交流軸上の三相交流電圧指令ｖｕ^＊、ｖｖ^＊、ｖｗ^＊に変換するｄｑ逆変換手段として構成されている。ＰＷＭ発生器１４は、三相交流電圧指令ｖｕ^＊、ｖｖ^＊、ｖｗ^＊に基づいて、ＰＷＭ信号を生成し、生成したＰＷＭ信号をインバータ３に出力するパルス幅制御信号生成手段として構成されている。
【００３０】
ω１補正器１５は、同期電動機５のｄ−ｑ軸と制御軸ｄｃ−ｑｃ軸との軸誤差Δθに起因した状態量を演算し、その演算結果に基づいて同期電動機５の電気角周波数指令（駆動周波数指令）ω１^＊に対する修正量Δω１を演算する状態量演算手段として構成されている。加算器１６は、変換ゲイン７の出力による電気角周波数指令ω１^＊とω１補正器１５の出力による修正量Δω１とを加算して駆動周波数ω１ｃを算出する位相補正手段として構成されている。すなわち、加算器１６は、状態量としての修正量Δω１に基づいて交流位相θｄｃを補正するために、電気角周波数指令ω１^＊と修正量Δω１とを加算して電気角周波数指令ω１^＊を補正して、駆動周波数ω１ｃを算出するようになっている。
【００３１】
検出電流処理器９は、電流サンプラー９１と、電流再現器９２、ｄｑ座標変換器９３を備えて構成されている。電流サンプラー９１は、電流検出器６の検出によるインバータ電流Ｉ０の瞬時値を順次サンプリングし、サンプリングした電流を電流再現器９２に出力するサンプリング手段として構成されている。電流再現器９２は、電流サンプラー９１のサンプリングによるサンプリング電流値に基づいて、同期電動機５に流れる交流電流Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを再現する電流再現手段として構成されている。ｄｑ座標変換器９３は、電流再現器９２の再現による交流電流を、同期電動機５内部の磁極軸を仮定したｄｃ軸とこのｄｃ軸に直交するｑｃ軸上の電流成分、すなわち回転座標軸であるｄｃ−ｑｃ軸上の電流成分Ｉｄｃ、Ｉｑｃに変換するｄｑ座標変換手段として構成されている。
【００３２】
インバータ３は、スイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎ、各スイッチング素子に逆並列接続されたダイオードから構成された主回路部３１と、主回路部３１の各スイッチング素子にゲートパルス信号を印加するゲート・ドライバ３２から構成されている。
【００３３】
直流電源４は、ダイオードブリッジ４２と平滑コンデンサ４３を備えて構成されており、交流電源４１からの交流信号を整流し、整流された信号に含まれる脈動成分を平滑コンデンサ４３で抑制し、直流電圧Ｖ０をインバータ３に印加するように構成されている。
【００３４】
次に、実施形態１の動作原理について説明する。変換ゲイン７は、回転数指令発生器１の出力による回転数指令ωｒ^＊に基づいて、同期電動機５の電気角周波数指令ω１^＊を演算し、演算結果を電圧指令演算器１２と加算器１６に出力する。電圧指令演算器１２では、電気角周波数ω１^＊、電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊に基づいて、同期電動機５に印加すべき印加電圧Ｖｄｃ^＊、Ｖｑｃ^＊を次の（３）式によって演算する。
【００３５】
【数３】

ただし、Ｒ：電動機抵抗、Ｌｄ：ｄ軸インダクタンス、Ｌｑ：ｑ軸インダクタンス、Ｋｅ：電動機の発電定数である。
【００３６】
（３）式は、同期電動機の一般的なモデルから得られる演算式であり、電圧指令演算器１２に与えられる電流指令Ｉｄ^＊、Ｉｑ^＊はそれぞれＩｄ^＊発生器１１、Ｉｑ^＊発生器１０で作成される。ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊は、同期電動機５として非突極型のものを用いたときには、通常Ｉｄ^＊＝０が与えられる。一方、同期電動機５として突極型のものを用いたときには、効率を最大にするために、マイナスの値が与えられる。トルク電流指令としてのＩｑ^＊は、電流検出処理器９において求めたｑｃ軸上の電流検出器Ｉｑｃから演算によって求められる。
【００３７】
すなわち、Ｉｑ^＊発生器１０においては、例えば、次の（４）式にしたがってＩｑ^＊を演算する。
【００３８】
【数４】

ベクトル制御の場合、Ｉｑ^＊は、速度制御器の出力として与えられることが多いが、本発明に係る制御器２では、検出値ＩｑｃからＩｑ^＊を作成することとしている。
【００３９】
すなわち、（４）式から明らかなように、定常状態では、Ｉｑｃ＝Ｉｑ^＊となるため、同期電動機５が負荷条件に対して必要としている電圧値を、制御装置から供給することになり、ベクトル制御を実現することができる。この結果、従来のベクトル制御に比べて制御系を大幅に簡略化でき、制御系の安定性を向上させることができる。
【００４０】
（３）式にしたがって印加電圧Ｖｄｃ^＊、Ｖｑｃ^＊が得られたときには、ｄｑ逆変換器１３において、（３）式で得られた印加電圧Ｖｄｃ^＊、Ｖｑｃ^＊を三相交流軸上の三相交流電圧指令ｖｕ^＊、ｖｖ^＊、ｖｗ^＊に座標変換する。次に、ＰＷＭ発生器１４において、交流電圧指令ｖｕ^＊、ｖｖ^＊、ｖｗ^＊をＰＷＭ信号に変換し、変換したＰＷＭ信号をゲート・ドライバ３２に出力する。ゲートドライバ３２は、このＰＷＭ信号（パルス信号）に基づいてスイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｕｎ、Ｓｖｐ、Ｓｖｎ、Ｓｗｐ、Ｓｗｎを駆動し、同期電動機５に対して、Ｖｄｃ^＊、Ｖｑｃ^＊に相当する電圧を印加する。
【００４１】
一方、ω１補正器１５においては、図２に示すように、同期電動機５内の実際の磁極軸をｄ軸とし、ｄ軸に直交する軸をｑ軸とし、さらに制御装置内で仮定している座標軸をｄｃ／ｑｃ軸とし、軸誤差Δθに相当する状態量を修正量Δω１として算出する。
【００４２】
具体的には、ω１補正器１５は、図３に示すように、Ｉｑ^＊とＩｑｃとの差を演算（減算）する減算器としての加算器１７と、加算器１７の出力にゲインＫ０を乗算する比例要素としての補正ゲイン１８とから構成されている。Ｉｑ^＊とＩｑｃは定常状態においては両者は一致するが、加減速時や負荷外乱発生時には、両者の間にはずれが生じる。例えば、負荷トルク外乱が発生すると、ｄ−ｑ軸がｄｃ−ｑｃ軸よりも遅れることになり、軸誤差Δθが増加する。この場合、Ｉｑｃも増加する。逆に、負荷外乱が減少したときには、その逆の現象が発生している。したがって、Ｉｑ^＊とＩｑｃとの差を観測していれば、軸誤差Δθに関する情報が得られることになる。なお、図３の構成では、必ずしも正確なΔθの値を得られるとは限らない。しかし、ｄ−ｑ軸に、ｄｃ−ｑｃ軸を一致させるという目的からは、Δθを精度良く演算する必要はなく、軸ずれの存在の有無が分かれば良く、Δθを精度良くするときの構成については次の実施形態２において説明する。
【００４３】
ω１補正器１５の出力であるΔω１は、ｄｃ−ｑｃ軸が、ｄ−ｑ軸よりも遅れている場合には、「正」の値になる。「正」の修正量Δω１にしたがって電気角周波数指令ω１^＊を補正すると、同期電動機５の駆動周波数ω１ｃが高くなり、ｄｃ−ｑｃ軸がｄ−ｑ軸側に戻り、ｄｃ−ｑｃ軸がｄ−ｑ軸に一致し、軸誤差Δθを０にすることができる。逆に、ｄｃ−ｑｃ軸がｄ−ｑ軸よりも進んでいるときには、Δω１が「負」の値となる。「負」のΔω１にしたがって電気角周波数指令ω１^＊を補正すると、同期電動機５の駆動周波数ω１ｃが低くなり、交流位相θｄｃが順次マイナスされて、ｄｃ−ｑｃ軸がｄ−ｑ軸に一致し、軸誤差Δθを零にすることができる。
【００４４】
次に、電流検出処理器９の具体的構成を図４にしたがって説明する。検出電流処理器９は、インバータ電流Ｉ０をサンプリングする電流サンプラー９１と、電流再現器９２と、ｄｑ座標変換器９３とを備えて構成されている。電流サンプラー９１は、三相交流電圧指令ｖｕ^＊、ｖｖ^＊、ｖｗ^＊に基づいて、インバータ電流Ｉ０を順次指定のタイミングでサンプリングするためのタイミングを決定するサンプリング時間設定器９１１と、サンプリング時間設定器９１１により、サンプル／ホールド信号を発生する時間が設定される２個のタイマ９１２ａ、９１２ｂと、各タイマ９１２ａ、９１２ｂからの信号を受けて、インバータ電流Ｉ０をサンプル／ホールドする２個のサンプル／ホールダー（Ｓ／Ｈ）９１３ａ、９１３ｂと、信号の符号を反転する信号反転器９１４とから構成されている。
【００４５】
電流再現器９２は、三相交流電圧指令ｖｕ^＊〜ｖｗ^＊に基づいて、サンプリングにより得られた電流をＵ、Ｖ、Ｗ相の三相電流値Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃに割り当てる検出値割り当て器９２１と、検出値割り当て器９２１からの信号に基づいて、電流サンプラー９１からの入力を切り替える３個のスイッチ９２２ａ、９２２ｂ、９２２ｃと、電流サンプラー９１から出力される２つの電流値Ｉｍａｘ、Ｉｍｉｎとの差（Ｉｍｉｄ）を演算する減算器１６から構成されている。
【００４６】
図４において、電流サンプラー９１の出力である電流検出値Ｉｍａｘ、Ｉｍｉｎおよび電流再現器９２内で演算されるＩｍｉｄは、それぞれ三相交流電圧指令ｖｕ^＊〜ｖｗ^＊の大小関係に関連した電流値になる。例えば、三相交流電圧指令ｖｕ^＊〜ｖｗ^＊の関係が、ｖｕ^＊＞ｖｖ^＊＞ｖｗ^＊である場合、ＩｍａｘはＵ相の電流、ＩｍｉｄはＶ相の電流、ＩｍｉｎはＷ相の電流になる。この具体例を図５にしたがって説明する。
【００４７】
図５において、（ａ）は、三相交流電圧指令ｖｕ^＊〜ｖｗ^＊、ＰＷＭ信号に用いる三角波、キャリア、（ｂ）はパルス幅変調された各相のＰＷＭパルス信号の波形、（ｃ）はインバータ３のスイッチング状態を表すスイッチモード、（ｄ）は、同期電動機５に流れる三相交流電流の電流波形、（ｅ）は、電流検出器６によって検出されたインバータ電流Ｉ０の電流波形、（ｆ）は、電流サンプラー９１のサンプリングによって得られた電流Ｉｍａｘ、Ｉｍｉｎの波形、（ｇ）は電流再現器９２によって再現された各相の再現電流Ｉｕｃ〜Ｉｗｃの波形である。
【００４８】
図５では、三相交流電圧指令の大小関係がｖｕ^＊＞ｖｖ^＊＞ｖｗ^＊である例を示しており、三角波キャリア周波数が同期電動機５の駆動周波数ω１ｃに比べて十分高いものとすると、三相交流電圧指令ｖｕ^＊〜ｖｗ^＊は三角波キャリアの波形の一周期間に対して一定であるとみなすことができ、（ａ）のような波形になる。このとき、ＰＷＭパルス信号の波形は、（ｂ）のようになる。ＰＷＭパルス信号は、それぞれＦ＝１（スイッチングのレベルが“１”）のときに、インバータ３の上側のスイッチング素子Ｓｕｐ、Ｓｖｐ、Ｓｗｐがオンし、下側のスイッチング素子Ｓｕｎ、Ｓｖｎ、Ｓｗｎがオフすることを意味している。今、同期電動機５の交流電流が（ｄ）の場合を仮定すると、インバータ電流Ｉ０は（ｅ）のような波形になる。そして、（５）の場合、次の４つのスイッチモードが存在し、各モードにおける電流値は次のようになる。
【００４９】
（１）スイッチモード１：
スイッチング素子Ｓｕｐ＝ＯＮ，Ｓｖｐ＝ＯＮ，Ｓｗｐ＝ＯＮ→Ｉ０＝０
（２）スイッチモード２：
Ｓｕｐ＝ＯＮ，Ｓｖｐ＝ＯＮ，Ｓｗｐ＝ＯＦＦ→Ｉ０＝Ｉｕ＋Ｉｖ＝−１ｗ
（３）スイッチモード３：
Ｓｕｐ＝ＯＮ，Ｓｖｐ＝ＯＦＦ，Ｓｗｐ＝ＯＦＦ→Ｉ０＝Ｉｕ
（４）スイッチモード４：
Ｓｕｐ＝ＯＦＦ，Ｓｖｐ＝ＯＦＦ，Ｓｗｐ＝ＯＦＦ→Ｉ０＝０
すなわち、スイッチモード２では、最も電圧指令の小さな相（この場合はＷ相）の電流値が観測され、またスイッチモード３のときには、最も電圧指令の大きな相の電流（この場合はＵ相）が観測される。すなわち、三角波キャリアの半周期内において、インバータ電流Ｉ０には、「電圧最大相」と「電圧最小相」の電流情報が含まれることになる。
【００５０】
よって、（ｅ）の矢印のタイミングでインバータ電流Ｉ０をサンプリングすれば、それぞれ電圧最小相の電流Ｉｍｉｎ（この場合Ｗ相）と、電圧最大相の電流Ｉｍａｘ（この場合はＵ相）がサンプリングできる（図４（ｆ））。このサンプリングタイミングはサンプリング時間設定器９１１で決定される。サンプリング時間設定器９１１により、電圧指令の大小関係と、スイッチモードとの関係から、電圧最大相の電流と、電圧最小相の電流をサンプリングするためのサンプリング時間を決定し、決定された時間を基に２つのタイマ９１２ａ、９１２ｂにサンプリング時間を設定する。サンプル／ホールダー９１３ａ、９１３ｂでは、各タイマが発生する信号に基づいて、インバータ電流Ｉ０のサンプル／ホールドを実行する。なお、Ｉｍｉｎは、符号が反転しているため、信号反転器９１４によって、符号を正しく修正する。
【００５１】
また三相交流の場合、中性点を接続しない限り、Ｉｕ＋Ｉｖ＋Ｉｗ＝０が成立するので、電圧中間相の電流値（この場合Ｖ相）Ｉｍｉｄは、ＩｍａｘとＩｍｉｎとの差を減算器１６を用いて演算することで求めることができる。また電流再現器９２内では、Ｉｍａｘ、Ｉｍｉｎ、ＩｍｉｄをそれぞれＵ、Ｖ、Ｗ相に割り当てる。すなわち、検出値割り当て器９２１では、各相の交流電圧指令の大小関係から、３つのスイッチ９２２ａ〜９２２ｃを使って電流検出値を各相ごとに割り当てる。各相ごとの電流値が割り当てられると、各相の電流値Ｉｕｃ、Ｉｖｃ、Ｉｗｃを、ｄｑ座標変換器９３を用いて、ｄｃ−ｑｃ軸上の電流成分Ｉｄｃ、Ｉｑｃに変換する。
【００５２】
このようにして得られたＩｑｃに基づいて、（４）にしたがってＩｑ^＊を演算し、さらに演算によって得られたＩｑ^＊とＩｑｃとの差からω１補正器１５で修正量Δω１を求め、電気角周波数指令ω１^＊を修正量Δω１で修正して駆動周波数ω１ｃを生成することで、ベクトル制御を実現することができる。
【００５３】
このように、本実施形態においては、検出電流処理器９の動作が最も複雑になる。特に、三角波キャリアの周波数が高まるにしたがい、演算能力が重要な要素になる。しかし、本実施形態では、従来の「センサ付きベクトル制御」とは異なる構成のベクトル制御であるため、この制御のための演算処理時間は長くて良い。
【００５４】
すなわち、本実施形態における制御構成は、図１に示すように、実質的に「フィードバック制御」を行っているのは、ω１補正器１５による軸ずれ補正の制御だけである。ω１の修正ループゲインは、例えば、ファン、ポンプ、エアコンの圧縮機などの用途においては、数１０ｍｓ程度の応答時間で良い。よって、検出電流処理器９の検出電流処理も、この応答時間の１／５程度の処理周期で行えば十分である。すなわち、数ｍｓの周期で検出電流処理を行えば良いことになる。
【００５５】
これに対して、従来の「センサ付きベクトル制御」を基本構成にしたセンサレス制御では、速度制御器、電流制御器、速度推定器、位置推定器などを複数個用いてフィードバック制御系を構成するようにしているため、各要素の制御応答時間の設定が難しく、結局は演算速度を向上させる必要が出てくる。その結果として、検出電流処理も数１００μｓ刻みで処理する必要性が出てくる。
【００５６】
このように、本実施形態によれば、Ｉｑ^＊とＩｑｃとの差を基に修正量Δωを求め、電気角周波数指令ω１^＊を修正量Δω１にしたがって修正してω１ｃを求めるようにしているため、検出電流処理器９の応答時間を長くすることができ、磁極位置センサや電流センサを用いることなく、同期電動機５を安定に且つ高速度で回転させることが可能になり、ハード的な構成要素の最小化および制御構成の簡略化の実現を図ることができる。
【００５７】
（実施形態２）
次に、本発明に係る同期電動機の速度制御装置の実施形態２を図６にしたがって説明する。本実施形態は、ω１補正器１５の代わりに、ω１補正器１５Ｂを用いたものであり、他の構成は図１のものと同様である。すなわち、実施形態１では、軸誤差Δθの演算を簡略化し、ω１補正器１５を介して軸誤差Δθの制御を行っているため、回転速度などの条件が異なると、ω１修正ループのゲインが変化し、制御系の安定性が損なわれることがあることを考慮し、ω１補正器１５の代わりにω１補正器１５Ｂを用いたものである。
【００５８】
ω１補正器１５Ｂは、軸誤差Δθを精度良く演算する軸誤差演算器１９と、電動機定数としての巻線抵抗Ｒを設定する設定器２０ａ、２０ｂと、電動機定数としてのｑ軸インダクタンスＬｑを設定する設定器２１ａ、２１ｂと、Ｉｄｃとω１^＊とを乗算する乗算器２２ａと、ω１^＊とＩｑｃとを乗算する乗算器２２ｂと、Ｖｄｃ^＊、設定器２０ａの出力、設定器２１ｂの出力をそれぞれ加減算する減算器としての加算器１７ａと、Ｖｑｃ^＊、設定器２０ｂ、２１ａの出力をそれぞれ加減算する減算器としての加算器１７ｂと、加算器１７ａと加算器１７ｂの出力からそのアークタンジェントを求めるアークタンジェント演算器２３と、演算器２３の出力による軸誤差推定値Δθｃに対して「零」の指令を与える零指令発生器２４と、軸誤差推定値Δθｃと「零」とを加減算する減算器としての加算器１７ｃと、ゲインＫであって比例要素としてのゲイン設定器２５から構成されている。
【００５９】
軸誤差演算器１９では、Ｖｄｃ^＊、Ｖｑｃ^＊、ω１^＊、Ｉｄｃ、Ｉｑｃに基づいて、次に（５）式にしたがって、軸誤差Δθを推定演算する。
【００６０】
【数５】

すなわち、軸誤差演算器１９においては、（５）式における分子の演算を設定器２０ａ、乗算器２２ｂ、設定器２１ｂ、加算器１７ａで行い、（５）式の分母の演算を乗算器２２ａ、設定器２１ａ、設定器２０ｂ、加算器１７ｂを用いて行い、この演算結果からアークタンジェント演算器２３で軸誤差推定値Δθｃを演算するようになっている。
【００６１】
このように、本実施形態においては、軸誤差推定値Δθｃを求めるに際して、ω１補正器１５よりも多くの入力情報を用いて求めているため、前記実施形態よりも軸誤差推定値Δθｃを精度良く演算するこができ、センサレス制御の性能の向上に寄与することができる。
【００６２】
また、ω１補正器１５Ｂでは、軸誤差の推定値Δθｃの目標値としての「零」を、零指令発生器２４から加算器１７ｃに与え、加算器１７ｃの出力に対して比例ゲインＫを乗算して修正するようにしているため、ゲイン設定器２５の設定値が、ω１修正ループゲインを決定する応答に直接関係する量になる。この結果、速度条件や、負荷条件による制御系の依存性がなくなり、制御系全体の応答特性を前記実施形態よりも改善することができる。
【００６３】
（実施形態３）
次に、本発明に係る同期電動機の制御装置の実施形態３を図７にしたがって説明する。
【００６４】
本実施形態は、積分器８の出力による交流位相θｄｃと印加電圧指令Ｖｄｃ^＊、Ｖｑｃ^＊に基づいて、電圧指令位相θｖを演算する電圧位相演算手段としての電圧位相演算器２６と、電圧指令位相θｖの特定の位相ごとに検出電流処理器９に対してサンプリングを指令するための割込み信号Ｓを出力する割込み信号発生手段としての割込み発生器２７を新たに設けて制御器２Ｃを構成したものであり、他の構成は図１のものと同様である。
【００６５】
本実施形態における制御器２Ｃの基本動作は、実施形態１とほぼ同じである。ただし、検出電流処理器９を動作させる際、電圧指令位相θｖの特定のタイミングにおいて割込み信号をトリガとして発生させる点に特徴がある。
【００６６】
具体的には、電圧位相演算器２６では、次の（６）式にしたがって電圧指令位相θｖを演算する。
【００６７】
【数６】

（数６）のθｖと、電圧指令位相との関係は図８（ａ）に示すようになる。電圧指令位相θｖの値に基づいて、割込み発生器２７では、割込み信号Ｓを、図８（ｂ）に示すタイミングで発生する。割込み信号Ｓは、θｖ＝３０度、９０度、１５０度、・・・、３３０度の時点でそれぞれ発生する。割込み信号Ｓが検出電流処理器９に入力されると、検出電流処理器９の電流サンプラー９１は割込み信号Ｓをトリガとしてインバータ電流を順次サンプリングする。電流サンプラー９１がθｖ＝６０度の間隔で順次インバータ電流をサンプリングすると、次のような効果が得られる。
【００６８】
具体的には、図９（ａ）に示すように、三相交流電圧指令において、Ａ点（θｖ＝３０度付近）におけるインバータ電流Ｉ０の波形（動図（ｂ））と、Ｂ点（θｖ＝６０度付近）におけるインバータ電流Ｉ０の波形（動図（ｃ））を比較すると、インバータ電流Ｉ０のパルス幅に大きな差異が生じていることが分かる。Ａ点でサンプリングした場合は、Ｉｕ、Ｉｗの電流がＩ０として流れる期間が等しく、またどちらも広いパルス幅であるのに対して、Ｂ点でサンプリングすると、Ｉｕの流れる期間が短くなる。実際のインバータ電流Ｉ０の波形には、スイッチング動作に起因したリンギングが生じるため、図９（ｃ）のＩｕのような狭いパルス幅の電流をサンプリングするのは極めて困難である。なお、正確にはθｖ＝６０度の場合には、Ｉｕの期間は完全に０になってしまう。すなわち、Ｂ点近傍で検出電流処理を行った場合、三相全ての電動機電流を再現することは不可能であり、Ｉｗのみしか再現できない。この「電流再現が不可能になる」現象は、キャリア周波数が高くなる程範囲が拡大し、インバータ電流Ｉ０を用いて電動機電流の検出を行う手法の本質的な問題点である。
【００６９】
しかしながら、本実施形態における制御器２Ｃの場合は、常に、図９（ｂ）に示すタイミングでのみ、検出電流処理器９を動作させているため、（ｃ）に示すような不具合が生じることはなく、（ｂ）に示すように、常に条件の良いタイミングで電流を検出することが可能になる。
【００７０】
なお、本実施形態では、電圧位相指令θｖの一周期間（０＜θｖ＜３６０度）に対して、６回（６０度ごと）にしか検出電流処理を行わないことになる。この場合、電流検出遅れの影響が懸念されるが、本実施形態における制御器２Ｃの構成では問題になることはない。すなわち、実施形態１で説明したように、制御器２Ｃでは、フィードバック制御が軸誤差制御のみであるため、系の安定化が容易であり、制御応答を下げても安定化できる。また実施形態１で述べたように、検出電流処理器９は、数ｍｓ周期で実行すれば良い。仮に、検出電流処理を５ｍｓごとに実行するとすれば、基本周波数３３Ｈｚ（＝１／（０．００５×６））以上であれば適用が可能である。同期電動機５の場合、基本周波数は数１００Ｈｚに達する高速回転用途が多いため、ほとんどの周波数領域でも本発明を適用することができる。
【００７１】
本実施形態によれば、磁極位置センサレス・電流センサレスでも、常に安定した制御系で同期電動機５を高速回転することができる。
【００７２】
（実施形態４）
次に、本発明に係る第４実施形態を図１０にしたがって説明する。本実施形態は、制御器２の代わりに制御器２Ｄを用いたものだり、他の構成は図１のものと同様である。
【００７３】
具体的には、各相の交流出夏指令ｖｕ^＊〜ｖｗ^＊の符号（極性）を演算して各相の極性信号を出力する極性演算手段としての符号演算器２８と、符号演算器２８の出力による極性信号ｐｕ、ｐｗ、ｐｗに基づいて、検出電流処理器９に対してサンプリングを指令するための割込み信号Ｓを出力する割込み信号発生手段としての割込み発生器２７Ｄを新たに付加したものである。
【００７４】
次に、制御器２Ｄの動作について説明する。制御器２Ｄの基本動作は、実施形態１とほぼ同様である。ただし、検出電流処理器９を動作させる際、三相交流電圧指令ｖｕ^＊〜ｖｗ^＊の極性が変化するタイミングにおいて割込み信号をトリガとして発生させる点に特徴がある。
【００７５】
具体的には、実施形態３では、割込み信号Ｓを生成する際に、電圧位相指令θｖを用いていたが、（６）式に示すように、θｖの演算には、アークタンジェントを用いる必要があり、θｖを求めるのに複雑な処理が必要であって時間がかかる。しかも、割込み信号Ｓのタイミングを監視するために、電圧指令位相が更新されるごとに、毎回演算する必要がある。このため、実施形態３では、この処理がネックとなり、全体の演算時間、キャリア周波数の値などが制限されてしまう。
【００７６】
これに対して本実施形態では、実施形態３における問題点を解決するために、交流電圧指令の極性情報を利用することとしている。具体的には、図１１に示すように、交流電圧指令ｖｕ^＊〜ｖｗ^＊に対して、図１１（ｂ）〜（ｄ）に示すように、各相の極相の変化を符号演算器２８で求めることとしている。各相の交流電圧指令は、θｖ＝３０度、９０度、１５０度、・・・、３３０度の時点で生ずる。このため、割込み発生器２７Ｄは、θｖ＝３０度、９０度、１５０度、・・・、３３０度のタイミングで、すなわち各相の極性信号ｐｕ、ｐｖ、ｐｗの立上り並びに立ち下がりのタイミングで、（ｅ）に示すように、割込み信号Ｓを発生する。この結果、図８（ｂ）と同じ信号が得られるので、（６）式のような演算を必要とすることなく、割込み信号Ｓを発生させることができる。
【００７７】
このように、本実施形態によれば、実施形態３よりもさらに簡略化した構成で高性能な同期電動機の速度制御装置を実現することができる。
【００７８】
（実施形態５）
次に、本発明による実施形態５を図１２に基づいて説明する。本実施形態は、符号演算器２８の代わりに絶対値演算器２９を用い、割込み信号発生器２７Ｄの代わりに割込み信号発生器２７Ｅを用いたものであり、他の構成は実施形態４のものと同様である。
【００７９】
絶対値演算器２９は、三相交流電圧指令ｖｕ^＊〜ｖｗ^＊の絶対値を演算して出力する絶対値演算手段として構成されており、割込み発生器２７Ｅは、絶対値演算器２９の出力による絶対値のうちいずれか２つの相の絶対値が近似した値になったときに、電流検出処理器９に対してサンプリングを指令するための割込み信号Ｓを出力する割込み信号発生手段として構成されている。
【００８０】
実施形態４では、電圧指令位相の極性を用いて、その符号の反転時に割込み信号を発生させるようになっているが、この処理をソフトウエアで実施すると、符号の反転を検出するのに、演算周期分の遅れが生じることになる。すなわち、符号の反転は、前回値の比較となるため、どうしても遅れが生じてしまう。特に、基本周波数が高くなり、キャリア周波数に接近した場合には、この遅れが大きくなり、図９（ａ）に示すような理想的な条件での検出電流処理が困難になる。
【００８１】
そこで、実施形態５では、このような問題点を解決するために、絶対値演算器２９で三相交流電圧指令の絶対値を演算し、この演算結果を割込み発生器２７Ｅに出力し、割込み発生器２７Ｅでは、図１３に示すように、各相の交流電圧指令の絶対値を比較し、各相の絶対値のうち大きなものを２つ選択し、選択した両者の差を演算し、その差が例えば「零」になった場合、あるいは所定値以下の範囲になったとき、すなわち、両者の値が接近したタイミング、例えば、θｖ＝３０度、９０度、１５０度、・・・、３３０度よりも速いタイミングで、割込み信号Ｓを発生することとしている。このような処理を行うと、実施形態４のように、割込み信号Ｓに遅れが生じることはなく、逆に割込み信号の発生タイミングを進ませることも可能になる。
【００８２】
このように、本実施形態によれば、検出電流処理器９の起動タイミングを、状況に応じて任意にずらすことが可能になり、設定の自由度が向上する。なお、実施形態３を用いれば、同様の効果は得られるが、（６）式を用いているため、処理が複雑になる。これに対して、本実施形態では、交流電圧指令の絶対値の大きさを比較処理するだけであるため、演算処理は簡略化できる。
【００８３】
このように、本実施形態によれば、実施形態４よりもさらに簡略化した構成でさらに高性能な同期電動機の速度制御装置を実現することができる。
【００８４】
（実施形態６）
次に、本発明による実施形態６の構成を図１４にしたがって説明する。本実施形態は制御器２の代わりに制御器２Ｆを用いたものだり、他の構成は図１のものと同様である。
【００８５】
本実施形態における制御器２Ｆにおいては、ｄ軸電流指令Ｉｄ^＊とＩｄｃとの差を演算する減算手段としての減算器３５と、減算器３５の出力に基づいて、電圧指令演算器１２Ｆ内の設定値Ｋｅを修正するための電流制御器３６を新たに設けたものである。この電流制御器３６は、ｑｃ軸上の印加電圧指令を算出するための電動機定数を減算器３５の出力にしたがって補正する電動機定数補正手段として構成されている。
【００８６】
すなわち、前記各実施形態では、制御機内のフィードバック制御系は、軸誤差を修正する制御系のみであったが、この結果として次のようなこと生じることがある。例えば、同期電動機５に流れる電流の大きさに関しては無制御であるため、（３）式に示した設定値が全てであり、ここで用いる電動機定数にずれがあると、電動機電流が指令と異なる電流になる。例えば、無負荷であっても、過大な無負荷電流が生じたり、負荷時において電圧不足が発生して、脱調などの不具合が生じる恐れがある。特に、同期電動機５は、高効率な電動機としての特徴を備えているため、無効電流が多量に流れるのは望ましくない。同期電動機５の効率を最大に維持するためには、ｄ軸電流成分を指令通りに制御する機構が必要になる。
【００８７】
そこで、このような課題を解決するために、実施形態６では、減算器３５と電流制御器３６を用いて電圧指令演算器１２Ｆ内の設定値Ｋｅを修正することとしている。電流制御器３６では、Ｉｄ^＊、Ｉｄｃとの差には、（３）式における発電定数のうち電動機の発電定数Ｋｅの設定誤差に伴う影響が生じているとみなし、Ｉｄ^＊とＩｄｃとの差から積分要素としての電流制御器３６でΔＫｅを求め、ΔＫｅにしたがって、電圧指令演算器１２Ｆ内の設定値Ｋｅを修正することとしている。同期電動機５の印加電圧は、発電定数Ｋｅの項が非常に大きく影響する。よって、この発電定数Ｋｅの項を修正するのには、ＩｄｃをＩｄ^＊に一致させる上で最も有効である。もちろん、低速度域では、Ｋｅの項よりもＲの項の影響が大きくなるため、その場合は、Ｒを修正するようにしても良い。
【００８８】
なお、電流制御器３６は、積分要素のみで実現可能である、またこの制御では、定常的なＩｄｃの偏差を補正するためのものであり、制御応答は遅くて良い。すなわち、軸誤差制御系よりも遅くできるため、前記各実施形態全てに実施形態６の構成を適用することが可能である。
【００８９】
このように、本実施形態によれば、発電器の定数変動や発電器定数の設定誤差に対しても対応が可能になり、高性能な同期電動機の速度制御装置を実現することができる。
【００９０】
（実施形態７）
次に、本発明による実施形態７の構成を図１５にしたがって説明する。本実施形態は、制御器２と、インバータ３と、電流検出器６と、ダイオードブリッジ４２を一体化してモジュール化したものである。このモジュール化を行うに際しては、マイコンで構成された回転数指令発生器１からの回転数指令と、交流電源４１の入力端子、平滑コンデンサ４３の接続端子、同期電動機５の接続端子が設けられており、その他の部品は全てモジュール内に納められている。モジュール内では、マイコンを用いた制御器２と、スイッチングデバイスで構成されたインバータ３と、シャント抵抗からなる電流検出器６、ダイオードブリッジ４２が納められている。
【００９１】
制御器２などをモジュール化するに際しては、前記各実施形態のものを用いると、磁極位置センサレス・電流センサレスによる同期電動機の速度制御装置を高性能なもので実現することができるとともに、安価なマイコンで実現することができ、モジュール化が容易に可能になる。
【００９２】
このように、本実施形態によれば、パワーモジュールを１つの部品のように扱うことができ、組立てが容易になると同時に、装置全体の小型化が可能になる。
【００９３】
（実施形態８）
次に、本発明による実施形態８の構成を図１６にしたがって説明する。本実施形態は、本発明に係る同期電動機の速度制御装置をエアコン室外機に適用したものであり、エアコン室外機３７の内部には、実施形態１〜７のうちいずれかに用いられた速度制御装置が内蔵されているとともに、動力源となる同期電動機５はエアコンの圧縮機３８内に収納されている。
【００９４】
圧縮機３８の内部では、高温・降圧の環境になるため、内蔵される電動機は位置センサレスにならざるを得ない。
【００９５】
そこで、位置センサレスであって、しかも電流センサレスの速度制御装置をエアコン室外機に適用するに際して、本発明に係る同期電動機の速度制御装置を用いることとしている。本発明に係る同期電動機の速度制御装置は、磁極位置センサレスが可能であり、さらに電流センサレスも実現する特徴がある。その結果、装置全体の構成が単純化され、制御装置そのものが小型化されると当時に、室外機３２内の配線処理も短くなり、装置全体の小型化が可能になる。
【００９６】
【発明の効果】
以上説明したように、本発明によれば、磁極位置センサレス・電流センサレスでも、同期電動機を安定に高速度で回転させることが可能になる。
【図面の簡単な説明】
【図１】本発明に係る同期電動機の制御装置の実施形態１の系統構成を示すブロック図である。
【図２】同期電動機の磁極軸を基準としたｄ−ｑ座標軸と制御上仮定された仮定軸ｄｃ−ｑｃ軸との関係を示すベクトル図である。
【図３】本発明による実施形態１におけるω１補正器の内部構成を示すブロック図である。
【図４】本発明による実施形態１における検出電流処理器の内部構成を示すブロック図である。
【図５】本発明による実施形態１における検出電流処理器の動作を説明するための波形図である。
【図６】本発明に係る同期電動機の制御装置の実施形態２におけるω１補正器の内部構成を示すブロック図である。
【図７】本発明に係る同期電動機の速度制御装置の実施形態３における制御器の内部構成を示すブロック図である。
【図８】本発明による実施形態３における制御器の動作を説明するための波形図である。
【図９】本発明による実施形態３における制御器の効果を説明するための波形図である。
【図１０】本発明に係る同期電動機の速度制御装置の実施形態４における制御器の内部構成を示すブロック図である。
【図１１】本発明による実施形態４における制御器の動作を説明するための波形図である。
【図１２】本発明に係る同期電動機の速度制御装置の実施形態５における絶対値演算器と割込み発生器の構成を示すブロック図である。
【図１３】本発明による実施形態５における絶対値演算器と割込み発生器の動作を説明するための波形図である。
【図１４】本発明に係る同期電動機の速度制御装置の実施形態６における制御器の内部構成を示すブロック図である。
【図１５】本発明に係る同期電動機の速度制御装置の実施形態７の構成を示す斜視図である。
【図１６】本発明に係る同期電動機の速度制御装置をエアコン室外機に適用したときの斜視図である。
【符号の説明】
１　回転数指令発生器
２　制御器
３　インバータ
４　直流電源
５　同期電動機
６　電流検出器
７　制御ゲイン
８　積分器
９　検出電流処理器
１０　Ｉｑ^＊発生器
１１　Ｉｄ^＊発生器
１２　電圧指令演算器
１３　ｄｑ逆変換器
１４　ＰＷＭ発生器
１５　ω１補正器
１６　加算器
３１　インバータ主回路部
３２　ゲート・ドライバ
４２　ダイオード・ブリッジ
４３　平滑コンデンサ
９１　電流サンプラー
９２　電流再現器
９３　ｄｑ座標変換器[0001]
TECHNICAL FIELD OF THE INVENTION
The present invention relates to a speed control device for a synchronous motor, and is particularly suitable for controlling the speed of a synchronous motor without using a magnetic pole position sensor for detecting a magnetic pole position of the synchronous motor and a current sensor for detecting a current of the synchronous motor. The present invention relates to a speed control device for a synchronous motor.
[0002]
[Prior art]
As a control method for controlling the speed of a synchronous motor composed of a magnet motor, various methods have been proposed, such as a method not using a magnetic pole position sensor and a method not using a current sensor.
[0003]
Among the conventional control methods, those that do not use the magnetic pole position sensor are provided with a magnetic pole position estimator instead of the magnetic pole position sensor, and the basic configuration is a speed controller, a current controller, etc. The configuration itself is based on vector control, like the one with the magnetic pole position sensor.
[0004]
The basic principle of magnetic pole position estimation is to perform a magnetic pole position estimation operation based on the electric constant of a synchronous motor, a motor voltage and a motor current. For example, Japanese Unexamined Patent Application Publication No. 2001-251889 uses an induced voltage. And the like described in Japanese Patent Application Laid-Open No. H10-260, are known.
[0005]
The principle of estimating the magnetic pole position is to estimate an axis error Δθ between a rotational coordinate axis (dq axis) based on the magnetic pole position of the synchronous motor and a rotational coordinate axis (dc-qc axis) assumed for control. The position sensorless vector control can be realized by correcting the frequency command of the synchronous motor so that the axis error obtained by this calculation becomes zero.
[0006]
In the case of the position sensorless vector control, the magnitude and phase of the drive current can be ideally controlled according to the load condition, and a high-torque, high-performance synchronous motor can be controlled.
[0007]
On the other hand, as a control method that does not use a current sensor, a so-called current reproduction method that detects a DC current of an inverter that drives a motor and reproduces an AC current of the motor from an instantaneous value and a gate pulse signal of the inverter has been proposed. ing. This current reproduction method uses, for example, a gate pulse signal for driving an inverter and samples / holds a motor current instantaneously appearing in a DC current of the inverter, as described in Japanese Patent Application Laid-Open No. 2-197295. Then, the motor current is indirectly detected.
[0008]
[Problems to be solved by the invention]
In the conventional magnetic pole position sensorless control method based on vector control with a position sensor, it is necessary to provide a plurality of controllers forming a feedback loop, such as a speed controller, a current controller, and a magnetic pole position estimator. It gets complicated. In particular, if the motor is driven at a high speed, it is difficult to stabilize the entire control system. In order to stabilize the entire control system, the control operation cycle must be shortened and the control gain must be set high. This can be realized without using a high-performance processing unit such as a DSP (digital signal processor). difficult.
[0009]
On the other hand, those using the current reproduction method have the following problems. In other words, in the current reproduction method, the motor current is reproduced from the DC current of the inverter and the gate pulse signal of the inverter, so when the command voltage is low and the pulse width of the gate pulse is extremely short, such as at startup, It becomes difficult to capture the current component of the motor. In particular, when increasing the speed of the motor, the higher the average switching frequency (carrier frequency) of the inverter is set, the shorter the pulse width of the gate pulse becomes, and the more difficult it is to reproduce the current. As a countermeasure, it is possible to reduce the carrier frequency of the inverter only at the time of starting the motor, etc., but if the carrier frequency of the inverter is reduced, the efficiency decreases with the increase of the current harmonic. , Which can cause harsh electromagnetic noise.
[0010]
As described above, when the “magnetic pole position sensorless control method” and the “current reproduction method” are combined, when the motor is rotated at a high speed of, for example, a frequency of 400 Hz or more, the calculation cycle is set in accordance with the carrier frequency. Since it is necessary to increase the speed and the gate pulse width is limited, it is difficult to simply increase the operation cycle. Therefore, it is difficult to realize a high-speed and high-performance synchronous motor control device without both the magnetic pole position sensor and the current sensor.
[0011]
It is an object of the present invention to provide a synchronous motor speed control device that can rotate a motor at high speed with a stable control system without using a magnetic pole position sensor and a current sensor.
[0012]
[Means for Solving the Problems]
In order to solve the above-described problems, the present invention provides feedforward based on a rotation speed command and a current command without using a complicated control system such as a rotation speed controller and a current controller as a means for driving a synchronous motor. Type of control system, in which case a torque current command is generated using the actual torque current, and the motor current is reproduced from the detected value of the DC current of the inverter for the current detection, and is used as the detected current of the motor. In addition, the state quantity of the error angle between the magnetic pole axis in control and the actual magnetic pole axis is estimated and calculated, and the AC phase corresponding to the drive frequency of the electric motor is corrected based on the calculated value, so that the steady axis deviation can be reduced. It is controlled to zero, the control system is stable, and operation at a high carrier frequency is enabled. Specifically, the present invention provides an inverter that converts an output voltage of a DC power supply into a variable voltage / variable frequency three-phase AC voltage in response to a pulse width control signal and applies the same to a synchronous motor, An inverter current detector for detecting an inverter current supplied to the inverter, a rotation speed command generator for generating a rotation speed command for the synchronous motor, and generating the pulse width control signal based on the rotation speed command, A controller for outputting the current to the synchronous motor based on a sampling means for sequentially sampling an inverter current detected by the inverter current detector and a sampling current value obtained by sampling of the sampling means. A current reproducing means for reproducing the AC current, and an AC current reproduced by the current reproducing means, Dq coordinate conversion means for performing coordinate conversion to a dc axis assuming a magnetic pole axis inside the motive and a current on a qc axis orthogonal to the dc axis, and a current component on the qc axis obtained by the coordinate conversion of the dq coordinate conversion means A torque current command generating means for generating a torque current command for the synchronous motor based on the torque command, and an applied voltage for calculating each applied voltage command on the dc axis and the qc axis based on the rotation speed command and the torque current command. Command calculation means, phase calculation means for calculating an AC phase related to the drive frequency of the synchronous motor based on the rotational speed command, and each applied voltage command based on the AC phase calculated by the phase calculation means. Dq inverse conversion means for performing coordinate conversion to a phase AC voltage command; pulse width control signal generation means for generating a pulse width control signal based on the three-phase AC voltage command; state quantity calculating means for calculating a state quantity corresponding to an error angle between a qc axis and a dq axis which is an actual magnetic pole axis of the synchronous motor; and a phase correcting means for correcting the AC phase based on the state quantity. And a speed control device for a synchronous motor comprising:
[0013]
In configuring the synchronous motor speed control device, the following elements can be added.
[0014]
(1) The state quantity calculation means calculates the state quantity according to a difference between a current component on the qc axis obtained by the coordinate transformation of the dq coordinate transformation means and a torque current command generated by the torque current command generation means. Do it.
[0015]
(2) The state quantity calculating means includes a q-axis inductance of the synchronous motor as Lq, a winding resistance of R, a current component on the qc-axis obtained by the coordinate transformation of the dq coordinate transformation means as Iqc, and the dq coordinate. The current component on the dc axis obtained by the coordinate conversion by the conversion means is Idc, and the electrical angular frequency command obtained from the rotation speed command is ω1 ^* , The applied voltage command on the dc axis is Vdc ^* , The applied voltage command on the qc axis is Vqc ^* And based on the following equation (Equation 2),
[0016]
(Equation 2)

An axis error Δθc is calculated as the state quantity.
[0017]
(3) Voltage phase calculating means for calculating a voltage command phase from each of the applied voltage commands on the dc axis and the qc axis and an AC phase calculated by the phase calculating means, and a voltage command calculated by the voltage phase calculating means. Interrupt signal generating means for outputting an interrupt signal for instructing the sampling means to perform sampling for each specific phase.
[0018]
(4) polarity calculation means for calculating the polarity of each phase of the three-phase AC voltage command based on the output of the dq inverse conversion means and outputting a polarity signal of each phase; Interrupt signal generating means for outputting an interrupt signal for instructing the sampling means to perform sampling in response to the change.
[0019]
(5) Absolute value calculating means for calculating and outputting the absolute value of each phase of the three-phase AC voltage command based on the output of the dq inverse conversion means, and the absolute value of any two of the absolute values of each phase And an interrupt signal generating means for outputting an interrupt signal for instructing the sampling means to perform a sampling when the approximate value is obtained.
[0020]
(6) Subtraction means for calculating the difference between the current component on the dc axis obtained by the coordinate conversion by the dq coordinate conversion means and the d-axis current command, and an electric motor for calculating the applied voltage command on the qc axis Motor constant correcting means for correcting the constant in accordance with the calculation result of the subtracting means.
[0021]
(7) At least the inverter, the controller, and the inverter current detector are modularized.
[0022]
The present invention also provides an air conditioner including a synchronous motor, a speed control device for any one of the synchronous motors, and a compressor using the synchronous motor as a power source.
[0023]
According to the above-described means, the state quantity caused by the axis error Δθ between the dq axis and the control axis dc-qc axis of the synchronous motor is calculated, and this state quantity is obtained as a correction amount from the rotational speed command. The drive frequency is obtained by correcting the electric angular frequency command, the AC phase is calculated from the drive frequency, and the AC current of the synchronous motor is reproduced according to the current obtained by sampling the inverter current. Is converted into dq coordinates based on the AC phase to obtain a torque current, a torque current command (q-axis current command) is generated from the torque current, and an electric angular frequency command obtained from the torque current command and the rotational speed command is converted into a torque current command. The applied voltage commands on the dc axis and the qc axis are calculated based on the AC phase, and the applied voltage commands are inversely transformed dq according to the AC phase to generate a three-phase AC voltage command. Since the pulse width control signal is generated and the inverter is controlled in accordance with the pulse width control signal, the synchronous motor can be stably rotated at a high speed without using the magnetic pole position sensor or the current sensor.
[0024]
That is, the feedback control is substantially performed only in the control for correcting the axis deviation in accordance with the state quantity corresponding to the error angle between the dc-qc axis and the dq axis. The correction loop gain for performing the above operation may have a response time of about several tens of ms. The processing time for reproducing the motor current from the inverter current and generating the actual torque current from the reproduced current is about 1/5 of the correction loop gain. It is sufficient to perform it in the processing cycle. For this reason, even if the speed controller and the current controller are omitted, it is possible to rotate the synchronous motor at a high speed in a stable state by reducing the time required for the process for detecting the torque current.
[0025]
BEST MODE FOR CARRYING OUT THE INVENTION
Hereinafter, an embodiment of the present invention will be described with reference to the drawings.
[0026]
(Embodiment 1)
FIG. 1 is a block diagram showing a system configuration of Embodiment 1 of a speed control device for a synchronous motor according to the present invention. In FIG. 1, the synchronous motor speed control device sends a rotational speed command ωr to the synchronous motor 5. ^* Speed command ωr for giving ^* , A pulse width modulation signal (PWM signal) as a pulse width control signal is generated and applied to the inverter 3 based on the calculation result. Controller 2, an inverter 3 driven by the PWM signal, a DC power supply 4 for supplying power to the inverter 3, and a current detector (inverter for detecting an inverter current I0 supplied from the DC power supply 4 to the inverter 3). A synchronous motor 5 composed of, for example, a magnet motor is connected to the AC output side of the inverter 3 as a control target.
[0027]
The controller 2 includes a conversion gain 7, an integrator 8, a detected current processor 9, and a torque current command (Iq ^* ) Generator 10 and Id ^* It comprises a generator 11, a voltage command calculator 12, a dq inverse converter 13, a PWM generator 14, a ω1 corrector 15, and an adder 16.
[0028]
The conversion gain 7 is a rotation speed command ωr based on the output of the rotation speed command generator 1. ^* The electric angular frequency command (drive frequency command) ω1 of the synchronous motor 5 using the number of poles P of the synchronous motor 5 ^* And converted electrical angular frequency command ω1 ^* Is output to the voltage command calculator 12 and the adder 16. The adder 16 outputs the electrical angular frequency command ω1 ^* And a correction amount Δω1 based on the output of the ω1 corrector 15 to calculate the drive frequency ω1c, and output the calculation result to the integrator 8. The integrator 8 is configured as a phase calculating unit that calculates the AC phase θdc inside the control device and calculates the AC phase θdc related to the drive frequency of the synchronous motor 5.
[0029]
The detected current processor 9 is configured to calculate the current components Idc and Iqc of the synchronous motor 5 on the rotating coordinate axes (dc / qc axes) based on the inverter current I0 detected by the current detector 6. . The torque current command generator 10 generates a q-axis current command Iq as a torque current command based on a current component Iqc (actual torque current) on the qc axis based on the output of the detected current processor 9. ^* Is configured as torque current command generation means for calculating Id ^* The generator 11 has a d-axis current command Id ^* Is generated as a d-axis current command generating means. The voltage command calculator 12 calculates Id ^* , Iq ^* , Ω1 ^* , The voltage command Vdc applied to the synchronous motor 5 on the dc-qc axis ^* , Vqc ^* Is applied as an applied voltage command calculating means. The dq inverse converter 13 outputs a voltage command Vdc on the dc-qc axis. ^* , Vqc ^* Is the three-phase AC voltage command vu on the three-phase AC axis. ^* , Vv ^* , Vw ^* This is configured as dq inverse conversion means for converting the data into dq. The PWM generator 14 outputs a three-phase AC voltage command vu ^* , Vv ^* , Vw ^* Is generated as a pulse width control signal generating means for generating a PWM signal based on the PWM signal and outputting the generated PWM signal to the inverter 3.
[0030]
The ω1 corrector 15 calculates a state quantity caused by an axis error Δθ between the dq axis of the synchronous motor 5 and the control axis dc-qc axis, and based on the calculation result, an electric angular frequency command ( Drive frequency command) ω1 ^* Is configured as a state quantity calculating means for calculating the correction amount Δω1 with respect to. The adder 16 calculates the electrical angular frequency command ω1 based on the output of the conversion gain 7. ^* And a correction amount Δω1 based on the output of the ω1 corrector 15 to calculate a drive frequency ω1c. That is, the adder 16 corrects the AC phase θdc based on the correction amount Δω1 as the state amount, so that the electric angular frequency command ω1 ^* And the correction amount Δω1 to add the electric angular frequency command ω1 ^* Is corrected to calculate the drive frequency ω1c.
[0031]
The detected current processor 9 includes a current sampler 91, a current reproducer 92, and a dq coordinate converter 93. The current sampler 91 is configured as sampling means for sequentially sampling the instantaneous value of the inverter current I0 detected by the current detector 6 and outputting the sampled current to the current reproducer 92. The current reproducer 92 is configured as current reproducing means for reproducing the alternating currents Iuc, Ivc, Iwc flowing through the synchronous motor 5 based on the sampling current value obtained by sampling the current sampler 91. The dq coordinate converter 93 converts the AC current reproduced by the current reproducer 92 into a current component on a dc axis assuming a magnetic pole axis inside the synchronous motor 5 and a qc axis orthogonal to the dc axis, that is, dc which is a rotation coordinate axis. It is configured as dq coordinate conversion means for converting current components Idc on the -qc axis into Iqc.
[0032]
The inverter 3 includes a main circuit unit 31 including switching elements Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn, and diodes connected in anti-parallel to each switching element, and a gate pulse signal to each switching element of the main circuit unit 31. Is applied to the gate driver 32.
[0033]
The DC power supply 4 includes a diode bridge 42 and a smoothing capacitor 43, rectifies an AC signal from the AC power supply 41, suppresses a pulsating component included in the rectified signal by the smoothing capacitor 43, and outputs a DC voltage. It is configured to apply V0 to the inverter 3.
[0034]
Next, the operation principle of the first embodiment will be described. The conversion gain 7 is a rotation speed command ωr based on the output of the rotation speed command generator 1. ^* , The electric angular frequency command ω1 of the synchronous motor 5 ^* And outputs the calculation result to the voltage command calculator 12 and the adder 16. In the voltage command calculator 12, the electrical angular frequency ω1 ^* , Current command Id ^* , Iq ^* Voltage Vdc to be applied to the synchronous motor 5 based on ^* , Vqc ^* Is calculated by the following equation (3).
[0035]
[Equation 3]

Here, R: motor resistance, Ld: d-axis inductance, Lq: q-axis inductance, Ke: power generation constant of the motor.
[0036]
Expression (3) is an arithmetic expression obtained from a general model of the synchronous motor, and is a current instruction Id supplied to the voltage instruction calculator 12. ^* , Iq ^* Is Id ^* Generator 11, Iq ^* Created by generator 10. d-axis current command Id ^* Is usually equal to Id when a non-salient motor is used as the synchronous motor 5. ^* = 0 is given. On the other hand, when a salient pole type is used as the synchronous motor 5, a negative value is given to maximize the efficiency. Iq as torque current command ^* Is calculated from the current detector Iqc on the qc axis obtained by the current detection processor 9.
[0037]
That is, Iq ^* In the generator 10, for example, according to the following equation (4), Iq ^* Is calculated.
[0038]
(Equation 4)

In the case of vector control, Iq ^* Is often given as the output of the speed controller, but in the controller 2 according to the present invention, the detected value Iqc ^* Is going to create.
[0039]
That is, as is apparent from equation (4), in the steady state, Iqc = Iq ^* Therefore, the voltage value required by the synchronous motor 5 with respect to the load condition is supplied from the control device, and the vector control can be realized. As a result, the control system can be greatly simplified as compared with the conventional vector control, and the stability of the control system can be improved.
[0040]
Applied voltage Vdc according to equation (3) ^* , Vqc ^* Is obtained in the dq inverse converter 13, the applied voltage Vdc obtained by the equation (3) is obtained. ^* , Vqc ^* Is the three-phase AC voltage command vu on the three-phase AC axis. ^* , Vv ^* , Vw ^* Is converted to. Next, in the PWM generator 14, the AC voltage command vu ^* , Vv ^* , Vw ^* Is converted to a PWM signal, and the converted PWM signal is output to the gate driver 32. The gate driver 32 drives the switching elements Sup, Sun, Svp, Svn, Swp, Swn based on the PWM signal (pulse signal), and supplies Vdc to the synchronous motor 5. ^* , Vqc ^* Is applied.
[0041]
On the other hand, in the ω1 corrector 15, as shown in FIG. 2, the actual magnetic pole axis in the synchronous motor 5 is d-axis, the axis orthogonal to the d-axis is q-axis, and it is assumed in the control device. The coordinate axes are dc / qc axes, and the state quantity corresponding to the axis error Δθ is calculated as the correction quantity Δω1.
[0042]
Specifically, as shown in FIG. 3, the ω1 corrector 15 ^* It comprises an adder 17 as a subtractor for calculating (subtracting) the difference between Iqc and Iqc, and a correction gain 18 as a proportional element for multiplying the output of the adder 17 by a gain K0. Iq ^* Although Iqc and Iqc match in the steady state, they deviate during acceleration / deceleration or when a load disturbance occurs. For example, when a load torque disturbance occurs, the dq axis is delayed from the dc-qc axis, and the axis error Δθ increases. In this case, Iqc also increases. Conversely, when the load disturbance decreases, the opposite phenomenon occurs. Therefore, Iq ^* If the difference between Iqc and Iqc is observed, information on the axis error Δθ can be obtained. In the configuration of FIG. 3, an accurate value of Δθ cannot always be obtained. However, for the purpose of making the dc-qc axes coincide with the dq axes, it is not necessary to calculate Δθ with high accuracy, and it is only necessary to know the presence or absence of an axis shift. Will be described in the second embodiment.
[0043]
Δω1, which is the output of the ω1 corrector 15, becomes “positive” when the dc-qc axis is behind the dq axis. The electrical angular frequency command ω1 according to the “positive” correction amount Δω1 ^* Is corrected, the drive frequency ω1c of the synchronous motor 5 increases, the dc-qc axis returns to the dq-axis side, the dc-qc axis coincides with the dq-axis, and the axis error Δθ becomes zero. it can. Conversely, when the dc-qc axis is ahead of the dq axis, Δω1 is a “negative” value. The electrical angular frequency command ω1 according to “negative” Δω1 ^* Is corrected, the drive frequency ω1c of the synchronous motor 5 decreases, the AC phase θdc is sequentially reduced, the dc-qc axes coincide with the dq axes, and the axis error Δθ can be made zero.
[0044]
Next, a specific configuration of the current detection processor 9 will be described with reference to FIG. The detected current processor 9 includes a current sampler 91 for sampling the inverter current I0, a current reproducer 92, and a dq coordinate converter 93. The current sampler 91 has a three-phase AC voltage command vu ^* , Vv ^* , Vw ^* , A sampling time setting unit 911 that determines timing for sequentially sampling the inverter current I0 at a designated timing, and two sampling time setting units 911 for setting a time for generating a sample / hold signal. Timers 912a, 912b, two samples / folders (S / H) 913a, 913b for receiving / sampling signals from timers 912a, 912b to sample / hold inverter current I0, and signal inversion for inverting the sign of the signal. 914.
[0045]
The current reproducer 92 outputs a three-phase AC voltage command vu ^* ~ Vw ^* , A detected value allocator 921 that allocates the current obtained by sampling to the three-phase current values Iuc, Ivc, and Iwc of the U, V, and W phases, and a current sampler based on a signal from the detected value allocator 921. It comprises three switches 922a, 922b, 922c for switching the input from the input 91, and a subtractor 16 for calculating a difference (Imid) between two current values Imax, Imin output from the current sampler 91.
[0046]
In FIG. 4, the detected current values Imax and Imin output from the current sampler 91 and Imid calculated in the current reproducer 92 are three-phase AC voltage commands vu, respectively. ^* ~ Vw ^* Is a current value related to the magnitude relationship of For example, the three-phase AC voltage command vu ^* ~ Vw ^* Is vu ^* > Vv ^* > Vw ^* In the case, Imax is a U-phase current, Imid is a V-phase current, and Imin is a W-phase current. This specific example will be described with reference to FIG.
[0047]
5A shows a three-phase AC voltage command vu. ^* ~ Vw ^* , A triangular wave used for a PWM signal, a carrier, (b) is a waveform of a PWM pulse signal of each phase subjected to pulse width modulation, (c) is a switch mode indicating a switching state of the inverter 3, and (d) is a signal for the synchronous motor 5. (E) is the current waveform of the inverter current I0 detected by the current detector 6, (f) is the waveform of the currents Imax and Imin obtained by sampling the current sampler 91, (G) is a waveform of the reproduced currents Iuc to Iwc of each phase reproduced by the current reproducer 92.
[0048]
In FIG. 5, the magnitude relation of the three-phase AC voltage command is vu ^* > Vv ^* > Vw ^* When the triangular wave carrier frequency is sufficiently higher than the drive frequency ω1c of the synchronous motor 5, the three-phase AC voltage command vu ^* ~ Vw ^* Can be considered to be constant during one cycle of the waveform of the triangular wave carrier, resulting in a waveform as shown in FIG. At this time, the waveform of the PWM pulse signal is as shown in FIG. In the PWM pulse signal, when F = 1 (the switching level is “1”), the upper switching elements Sup, Svp, Swp of the inverter 3 are turned on, and the lower switching elements Sun, Svn, Swn are turned off. It means to do. Now, assuming that the AC current of the synchronous motor 5 is (d), the inverter current I0 has a waveform as shown in (e). In the case of (5), there are the following four switch modes, and the current value in each mode is as follows.
[0049]
(1) Switch mode 1:
Switching element Sup = ON, Svp = ON, Swp = ON → I0 = 0
(2) Switch mode 2:
Sup = ON, Svp = ON, Swp = OFF → I0 = Iu + Iv = −1w
(3) Switch mode 3:
Sup = ON, Svp = OFF, Swp = OFF → I0 = Iu
(4) Switch mode 4:
Sup = OFF, Svp = OFF, Swp = OFF → I0 = 0
That is, in switch mode 2, the current value of the phase with the smallest voltage command (in this case, the W phase) is observed, and in switch mode 3, the current of the phase with the largest voltage command (in this case, the U phase) is measured. Observed. That is, within the half cycle of the triangular wave carrier, the inverter current I0 includes the current information of the “maximum voltage phase” and the “minimum voltage phase”.
[0050]
Therefore, if the inverter current I0 is sampled at the timing indicated by the arrow (e), the current Imin of the minimum voltage phase (W phase in this case) and the current Imax of the maximum voltage phase (U phase in this case) can be sampled ( FIG. 4 (f)). This sampling timing is determined by the sampling time setting unit 911. The sampling time setting unit 911 determines a sampling time for sampling the current of the maximum voltage phase and the current of the minimum voltage phase from the relationship between the magnitude of the voltage command and the relationship with the switch mode, and based on the determined time. The sampling time is set in the two timers 912a and 912b. The sample / holders 913a and 913b execute sampling / holding of the inverter current I0 based on a signal generated by each timer. Since the sign of Imin is inverted, the sign is correctly corrected by the signal inverter 914.
[0051]
In the case of three-phase alternating current, unless a neutral point is connected, Iu + Iv + Iw = 0 holds. Therefore, the current value of the intermediate voltage phase (V phase in this case) Imid is obtained by subtracting the difference between Imax and Imin using the subtractor 16. Can be obtained by calculating In the current reproducer 92, Imax, Imin, and Imid are assigned to the U, V, and W phases, respectively. That is, the detection value allocator 921 allocates a current detection value for each phase using the three switches 922a to 922c based on the magnitude relationship of the AC voltage command of each phase. When the current value for each phase is assigned, the current values Iuc, Ivc, Iwc of each phase are converted into current components Idc, Iqc on the dc-qc axis using the dq coordinate converter 93.
[0052]
Based on Iqc obtained in this way, Iqc according to (4) ^* And Iq obtained by the operation ^* The correction amount Δω1 is obtained by the ω1 corrector 15 from the difference between the electric angular frequency command ω1 ^* Is corrected by the correction amount Δω1 to generate the drive frequency ω1c, so that vector control can be realized.
[0053]
As described above, in the present embodiment, the operation of the detection current processor 9 is the most complicated. In particular, as the frequency of the triangular wave carrier increases, the computing power becomes an important factor. However, in the present embodiment, since the vector control has a configuration different from the conventional "vector control with sensor", the calculation processing time for this control may be long.
[0054]
That is, in the control configuration in the present embodiment, as shown in FIG. 1, the only thing that actually performs the “feedback control” is the control of the axis deviation correction by the ω1 corrector 15. The correction loop gain of ω1 may have a response time of about several tens of ms in applications such as a fan, a pump, and a compressor of an air conditioner. Therefore, it is sufficient for the detection current processing of the detection current processor 9 to be performed at a processing cycle of about 1/5 of the response time. That is, the detection current processing may be performed at a period of several ms.
[0055]
On the other hand, in the conventional sensorless control based on the conventional “vector control with sensor”, a feedback control system is configured by using a plurality of speed controllers, current controllers, speed estimators, position estimators, and the like. Therefore, it is difficult to set the control response time of each element, and eventually it is necessary to improve the calculation speed. As a result, it is necessary to perform the detection current processing at intervals of several 100 μs.
[0056]
Thus, according to the present embodiment, Iq ^* The correction amount Δω is determined based on the difference between the electric angular frequency command ω1 ^* Is corrected according to the correction amount Δω1 to obtain ω1c, so that the response time of the detection current processor 9 can be lengthened, and the synchronous motor 5 can be stably operated without using a magnetic pole position sensor or a current sensor. In addition, it is possible to rotate at a high speed, and it is possible to minimize hardware components and to simplify the control configuration.
[0057]
(Embodiment 2)
Next, a second embodiment of the synchronous motor speed control device according to the present invention will be described with reference to FIG. The present embodiment uses an ω1 corrector 15B instead of the ω1 corrector 15, and the other configuration is the same as that of FIG. That is, in the first embodiment, since the calculation of the axis error Δθ is simplified and the axis error Δθ is controlled via the ω1 corrector 15, the gain of the ω1 correction loop changes when conditions such as the rotation speed are different. However, in consideration of the fact that the stability of the control system may be impaired, the ω1 corrector 15B is used instead of the ω1 corrector 15.
[0058]
The ω1 corrector 15B sets an axis error calculator 19 that accurately calculates the axis error Δθ, setting units 20a and 20b that set a winding resistance R as a motor constant, and a q-axis inductance Lq as a motor constant. Setting devices 21a and 21b, Idc and ω1 ^* Ω1 ^* A multiplier 22b for multiplying Vdc and Iqc, and Vdc ^* , An adder 17a as a subtractor for adding and subtracting the output of the setter 20a and the output of the setter 21b, respectively, and Vqc ^* , An adder 17b as a subtractor for adding and subtracting the outputs of the setting units 20b and 21a, an arc tangent calculator 23 for obtaining the arc tangent from the outputs of the adders 17a and 17b, and an axis based on the output of the calculator 23. A zero command generator 24 for giving a command of “zero” to the error estimation value Δθc, an adder 17c as a subtractor for adding and subtracting the axis error estimation value Δθc and “zero”, a gain K and a proportional element And a gain setting device 25.
[0059]
In the axis error calculator 19, Vdc ^* , Vqc ^* , Ω1 ^* , Idc, and Iqc, the axis error Δθ is estimated and calculated according to equation (5).
[0060]
(Equation 5)

That is, in the axis error calculator 19, the calculation of the numerator in the equation (5) is performed by the setter 20a, the multiplier 22b, the setter 21b, and the adder 17a, and the calculation of the denominator in the equation (5) is performed by the multiplier 22a. The setting is performed by using the setter 21a, the setter 20b, and the adder 17b, and the arc tangent calculator 23 calculates the estimated axis error value Δθc from the calculation result.
[0061]
As described above, in the present embodiment, when calculating the axis error estimated value Δθc, the axis error estimated value Δθc is calculated using more input information than the ω1 corrector 15, so that the axis error estimated value Δθc is more accurately calculated than in the above-described embodiment. The calculation can be performed, which can contribute to the improvement of the performance of the sensorless control.
[0062]
In the ω1 corrector 15B, “0” as a target value of the estimated value Δθc of the axis error is given from the zero command generator 24 to the adder 17c, and the output of the adder 17c is multiplied by a proportional gain K. Therefore, the setting value of the gain setting unit 25 is an amount directly related to the response for determining the ω1 correction loop gain. As a result, the dependence of the control system on the speed condition and the load condition is eliminated, and the response characteristics of the entire control system can be improved as compared with the embodiment.
[0063]
(Embodiment 3)
Next, a third embodiment of a control device for a synchronous motor according to the present invention will be described with reference to FIG.
[0064]
In the present embodiment, the AC phase θdc by the output of the integrator 8 and the applied voltage command Vdc ^* , Vqc ^* , A voltage phase calculator 26 as a voltage phase calculator for calculating the voltage command phase θv, and an interrupt signal for commanding the sampling to the detection current processor 9 for each specific phase of the voltage command phase θv. The controller 2C is configured by newly providing an interrupt generator 27 as an interrupt signal generating means for outputting S, and the other configuration is the same as that of FIG.
[0065]
The basic operation of the controller 2C in the present embodiment is almost the same as in the first embodiment. However, when the detection current processor 9 is operated, it is characterized in that an interrupt signal is generated as a trigger at a specific timing of the voltage command phase θv.
[0066]
Specifically, the voltage phase calculator 26 calculates the voltage command phase θv according to the following equation (6).
[0067]
(Equation 6)

The relationship between θv in (Equation 6) and the voltage command phase is as shown in FIG. Based on the value of the voltage command phase θv, the interrupt generator 27 generates an interrupt signal S at the timing shown in FIG. The interrupt signal S is generated when θv = 30 degrees, 90 degrees, 150 degrees,..., 330 degrees. When the interrupt signal S is input to the detection current processor 9, the current sampler 91 of the detection current processor 9 sequentially samples the inverter current using the interrupt signal S as a trigger. When the current sampler 91 sequentially samples the inverter current at intervals of θv = 60 degrees, the following effects can be obtained.
[0068]
More specifically, as shown in FIG. 9A, in the three-phase AC voltage command, the waveform of the inverter current I0 at point A (around θv = 30 degrees) (dynamic diagram (b)) and the point B (θv Comparing the waveforms of the inverter current I0 (= (around 60 degrees)) (the dynamic diagram (c)), it is found that there is a large difference in the pulse width of the inverter current I0. When sampling is performed at the point A, the periods during which the currents Iu and Iw flow as I0 are equal, and both have a wide pulse width. However, when sampling is performed at the point B, the period during which Iu flows decreases. Since ringing due to the switching operation occurs in the waveform of the actual inverter current I0, it is extremely difficult to sample a current having a narrow pulse width such as Iu in FIG. 9C. Note that when θv = 60 degrees, the period of Iu is completely zero. That is, when the detection current processing is performed in the vicinity of the point B, it is impossible to reproduce all three-phase motor currents, and only the Iw can be reproduced. This phenomenon that “current cannot be reproduced” is an essential problem of a method of detecting a motor current using the inverter current I0, as the range is expanded as the carrier frequency is increased.
[0069]
However, in the case of the controller 2C according to the present embodiment, since the detection current processor 9 is always operated only at the timing shown in FIG. 9B, the problem shown in FIG. Instead, as shown in (b), it is possible to always detect the current at a favorable timing.
[0070]
In the present embodiment, the detection current process is performed only six times (every 60 degrees) for one cycle of the voltage phase command θv (0 <θv <360 degrees). In this case, there is a concern about the influence of the current detection delay, but there is no problem with the configuration of the controller 2C in the present embodiment. That is, as described in the first embodiment, in the controller 2C, since the feedback control is only the axis error control, the stabilization of the system is easy, and the controller can be stabilized even if the control response is lowered. Further, as described in the first embodiment, the detection current processor 9 may be executed at a period of several ms. Assuming that the detection current processing is performed every 5 ms, the present invention can be applied if the fundamental frequency is 33 Hz (= 1 / (0.005 × 6)) or more. In the case of the synchronous motor 5, since the basic frequency is often used for high-speed rotation reaching several hundreds of Hz, the present invention can be applied to almost all frequency ranges.
[0071]
According to the present embodiment, the synchronous motor 5 can be rotated at a high speed with a stable control system even without a magnetic pole position sensor or a current sensor.
[0072]
(Embodiment 4)
Next, a fourth embodiment according to the present invention will be described with reference to FIG. In the present embodiment, a controller 2D is used instead of the controller 2, and other configurations are the same as those in FIG.
[0073]
Specifically, the AC summer command vu of each phase ^* ~ Vw ^* Sign calculator 28 as a polarity calculator for calculating the sign (polarity) of each phase and outputting a polarity signal of each phase, and a detection current processor based on the polarity signals pu, pw, and pw output from the sign calculator 28. 9 is newly provided with an interrupt generator 27D as an interrupt signal generating means for outputting an interrupt signal S for instructing the sampling of the sample No. 9.
[0074]
Next, the operation of the controller 2D will be described. The basic operation of the controller 2D is almost the same as in the first embodiment. However, when operating the detection current processor 9, the three-phase AC voltage command vu ^* ~ Vw ^* It is characterized in that an interrupt signal is generated as a trigger at the timing when the polarity changes.
[0075]
Specifically, in the third embodiment, the voltage phase command θv is used when generating the interrupt signal S. However, as shown in Expression (6), it is necessary to use the arc tangent to calculate θv. Yes, complicated processing is required to obtain θv, which takes time. Moreover, in order to monitor the timing of the interrupt signal S, it is necessary to calculate each time the voltage command phase is updated. For this reason, in the third embodiment, this processing becomes a bottleneck, and the overall calculation time, carrier frequency value, and the like are limited.
[0076]
On the other hand, in the present embodiment, in order to solve the problem in the third embodiment, the polarity information of the AC voltage command is used. Specifically, as shown in FIG. ^* ~ Vw ^* On the other hand, as shown in FIGS. 11B to 11D, a change in the polar phase of each phase is determined by the sign calculator 28. The AC voltage command for each phase occurs at θv = 30 degrees, 90 degrees, 150 degrees,..., 330 degrees. For this reason, the interrupt generator 27D sets the timing at θv = 30 degrees, 90 degrees, 150 degrees,..., 330 degrees, that is, at the rising and falling timings of the polarity signals pu, pv, and pw of each phase. An interrupt signal S is generated as shown in FIG. As a result, the same signal as that shown in FIG. 8B is obtained, so that the interrupt signal S can be generated without the need for the operation as shown in Expression (6).
[0077]
As described above, according to the present embodiment, it is possible to realize a high-performance synchronous motor speed control device with a configuration that is more simplified than that of the third embodiment.
[0078]
(Embodiment 5)
Next, a fifth embodiment of the present invention will be described with reference to FIG. The present embodiment uses an absolute value calculator 29 instead of the sign calculator 28 and uses an interrupt signal generator 27E instead of the interrupt signal generator 27D. Other configurations are the same as those of the fourth embodiment. The same is true.
[0079]
The absolute value calculator 29 is a three-phase AC voltage command vu ^* ~ Vw ^* The interrupt generator 27E calculates the absolute value of any two phases of the absolute value of the output of the absolute value calculator 29 to a value that approximates the absolute value of the two values. When this happens, it is configured as an interrupt signal generating means for outputting an interrupt signal S for instructing the current detection processor 9 to perform sampling.
[0080]
In the fourth embodiment, the polarity of the voltage command phase is used to generate an interrupt signal at the time of reversing the sign. However, if this processing is executed by software, an operation to detect the reversal of the sign is performed by an operation. There will be a delay of one cycle. That is, inversion of the sign is a comparison of the previous value, so that a delay will inevitably occur. In particular, when the fundamental frequency increases and approaches the carrier frequency, the delay increases, and it becomes difficult to perform the detection current processing under ideal conditions as shown in FIG.
[0081]
Therefore, in the fifth embodiment, in order to solve such a problem, the absolute value calculator 29 calculates the absolute value of the three-phase AC voltage command, outputs the calculation result to the interrupt generator 27E, and generates an interrupt. As shown in FIG. 13, the detector 27E compares the absolute values of the AC voltage commands of each phase, selects two of the absolute values of the respective phases, calculates the difference between the selected two, and calculates the difference between the two. Becomes, for example, "zero" or when the value falls within a predetermined value or less, that is, when the two values approach each other, for example, θv = 30 degrees, 90 degrees, 150 degrees,..., 330 degrees The interrupt signal S is generated at a timing earlier than that. By performing such processing, there is no delay in the interrupt signal S as in the fourth embodiment, and conversely, it is possible to advance the generation timing of the interrupt signal.
[0082]
As described above, according to the present embodiment, the activation timing of the detection current processor 9 can be arbitrarily shifted according to the situation, and the degree of freedom in setting is improved. Although the same effect can be obtained by using the third embodiment, the processing becomes complicated because the equation (6) is used. On the other hand, in the present embodiment, since only the magnitude of the absolute value of the AC voltage command is compared, the arithmetic processing can be simplified.
[0083]
As described above, according to the present embodiment, it is possible to realize a more sophisticated synchronous motor speed controller with a configuration that is more simplified than that of the fourth embodiment.
[0084]
(Embodiment 6)
Next, the configuration of the sixth embodiment according to the present invention will be described with reference to FIG. This embodiment uses a controller 2F instead of the controller 2, and other configurations are the same as those in FIG.
[0085]
In the controller 2F of the present embodiment, the d-axis current command Id ^* 35 as a subtraction means for calculating the difference between Idc and Idc, and a current controller 36 for correcting the set value Ke in the voltage command calculator 12F based on the output of the subtractor 35 are newly provided. Things. The current controller 36 is configured as a motor constant correction unit that corrects a motor constant for calculating an applied voltage command on the qc axis according to the output of the subtracter 35.
[0086]
That is, in each of the above embodiments, the feedback control system in the controller is only the control system for correcting the axis error. However, as a result, the following may occur. For example, since the magnitude of the current flowing through the synchronous motor 5 is not controlled, the set values shown in Expression (3) are all. If there is a deviation in the motor constant used here, the motor current differs from the command. It becomes a current. For example, even if there is no load, an excessive no-load current may occur, or a voltage shortage may occur at the time of load, and a problem such as step-out may occur. In particular, since the synchronous motor 5 has a feature as a highly efficient motor, it is not desirable that a large amount of reactive current flows. In order to maintain the efficiency of the synchronous motor 5 at a maximum, a mechanism for controlling the d-axis current component as instructed is required.
[0087]
Therefore, in order to solve such a problem, in the sixth embodiment, the set value Ke in the voltage command calculator 12F is corrected using the subtractor 35 and the current controller 36. In the current controller 36, Id ^* , And Idc, it is considered that there is an influence due to a setting error of the power generation constant Ke of the motor among the power generation constants in the equation (3). ^* Is determined by the current controller 36 as an integral element from the difference between the voltage and Idc, and the set value Ke in the voltage command calculator 12F is corrected according to ΔKe. The term of the power generation constant Ke greatly affects the voltage applied to the synchronous motor 5. Therefore, in order to correct the term of the power generation constant Ke, Idc is set to Id ^* Is most effective in matching Of course, in the low speed range, the influence of the R term is greater than the Ke term, and in that case, R may be corrected.
[0088]
It should be noted that the current controller 36 can be realized only by the integral element. In this control, the control is for correcting the steady-state Idc deviation, and the control response may be slow. That is, the configuration of the sixth embodiment can be applied to all of the above-described embodiments because it can be slower than the axis error control system.
[0089]
As described above, according to the present embodiment, it is possible to cope with a constant variation of the generator and a setting error of the generator constant, and a high-performance synchronous motor speed control device can be realized.
[0090]
(Embodiment 7)
Next, the configuration of the seventh embodiment according to the present invention will be described with reference to FIG. In the present embodiment, the controller 2, the inverter 3, the current detector 6, and the diode bridge 42 are integrated into a module. When this modularization is performed, a rotation speed command from a rotation speed command generator 1 constituted by a microcomputer, an input terminal of an AC power supply 41, a connection terminal of the smoothing capacitor 43, and a connection terminal of the synchronous motor 5 are provided. And all other components are contained within the module. The module contains a controller 2 using a microcomputer, an inverter 3 composed of a switching device, a current detector 6 composed of a shunt resistor, and a diode bridge 42.
[0091]
When the controller 2 and the like are modularized, the use of each of the above embodiments makes it possible to realize a high-performance synchronous motor speed control device without a magnetic pole position sensor and a current sensor, and at the same time, an inexpensive microcomputer. , And can be easily modularized.
[0092]
As described above, according to the present embodiment, the power module can be handled as a single component, and assembling is facilitated, and at the same time, the size of the entire device can be reduced.
[0093]
(Embodiment 8)
Next, the configuration of the eighth embodiment according to the present invention will be described with reference to FIG. In this embodiment, the speed control device for a synchronous motor according to the present invention is applied to an outdoor unit of an air conditioner. Inside the outdoor unit 37 of the air conditioner, the speed control used in any of the first to seventh embodiments is provided. The device is built in, and the synchronous motor 5 serving as a power source is housed in a compressor 38 of the air conditioner.
[0094]
Since the inside of the compressor 38 is in a high-temperature and step-down environment, the built-in motor must be a position sensorless.
[0095]
Therefore, when applying a speed sensor without a position sensor and without a current sensor to an outdoor unit of an air conditioner, the speed controller for a synchronous motor according to the present invention is used. The synchronous motor speed control device according to the present invention is characterized in that a magnetic pole position sensor can be eliminated and a current sensor is also eliminated. As a result, when the configuration of the entire device is simplified and the control device itself is miniaturized, wiring processing in the outdoor unit 32 is also shortened at that time, and the entire device can be miniaturized.
[0096]
【The invention's effect】
As described above, according to the present invention, it is possible to stably rotate a synchronous motor at a high speed even without a magnetic pole position sensor and without a current sensor.
[Brief description of the drawings]
FIG. 1 is a block diagram showing a system configuration of a synchronous motor control device according to a first embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a vector diagram showing a relationship between dq coordinate axes based on magnetic pole axes of a synchronous motor and assumed axes dc-qc assumed for control.
FIG. 3 is a block diagram illustrating an internal configuration of the ω1 corrector according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 4 is a block diagram showing an internal configuration of a detection current processor according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 5 is a waveform chart for explaining an operation of the detected current processor according to the first embodiment of the present invention.
FIG. 6 is a block diagram illustrating an internal configuration of a ω1 corrector in a synchronous motor control device according to a second embodiment of the present invention.
FIG. 7 is a block diagram showing an internal configuration of a controller in a synchronous motor speed control device according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 8 is a waveform chart for explaining an operation of a controller according to a third embodiment of the present invention.
FIG. 9 is a waveform chart for explaining an effect of the controller according to the third embodiment of the present invention.
FIG. 10 is a block diagram showing an internal configuration of a controller in a synchronous motor speed control device according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 11 is a waveform chart for explaining an operation of a controller according to a fourth embodiment of the present invention.
FIG. 12 is a block diagram showing a configuration of an absolute value calculator and an interrupt generator in a synchronous motor speed controller according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 13 is a waveform chart for explaining operations of an absolute value calculator and an interrupt generator according to a fifth embodiment of the present invention.
FIG. 14 is a block diagram showing an internal configuration of a controller in a sixth embodiment of the synchronous motor speed control device according to the present invention.
FIG. 15 is a perspective view showing a configuration of a synchronous motor speed control device according to a seventh embodiment of the present invention.
FIG. 16 is a perspective view when the speed control device for a synchronous motor according to the present invention is applied to an outdoor unit of an air conditioner.
[Explanation of symbols]
1 Speed command generator
2 Controller
3 Inverter
4 DC power supply
5 Synchronous motor
6 Current detector
7 Control gain
8 Integrator
9 Detection current processor
10 Iq ^* Generator
11 Id ^* Generator
12 Voltage command calculator
13 dq inverse transformer
14 PWM generator
15 ω1 corrector
16 adder
31 Inverter main circuit
32 gate driver
42 Diode Bridge
43 Smoothing capacitor
91 current sampler
92 Current reproducer
93 dq coordinate converter

Claims (9)

An inverter that converts an output voltage of a DC power supply into a variable voltage / variable frequency three-phase AC voltage in response to a pulse width control signal and applies the same to a synchronous motor, and detects an inverter current supplied to the inverter from the DC power supply An inverter current detector, a rotation speed command generator that generates a rotation speed command for the synchronous motor, and a controller that generates the pulse width control signal based on the rotation speed command and outputs the pulse width control signal to the inverter. A controller for sequentially sampling an inverter current detected by the inverter current detector, and a current reproducer for reproducing an alternating current flowing through the synchronous motor based on a sampling current value obtained by sampling of the sampling unit. The AC current by the reproduction of the current reproducing means is temporarily Dq coordinate conversion means for performing coordinate conversion to a current on the dc axis and a current on the qc axis orthogonal to the dc axis, and the synchronous motor based on a current component on the qc axis obtained by the coordinate conversion of the dq coordinate conversion means. Torque current command generation means for generating a torque current command; applied voltage command calculation means for calculating each applied voltage command on the dc axis and the qc axis based on the rotation speed command and the torque current command; Phase calculation means for calculating an AC phase related to the drive frequency of the synchronous motor based on a number command, and coordinate conversion of each of the applied voltage commands into a three-phase AC voltage command based on the AC phase calculated by the phase calculation means. Dq inverse conversion means, a pulse width control signal generation means for generating a pulse width control signal based on the three-phase AC voltage command, the dc-qc axis and the synchronous motor. And a phase correction means for correcting the AC phase based on the state quantity. The state quantity calculation means calculates a state quantity corresponding to an error angle with respect to the dq axis which is the actual magnetic pole axis. Speed controller for synchronous motor. 2. The speed control device for a synchronous motor according to claim 1, wherein the state quantity calculation means includes a current component on the qc axis obtained by the coordinate transformation of the dq coordinate transformation means and a torque generated by the torque current command generation means. A speed controller for a synchronous motor, wherein the state quantity is calculated according to a difference from a current command. 3. The speed control device for a synchronous motor according to claim 1, wherein the state quantity calculation unit is obtained by performing a coordinate conversion of the q-axis inductance of the synchronous motor by Lq, a winding resistance of R, and the dq coordinate conversion unit. The current component on the qc axis is Iqc, the current component on the dc axis obtained by coordinate conversion by the dq coordinate conversion means is Idc, the electrical angular frequency command obtained from the rotation speed command is ω1 ^* , and the current component on the dc axis is Assuming that the applied voltage command is Vdc ^* and the applied voltage command on the qc axis is Vqc ^* , based on the following equation (Equation 1)

A speed controller for a synchronous motor, wherein an axis error Δθc is calculated as the state quantity. 4. The speed control device for a synchronous motor according to claim 1, wherein a voltage is obtained from each applied voltage command on the dc axis and the qc axis and an AC phase calculated by the phase calculation unit. 5. Voltage phase calculating means for calculating a command phase; interrupt signal generating means for outputting an interrupt signal for instructing the sampling means for sampling for each specific phase of the voltage command phase calculated by the voltage phase calculating means; A speed control device for a synchronous motor, comprising: 4. The synchronous motor speed control device according to claim 1, wherein the polarity of each phase of the three-phase AC voltage command based on the output of the dq inverse conversion means is calculated. Polarity calculating means for outputting a signal, and interrupt signal generating means for outputting an interrupt signal for instructing the sampling means to perform sampling in response to a change in the polarity of the polarity signal of any one of the phases. A speed control device for a synchronous motor, comprising: 4. The speed control device for a synchronous motor according to claim 1, wherein an absolute value of each phase of a three-phase AC voltage command based on an output of the dq inverse conversion means is calculated and output. Value calculating means, and an interrupt signal for outputting an interrupt signal for instructing the sampling means to perform sampling when the absolute value of any two phases among the absolute values of the respective phases become approximate values. A speed control device for a synchronous motor, comprising: a generator. 4. The speed control device for a synchronous motor according to claim 1, wherein a difference between a current component on a dc axis obtained by coordinate transformation of said dq coordinate transformation means and a d-axis current command. And a motor constant correction means for correcting a motor constant for calculating the applied voltage command on the qc axis in accordance with the calculation result of the subtraction means. Speed control device. The synchronous motor speed control device according to any one of claims 1 to 7, wherein at least the inverter, the controller, and the inverter current detector are modularized. apparatus. A synchronous motor, and a speed controller for controlling the speed of the synchronous motor, a speed controller for the synchronous motor according to any one of claims 1 to 8, and a compressor using the synchronous motor as a power source. Air conditioner comprising.

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